JP5717010B2 - 交流電位治療器 - Google Patents

Description

本発明は、交流電位治療器に係り、特に昇圧トランスに入力する正弦波交流の発生手段の改良に関する。

従来の交流電位治療器としては、例えば特許第２６０９５７４号公報（特許文献１）に記載のような商用交流昇圧トランスの２次コイルに設けた正電圧ブリーダ回路により、生体印加交流の正電圧と負電圧との波高値比率を１対３に設定した交流電位治療器が周知であるし、実開昭６１−１１８３４６号公報（特許文献２）・特開２００６−２３９０３２号公報（特許文献３）のような、矩形波発振回路の増幅出力を昇圧トランスの１次コイルに供給し、このトランスの高圧２次コイルにダイオードと抵抗を接続して矩形波高電圧を得る電位治療器が周知である。

前記特許文献１（特許第２６０９５７４号公報）は、交流高電圧を生体に印加して治療を実行する際に、交流正電圧と負電圧との波高値比率を１対３に設定した交流電位治療器であり、健康な人体内におけるイオンの理想的な存在比率に等しい割合で生体に交流電位を印加できるが、この特許文献１は、その段落０００９における唯一の実施例記載のように、商用電源による交流を昇圧トランスの入力としているので、生体印加交流としても、我が国では５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ限定となる。

近年、国内において、上記特許文献１の交流電位治療器による電位治療を実行している多数患者の中には、富士川と糸魚川を境として西の６０Ｈｚ地域における複数患者から、「東の５０Ｈｚ地域での電位治療よりも、こちらの方が治療効果の有効性と速効性に優れているようだ」という声がチラホラ聞こえつつ有るし、５０Ｈｚ地域の複数患者のなかには、「今一つ物足りない」という声も多少出始めている。

一方、前記実開昭６１−１１８３４６号公報および特開２００６−２３９０３２号公報（特許文献２・３）は、共に発振回路を有する電位治療器だから、生体印加交流は商用電源周波数に限定されない反面、これら各文献は、それぞれ唯一の実施例記載のように、矩形波発振回路で得た矩形波信号をそのまま出力増幅して昇圧トランスの１次コイルに入力し、その２次コイルに生じた矩形波の高圧出力電圧からこれら各公報第２図のような矩形波に近い波形の生体印加交流電圧を得ている。

したがって、これら各文献２・３における矩形波出力増幅回路にＢ級ブッシュプル増幅回路を用いたとしても、効率が最大で５０％以下の低効率であるという本質的な問題点が有るし、各文献２・３の入・出力は、共に矩形波電圧だから、商用電源に対応した心材と捲線で作った現用一般安価な昇圧トランスを用いると、トランスに無用な唸り音が生じ易いし、トランスが過熱し易いという本質的な大きい問題点が有る。

さらに、上記各特許文献２・３の高圧矩形波出力による生体印加交流には、有害無用なリンギングとか、オーバーシュートやプリシュートが生じ易いので、滑らかに変化する正弦波を用いた生体印加交流による電位治療に比して、これら各特許文献２・３は、電位治療後に湯当たりのような不快感が残り易いし、電位治療効果の有効性と速効性に乏しく、生体拒否反応も生じるという根源的で切実な問題点が有る。

各特許文献１〜３による従来例の他に、特開２００９−２７９０２４号公報（特許文献４）のように、スイッチングインバータにより高周波成分を含む交流波形を生成し、この交流出力をフィルタ回路を経て昇圧トランスの１次コイルに交互に供給するとした電位治療器とか、特開２０１１−２４８５９号公報（特許文献５）のように、２系統の高周波パルスを２個の昇圧用パルストランスに各別入力し、各パルストランスの高圧２次コイルにそれぞれダイオードと平滑コンデンサと電極とを接続した電位治療器も周知である。

前記特開２００９−２７９０２４号公報（特許文献４）は、出願人が直接出願の公開特許公報であり、周知事項や願望事項を手書き漫画図面と共に、断片的に羅列しているだけで、この文献４の意図するところは、結局、その段落００１１の記載から、昇圧トランスの１次コイルに加える交流出力回路として、パルス幅変調による現用一般のＤ級オーディオアンプを用いた電位治療器であると読み取れるが、肝心な具体回路に関する記載が一切無いから、これでは、当業者がこの特開２００９−２７９０２４号公報を見ても、上記電位治療器を作れず、実施できないという本質的な大きい問題点が有る。

Ｄ級オーディオアンプには、直列２個のパワーＭＯＳ・ＦＥＴやバイポーラトランジスタ等の導通制御素子を２列用いたフルブリッジ回路構成のアンプと、直列２個の導通制御素子を１列だけ用いたハーフブリッジ回路構成のアンプが存在し、上記ハーフブリッジ構成のＤ級オーディオアンプは、部品点数少なく安価に使用できるが、復調用チョークコイルの自己誘導電流等による「バス・ポンピング」（Ｂａｓｓ・Ｐｕｍｐｉｎｇ）現象に起因する電源電圧変動が大きいという根源的で切実な問題点が有り、上記フルブリッジ回路構成のＤ級オーディオアンプは、上記問題点は軽減できるが、使用部品点数がハーフブリッジ構成の２倍要するという互いに相容れない根源的な問題点が有ることは、上記特許文献４には全く記載が無く、示唆すらも無いのである。

すなわち、ハーフブリッジ構成のＤ級オーディオアンプは、負荷（昇圧トランス）ドライブ時に、復調用チョークコイル出力側から流出しようとする自己誘導電流をコイル出力側から入力側に戻すことで、前記「バス・ポンピング」現象に起因する電源電圧変動を抑制するための通常、フリー・ホィーリング・ダイオード（Ｆｒｅｅ・Ｗｈｅｅｌｌｉｎｇ・Ｄｉｏｄｅ）と称する高周波特性に優れたダイオードを音声その他の音響による低周波信号電流が流れるアンプ回路内に、この低周波信号に歪みを与えること無く接続できる箇所が無く、上記現象による電源電圧の変動を払拭できないという根源的で切実な問題点が有ることも、上記特許文献４には全く記載が無いのである。

現用一般的なハーフブリッジ構成のＤ級オーディオアンプは、負荷（昇圧トランス）を２００Ｈｚ未満の以下の低域周波数でバスドライブ（Ｂａｓｓ・Ｄｒｉｖｅ）する時には、前記「バス・ポンピング」現象による電源電圧の変動も大きくなり、その程度は、上記周波数が低い程・負荷インピーダンスが小さい程・バスコンデンサの値が小さい程・デューティ比が２５％の時と７５％の時に、それぞれ前記有害無用な「バス・ポンピング」現象による電源電圧の変動が増大し、電位治療器の動作が著しく不安定になることも、上記特許文献４には全く記載が無く、示唆すらも無い。

ただし、寄生ダイオードを有するパワーＭＯＳ・ＦＥＴ等の直列２個の導通制御素子を２列用いた一般的なフルブリッジ回路構成のＤ級オーディオアンプでは、前記「バス・ポンピング」現象を上記寄生ダイオードにより、ある程度抑制できるが、上記寄生ダイオードは、前記フリー・ホィーリング・ダイオードと大きく異なり、高周波特性が悪く、逆回復時間が長いので、復調用チョークコイルの自己誘導電流をその復調出力端から入力端に確実には戻せず、特に負荷（昇圧トランス）を６０〜２００Ｈｚ程度の低域周波数でバスドライブする時は、前記段落００１２で述べたように、「バス・ポンピング」現象による電源電圧の変動を完全には払拭できないという根源的な問題点と、寄生ダイオード作用を有するパワーＭＯＳ・ＦＥＴは、一般に発熱が大で、厳重な放熱が必要であるという問題点とは、上記特許文献４には全く記載が無いのである。

一方、特開２０１１−２４８５９号公報（特許文献５）は、その段落００２０と００２２に記載のように、２系統の高周波スイッチングパルスをそれぞれ２個の昇圧用高周波パルストランスに各別入力し、一方のパルストランスの高圧２次コイルに接続したダイオードおよび抵抗と平滑コンデンサとの並列回路で正の高圧パルス電圧を得ると共に、他方のパルストランスの高圧２次コイルに接続したダイオードおよび抵抗と平滑コンデンサとの並列回路で負の高圧パルス電圧を得た後、これら各高圧パルス電圧を二つの電極にそれぞれ保護抵抗を経て各別供給する電位治療器である。

したがって、この特許文献５は、単一電極では生体に対して高圧交流を印加できないという根源的な大きい問題点が有るし、滑らかに変化する正弦波を用いた生体印加交流による電位治療に比して、この特許文献５は、電位治療後に湯当たりのような不快感が残り易いという根源的で切実な問題点が有る。

また、上記特許文献５では、単一電極の電位治療器に比して、パルス昇圧トランスを初めとして、その高圧２次コイルに接続したダイオード・平滑コンデンサとか、生体保護用ハイメグ抵抗や電極などの高価な高圧用電気部品をそれぞれ２倍数ずつ必要とするので、特許文献５は、加工性悪く高価になるという本質的かつ大きい問題点が有る。

特許第２６０９５７４号公報 実開昭６１−１１８３４６号公報 特開２００６−２３９０３２号公報 特開２００９−２７９０２４号公報 特開２０１１−２４８５９号公報

本発明の目的は、６０〜２００Ｈｚ程度の正弦低周波全波信号で幅変調した高周波パルスの復調済正弦全波出力から、導通制御回路を介して前記出力の半波毎に電流方向が反転する２系統の正弦半波出力となした後、これら各半波出力を昇圧トランスの１次コイルに交互に供給することで、トランス２次側から高圧の生体印加交流を得ることに有る。

上記本発明の目的は、交流高電圧を生体に印加して治療を実行する電位治療器を構成するに当たり、周波数が６０〜２００Ｈｚ程度の正弦低周波電圧を整流して得た正弦全波信号でパルス幅変調した幅変調済高周波パルスにより、前記信号よりも充分高い直流電圧をスイッチング制御して幅変調済高周波パルス出力を得ると共に、このパルス出力をチョークコイルとコンデンサおよびフリー・ホィーリング・ダイオードを用いた復調回路で復調して復調済正弦全波出力を得る一方、前記コイルの復調出力端と接地間に接続した直列２個の導通制御素子２列からなる導通制御回路の各素子を前記正弦全波信号に同期した２系統のオン信号により各別交互に導通させ、前記各素子の相互接続部間に接続した昇圧トランスの１次コイルの電流方向を前記全波出力の半波毎に反転させることで、トランス２次コイルに発生した高圧正弦波交流を正電圧ブリーダ回路により、正電圧と負電圧との波高値比率が１対３の生体印加交流となしたことで達成できた。

ただし、周波数が６０〜２００Ｈｚ程度の正弦低周波電圧を整流して得た正弦全波信号
により、高周波パルスを幅変調して幅変調済高周波パルスを得る一方、前記電圧よりも充
分高い電圧の直流電源に接続したスイッチング素子を前記幅変調済高周波パルスでスイッ
チング制御することで、前記素子の出力側から幅変調済増幅パルス出力を得た後、その復
調回路として、前記素子の出力側に接続したチョークコイルと、その復調出力端に接続し
た１端接地のコンデンサと、前記素子の出力側に接続したアノード接地のフリー・ホィー
リング・ダイオードとを有する復調回路で前記パルス出力を復調することで、前記コイル
の復調出力端から復調済正弦全波出力を得てもよい。

一方、上記チョークコイルの復調出力端と接地間に接続した直列２個の導通制御素子を２列用いたフルブリッジ構成の導通制御回路における１列目のコイル側導通制御素子と２列目の接地側導通制御素子、および２列目のコイル側導通制御素子と１列目の接地側導通制御素子を、それぞれ前記正弦全波信号に同期した位相が互いに１８０°異なる２系統のオン信号により各別交互に導通させ、前記各導通制御素子の相互接続部間に接続した昇圧トランスの１次コイルの電流方向を前記全波出力の半波毎に反転させることで、トランス２次コイルに発生した高圧正弦波交流を正電圧ブリーダ回路により、正電圧と負電圧との波高値比率が１対３の生体印加交流となしてもよい。

本発明によれば、周波数が６０〜２００Ｈｚ程度の正弦低周波電圧を全波整流して得た正弦全波信号で、１００ＫＨｚ程度の高周波パルスを幅変調して幅変調済高周波パルスを得る一方、前記電圧よりも充分高い電圧の直流電源に接続したスイッチング素子を前記幅変調済高周波パルスでスイッチング制御することで、効率約９０％以上と極めて高い効率で前記素子の出力側から幅変調済増幅パルス出力を取り出せる。

上記パルス出力の復調回路としては、前記スイッチング素子の出力側に接続したチョー
クコイルと、その復調出力端に接続した１端接地のコンデンサと、前記素子の出力側に接
続したアノード接地のダイオードとを有する復調回路を用い、上記素子の動作時における
素子のオフ期間にコイル復調出力端から交互に流出しようとするチョークコイルの自己誘
導電流を、このコイルに並列の上記コンデンサとダイオードとの直列回路を経てチョーク
コイルの入力側に効率よく戻せるので、負荷（昇圧トランス）を６０〜１２０Ｈｚ程度の
低域周波数でバスドライブする時にも、有害無用な前記バス・ポンピング現象による電源
電圧の変動を無理なく確実に抑制できたという優れた効果が有る。

より具体的には、上記スイッチング素子の動作時における素子のオン期間に、チョークコイル入力の一部をこのコイルに蓄積しつつ出力側への供給を抑え、上記素子の動作時におけるオフ期間には、コンデンサとフリー・ホィーリング・ダイオードとを経て上記コイルの自己誘導電流をコイルの出力側から入力側に確実に戻せるし、本発明に用いた前記復調回路は、高周波パルスの方形波の変化分、つまり交流成分を小さくするフィルターとして動作するので、負荷（昇圧トランス）を６０〜１２０Ｈｚ程度の低域周波数でバスドライブする時にも、バス・ポンピング現象による電源電圧変動を、より一層確実に抑制できるという優れた効果が有る。

また本発明は、前記チョークコイルの復調出力端と接地間に直列２個の導通制御素子を２列用いたフルブリッジ構成の導通制御回路を接続し、この回路における１列目のコイル側導通制御素子と２列目の接地側導通制御素子、および２列目のコイル側導通制御素子と１列目の接地側導通制御素子を、それぞれ前記正弦全波信号に同期した位相が互いに１８０°異なる２系統のオン信号により各別交互に導通させ、前記各導通制御素子の相互接続部間に接続した昇圧トランスの１次コイルの電流方向を前記全波出力の半波毎に反転させることで、効率約９０％以上と極めて高い効率でトランス２次コイルから高圧正弦波交流を得ることができるという優れた効果が有る。

すなわち、昇圧トランスの１次コイルの電流方向を前記全波出力の半波毎に反転させて繰り返し供給することで、昇圧トランスの１次コイルに滑らかに変化する正弦波交流を供給でき、トランス２次コイルに１０〜１５キロボルト程度の高圧正弦波交流を発生させ得るから、周波数が前記６０〜２００Ｈｚ程度で滑らかに変化する高圧正弦波電圧を無理なく発生させ得るから、健康な人体内におけるイオンの理想的な存在比率に等しい割合の正電圧と負電圧との波高値比率が１対３の生体印加交流を得て、これを生体に印加できるので、商用電源周波数に関係なく、何処でも常に治療効果の有効性と速効性とを大幅に促進でき、生体拒否反応も著減できるという優れた効果も有る。

さらに本発明に用いる前記６０〜２００Ｈｚ程度の正弦低周波信号や低周波電圧の周波数範囲では、商用電源に対応して量産した安価な珪素鋼板をコア材として用いた現用一般の昇圧トランスや、低周波トランスをそのまま採用でき、オーディオ周波数専用の少量高価な珪素鋼板コア材を用いたトランスが不要だから、その製造コストを削減できるという優れた効果が有る。

本発明による交流電位治療器の一例を示す系統回路図 図１の回路における動作波形図 図１の回路における動作波形図 図１の回路における動作波形図

次に、本発明を実施するための形態例を図面と参照符号と共に説明すると、本発明の交流電位治療器は、交流高電圧を生体に印加して治療を実行する電位治療器を構成するに当たり、先ず、図１に示す系統回路図のように、直流電源ＤＣで動作するＣ・Ｒ発振回路・正帰還発振回路などの現用一般的な正弦低周波発生回路１から得た周波数が６０〜２００Ｈｚ程度、例えば７０〜１２０Ｈｚ程度で振幅が１０ボルト程度の正弦低周波信号を初段低周波トランスＴ１の１次コイルに入力する。

そして、上記トランスＴ１における図１のような中点接地の２次コイルの中間タップＡ１・Ａ２に生じた図２のＡ１・Ａ２のような位相が互いに１８０°異なる２系統の正弦波電圧をそれぞれ同方向に接続したダイオードｄｏで全波整流することで、これら各ダイオードｄｏの相互接続部Ｃから得た図２のＣのような波高値が５ボルト程度の正弦全波信号を前記直流電源ＤＣで動作する現用一般のパルス幅変調回路２に入力する。

一方、前記直流電源ＤＣで動作する周波数が１００ＫＨｚ程度の三角波発振器等の現用一般的な高周波パルス発生回路３（図１参照）から得た波高値が５ボルト程度の高周波パルスを前記パルス幅変調回路２に入力し、この高周波パルスを前記正弦全波信号によりパルス幅変調することで、上記変調回路２の出力側から図２のＤのようなほぼ櫛歯状波形で、波高値が５ボルト程度の幅変調済高周波パルスになる。

次いで、前記正弦全波信号の電圧よりも充分高い、前記直流電源ＤＣから得た１３０ボルト程度の直流電源＋Ｖと接地間に図１のように接続したパワーＭＯＳ・ＦＥＴやバイポーラトランジスタ等のスイッチング素子Ｓのゲートやベース等の制御電極Ｄとソースやエミッタとの間に図１のようにパルストランスＰＴまたは現用一般的なゲートドライブＩＣ（米国フェアーチャイルド社製のＩＣ・ＦＡＮ７３８２Ｎ等が有る）を経て前記幅変調済高周波パルスを入力し、上記スイッチング素子Ｓを前記幅変調済高周波パルスでスイッチング制御することで、前記素子Ｓの出力側Ｅから図２のＥのような波高値が１３０ボルト程度の幅変調済増幅パルス出力を取り出せる。

その後、上記幅変調済増幅パルス出力を復調するには、前記スイッチング素子Ｓの出力
側Ｅ（ソースやエミッタ）に入力端を接続した１８０μＨ程度のチョークコイルＬと、そ
の復調出力端Ｆに１端を接続して他端を接地した０．１μＦ程度のチタバリコンデンサＣ
と、前記素子Ｓの出力側Ｅに接続したアノード接地のフリー・ホィーリング・ダイオード
Ｄｆとを有する復調回路４により、前記幅変調済増幅パルス出力を復調することで、チョ
ークコイルＬの復調出力端Ｆから図２のＦのような波高値が１３０ボルト程度の復調済正
弦全波出力を取り出せる。

この復調動作は、スイッチング素子Ｓの出力側に接続したチョークコイルＬと、１端接地のコンデンサＣと、前記ダイオードＤｆとを有する復調回路４を用いた復調動作だから、上記素子Ｓの動作時における上記復調出力端Ｆから素子Ｓのオフ期間に流出しようとする自己誘導電流は、上記コンデンサＣと上記ダイオードＤｆとの直列回路を経て、上記各チョークコイルＬの入力側に効率よく戻せるので、負荷（昇圧トランス）を６０〜２００Ｈｚ程度の低域周波数でバスドライブする時にも、有害無用な「バス・ポンピング現象」は生ぜず、電源電圧の変動を確実に抑制払拭できたので、前記チョークコイルＬの復調出力端Ｆからは、図３のＦのように滑らかに変化する復調済正弦全波出力を９０％以上の変換効率で取り出せる。

次いで、図１に示す前記低周波トランスＴ１の２次コイルの１端Ｂ１に生じた図３のＢ１のような振幅が２０ボルト程度の正弦低周波信号を図１のように次段の低周波トランスＴ２の１次コイルに入力すると共に、その２次コイルに生じた正弦波交流をダイオードｄで半波整流してその出力側Ｇから図３のＧのような正弦半波信号を作った後、この半波信号を抵抗ＲｚとツェナーダイオードＺｄとで構成した現用一般のスライス回路５や、コンパレータ等を用いた現用一般の矩形波整形回路により、図３のＨのように前記正弦全波信号に同期した位相が互いに１８０°異なるほぼ矩形波状で振幅が５ボルト程度の第１のオン信号を作る。

また、前記図３のＢ１の正弦低周波信号に対し、位相が１８０°異なる図３のＢ２のような振幅が２０ボルト程度の正弦低周波信号を前記トランスＴ１の２次コイルの他端Ｂ２から得て、この信号を図１のようにダイオードｄで半波整流してその出力側Ｉに図３のＩのような正弦半波信号を作った後、この信号を前記と同様にほぼ矩形波状に整形し、前記オン信号に対し位相が１８０°異なる図３のＪのような振幅が５ボルト程度で矩形波状の第２のオン信号を作る。

一方、前記チョークコイルＬの復調出力端Ｆと接地間に図１のように、パワーＭＯＳ・ＦＥＴやバイポーラトランジスタ等を用いた直列２個の導通制御素子列を２列有するフルブリッジ構成の導通制御回路６を接続し、この回路における１列目のコイル側導通制御素子Ｑのゲートやベース等の制御電極Ｈとソースやエミッタとの間に前記図３のＨのようなほぼ矩形波状の第１のオン信号を印加すると共に、２列目の接地側導通制御素子Ｑの制御電極Ｈと接地間には、前記低周波トランスＴ１の２次コイルの１端Ｂ１に生じた図３のＢ１のような振幅が２０ボルト程度の正弦半波信号自体を前記と同様に矩形波状に整形した図３のＨのような振幅が５ボルト程度の第１のオン信号を印加する。

その直後、今度は、前記導通制御回路６における２列目のコイル側導通制御素子Ｑの制御電極Ｊととソースやエミッタとの間、および１列目の接地側導通制御素子Ｑの制御電極Ｊと接地間に、それぞれ前記のように整形した矩形波状の図３のＪような第２のオン信号を印加することで、前記計４個の導通制御素子を前記正弦全波信号に同期した位相が互いに１８０°異なる２系統の第１・第２の各オン信号により、現用一般的なフルブリッジ構成の導通制御回路６と同様にその導通状態を制御することで、前記計４個の導通制御素子を各別交互に導通させ，前記直列２個の導通制御素子の各相互接続部Ｋ・Ｌに接続した昇圧トランスＴの１次コイルＬ１に波高値が１３０ボルト程度で、電流方向が前記全波出力の半波毎に反転する図４のＫ・Ｌのような２系統の正弦半波出力を供給できる。

その結果、前記各相互接続部Ｋ・Ｌに接続した昇圧トランスＴの１次コイルＬ１に対し、上記２系統の正弦半波出力は、電流方向が半波毎に反転する２系統の正弦半波出力だから、これら各出力を昇圧トランス１次コイルＬ１に対し、正弦波交流として供給でき、トランス２次コイルＬ２に図４のＬのように、滑らかに変化する１０〜１５キロボルト程度の高圧正弦波交流を発生させ得る。

より具体的には、前記１列目の導通制御素子Ｑの相互接続部Ｋに生じた図４のＫのような正弦半波出力は、トランス１次コイルＬ１・相互接続部Ｌおよびオン状態の２列目の接地側導通制御素子Ｑのドレイン・ソースを順次に経て接地側に流れ，上記トランス１次コイルＬ１の接続部Ｋから接続部Ｌに向けて図４のＫのような正弦半波出力を供給できる。

その直後、今度は、前記２列目の導通制御素子の相互接続部Ｌに生じた図４のＬのような正弦半波出力は、トランス１次コイルＬ１・相互接続部Ｋおよびオン状態の１列目の接地側導通制御素子Ｑのドレイン・ソースを順次に経て接地側に流れ，上記トランス１次コイルＬ１の接続部Ｌから接続部Ｋに向けて図４のＬのような正弦半波出力を前記半波出力の電流方向とは逆向きに供給でき、これら各正弦半波出力の交互反転供給動作を順次に繰り返すことで、各正弦半波出力を昇圧トランスＴの１次コイルＬ１に正弦波交流を供給でき、トランス２次コイルＬ２に図４のＭのように、滑らかに変化する１０〜１５キロボルト程度の高圧正弦波交流を発生させ得る。

上記昇圧トランスＴにおける２次コイルＬ２の１端は、アース取りハイメグ抵抗Ｒ０を経て前記直流電源ＤＣにおける商用交流電源取り込みラインに接続すると共に、上記２次コイルＬ２の両端間には、５〜１０ＭΩ・１０Ｗ程度の大型ハイメグ抵抗Ｒ１とダイオードｄ1 との並列回路と、この並列回路と直列のハイメグ抵抗Ｒ２とダイオードｄ2 とを用いた正電圧ブリーダ回路７を接続すると共に、上記抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との抵抗値比率を２対１に設定することで、両者の相互接続部Ｎに図４のＮのように生じた正電圧と負電圧との波高値比率が１対３の生体印加交流を大地と生体に対して絶縁配置した導電マットｍに電流制限ハイメグ抵抗Ｒ３を経て供給できる。

したがって、本発明による上記生体印加交流は、周波数が６０〜２００Ｈｚ程度で滑らかに変化する正弦波を用いた生体印加交流だから、生体拒否反応の発生を防止できると共に、健康な人体内におけるイオンの理想的な存在比率に等しい割合の正電圧と負電圧との波高値比率が１対３の生体印加交流を前記導電マットｍ等を経て生体に印加できるので、商用電源周波数に関係なく、何処でも常時、滑らかに変化する生体印加交流で、交流電位治療が可能となった結果、治療効果の有効性と速効性とが大幅に促進できる。

本発明による交流電位治療器は、前記導電マットｍを用いる代わりに、生体患部に対して通電導子等により接触加電する交流電位治療器としても、当然に利用できる。

１…正弦低周波発生回路 Ｌ…チョークコイル
２…パルス幅変調回路 Ｃ…コンデンサ
３…高周波パルス発生回路 Ｄｆ…フリー・ホィーリング・ダイオード
４…復調回路 Ｚｄ…ツェナーダイオード
５…スライス回路 ｄ・ｄｏ・ｄ1 ・ｄ2 …ダイオード
６…導通制御回路 Ｓ…スイッチング素子
７…正電圧ブリーダ回路 Ｑ…導通制御素子
Ｔ１・Ｔ２…低周波トランス Ｒ１・Ｒ２・Ｒ０・Ｒ３…ハイメグ抵抗
ＰＴ…パルストランス Ｒ・Ｒｚ…直列抵抗
Ｔ…昇圧トランス ｍ…導電マット
Ｌ１…昇圧トランスの１次コイル ＤＣ…直流電源
Ｌ２…昇圧トランスの２次コイル

Claims (2)

1. 交流高電圧を生体に印加して治療を実行する電位治療器において、周波数が６０〜２００Ｈｚ程度の正弦低周波電圧を整流して得た正弦全波信号でパルス幅変調した幅変調済高周波パルスにより、前記信号よりも充分高い直流電圧をスイッチング制御して幅変調済高周波パルス出力を得ると共に、このパルス出力をチョークコイルとコンデンサおよびフリー・ホィーリング・ダイオードを用いた復調回路で復調して復調済正弦全波出力を得る一方、前記コイルの復調出力端と接地間に接続した直列２個の導通制御素子２列からなる導通制御回路の各素子を前記正弦全波信号に同期した２系統のオン信号により各別交互に導通させ、前記各素子の相互接続部間に接続した昇圧トランスの１次コイルの電流方向を前記全波出力の半波毎に反転させることで、トランス２次コイルに発生した高圧正弦波交流を正電圧ブリーダ回路により、正電圧と負電圧との波高値比率が１対３の生体印加交流となした交流電位治療器。
2. 交流高電圧を生体に印加して治療を実行する電位治療器において、周波数が６０〜２０
   ０Ｈｚ程度の正弦低周波電圧を整流して得た正弦全波信号により、高周波パルスを幅変調
   して幅変調済高周波パルスを得る一方、前記電圧よりも充分高い電圧の直流電源に接続し
   たスイッチング素子を前記幅変調済高周波パルスでスイッチング制御することで、前記素
   子の出力側から幅変調済増幅パルス出力を得た後、その復調回路として、前記素子の出力
   側に接続したチョークコイルと、その復調出力端に接続した１端接地のコンデンサと、前
   記素子の出力側に接続したアノード接地のフリー・ホィーリング・ダイオードとを有する
   復調回路で前記パルス出力を復調し、前記コイルの復調出力端から復調済正弦全波出力を
   得る一方、このコイル復調出力端と接地間に接続した直列２個の導通制御素子を２列用い
   たフルブリッジ構成の導通制御回路における１列目のコイル側導通制御素子と２列目の接
   地側導通制御素子、および２列目のコイル側導通制御素子と１列目の接地側導通制御素子
   を、それぞれ前記正弦全波信号に同期した位相が互いに１８０°異なる２系統のオン信号
   により各別交互に導通させ、前記各導通制御素子の相互接続部間に接続した昇圧トランス
   の１次コイルの電流方向を前記全波出力の半波毎に反転させることで、トランス２次コイ
   ルに発生した高圧正弦波交流を正電圧ブリーダ回路により、正電圧と負電圧との波高値比
   率が１対３の生体印加交流となした交流電位治療器。

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