JPH07231653A - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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- JPH07231653A JPH07231653A JP3206694A JP3206694A JPH07231653A JP H07231653 A JPH07231653 A JP H07231653A JP 3206694 A JP3206694 A JP 3206694A JP 3206694 A JP3206694 A JP 3206694A JP H07231653 A JPH07231653 A JP H07231653A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 リップル成分の低減、及び部分整流平滑回路
とスイッチング電源回路部の独立したスイッチング動作
に伴う悪影響の解消。 【構成】 整流手段５、平滑手段Ｃｉ、電圧共振形コン
バータ７、スイッチング手段とからなるスイッチング電
源装置において、スイッチング手段のトランス（ＰＲ
Ｔ）に低電圧出力巻線Ｎ3 を巻装し、巻線Ｎ3 の両波整
流出力電圧Ｖ3 を、共振スイッチＱ1 がオフである際
に、平滑手段Ｃｉを介して直流電圧Ｅｉに重畳する直流
入力電圧リップル低減手段（Ｎ3 、Ｄ10，Ｄ11，Ｃ10，
Ｄ12）を設ける。また、共振スイッチに対応する発振回
路、もしくはスイッチ自体を電圧共振形コンバータとス
イッチング手段とで共用する。
とスイッチング電源回路部の独立したスイッチング動作
に伴う悪影響の解消。 【構成】 整流手段５、平滑手段Ｃｉ、電圧共振形コン
バータ７、スイッチング手段とからなるスイッチング電
源装置において、スイッチング手段のトランス（ＰＲ
Ｔ）に低電圧出力巻線Ｎ3 を巻装し、巻線Ｎ3 の両波整
流出力電圧Ｖ3 を、共振スイッチＱ1 がオフである際
に、平滑手段Ｃｉを介して直流電圧Ｅｉに重畳する直流
入力電圧リップル低減手段（Ｎ3 、Ｄ10，Ｄ11，Ｃ10，
Ｄ12）を設ける。また、共振スイッチに対応する発振回
路、もしくはスイッチ自体を電圧共振形コンバータとス
イッチング手段とで共用する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はスイッチング電源装置に
係り、特にスイッチング電源の力率を改善することを目
的とするスイッチング電源に関するものである。
係り、特にスイッチング電源の力率を改善することを目
的とするスイッチング電源に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、カラーテレビジョンやプロジェク
ションＴＤ、モニタ装置などの映像機器や、ビデオテー
プレコーダ、ビデオディスクプレーヤなどのビデオ機
器、さらにオーディオ機器やＯＡ機器では、商用交流電
源の高調波歪が発生することが知られている。
ションＴＤ、モニタ装置などの映像機器や、ビデオテー
プレコーダ、ビデオディスクプレーヤなどのビデオ機
器、さらにオーディオ機器やＯＡ機器では、商用交流電
源の高調波歪が発生することが知られている。
【０００３】この対策として、交流ラインにパワーチョ
ークコイルを挿入するか、矩形波形コンバータ回路或は
共振波形コンバータによるアクティブフィルタ回路を使
って力率を改善しているが、これらの方法は高コストで
あり、またパワーチョークコイルの場合は漏洩磁束、重
量の面で、アクティブフィルタ回路の場合は高ＥＭＩ
（電磁妨害波）、電力損失と基板サイズの増大等の欠点
がある。そこで、電源高調波歪の低減、高効率、低ＥＭ
Ｉ、小型計量、低コストを実現できる電圧共振形コンバ
ータ回路を組み合わせた部分整流平滑回路が開発され
た。
ークコイルを挿入するか、矩形波形コンバータ回路或は
共振波形コンバータによるアクティブフィルタ回路を使
って力率を改善しているが、これらの方法は高コストで
あり、またパワーチョークコイルの場合は漏洩磁束、重
量の面で、アクティブフィルタ回路の場合は高ＥＭＩ
（電磁妨害波）、電力損失と基板サイズの増大等の欠点
がある。そこで、電源高調波歪の低減、高効率、低ＥＭ
Ｉ、小型計量、低コストを実現できる電圧共振形コンバ
ータ回路を組み合わせた部分整流平滑回路が開発され
た。
【０００４】図４１にこのような部分整流平滑回路を備
えたスイッチング電源装置の回路例を示す。１は単相の
商用交流電源であり、この交流電源１の両極は交流入力
ライン２，３に接続されている。交流ライン２はライン
フィルタトランス４の一方の巻線４ａを介して、ダイオ
ードＤａ〜Ｄｄをブリッジ接続して構成される全波整流
回路５の一方の入力端に接続される。全波整流回路５の
正側の出力端はライン６を介して負荷側に接続され、全
波整流回路５の負側の出力端はアースに接続されてい
る。
えたスイッチング電源装置の回路例を示す。１は単相の
商用交流電源であり、この交流電源１の両極は交流入力
ライン２，３に接続されている。交流ライン２はライン
フィルタトランス４の一方の巻線４ａを介して、ダイオ
ードＤａ〜Ｄｄをブリッジ接続して構成される全波整流
回路５の一方の入力端に接続される。全波整流回路５の
正側の出力端はライン６を介して負荷側に接続され、全
波整流回路５の負側の出力端はアースに接続されてい
る。
【０００５】また、交流入力ライン３はラインフィルタ
トランス４の巻線４ｂを介して全波整流回路５の他方の
入力端に接続されている。Ｃ5 はアクロスコンデンサで
あり、ラインフィルタトランス４と伴にローパスフィル
タを構成している。
トランス４の巻線４ｂを介して全波整流回路５の他方の
入力端に接続されている。Ｃ5 はアクロスコンデンサで
あり、ラインフィルタトランス４と伴にローパスフィル
タを構成している。
【０００６】ライン６には全波整流回路５の出力である
直流脈動電圧を平滑化するための部分平滑回路が設けら
れている。つまり、平滑用コンデンサＣｉと電圧共振形
コンバータ７がこれに相当する。具体的には、全波整流
回路５に接続された平滑用コンデンサＣｉと直列にコン
バータトランスＣＴとスイッチングトランジスタＱ1 が
接続され、スイッチングトランジスタＱ1 のコレクタと
エミッタに並列共振コンデンサＣｒが接続されている。
従ってスイッチングトランジスタＱ1 がオフであるとき
には、コンバータトランスＣＴの一次巻線ＮC1のインダ
クタンスとコンデンサＣｒとにより並列共振電圧ＶCP1
が発生し、またスイッチングトランジスタＱ1 がオンで
あるときは、そのオン時間と、コンバータトランスＣＴ
の一次巻線ＮC1のインダクタンスと、入力電圧Ｖ1 で決
定されるコレクタ電流ＩCP1 が鋸歯状波形で動作する。
この状態を図４２（ａ）（ｂ）に示す。
直流脈動電圧を平滑化するための部分平滑回路が設けら
れている。つまり、平滑用コンデンサＣｉと電圧共振形
コンバータ７がこれに相当する。具体的には、全波整流
回路５に接続された平滑用コンデンサＣｉと直列にコン
バータトランスＣＴとスイッチングトランジスタＱ1 が
接続され、スイッチングトランジスタＱ1 のコレクタと
エミッタに並列共振コンデンサＣｒが接続されている。
従ってスイッチングトランジスタＱ1 がオフであるとき
には、コンバータトランスＣＴの一次巻線ＮC1のインダ
クタンスとコンデンサＣｒとにより並列共振電圧ＶCP1
が発生し、またスイッチングトランジスタＱ1 がオンで
あるときは、そのオン時間と、コンバータトランスＣＴ
の一次巻線ＮC1のインダクタンスと、入力電圧Ｖ1 で決
定されるコレクタ電流ＩCP1 が鋸歯状波形で動作する。
この状態を図４２（ａ）（ｂ）に示す。
【０００７】スイッチングトランジスタＱ1 に対するス
イッチング周波数は、コンバータトランスＣＴに巻装さ
れた巻線ＮCBと直列に接続された時定数コンデンサＣ
B 、時定数インダクタンスＬB による直列共振回路（自
励発振回路）によって発生される。Ｒ1 は起動抵抗、Ｄ
2 はベースクランプ用のダイオードでありスイッチング
トランジスタＱ1 がスイッチング動作をしていない期
間、即ちＡＣ電圧ＶACが低い期間の放電ダイオードを兼
ねている。またＣ1 は高周波のスイッチング成分をバイ
パスするフィルムコンデンサである。
イッチング周波数は、コンバータトランスＣＴに巻装さ
れた巻線ＮCBと直列に接続された時定数コンデンサＣ
B 、時定数インダクタンスＬB による直列共振回路（自
励発振回路）によって発生される。Ｒ1 は起動抵抗、Ｄ
2 はベースクランプ用のダイオードでありスイッチング
トランジスタＱ1 がスイッチング動作をしていない期
間、即ちＡＣ電圧ＶACが低い期間の放電ダイオードを兼
ねている。またＣ1 は高周波のスイッチング成分をバイ
パスするフィルムコンデンサである。
【０００８】スイッチングトランジスタＱ1 のオン／オ
フ動作により共振電圧ＶCP1 及びコレクタ電流ＩPC1 が
図４２（ａ）（ｂ）のように変化している期間には、コ
ンバータトランスＣＴの二次巻線ＮC2に発生する正弦波
の昇圧パルス電圧Ｖ2 がダイオードＤ1 を介して平滑用
コンデンサＣｉに印加され、電流Ｉ2 によって平滑用コ
ンデンサＣｉに充電が繰り返される（図４２（ｃ）
（ｄ））。
フ動作により共振電圧ＶCP1 及びコレクタ電流ＩPC1 が
図４２（ａ）（ｂ）のように変化している期間には、コ
ンバータトランスＣＴの二次巻線ＮC2に発生する正弦波
の昇圧パルス電圧Ｖ2 がダイオードＤ1 を介して平滑用
コンデンサＣｉに印加され、電流Ｉ2 によって平滑用コ
ンデンサＣｉに充電が繰り返される（図４２（ｃ）
（ｄ））。
【０００９】図４３は商用周波数（５０〜６０Hz）期間
での動作波形を示しており、上記した図４２の動作は図
４３のτ期間内の動作として示されている。ＡＣ電圧Ｖ
ACが高いτ期間のみに、上記のようにスイッチングトラ
ンジスタＱ1 がスイッチングされ、電圧共振形コンバー
タ７が動作する。つまり、このτ期間内にＡＣ電圧ＶAC
と電圧Ｖ2 により平滑用コンデンサＣｉが充電され、τ
期間以外では電圧共振形コンバータ７はスイッチングト
ランジスタＱ1 のスイッチング動作が休止される。この
休止期間にはダイオードＤ2 →スイッチングトランジス
タＱ1 のベース→スイッチングトランジスタＱ1 のコレ
クタ→コンバータトランスＣＴの一次巻線ＮC1→平滑用
コンデンサＣｉという方向に電流が流れる回路が形成さ
れ、コンデンサＣｉの充電荷が負荷電流がＩO として放
出されることになる。
での動作波形を示しており、上記した図４２の動作は図
４３のτ期間内の動作として示されている。ＡＣ電圧Ｖ
ACが高いτ期間のみに、上記のようにスイッチングトラ
ンジスタＱ1 がスイッチングされ、電圧共振形コンバー
タ７が動作する。つまり、このτ期間内にＡＣ電圧ＶAC
と電圧Ｖ2 により平滑用コンデンサＣｉが充電され、τ
期間以外では電圧共振形コンバータ７はスイッチングト
ランジスタＱ1 のスイッチング動作が休止される。この
休止期間にはダイオードＤ2 →スイッチングトランジス
タＱ1 のベース→スイッチングトランジスタＱ1 のコレ
クタ→コンバータトランスＣＴの一次巻線ＮC1→平滑用
コンデンサＣｉという方向に電流が流れる回路が形成さ
れ、コンデンサＣｉの充電荷が負荷電流がＩO として放
出されることになる。
【００１０】ここでライン６に生じる整流平滑直流電圧
Ｅｉには、リップル電圧成分ΔＥｉが重畳されており
（図４３（ｅ））、結果として、図４３（ｆ）の交流入
力電流ＩACとして示すように、この平滑直流電圧Ｅｉに
対応して点線のピーク電流が実線のように導通角が拡大
され、電流ＩACが電源から供給されるようになり、この
電源回路の力率が改善される。つまり、電圧共振形コン
バータ７が力率改善用の部分整流平滑回路として機能す
る。なお、電圧共振形コンバータ７による力率改善動作
を実行するためのスイッチ（スイッチングトランジスタ
Ｑ1 ）を以下、共振スイッチとも表現する。
Ｅｉには、リップル電圧成分ΔＥｉが重畳されており
（図４３（ｅ））、結果として、図４３（ｆ）の交流入
力電流ＩACとして示すように、この平滑直流電圧Ｅｉに
対応して点線のピーク電流が実線のように導通角が拡大
され、電流ＩACが電源から供給されるようになり、この
電源回路の力率が改善される。つまり、電圧共振形コン
バータ７が力率改善用の部分整流平滑回路として機能す
る。なお、電圧共振形コンバータ７による力率改善動作
を実行するためのスイッチ（スイッチングトランジスタ
Ｑ1 ）を以下、共振スイッチとも表現する。
【００１１】平滑用コンデンサＣｉ及び電圧共振形コン
バータ７により平滑された直流電圧Ｅｉは後段のスイッ
チング電源回路部に供給される。Ｑ2 ，Ｑ3 はスイッチ
ングトランジスタであり、このスイッチングトランジス
タＱ2 ，Ｑ3 は互いに逆相でスイッチング動作が行なわ
れる。つまり、コンバータドライブトランスＣＤＴの巻
線ＬB1と直列にダンピング抵抗ＲB1を介して時定数コン
デンサＣB1が接続され、巻線ＬB1と時定数コンデンサＣ
B1により自励発振回路が構成され、発振周波数をスイッ
チングトランジスタＱ2 のベースに供給するようにされ
ている。Ｒ2 は起動抵抗、Ｄ3 はベースクランプダイオ
ードである。
バータ７により平滑された直流電圧Ｅｉは後段のスイッ
チング電源回路部に供給される。Ｑ2 ，Ｑ3 はスイッチ
ングトランジスタであり、このスイッチングトランジス
タＱ2 ，Ｑ3 は互いに逆相でスイッチング動作が行なわ
れる。つまり、コンバータドライブトランスＣＤＴの巻
線ＬB1と直列にダンピング抵抗ＲB1を介して時定数コン
デンサＣB1が接続され、巻線ＬB1と時定数コンデンサＣ
B1により自励発振回路が構成され、発振周波数をスイッ
チングトランジスタＱ2 のベースに供給するようにされ
ている。Ｒ2 は起動抵抗、Ｄ3 はベースクランプダイオ
ードである。
【００１２】一方、コンバータドライブトランスＣＤＴ
の巻線ＬB2と直列にダンピング抵抗ＲB2を介して時定数
コンデンサＣB2が接続され、巻線ＬB2と時定数コンデン
サＣB2により自励発振回路が構成され、発振周波数をス
イッチングトランジスタＱ3のベースに供給するように
されている。Ｒ3 は起動抵抗、Ｄ4 はベースクランプダ
イオードである。
の巻線ＬB2と直列にダンピング抵抗ＲB2を介して時定数
コンデンサＣB2が接続され、巻線ＬB2と時定数コンデン
サＣB2により自励発振回路が構成され、発振周波数をス
イッチングトランジスタＱ3のベースに供給するように
されている。Ｒ3 は起動抵抗、Ｄ4 はベースクランプダ
イオードである。
【００１３】スイッチングトランジスタＱ2 がオンとさ
れると、スイッチングトランジスタＱ2 のコレクタ−エ
ミッタ間→コンバータドライブトランスＣＤＴの巻線Ｌ
B0→直交トランスＰＲＴの巻線Ｎ1 と電流が流れ、コン
デンサＣ2 に充電される。一方、スイッチングトランジ
スタＱ2 がオフになり、スイッチングトランジスタＱ3
がオンとされると、コンデンサＣ2 →直交トランスＰＲ
Ｔの巻線Ｎ1 →コンバータドライブトランスＣＤＴの巻
線ＬB0→スイッチングトランジスタＱ3 のコレクタ−エ
ミッタ間と電流が流れる。
れると、スイッチングトランジスタＱ2 のコレクタ−エ
ミッタ間→コンバータドライブトランスＣＤＴの巻線Ｌ
B0→直交トランスＰＲＴの巻線Ｎ1 と電流が流れ、コン
デンサＣ2 に充電される。一方、スイッチングトランジ
スタＱ2 がオフになり、スイッチングトランジスタＱ3
がオンとされると、コンデンサＣ2 →直交トランスＰＲ
Ｔの巻線Ｎ1 →コンバータドライブトランスＣＤＴの巻
線ＬB0→スイッチングトランジスタＱ3 のコレクタ−エ
ミッタ間と電流が流れる。
【００１４】従って、スイッチングトランジスタＱ2 ，
Ｑ3 が交互にオンとなることにより、直交トランスＰＲ
Ｔの二次巻線Ｎ2 側に誘起される交流電圧が、ダイオー
ドＤ5 ，Ｄ6 、及び平滑用コンデンサＣO を介して整流
平滑され、直流電圧Ｅ0 として取り出される。図４２
（ｆ）（ｇ）（ｅ）にスイッチングトランジスタＱ2 ，
Ｑ3 を流れる電流ＩCP2 ，ＩCP3 及びスイッチングトラ
ンジスタＱ3 のコレクタに現われる電圧波形ＶCP3 を示
す。
Ｑ3 が交互にオンとなることにより、直交トランスＰＲ
Ｔの二次巻線Ｎ2 側に誘起される交流電圧が、ダイオー
ドＤ5 ，Ｄ6 、及び平滑用コンデンサＣO を介して整流
平滑され、直流電圧Ｅ0 として取り出される。図４２
（ｆ）（ｇ）（ｅ）にスイッチングトランジスタＱ2 ，
Ｑ3 を流れる電流ＩCP2 ，ＩCP3 及びスイッチングトラ
ンジスタＱ3 のコレクタに現われる電圧波形ＶCP3 を示
す。
【００１５】８は、直交トランスの二次巻線Ｎ2 側に誘
起される電圧を抵抗Ｒ4 ，Ｒ5 を介して取り込み、ツェ
ナダイオードＤ8 及びトランジスタＱ4 による制御回路
によって直交トランスＰＲＴの制御巻線ＮC に直流制御
電流を流し、直交トランスＰＲＴの定電圧出力動作を実
行させる制御用誤差増幅器を示す。
起される電圧を抵抗Ｒ4 ，Ｒ5 を介して取り込み、ツェ
ナダイオードＤ8 及びトランジスタＱ4 による制御回路
によって直交トランスＰＲＴの制御巻線ＮC に直流制御
電流を流し、直交トランスＰＲＴの定電圧出力動作を実
行させる制御用誤差増幅器を示す。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】ところで、例えばこの
ようなスイッチング電源装置においては以下のような各
種問題点がある。
ようなスイッチング電源装置においては以下のような各
種問題点がある。
【００１７】まず、上記のように電源高調波歪抑制のた
めに力率改善用の部分整流平滑回路（電圧共振形コンバ
ータ７）とスイッチング電源回路部を組み合わせた場
合、部分整流平滑回路を設けない場合に比較して力率が
0.6 →0.8 程度に改善され、高調波電流が低減される
が、前記図４３（ｅ）に示したようにスイッチング電源
回路部に対する直流入力電圧ＥｉにΔＥｉのリップル電
圧が含まれることになり、このΔＥｉの絶対値は部分整
流平滑回路を設けていない場合に比較して２〜３倍に増
加してしまう。また、最小入力電圧Ｅｉ(min) はＥｉ
(min) ＝Ｖｍ−ΔＥｉであり、下限のレギュレーション
範囲を保証するために直交トランスＰＲＴのＮ1 巻線数
を減少し、共振コンデンサＣ2 の静電容量を増加しなけ
ればならない。
めに力率改善用の部分整流平滑回路（電圧共振形コンバ
ータ７）とスイッチング電源回路部を組み合わせた場
合、部分整流平滑回路を設けない場合に比較して力率が
0.6 →0.8 程度に改善され、高調波電流が低減される
が、前記図４３（ｅ）に示したようにスイッチング電源
回路部に対する直流入力電圧ＥｉにΔＥｉのリップル電
圧が含まれることになり、このΔＥｉの絶対値は部分整
流平滑回路を設けていない場合に比較して２〜３倍に増
加してしまう。また、最小入力電圧Ｅｉ(min) はＥｉ
(min) ＝Ｖｍ−ΔＥｉであり、下限のレギュレーション
範囲を保証するために直交トランスＰＲＴのＮ1 巻線数
を減少し、共振コンデンサＣ2 の静電容量を増加しなけ
ればならない。
【００１８】つまり、このようなスイッチング電源の場
合、ΔＥｉのリップル成分が大きいためにスイッチング
電源回路部の制御用誤差増幅器８の制御感度を向上して
リップル抑圧比を改善し、直流出力電圧Ｅ0 のリップル
成分を低減するか、或は二次側の平滑用コンデンサＣ0
の静電容量を増加するなどの回路手段が必要になるとい
う問題があり、また、下限レギュレーション範囲保証の
ため、スイッチング電源回路部の設計変更が必要になっ
てしまうという問題もある。
合、ΔＥｉのリップル成分が大きいためにスイッチング
電源回路部の制御用誤差増幅器８の制御感度を向上して
リップル抑圧比を改善し、直流出力電圧Ｅ0 のリップル
成分を低減するか、或は二次側の平滑用コンデンサＣ0
の静電容量を増加するなどの回路手段が必要になるとい
う問題があり、また、下限レギュレーション範囲保証の
ため、スイッチング電源回路部の設計変更が必要になっ
てしまうという問題もある。
【００１９】次に、スイッチング電源回路部のスイッチ
ング周波数と、部分整流平滑回路の自励発振周波数とが
各々独立して動作しているために問題が生ずる。今、ス
イッチング電源回路部においてコンバータドライブトラ
ンスＣＤＴの巻線インダクタンス（ＬB1，ＬB2）と時定
数コンデンサ（ＣB1，ＣB2）による自励発振周波数が10
0KHzとされ、一方、部分整流平滑回路において巻線ＮCB
及び時定数インダクタンスＬB によるインダクタンスと
時定数コンデンサＣB とによる自励発振周波数が83.3KH
z とされている場合、図４２の（ａ）（ｂ）及び（ｅ）
（ｆ）（ｇ）を比較して分かるように各スイッチング動
作波形が異なっている。
ング周波数と、部分整流平滑回路の自励発振周波数とが
各々独立して動作しているために問題が生ずる。今、ス
イッチング電源回路部においてコンバータドライブトラ
ンスＣＤＴの巻線インダクタンス（ＬB1，ＬB2）と時定
数コンデンサ（ＣB1，ＣB2）による自励発振周波数が10
0KHzとされ、一方、部分整流平滑回路において巻線ＮCB
及び時定数インダクタンスＬB によるインダクタンスと
時定数コンデンサＣB とによる自励発振周波数が83.3KH
z とされている場合、図４２の（ａ）（ｂ）及び（ｅ）
（ｆ）（ｇ）を比較して分かるように各スイッチング動
作波形が異なっている。
【００２０】このために、スイッチング電源回路部と部
分整流平滑回路（電圧共振形コンバータ７）において各
々自励発振回路が必要で部品点数の増加、必要基板面積
の増大による小型化への障害、及びコストアップという
問題が生ずるだけでなく、スイッチング周波数の差のた
めに、リアクター類（インダクタンス、チョークコイ
ル、トランス）が発生する漏洩磁束やＥＭＩによる相互
干渉によって、スイッチング電源回路部が異常発振する
恐れがあり、このためにコンデンサＣ1 ，Ｃ0 の静電容
量を大きく選定しなければならない、又は両者間にシー
ルド板の追加が必要となるという問題が生じる。
分整流平滑回路（電圧共振形コンバータ７）において各
々自励発振回路が必要で部品点数の増加、必要基板面積
の増大による小型化への障害、及びコストアップという
問題が生ずるだけでなく、スイッチング周波数の差のた
めに、リアクター類（インダクタンス、チョークコイ
ル、トランス）が発生する漏洩磁束やＥＭＩによる相互
干渉によって、スイッチング電源回路部が異常発振する
恐れがあり、このためにコンデンサＣ1 ，Ｃ0 の静電容
量を大きく選定しなければならない、又は両者間にシー
ルド板の追加が必要となるという問題が生じる。
【００２１】さらに、部分整流平滑回路は、巻線ＮCB及
び時定数インダクタンスＬB によるインダクタンスと時
定数コンデンサＣB による自励発振回路で定められるス
イッチング周波数で動作するため、交流入力電圧の上昇
及び負荷電流の減少によって力率が低下するという問題
がある。
び時定数インダクタンスＬB によるインダクタンスと時
定数コンデンサＣB による自励発振回路で定められるス
イッチング周波数で動作するため、交流入力電圧の上昇
及び負荷電流の減少によって力率が低下するという問題
がある。
【００２２】例えば部分整流平滑回路のスイッチング周
波数を100KHz、スイッチング電源回路部のスイッチング
周波数を83.3KHz とした時に、スイッチングトランジス
タＱ1 のコレクタ電流ＩCP1 、スイッチングトランジス
タＱ3 のコレクタ電流ＩCP3、交流入力電流ＩACを、図
４４（ａ）〜（ｃ）及び（ｄ）〜（ｆ）に示す。図４４
（ａ）〜（ｃ）はＡＣ電圧９０Ｖで重負荷時、図４４
（ｄ）〜（ｆ）はＡＣ電圧１２０Ｖで軽負荷時の波形で
ある。つまり、部分整流平滑回路のスイッチング周波数
は交流入力電圧及び負荷電流に依存しないため、図４４
（ａ）〜（ｃ）のように重負荷時に力率が0.85であって
も、軽負荷時には電流ＩACの導通角がせまくなることに
よって力率が0.6 に低下してしまう。
波数を100KHz、スイッチング電源回路部のスイッチング
周波数を83.3KHz とした時に、スイッチングトランジス
タＱ1 のコレクタ電流ＩCP1 、スイッチングトランジス
タＱ3 のコレクタ電流ＩCP3、交流入力電流ＩACを、図
４４（ａ）〜（ｃ）及び（ｄ）〜（ｆ）に示す。図４４
（ａ）〜（ｃ）はＡＣ電圧９０Ｖで重負荷時、図４４
（ｄ）〜（ｆ）はＡＣ電圧１２０Ｖで軽負荷時の波形で
ある。つまり、部分整流平滑回路のスイッチング周波数
は交流入力電圧及び負荷電流に依存しないため、図４４
（ａ）〜（ｃ）のように重負荷時に力率が0.85であって
も、軽負荷時には電流ＩACの導通角がせまくなることに
よって力率が0.6 に低下してしまう。
【００２３】なおこれらの問題点は、スイッチング電源
回路部が、上記例のように直交トランスによる直列共振
周波数制御方式電流共振形コンバータによるものである
場合だけでなく、直交トランスによるスイッチング周波
数制御方式電流共振形コンバータによるもの、直交トラ
ンスによる磁束制御方式電圧共振形コンバータによるも
の、ＰＷＭ制御方式フライバックコンバータによるも
の、ＰＷＭ制御方式フォワードコンバータによるもの、
スイッチング周波数制御方式リンギングチョークコンバ
ータによるもの、等においても同様である。
回路部が、上記例のように直交トランスによる直列共振
周波数制御方式電流共振形コンバータによるものである
場合だけでなく、直交トランスによるスイッチング周波
数制御方式電流共振形コンバータによるもの、直交トラ
ンスによる磁束制御方式電圧共振形コンバータによるも
の、ＰＷＭ制御方式フライバックコンバータによるも
の、ＰＷＭ制御方式フォワードコンバータによるもの、
スイッチング周波数制御方式リンギングチョークコンバ
ータによるもの、等においても同様である。
【００２４】
【課題を解決するための手段】本発明はこれらの問題点
に鑑みて、リップル成分の低減、独立したスイッチング
動作に伴う悪影響を解消することのできるスイッチング
電源装置を提供することを目的とする。
に鑑みて、リップル成分の低減、独立したスイッチング
動作に伴う悪影響を解消することのできるスイッチング
電源装置を提供することを目的とする。
【００２５】このために、請求項１にかかる本発明とし
て、正弦波交流電源からの交流電圧を整流して直流脈動
電圧を発生する整流手段と、この直流脈動電圧を平滑す
る平滑手段と、平滑手段に直列に接続された電圧共振形
コンバータと、平滑手段からの直流電圧をスイッチング
するスイッチング手段と、スイッチング手段のトランス
から低電圧出力電圧を抽出する抽出手段と、抽出手段に
よって抽出した低電圧出力電圧を前記直流電圧に重畳す
る重畳手段とを備えてスイッチング電源装置を構成す
る。
て、正弦波交流電源からの交流電圧を整流して直流脈動
電圧を発生する整流手段と、この直流脈動電圧を平滑す
る平滑手段と、平滑手段に直列に接続された電圧共振形
コンバータと、平滑手段からの直流電圧をスイッチング
するスイッチング手段と、スイッチング手段のトランス
から低電圧出力電圧を抽出する抽出手段と、抽出手段に
よって抽出した低電圧出力電圧を前記直流電圧に重畳す
る重畳手段とを備えてスイッチング電源装置を構成す
る。
【００２６】ここで請求項２にかかる本発明として、請
求項１の構成におけるスイッチング手段は、例えば電流
共振形スイッチング回路、電圧共振形スイッチング回路
等による、共振形スイッチング回路として構成されてい
るようにする。
求項１の構成におけるスイッチング手段は、例えば電流
共振形スイッチング回路、電圧共振形スイッチング回路
等による、共振形スイッチング回路として構成されてい
るようにする。
【００２７】また、請求項３にかかる本発明として、請
求項１の構成におけるスイッチング手段は、例えばパル
ス幅変調信号によりスイッチング動作が制御されるＰＷ
Ｍ形スイッチング回路、リンギングチョークコンバータ
形スイッチング回路等による、矩形波形スイッチング回
路として構成されているようにする。
求項１の構成におけるスイッチング手段は、例えばパル
ス幅変調信号によりスイッチング動作が制御されるＰＷ
Ｍ形スイッチング回路、リンギングチョークコンバータ
形スイッチング回路等による、矩形波形スイッチング回
路として構成されているようにする。
【００２８】また、請求項４にかかる本発明として、請
求項１〜請求項３の構成において、重畳手段は、抽出手
段によって抽出した低電圧出力電圧を、電圧共振形コン
バータのスイッチング動作が実行されていない期間に、
平滑手段を介して直流入力電圧に重畳されるように構成
する。
求項１〜請求項３の構成において、重畳手段は、抽出手
段によって抽出した低電圧出力電圧を、電圧共振形コン
バータのスイッチング動作が実行されていない期間に、
平滑手段を介して直流入力電圧に重畳されるように構成
する。
【００２９】また、請求項５にかかる本発明として、請
求項１〜請求項４の構成において、抽出手段によって抽
出した低電圧出力電圧を、整流手段の負極性に接続して
直流脈動電圧に低電圧出力電圧を重畳することにより、
直流電圧値を上昇させるように構成する。
求項１〜請求項４の構成において、抽出手段によって抽
出した低電圧出力電圧を、整流手段の負極性に接続して
直流脈動電圧に低電圧出力電圧を重畳することにより、
直流電圧値を上昇させるように構成する。
【００３０】また、請求項６にかかる本発明として、請
求項１〜請求項５の構成において、電圧共振形コンバー
タは、平滑手段に直列に接続されたコンバータトランス
と、コンバータトランスに直列に接続された共振スイッ
チと、共振スイッチを所定周波数でスイッチングする自
励発振回路とから構成されるようにする。
求項１〜請求項５の構成において、電圧共振形コンバー
タは、平滑手段に直列に接続されたコンバータトランス
と、コンバータトランスに直列に接続された共振スイッ
チと、共振スイッチを所定周波数でスイッチングする自
励発振回路とから構成されるようにする。
【００３１】次に請求項７にかかる本発明として、正弦
波交流電源からの交流電圧を整流して直流脈動電圧を発
生する整流手段と、直流脈動電圧を平滑する平滑手段
と、平滑手段に直列に接続された共振回路とこの共振回
路と組み合わされた共振スイッチを備えた電圧共振形コ
ンバータと、平滑手段からの直流電圧をスイッチングす
るスイッチング手段とからなるスイッチング電源装置に
おいて、スイッチング手段のスイッチング周波数に同期
して電圧共振形コンバータの共振スイッチが動作するよ
うに構成する。
波交流電源からの交流電圧を整流して直流脈動電圧を発
生する整流手段と、直流脈動電圧を平滑する平滑手段
と、平滑手段に直列に接続された共振回路とこの共振回
路と組み合わされた共振スイッチを備えた電圧共振形コ
ンバータと、平滑手段からの直流電圧をスイッチングす
るスイッチング手段とからなるスイッチング電源装置に
おいて、スイッチング手段のスイッチング周波数に同期
して電圧共振形コンバータの共振スイッチが動作するよ
うに構成する。
【００３２】また請求項８にかかる本発明として、請求
項７と同じく、スイッチング手段のスイッチング周波数
に同期して電圧共振形コンバータの共振スイッチが動作
するように構成するとともに、さらにスイッチング手段
のトランスから低電圧出力電圧を抽出する抽出手段と、
抽出手段によって抽出した低電圧出力電圧を前記直流電
圧に重畳する重畳手段とを備えるようにする。
項７と同じく、スイッチング手段のスイッチング周波数
に同期して電圧共振形コンバータの共振スイッチが動作
するように構成するとともに、さらにスイッチング手段
のトランスから低電圧出力電圧を抽出する抽出手段と、
抽出手段によって抽出した低電圧出力電圧を前記直流電
圧に重畳する重畳手段とを備えるようにする。
【００３３】そして、請求項９にかかる本発明として
は、電圧共振形コンバータの共振スイッチには、スイッ
チング手段のスイッチングドライブ信号が分流されて供
給されるように構成することにより、請求項７又は請求
項８によるスイッチング電源装置を構成する。
は、電圧共振形コンバータの共振スイッチには、スイッ
チング手段のスイッチングドライブ信号が分流されて供
給されるように構成することにより、請求項７又は請求
項８によるスイッチング電源装置を構成する。
【００３４】ここで請求項１０にかかる本発明として、
請求項７、請求項８、又は請求項９の構成におけるスイ
ッチング手段は、例えば電流共振形スイッチング回路、
電圧共振形スイッチング回路等による、共振形スイッチ
ング回路として構成されているようにする。
請求項７、請求項８、又は請求項９の構成におけるスイ
ッチング手段は、例えば電流共振形スイッチング回路、
電圧共振形スイッチング回路等による、共振形スイッチ
ング回路として構成されているようにする。
【００３５】そして、請求項１１にかかる本発明として
は、請求項７〜請求項１０の構成において、共振スイッ
チと、スイッチング手段では、一の自励発振回路が共用
されることにより各スイッチング動作が同期制御される
ようにする。
は、請求項７〜請求項１０の構成において、共振スイッ
チと、スイッチング手段では、一の自励発振回路が共用
されることにより各スイッチング動作が同期制御される
ようにする。
【００３６】また、請求項１２にかかる本発明として、
請求項７、請求項８、又は請求項９の構成におけるスイ
ッチング手段は、例えばパルス幅変調信号によりスイッ
チング動作が制御されるＰＷＭ形スイッチング回路、リ
ンギングチョークコンバータ形スイッチング回路等によ
る、矩形波形スイッチング回路として構成されているよ
うにする。
請求項７、請求項８、又は請求項９の構成におけるスイ
ッチング手段は、例えばパルス幅変調信号によりスイッ
チング動作が制御されるＰＷＭ形スイッチング回路、リ
ンギングチョークコンバータ形スイッチング回路等によ
る、矩形波形スイッチング回路として構成されているよ
うにする。
【００３７】そして、請求項１３にかかる本発明として
は、請求項７、請求項８、請求項９、又は請求項１２の
構成において、共振スイッチと、スイッチング手段で
は、一の矩形波形発生回路が共用されることにより各ス
イッチング動作が同期制御されるようにする。
は、請求項７、請求項８、請求項９、又は請求項１２の
構成において、共振スイッチと、スイッチング手段で
は、一の矩形波形発生回路が共用されることにより各ス
イッチング動作が同期制御されるようにする。
【００３８】次に請求項１４にかかる本発明として、正
弦波交流電源からの交流電圧を整流して直流脈動電圧を
発生する整流手段と、直流脈動電圧を平滑する平滑手段
と、平滑手段に直列に接続された電圧共振形コンバータ
と、平滑手段からの直流電圧をスイッチングするスイッ
チング手段とからなるスイッチング電源装置において、
スイッチング手段と、電圧共振形コンバータとは、一の
スイッチング回路部が共用されるように構成する。
弦波交流電源からの交流電圧を整流して直流脈動電圧を
発生する整流手段と、直流脈動電圧を平滑する平滑手段
と、平滑手段に直列に接続された電圧共振形コンバータ
と、平滑手段からの直流電圧をスイッチングするスイッ
チング手段とからなるスイッチング電源装置において、
スイッチング手段と、電圧共振形コンバータとは、一の
スイッチング回路部が共用されるように構成する。
【００３９】また請求項１５にかかる本発明として、請
求項１４と同じく、スイッチング手段と、電圧共振形コ
ンバータとは、一のスイッチング回路部が共用されるよ
うに構成するとともに、さらにスイッチング手段のトラ
ンスから低電圧出力電圧を抽出する抽出手段と、抽出手
段によって抽出した低電圧出力電圧を前記直流電圧に重
畳する重畳手段とを備えるようにする。
求項１４と同じく、スイッチング手段と、電圧共振形コ
ンバータとは、一のスイッチング回路部が共用されるよ
うに構成するとともに、さらにスイッチング手段のトラ
ンスから低電圧出力電圧を抽出する抽出手段と、抽出手
段によって抽出した低電圧出力電圧を前記直流電圧に重
畳する重畳手段とを備えるようにする。
【００４０】そして、請求項１６にかかる本発明として
は、電圧共振形コンバータは結合ダイオードを介してス
イッチング手段のスイッチングトランジスタに接続され
ることにより、該スイッチングトランジスタが電圧共振
形コンバータの共振スイッチとして共用されて機能する
ようにして請求項１４、又は請求項１５のスイッチング
電源装置を構成する。
は、電圧共振形コンバータは結合ダイオードを介してス
イッチング手段のスイッチングトランジスタに接続され
ることにより、該スイッチングトランジスタが電圧共振
形コンバータの共振スイッチとして共用されて機能する
ようにして請求項１４、又は請求項１５のスイッチング
電源装置を構成する。
【００４１】また、請求項１７にかかる本発明として
は、請求項１６の構成に加え、電圧共振形コンバータ
は、平滑手段に直列に接続される共振回路を構成する共
振コンデンサと並列に放電用ダイオードが接続され、さ
らに結合ダイオードを介してそのカソード電極がスイッ
チング手段におけるスイッチングトランジスタのコレク
タに接続されているようにする。
は、請求項１６の構成に加え、電圧共振形コンバータ
は、平滑手段に直列に接続される共振回路を構成する共
振コンデンサと並列に放電用ダイオードが接続され、さ
らに結合ダイオードを介してそのカソード電極がスイッ
チング手段におけるスイッチングトランジスタのコレク
タに接続されているようにする。
【００４２】また請求項１８にかかる本発明として、請
求項１４〜請求項１７の構成におけるスイッチング手段
は、例えば電流共振形スイッチング回路、電圧共振形ス
イッチング回路等による、共振形スイッチング回路とし
て構成されているようにする。
求項１４〜請求項１７の構成におけるスイッチング手段
は、例えば電流共振形スイッチング回路、電圧共振形ス
イッチング回路等による、共振形スイッチング回路とし
て構成されているようにする。
【００４３】また請求項１９にかかる本発明として、請
求項１４〜請求項１７の構成におけるスイッチング手段
は、例えばパルス幅変調信号によりスイッチング動作が
制御されるＰＷＭ形スイッチング回路、リンギングチョ
ークコンバータ形スイッチング回路等による、矩形波形
スイッチング回路として構成されているようにする。
求項１４〜請求項１７の構成におけるスイッチング手段
は、例えばパルス幅変調信号によりスイッチング動作が
制御されるＰＷＭ形スイッチング回路、リンギングチョ
ークコンバータ形スイッチング回路等による、矩形波形
スイッチング回路として構成されているようにする。
【００４４】次に、請求項２０にかかる本発明として、
正弦波交流電源からの交流電圧を整流して直流脈動電圧
を発生する整流手段と、直流脈動電圧を平滑する平滑手
段と、平滑手段に直列に接続された電圧共振形コンバー
タと、平滑手段からの直流電圧をスイッチングするスイ
ッチング手段とからなるスイッチング電源装置におい
て、電圧共振形コンバータは、交流入力電圧及び負荷の
変化に伴ってスイッチング周波数が制御されるように構
成する。
正弦波交流電源からの交流電圧を整流して直流脈動電圧
を発生する整流手段と、直流脈動電圧を平滑する平滑手
段と、平滑手段に直列に接続された電圧共振形コンバー
タと、平滑手段からの直流電圧をスイッチングするスイ
ッチング手段とからなるスイッチング電源装置におい
て、電圧共振形コンバータは、交流入力電圧及び負荷の
変化に伴ってスイッチング周波数が制御されるように構
成する。
【００４５】そして請求項２１にかかる本発明として、
請求項２０の構成における電圧共振形コンバータは、平
滑手段に直列に接続されたる共振回路を構成する共振コ
ンデンサと並列に放電用ダイオードが接続され、さらに
結合ダイオードを介してスイッチング手段におけるスイ
ッチングトランジスタに接続されることにより、交流入
力電圧及び負荷の変化に伴ってスイッチング周波数が制
御されるように構成する。
請求項２０の構成における電圧共振形コンバータは、平
滑手段に直列に接続されたる共振回路を構成する共振コ
ンデンサと並列に放電用ダイオードが接続され、さらに
結合ダイオードを介してスイッチング手段におけるスイ
ッチングトランジスタに接続されることにより、交流入
力電圧及び負荷の変化に伴ってスイッチング周波数が制
御されるように構成する。
【００４６】また請求項２２にかかる本発明として、請
求項２０、又は請求項２１の構成における電圧共振形コ
ンバータは、交流入力電圧の上昇及び負荷電流の減少に
よってスイッチング周波数が高くなるように制御される
ようにする。
求項２０、又は請求項２１の構成における電圧共振形コ
ンバータは、交流入力電圧の上昇及び負荷電流の減少に
よってスイッチング周波数が高くなるように制御される
ようにする。
【００４７】さらに、請求項２３にかかる本発明とし
て、請求項２０〜請求項２２の構成において、平滑手段
としては、整流手段からの直流脈動電圧を平滑する第１
の平滑手段と、この第１の平滑手段からの直流電圧を平
滑する第２の平滑手段とが設けられ、また、電圧共振形
コンバータとして、第１の平滑手段に直列に接続された
第１の電圧共振形コンバータと、第２の平滑手段に直列
に接続された第２の電圧共振形コンバータとが設けられ
ているようにする。
て、請求項２０〜請求項２２の構成において、平滑手段
としては、整流手段からの直流脈動電圧を平滑する第１
の平滑手段と、この第１の平滑手段からの直流電圧を平
滑する第２の平滑手段とが設けられ、また、電圧共振形
コンバータとして、第１の平滑手段に直列に接続された
第１の電圧共振形コンバータと、第２の平滑手段に直列
に接続された第２の電圧共振形コンバータとが設けられ
ているようにする。
【００４８】
【作用】電圧共振形コンバータによる部分整流平滑回路
に関して後段のスイッチング電源回路部（スイッチング
手段）のトランスの１次側で低電圧直流電圧を得、電圧
共振形コンバータの共振スイッチ（スイッチングトラン
ジスタ）の停止時に、直流平滑電圧に重畳すれば、リッ
プル成分は低減される。
に関して後段のスイッチング電源回路部（スイッチング
手段）のトランスの１次側で低電圧直流電圧を得、電圧
共振形コンバータの共振スイッチ（スイッチングトラン
ジスタ）の停止時に、直流平滑電圧に重畳すれば、リッ
プル成分は低減される。
【００４９】また、部分整流平滑回路とスイッチング電
源回路部とでスイッチング周波数を同期させれば、漏洩
磁束、ＥＭＩによる相互干渉を解消できる。特に、部分
整流平滑回路とスイッチング電源回路部におけるスイッ
チング動作のための自励発振回路を共用させることによ
り、スイッチング周波数の同期とともに回路構成の簡略
化が実現される。
源回路部とでスイッチング周波数を同期させれば、漏洩
磁束、ＥＭＩによる相互干渉を解消できる。特に、部分
整流平滑回路とスイッチング電源回路部におけるスイッ
チング動作のための自励発振回路を共用させることによ
り、スイッチング周波数の同期とともに回路構成の簡略
化が実現される。
【００５０】さらに、部分整流平滑回路とスイッチング
電源回路部において、１つのスイッチを共用することに
より、さらなる部品点数の削減も実現される。
電源回路部において、１つのスイッチを共用することに
より、さらなる部品点数の削減も実現される。
【００５１】また、スイッチング周波数が負荷電流及び
交流入力電圧の変化に伴って制御されるようにすれば、
負荷電流及び交流入力電圧の変化によっても一定な力率
を得ることができる。
交流入力電圧の変化に伴って制御されるようにすれば、
負荷電流及び交流入力電圧の変化によっても一定な力率
を得ることができる。
【００５２】また、スイッチング電源回路部（スイッチ
ング手段）のトランスの１次側で低電圧直流電圧を得、
電圧共振形コンバータの共振スイッチ（スイッチングト
ランジスタ）の停止時に直流平滑電圧に重畳するととも
に、上記のように部分整流平滑回路とスイッチング電源
回路部におけるスイッチング動作のためのスイッチング
ドライブ部（即ち自励発振回路や短形波形発生回路）を
共用させることで、リップル成分の低減、漏洩磁束、Ｅ
ＭＩによる相互干渉の解消、回路構成の簡略化が同時に
実現される。
ング手段）のトランスの１次側で低電圧直流電圧を得、
電圧共振形コンバータの共振スイッチ（スイッチングト
ランジスタ）の停止時に直流平滑電圧に重畳するととも
に、上記のように部分整流平滑回路とスイッチング電源
回路部におけるスイッチング動作のためのスイッチング
ドライブ部（即ち自励発振回路や短形波形発生回路）を
共用させることで、リップル成分の低減、漏洩磁束、Ｅ
ＭＩによる相互干渉の解消、回路構成の簡略化が同時に
実現される。
【００５３】さらに、同様にスイッチング電源回路部
（スイッチング手段）のトランスの１次側から得た低電
圧直流電圧を直流平滑電圧に重畳するとともに、上記の
ように部分整流平滑回路とスイッチング電源回路部にお
けるスイッチを共用（即ち自励発振回路や短形波形発生
回路と、スイッチの両方を共用）させることで、リップ
ル成分の低減、漏洩磁束、ＥＭＩによる相互干渉の解
消、回路構成のさらなる簡略化が実現される。
（スイッチング手段）のトランスの１次側から得た低電
圧直流電圧を直流平滑電圧に重畳するとともに、上記の
ように部分整流平滑回路とスイッチング電源回路部にお
けるスイッチを共用（即ち自励発振回路や短形波形発生
回路と、スイッチの両方を共用）させることで、リップ
ル成分の低減、漏洩磁束、ＥＭＩによる相互干渉の解
消、回路構成のさらなる簡略化が実現される。
【００５４】
【実施例】以下、本発明について第１〜第２３の実施例
を説明していく。各実施例の説明に用いる図面及び対応
する請求項は以下の通りである。 第１の実施例（図１，図２）・・・・請求項１，２，４，６ 第２の実施例（図３，図４）・・・・請求項１，２，４，
５，６ 第３の実施例（図５（及び図２））・・・・請求項１，２，
４，６ 第４の実施例（図６（及び図２））・・・・請求項１，３，
４，６ 第５の実施例（図７（及び図２））・・・・請求項１，３，
４，６ 第６の実施例（図８，図９）・・・・請求項７，９，１０，
１１ 第７の実施例（図１０）・・・・請求項７，９，１０，１１ 第８の実施例（図１１，図１２）・・・・請求項７，９，１
０，１１ 第９の実施例（図１３，図１４）・・・・請求項７，９，１
２，１３ 第１０の実施例（図１５，図１６）・・・・請求項７，９，
１２，１３ 第１１の実施例（図１７）・・・・請求項７，９，１２，１
３ 第１２の実施例（図１８〜図２０）・・・・請求項１４，１
６，１７，１８ 第１３の実施例（図２１〜図２３）・・・・請求項１４，１
６，１７，１８，２０，２１，２２ 第１４の実施例（図２４，図２５）・・・・請求項１４，１
６，１７，１８ 第１５の実施例（図２６，図２７）・・・・請求項１４，１
６，１７，１９ 第１６の実施例（図２８，図２９）・・・・請求項１４，１
６，１７，１９ 第１７の実施例（図３０，図３１）・・・・請求項１４，１
６，１７，１９ 第１８の実施例（図３２，図３３）・・・・請求項１４，１
６，１７，１８，２０，２１，２２，２３ 第１９の実施例（図３４，図３５）・・・・請求項１，２，
４，７，８，９，１０，１１ 第２０の実施例（図３４，図３６）・・・・請求項１，３，
４，７，８，９，１２，１３ 第２１の実施例（図３７，図３８）・・・・請求項１，２，
４，１４，１５，１６，１７，１８ 第２２の実施例（図３７，図３９）・・・・請求項１，３，
４，１４，１５，１６，１７，１９ 第２３の実施例（図３７，図４０）・・・・請求項１，３，
４，１４，１５，１６，１７，１８，２０ ２１，２２ ただし重複説明を避けるため、各実施例において前記図
４１の例と同一部分、又は説明済の実施例と同一部分に
ついては同一符合を付し、説明を省略する。
を説明していく。各実施例の説明に用いる図面及び対応
する請求項は以下の通りである。 第１の実施例（図１，図２）・・・・請求項１，２，４，６ 第２の実施例（図３，図４）・・・・請求項１，２，４，
５，６ 第３の実施例（図５（及び図２））・・・・請求項１，２，
４，６ 第４の実施例（図６（及び図２））・・・・請求項１，３，
４，６ 第５の実施例（図７（及び図２））・・・・請求項１，３，
４，６ 第６の実施例（図８，図９）・・・・請求項７，９，１０，
１１ 第７の実施例（図１０）・・・・請求項７，９，１０，１１ 第８の実施例（図１１，図１２）・・・・請求項７，９，１
０，１１ 第９の実施例（図１３，図１４）・・・・請求項７，９，１
２，１３ 第１０の実施例（図１５，図１６）・・・・請求項７，９，
１２，１３ 第１１の実施例（図１７）・・・・請求項７，９，１２，１
３ 第１２の実施例（図１８〜図２０）・・・・請求項１４，１
６，１７，１８ 第１３の実施例（図２１〜図２３）・・・・請求項１４，１
６，１７，１８，２０，２１，２２ 第１４の実施例（図２４，図２５）・・・・請求項１４，１
６，１７，１８ 第１５の実施例（図２６，図２７）・・・・請求項１４，１
６，１７，１９ 第１６の実施例（図２８，図２９）・・・・請求項１４，１
６，１７，１９ 第１７の実施例（図３０，図３１）・・・・請求項１４，１
６，１７，１９ 第１８の実施例（図３２，図３３）・・・・請求項１４，１
６，１７，１８，２０，２１，２２，２３ 第１９の実施例（図３４，図３５）・・・・請求項１，２，
４，７，８，９，１０，１１ 第２０の実施例（図３４，図３６）・・・・請求項１，３，
４，７，８，９，１２，１３ 第２１の実施例（図３７，図３８）・・・・請求項１，２，
４，１４，１５，１６，１７，１８ 第２２の実施例（図３７，図３９）・・・・請求項１，３，
４，１４，１５，１６，１７，１９ 第２３の実施例（図３７，図４０）・・・・請求項１，３，
４，１４，１５，１６，１７，１８，２０ ２１，２２ ただし重複説明を避けるため、各実施例において前記図
４１の例と同一部分、又は説明済の実施例と同一部分に
ついては同一符合を付し、説明を省略する。
【００５５】＜第１の実施例＞図１は本発明の第１の実
施例の回路図であり、図２に動作波形図を示す。この回
路はほぼ前記図３２の回路と同様に、コンバータドライ
ブトランスＣＤＴ（converter driven transformer）と
直交トランスＰＲＴ（power regulating transformer）
を有する電流共振形スイッチング回路によるスイッチン
グ電源装置において、電圧共振形コンバータ７が付加さ
れたものであるが、これにリップル成分を低減すること
のできる回路構成が付加されている。即ち、直交トラン
スＰＲＴによる直列共振周波数制御方式電流共振形コン
バータによるスイッチング電源回路部において、直交ト
ランスＰＲＴの一次巻線Ｎ1 側に低電圧出力巻線Ｎ3 を
センタータップで巻装している。
施例の回路図であり、図２に動作波形図を示す。この回
路はほぼ前記図３２の回路と同様に、コンバータドライ
ブトランスＣＤＴ（converter driven transformer）と
直交トランスＰＲＴ（power regulating transformer）
を有する電流共振形スイッチング回路によるスイッチン
グ電源装置において、電圧共振形コンバータ７が付加さ
れたものであるが、これにリップル成分を低減すること
のできる回路構成が付加されている。即ち、直交トラン
スＰＲＴによる直列共振周波数制御方式電流共振形コン
バータによるスイッチング電源回路部において、直交ト
ランスＰＲＴの一次巻線Ｎ1 側に低電圧出力巻線Ｎ3 を
センタータップで巻装している。
【００５６】そして、低電圧出力巻線Ｎ3 の両端子には
整流ダイオードＤ10，Ｄ11が接続されていることによっ
て低電圧出力巻線Ｎ3 からの出力電圧が整流されて取り
出され、さらに平滑用コンデンサＣ10が設けられて、整
流出力が平滑される。これによってＶ3 ＝15〜20V の低
電圧直流出力電圧を得る。さらに、コンデンサＣ10と直
列に放電用ダイオードＤ12が接続され、この放電用ダイ
オードＤ12は平滑用コンデンサＣｉの負極側に接続され
ている。
整流ダイオードＤ10，Ｄ11が接続されていることによっ
て低電圧出力巻線Ｎ3 からの出力電圧が整流されて取り
出され、さらに平滑用コンデンサＣ10が設けられて、整
流出力が平滑される。これによってＶ3 ＝15〜20V の低
電圧直流出力電圧を得る。さらに、コンデンサＣ10と直
列に放電用ダイオードＤ12が接続され、この放電用ダイ
オードＤ12は平滑用コンデンサＣｉの負極側に接続され
ている。
【００５７】この回路では、直流入力電圧Ｅｉの絶対値
は、スイッチングトランジスタＱ1がスイッチング動作
を継続している図２のτ期間において、平滑用コンデン
サＣｉに最大値Ｖm が充電される。そして、スイッチン
グ動作が停止している期間では、直交トランスＰＲＴの
３次巻線Ｎ3 から得られる直流電圧Ｖ3 （図２（ｄ））
が、放電用ダイオードＤ12を介して（電流Ｉ1 ：図２
（ｃ））、平滑用コンデンサＣｉからスイッチング電源
回路部側に放電される。つまり、スイッチング動作が停
止している期間において直流入力電圧Ｅｉには３次巻線
Ｎ3 から得られる直流電圧Ｖ3 が重畳されることにな
る。このため、直流入力電圧Ｅｉのリップル成分ΔＥｉ
は、図２（ｂ）に点線で示すものが実線で示されるよう
に大幅に低減されることになり、もし、直流電圧Ｖ3 ＝
ΔＥｉとすれば、リップル成分ΔＥｉをほぼゼロとする
ことができる。
は、スイッチングトランジスタＱ1がスイッチング動作
を継続している図２のτ期間において、平滑用コンデン
サＣｉに最大値Ｖm が充電される。そして、スイッチン
グ動作が停止している期間では、直交トランスＰＲＴの
３次巻線Ｎ3 から得られる直流電圧Ｖ3 （図２（ｄ））
が、放電用ダイオードＤ12を介して（電流Ｉ1 ：図２
（ｃ））、平滑用コンデンサＣｉからスイッチング電源
回路部側に放電される。つまり、スイッチング動作が停
止している期間において直流入力電圧Ｅｉには３次巻線
Ｎ3 から得られる直流電圧Ｖ3 が重畳されることにな
る。このため、直流入力電圧Ｅｉのリップル成分ΔＥｉ
は、図２（ｂ）に点線で示すものが実線で示されるよう
に大幅に低減されることになり、もし、直流電圧Ｖ3 ＝
ΔＥｉとすれば、リップル成分ΔＥｉをほぼゼロとする
ことができる。
【００５８】実験によれば、負荷電力 153Ｗ、平滑用コ
ンデンサ1000μＦ、ＡＣ 100Ｖ、50Hz時の、１Ωの突入
電流制限抵抗が接続されたコンデンサインプット整流平
滑回路では、力率0.64、直流入力電圧Ｅｉの平均値＝ 1
28ＶDC、リップル成分ΔＥｉ＝10ＶP であったのに対
し、先行技術としてあげた前記図４１の回路の場合、力
率は0.825 に改善され、直流入力電圧Ｅｉの平均値＝ 1
18ＶDCとなるが、リップル成分としてはΔＥｉ＝32ＶP
であった。そこで、図１の実施例において、直交トラン
スＰＲＴに三次巻線Ｎ3 を施し、Ｖ3 ＝22ＶP とした場
合では、力率0.81、直流入力電圧Ｅｉの平均値＝ 127Ｖ
DCとなり、リップル成分ΔＥｉ＝10ＶP と改善され、コ
ンデンサインプット方式の場合と同様とすることができ
た。
ンデンサ1000μＦ、ＡＣ 100Ｖ、50Hz時の、１Ωの突入
電流制限抵抗が接続されたコンデンサインプット整流平
滑回路では、力率0.64、直流入力電圧Ｅｉの平均値＝ 1
28ＶDC、リップル成分ΔＥｉ＝10ＶP であったのに対
し、先行技術としてあげた前記図４１の回路の場合、力
率は0.825 に改善され、直流入力電圧Ｅｉの平均値＝ 1
18ＶDCとなるが、リップル成分としてはΔＥｉ＝32ＶP
であった。そこで、図１の実施例において、直交トラン
スＰＲＴに三次巻線Ｎ3 を施し、Ｖ3 ＝22ＶP とした場
合では、力率0.81、直流入力電圧Ｅｉの平均値＝ 127Ｖ
DCとなり、リップル成分ΔＥｉ＝10ＶP と改善され、コ
ンデンサインプット方式の場合と同様とすることができ
た。
【００５９】＜第２の実施例＞次に第２の実施例を図３
の回路図、図４の波形図で説明する。このスイッチング
電源装置は、直交トランスＰＲＴ及び絶縁コンバータト
ランスＰＩＴ（power isolation transformer ）による
スイッチング周波数制御方式電流共振形コンバータによ
るスイッチング電源回路部を有するものである。
の回路図、図４の波形図で説明する。このスイッチング
電源装置は、直交トランスＰＲＴ及び絶縁コンバータト
ランスＰＩＴ（power isolation transformer ）による
スイッチング周波数制御方式電流共振形コンバータによ
るスイッチング電源回路部を有するものである。
【００６０】即ち、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次巻線Ｎ2 に励起され、ダイオードＤ5 ，Ｄ6 によって
整流された電圧は平滑用コンデンサＣ0 によって平滑直
流電圧Ｅ0 とされて出力されるが、その電圧値に基づい
て制御用誤差増幅器８は直交トランスＰＲＴの制御巻線
ＬC に制御電流を印加している。ここで、直交トランス
ＰＲＴはスイッチングトランジスタＱ2 ，Ｑ3 のドライ
ブトランスとして機能しており、従って、直交トランス
ＰＲＴの巻線ＬB1と時定数コンデンサＣB1、及び直交ト
ランスＰＲＴの巻線ＬB2と時定数コンデンサＣB2の自励
発振回路の発振周波数が制御されることになる。
次巻線Ｎ2 に励起され、ダイオードＤ5 ，Ｄ6 によって
整流された電圧は平滑用コンデンサＣ0 によって平滑直
流電圧Ｅ0 とされて出力されるが、その電圧値に基づい
て制御用誤差増幅器８は直交トランスＰＲＴの制御巻線
ＬC に制御電流を印加している。ここで、直交トランス
ＰＲＴはスイッチングトランジスタＱ2 ，Ｑ3 のドライ
ブトランスとして機能しており、従って、直交トランス
ＰＲＴの巻線ＬB1と時定数コンデンサＣB1、及び直交ト
ランスＰＲＴの巻線ＬB2と時定数コンデンサＣB2の自励
発振回路の発振周波数が制御されることになる。
【００６１】このようなスイッチング電源回路部におい
ては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 側
に三次巻線Ｎ3 を施し、低電圧出力を得るようにする。
三次巻線Ｎ3 から得られる電圧はダイオードＤ10，Ｄ11
により整流され、コンデンサＣ10により平滑されて低電
圧直流電圧Ｖ3 とされる。そして、上記第１の実施例と
同様に、電圧Ｖ3 はスイッチングトランジスタＱ1 のス
イッチング停止期間において放電用ダイオードＤ12、平
滑用コンデンサＣｉを介してスイッチング電源回路部側
に放電される。つまり、スイッチング動作が停止してい
る期間において直流入力電圧Ｅｉには３次巻線Ｎ3 から
得られる直流電圧Ｖ3 が重畳されて、直流入力電圧Ｅｉ
のリップル成分ΔＥｉは大幅に低減される（図４（ｂ）
〜（ｅ）参照）。
ては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 側
に三次巻線Ｎ3 を施し、低電圧出力を得るようにする。
三次巻線Ｎ3 から得られる電圧はダイオードＤ10，Ｄ11
により整流され、コンデンサＣ10により平滑されて低電
圧直流電圧Ｖ3 とされる。そして、上記第１の実施例と
同様に、電圧Ｖ3 はスイッチングトランジスタＱ1 のス
イッチング停止期間において放電用ダイオードＤ12、平
滑用コンデンサＣｉを介してスイッチング電源回路部側
に放電される。つまり、スイッチング動作が停止してい
る期間において直流入力電圧Ｅｉには３次巻線Ｎ3 から
得られる直流電圧Ｖ3 が重畳されて、直流入力電圧Ｅｉ
のリップル成分ΔＥｉは大幅に低減される（図４（ｂ）
〜（ｅ）参照）。
【００６２】ここでさらに、コンデンサＣ10の正極側は
整流回路５の負極側端子に接続されている。従って、直
流入力電圧Ｅｉとしては、図４（ｂ）に示すように、リ
ップル成分ΔＥｉが低減されると同時に、Ｅｉ＝Ｖm ＋
Ｖ3 となり、交流入力電圧ＶACの最大値Ｖm に電圧Ｖ3
が重畳して昇圧されることになる。このように直流入力
電圧Ｅｉが上昇すれば、交流入力電圧ＶACの下限のレギ
ュレーション範囲が拡大することになる。
整流回路５の負極側端子に接続されている。従って、直
流入力電圧Ｅｉとしては、図４（ｂ）に示すように、リ
ップル成分ΔＥｉが低減されると同時に、Ｅｉ＝Ｖm ＋
Ｖ3 となり、交流入力電圧ＶACの最大値Ｖm に電圧Ｖ3
が重畳して昇圧されることになる。このように直流入力
電圧Ｅｉが上昇すれば、交流入力電圧ＶACの下限のレギ
ュレーション範囲が拡大することになる。
【００６３】＜第３の実施例＞第３の実施例を図５の回
路図で説明する。このスイッチング電源装置は、１石構
成の直交トランスＰＲＴ及びドライブトランスＰＣＣ
（ringing chock coil）を有する磁束制御方式電圧共振
形コンバータによるスイッチング電源回路部を有するも
のである。
路図で説明する。このスイッチング電源装置は、１石構
成の直交トランスＰＲＴ及びドライブトランスＰＣＣ
（ringing chock coil）を有する磁束制御方式電圧共振
形コンバータによるスイッチング電源回路部を有するも
のである。
【００６４】スイッチング電源回路部のスイッチングト
ランジスタＱ4 に対して並列に共振コンデンサＣ13が接
続され、直交トランスＰＲＴの一次巻線Ｎ1 と共振コン
デンサＣ13による共振電圧に応じて直交トランスＰＲＴ
の二次巻線Ｎ2 側から交流電圧が取り出され、ダイオー
ドＤ5 ，Ｄ6 及び平滑用コンデンサＣ0 により直流平滑
電圧Ｅ0 が得られる。
ランジスタＱ4 に対して並列に共振コンデンサＣ13が接
続され、直交トランスＰＲＴの一次巻線Ｎ1 と共振コン
デンサＣ13による共振電圧に応じて直交トランスＰＲＴ
の二次巻線Ｎ2 側から交流電圧が取り出され、ダイオー
ドＤ5 ，Ｄ6 及び平滑用コンデンサＣ0 により直流平滑
電圧Ｅ0 が得られる。
【００６５】スイッチングトランジスタＱ4 に対しては
ドライブトランスＰＣＣの二次巻線ＬP2から直列に時定
数コンデンサＣ11及び抵抗Ｒ12が接続され、二次巻線Ｌ
P2のインダクタンスと時定数コンデンサＣ11により、発
振周波数がスイッチングトランジスタＱ4 のベースに印
加されて、スイッチングトランジスタＱ4 のスイッチン
グ動作が実行される。Ｄ14はベースクランプダイオー
ド、Ｒ11は起動抵抗である。
ドライブトランスＰＣＣの二次巻線ＬP2から直列に時定
数コンデンサＣ11及び抵抗Ｒ12が接続され、二次巻線Ｌ
P2のインダクタンスと時定数コンデンサＣ11により、発
振周波数がスイッチングトランジスタＱ4 のベースに印
加されて、スイッチングトランジスタＱ4 のスイッチン
グ動作が実行される。Ｄ14はベースクランプダイオー
ド、Ｒ11は起動抵抗である。
【００６６】この場合、ドライブトランスＰＣＣの二次
巻線ＬP2側に三次巻線ＬP3が施され、三次巻線ＬP3によ
って得られる電圧出力はダイオードＤ13で整流され、コ
ンデンサＣ12で平滑されて、低電圧直流電圧Ｖ3 が得ら
れる。この電圧Ｖ3 は上記第１の実施例と同様に、スイ
ッチングトランジスタＱ1 のスイッチング停止期間に放
電用ダイオードＤ12、平滑用コンデンサＣｉを介してス
イッチング電源回路部側に放電されるため、上記実施例
と同様に直流入力電圧Ｅｉのリップル成分を低減するこ
とができる（図２参照）。
巻線ＬP2側に三次巻線ＬP3が施され、三次巻線ＬP3によ
って得られる電圧出力はダイオードＤ13で整流され、コ
ンデンサＣ12で平滑されて、低電圧直流電圧Ｖ3 が得ら
れる。この電圧Ｖ3 は上記第１の実施例と同様に、スイ
ッチングトランジスタＱ1 のスイッチング停止期間に放
電用ダイオードＤ12、平滑用コンデンサＣｉを介してス
イッチング電源回路部側に放電されるため、上記実施例
と同様に直流入力電圧Ｅｉのリップル成分を低減するこ
とができる（図２参照）。
【００６７】＜第４の実施例＞第４の実施例を図６の回
路図で説明する。このスイッチング電源装置は、１石構
成のＰＷＭ制御方式フライバックコンバータによるスイ
ッチング電源回路部を有するものである。
路図で説明する。このスイッチング電源装置は、１石構
成のＰＷＭ制御方式フライバックコンバータによるスイ
ッチング電源回路部を有するものである。
【００６８】この場合、コンバータトランスＣＴ1 の巻
線ＮT3から、ダイオードＤ15及びコンデンサＣ14を介し
て直流電圧を取り出し、ＰＷＭドライブ回路９はこの直
流電圧に応じてスイッチングトランジスタＱ5 に対する
スイッチング制御信号を出力する。Ｒ15は起動抵抗であ
る。
線ＮT3から、ダイオードＤ15及びコンデンサＣ14を介し
て直流電圧を取り出し、ＰＷＭドライブ回路９はこの直
流電圧に応じてスイッチングトランジスタＱ5 に対する
スイッチング制御信号を出力する。Ｒ15は起動抵抗であ
る。
【００６９】また、ダイオードＤ16、コンデンサＣ15、
抵抗Ｒ13はスイッチングトランジスタＱ5 がオフとされ
た際の電流経路を構成してノイズ除去を行なうためのス
ナバ回路であり、また、コンデンサＣ16、抵抗Ｒ14はス
イッチングトランジスタＱ5に対する保護回路を構成し
ている。さらにダイオードＤ17はリセットダイオードと
して機能し、スイッチングトランジスタＱ5 がオフとさ
れた際に巻線ＮT1の電磁エネルギーの放出を促す。
抵抗Ｒ13はスイッチングトランジスタＱ5 がオフとされ
た際の電流経路を構成してノイズ除去を行なうためのス
ナバ回路であり、また、コンデンサＣ16、抵抗Ｒ14はス
イッチングトランジスタＱ5に対する保護回路を構成し
ている。さらにダイオードＤ17はリセットダイオードと
して機能し、スイッチングトランジスタＱ5 がオフとさ
れた際に巻線ＮT1の電磁エネルギーの放出を促す。
【００７０】ＰＷＭドライブ回路９によりスイッチング
トランジスタＱ5 がオンであるときは、コンバータトラ
ンスＣＴ1 の巻線Ｎ1 からスイッチングトランジスタＱ
5 のコレクタ−エミッタ間に電流が流れ、巻線Ｎ1 に電
磁エネルギーが蓄積される。そして、スイッチングトラ
ンジスタＱ5 がオフとされると、巻線Ｎ1 に蓄積された
電磁エネルギーにより二次巻線ＮT2側から交流電圧が取
り出され、ダイオードＤ5 、平滑用コンデンサＣ0 によ
って直流電圧Ｅ0 が得られる。
トランジスタＱ5 がオンであるときは、コンバータトラ
ンスＣＴ1 の巻線Ｎ1 からスイッチングトランジスタＱ
5 のコレクタ−エミッタ間に電流が流れ、巻線Ｎ1 に電
磁エネルギーが蓄積される。そして、スイッチングトラ
ンジスタＱ5 がオフとされると、巻線Ｎ1 に蓄積された
電磁エネルギーにより二次巻線ＮT2側から交流電圧が取
り出され、ダイオードＤ5 、平滑用コンデンサＣ0 によ
って直流電圧Ｅ0 が得られる。
【００７１】この実施例でも、力率改善手段として構成
されている電圧共振形コンバータ７におけるスイッチン
グトランジスタＱ1 がスイッチング動作をしていない期
間には、ＰＷＭドライブ回路９に供給されている直流電
圧（Ｖ3 ）が、放電用ダイオードＤ12、平滑用コンデン
サＣｉを介してスイッチング電源回路部側に放電される
ことにより、上記第１の実施例と同様に直流入力電圧Ｅ
ｉにおいてリップル成分が低減される（図２参照）。
されている電圧共振形コンバータ７におけるスイッチン
グトランジスタＱ1 がスイッチング動作をしていない期
間には、ＰＷＭドライブ回路９に供給されている直流電
圧（Ｖ3 ）が、放電用ダイオードＤ12、平滑用コンデン
サＣｉを介してスイッチング電源回路部側に放電される
ことにより、上記第１の実施例と同様に直流入力電圧Ｅ
ｉにおいてリップル成分が低減される（図２参照）。
【００７２】＜第５の実施例＞第５の実施例を図７の回
路図により説明する。このスイッチング電源装置は、１
石構成のスイッチング周波数制御方式リンギングチョー
クコンバータによるスイッチング電源回路部を有するも
のである。
路図により説明する。このスイッチング電源装置は、１
石構成のスイッチング周波数制御方式リンギングチョー
クコンバータによるスイッチング電源回路部を有するも
のである。
【００７３】この場合、コンバータトランスＣＴ1 の巻
線ＮT3から、得られる交流電圧はスイッチング制御回路
１０に供給され、これに基づいたスイッチング制御信号
がスイッチングトランジスタＱ6 に供給される。Ｒ18は
起動抵抗である。また、ダイオードＤ18、コンデンサＣ
17、抵抗Ｒ17はスイッチングトランジスタＱ6 がオフと
された際の電流経路を構成してノイズ除去を行なうため
に挿入されているスナバ回路で、また、コンデンサ
Ｃ16、抵抗Ｒ14はスイッチングトランジスタＱ6 に対す
る保護回路を構成している。
線ＮT3から、得られる交流電圧はスイッチング制御回路
１０に供給され、これに基づいたスイッチング制御信号
がスイッチングトランジスタＱ6 に供給される。Ｒ18は
起動抵抗である。また、ダイオードＤ18、コンデンサＣ
17、抵抗Ｒ17はスイッチングトランジスタＱ6 がオフと
された際の電流経路を構成してノイズ除去を行なうため
に挿入されているスナバ回路で、また、コンデンサ
Ｃ16、抵抗Ｒ14はスイッチングトランジスタＱ6 に対す
る保護回路を構成している。
【００７４】コンバータとしての動作は前記第４の実施
例とほぼ同様であり、スイッチングトランジスタＱ6 が
オンであるときは、コンバータトランスＣＴ1 の巻線Ｎ
1 からスイッチングトランジスタＱ6 のコレクタ−エミ
ッタ間に電流が流れ、巻線Ｎ1 に電磁エネルギーが蓄積
される。そして、スイッチングトランジスタＱ6 がオフ
とされると、巻線Ｎ1 に蓄積された電磁エネルギーによ
り二次巻線ＮT2側から交流電圧が取り出され、ダイオー
ドＤ5 、平滑用コンデンサＣ0 によって直流電圧Ｅ0 が
得られる。
例とほぼ同様であり、スイッチングトランジスタＱ6 が
オンであるときは、コンバータトランスＣＴ1 の巻線Ｎ
1 からスイッチングトランジスタＱ6 のコレクタ−エミ
ッタ間に電流が流れ、巻線Ｎ1 に電磁エネルギーが蓄積
される。そして、スイッチングトランジスタＱ6 がオフ
とされると、巻線Ｎ1 に蓄積された電磁エネルギーによ
り二次巻線ＮT2側から交流電圧が取り出され、ダイオー
ドＤ5 、平滑用コンデンサＣ0 によって直流電圧Ｅ0 が
得られる。
【００７５】この場合、コンバータトランスＣＴ1 の三
次巻線ＮT3側から取り出された交流電圧は、ダイオード
Ｄ19及びコンデンサＣ18により直流平滑電圧Ｖ3 とさ
れ、上述の実施例と同様に、この電圧Ｖ3 は電圧共振形
コンバータ７のスイッチングトランジスタＱ1 がスイッ
チング動作をしていない期間には、放電用ダイオードＤ
12、平滑用コンデンサＣｉを介してスイッチング電源回
路部側に放電されることにより、直流入力電圧Ｅｉにお
いてリップル成分が低減される（図２参照）。
次巻線ＮT3側から取り出された交流電圧は、ダイオード
Ｄ19及びコンデンサＣ18により直流平滑電圧Ｖ3 とさ
れ、上述の実施例と同様に、この電圧Ｖ3 は電圧共振形
コンバータ７のスイッチングトランジスタＱ1 がスイッ
チング動作をしていない期間には、放電用ダイオードＤ
12、平滑用コンデンサＣｉを介してスイッチング電源回
路部側に放電されることにより、直流入力電圧Ｅｉにお
いてリップル成分が低減される（図２参照）。
【００７６】＜第６の実施例＞第６の実施例を図８の回
路図、図９の波形図により説明する。このスイッチング
電源装置は上記第１の実施例と同様に、直交トランスＰ
ＲＴ及びコンバータドライブトランスＣＤＴによる直列
共振周波数制御方式電流共振形コンバータによるスイッ
チング電源回路部を有するものである。そしてこの実施
例では、電圧共振形コンバータ７においてスイッチング
トランジスタＱ1 に発振周波数を供給する自励発振回路
を省略し、スイッチング電源回路部のスイッチング周波
数と同期させて電圧共振型コンバータ７が動作するよう
にしたことを特徴としている。スイッチングトランジス
タＱ2 ，Ｑ3 のスイッチング周波数は100KHzであるとす
る。
路図、図９の波形図により説明する。このスイッチング
電源装置は上記第１の実施例と同様に、直交トランスＰ
ＲＴ及びコンバータドライブトランスＣＤＴによる直列
共振周波数制御方式電流共振形コンバータによるスイッ
チング電源回路部を有するものである。そしてこの実施
例では、電圧共振形コンバータ７においてスイッチング
トランジスタＱ1 に発振周波数を供給する自励発振回路
を省略し、スイッチング電源回路部のスイッチング周波
数と同期させて電圧共振型コンバータ７が動作するよう
にしたことを特徴としている。スイッチングトランジス
タＱ2 ，Ｑ3 のスイッチング周波数は100KHzであるとす
る。
【００７７】この実施例では、電圧共振形コンバータ７
においては、巻線ＮC1と直列にスイッチングトランジス
タＱ1 が接続され、またスイッチングトランジスタＱ1
と並列に共振コンデンサＣ21が接続されている。さらに
スイッチングトランジスタＱ1 のベース−エミッタ間に
はベースクランプダイオードＤ20が接続される。そし
て、スイッチングトランジスタＱ1 のベースと、スイッ
チング電源回路部におけるスイッチングトランジスタＱ
3 に対する自励発振回路（ドライブトランスＣＤＴの巻
線ＬB2、時定数コンデンサＣB2、ダンピング抵抗ＲB2）
におけるダンピング抵抗ＲB2の間に、時定数コンデンサ
Ｃ20が接続されている。
においては、巻線ＮC1と直列にスイッチングトランジス
タＱ1 が接続され、またスイッチングトランジスタＱ1
と並列に共振コンデンサＣ21が接続されている。さらに
スイッチングトランジスタＱ1 のベース−エミッタ間に
はベースクランプダイオードＤ20が接続される。そし
て、スイッチングトランジスタＱ1 のベースと、スイッ
チング電源回路部におけるスイッチングトランジスタＱ
3 に対する自励発振回路（ドライブトランスＣＤＴの巻
線ＬB2、時定数コンデンサＣB2、ダンピング抵抗ＲB2）
におけるダンピング抵抗ＲB2の間に、時定数コンデンサ
Ｃ20が接続されている。
【００７８】このように構成することにより、スイッチ
ングトランジスタＱ1 に対してはスイッチングトランジ
スタＱ3 に対する自励発振回路が共用して用いられ、図
９（ｄ）（ｅ）のコレクタ電圧ＶCP1 及びコレクタ電流
ＩCP1 から分かるように、スイッチングトランジスタＱ
2 ，Ｑ3 と同期して100KHzの周波数でスイッチング動作
が実行されることになる。
ングトランジスタＱ1 に対してはスイッチングトランジ
スタＱ3 に対する自励発振回路が共用して用いられ、図
９（ｄ）（ｅ）のコレクタ電圧ＶCP1 及びコレクタ電流
ＩCP1 から分かるように、スイッチングトランジスタＱ
2 ，Ｑ3 と同期して100KHzの周波数でスイッチング動作
が実行されることになる。
【００７９】この実施例では、スイッチングトランジス
タＱ1 に対して独自の自励発振回路を設けないことによ
って部品点数の削減、基板面積の縮小、コストダウン等
が可能となるほか、部分整流平滑回路（電圧共振形コン
バータ７）とスイッチング電源回路部の各スイッチング
周波数が同期して同一となるため、漏洩磁束、ＥＭＩに
よる相互干渉がなくなる。従って、高周波ノイズバイパ
ス用のフィルムコンデンサや二次側の平滑用コンデンサ
Ｃ0 において発振対策として静電容量の増加をはかった
り、シールド板を設けること等も不要となる。
タＱ1 に対して独自の自励発振回路を設けないことによ
って部品点数の削減、基板面積の縮小、コストダウン等
が可能となるほか、部分整流平滑回路（電圧共振形コン
バータ７）とスイッチング電源回路部の各スイッチング
周波数が同期して同一となるため、漏洩磁束、ＥＭＩに
よる相互干渉がなくなる。従って、高周波ノイズバイパ
ス用のフィルムコンデンサや二次側の平滑用コンデンサ
Ｃ0 において発振対策として静電容量の増加をはかった
り、シールド板を設けること等も不要となる。
【００８０】＜第７の実施例＞第７の実施例を図１０の
回路図で説明する。このスイッチング電源装置は、前記
図３に示した第２の実施例と同様に、直交トランスＰＲ
Ｔ及び絶縁コンバータトランスＰＩＴによるスイッチン
グ周波数制御方式電流共振形コンバータによるスイッチ
ング電源回路部を有するものである。
回路図で説明する。このスイッチング電源装置は、前記
図３に示した第２の実施例と同様に、直交トランスＰＲ
Ｔ及び絶縁コンバータトランスＰＩＴによるスイッチン
グ周波数制御方式電流共振形コンバータによるスイッチ
ング電源回路部を有するものである。
【００８１】この実施例では、スイッチングトランジス
タＱ1 のベースが、スイッチング電源回路部におけるス
イッチングトランジスタＱ3 に対する自励発振回路（直
交トランスＰＲＴの巻線ＬB2、時定数コンデンサＣB2、
ダンピング抵抗ＲB2）に対して時定数コンデンサＣ20を
介して接続されている。
タＱ1 のベースが、スイッチング電源回路部におけるス
イッチングトランジスタＱ3 に対する自励発振回路（直
交トランスＰＲＴの巻線ＬB2、時定数コンデンサＣB2、
ダンピング抵抗ＲB2）に対して時定数コンデンサＣ20を
介して接続されている。
【００８２】このように構成することにより、スイッチ
ングトランジスタＱ1 に対してはスイッチングトランジ
スタＱ3 に対する自励発振回路が共用して用いられ、図
９と同様にスイッチングトランジスタＱ3 と同期して同
周波数でスイッチング動作が実行されることになり、上
記第６の実施例と同様の効果を得ることができる。
ングトランジスタＱ1 に対してはスイッチングトランジ
スタＱ3 に対する自励発振回路が共用して用いられ、図
９と同様にスイッチングトランジスタＱ3 と同期して同
周波数でスイッチング動作が実行されることになり、上
記第６の実施例と同様の効果を得ることができる。
【００８３】＜第８の実施例＞第８の実施例を図１１の
回路図、図１２の波形図で説明する。このスイッチング
電源装置は、前記図５に示した第３の実施例と同様に、
直交トランスＰＲＴ及びドライブトランスＰＣＣによる
磁束制御方式電圧共振形コンバータによるスイッチング
電源回路部を有するものである。
回路図、図１２の波形図で説明する。このスイッチング
電源装置は、前記図５に示した第３の実施例と同様に、
直交トランスＰＲＴ及びドライブトランスＰＣＣによる
磁束制御方式電圧共振形コンバータによるスイッチング
電源回路部を有するものである。
【００８４】この実施例でも、スイッチングトランジス
タＱ1 のベースと、スイッチング電源回路部におけるス
イッチングトランジスタＱ4 に対する自励発振回路（ド
ライブトランスＰＣＣの巻線ＬP2、時定数コンデンサＣ
11、ダンピング抵抗Ｒ12）におけるダンピング抵抗Ｒ12
の間に、時定数コンデンサＣ20が接続されている。
タＱ1 のベースと、スイッチング電源回路部におけるス
イッチングトランジスタＱ4 に対する自励発振回路（ド
ライブトランスＰＣＣの巻線ＬP2、時定数コンデンサＣ
11、ダンピング抵抗Ｒ12）におけるダンピング抵抗Ｒ12
の間に、時定数コンデンサＣ20が接続されている。
【００８５】このように構成することにより、スイッチ
ングトランジスタＱ1 に対してはスイッチングトランジ
スタＱ4 に対する自励発振回路が共用して用いられ、図
１２から分かるように、スイッチングトランジスタＱ4
と同期して同周波数でスイッチング動作が実行されるこ
とになり、上記第６の実施例と同様の効果を得ることが
できる。
ングトランジスタＱ1 に対してはスイッチングトランジ
スタＱ4 に対する自励発振回路が共用して用いられ、図
１２から分かるように、スイッチングトランジスタＱ4
と同期して同周波数でスイッチング動作が実行されるこ
とになり、上記第６の実施例と同様の効果を得ることが
できる。
【００８６】＜第９の実施例＞第９の実施例を図１３の
回路図、図１４の波形図で説明する。このスイッチング
電源装置は、前記図６に示した第４の実施例と同様に、
１石構成のＰＷＭ制御方式フライバックコンバータによ
るスイッチング電源回路部を有するものである。
回路図、図１４の波形図で説明する。このスイッチング
電源装置は、前記図６に示した第４の実施例と同様に、
１石構成のＰＷＭ制御方式フライバックコンバータによ
るスイッチング電源回路部を有するものである。
【００８７】この実施例では、電圧共振形コンバータ７
のスイッチングトランジスタＱ1 のコレクタ−エミッタ
間にダンパー兼放電用ダイオードＤ21が接続される。ま
た、スイッチングトランジスタＱ1 のベースには抵抗Ｒ
22を介してＰＷＭドライブ回路９の出力が、スイッチン
グ制御信号として供給される。Ｒ21はスイッチングトラ
ンジスタＱ1 及びＱ5 に対する起動抵抗となる。つまり
ＰＷＭドライブ回路９の出力がスイッチングトランジス
タＱ1 ，Ｑ5 に対するスイッチング制御信号として兼用
されて用いられるため、図１４から分かるように各スイ
ッチング周波数は同相で同周波数となり、上記第６、第
７、第８の実施例と同様の効果を得ることができる。
のスイッチングトランジスタＱ1 のコレクタ−エミッタ
間にダンパー兼放電用ダイオードＤ21が接続される。ま
た、スイッチングトランジスタＱ1 のベースには抵抗Ｒ
22を介してＰＷＭドライブ回路９の出力が、スイッチン
グ制御信号として供給される。Ｒ21はスイッチングトラ
ンジスタＱ1 及びＱ5 に対する起動抵抗となる。つまり
ＰＷＭドライブ回路９の出力がスイッチングトランジス
タＱ1 ，Ｑ5 に対するスイッチング制御信号として兼用
されて用いられるため、図１４から分かるように各スイ
ッチング周波数は同相で同周波数となり、上記第６、第
７、第８の実施例と同様の効果を得ることができる。
【００８８】＜第１０の実施例＞第１０の実施例は図１
５の回路図に示され、その要部の波形図は図１６に示さ
れるが、このスイッチング電源装置は、１石構成のＰＷ
Ｍ制御方式フォワードコンバータによるスイッチング電
源回路部を有するものである。この場合、スイッチング
電源回路部におけるコンバータトランスＣＴ1 の二次巻
線ＮT2側には、フライホイールダイオードＤ14及びリア
クトルＬ20が設けられる。
５の回路図に示され、その要部の波形図は図１６に示さ
れるが、このスイッチング電源装置は、１石構成のＰＷ
Ｍ制御方式フォワードコンバータによるスイッチング電
源回路部を有するものである。この場合、スイッチング
電源回路部におけるコンバータトランスＣＴ1 の二次巻
線ＮT2側には、フライホイールダイオードＤ14及びリア
クトルＬ20が設けられる。
【００８９】また、コンバータトランスＣＴ1 の三次巻
線ＮT3から得られる電圧はダイオードＤ15で整流されて
コンデンサＣ14で平滑されてＰＷＭドライブ回路９に供
給される。ＰＷＭドライブ回路９では入力された電圧値
に基づいてスイッチングトランジスタＱ5 のベースにド
ライブパルスを印加し、出力電圧が一定となるようなス
イッチング動作を実行させる。
線ＮT3から得られる電圧はダイオードＤ15で整流されて
コンデンサＣ14で平滑されてＰＷＭドライブ回路９に供
給される。ＰＷＭドライブ回路９では入力された電圧値
に基づいてスイッチングトランジスタＱ5 のベースにド
ライブパルスを印加し、出力電圧が一定となるようなス
イッチング動作を実行させる。
【００９０】スイッチングトランジスタＱ5 がオンとさ
れる期間においては、コンバータトランスＣＴ1 の巻線
ＮT1からスイッチングトランジスタＱ5 のコレクタ−エ
ミッタ間を電流が流れ、これに応じてコンバータトラン
スＣＴ1 の二次巻線ＮT2からはダイオードＤ5 から平滑
用コンデンサＣ0 に向かって電流が流れ、直流電圧Ｅ0
が取り出される。同時にリアクトルＬ20にはエネルギー
が蓄積される。また、スイッチングトランジスタＱ5 が
オフとされる期間においては、リアクトルＬ20のエネル
ギーがフライホイールダイオードＤ14によって放出さ
れ、直流電圧Ｅ0 として取り出される。
れる期間においては、コンバータトランスＣＴ1 の巻線
ＮT1からスイッチングトランジスタＱ5 のコレクタ−エ
ミッタ間を電流が流れ、これに応じてコンバータトラン
スＣＴ1 の二次巻線ＮT2からはダイオードＤ5 から平滑
用コンデンサＣ0 に向かって電流が流れ、直流電圧Ｅ0
が取り出される。同時にリアクトルＬ20にはエネルギー
が蓄積される。また、スイッチングトランジスタＱ5 が
オフとされる期間においては、リアクトルＬ20のエネル
ギーがフライホイールダイオードＤ14によって放出さ
れ、直流電圧Ｅ0 として取り出される。
【００９１】この実施例でも電圧共振形コンバータ７の
スイッチングトランジスタＱ1 のベースには、上記第９
の実施例と同様にＰＷＭドライブ回路９の出力が供給さ
れ、つまりＰＷＭドライブ回路９の出力がスイッチング
トランジスタＱ1 ，Ｑ5 に対するスイッチング制御信号
として兼用されるため、上記第６〜第９の実施例と同様
の効果を得ることができる。
スイッチングトランジスタＱ1 のベースには、上記第９
の実施例と同様にＰＷＭドライブ回路９の出力が供給さ
れ、つまりＰＷＭドライブ回路９の出力がスイッチング
トランジスタＱ1 ，Ｑ5 に対するスイッチング制御信号
として兼用されるため、上記第６〜第９の実施例と同様
の効果を得ることができる。
【００９２】＜第１１の実施例＞第１１の実施例を図１
７の回路図で説明する。このこのスイッチング電源装置
は、前記図７に示した第５の実施例と同様に、１石構成
のスイッチング周波数制御方式リンギングチョークコン
バータによるスイッチング電源回路部を有するものであ
る。
７の回路図で説明する。このこのスイッチング電源装置
は、前記図７に示した第５の実施例と同様に、１石構成
のスイッチング周波数制御方式リンギングチョークコン
バータによるスイッチング電源回路部を有するものであ
る。
【００９３】この場合、コンバータトランスＣＴ1 の巻
線ＮT3から、得られる交流電圧はスイッチング制御回路
１０に供給され、これに基づいたスイッチング制御信号
がスイッチングトランジスタＱ6 に供給されるが、この
スイッチング制御信号は抵抗Ｒ20を介して電圧共振形コ
ンバータ７のスイッチングトランジスタＱ1 のベースに
供給される。スイッチングトランジスタＱ1 ，Ｑ6 に対
するスイッチング制御信号として兼用される。従って、
上記第６〜第１０の実施例と同様の効果を得ることがで
きる。
線ＮT3から、得られる交流電圧はスイッチング制御回路
１０に供給され、これに基づいたスイッチング制御信号
がスイッチングトランジスタＱ6 に供給されるが、この
スイッチング制御信号は抵抗Ｒ20を介して電圧共振形コ
ンバータ７のスイッチングトランジスタＱ1 のベースに
供給される。スイッチングトランジスタＱ1 ，Ｑ6 に対
するスイッチング制御信号として兼用される。従って、
上記第６〜第１０の実施例と同様の効果を得ることがで
きる。
【００９４】なお、この第６〜第１１の実施例の場合、
スイッチングトランジスタＱ1 と並列に接続されている
共振用コンデンサＣ21の静電容量を小さく設定すれば、
オン／オフが制御されても力率改善のための部分整流平
滑回路としての動作については殆ど問題がない。
スイッチングトランジスタＱ1 と並列に接続されている
共振用コンデンサＣ21の静電容量を小さく設定すれば、
オン／オフが制御されても力率改善のための部分整流平
滑回路としての動作については殆ど問題がない。
【００９５】＜第１２の実施例＞第１２の実施例を図１
８の回路図、及び図１９，図２０の波形図で説明する。
このスイッチング電源装置は上記第１の実施例と同様
に、直列共振周波数制御方式電流共振形コンバータによ
るスイッチング電源回路部を有するものである。そして
この実施例では、電圧共振形コンバータ７における回路
をさらに簡易化するために、共振スイッチ（スイッチン
グトランジスタＱ1 ）を設けず、スイッチング電源回路
部のスイッチングトランジスタを電圧共振形コンバータ
７の共振スイッチとして共用するようにしたことを特徴
としている。
８の回路図、及び図１９，図２０の波形図で説明する。
このスイッチング電源装置は上記第１の実施例と同様
に、直列共振周波数制御方式電流共振形コンバータによ
るスイッチング電源回路部を有するものである。そして
この実施例では、電圧共振形コンバータ７における回路
をさらに簡易化するために、共振スイッチ（スイッチン
グトランジスタＱ1 ）を設けず、スイッチング電源回路
部のスイッチングトランジスタを電圧共振形コンバータ
７の共振スイッチとして共用するようにしたことを特徴
としている。
【００９６】この実施例では、電圧共振形コンバータ７
においては、巻線ＮC1と直列に共振コンデンサＣ31が接
続され、共振コンデンサＣ31と並列にダンパー兼放電用
ダイオードＤ32が接続される。そして、共振コンデンサ
Ｃ31と並列に結合ダイオードＤ31が接続され、この結合
ダイオードＤ31のカソード電極がスイッチング電源回路
部におけるスイッチングトランジスタＱ3 のコレクタに
接続される。
においては、巻線ＮC1と直列に共振コンデンサＣ31が接
続され、共振コンデンサＣ31と並列にダンパー兼放電用
ダイオードＤ32が接続される。そして、共振コンデンサ
Ｃ31と並列に結合ダイオードＤ31が接続され、この結合
ダイオードＤ31のカソード電極がスイッチング電源回路
部におけるスイッチングトランジスタＱ3 のコレクタに
接続される。
【００９７】スイッチングトランジスタＱ2 ，Ｑ3 はそ
れぞれ自励発振回路（巻線ＬB1，抵抗ＲB1，コンデンサ
ＣB1、及び巻線ＬB2，抵抗ＲB2，コンデンサＣB2）から
供給される発振周波数により交互にオン／オフを繰り返
している。ここで、結合ダイオードＤ31に流れるスイッ
チング電流ＩCPD は、ＡＣ入力電圧ＶACの高い図２０の
τ期間であり、このτ期間においてスイッチングトラン
ジスタＱ3 のコレクタ電流ＩCP3 は、電流ＩCP31とスイ
ッチング電流ＩCPD の合成値となる。従ってコレクタ電
流ＩCP3 は図２０（ｇ）に示すようになる。また、ダイ
オードＤ32に流れる電流Ｉ31としては、電圧共振形コン
バータ７がスイッチング動作を行なうτ期間においては
電流ＩCPD の負のダンパー電流が、τ期間以外で結合ダ
イオードＤ31がオフであるときは、コンデンサＣ31の放
電電流がスイッチング電源回路部へ流入するように流れ
る。
れぞれ自励発振回路（巻線ＬB1，抵抗ＲB1，コンデンサ
ＣB1、及び巻線ＬB2，抵抗ＲB2，コンデンサＣB2）から
供給される発振周波数により交互にオン／オフを繰り返
している。ここで、結合ダイオードＤ31に流れるスイッ
チング電流ＩCPD は、ＡＣ入力電圧ＶACの高い図２０の
τ期間であり、このτ期間においてスイッチングトラン
ジスタＱ3 のコレクタ電流ＩCP3 は、電流ＩCP31とスイ
ッチング電流ＩCPD の合成値となる。従ってコレクタ電
流ＩCP3 は図２０（ｇ）に示すようになる。また、ダイ
オードＤ32に流れる電流Ｉ31としては、電圧共振形コン
バータ７がスイッチング動作を行なうτ期間においては
電流ＩCPD の負のダンパー電流が、τ期間以外で結合ダ
イオードＤ31がオフであるときは、コンデンサＣ31の放
電電流がスイッチング電源回路部へ流入するように流れ
る。
【００９８】図２０のτ期間における交流入力電圧ＶAC
のピーク点近辺のスイッチング動作波形が図１９とな
る。結合ダイオードＤ31とコンデンサＣ31の間に表われ
る電圧ＶCPD 及び結合ダイオードＤ31を流れる電流Ｉ
CPD は図１９（ｅ）（ｄ）のようになり、スイッチング
トランジスタＱ3 のコレクタ電流ＩCP3 は電流ＩCPD
（図１９（ｄ））と電流ＩCP33（図１９（ｃ））が合成
されて図１９（ｆ）のようになる。
のピーク点近辺のスイッチング動作波形が図１９とな
る。結合ダイオードＤ31とコンデンサＣ31の間に表われ
る電圧ＶCPD 及び結合ダイオードＤ31を流れる電流Ｉ
CPD は図１９（ｅ）（ｄ）のようになり、スイッチング
トランジスタＱ3 のコレクタ電流ＩCP3 は電流ＩCPD
（図１９（ｄ））と電流ＩCP33（図１９（ｃ））が合成
されて図１９（ｆ）のようになる。
【００９９】このように構成した本実施例では、電圧共
振形コンバータ７においてスイッチングトランジスタＱ
1 を不要とし、これに伴って当然自励発振回路も設けな
いことによって部品点数の削減、基板面積の縮小、コス
トダウン等が可能となるほか、部分整流平滑回路（電圧
共振形コンバータ７）とスイッチング電源回路部の各ス
イッチング周波数が同一となるため、漏洩磁束、ＥＭＩ
による相互干渉がなくなる。従って、高周波ノイズバイ
パス用のフィルムコンデンサや二次側の平滑用コンデン
サＣ0 において発振対策として静電容量の増加をはかっ
たり、シールド板を設けること等も不要となる。
振形コンバータ７においてスイッチングトランジスタＱ
1 を不要とし、これに伴って当然自励発振回路も設けな
いことによって部品点数の削減、基板面積の縮小、コス
トダウン等が可能となるほか、部分整流平滑回路（電圧
共振形コンバータ７）とスイッチング電源回路部の各ス
イッチング周波数が同一となるため、漏洩磁束、ＥＭＩ
による相互干渉がなくなる。従って、高周波ノイズバイ
パス用のフィルムコンデンサや二次側の平滑用コンデン
サＣ0 において発振対策として静電容量の増加をはかっ
たり、シールド板を設けること等も不要となる。
【０１００】なお負荷電力 153Ｗ、ＡＣ 100Ｖ、50Hz、
平滑用コンデンサＣｉ＝1000μＦとして実験を行なった
結果、前記図３２の回路の場合と比較して、力率、電力
損失とも同一の特性を得ることができ、回路構成の簡略
化に伴う弊害は無かった。
平滑用コンデンサＣｉ＝1000μＦとして実験を行なった
結果、前記図３２の回路の場合と比較して、力率、電力
損失とも同一の特性を得ることができ、回路構成の簡略
化に伴う弊害は無かった。
【０１０１】＜第１３の実施例＞第１３の実施例を図２
１の回路図、図２２の波形図、及び図２３により説明す
る。このスイッチング電源装置は上記第２の実施例と同
様に、スイッチング周波数制御方式電流共振形コンバー
タによるスイッチング電源回路部を有するものである。
そしてこの実施例では、電圧共振形コンバータ７におい
て発振スイッチ（スイッチングトランジスタＱ1 ）を設
けず、スイッチング電源回路部のスイッチングトランジ
スタＱ42を電圧共振形コンバータ７の共振スイッチとし
て共用するようにしたことを特徴としている。
１の回路図、図２２の波形図、及び図２３により説明す
る。このスイッチング電源装置は上記第２の実施例と同
様に、スイッチング周波数制御方式電流共振形コンバー
タによるスイッチング電源回路部を有するものである。
そしてこの実施例では、電圧共振形コンバータ７におい
て発振スイッチ（スイッチングトランジスタＱ1 ）を設
けず、スイッチング電源回路部のスイッチングトランジ
スタＱ42を電圧共振形コンバータ７の共振スイッチとし
て共用するようにしたことを特徴としている。
【０１０２】ここで図２２は電圧共振形コンバータ７が
スイッチング動作を行なっている際の、結合ダイオード
Ｄ41の電流ＩCPD 、スイッチングトランジスタＱ42のコ
レクタ電流ＩCP42、及びＡＣ入力電流ＩACを示すもので
あり、図２２（ａ）〜（ｃ）は電圧共振形コンバータ７
がスイッチング動作を行なっている際の重負荷時の動作
波形（ＡＣ90Ｖ）、図２２（ｄ）〜（ｆ）は軽負荷時の
動作波形（ＡＣ 120Ｖ）を示している。なお、先行技術
として示した前記図４１のについての重負荷時と軽負荷
時での動作波形を前記図４４に示したが、この図２２は
図４４と比較できる状態で示されている。
スイッチング動作を行なっている際の、結合ダイオード
Ｄ41の電流ＩCPD 、スイッチングトランジスタＱ42のコ
レクタ電流ＩCP42、及びＡＣ入力電流ＩACを示すもので
あり、図２２（ａ）〜（ｃ）は電圧共振形コンバータ７
がスイッチング動作を行なっている際の重負荷時の動作
波形（ＡＣ90Ｖ）、図２２（ｄ）〜（ｆ）は軽負荷時の
動作波形（ＡＣ 120Ｖ）を示している。なお、先行技術
として示した前記図４１のについての重負荷時と軽負荷
時での動作波形を前記図４４に示したが、この図２２は
図４４と比較できる状態で示されている。
【０１０３】この実施例では、電圧共振形コンバータ７
においては、巻線ＮC1と直列に共振コンデンサＣ41が接
続され、共振コンデンサＣ41と並列にダンパー兼放電用
ダイオードＤ42が接続される。そして、共振コンデンサ
Ｃ41と並列に結合ダイオードＤ41が接続され、この結合
ダイオードＤ41のカソード電極がスイッチング電源回路
部におけるハーフブリッジ結合のスイッチングトランジ
スタＱ41，Ｑ42の中点に接続される。
においては、巻線ＮC1と直列に共振コンデンサＣ41が接
続され、共振コンデンサＣ41と並列にダンパー兼放電用
ダイオードＤ42が接続される。そして、共振コンデンサ
Ｃ41と並列に結合ダイオードＤ41が接続され、この結合
ダイオードＤ41のカソード電極がスイッチング電源回路
部におけるハーフブリッジ結合のスイッチングトランジ
スタＱ41，Ｑ42の中点に接続される。
【０１０４】ハーフブリッジ結合のスイッチングトラン
ジスタＱ41，Ｑ42において、スイッチングトランジスタ
Ｑ41は、ドライブトランスとなる直交トランスＰＲＴの
巻線ＬB41 、ダンピング抵抗ＲB41 、時定数コンデンサ
ＣB41 からなる自励発振回路によってスイッチング動作
が行なわれ、またスイッチングトランジスタＱ42は、ド
ライブトランスとなる直交トランスＰＲＴの巻線Ｌ
B42 、ダンピング抵抗ＲB4 2 、時定数コンデンサＣB42
からなる自励発振回路によってスイッチング動作が行な
われる。Ｒ41，Ｒ42はそれぞれスイッチングトランジス
タＱ41，Ｑ42に対する起動抵抗、Ｄ43，Ｄ44はそれぞれ
スイッチングトランジスタＱ41，Ｑ42に対するベースク
ランプダイオードである。
ジスタＱ41，Ｑ42において、スイッチングトランジスタ
Ｑ41は、ドライブトランスとなる直交トランスＰＲＴの
巻線ＬB41 、ダンピング抵抗ＲB41 、時定数コンデンサ
ＣB41 からなる自励発振回路によってスイッチング動作
が行なわれ、またスイッチングトランジスタＱ42は、ド
ライブトランスとなる直交トランスＰＲＴの巻線Ｌ
B42 、ダンピング抵抗ＲB4 2 、時定数コンデンサＣB42
からなる自励発振回路によってスイッチング動作が行な
われる。Ｒ41，Ｒ42はそれぞれスイッチングトランジス
タＱ41，Ｑ42に対する起動抵抗、Ｄ43，Ｄ44はそれぞれ
スイッチングトランジスタＱ41，Ｑ42に対するベースク
ランプダイオードである。
【０１０５】ここで、図２２を前記図４４と比較して見
るとわかるように、前記図４４の場合では例えば電圧共
振形コンバータのスイッチング周期は100KHz、スイッチ
ング電源回路部でのスイッチング周期は83.3KHz とされ
周期が異なっているのに対し、本実施例の場合、電圧共
振形コンバータ７とスイッチング電源回路部のスイッチ
ング周波数が同期して、ＡＣ電圧下限（90Ｖ）、重負荷
時には100KHzとなり、またＡＣ電圧上限（ 120Ｖ）、軽
負荷時には200KHzとなるため、負荷の変動によらず電流
ＩACの導通角はほぼ一定に保たれ、つまり重負荷時の力
率（0.85）が常にほぼ一定に保たれるという利点が生ず
る。
るとわかるように、前記図４４の場合では例えば電圧共
振形コンバータのスイッチング周期は100KHz、スイッチ
ング電源回路部でのスイッチング周期は83.3KHz とされ
周期が異なっているのに対し、本実施例の場合、電圧共
振形コンバータ７とスイッチング電源回路部のスイッチ
ング周波数が同期して、ＡＣ電圧下限（90Ｖ）、重負荷
時には100KHzとなり、またＡＣ電圧上限（ 120Ｖ）、軽
負荷時には200KHzとなるため、負荷の変動によらず電流
ＩACの導通角はほぼ一定に保たれ、つまり重負荷時の力
率（0.85）が常にほぼ一定に保たれるという利点が生ず
る。
【０１０６】負荷電力Ｐ0 ＝ 153Ｗ〜53Ｗ、平滑用コン
デンサＣｉ＝1000μＦ、スイッチング周波数＝100KHz、
ＡＣライン周波数50Hzとして行なった実験において、Ａ
Ｃ入力電圧と負荷変動による力率の変動特性を、前記図
４１の回路例と本実施例とを比較した状態で図２３に示
す。即ち、前記図４１の回路の場合、ＡＣ＝90Ｖ〜 140
Ｖ、負荷電力Ｐ0 ＝ 153Ｗ〜53Ｗの変動に対して、力率
は0.85〜0.57まで変動しているが、本実施例の場合、力
率は0.85〜0.79までの僅か0.06の変動しか生じないこと
が示されている。
デンサＣｉ＝1000μＦ、スイッチング周波数＝100KHz、
ＡＣライン周波数50Hzとして行なった実験において、Ａ
Ｃ入力電圧と負荷変動による力率の変動特性を、前記図
４１の回路例と本実施例とを比較した状態で図２３に示
す。即ち、前記図４１の回路の場合、ＡＣ＝90Ｖ〜 140
Ｖ、負荷電力Ｐ0 ＝ 153Ｗ〜53Ｗの変動に対して、力率
は0.85〜0.57まで変動しているが、本実施例の場合、力
率は0.85〜0.79までの僅か0.06の変動しか生じないこと
が示されている。
【０１０７】このように、ＡＣ入力電圧の変化や負荷の
変化に対して力率がほぼ一定に保たれるため、電源高調
波歪の改善された各種機器に搭載できる汎用的なスイッ
チング電源装置を提供できる。
変化に対して力率がほぼ一定に保たれるため、電源高調
波歪の改善された各種機器に搭載できる汎用的なスイッ
チング電源装置を提供できる。
【０１０８】また、電圧共振形コンバータ７においてス
イッチングトランジスタＱ1 を不要とし、これに伴って
当然自励発振回路も設けないことによって部品点数の削
減、基板面積の縮小、コストダウン等が可能となるほ
か、部分整流平滑回路（電圧共振形コンバータ７）とス
イッチング電源回路部の各スイッチング周波数が同一と
なるため、漏洩磁束、ＥＭＩによる相互干渉がなくな
る。従って、高周波ノイズバイパス用のフィルムコンデ
ンサや二次側の平滑用コンデンサＣ0 において発振対策
として静電容量の増加をはかったり、シールド板を設け
ること等も不要となる。
イッチングトランジスタＱ1 を不要とし、これに伴って
当然自励発振回路も設けないことによって部品点数の削
減、基板面積の縮小、コストダウン等が可能となるほ
か、部分整流平滑回路（電圧共振形コンバータ７）とス
イッチング電源回路部の各スイッチング周波数が同一と
なるため、漏洩磁束、ＥＭＩによる相互干渉がなくな
る。従って、高周波ノイズバイパス用のフィルムコンデ
ンサや二次側の平滑用コンデンサＣ0 において発振対策
として静電容量の増加をはかったり、シールド板を設け
ること等も不要となる。
【０１０９】＜第１４の実施例＞第１４の実施例を図２
４の回路図、図２５の波形図で説明する。このスイッチ
ング電源装置は、前記図５に示した第３の実施例と同様
に、磁束制御方式電圧共振形コンバータによるスイッチ
ング電源回路部を有するものである。
４の回路図、図２５の波形図で説明する。このスイッチ
ング電源装置は、前記図５に示した第３の実施例と同様
に、磁束制御方式電圧共振形コンバータによるスイッチ
ング電源回路部を有するものである。
【０１１０】この実施例では共振コンデンサＣ31と並列
に結合ダイオードＤ31が接続され、この結合ダイオード
Ｄ31のカソード電極がスイッチング電源回路部における
スイッチングトランジスタＱ4 のコレクタに接続され
る。結合ダイオードＤ31においては、電圧共振形コンバ
ータ７のスイッチング動作期間にスイッチング電流Ｉ
CPD が流れ、この期間において、図２５（ａ）〜（ｃ）
に示すようにスイッチングトランジスタＱ4 のコレクタ
電流ＩCP4 は、電流ＩCP41とスイッチング電流ＩCPD の
合成値となる。
に結合ダイオードＤ31が接続され、この結合ダイオード
Ｄ31のカソード電極がスイッチング電源回路部における
スイッチングトランジスタＱ4 のコレクタに接続され
る。結合ダイオードＤ31においては、電圧共振形コンバ
ータ７のスイッチング動作期間にスイッチング電流Ｉ
CPD が流れ、この期間において、図２５（ａ）〜（ｃ）
に示すようにスイッチングトランジスタＱ4 のコレクタ
電流ＩCP4 は、電流ＩCP41とスイッチング電流ＩCPD の
合成値となる。
【０１１１】このように構成することにより、スイッチ
ングトランジスタＱ4 が電圧共振形コンバータ７におけ
る共振スイッチ（スイッチングトランジスタ）としても
用いられ、上記第１２の実施例と同様の効果を得ること
ができる。
ングトランジスタＱ4 が電圧共振形コンバータ７におけ
る共振スイッチ（スイッチングトランジスタ）としても
用いられ、上記第１２の実施例と同様の効果を得ること
ができる。
【０１１２】＜第１５の実施例＞第１５の実施例を図２
６の回路図、図２７の波形図で説明する。このスイッチ
ング電源装置は、前記図６に示した第４の実施例と同様
に、１石構成のＰＷＭ制御方式フライバックコンバータ
によるスイッチング電源回路部を有するものである。
６の回路図、図２７の波形図で説明する。このスイッチ
ング電源装置は、前記図６に示した第４の実施例と同様
に、１石構成のＰＷＭ制御方式フライバックコンバータ
によるスイッチング電源回路部を有するものである。
【０１１３】この実施例でも共振コンデンサＣ31と並列
に結合ダイオードＤ31が接続され、この結合ダイオード
Ｄ31のカソード電極がスイッチング電源回路部における
スイッチングトランジスタＱ5 のコレクタに接続され
る。そして、電圧共振形コンバータ７のスイッチング動
作期間においては、図２７（ａ）〜（ｃ）に示すように
スイッチングトランジスタＱ5 のコレクタ電流ＩCP5
は、電流ＩCP51とスイッチング電流ＩCPD の合成値とな
る。この実施例でも上記第１２、第１４の実施例と同様
の効果を得ることができる。
に結合ダイオードＤ31が接続され、この結合ダイオード
Ｄ31のカソード電極がスイッチング電源回路部における
スイッチングトランジスタＱ5 のコレクタに接続され
る。そして、電圧共振形コンバータ７のスイッチング動
作期間においては、図２７（ａ）〜（ｃ）に示すように
スイッチングトランジスタＱ5 のコレクタ電流ＩCP5
は、電流ＩCP51とスイッチング電流ＩCPD の合成値とな
る。この実施例でも上記第１２、第１４の実施例と同様
の効果を得ることができる。
【０１１４】＜第１６の実施例＞第１６の実施例は図２
８の回路図に示され、その要部の波形図は図２９に示さ
れるが、このスイッチング電源装置は、上記第１０の実
施例と同様に１石構成のＰＷＭ制御方式フォワードコン
バータによるスイッチング電源回路部を有するものであ
る。
８の回路図に示され、その要部の波形図は図２９に示さ
れるが、このスイッチング電源装置は、上記第１０の実
施例と同様に１石構成のＰＷＭ制御方式フォワードコン
バータによるスイッチング電源回路部を有するものであ
る。
【０１１５】この場合でも、上記第１５の実施例と同様
に結合ダイオードＤ31のカソード電極がスイッチング電
源回路部におけるスイッチングトランジスタＱ5 のコレ
クタに接続され、スイッチングトランジスタＱ5 が電圧
共振形コンバータ７の共振スイッチとして兼用されるた
め、上記第１２，第１４，第１５の実施例と同様の効果
を得ることができる。
に結合ダイオードＤ31のカソード電極がスイッチング電
源回路部におけるスイッチングトランジスタＱ5 のコレ
クタに接続され、スイッチングトランジスタＱ5 が電圧
共振形コンバータ７の共振スイッチとして兼用されるた
め、上記第１２，第１４，第１５の実施例と同様の効果
を得ることができる。
【０１１６】＜第１７の実施例＞第１７の実施例を図３
０の回路図、図３１の波形図で説明する。このスイッチ
ング電源装置は上記第５の実施例のように、１石構成の
スイッチング周波数制御方式リンギングチョークコンバ
ータによるスイッチング電源回路部を有するものであ
る。
０の回路図、図３１の波形図で説明する。このスイッチ
ング電源装置は上記第５の実施例のように、１石構成の
スイッチング周波数制御方式リンギングチョークコンバ
ータによるスイッチング電源回路部を有するものであ
る。
【０１１７】この場合、電圧発振形コンバータ７とスイ
ッチング電源回路部は同期スイッチングとなり、図３１
に示すようにスイッチングトランジスタＱ6 のコレクタ
電流ＩCP6 は、電圧発振形コンバータ７のスイッチング
期間において、結合ダイオードＤ41を流れる電流ＩCPD
と電流Ｉ1 の合成値となり、交流入力電圧の上昇、軽負
荷に比例してスイッチング周波数が上昇されるように制
御される。つまり、上記第１３の実施例と同様に力率が
ＡＣ入力電圧の変化や負荷の変化に対してほぼ一定に保
たれる。
ッチング電源回路部は同期スイッチングとなり、図３１
に示すようにスイッチングトランジスタＱ6 のコレクタ
電流ＩCP6 は、電圧発振形コンバータ７のスイッチング
期間において、結合ダイオードＤ41を流れる電流ＩCPD
と電流Ｉ1 の合成値となり、交流入力電圧の上昇、軽負
荷に比例してスイッチング周波数が上昇されるように制
御される。つまり、上記第１３の実施例と同様に力率が
ＡＣ入力電圧の変化や負荷の変化に対してほぼ一定に保
たれる。
【０１１８】＜第１８の実施例＞第１８の実施例を図３
２の回路図、図３３の波形図で説明する。このスイッチ
ング電源装置は上記第１３の実施例の変形例で、負荷電
力が 300Ｗ以上の大電力負荷の場合に好適な、２組の並
列接続の部分整流平滑回路（電圧発振形コンバータ７
Ａ，７Ｂ）及び平滑用コンデンサＣｉA ，ＣｉB と、フ
ルブリッジ結合のスイッチングトランジスタＱ41〜Ｑ44
を有する直交トランスＰＲＴによるスイッチング周波数
制御方式電流共振形コンバータによるスイッチング電源
回路部を有するものである。電圧発振形コンバータ７
Ａ，７Ｂについては、それぞれ上記第１３の実施例の電
圧発振形コンバータ７と同一の構成であるため、各部の
符合に添え字『Ａ』『Ｂ』を付けて説明を省略する。
２の回路図、図３３の波形図で説明する。このスイッチ
ング電源装置は上記第１３の実施例の変形例で、負荷電
力が 300Ｗ以上の大電力負荷の場合に好適な、２組の並
列接続の部分整流平滑回路（電圧発振形コンバータ７
Ａ，７Ｂ）及び平滑用コンデンサＣｉA ，ＣｉB と、フ
ルブリッジ結合のスイッチングトランジスタＱ41〜Ｑ44
を有する直交トランスＰＲＴによるスイッチング周波数
制御方式電流共振形コンバータによるスイッチング電源
回路部を有するものである。電圧発振形コンバータ７
Ａ，７Ｂについては、それぞれ上記第１３の実施例の電
圧発振形コンバータ７と同一の構成であるため、各部の
符合に添え字『Ａ』『Ｂ』を付けて説明を省略する。
【０１１９】フルブリッジ結合のスイッチングトランジ
スタＱ41，Ｑ42，Ｑ43，Ｑ44において、スイッチングト
ランジスタＱ41は、ドライブトランスとなる直交トラン
スＰＲＴの巻線ＬB41 、ダンピング抵抗ＲB41 、時定数
コンデンサＣB41 からなる自励発振回路によってスイッ
チング動作が行なわれ、またスイッチングトランジスタ
Ｑ42は、ドライブトランスとなる直交トランスＰＲＴの
巻線ＬB42 、ダンピング抵抗ＲB42 、時定数コンデンサ
ＣB42 からなる自励発振回路によってスイッチング動作
が行なわれる。同様に、スイッチングトランジスタＱ43
は、巻線ＬB43、ダンピング抵抗ＲB43 、時定数コンデ
ンサＣB43 からなる自励発振回路によって、さらにスイ
ッチングトランジスタＱ44は、巻線ＬB44 、ダンピング
抵抗ＲB4 4 、時定数コンデンサＣB44 からなる自励発振
回路によって、それぞれスイッチング動作が行なわれ
る。
スタＱ41，Ｑ42，Ｑ43，Ｑ44において、スイッチングト
ランジスタＱ41は、ドライブトランスとなる直交トラン
スＰＲＴの巻線ＬB41 、ダンピング抵抗ＲB41 、時定数
コンデンサＣB41 からなる自励発振回路によってスイッ
チング動作が行なわれ、またスイッチングトランジスタ
Ｑ42は、ドライブトランスとなる直交トランスＰＲＴの
巻線ＬB42 、ダンピング抵抗ＲB42 、時定数コンデンサ
ＣB42 からなる自励発振回路によってスイッチング動作
が行なわれる。同様に、スイッチングトランジスタＱ43
は、巻線ＬB43、ダンピング抵抗ＲB43 、時定数コンデ
ンサＣB43 からなる自励発振回路によって、さらにスイ
ッチングトランジスタＱ44は、巻線ＬB44 、ダンピング
抵抗ＲB4 4 、時定数コンデンサＣB44 からなる自励発振
回路によって、それぞれスイッチング動作が行なわれ
る。
【０１２０】Ｒ41，Ｒ42，Ｒ43，Ｒ44はそれぞれスイッ
チングトランジスタＱ41，Ｑ42，Ｑ43，Ｑ44に対する起
動抵抗、Ｄ43，Ｄ44，Ｄ45，Ｄ46はそれぞれスイッチン
グトランジスタＱ41，Ｑ42，Ｑ43，Ｑ44に対するベース
クランプダイオードである。
チングトランジスタＱ41，Ｑ42，Ｑ43，Ｑ44に対する起
動抵抗、Ｄ43，Ｄ44，Ｄ45，Ｄ46はそれぞれスイッチン
グトランジスタＱ41，Ｑ42，Ｑ43，Ｑ44に対するベース
クランプダイオードである。
【０１２１】そして、特にこの実施例では、電圧共振形
コンバータ７Ａの結合ダイオードＤ41A のカソード電極
がスイッチングトランジスタＱ43とＱ44の間に接続さ
れ、また、電圧共振形コンバータ７Ｂの結合ダイオード
Ｄ41B のカソード電極がスイッチングトランジスタＱ41
とＱ42の間に接続されている。
コンバータ７Ａの結合ダイオードＤ41A のカソード電極
がスイッチングトランジスタＱ43とＱ44の間に接続さ
れ、また、電圧共振形コンバータ７Ｂの結合ダイオード
Ｄ41B のカソード電極がスイッチングトランジスタＱ41
とＱ42の間に接続されている。
【０１２２】図３３には、重負荷時のスイッチング電流
の動作波形と位相関係が示されている。この実施例の場
合、ＡＣ入力電圧の上昇と軽負荷に比例して、スイッチ
ング電源回路部の直交トランスＰＲＴの制御巻線ＬC に
流れる直流制御電流によって、スイッチング周波数が高
くなるように制御され、力率は上記第１３の実施例と同
様に、ＡＣ入力電圧の変化や負荷の変化に対してほぼ一
定に保たれる。
の動作波形と位相関係が示されている。この実施例の場
合、ＡＣ入力電圧の上昇と軽負荷に比例して、スイッチ
ング電源回路部の直交トランスＰＲＴの制御巻線ＬC に
流れる直流制御電流によって、スイッチング周波数が高
くなるように制御され、力率は上記第１３の実施例と同
様に、ＡＣ入力電圧の変化や負荷の変化に対してほぼ一
定に保たれる。
【０１２３】＜第１９の実施例＞上記第６〜第１１の実
施例として、電圧共振コンバータ７における共振スイッ
チＱ1 と、スイッチング電源回路部におけるスイッチン
グトランジスタ（Ｑ3 又はＱ4 又はＱ5 又はＱ6 ）に対
してスイッチングドライブ部（自励発振回路、又はＰＷ
Ｍドライブ回路９、又はスイッチング制御回路１０）を
共用する構成を説明したが、この第１９の実施例及び次
の第２０の実施例では、このような構成に加えて、第１
〜第５の実施例で示したような低電圧出力電圧を抽出す
る抽出手段及び、抽出した低電圧出力電圧を直流電圧に
重畳する重畳手段を付加したものである。
施例として、電圧共振コンバータ７における共振スイッ
チＱ1 と、スイッチング電源回路部におけるスイッチン
グトランジスタ（Ｑ3 又はＱ4 又はＱ5 又はＱ6 ）に対
してスイッチングドライブ部（自励発振回路、又はＰＷ
Ｍドライブ回路９、又はスイッチング制御回路１０）を
共用する構成を説明したが、この第１９の実施例及び次
の第２０の実施例では、このような構成に加えて、第１
〜第５の実施例で示したような低電圧出力電圧を抽出す
る抽出手段及び、抽出した低電圧出力電圧を直流電圧に
重畳する重畳手段を付加したものである。
【０１２４】即ち、ブロック図として示すと図３４のよ
うになり、電圧共振型コンバータ７の共振スイッチＱ1
と、スイッチング電源回路部１２におけるスイッチング
トランジスタ（Ｑ3 又はＱ4 又はＱ5 又はＱ6 ）は、と
もに一のスイッチングドライブ部２０によって同期スイ
ッチング駆動される。また、低電圧抽出部１１から取り
出された低電圧出力電圧は平滑用コンデンサＣｉの負極
側に供給され、電圧共振型コンバータ７の非動作期間に
直流電圧に対して重畳されるようにしている。
うになり、電圧共振型コンバータ７の共振スイッチＱ1
と、スイッチング電源回路部１２におけるスイッチング
トランジスタ（Ｑ3 又はＱ4 又はＱ5 又はＱ6 ）は、と
もに一のスイッチングドライブ部２０によって同期スイ
ッチング駆動される。また、低電圧抽出部１１から取り
出された低電圧出力電圧は平滑用コンデンサＣｉの負極
側に供給され、電圧共振型コンバータ７の非動作期間に
直流電圧に対して重畳されるようにしている。
【０１２５】第１９の実施例の回路構成は図３５に示さ
れる。この実施例は直交トランスＰＲＴ及びコンバータ
ドライブトランスＣＤＴによる直列共振周波数制御方式
電流共振形コンバータによるスイッチング電源回路部を
有するものである。
れる。この実施例は直交トランスＰＲＴ及びコンバータ
ドライブトランスＣＤＴによる直列共振周波数制御方式
電流共振形コンバータによるスイッチング電源回路部を
有するものである。
【０１２６】この場合、第６の実施例と同様に自励発振
回路（ドライブトランスＣＤＴの巻線ＬB2、時定数コン
デンサＣB2、ダンピング抵抗ＲB2）が共用される。つま
り、電圧共振形コンバータ７においては巻線ＮC1と直列
にスイッチングトランジスタＱ1 が接続され、またスイ
ッチングトランジスタＱ1 と並列に共振コンデンサＣ21
が接続される。さらにスイッチングトランジスタＱ1 の
ベース−エミッタ間にベースクランプダイオードＤ20が
接続される。そして、スイッチングトランジスタＱ1 の
ベースと、スイッチング電源回路部のスイッチングトラ
ンジスタＱ3 に対する自励発振回路におけるダンピング
抵抗ＲB2の間に時定数コンデンサＣ20が配される。
回路（ドライブトランスＣＤＴの巻線ＬB2、時定数コン
デンサＣB2、ダンピング抵抗ＲB2）が共用される。つま
り、電圧共振形コンバータ７においては巻線ＮC1と直列
にスイッチングトランジスタＱ1 が接続され、またスイ
ッチングトランジスタＱ1 と並列に共振コンデンサＣ21
が接続される。さらにスイッチングトランジスタＱ1 の
ベース−エミッタ間にベースクランプダイオードＤ20が
接続される。そして、スイッチングトランジスタＱ1 の
ベースと、スイッチング電源回路部のスイッチングトラ
ンジスタＱ3 に対する自励発振回路におけるダンピング
抵抗ＲB2の間に時定数コンデンサＣ20が配される。
【０１２７】さらに、第１の実施例と同様にリップル成
分を低減するために、直交トランスＰＲＴの一次巻線Ｎ
1 側に低電圧出力巻線Ｎ3 をセンタータップで巻装し、
低電圧出力巻線Ｎ3 の両端子には整流ダイオードＤ10，
Ｄ11が接続される。整流ダイオードＤ10，Ｄ11で取り出
される電圧は平滑用コンデンサＣ10で平滑され、例えば
Ｖ3 ＝15〜20V 程度の低電圧直流出力電圧が得られる。
分を低減するために、直交トランスＰＲＴの一次巻線Ｎ
1 側に低電圧出力巻線Ｎ3 をセンタータップで巻装し、
低電圧出力巻線Ｎ3 の両端子には整流ダイオードＤ10，
Ｄ11が接続される。整流ダイオードＤ10，Ｄ11で取り出
される電圧は平滑用コンデンサＣ10で平滑され、例えば
Ｖ3 ＝15〜20V 程度の低電圧直流出力電圧が得られる。
【０１２８】そしてこの電圧Ｖ3 は、第１の実施例で説
明したように、スイッチングトランジスタＱ1 のスイッ
チング動作停止期間において、放電用ダイオードＤ12を
介して、平滑用コンデンサＣｉからスイッチング電源回
路部側に放電されることになる（つまり、この期間直流
入力電圧Ｅｉに電圧Ｖ3 が重畳される）。このような実
施例により、第１の実施例で得られる効果と第６の実施
例で得られる効果を兼ね備えたスイッチング電源装置を
提供できる。
明したように、スイッチングトランジスタＱ1 のスイッ
チング動作停止期間において、放電用ダイオードＤ12を
介して、平滑用コンデンサＣｉからスイッチング電源回
路部側に放電されることになる（つまり、この期間直流
入力電圧Ｅｉに電圧Ｖ3 が重畳される）。このような実
施例により、第１の実施例で得られる効果と第６の実施
例で得られる効果を兼ね備えたスイッチング電源装置を
提供できる。
【０１２９】＜第２０の実施例＞第２０の実施例を図３
６に示す。この実施例は１石構成のＰＷＭ制御方式フラ
イバックコンバータによるスイッチング電源回路部を有
するものであり、上記第４の実施例と第９の実施例の複
合的なものとして、第１９の実施例と同様に図３４に示
す構成をとったものである。
６に示す。この実施例は１石構成のＰＷＭ制御方式フラ
イバックコンバータによるスイッチング電源回路部を有
するものであり、上記第４の実施例と第９の実施例の複
合的なものとして、第１９の実施例と同様に図３４に示
す構成をとったものである。
【０１３０】この場合、コンバータトランスＣＴ1 の巻
線ＮT3から、ダイオードＤ15及びコンデンサＣ14を介し
て直流電圧を取り出し、ＰＷＭドライブ回路９がこの直
流電圧に応じてスイッチングトランジスタＱ5 に対して
スイッチング制御信号を出力するようにするとともに、
その直流電圧は、電圧共振形コンバータ７のスイッチン
グトランジスタＱ1 のスイッチング動作停止期間におい
て、放電用ダイオードＤ12を介して、平滑用コンデンサ
Ｃｉからスイッチング電源回路部側に放電されるように
している。
線ＮT3から、ダイオードＤ15及びコンデンサＣ14を介し
て直流電圧を取り出し、ＰＷＭドライブ回路９がこの直
流電圧に応じてスイッチングトランジスタＱ5 に対して
スイッチング制御信号を出力するようにするとともに、
その直流電圧は、電圧共振形コンバータ７のスイッチン
グトランジスタＱ1 のスイッチング動作停止期間におい
て、放電用ダイオードＤ12を介して、平滑用コンデンサ
Ｃｉからスイッチング電源回路部側に放電されるように
している。
【０１３１】また、ＰＷＭドライブ回路９の出力はスイ
ッチングトランジスタＱ1 に対してもスイッチング制御
信号として供給される。この実施例により、第４の実施
例で得られる効果と第９の実施例で得られる効果を兼ね
備えたスイッチング電源装置を提供できる。
ッチングトランジスタＱ1 に対してもスイッチング制御
信号として供給される。この実施例により、第４の実施
例で得られる効果と第９の実施例で得られる効果を兼ね
備えたスイッチング電源装置を提供できる。
【０１３２】なお、図３４の構成に相当する実施例とし
て第１９及び第２０の実施例をあげたが、これ以外に
も、スイッチング電源回路部１２が、電圧共振形コンバ
ータにより構成されるもの、ＰＷＭ方式フォワードコン
バータにより構成されるもの、リンギングチョークコン
バータにより構成されるもの、等においても同様に実現
できる。
て第１９及び第２０の実施例をあげたが、これ以外に
も、スイッチング電源回路部１２が、電圧共振形コンバ
ータにより構成されるもの、ＰＷＭ方式フォワードコン
バータにより構成されるもの、リンギングチョークコン
バータにより構成されるもの、等においても同様に実現
できる。
【０１３３】＜第２１の実施例＞上記第１２〜第１８の
実施例として、電圧共振コンバータ７とスイッチング電
源回路部とでスイッチングトランジスタを共用（即ちス
イッチングトランジスタとスイッチングドライブ部の両
方を共用）する構成を説明したが、この第２１の実施例
及び後述する第２１、第２２の実施例では、このような
構成に加えて、第１〜第５の実施例で示したような低電
圧出力電圧を抽出する抽出手段及び、抽出した低電圧出
力電圧を直流電圧に重畳する重畳手段を付加したもので
ある。
実施例として、電圧共振コンバータ７とスイッチング電
源回路部とでスイッチングトランジスタを共用（即ちス
イッチングトランジスタとスイッチングドライブ部の両
方を共用）する構成を説明したが、この第２１の実施例
及び後述する第２１、第２２の実施例では、このような
構成に加えて、第１〜第５の実施例で示したような低電
圧出力電圧を抽出する抽出手段及び、抽出した低電圧出
力電圧を直流電圧に重畳する重畳手段を付加したもので
ある。
【０１３４】即ち、ブロック図として示すと図３７のよ
うになり、電圧共振型コンバータ７とスイッチング電源
回路部１２は、いづれもスイッチングトランジスタ２１
（Ｑ3 又はＱ4 又はＱ5 又はＱ6 又はＱ42又はＱ42とＱ
44）によって駆動される。スイッチングトランジスタ２
１はスイッチングドライブ部２０によりスイッチングさ
れる。また、低電圧抽出部１１から取り出された低電圧
出力電圧は平滑用コンデンサＣｉの負極側に供給され、
電圧共振型コンバータ７の非動作期間に直流電圧に対し
て重畳されるようにしている。
うになり、電圧共振型コンバータ７とスイッチング電源
回路部１２は、いづれもスイッチングトランジスタ２１
（Ｑ3 又はＱ4 又はＱ5 又はＱ6 又はＱ42又はＱ42とＱ
44）によって駆動される。スイッチングトランジスタ２
１はスイッチングドライブ部２０によりスイッチングさ
れる。また、低電圧抽出部１１から取り出された低電圧
出力電圧は平滑用コンデンサＣｉの負極側に供給され、
電圧共振型コンバータ７の非動作期間に直流電圧に対し
て重畳されるようにしている。
【０１３５】第２１の実施例の回路構成は図３８に示さ
れる。この実施例は直交トランスＰＲＴ及びコンバータ
ドライブトランスＣＤＴによる直列共振周波数制御方式
電流共振形コンバータによるスイッチング電源回路部を
有するものである。
れる。この実施例は直交トランスＰＲＴ及びコンバータ
ドライブトランスＣＤＴによる直列共振周波数制御方式
電流共振形コンバータによるスイッチング電源回路部を
有するものである。
【０１３６】この場合、第１２の実施例と同様にスイッ
チングトランジスタＱ3 に対する自励発振回路（ドライ
ブトランスＣＤＴの巻線ＬB2、時定数コンデンサＣB2、
ダンピング抵抗ＲB2）が設けられるとともに、電圧共振
形コンバータ７においては巻線ＮC1と直列に共振コンデ
ンサＣ31が接続され、さらに共振コンデンサＣ31と並列
にダンパー兼放電用ダイオードＤ32が接続される。ま
た、共振コンデンサＣ31と並列に結合ダイオードＤ31が
接続され、この結合ダイオードＤ31のカソード電極がス
イッチング電源回路部におけるスイッチングトランジス
タＱ3 のコレクタに接続されることになる。
チングトランジスタＱ3 に対する自励発振回路（ドライ
ブトランスＣＤＴの巻線ＬB2、時定数コンデンサＣB2、
ダンピング抵抗ＲB2）が設けられるとともに、電圧共振
形コンバータ７においては巻線ＮC1と直列に共振コンデ
ンサＣ31が接続され、さらに共振コンデンサＣ31と並列
にダンパー兼放電用ダイオードＤ32が接続される。ま
た、共振コンデンサＣ31と並列に結合ダイオードＤ31が
接続され、この結合ダイオードＤ31のカソード電極がス
イッチング電源回路部におけるスイッチングトランジス
タＱ3 のコレクタに接続されることになる。
【０１３７】さらに、第１の実施例と同様にリップル成
分を低減するために、直交トランスＰＲＴの一次巻線Ｎ
1 側に低電圧出力巻線Ｎ3 をセンタータップで巻装し、
低電圧出力巻線Ｎ3 の両端子には整流ダイオードＤ10，
Ｄ11が接続される。整流ダイオードＤ10，Ｄ11で取り出
される電圧は平滑用コンデンサＣ10で平滑され、例えば
Ｖ3 ＝15〜20V 程度の低電圧直流出力電圧が得られる。
分を低減するために、直交トランスＰＲＴの一次巻線Ｎ
1 側に低電圧出力巻線Ｎ3 をセンタータップで巻装し、
低電圧出力巻線Ｎ3 の両端子には整流ダイオードＤ10，
Ｄ11が接続される。整流ダイオードＤ10，Ｄ11で取り出
される電圧は平滑用コンデンサＣ10で平滑され、例えば
Ｖ3 ＝15〜20V 程度の低電圧直流出力電圧が得られる。
【０１３８】そしてこの電圧Ｖ3 は、電圧共振形コンバ
ータ７の動作停止期間（結合ダイオードＤ31のオフ期
間）において、放電用ダイオードＤ12を介して、平滑用
コンデンサＣｉからスイッチング電源回路部側に放電さ
れることになる（つまり直流入力電圧Ｅｉに電圧Ｖ3 が
重畳される）。このような実施例により、第１の実施例
で得られる効果と第１２の実施例で得られる効果を兼ね
備えたスイッチング電源装置を提供できる。
ータ７の動作停止期間（結合ダイオードＤ31のオフ期
間）において、放電用ダイオードＤ12を介して、平滑用
コンデンサＣｉからスイッチング電源回路部側に放電さ
れることになる（つまり直流入力電圧Ｅｉに電圧Ｖ3 が
重畳される）。このような実施例により、第１の実施例
で得られる効果と第１２の実施例で得られる効果を兼ね
備えたスイッチング電源装置を提供できる。
【０１３９】＜第２２の実施例＞第２２の実施例を図３
９に示す。この実施例は１石構成のＰＷＭ制御方式フラ
イバックコンバータによるスイッチング電源回路部を有
するものであり、上記第４の実施例と第１５の実施例の
複合的なものとして、第２１の実施例と同様に図３７に
示す構成をとったものである。
９に示す。この実施例は１石構成のＰＷＭ制御方式フラ
イバックコンバータによるスイッチング電源回路部を有
するものであり、上記第４の実施例と第１５の実施例の
複合的なものとして、第２１の実施例と同様に図３７に
示す構成をとったものである。
【０１４０】この場合、コンバータトランスＣＴ1 の巻
線ＮT3から、ダイオードＤ15及びコンデンサＣ14を介し
て直流電圧を取り出し、ＰＷＭドライブ回路９がこの直
流電圧に応じてスイッチングトランジスタＱ5 に対して
スイッチング制御信号を出力するようにするとともに、
その直流電圧は、電圧共振形コンバータ７のスイッチン
グトランジスタＱ1 のスイッチング動作停止期間におい
て、放電用ダイオードＤ12を介して、平滑用コンデンサ
Ｃｉからスイッチング電源回路部側に放電されるように
している。
線ＮT3から、ダイオードＤ15及びコンデンサＣ14を介し
て直流電圧を取り出し、ＰＷＭドライブ回路９がこの直
流電圧に応じてスイッチングトランジスタＱ5 に対して
スイッチング制御信号を出力するようにするとともに、
その直流電圧は、電圧共振形コンバータ７のスイッチン
グトランジスタＱ1 のスイッチング動作停止期間におい
て、放電用ダイオードＤ12を介して、平滑用コンデンサ
Ｃｉからスイッチング電源回路部側に放電されるように
している。
【０１４１】また、電圧共振形コンバータ７において
は、共振コンデンサＣ31と並列に結合ダイオードＤ31が
接続され、結合ダイオードＤ31のカソード電極がスイッ
チング電源回路部におけるスイッチングトランジスタＱ
5 のコレクタに接続されることになる。この実施例によ
り、第４の実施例で得られる効果と第１２の実施例で得
られる効果を兼ね備えたスイッチング電源装置を提供で
きる。
は、共振コンデンサＣ31と並列に結合ダイオードＤ31が
接続され、結合ダイオードＤ31のカソード電極がスイッ
チング電源回路部におけるスイッチングトランジスタＱ
5 のコレクタに接続されることになる。この実施例によ
り、第４の実施例で得られる効果と第１２の実施例で得
られる効果を兼ね備えたスイッチング電源装置を提供で
きる。
【０１４２】＜第２３の実施例＞第２３の実施例を図４
０に示す。この実施例はスイッチング周波数制御方式電
流共振形コンバータによるスイッチング電源回路部を有
するものであり、上記第２の実施例と第１３の実施例の
複合的なものとして、第２１、第２２の実施例と同様に
図３７に示す構成をとったものである。
０に示す。この実施例はスイッチング周波数制御方式電
流共振形コンバータによるスイッチング電源回路部を有
するものであり、上記第２の実施例と第１３の実施例の
複合的なものとして、第２１、第２２の実施例と同様に
図３７に示す構成をとったものである。
【０１４３】この実施例では、第１３の実施例と同様
に、電圧共振形コンバータ７においては巻線ＮC1と直列
に共振コンデンサＣ41が接続され、さらに共振コンデン
サＣ41と並列にダンパー兼放電用ダイオードＤ42が接続
される。また、共振コンデンサＣ41と並列に結合ダイオ
ードＤ41が接続され、この結合ダイオードＤ41のカソー
ド電極がスイッチング電源回路部におけるハーフブリッ
ジ結合のスイッチングトランジスタＱ41，Ｑ42の中点に
接続される。
に、電圧共振形コンバータ７においては巻線ＮC1と直列
に共振コンデンサＣ41が接続され、さらに共振コンデン
サＣ41と並列にダンパー兼放電用ダイオードＤ42が接続
される。また、共振コンデンサＣ41と並列に結合ダイオ
ードＤ41が接続され、この結合ダイオードＤ41のカソー
ド電極がスイッチング電源回路部におけるハーフブリッ
ジ結合のスイッチングトランジスタＱ41，Ｑ42の中点に
接続される。
【０１４４】さらに、第２の実施例と同様にリップル成
分を低減するために、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
一次巻線Ｎ1 側に三次巻線Ｎ3 を施し、三次巻線Ｎ3 の
両端子に接続された整流ダイオードＤ10，Ｄ11及び平滑
用コンデンサＣ10により低電圧直流出力電圧Ｖ3 を取り
出している。
分を低減するために、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
一次巻線Ｎ1 側に三次巻線Ｎ3 を施し、三次巻線Ｎ3 の
両端子に接続された整流ダイオードＤ10，Ｄ11及び平滑
用コンデンサＣ10により低電圧直流出力電圧Ｖ3 を取り
出している。
【０１４５】そしてこの電圧Ｖ3 は、電圧共振形コンバ
ータ７の動作停止期間（結合ダイオードＤ41のオフ期
間）において、放電用ダイオードＤ12を介して、平滑用
コンデンサＣｉからスイッチング電源回路部側に放電さ
れ、直流入力電圧Ｅｉに電圧Ｖ3 が重畳されるようにし
ている。この実施例により、第２の実施例で得られる効
果と第１３の実施例で得られる効果を兼ね備えたスイッ
チング電源装置を提供できる。
ータ７の動作停止期間（結合ダイオードＤ41のオフ期
間）において、放電用ダイオードＤ12を介して、平滑用
コンデンサＣｉからスイッチング電源回路部側に放電さ
れ、直流入力電圧Ｅｉに電圧Ｖ3 が重畳されるようにし
ている。この実施例により、第２の実施例で得られる効
果と第１３の実施例で得られる効果を兼ね備えたスイッ
チング電源装置を提供できる。
【０１４６】なお、図３７の構成に相当する実施例とし
て第２１、第２２、及び第２３の実施例をあげたが、こ
れ以外にも、スイッチング電源回路部１２が、電圧共振
形コンバータにより構成されるもの、ＰＷＭ方式フォワ
ードコンバータにより構成されるもの、リンギングチョ
ークコンバータにより構成されるもの、等においても同
様に実現できる。
て第２１、第２２、及び第２３の実施例をあげたが、こ
れ以外にも、スイッチング電源回路部１２が、電圧共振
形コンバータにより構成されるもの、ＰＷＭ方式フォワ
ードコンバータにより構成されるもの、リンギングチョ
ークコンバータにより構成されるもの、等においても同
様に実現できる。
【０１４７】以上各種実施例を説明してきたが、本発明
はこれらに限られずさらに各種変形回路例が考えられ
る。また、上述した実施例のうちさらに複数を組み合わ
せた多様な回路例も考えられる。
はこれらに限られずさらに各種変形回路例が考えられ
る。また、上述した実施例のうちさらに複数を組み合わ
せた多様な回路例も考えられる。
【０１４８】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、整流手
段、平滑手段、電圧共振形コンバータ、スイッチング手
段とからなるスイッチング電源装置において、抽出手段
及び重畳手段により、電圧共振形コンバータによる部分
整流平滑回路に関して後段のスイッチング電源回路部の
トランスから低電圧直流電圧を得、電圧共振形コンバー
タの共振スイッチ（スイッチングトランジスタ）の停止
時に、直流平滑電圧に重畳することにより、直流電圧の
リップル成分は大幅に低減もしくは解消することができ
るという効果がある。
段、平滑手段、電圧共振形コンバータ、スイッチング手
段とからなるスイッチング電源装置において、抽出手段
及び重畳手段により、電圧共振形コンバータによる部分
整流平滑回路に関して後段のスイッチング電源回路部の
トランスから低電圧直流電圧を得、電圧共振形コンバー
タの共振スイッチ（スイッチングトランジスタ）の停止
時に、直流平滑電圧に重畳することにより、直流電圧の
リップル成分は大幅に低減もしくは解消することができ
るという効果がある。
【０１４９】また、この場合、抽出手段から取り出した
低電圧出力電圧を整流回路の負極性に接続して整流出力
電圧を重畳することにより、直流電圧のリップル電圧を
低減するとともに直流電圧値を上昇させることができる
という効果がある。
低電圧出力電圧を整流回路の負極性に接続して整流出力
電圧を重畳することにより、直流電圧のリップル電圧を
低減するとともに直流電圧値を上昇させることができる
という効果がある。
【０１５０】また、整流手段、平滑手段、電圧共振形コ
ンバータ、スイッチング手段とからなるスイッチング電
源装置において、スイッチング手段のスイッチング周波
数に同期して電圧共振形コンバータの共振スイッチが動
作するように構成し、特にこの場合、電圧共振形コンバ
ータの共振スイッチには、スイッチング手段のスイッチ
ングドライブ信号が分流されて供給されるようにして、
電圧共振形コンバータの共振スイッチに対して独自の自
励発振回路を設けないようにすることによって、部品点
数の削減、基板面積の縮小、コストダウン等が可能とな
るほか、電圧共振形コンバータとスイッチング手段の各
スイッチング周波数が同期して同一となるため、漏洩磁
束、ＥＭＩによる相互干渉がなくなる。従って、高周波
ノイズバイパス用のフィルムコンデンサや二次側の平滑
用コンデンサにおいて発振対策として静電容量の増加を
はかったり、シールド板を設けること等も不要となると
いう効果がある。
ンバータ、スイッチング手段とからなるスイッチング電
源装置において、スイッチング手段のスイッチング周波
数に同期して電圧共振形コンバータの共振スイッチが動
作するように構成し、特にこの場合、電圧共振形コンバ
ータの共振スイッチには、スイッチング手段のスイッチ
ングドライブ信号が分流されて供給されるようにして、
電圧共振形コンバータの共振スイッチに対して独自の自
励発振回路を設けないようにすることによって、部品点
数の削減、基板面積の縮小、コストダウン等が可能とな
るほか、電圧共振形コンバータとスイッチング手段の各
スイッチング周波数が同期して同一となるため、漏洩磁
束、ＥＭＩによる相互干渉がなくなる。従って、高周波
ノイズバイパス用のフィルムコンデンサや二次側の平滑
用コンデンサにおいて発振対策として静電容量の増加を
はかったり、シールド板を設けること等も不要となると
いう効果がある。
【０１５１】また、本発明では同様に整流手段、平滑手
段、電圧共振形コンバータ、スイッチング手段とからな
るスイッチング電源装置において、電圧共振形コンバー
タは結合ダイオードを介してスイッチング手段のスイッ
チングトランジスタに接続し、該スイッチングトランジ
スタが電圧共振形コンバータの共振スイッチとして共用
されて機能するように構成している。例えば電圧共振形
コンバータは、直列共振回路を構成する共振コンデンサ
と並列に放電用ダイオードが接続され、さらに結合ダイ
オードを介してそのカソード電極がスイッチング手段に
おけるスイッチングトランジスタのコレクタに接続され
るようにすることにより、電圧共振形コンバータにおい
て共振スイッチは不要となるという効果があり、これに
伴って当然自励発振回路も設けないことによって部品点
数の削減、基板面積の縮小、コストダウン等が可能とな
るほか、電圧共振形コンバータとスイッチング電源回路
部の各スイッチング周波数が同一となるため、漏洩磁
束、ＥＭＩによる相互干渉がなくなるという上記同様の
効果を得ることができる。
段、電圧共振形コンバータ、スイッチング手段とからな
るスイッチング電源装置において、電圧共振形コンバー
タは結合ダイオードを介してスイッチング手段のスイッ
チングトランジスタに接続し、該スイッチングトランジ
スタが電圧共振形コンバータの共振スイッチとして共用
されて機能するように構成している。例えば電圧共振形
コンバータは、直列共振回路を構成する共振コンデンサ
と並列に放電用ダイオードが接続され、さらに結合ダイ
オードを介してそのカソード電極がスイッチング手段に
おけるスイッチングトランジスタのコレクタに接続され
るようにすることにより、電圧共振形コンバータにおい
て共振スイッチは不要となるという効果があり、これに
伴って当然自励発振回路も設けないことによって部品点
数の削減、基板面積の縮小、コストダウン等が可能とな
るほか、電圧共振形コンバータとスイッチング電源回路
部の各スイッチング周波数が同一となるため、漏洩磁
束、ＥＭＩによる相互干渉がなくなるという上記同様の
効果を得ることができる。
【０１５２】さらに、本発明では整流手段、平滑手段、
電圧共振形コンバータ、スイッチング手段とからなるス
イッチング電源装置において、電圧共振形コンバータ
は、直列共振回路を構成する共振コンデンサと並列に放
電用ダイオードが接続され、さらに結合ダイオードによ
り、スイッチング手段におけるスイッチングトランジス
タに接続し、交流入力電圧の上昇及び負荷電流の減少に
よってスイッチング周波数が高くなるように制御される
ように構成することにより、ＡＣ入力電圧の変化や負荷
の変化に対して力率がほぼ一定に保たれるため、電源高
調波歪の改善された各種機器に搭載できる汎用的なスイ
ッチング電源装置を提供できるという効果がある。
電圧共振形コンバータ、スイッチング手段とからなるス
イッチング電源装置において、電圧共振形コンバータ
は、直列共振回路を構成する共振コンデンサと並列に放
電用ダイオードが接続され、さらに結合ダイオードによ
り、スイッチング手段におけるスイッチングトランジス
タに接続し、交流入力電圧の上昇及び負荷電流の減少に
よってスイッチング周波数が高くなるように制御される
ように構成することにより、ＡＣ入力電圧の変化や負荷
の変化に対して力率がほぼ一定に保たれるため、電源高
調波歪の改善された各種機器に搭載できる汎用的なスイ
ッチング電源装置を提供できるという効果がある。
【０１５３】また、電圧共振形コンバータとスイッチン
グ電源回路部においてスイッチングドライブ部（自励発
振回路、矩形波形発生回路等）を共用する、もしくはス
イッチングドライブ部とスイッチの両方を共用するとと
もに、スイッチング電源回路部のトランスから得た低電
圧直流電圧を電圧共振形コンバータの非動作期間に直流
平滑電圧に重畳するようにすることにより、直流電圧の
リップル成分の低減、漏洩磁束、ＥＭＩによる相互干渉
の解消、回路構成の簡略化を同時に実現できるという効
果がある。
グ電源回路部においてスイッチングドライブ部（自励発
振回路、矩形波形発生回路等）を共用する、もしくはス
イッチングドライブ部とスイッチの両方を共用するとと
もに、スイッチング電源回路部のトランスから得た低電
圧直流電圧を電圧共振形コンバータの非動作期間に直流
平滑電圧に重畳するようにすることにより、直流電圧の
リップル成分の低減、漏洩磁束、ＥＭＩによる相互干渉
の解消、回路構成の簡略化を同時に実現できるという効
果がある。
【図１】本発明の第１の実施例の回路図である。
【図２】第１の実施例の要部の波形図である。
【図３】本発明の第２の実施例の回路図である。
【図４】第２の実施例の要部の波形図である。
【図５】本発明の第３の実施例の回路図である。
【図６】本発明の第４の実施例の回路図である。
【図７】本発明の第５の実施例の回路図である。
【図８】本発明の第６の実施例の回路図である。
【図９】第６の実施例の要部の波形図である。
【図１０】本発明の第７の実施例の回路図である。
【図１１】本発明の第８の実施例の回路図である。
【図１２】第８の実施例の要部の波形図である。
【図１３】本発明の第９の実施例の回路図である。
【図１４】第９の実施例の要部の波形図である。
【図１５】本発明の第１０の実施例の回路図である。
【図１６】第１０の実施例の要部の波形図である。
【図１７】本発明の第１１の実施例の回路図である。
【図１８】本発明の第１２の実施例の回路図である。
【図１９】第１２の実施例の要部の波形図である。
【図２０】第１２の実施例の要部の波形図である。
【図２１】本発明の第１３の実施例の回路図である。
【図２２】第１３の実施例の要部の波形図である。
【図２３】第１３の実施例の力率特性の説明図である。
【図２４】本発明の第１４の実施例の回路図である。
【図２５】第１４の実施例の要部の波形図である。
【図２６】本発明の第１５の実施例の回路図である。
【図２７】第１５の実施例の要部の波形図である。
【図２８】本発明の第１６の実施例の回路図である。
【図２９】第１６の実施例の要部の波形図である。
【図３０】本発明の第１７の実施例の回路図である。
【図３１】第１７の実施例の要部の波形図である。
【図３２】本発明の第１８の実施例の回路図である。
【図３３】第１８の実施例の要部の波形図である。
【図３４】本発明の第１９，第２０の実施例に相当する
ブロック図である。
ブロック図である。
【図３５】本発明の第１９の実施例の回路図である。
【図３６】本発明の第２０の実施例の回路図である。
【図３７】本発明の第２１，第２２，第２３の実施例に
相当するブロック図である。
相当するブロック図である。
【図３８】本発明の第２１の実施例の回路図である。
【図３９】本発明の第２２の実施例の回路図である。
【図４０】本発明の第２３の実施例の回路図である。
【図４１】先行技術のスイッチング電源装置の回路図で
ある。
ある。
【図４２】先行技術のスイッチング電源装置の要部の波
形図である。
形図である。
【図４３】先行技術のスイッチング電源装置の要部の波
形図である。
形図である。
【図４４】先行技術のスイッチング電源装置の負荷変動
に応じた要部の波形図である。
に応じた要部の波形図である。
１ 交流電源 ４ ラインフィルタトランス ５ 整流回路 ７，７Ａ，７Ｂ 電圧共振形コンバータ ８ 制御用誤差増幅器 Ｑ1 〜Ｑ6 ，Ｑ41〜Ｑ44 スイッチングトランジスタ Ｃｉ，Ｃ0 ，Ｃ10，Ｃ14，Ｃ18 平滑用コンデンサ Ｃｒ，Ｃ21，Ｃ31，Ｃ41 共振コンデンサ ＣB1，ＣB2，Ｃ11，Ｃ20 時定数コンデンサ ＰＲＴ 直交トランス Ｄ10，Ｄ11，Ｄ13，Ｄ15，Ｄ19 整流ダイオード Ｄ12 放電用ダイオード Ｄ31，Ｄ41 結合ダイオード
Claims (23)
- 【請求項１】 正弦波交流電源からの交流電圧を整流し
て直流脈動電圧を発生する整流手段と、 前記直流脈動電圧を平滑する平滑手段と、 前記平滑手段に直列に接続された電圧共振形コンバータ
と、 前記平滑手段からの直流電圧をスイッチングするスイッ
チング手段と、 前記スイッチング手段のトランスから低電圧出力電圧を
抽出する抽出手段と、 前記抽出手段によって抽出した低電圧出力電圧を前記直
流電圧に重畳する重畳手段と、 を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。 - 【請求項２】 前記スイッチング手段は、共振形スイッ
チング回路として構成されていることを特徴とする請求
項１に記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項３】 前記スイッチング手段は、矩形波形スイ
ッチング回路として構成されていることを特徴とする請
求項１に記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項４】 前記重畳手段は、前記抽出手段によって
抽出した低電圧出力電圧を、前記電圧共振形コンバータ
のスイッチング動作が実行されていない期間に、前記平
滑手段を介して直流入力電圧に重畳するように構成され
ていることを特徴とする請求項１、請求項２、又は請求
項３に記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項５】 前記抽出手段によって抽出した低電圧出
力電圧を、前記整流手段の負極性に接続して、前記直流
脈動電圧に前記低電圧出力電圧を重畳することにより、
直流電圧値を上昇させるように構成されたことを特徴と
する請求項１、請求項２、請求項３、又は請求項４に記
載のスイッチング電源装置。 - 【請求項６】 前記電圧共振形コンバータは、 前記平滑手段に直列に接続されたコンバータトランス
と、 前記コンバータトランスに直列に接続された共振スイッ
チと、 前記共振スイッチを所定周波数でスイッチングする自励
発振回路と、 から構成されることを特徴とする請求項１、請求項２、
請求項３、請求項４、又は請求項５に記載のスイッチン
グ電源装置。 - 【請求項７】 正弦波交流電源からの交流電圧を整流し
て直流脈動電圧を発生する整流手段と、 前記直流脈動電圧を平滑する平滑手段と、 前記平滑手段に直列に接続された共振回路とこの共振回
路と組み合わされた共振スイッチを備えた電圧共振形コ
ンバータと、 前記平滑手段からの直流電圧をスイッチングするスイッ
チング手段と、 からなるスイッチング電源装置において、 前記スイッチング手段のスイッチング周波数に同期して
前記電圧共振形コンバータの共振スイッチが動作するよ
うに構成されたことを特徴とするスイッチング電源装
置。 - 【請求項８】 正弦波交流電源からの交流電圧を整流し
て直流脈動電圧を発生する整流手段と、 前記直流脈動電圧を平滑する平滑手段と、 前記平滑手段に直列に接続された共振回路とこの共振回
路と組み合わされた共振スイッチを備えた電圧共振形コ
ンバータと、 前記平滑手段からの直流電圧をスイッチングするスイッ
チング手段と、 前記スイッチング手段のトランスから低電圧出力電圧を
抽出する抽出手段と、 前記抽出手段によって抽出した低電圧出力電圧を前記直
流電圧に重畳する重畳手段と、 を備えるとともに、 前記スイッチング手段のスイッチング周波数に同期して
前記電圧共振形コンバータの共振スイッチが動作するよ
うに構成されたことを特徴とするスイッチング電源装
置。 - 【請求項９】 前記電圧共振形コンバータの共振スイッ
チには、前記スイッチング手段のスイッチングドライブ
信号が分流されて供給されるように構成したことを特徴
とする請求項７、又は請求項８に記載のスイッチング電
源装置。 - 【請求項１０】 前記スイッチング手段は、共振形スイ
ッチング回路として構成されていることを特徴とする請
求項７、請求項８、又は請求項９に記載のスイッチング
電源装置。 - 【請求項１１】 前記共振スイッチと、前記スイッチン
グ手段では、一の自励発振回路が共用されることにより
各スイッチング動作が同期制御されることを特徴とする
請求項７、請求項８、請求項９、又は請求項１０に記載
のスイッチング電源装置。 - 【請求項１２】 前記スイッチング手段は、矩形波形ス
イッチング回路として構成されていることを特徴とする
請求項７、請求項８、又は請求項９に記載のスイッチン
グ電源装置。 - 【請求項１３】 前記共振スイッチと、前記スイッチン
グ手段では、一の矩形波形発生回路が共用されることに
より各スイッチング動作が同期制御されることを特徴と
する請求項７、請求項８、請求項９、又は請求項１２に
記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項１４】 正弦波交流電源からの交流電圧を整流
して直流脈動電圧を発生する整流手段と、 前記直流脈動電圧を平滑する平滑手段と、 前記平滑手段に直列に接続された電圧共振形コンバータ
と、 前記平滑手段からの直流電圧をスイッチングするスイッ
チング手段と、 からなるスイッチング電源装置において、 前記スイッチング手段と、前記電圧共振形コンバータと
は、一のスイッチング回路部が共用されるように構成さ
れたことを特徴とするスイッチング電源装置。 - 【請求項１５】 正弦波交流電源からの交流電圧を整流
して直流脈動電圧を発生する整流手段と、 前記直流脈動電圧を平滑する平滑手段と、 前記平滑手段に直列に接続された電圧共振形コンバータ
と、 前記平滑手段からの直流電圧をスイッチングするスイッ
チング手段と、 前記スイッチング手段のトランスから低電圧出力電圧を
抽出する抽出手段と、 前記抽出手段によって抽出した低電圧出力電圧を前記直
流電圧に重畳する重畳手段と、 を備えるとともに、 前記スイッチング手段と、前記電圧共振形コンバータと
は、一のスイッチング回路部が共用されるように構成さ
れたことを特徴とするスイッチング電源装置。 - 【請求項１６】 前記電圧共振形コンバータは結合ダイ
オードを介して前記スイッチング手段のスイッチングト
ランジスタに接続されることにより、該スイッチングト
ランジスタが前記電圧共振形コンバータの共振スイッチ
として共用されて機能するように構成されたことを特徴
とする請求項１４、又は請求項１５に記載のスイッチン
グ電源装置。 - 【請求項１７】 前記電圧共振形コンバータは、前記平
滑手段に直列に接続される共振回路を構成する共振コン
デンサと並列に放電用ダイオードが接続され、 さらに前記結合ダイオードを介してそのカソード電極が
前記スイッチング手段におけるスイッチングトランジス
タのコレクタに接続されていることを特徴とする請求項
１６に記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項１８】 前記スイッチング手段は、共振形スイ
ッチング回路として構成されていることを特徴とする請
求項１４、請求項１５、請求項１６、又は請求項１７に
記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項１９】 前記スイッチング手段は、矩形波形ス
イッチング回路として構成されていることを特徴とする
請求項１４、請求項１５、請求項１６、又は請求項１７
に記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項２０】 正弦波交流電源からの交流電圧を整流
して直流脈動電圧を発生する整流手段と、 前記直流脈動電圧を平滑する平滑手段と、 前記平滑手段に直列に接続された電圧共振形コンバータ
と、 前記平滑手段からの直流電圧をスイッチングするスイッ
チング手段と、 からなるスイッチング電源装置において、 前記電圧共振形コンバータは、交流入力電圧及び負荷の
変化に伴ってスイッチング周波数が制御されるように構
成したことを特徴とするスイッチング電源装置。 - 【請求項２１】 前記電圧共振形コンバータは、 前記平滑手段に直列に接続される共振回路を構成する共
振コンデンサと並列に放電用ダイオードが接続され、 さらに前記結合ダイオードを介して前記スイッチング手
段におけるスイッチングトランジスタに接続されること
により、交流入力電圧及び負荷の変化に伴ってスイッチ
ング周波数が制御されるように構成したことを特徴とす
る請求項２０に記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項２２】 前記電圧共振形コンバータは、交流入
力電圧の上昇及び負荷電流の減少によってスイッチング
周波数が高くなるように制御されるように構成されたこ
とを特徴とする請求項２０、又は請求項２１に記載のス
イッチング電源装置。 - 【請求項２３】 前記平滑手段として、前記整流手段か
らの直流脈動電圧を平滑する第１の平滑手段と、この第
１の平滑手段からの直流電圧を平滑する第２の平滑手段
とが設けられ、 また、前記電圧共振形コンバータとして、前記第１の平
滑手段に直列に接続された第１の電圧共振形コンバータ
と、前記第２の平滑手段に直列に接続された第２の電圧
共振形コンバータとが設けられていることを特徴とする
請求項２０、請求項２１、又は請求項２２に記載のスイ
ッチング電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3206694A JPH07231653A (ja) | 1993-02-19 | 1994-02-04 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5324493 | 1993-02-19 | ||
| JP5-53244 | 1993-12-22 | ||
| JP34560793 | 1993-12-22 | ||
| JP5-345607 | 1993-12-22 | ||
| JP3206694A JPH07231653A (ja) | 1993-02-19 | 1994-02-04 | スイッチング電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07231653A true JPH07231653A (ja) | 1995-08-29 |
Family
ID=27287566
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3206694A Pending JPH07231653A (ja) | 1993-02-19 | 1994-02-04 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07231653A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002359127A (ja) * | 2001-05-31 | 2002-12-13 | Nec Tokin Corp | 磁心、磁心を用いた線輪部品、及び電源回路 |
| JP2013510543A (ja) * | 2009-11-06 | 2013-03-21 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 零電圧スイッチングコンバータのためのフィードバック回路 |
| CN105765842A (zh) * | 2013-11-27 | 2016-07-13 | 瑞典爱立信有限公司 | 具有多个开关转换器的供电系统中的相位偏移的确定 |
-
1994
- 1994-02-04 JP JP3206694A patent/JPH07231653A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002359127A (ja) * | 2001-05-31 | 2002-12-13 | Nec Tokin Corp | 磁心、磁心を用いた線輪部品、及び電源回路 |
| JP2013510543A (ja) * | 2009-11-06 | 2013-03-21 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 零電圧スイッチングコンバータのためのフィードバック回路 |
| CN105765842A (zh) * | 2013-11-27 | 2016-07-13 | 瑞典爱立信有限公司 | 具有多个开关转换器的供电系统中的相位偏移的确定 |
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