KR20070082530A

KR20070082530A - 스위칭 전원 회로

Info

Publication number: KR20070082530A
Application number: KR1020070015202A
Authority: KR
Inventors: 마사유키 야스무라
Original assignee: 소니 가부시끼 가이샤
Priority date: 2006-02-15
Filing date: 2007-02-14
Publication date: 2007-08-21
Also published as: US7388762B2; US20070201251A1; EP1821396A2; TW200746604A

Abstract

본 발명은 1차측 직류 전압을 2차측 직류 전압으로 변환하기 위한 스위칭 전원 회로를 제공한다. 상기 스위칭 전원 회로는 초크 코일과, 컨버터 트랜스포머와, 스위칭 소자와, 1차측 직렬 공진 커패시터와, 1차측 병렬 공진 커패시터와, 발진 드라이브 회로와, 2차측 정류 회로와, 제어 회로를 포함한다. 1차측 제1의 직렬 공진 회로의 공진 주파수는 1차측 제2의 직렬 공진 회로의 공진 주파수의 약 2배로 설정된다. 1차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수는 1차측 제1의 직렬 공진 회로의 공진 주파수의 약 1.5배 이상으로 설정된다.

스위칭 전원 회로

Description

스위칭 전원 회로{SWITCHING POWER SUPPLY CIRCUIT}

도 1은 제1의 실시예에 따른 전원 회로의 구성예를 도시하는 회로도.

도 2는 상기 제1의 실시예에 따른 전원 회로에 구비되는 컨버터 트랜스포머의 구조예를 도시하는 도면.

도 3A 및 3B는 상기 제1의 실시예에 따른 전원 회로에 있어서의 주요부의 동작을 스위칭 주기에 의해 도시하는 파형도.

도 4는 상기 제1의 실시예에 따른 전원 회로에서 부하 변동에 대한 AC→DC 전압 변환 효율, 및 스위칭 주파수의 변동 특성을 도시하는 도면.

도 5는 상기 제1의 실시예에 따른 전원 회로의 구성예를 도시하는 회로도.

도 6A 및 6B는 상기 제1의 실시예에 따른 다른 2차측의 회로도.

도 7은 제2의 실시예에 따른 전원 회로의 구성예를 도시하는 회로도.

도 8은 상기 제2의 실시예에 따른 전원 회로에 있어서의 주요부의 동작을 스위칭 주기에 의해 도시하는 파형도.

도 9는 상기 제2의 실시예에 따른 전원 회로에서 부하 변동에 대한 AC→DC 전압 변환 효율 및 스위칭 주파수의 변동 특성을 도시하는 도면.

도 10은 상기 제2의 실시예의 변형예에 따른 전원 회로의 구성예를 도시하는 회로도.

도 11A, 11B, 및 11C는 상기 제2의 실시예의 다른 2차측의 회로도.

도 12는 제3의 실시예에 따른 전원 회로의 구성예를 도시하는 회로도.

도 13A 및 13B는 상기 제3의 실시예에 따른 전원 회로에 있어서의 주요부의 동작을 스위칭 주기에 의해 도시하는 파형도.

도 14는 상기 제3의 실시예에 따른 전원 회로에서 부하 변동에 대한 AC→DC 전압 변환 효율 및 스위칭 주파수의 변동 특성을 도시하는 도면.

도 15는 상기 제3의 실시예의 변형예에 따른 전원 회로의 구성예를 도시하는 회로도.

도 16A 및 16B는 상기 제3의 실시예의 다른 2차측의 회로도.

도 17은 제4의 실시예에 따른 전원 회로의 구성예를 도시하는 회로도.

도 18A 및 18B는 상기 제4의 실시예에 따른 전원 회로에 있어서의 주요부의 동작을 스위칭 주기에 의해 도시하는 파형도.

도 19는 상기 제4의 실시예에 따른 전원 회로에서 부하 변동에 대한 AC→DC 전압 변환 효율 및 스위칭 주파수의 변동 특성을 도시하는 도면.

도 20은 상기 제4의 실시예의 변형예에 따른 전원 회로의 구성예를 도시하는 회로도.

도 21은 상기 제4의 실시예의 다른 2차측의 회로도.>

도 22는 종래 기술에 따른 전원 회로의 구성예를 도시하는 회로도.

도 23A, 23B, 23C는 종래 기술에 나타난 전원 회로의 주요부의 동작을 도시하는 파형도.

도 24는 종래 기술에 나타난 전원 회로에서 부하 변동에 대한 AC→DC 전압 변환 효율 및 스위칭 주파수의 변동 특성, 및 스위칭 소자의 온(on) 기간 및 오프(off) 기간을 도시하는 도면.

도 25는 종래 기술에 나타난 전원 회로의 정전압 제어 특성을 개념적으로 도시하는 도면.

도 26은 종래 기술에 따른 E급 스위칭 컨버터의 기본 구성예를 도시하는 회로도.

도 27은 종래 기술에 따른 E급 스위칭 컨버터의 동작을 도시하는 파형도.

기술분야

본 발명은 스위칭 전원 회로에 관한 것이다.

종래기술

공진형의 이른바 소프트 스위칭 전원으로서는 하나의 스위칭 소자에 의한 싱글 엔드 방식(single-ended system)으로 구성한 전압 공진형 컨버터가 예를 들면 일본국 특허공개공보 2000-134925호에 공지되어 있다.

도 22는 상기와 같은 싱글 엔드 방식에 의한 전압 공진형 컨버터를 구비하는 스위칭 전원 회로의 한 구성예를 도시한다.

상기 도 22에 도시하는 스위칭 전원 회로에서는 상용 교류 전원(AC)을 브리 지 정류 회로(Di) 및 평활 커패시터(Ci)로 이루어지는 정류 평활 회로에 의해 정류 평활화함으로써, 평활 커패시터(Ci)의 양단 전압으로서 정류 평활 전압(Ei)을 생성하고 있다. 또한, 상용 교류 전원(AC)의 라인에 대해서는 1조(one set)의 커먼 모드 초크 코일(CMC)과, 2개의 어크로스 커패시터(across capacitor)(CL)로 이루어지고, 커먼 모드의 노이즈를 제거하는 노이즈 필터가 마련되어 있다.

이러한 정류 평활 전압(Ei)은 직류 입력 전압으로서 전압 공진형 컨버터에 대해 입력된다. 상기 전압 공진형 컨버터는 하나의 스위칭 소자(Q1)를 구비하는 싱글 엔드 방식에 의한 구성을 채택한다. 또한, 상기 경우의 전압 공진형 컨버터로서는 타려식으로 되어 있고, 스위칭 소자(Q1)로서 MOS-FET를 발진 드라이브 회로(2)에 의해 스위칭 구동하도록 되어 있다.

스위칭 소자(Q1)에 대해서는 MOS-FET의 보디 다이오드(DD)가 병렬로 접속된다. 또한, 스위칭 소자(Q1)의 드레인-소스간에 대해 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)가 병렬로 접속된다.

1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)와 컨버터 트랜스포머(PIT)의 1차 권선(N1)에 의해 발생되는 누설 인덕턴스(L1)에 의해 공진 주파수가 지배되는 1차측 병렬 공진 회로(전압 공진 회로)가 형성된다. 상기 1차측 병렬 공진 회로에 의해, 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 동작으로서 전압 공진형의 동작을 얻을 수 있도록 되어 있다. 공진 주파수가 지배된다는 것은 주로 1차 권선(N1)의 누설 인덕턴스(L1)와 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 커패시턴스에 의해 공진 주파수가 정해지는 것을 말하는 것이다.

발진 드라이브 회로(2)는 스위칭 소자(Q1)를 스위칭 구동하기 위해, 스위칭 소자(Q1)의 게이트에 대해, 드라이브 신호로서의 게이트 전압을 인가한다. 이로써, 스위칭 소자(Q1)는 드라이브 신호의 주기에 따른 스위칭 주파수에 의해 스위칭 동작을 행한다.

컨버터 트랜스포머(PIT)는 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 출력을 2차측에 전송한다. 컨버터 트랜스포머(PIT)의 구조로서는 예를 들면, 페라이트 재료에 의한 E자 형상 코어인 코어를 조합시킨 EE자형 코어를 구비한다. 그리고, 1차측과 2차측으로 권장 부위를 분할한 다음 1차 권선(N1)과, 2차 권선(N2)을 EE자형 코어의 중앙 자각(magnetic leg)에 대해 보빈(bobbin)의 위에 권장하고 있다. 게다가, 컨버터 트랜스포머(PIT)의 EE자형 코어의 중앙 자각에 대해서는 예를 들면, 0.8㎜ 내지 1㎜의 갭을 형성하도록 하고 있고, 이로써, 1차측과 2차측 사이에서, 결합 계수(k)의 값으로서, k=0.80 내지 0.85 정도를 얻도록 하고 있다. 상기 정도의 결합 계수(k)는 소결합(loose coupling)으로 보아도 좋은 결합도이고, 결합 계수(k)의 값을 작게 함에 의해 컨버터 트랜스포머는 포화되기 어렵게 된다. 또한, 상기 결합 계수(k)의 값이 1 미만인 것이 1차 권선(N1)에 누설 인덕턴스(L1)가 발생하기 위한 조건이 된다.

컨버터 트랜스포머(PIT)의 1차 권선(N1)의 일단은 스위칭 소자(Q1)와 평활 커패시터(Ci)의 정극 단자 사이에 삽입되도록 되어 있음으로써, 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 출력이 전달되도록 되어 있다. 컨버터 트랜스포머(PIT)의 2차 권선(N2)에는 1차 권선(N1)에 의해 유기된 교번 전압이 발생한다.

이 경우, 2차 권선(N2)의 일단에 대해 2차측 직렬 공진 커패시터(C5)를 직렬로 접속하고 있음으로써, 2차 권선(N2)의 누설 인덕턴스(L2)와 2차측 직렬 공진 커패시터(C5)의 커패시턴스에 의해 공진 주파수가 지배되는 2차측 직렬 공진 회로(전류 공진 회로)가 형성된다. 여기서, 공진 주파수가 지배된다는 것은 주로, 2차 권선(N2)의 누설 인덕턴스(L2)와 2차측 직렬 공진 커패시터(C5)의 커패시턴스에 의해 공진 주파수가 정해지는 것을 말하는 것이다.

게다가, 상기 2차측 직렬 공진 회로에 대해, 도 22에서 도시하는 바와 같이 정류 다이오드(Do1, Do2), 및 평활 커패시터(Co)를 접속함으로써, 배전압 반파 정류 회로를 형성하고 있다. 상기 배전압 반파 정류 회로는 2차 권선(N2)에 유기되는 교번 전압(V22)의 2배에 대응하는 레벨의 2차측 직류 출력 전압(Eo)을 평활 커패시터(Co)의 양단 전압으로서 생성한다. 2차측 직류 출력 전압(Eo)은 부하에 공급됨과 함께, 정전압 제어용의 검출 전압으로서 제어 회로(1)에 입력된다.

제어 회로(1)는 검출 전압으로서 입력되는 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨을 검출하여 얻어지는 검출 출력을 발진 드라이브 회로(2)에 입력한다. 발진 드라이브 회로(2)는 입력되는 검출 출력이 나타내는 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨에 따라 주파수 등을 가변한 드라이브 신호를 출력함으로써, 2차측 직류 출력 전압(Eo)이 소정의 레벨에서 일정하게 되도록 하여, 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 동작을 제어한다. 이로써, 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 안정화 제어가 행하여진다.

도 23A, 23B, 23C, 및 도 24는 상술한 도 22에 도시한 구성의 전원 회로에 관한 실험 결과를 도시하고 있다. 또한, 도 23A, 23B, 23C, 및 도 24의 결과를 얻 는 실험에 있어서는 도 22의 전원 회로의 주요부에 관해 하기와 같이 하여 설정하고 있다.

컨버터 트랜스포머(PIT)는 코어에 코어 물질로서 EER-35를 선택하고, 중앙 자각의 갭에 관해서는 1㎜의 갭 길이를 설정한다. 또한, 1차 권선(N1) 및 2차 권선(N2)의 턴 수(T)(권수)에 관해서는 각각 N1=39T, N2=23T로 하고, 2차 권선(N2)의 1턴(T)당의 유기 전압 레벨에 관해서는 3V/T를 설정하였다. 컨버터 트랜스포머(PIT)의 결합 계수(k)에 관해서는 k=0.81로 설정하였다.

또한, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 커패시턴스에 관해서는 Cr=3900㎊, 2차측 직렬 공진 커패시터(C5)의 커패시턴스에 관해서는 C5=0.1㎌를 선택하였다. 이에 따라, 1차측 병렬 공진 회로의 1차측 병렬 공진 주파수(fo₁p)=230kHz, 2차측 직렬 공진 회로의 2차측 직렬 공진 주파수(fo₂s)=82kHz가 설정된다. 상기 경우, 1차측 병렬 공진 주파수(fo₁p), 2차측 직렬 공진 주파수(fo₂s)의 상대적 관계로서는 fo₁p≒2.6×fo₂s로 나타내는 관계로 되어 있다.

2차측 직류 출력 전압(Eo)의 정격 레벨은 135V이고, 대응 부하 전압은 최대 부하 전압(Pomax)=200W 내지 최소 부하 전압(Pomin)=0W이다.

도 23A, 23B, 및 23C는 도 22에 도시한 전원 회로에 있어서의 주요부의 동작을 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 주기에 의해 도시하는 파형도이고, 도 23A에는 최대 부하 전압(Pomax)=200W시에 있어서의 전압(V1), 스위칭 전류(IQ1), 1차 권선 전류(I21), 2차 권선 전류(I22), 2차측 정류 전류(ID1, ID2)가 나타나 있다. 도 23B 에는 중간의 부하 전압(Po)=120W시에 있어서의 전압(V1), 스위칭 전류(IQ1), 1차 권선 전류(I21), 2차 권선 전류(I22)가 나타나 있다. 도 23C에는 최소 부하 전압(Pomin)=0W시에 있어서의 전압(V1), 스위칭 전류(IQ1)가 나타난다.

전압(V1)은 스위칭 소자(Q1)의 양단에 얻어지는 전압이고, 스위칭 소자(Q1)가 온이 되는 기간(TON)에서 0레벨이고, 오프가 되는 기간(TOFF)에서 정현파 형상의 공진 펄스가 되는 파형이다. 상기 전압(V1)의 공진 펄스 파형이 1차측 스위칭 컨버터의 동작이 전압 공진형인 것을 나타내고 있다.

스위칭 전류(IQ1)는 스위칭 소자(Q1) 및 보디 다이오드(DD))에 흐르는 전류이고, 기간(TON)에서 도시하는 파형에 의해 흐르고, 기간(TOFF)에서 0레벨이 되는 파형으로서 얻어진다. 1차 권선(N1)에 흐르는 1차 권선 전류(I21)는 기간(TON)에서 상술한 스위칭 전류(IQ1)로서 흐르는 전류 성분과, 기간(TOFF)에서 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)에 흐르는 전류를 합성한 것이다.

또한, 도 23A에서 도시하고 있는 2차측 정류 회로를 형성하는 정류 다이오드(Do1, Do2)에 흐르는 정류 전류(ID1, ID2)는 각각 도시하는 바와 같이 하여 정현파 형상으로 흐르는 것으로 된다. 상기 경우, 정류 전류(ID1)의 파형쪽이 정류 전류(ID2)보다도, 2차측 직렬 공진 회로의 공진 동작이 지배적으로 나타난 것으로 되어 있다.

2차 권선(N2)에 흐르는 2차 권선 전류(I22)는 정류 전류(ID1, ID2)가 합성된 파형으로서 얻어진다.

도 24는 도 22에 도시한 전원 회로에 관한, 부하 변동에 대한 스위칭 주파 수(fs), 스위칭 소자(Q1)의 온인 기간(TON), 오프인 기간(TOFF), 및 AC→DC 전압 변환 효율(ηAC→DC)을 나타내고 있다.

우선, AC→DC 전압 변환 효율(ηAC→DC)을 보면, 부하 전압(Po)=50W 내지 200W까지의 광범위에서 90% 이상이 되는 고효율이 얻어지는 것을 알 수 있다. 이와 같은 특성은 싱글 엔드 방식에 의한 전압 공진형 컨버터에, 2차측 직렬 공진 회로를 조합시킨 경우에 얻어지는 것임을 앞서 본 출원의 발명자는 실험으로 확인하고 있다.

도 24의 스위칭 주파수(fs), 온인 기간(TON), 오프인 기간(TOFF)에 의해서는 도 22에 도시하는 전원 회로에 관한 부하 변동에 대한 정전압 제어 특성으로서의 스위칭 동작이 나타나게 된다. 상기 경우, 스위칭 주파수(fs)는 부하 변동에 대해 거의 일정하게 되어 있다. 이에 대해, 온인 기간(TON), 오프인 기간(TOFF)이 도 24에서 도시하는 바와 같이 하여 상호 반대로 되도록 하여 리니어하게 변화를 나타내고 있다. 이것은 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 변동에 대해 스위칭 주파수는 거의 일정하게 된 다음, 온인 기간과 오프인 기간의 시간 비율(time ratio)을 변화시키도록 하여 스위칭 동작을 제어하고 있다는 것을 나타낸다. 이와 같은 제어는 1주기 내의 온/오프인 기간을 가변하는 PWM(Puls Width Modulation) 제어인 것으로 볼 수 있다. 상기 PWM 제어에 의해, 도 22에 도시하는 전원 회로에서는 2차측 직류 출력 전압(Eo)에 관한 안정화가 도모된다.

도 25는 도 22에 도시하는 전원 회로의 정전압 제어 특성을 스위칭 주파수(fs)(kHz)와 2차측 직류 출력 전압(Eo)과의 관계에 의해 모식적으로 도시하고 있 다. 도 22에 도시하는 전원 회로에서는 1차측 병렬 공진 회로와 2차측 직렬 공진 회로를 구비하기 때문에, 1차측 병렬 공진 회로의 1차측 병렬 공진 주파수(fo₁p)에 따른 공진 임피던스 특성과, 2차측 직렬 공진 회로의 2차측 직렬 공진 주파수(fo₂s)에 따른 공진 임피던스 특성의 2개의 공진 임피던스 특성을 복합적으로 갖게 된다. 또한, 도 22에 도시하는 전원 회로에서는 fo₁p≒2.8×fo₂s의 관계를 갖고 있으므로, 도 25에 도시하고 있는 바와 같이 1차측 병렬 공진 주파수(fo₁p)에 대해 2차측 직렬 공진 주파수(fo₂s)의 쪽이 보다 주파수가 낮은 관계로 된다.

게다가, 어떤 일정한 교류 입력 전압(VAC)의 조건에서의 스위칭 주파수(fs)에 대한 정전압 제어 특성을 상정하면, 도 25에 도시하는 바와 같이 하여, 1차측 병렬 공진 회로의 1차측 병렬 공진 주파수(fo₁p)에 따른 공진 임피던스하에서의 최대 부하 전압(Pomax)에서 및 최소 부하 전압(Pomin)에서의 각 정전압 제어 특성으로서는 각각 특성 곡선(A, B)으로서 나타나고, 2차측 직렬 공진 회로의 2차측 직렬 공진 주파수(fo₂s)에 따른 공진 임피던스하에서의 최대 부하 전압(Pomax)에서 및 최소 부하 전압(Pomin)에서의 각 정전압 제어 특성으로서는 각각 특성 곡선(C, D)으로 나타나는 것으로 된다. 그리고, 상기 도 25에 도시하는 특성하에서, 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 정격 레벨인 tg에 의해 정전압 제어를 도모하려고 하면, 그 때문에 필요한 스위칭 주파수(fs)의 가변 범위(필요 제어 범위)는 △fs로 나타나는 구간으로서 나타낼 수 있다.

도 25에 도시되는 필요한 주파수의 제어 범위인 가변 범위(△fs)는 2차측 직렬 공진 회로의 2차측 직렬 공진 주파수(fo₂s)에 따른 최대 부하 전압(Pomax)에서의 특성 곡선(C)으로부터, 1차측 병렬 공진 회로의 1차측 병렬 공진 주파수(fo₁p)에 따른 최소 부하 전압(Pomin)에서의 특성 곡선A까지 도달하는 것으로, 그 사이에, 2차측 직렬 공진 회로의 2차측 직렬 공진 주파수(fo₂s)에 따른 최소 부하 전압(Pomin)에서의 특성 곡선(D)과, 1차측 병렬 공진 회로의 1차측 병렬 공진 주파수(fo₁p)에 따른 최대 부하 전압(Pomax)에서의 특성 곡선B을 가로지른다. 상기 때문에, 도 22에 도시하는 전원 회로의 정전압 제어 동작으로서는 스위칭 주파수(fs)는 거의 고정으로 된 다음, 1스위칭 주기에 있어서의 기간(TON/TOFF)의 시간 비율을 변화시키는 PWM 제어의 상태에 의해, 스위칭 구동 제어를 행하는 것으로 된다. 또한, 이것은 도 23A, 도 23B, 도 23C에 도시하는 최대 부하 전압(Pomax)=200W일 때, 부하 전압(Po)=100W일 때, 최소 부하 전압(Pomin)=0W일 때에 도시되는 1스위칭 주기(TOFF＋TON)의 기간 길이에 관해서는 거의 일정하게 된 다음에 기간(TOFF), 기간(TON)의 폭이 변화하고 있음에 의해서도 나타나고 있다.

이와 같은 동작은 전원 회로에 있어서의 부하 변동에 따른 공진 임피던스 특성으로서, 1차측 병렬 공진 회로의 1차측 병렬 공진 주파수(fo₁p)의 공진 임피던스(용량성 임피던스)가 지배적으로 되는 상태와, 2차측 직렬 공진 회로의 2차측 직렬 공진 주파수(fo₂s)(유도성 임피던스)가 지배적으로 되는 상태 사이에서의 천이가, 좁은 스위칭 주파수의 가변 범위(△fs)하에서 행하여짐에 의해 얻어지는 것으로 된다.

여기서, 도 22에 도시하는 전원 회로에서는 다음과 같은 문제를 갖고 있다. 앞서 설명한 도 23A, 23B, 및23C의 파형도에 있어서, 도 23A에 도시되는 최대 부하 전압(Pomax)에서의 스위칭 전류(IQ1)는 턴온 타이밍인 오프인 기간(TOFF)의 종료시점에 이르기까지는 0레벨이고, 온인 기간(TON)에 이르면, 우선 부극성의 전류가 보디 다이오드(DD)에 흐르고, 상기 후에 반전하여 스위칭 소자(Q1)의 드레인과 소스 사이를 흐르도록 하여 동작한다. 상기 동작은 ZVS(Zero Voltage Switching)가 적정하게 행하여지고 있는 상태를 나타내고 있다.

이에 대해, 도 23B에 도시되는 중간 부하에 대응하는 Po=120W일 때의 스위칭 전류(IQ1)는 턴온 타이밍의 오프인 기간(TOFF)의 종료시점에 이르기 이전의 타이밍에서, 스위칭 전류(IQ1)가 노이즈적으로 흐르는 동작이 얻어지고 있다. 상기 동작은 ZVS가 적정하게 행하여지지 않는 이상 동작이다. 즉, 도 22에 도시되는 바와 같이 하여, 2차측 직렬 공진 회로를 구비하는 전압 공진형 컨버터에서는 중간 부하시에 있어서 ZVS가 적정하게 실행되지 않는 이상 동작이 되는 것을 알고 있다. 도 22의 전원 회로의 실제로서는 예를 들면 도 24에 도시하는 구간A으로서의 부하 변동 범위의 영역에서, 이와 같은 이상 동작이 되는 것이 확인되어 있다.

2차측 직렬 공진 회로를 구비하는 전압 공진형 컨버터는 앞에서도 설명한 바와 같이 경향으로서는 부하 변동에 대해 고효율이 양호하게 유지될 수 있는 특성을 본래 갖고 있지만, 도 23B의 스위칭 전류(IQ1)로서 도시하는 바와 같이 스위칭 소 자(Q1)의 턴온시에 있어서 상응하는 피크 전류가 흐르는 것이 되기 때문에, 이것에 의한 스위칭 손실의 증가를 초래하고, 전압 변환 효율의 저하 요인을 떠맡는 것이 된다. 또한, 어쨌든, 상술한 바와 같은 이상 동작이 생김으로써, 예를 들면 정전압 제어 회로계의 위상-게인 특성에 어긋남이 생기게 되어, 이상 발진 상태에서의 스위칭 동작이 된다. 상기 때문에, 실용화하는 것은 현실적으로는 곤란하다는 인식이 현재 상태에서는 강하다.

이것을 개선하는 것으로서, 전압 공진형 컨버터와 전류 공진형 컨버터를 조합시킨 컨버터로서, 도 26에 도시하는 이른바, E급 스위칭 컨버터의 실용화가 도모되어 있다. 도 26에 도시하는 E급 스위칭 컨버터는 스위칭 소자(Q1)를 구비한다. 상기 경우의 스위칭 소자(Q1)는 MOS-FET인 것으로 하고 있다. 상기 MOS-FET로서의 스위칭 소자(Q1)에는 보디 다이오드(DD)가, 드레인과 소스 사이에 대해 병렬 접속되도록 하여 형성된다. 상기 경우의 보디 다이오드(DD)의 순방향은 소스로부터 드레인에의 방향에 따른 것으로 된다.

또한, 마찬가지로 스위칭 소자(Q1)의 드레인-소스간에 대해서는 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)가 병렬로 접속된다. 스위칭 소자(Q1)의 드레인은 초크 코일(L10)의 직렬 접속을 통하여, 직류 입력 전압(Ein)의 정극과 접속된다. 스위칭 소자(Q1)의 소스는 직류 입력 전압(Ein)의 부극과 접속된다.

또한, 스위칭 소자(Q1)의 드레인에 대해서는 초크 코일(L11)의 일단이 접속되고, 타단에는 직렬 공진 커패시터(C11)가 직렬로 접속된다. 직렬 공진 커패시터(C11)와 직류 입력 전압(Ein)의 부극과의 사이에는 부하가 되는 임피던스(Z)가 삽입된다. 여기서의 임피던스(Z)의 구체적인 예로는 압전 트랜스포머, 고주파 대응의 형광등 등을 들 수 있다.

이와 같은 구성의 E급 스위칭 컨버터는 초크 코일(L10)의 인덕턴스와 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 커패시턴스에 의해 형성되는 병렬 공진 회로와, 초크 코일(L11)의 인덕턴스와 직렬 공진 커패시터(C11)의 커패시턴스에 의해 형성되는 직렬 공진 회로를 구비하는 복합 공진형 컨버터의 한 형태라고 볼 수 있다. 또한, 스위칭 소자를 하나만 구비하여 형성되는 점에서는 싱글 엔드 방식의 전압 공진형 컨버터와 같다고 할 수 있다.

도 27는 상술한 도 26에 도시한 구성의 E급 스위칭 컨버터에 관한 주요부의 동작을 도시하고 있다. 스위칭 전압(V1)은 스위칭 소자(Q1)의 양단에 얻어지는 전압이고, 스위칭 소자(Q1)가 온이 되는 기간(TON)에서 0레벨이고, 오프가 되는 기간(TOFF)에서 정현파 형상의 펄스가 되는 파형이다. 상기 스위칭 펄스 파형은 상술한 병렬 공진 회로의 공진 동작(전압 공진 동작)에 의해 얻을 수 있다.

스위칭 전류(IQ1)는 스위칭 소자(Q1) 및 보디 다이오드(DD))에 흐르는 전류이고, 기간(TOFF)에서는 0레벨이고, 기간(TON)에서는 우선 시작 시점부터 일정 기간에 있어서, 보디 다이오드(DD)를 흐름으로써 부극성이 되고, 상기 후에 반전하여 정극성이 되어, 스위칭 소자(Q1)의 드레인으로부터 소스에 흐른다.

또한, E급 스위칭 컨버터의 출력으로서, 도시하지 않은 2차측 회로에 흐르게 되는 전류는 스위칭 소자(Q1) 및 보디 다이오드(DD))에 흐르는 스위칭 전류(IQ1)와, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)에 흐르는 전류를 합성한 것으로 되고, 정현파 성분을 포함하는 파형이 된다.

또한, 상술한 스위칭 전류(IQ1)와 스위칭 전압(V1)과의 관계에 의해서는 스위칭 소자(Q1)의 턴오프 타이밍에서 ZVS 특성이 되는 동작이 얻어지고, 턴온 타이밍에서 ZVS 특성 및 ZCS(Zero Current Switching) 특성의 동작이 얻어지는 것도 나타난다.

또한, 직류 입력 전압(Ein)의 정극 단자로부터 초크 코일(L10)을 흐르도록 하여 E급 스위칭 컨버터에 유입하는 전류(I1)는 초크 코일(L10, L11)의 인덕턴스에 관해, L10>L11의 관계를 설정하고 있음으로써, 도시하는 바와 같이 하여 소정의 평균 레벨을 취하는 맥류 파형이 된다. 이와 같은 맥류 파형은 근사적인 직류로서 볼 수 있다.

상술한 E급 컨버터에서는 특정한 부하 전압이 되는 구간에서 이상 동작이 되는 일이 없고, 광범한 부하 전압에서 ZVS 특성이 얻어지는 것이다. 그러나, E급 컨버터에서는 인덕턴스(L10)의 값은 예를 들면, 1mH로 큰 것이다. 상기 때문에. 이와 같은 구성으로 스위칭 전원 회로를 구성하는 경우에는 장치는 대형화하고, 그 가격도 고가이다.

본 발명은 ZVS 특성을 얻음과 함께, 장치에 이용하는 인덕터의 크기도 작게 할 수 있는 스위칭 전원 회로를 제공하는 것을 목적으로 하는 것이다.

그래서, 본 발명은 상술한 과제를 고려하여, 본 발명의 한 실시예에 따른 스위칭 전원 회로는 다음과 같이 구성한다.

1차측 직류 전압을 2차측 교류 전압으로 변환하는 스위칭 전원 회로는 상기 1차측 직류 전압이 공급되는 초크 코일과, 상기 초크 코일에 접속되는 1차측의 1차 권선과, 2차측의 2차 권선을 갖는 컨버터 트랜스와, 상기 컨버터 트랜스포머의 상기 1차 권선 및 상기 초크 코일을 경유하여 공급된 상기 1차측 직류 전압을 스위칭하기 위한 스위칭 소자와, 상기 초크 코일과 상기 1차 권선 사이의 접속점에 접속된 하나의 단자를 갖고, 상기 초크 코일의 인덕턴스에 의해 1차측 제1의 직렬 공진 회로를 형성하고, 상기 1차 권선에서 발생하는 누설 인덕턴스에 의해 1차측 제2의 직렬 공진 회로를 형성하는 1차측 직렬 공진 커패시터와, 상기 스위칭 소자와 병렬 접속되고, 상기 초크 코일의 인덕턴스와 상기 1차 권선에서 발생하는 누설 인덕턴스에 의해 1차측 병렬 공진 회로를 형성하는 1차측 병렬 공진 커패시터와, 상기 스위칭 소자를 온/오프 구동하는 발진 드라이브 회로를 포함한다.

상기 스위칭 전원 회로는 상기 2차측 직류 전압을 생성하고, 상기 스위칭 소자의 스위칭 출력이 전송되는 상기 컨버터 트랜스포머의 상기 2차 권선에 접속되는 2차측 정류 회로와, 2차측 정류 회로에 의해 출력되는 상기 2차측 직류 전압값을 소정의 값으로 하는 제어 신호를 상기 발진 드라이브 회로에 공급하는 제어 회로를 포함한다.

이와 같은 스위칭 전원 회로에 있어서, 상기 1차측 제1의 직렬 공진 회로의 공진 주파수는 상기 1차측 제2의 직렬 공진 회로의 공진 주파수의 약 2배로 설정되고, 상기 1차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수는 상기 1차측 제1의 직렬 공진 회로의 공진 주파수의 약 1.5배 이상으로 설정되어, 상기 1차측 직렬 공진 회로는 광범 위하게 부하의 전압이 변화하는 경우에 양호한 ZVS 특성을 얻을 수 있다.

상기 스위칭 전원 회로는 상기 스위칭 소자에 공급된 전압을 클램핑(clamping)하고, 상기 초크 코일과 상기 컨버터 트랜스포머의 상기 1차 권선의 직렬 회로와 병렬로 접속되고, 상기 전압 클램프용 커패시터와 상기 스위칭 소자에 대해 상보적으로 온이 되는 보조 스위칭 소자를 서로 직렬 접속함에 의해 형성되는 액티브 클램프 회로를 더 포함한다.

상기 보조 스위칭 소자 및 상기 스위칭 소자는 서로 상보적으로 온이 된다. 상기 보조 스위칭 소자 및 스위칭 소자가 서로에 대해 상보적으로 온이 된다는 것은, 2개의 스위칭 소자가 동시에 온이 되지 않는다는 것이다. 스위칭 소자에 공급된 전압이 보조 스위치를 온으로 함에 의해 클램핑 되기 때문에, 스위칭 소자의 내접압은 낮아질 수 있다.

이와 같이 하여 본 발명에 따르면 ZVS 특성을 얻음과 함께, 장치에 이용하는 인덕터의 크기도 작게 할 수 있는 스위칭 전원 회로를 제공할 수 있다.

본 실시예의 스위칭 전원 회로는 직류 전압을 교류 전압으로 변환하고 그 후 상기 교류 전압을 2차측 직류 전압으로 변환한다. 상기 스위칭 전원 회로는 직류 전압이 공급되는 초크 코일과, 상기 초크 코일로부터의 전압이 공급되는 1차측의 1차 권선과, 2차측의 2차 권선을 갖는 컨버터 트랜스포머와, 1차측 공진 회로를 형성하는 1차측 직렬 공진 커패시터 및 1차측 병렬 공진 커패시터와, 1차 권선에 교류 전압을 공급하는 스위칭 소자와, 상기 스위칭 소자를 온/오프 구동하는 발진 드 라이브 회로와, 2차 권선에 접속되는 2차측 정류 회로에 의해 출력되는 2차측 직류 출력 전압의 값을 소정의 값으로 하는 제어 신호를 상기 발진 드라이브 회로에 공급하는 제어 회로를 구비한다.

1차측에 형성되는 공진 회로는 전압 공진 회로와 2개의 전류 공진 회로인 1차측 제1의 직렬 공진 회로 및 1차측 제2의 직렬 공진 회로를 결합한 전압 전류 공진형의 스위칭 회로(이하, 상기와 같은 회로 구성을 채용하여 ZVS 동작을 시키는 것을 I급 스위칭 회로라고 칭한다)를 가지며, 2차측은 전파(full-wave) 정류 회로, 양파(double-wave) 정류 회로, 반파 정류 회로, 배전압(voltage doubler) 정류 회로, 부분전압 공진 회로, 병렬 공진 회로, 직렬 공진 회로 등의 각종 구성을 갖는 것이다.

여기서, 본 출원서에 기재된 발명자(이하, 본 출원의 발명자에 대해 생략)가 실험 결과에 의해 발견한 식견에 의거하여, 이하와 같이 1차측의 각각의 공진 회로의 주파수를 정하여, ZVS 특성을 유지하는 것이다. 즉, 초크 코일의 인덕턴스 및 1차 권선의 누설 인덕턴스와 1차측 병렬 공진 커패시터로 공진 주파수가 지배되는 1차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수를 초크 코일의 인덕턴스와 1차측 직렬 공진 커패시터로 주파수가 지배되는 1차측 제1의 직렬 공진 주파수보다도 높게 설정하고, 또한, 1차측 제1의 직렬 공진 회로의 공진 주파수를 1차 권선의 누설 인덕턴스와 1차측 직렬 공진 커패시터로 주파수가 지배되는 1차측 제2의 직렬 공진 회로의 공진 주파수보다도 높게 설정하는 것이다.

또한, 본 출원의 발명자의 실험 결과로부터, 특히, 광범위하게 부하의 전압 이 변화하는 경우에는 양호한 ZVS 특성을 얻을 수 있는 각각의 공진 주파수를 보다 바람직하게는 이하의 범위로 정하는 것이다. 즉, 1차측 제1의 직렬 공진 회로의 공진 주파수를 1차측 제2의 직렬 공진 회로의 공진 주파수의 약 2배로 하고, 1차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수를 1차측 제1의 직렬 공진 주파수의 약 1.5배 이상이 되도록 설정하는 것이다. 여기서, 약 2배란, 중심치인 2배에 대해 30% 정도의 퍼짐을 갖는 범위를 포함하는 것이다. 상기 중심치로부터의 퍼짐의 범위가 넓어질수록, ZVS 특성을 나타내는 부하 전압의 변화의 범위가 좁아지고, 상기 중심치로부터의 퍼짐의 범위가 좁아질수록, ZVS 특성을 나타내는 부하 전압의 변화의 범위가 넓어지는 것이다. 또한, 약 1.5배 이상이란, 마찬가지로, 30% 정도의 퍼짐을 갖는 범위를 포함하는 것이다. 상기 값이 커질수록, ZVS 특성을 나타내는 부하 전압의 변화의 범위가 좁아지고, 상기 값이 작아질수록, ZVS 특성을 나타내는 부하 전압의 변화의 범위가 좁아지는 것이다. 그러나, 상기 값이 2배 이상 커지면 ZVS 특성을 나타내는 영역은 넓어지지만, ZVS 특성이 발생함에 의한 효과 자체는 적어지기 때문에, 30% 정도의 범위인 것이 바람직한 것이다.

본 실시예의 스위칭 전원 회로는 이와 같은 구성을 갖음에 의해, 특정한 부하 전압이 되는 구간에서 이상 동작이 되는 일이 없고, 장치에 이용하는 초크 코일의 인덕터의 크기도 작게 할 수 있는 스위칭 전원 회로를 얻을 수 있는 것이다. 이하에, 보다 상세히 구체적인 예를 들어 설명을 한다.

(제1의 실시예)

도 1에 제1의 실시예의 스위칭 전원 회로를 도시한다. 상기 스위칭 전원 회 로는 1차측에, 1차측 병렬 공진 회로와, 1차측 제1의 직렬 공진 회로와, 1차측 제2의 직렬 공진 회로를 구비한다. 상기 1차측 병렬 공진 회로는 초크 코일(PCC)의 인덕턴스(Lo) 및 1차 권선(N1)에 발생하는 누설 인덕턴스(L1)와 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)에 의해 공진 주파수가 지배되는 1차측 병렬 공진 회로와, 인덕턴스(Lo)와 1차측 직렬 공진 커패시터(C2)에 의해 공진 주파수가 지배되는 1차측 제1의 직렬 공진 회로 및 누설 인덕턴스(L1)와 1차측 직렬 공진 커패시터(C2)에 의해 공진 주파수가 지배되는 1차측 제2의 직렬 공진 회로의 2개의 전류 공진 회로를 갖는다. 또한, 2차측은 2차 권선(N2)에 2차측 부분전압 공진 커패시터(C3)를 접속한 부분전압 공진 회로를 가지며, 2차측 직류 출력 전압(Eo)을 얻기 위한 다이오드(D1) 내지 다이오드(D4)로 이루어지는 2차측 정류 소자(Do)와 평활 커패시터(Co)를 갖는 전파 브리지 정류 회로를 구비하고, 전체로서, 다중 공진 컨버터를 구성한다.

1차측 제1의 직렬 공진 회로의 공진 주파수인 1차측 제1의 직렬 공진 주파수를 1차측 제2의 직렬 공진 회로의 공진 주파수인 1차측 제2의 직렬 공진 주파수의 약 2배의 주파수가 되도록 설정한다. 또한, 1차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수인 1차측 병렬 공진 주파수를 1차측 제1의 직렬 공진 주파수의 약 1.5배 이상이 되도록 설정한다. 또한, 2차측의 부분전압 공진 회로는 2차측 정류 소자(Do)가 온 또는 오프로 반전한 직후의 짧은 시간만 공진 전류가 흐르도록 한다.

도 1에 도시하는 스위칭 전원 회로에서는 우선, 상용 교류 전원(AC)의 라인에 대해, 도시하는 바와 같이 하여, 1조의 커먼 모드 초크 코일(CMC)과, 2개의 어크로스 커패시터(CL)가 삽입된다. 이들 커먼 모드 초크 코일(CMC), 및 어크로스 커 패시터(CL)에 의해, 상용 교류 전원(AC)의 라인에 중첩되는 커먼 모드의 노이즈를 제거하는 노이즈 필터가 형성된다.

상용 교류 전원(AC)(교류 입력 전압(VAC))은 브리지 정류 회로(Di)에 의해 정류되고, 그 정류 출력은 평활 커패시터(Ci)에 충전된다. 즉, 브리지 정류 회로(Di) 및 평활 커패시터(Ci)로 이루어지는 정류 평활 회로에 의해 상용 교류 전원을 정류 평활화한다. 이로써 평활 커패시터(Ci)의 양단 전압으로서 정류 평활 전압(Ei)을 얻을 수 있다. 상기 정류 평활 전압(Ei)이 후단의 스위칭 컨버터를 위한 직류 입력 전압이 된다.

상술한 정류 평활 전압(Ei)을 직류 입력 전압으로서 입력하여 스위칭 동작을 행하는 스위칭 컨버터는 종래 기술에 나타난 E급 스위칭 컨버터를 변형한, I급 스위칭 회로로서 형성된다. 상기 경우의 스위칭 소자(Q1)에는 고내압의 MOS-FET가 선택되어 있다. 또한, 상기 경우의 I급 스위칭 회로의 구동 방식은 발진 드라이브 회로(2)에 의해 스위칭 소자를 스위칭 구동하는 타려식이다.

스위칭 소자(Q1)의 드레인은 컨버터 트랜스포머(PIT)의 1차 권선(N1) 및 초크 코일(PCC)의 직렬 접속을 통하여 평활 커패시터(Ci)의 정극 단자와 접속된다. 스위칭 소자(Q1)의 소스는 1차측 어스에 접속된다. 스위칭 소자(Q1)의 게이트에 대해서는 발진 드라이브 회로(2)로부터 출력되는 스위칭 구동 신호가 인가되게 되어 있다.

이 경우의 스위칭 소자(Q1)로는 MOS-FET가 선택되어 있기 때문에, 도 1에 도시하는 바와 같이 하여, 소스-드레인 사이에 대해 병렬로 접속되도록 하여 보디 다 이오드(DD)를 내장한다. 상기 보디 다이오드(DD)로서는 애노드가 스위칭 소자(Q1)의 소스와 접속되고, 캐소드가 스위칭 소자(Q1)의 드레인과 접속되어 형성되어 있다. 상기 보디 다이오드(DD)는 스위칭 소자(Q1)의 온/오프 동작(스위칭 동작)에 의해 생기는 역방향의 스위칭 전류를 흐르게 하는 경로를 형성한다.

또한, 스위칭 소자(Q1)의 드레인과 소스 사이에 대해서는 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)가 병렬로 접속된다. 상기 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 커패시턴스와 컨버터 트랜스포머(PIT)의 1차 권선(N1)의 누설 인덕턴스(L1) 및 초크 코일(PCC)의 인덕턴스(Lo)에 의해 공진 주파수가 지배되는 1차측 병렬 공진 회로가 형성된다. 상기 1차측 병렬 공진 회로가 공진 동작을 행함에 의해, 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 동작으로서, 전압 공진형의 동작을 얻을 수 있다. 이에 따라, 스위칭 소자(Q1)의 드레인과 소스 사이의 양단 전압(V1)으로서는 그 오프인 기간에서 정현파 형상의 공진 펄스 파형을 얻을 수 있다.

또한, 후술하는 컨버터 트랜스포머(PIT)의 1차 권선(N1)과 1차측 직렬 공진 커패시터(C2)로 이루어지는 직렬 접속 회로가 스위칭 소자(Q1)와 병렬로 접속된다. 상기 경우에는 1차 권선(N1)의 타단을 스위칭 소자(Q1)의 드레인과 접속하고, 1차 권선(N1)의 일단을 1차측 직렬 공진 커패시터(C2)의 일단과 접속하고, 1차측 직렬 공진 커패시터(C2)의 1차 권선(N1)과 접속되지 않은 측의 단자는 1차측 어스 전위로 스위칭 소자(Q1)의 소스와 접속된다. 또한, 상기 1차측 직렬 공진 커패시터(C2)는 초크 코일(PCC)과, 평활 커패시터(Ci)를 통하여 직렬로 접속되어 있다. 이와 같이 하여, 1차측 제1의 직렬 공진 회로와 1차측 제2의 직렬 공진 회로가 얻어진다.

발진 드라이브 회로(2)는 예를 들면 타려식에 의해 스위칭 소자(Q1)를 구동하기 위해, 발진 회로와, 상기 발진 회로에 의해 얻어진 발진 신호에 의거하여, MOS-FET를 스위칭 구동하기 위한 게이트 전압인 드라이브 신호를 생성하여, 스위칭 소자(Q1)의 게이트에 인가하도록 된다. 이로써, 스위칭 소자(Q1)는 드라이브 신호 파형에 응하여 연속적으로 온/오프 동작을 행한다. 즉, 스위칭 동작을 행한다.

컨버터 트랜스포머(PIT)는 1차측과 2차측을 직류적으로 절연한 상태에서, 1차측 스위칭 컨버터의 스위칭 출력을 2차측에 전송하는 것으로, 이를 위해, 1차 권선(N1)과 2차 권선(N2)이 권장된다.

이 경우의 컨버터 트랜스포머(PIT)의 구조로서는 한 예로서, 페라이트재에 의한 E자 형상 코어를 조합시킨 EE자형 코어를 구비한다. 그리고, 1차 권선(N1)과 2차 권선(N2)으로 권장 부위를 분할한 다음, EE자형 코어의 중앙 자각에 대해 권장하고 있다. 또한, 컨버터 트랜스포머(PIT)의 EE자형 코어의 중앙 자각에 대해서는 갭을 형성하도록 하고 있고, 이로써, 1차측과 2차측 사이에서, 소결합(loose coupling) 계수(k)를 얻도록 하고 있다. 소결합으로 함으로써, 누설 인덕턴스(L1)와 누설 인덕턴스(L2)를 생기게 할 수 있고, 또한, EE자형 코어에서 자속이 포화되기 어렵게 된다.

컨버터 트랜스포머(PIT)의 1차 권선(N1)은 이와 같이 하여, 누설 인덕턴스(L1)를 발생시켜서, I급 스위칭 회로에 있어서의 1차측 제2의 직렬 공진 회로 및 1차측 병렬 공진 회로를 형성하기 위한 요소이고, 또한, 1차 권선(N1)은 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 출력에 따른 교번 전압이 인가되고, 2차 권선(N2)과 결합하여, 2 차측에 전압을 전송하는 기능을 갖는다.

컨버터 트랜스포머(PIT)의 2차측에서는 1차 권선(N1)에 의해 유기된 EE자형 코어에 있어서의 자속에 의거하여 교번 전압이 2차 권선(N2)에 발생한다. 상기 2차 권선(N2)에 대해서는 2차측 부분전압 공진 커패시터(C3)를 병렬이 되는 접속 관계에 의해 접속하고 있다. 이로써, 2차 권선(N2)의 누설 인덕턴스(L2)와 2차측 부분전압 공진 커패시터(C3)의 커패시턴스에 의해 2차측 부분 공진 회로를 형성한다. 상기 2차측 부분 공진 회로에 의해, 2차측 정류 소자(Do)를 구성하는 각각의 다이오드(Do1) 내지 다이오드(Do4)의 온과 오프의 전환의 직후에 생기는 전압 손실을 저감하고 있다. 제1의 실시예에서는 2차측 부분전압 공진 커패시터(C3)의 용량은 1000㎊(피코 패럿)로 하였다.

이 경우의 2차측 정류 회로는 2차측 부분전압 공진 커패시터(C3)가 병렬 접속되는 2차 권선(N2)에 대해, 4개의 다이오드(Do1) 내지 다이오드(Do4)에 의해 구성된 2차측 정류 소자(Do)의 입력측을 접속하고, 그 2차측 정류 소자(Do)의 출력측에는 평활 커패시터(Co)를 접속함으로써, 모든 정류 회로로서 형성된다. 이로써 평활 커패시터(Co)의 양단 전압으로서는 2차 권선(N2)에 여기되는 교번 전압 레벨에 대응한 레벨에 의한 2차측 직류 출력 전압(Eo)을 얻을 수 있게 된다. 이와 같이 하여 생성되는 2차측 직류 출력 전압(Eo)은 부하에 공급된다. 또한, 분기되어 제어 회로(1)에 대해 검출 전압으로서 출력된다.

제어 회로(1)는 입력된 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨 변화에 따른 검출 출력을 발진 드라이브 회로(2)에 공급한다. 발진 드라이브 회로(2)에서는 입력된 제어 회로(1)의 검출 출력에 따라 스위칭 주파수를 가변하고, 또한, 이에 수반하여, 1스위칭 주기에 있어서의 온인 기간(TON)과 오프인 기간(TOFF)의 시간 비율(도통각(conduction angle))을 가변하도록 하여, 스위칭 소자(Q1)를 구동한다. 상기 동작이 2차측 직류 출력 전압에 대한 정전압 제어 동작이 된다.

이와 같이 하여 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 주파수 및 도통각이 가변 제어됨에 의해, 전원 회로에 있어서의 1차측, 2차측의 공진 임피던스, 전압 전송 유효 기간이 변화하고, 컨버터 트랜스포머(PIT)의 1차 권선(N1)으로부터 2차 권선(N2)측에 전송되는 전압량, 또한, 2차측 정류 회로로부터 부하에 공급하여야 할 전압량이 변화하게 된다. 이로써, 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨 변동이 캔슬되도록 하여, 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨을 제어하는 동작을 얻을 수 있게 된다. 즉, 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 안정화가 도모된다.

그런데, 상술한 바와 같이 일반적으로, 1차측에 전압 공진형 컨버터를 구비하는 전원 회로는 부하 전압의 제어 범위가 좁고, 또한, 경부하(narrow load)시에 있어서의 ZVS 특성을 유지할 수 없기 때문에, 그대로는 실용화는 불가능하다고 생각되고 있다.

그러나, 본 출원의 발명자는 여러가지로 파라미터를 변화시킨, 다수의 실험 결과에 의거하여 이하의 사실을 발견하였다. 즉, 1차측에 1차측 제1의 직렬 공진 회로, 1차측 제2의 직렬 공진 회로 및 1차측 병렬 공진 회로를 구비하고, 이들 3개의 공진 회로의 주파수를 소정의 관계, 즉, 1차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수를 1차측 제1의 직렬 공진 주파수보다도 높게 하고, 그에 더하여, 1차측 제1의 직렬 공진 회로의 공진 주파수를 1차측 제2의 직렬 공진 회로의 공진 주파수보다도 높게 함에 의해 광범위한 부하 전압(Po)의 값에 대해 ZVS 특성을 유지하는 컨버터 회로가 가능해지는 것을 발견하였다. 또한, 1차측 제1의 직렬 공진 회로의 공진 주파수를 1차측 제2의 직렬 공진 회로의 공진 주파수의 약 2배로 하고, 1차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수를 1차측 제1의 직렬 공진 주파수의 약 1.5배 이상이 되도록 유지함에 의해, 보다 광범위한 부하 전압(Po)의 값에 대해 ZVS 특성을 유지하는 보다 안정된 컨버터 회로가 가능해지는 것도 발견한 것이다.

종래의 도 26에 도시하는 E급 컨버터에서 필요하게 된 초크 코일(L10)과 같은 초크 코일(PCC)을 본 실시예의 I급 스위칭 회로에서는 이용하지만, 이와 같은 공진 주파수의 설정에서는 상기 초크 코일(PCC)의 인덕턴스(Lo)의 값은 초크 코일(L10)의 값보다도 필연적으로 작아지는 것이다. 구체적으로는 종래 기술에 나타내는 E급 컨버터에서는 상기 초크 코일(L10)은 예를 들면 1mH 정도로 되어, 초크 코일(L11)에 상당하는 컨버터 트랜스포머(PIT)의 1차 권선(N1)과 비교하여, 상당히 큰 인덕턴스를 갖는 것으로 되어 있다. 상기 때문에, 초크 코일(L10)에서의 철손, 동손 등에 의한 전압 손실도 상응하게 크고, 이로써, 전원 회로 전체로서의 전압 변환 효율의 저하도 상응하게 현저한 것으로 되어 있다. 예를 들면, 도 26에 도시하는 E급 컨버터를 구체화한 스위칭 전원 회로의 AC→DC 전압 변환 효율(ηAC→DC)의 값은 도 22의 전원 회로의 비교에서는 1% 정도 저하되는 것이 실험에 의해 확인되어 있다. 또한, 도 26의 전원 회로에서는 상술한 바와 같이 하여, 초크 코일(L10)에 관해 상당히 크다고 하는 인덕턴스를 설정할 필요 때문에, 예를 들면, 초크 코일(L10)을 구성하기 위한 코어 등에 대해 비교적 대형의 부품을 선택하게 된다. 이것이 비용 저감이나, 회로의 소형화 등을 촉진하는 것의 장애의 요인으로 되어 있다.

이 점에서, 본 실시예의 주요부인 I급 스위칭 회로를 이용한 컨버터의 1차측 회로는 그 공진 회로의 구성이 종래에는 없는 특수한 것이고, 이로써, E급 컨버터와 거의 마찬가지로 광범위한 영역에서의 ZVS 특성과 초크 코일(PCC)의 소형화를 실현하고 있다. 이하, 상기 점에 관해 상세히 설명한다.

1차측의 공진 회로는 1차측 병렬 공진 주파수(fo₁p)를 갖는 1차측 병렬 공진 회로와, 1차측 제1의 직렬 공진 주파수(fo₁₁s)를 갖는 1차측 제1의 직렬 공진 회로와, 1차측 제2의 직렬 공진 주파수(fo₁₂s)를 갖는 1차측 제2의 직렬 공진 회로의 3개의 공진 회로를 갖는다.

1차측 병렬 공진 회로는 초크 코일(PCC)의 인덕턴스(Lo) 및 누설 인덕턴스(L1)와, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)를 구성 요소로 하여 형성되어 있다. 또한, 1차측 제1의 직렬 공진 회로는 인덕턴스(Lo)와 1차측 직렬 공진 커패시터(C2)를 구성 요소로 하여 형성되어 있다. 1차측 제2의 직렬 공진 회로는 누설 인덕턴스(L1)와 1차측 직렬 공진 커패시터(C2)를 구성 요소로 하여 형성되어 있다.

여기서, 1차측 병렬 공진 주파수(fo₁p)의 주파수는 1차측 제1의 직렬 공진 주파수(fo₁₁s)의 주파수보다도 높고, 1차측 제1의 직렬 공진 주파수(fo₁₁s)의 주파수 는 1차측 제2의 직렬 공진 주파수(fo₁₂s)의 주파수보다도 높은 관계를 갖고 있다. 여기서, 1차측 제1의 직렬 공진 주파수(fo₁₁s)는 1차측 제2의 직렬 공진 주파수(fo₁₂s)의 약 2배 정도이고, 이때의 초크 코일(PCC)의 인덕턴스(Lo)의 값은 종래 기술에 나타난 E급 컨버터에서의 인덕턴스 1mH에 대해, 100μH로 약 1/10로 되어 있다.

본 출원의 발명자는 1차측 병렬 공진 주파수(fo₁p), 1차측 제1의 직렬 공진 주파수(fo₁₁s) 및 1차측 제2의 직렬 공진 주파수(fo₁₂s)의 3자의 관계를 여러가지 것으로 하여, ZVS 특성을 나타내는 영역을 조사하였다. 그 결과, 1차측 병렬 공진 주파수(fo₁p)의 주파수가 1차측 제1의 직렬 공진 주파수(fo₁₁s)의 주파수의 약 1.5배 이상, 1차측 제1의 직렬 공진 주파수(fo₁₁s)의 주파수가 1차측 제2의 직렬 공진 주파수(fo₁₂s)의 주파수의 약 2배가 되는 경우가 가장 ZVS 특성을 나타내는 부하 전압(Po)의 영역이 넓어지는 것을 발견하였다. 제1의 실시예에서는 1차측 병렬 공진 주파수(fo₁p)의 값으로서는 103kHz(킬로·헤르츠), 1차측 제1의 직렬 공진 주파수(fo₁₁s)의 값으로서는 65.5kHz, 1차측 제2의 직렬 공진 주파수(fo₁₂s)의 값으로서는 30kHz로 하고 있다.

또한, 상술한 각각의 공진 주파수의 관계는 가장 ZVS 특성을 나타내는 영역이 넓어지는 경우의 한 예이다. 따라서, 부하 전압(Po)의 영역이 보다 좁은 경우에 는 상술한 1차측 병렬 공진 주파수(fo₁p)의 주파수가 1차측 제1의 직렬 공진 주파수(fo₁₁s)의 주파수의 약 1.5배 이상, 또는 1차측 제1의 직렬 공진 주파수(fo₁₁s)의 주파수가 1차측 제2의 직렬 공진 주파수(fo₁₂s)의 주파수의 약 2배의, 각각의 수치의 범위는 보다 넓어도 좋은 것이고, 30% 정도의 범위에서, 상술한 1.5배 또는 2배의 각각의 값이 변화한 경우에도 양호한 특성을 갖을 수 있는 것이다.

또한, 이와 같이 ZVS 특성이 되는 영역이 확대한 결과, 컨버터 트랜스포머(PIT)의 갭을 더욱 작게 하는 것이 가능하게 되어, 결합 계수(k)의 값을 0.8 이상으로 하는 구성으로 하고 있다.

여기서, 1차측 공진 회로의 동작을 보다 상세히 설명한다. 스위칭 소자(Q1)가 스위칭 동작을 행함에 따라, 1차측 병렬 공진 회로의 전압 공진 동작에 의해, 스위칭 소자(Q1)가 오프가 되는 기간에서 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)에 대해 충방전 전류가 흐른다. 상기 충방전 전류에 의해, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 양단 전압으로서, 개략 반파의 정현파 형상의 공진 펄스 전압이 발생한다. 도 1의 회로에서는 1차측 병렬 공진 회로는 1차측 직렬 공진 커패시터(C2)를 통하여 1차 권선(N1)이 삽입되어 있기 때문에, 1차 권선(N1)에서는 스위칭 전류에 응하여 생기는 교번 전압에 대해, 상기 공진 펄스 전압이 중첩되는 동작이 생긴다.

이때, 평활 커패시터(Ci)의 용량 및 1차측 직렬 공진 커패시터(C2)의 용량의 모두가, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 용량에 비교하여 훨씬 크게 선택되어 있기 때문에, 이들은 등가적으로는 단락이라고 간주할 수 있고, 초크 코일(PCC)의 인 덕턴스(Lo)와 누설 인덕턴스(L1)와 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 용량의 값에 의해 1차측 병렬 공진 주파수(fo₁p)의 대체로의 주파수는 정해지는 것이다. 즉, 1차측 병렬 공진 주파수(fo₁p)는 인덕턴스(Lo)와 누설 인덕턴스(L1)와 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 용량의 값에 의해 지배되는 것이다. 제1의 실시예에서는 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 용량으로서는 5600㎊, 인덕턴스(Lo)는 68μH(마이크로·헨리)로 하고 있다.

또한, 1차측 제1의 직렬 공진 회로는 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 동작에 따라, 1차측 직렬 공진 커패시터(C2)와 초크 코일(PCC)과 평활 커패시터(Ci)의 직렬 경로를 공진 전류가 흐르도록 하여 공진 동작을 행한다. 여기서, 평활 커패시터(Ci)의 용량은 1차측 직렬 공진 커패시터(C2)의 용량에 비교하여 훨씬 크기 때문에, 등가적으로는 평활 커패시터(Ci)는 단락이라고 간주할 수 있고, 초크 코일(PCC)의 인덕턴스(Lo)와 1차측 직렬 공진 커패시터(C2)의 용량의 값에 의해 1차측 제1의 직렬 공진 주파수(fo₁₁s)의 대체로의 주파수는 정해지는 것이다. 즉, 1차측 제1의 직렬 공진 주파수(fo₁₁s)는 인덕턴스(Lo)의 값과 1차측 직렬 공진 커패시터(C2)의 용량의 값에 의해 지배되는 것이다. 제1의 실시예에서는 1차측 직렬 공진 커패시터(C2)의 용량은 0.082㎌로 하고 있다.

또한, 1차측 제2의 직렬 공진 회로는 스위칭 소자(Q1)의 온시에 있어서, 1차측 직렬 공진 커패시터(C2)와 1차 권선(N1)과 스위칭 소자(Q1)와의 직렬의 경로로 공진 전류가 흐르도록 하여 공진 동작을 행한다. 여기서, 스위칭 소자(Q1)의 온시 에는 스위칭 소자(Q1)의 도통 저항의 값은 극히 작고, 스위칭 소자(Q1)의 오프시에는 보디 다이오드(DD)를 공진 전류가 흐르고, 상기 경우의 보디 다이오드(DD)의 도통 저항의 값도 극히 작은 것이기 때문에, 등가적으로는 스위칭 소자(Q1)는 단락이라고 간주할 수 있고, 누설 인덕턴스(L1)와 1차측 직렬 공진 커패시터(C2)의 용량의 값에 의해 1차측 제2의 직렬 공진 주파수(fo₁₂s)의 대체로의 주파수는 정해지는 것이다. 즉, 1차측 제2의 직렬 공진 주파수(fo₁₂s)는 누설 인덕턴스(L1)의 값과 1차측 직렬 공진 커패시터(C2)의 용량의 값에 의해 지배되는 것이다.

도 2에 본 실시예의 스위칭 전원 회로에 구비되는 컨버터 트랜스포머(PIT)의 구조예를 도시한다. 상기 도면에 도시하는 바와 같이 컨버터 트랜스포머(PIT)는 페라이트재에 의한 E자 형상 코어(CR1), E자 형상 코어(CR2)를 서로의 자각이 대향하도록 조합시킨 EE형 코어(EE자형 코어)를 구비한다. 그리고, 1차측과 2차측의 권장부에 관해 상호 독립하도록 하여 분할한 형상에 의해, 예를 들면 수지 등에 의해 형성되는 보빈B이 구비된다. 상기 보빈B의 한쪽의 권장부에 대해 1차 권선(N1)을 권장한다. 또한, 다른쪽의 권장부에 대해 2차 권선(N2)을 권장한다. 이와 같이 하여 1차 권선(N1) 및 2차측 권선이 권장된 보빈B을 상술한 EE자형 코어(CR1, CR2)에 부착함으로써, 1차 권선(N1) 및 2차 권선(N2)이 각각 다른 권장 영역에 의해, EE자형 코어의 중앙 자각에 권장되는 상태로 된다. 이와 같이 하여 컨버터 트랜스포머(PIT) 전체로서의 구조를 얻을 수 있다.

게다가, EE자형 코어의 중앙 자각에 대해서는 0.8㎜ 정도의 갭(G)을 형성하 도록 하고 있고, 이로써, 1차측과 2차측 사이에서, k=0.82 정도의 결합 계수(k)를 얻도록 하고 있다. 상기 정도의 결합 계수(k)는 소결합으로 보아도 좋은 결합도이고, 소결합으로 함으로써, 누설 인덕턴스(L1)와 누설 인덕턴스(L2)를 생기게 할 수 있고, 또한, EE자형 코어에서 자속이 포화되기 어렵게 되어 있다. 제1의 실시예에서는 코어재로서, EER―35를 사용하고, 1차 권선(N1)의 권수를 40T(턴), 2차 권선(N2)의 권수를 33T로 설정하였다.

초크 코일(PCC)에 대해서도, 소정 형상 사이즈의 EE자형 코어에 대해 권선을 감는 구조로 함으로써 구성할 수 있다.

제1의 실시예의 스위칭 전원 회로에 있어서의 대응 부하 전압은 최대 부하 전압(Pomax)으로서 300W, 최소 부하 전압(Pomin)으로서 0W(무부하)로 하고, 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 정격 레벨은 175V로 하고 있다. 또한, 교류 입력 전압(VAC)으로서는 100V 계통에 대응 가능한 것으로 하고 있다.

도 1에 도시하는 제1의 실시예의 전원 회로의 실험 결과로서, 도 3A, 도 3B의 파형도를 든다. 상기 도 3A에서는 최대 부하 전압(Pomax)=300W, 교류 입력 전압(VAC)=100V의 조건에서의, 스위칭 전압(V1), 스위칭 전류(IQ1), 초크 코일 전류(Io), 1차 권선 전류(I1), 1차측 직렬 공진 커패시터의 전압(V2), 2차측 정류 소자 전류(I2), 2차측 교번 전압(V3)의 각각을 나타내고 있다.

또한, 도 3B에서는 최소 부하 전압(Pomin)=0W, 교류 입력 전압(VAC)=100V의 조건에서의, 스위칭 전압(V1), 스위칭 전류(IQ1), 초크 코일 전류(Io), 1차 권선 전류(I1), 1차측 직렬 공진 커패시터의 전압(양단의 전압)(V2), 2차측 정류 소자 전류(I2), 2차측 교번 전압(V3)의 각각을 나타내고 있다.

도 3A에 도시하는 파형도에 관해 보다 상세히 설명을 가한다. 스위칭 전압(V1)은 평활 커패시터(Ci)의 직류 입력 전압(Ei)을 입력하여 스위칭 동작을 행하는 스위칭 소자(Q1)의 드레인-소스 사이의 전압이다. 여기서, 스위칭 주기는 스위칭 소자(Q1)가 온이 되어야 할 기간(TON)과, 오프가 되어야 할 기간(TOFF)을 1주기로 하는 것이고, 스위칭 전압(V1)은 기간(TON)에서는 0레벨이고, 기간(TOFF)에서 공진 펄스를 얻을 수 있는 파형이 된다. 상기 스위칭 전압(V1)의 전압 공진 펄스는 1차측 병렬 공진 회로의 공진 동작에 의해, 정현파 형상의 공진 파형으로서 얻어진다.

스위칭 전류(IQ1)는 스위칭 소자(Q1)의 드레인측으로부터 소스측에, 또는 보디 다이오드(DD)에, 흐르는 전류이다. 스위칭 전류(IQ1)는 기간(TOFF)에서는 0레벨이고, 상기 기간(TOFF)이 종료되고 기간(TON)이 시작되어 턴온 타이밍에 이르면, 우선, 보디 다이오드(DD)를 흐름으로써 부극성의 파형이 되고, 계속해서 반전하여 드레인으로부터 소스에 흐름으로써 정극성에 의한 파형이 된다.

초크 코일 전류(Io)는 평활 커패시터(Ci)로부터 I급 스위칭 회로에 유입하는 전류이다. 초크 코일 전류(Io)는 맥류가 된다.

1차 권선 전류(I1)는 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 동작에 따라 1차 권선(N1)에 흐르는 전류이고, 스위칭 전류(IQ1)와 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)에 흐르는 전류를 합성하여 얻어지는 전류 파형이 된다. 스위칭 소자(Q1)가 온/오프 동작을 행함에 의해, 기간(TOFF)의 스위칭 전압(V1)인 공진 펄스 전압이 1차측 제1의 직렬 공진 회로 및 1차측 제2의 직렬 공진 회로에 인가된다. 이로써 1차측 제1의 직렬 공진 회로 및 1차측 제2의 직렬 공진 회로가 공진 동작을 행하고, 1차 권선 전류(I1)는 정현파에 가까운 파형의 스위칭 주기에 따른 교번 파형이 된다.

1차측 직렬 공진 커패시터의 전압(V2)은 1차측 제1의 직렬 공진 회로 및 1차측 제2의 직렬 공진 회로에 흐르는 전류의 합성 전류에 의해 생기는 전압이고 각각의 개략 정현파의 파형이 가산된 전압이다.

2차측 정류 소자 전류(I2)는 2차측 정류 소자(Do)에 유입하는 전류이고, 전압 극성 전환점에서의 전류가 0으로 되어 있다. 이것은 부분전압 공진 회로에 의한 효과이다. 여기서, 2차측 부분전압 공진 커패시터(C3)의 값으로서는 330㎊부터 1000㎊의 범위에서 양호한 효율의 개선 효과를 얻을 수 있고, 부분 공진 회로를 부가함에 의해, 부분 공진 회로가 없는 경우에 비교하여, 후술하는 전압 변환 효율(ηAC→DC)로서는 0.2% 정도 향상하였다.

또한, 2차측 교번 전압(V3)은 2차 권선(N2)과 2차측 부분전압 공진 커패시터(C3)와의 접속 회로와 2차측의 접지점 사이의 전압이다. 그리고, 2차측 교번 전압(V3)은 2차측 정류 소자(Do)에 입력되고, 2차측 교번 전압(V3)의 반주기의 기간마다, 다이오드(Do1, Do4)에 대해 순방향 전압을 인가하고, 이에 따라 다이오드(Do1, Do4)가 도통한다. 이로써, 2차측 교번 전압(V3)은 2차측 직류 출력 전압(Eo)으로서 2차측 평활 커패시터(Co)에서 평활된다. 또한, 2차측 교번 전압(V3)의 다른 반주기의 기간마다, 다이오드(Do2, Do3)에 대해 순방향 전압을 인가하고, 이에 따라 다이오드(Do2, Do3)가 도통한다. 이로써, 2차측 교번 전압(V3)은 2차측 직류 출력 전압(Eo)으로서 2차측 평활 커패시터(Co)에서 평활된다.

도 4는 제1의 실시예의 스위칭 전원 회로의 교류 입력 전압(VAC)=100V의 입력 조건에서, 최대 부하 전압(Pomax)=300W부터 최소 부하 전압(Pomin)=0W까지의 부하 변동에 대한, 스위칭 주파수(fs), 스위칭 전원 회로의 입력부터 출력까지의 전압 변환 효율(ηAC→DC), 기간(TON)과 기간(TOFF)의 각각을 나타내는 것이다.

스위칭 주파수(fs)의 가변 범위(△fs)는 △fs=1.8kHz로 극히 좁은 범위로 되어 있고, 상기 결과, 부하 전압이 급격하게 변화하는 경우에 있어서의 양호한 과도(transient) 응답 특성을 갖고 있다.

여기서, 최대 부하 전압(Pomax)=300W부터 최소 부하 전압(Pomin)=0W까지의 사이에서 ZVS 특성을 갖는 것이 확인되어 있다. 또한, 초크 코일(PCC)의 인덕턴스(Lo)는 100μH로 작기 때문에, 초크 코일(PCC)에서의 손실도 적은 것이다. 또한, 컨버터 트랜스포머의 결합 계수의 값은 0.82로 종래에 비교하여 크게 되어 있다. 이들은 모두 전압 변환 효율의 향상이라는 결과에 결부되어 있고, 교류 입력 전압(VAC)=100V, 최대 부하 전압(Pomax)=300W의 조건하에서, 92.5%의 고효율이 얻어졌다. 또한, 컨버터 트랜스포머의 결합 계수의 값으로서, 종래보다도 좀 높은 결합 계수인 0.8부터 0.85의 범위로 설정하여도, 충분히 ZVS 특성을 나타내는 것이 확인되고, 또한, 전압 변환 효율로서도, 충분히 높은 값을 유지하는 것이 확인되어 있다.

이와 같이 I급 스위칭 회로를 채용하는 본 실시예에 의하면, 중간 부하시에 있어서의 이상 동작을 해소하고, 적정한 ZVS 동작을 얻을 수 있도록 하고 있다. 종 래 기술로서 도 23B에 도시한 바와 같이 상기 이상 동작의 현상으로서는 턴온(기간(TON) 시작)보다 이전의 타이밍에서 스위칭 소자(Q1)가 온으로 되어, 정극성의 스위칭 전류(IQ1)가 소스와 드레인 사이를 흐르는 동작이 되는 것이지만, 본 실시예의 I급 스위칭 회로에 있어서의 스위칭 전류(IQ1)의 동작에 의해서는 이와 같은 전류가 흐르는 일은 없고, 종래와 같은 이상 동작은 발생하지 않는다. 이것이 전압 변환 효율의 향상 요인의 하나로 되어 있는 것이다.

또한, 본 실시예에서는 초크 코일(PCC)을 갖기 때문에, 입력 전류(I1)의 파형은 보다 정현파에 가까운 것으로 되어 있지만, 이것에 의한 고주파 노이즈의 저감 효과도 얻어진다. 그리고, 상기 경우의 초크 코일(PCC)의 인덕턴스(Lo)의 값은 68μH로 작은 것이다. 그 때문에, 초크 코일(PCC)의 소형화, 나아가서는 장치의 소형화를 도모할 수 있고, 더욱 장치의 가격을 저감할 수 있다.

또한, 종래 기술로 도시하는 도 26의 스위칭 전원 회로의 비교에서는 도 26의 스위칭 전원 회로의 1차측의 접속 양태에 의해서는 본 실시예에서의 1차측 제2의 직렬 공진 회로는 형성되지만, 1차측 제1의 직렬 공진 회로는 형성되지 않는다. 상기 경우, 1차측에 흐르는 직렬 공진 전류는 그대로 1차 권선 전류(I1)로서 흐르게 된다. 한편, 이에 대해, 본 실시예에서는 1차측 직렬 공진 회로로서 1차측 제1의 직렬 공진 회로와 1차측 제2의 직렬 공진 회로의 2개를 구비하기 때문에, 1차측에 흘러야 할 직렬 공진 전류는 1차 권선(N1)과 초크 코일(PCC)에 분류하여 흐르게 된다. 이로써 1차 권선 전류(I1)의 크기는 저감하여 효율이 향상한다.

또한, 2차측에 관해서는 2차측 정류 소자(Do)가 턴온/턴오프하는 타이밍에서 부분전압 공진 동작을 행하고, 2차측 정류 소자(Do)에 흐르려고 하는 전류가, 2차측 부분전압 공진 커패시터에 흘러서, 정류 다이오드에서의 도통 손실, 스위칭 손실이 저감된다.

또한, 상술한 제1의 실시예, 후술하는 제2의 실시예 및 제 3 실시예의 어느 것에서도, 1차측에는 1차측 정류 소자(Di) 및 평활 커패시터(Ci)를 구비하고, 1차측에 입력되는 전압은 교류 전압으로 하여, 상술한 설명을 행하여 왔지만, 각각의 실시예에 있어서, 1차측에 입력되는 전압을 직류 전압으로 하는 경우에는 입력되는 직류 전압의 극성에 응하여 1차측 정류 소자(Di)의 4개의 다이오드중 2개가 도통 상태가 되는 점, 이외에, 본 실시예의 각각의 스위칭 전원 회로의 주요부의 작용 및, 그 이루는 효과에 특별한 차이가 생기는 것은 아니다. 또한, 1차측 정류 소자(Di)를 마련하지 않고, 평활 커패시터(Ci)의 값을 보다 작은 것으로 하여, 입력 전압으로서 직류 전압을 가하는 경우에도, 교류 전압을 입력 전압으로 하는지 직류 전압을 입력 전압으로 하는지에 관한 것 이외에, 본 실시예의 각각의 스위칭 전원 회로의 주요부의 작용 및, 그 이루는 효과에 특별한 차이가 생기는 것은 아니다.

(제1의 실시예의 변형예)

상술한 제1의 실시예의 변형예로서는 여러가지의 양태가 가능하지만, 대표적인 예를 이하에 나타낸다. 우선, 도 5에 I급 스위칭 회로의 변형예를 도시한다. 제1의 실시예에서는 1차측 직렬 공진 커패시터(C2)를 접지하였지만, 도 5에 도시하는 바와 같이 평활 커패시터(Ci)에 접속하여도, 제1의 실시예에서와 같은 작용과 효과를 얻을 수 있다. 즉, 평활 커패시터(Ci)의 용량은 1차측 직렬 공진 커패시터(C2) 의 용량에 비교하여 매우 크고, 고주파의 등가 회로에서는 평활 커패시터(Ci)는 단락이라고 간주할 수 있기 때문에, 1차측 직렬 공진 커패시터(C2)를 평활 커패시터(Ci)에 의해 접지한 것과 같은 효과를 얻을 수 있기 때문이다.

다음에, 도 6A 및 도 6B에 제1의 실시예에서의 2차측의 변형 회로의 대표예를 도시한다. 2차측 권선 및 2차측 정류 평활 회로는 상술한 양태로 한하지 않고, 도 6A에 도시하는 양파 정류 회로로 하여도, 상술한 실시예와 같은 효과를 얻을 수 있다. 또한, 도 6B에 도시하는 배전압 정류 회로로 하여도 상술한 실시예와 같은 효과를 얻을 수 있다. 이들의 경우에는 부분전압 공진 커패시터를 갖지 않기 때문에, 전압 변환 효율로서는 부분전압 공진 회로를 갖는 경우에 비해 약 0.2% 정도의 효율의 저하가 생긴다.

(제2의 실시예)

도 7에 제2의 실시예의 스위칭 전원 회로를 도시한다. 상기 스위칭 전원 회로에 있어서, 상술한 제1의 실시예의 스위칭 전원 회로와 동일 부분에는 동일한 부호를 붙이고, 설명의 상세에 관해서는 생략한다. 제2의 실시예의 스위칭 전원 회로의 제1의 실시예의 스위칭 전원 회로와의 다른 점은 제1의 실시예의 스위칭 전원 회로가 2차측에 공진 회로를 갖지 않지만, 부분전압 공진 회로를 구비하고 있는 것에 대해, 제2의 실시예의 스위칭 전원 회로는 부분전압 공진 커패시터의 용량의 값보다도 용량의 값이 큰 2차측 병렬 공진 커패시터를 갖는 2차측 병렬 공진 회로를 구비하는 점이다.

이 스위칭 전원 회로는 1차측에, 초크 코일(PCC)의 인덕턴스(Lo) 및 1차 권 선(N1)에 발생하는 누설 인덕턴스(L1)와 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)에 의해 공진 주파수가 지배되는 1차측 병렬 공진 회로와, 인덕턴스(Lo)와 1차측 직렬 공진 커패시터(C2)에 의해 공진 주파수가 지배되는 1차측 제1의 직렬 공진 회로 및 누설 인덕턴스(L1)와 1차측 직렬 공진 커패시터(C2)에 의해 공진 주파수가 지배되는 1차측 제2의 직렬 공진 회로의 2개의 전류 공진 회로를 갖는다. 또한, 2차측은 2차 권선(N2)에 2차측 병렬 공진 커패시터(C4)를 접속한 2차측 병렬 공진 회로를 가지며, 2차측 직류 출력 전압(Eo)을 얻기 위한 다이오드(D1) 내지 다이오드(D4)로 이루어지는 2차측 정류 소자(Do)와 평활 커패시터(Co)를 갖는 전파 브리지 정류 회로를 구비하고, 전체로서, 다중 공진 컨버터를 구성한다.

1차측 제1의 직렬 공진 회로의 공진 주파수인 1차측 제1의 직렬 공진 주파수를 1차측 제2의 직렬 공진 회로의 공진 주파수인 1차측 제2의 직렬 공진 주파수의 약 2배의 주파수가 되도록 설정한다. 또한, 1차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수인 1차측 병렬 공진 주파수를 1차측 제1의 직렬 공진 주파수의 약 1.5배 이상이 되도록 설정한다. 또한, 2차측의 2차측 병렬 공진 회로에는 공진 전류가 흐르도록 한다.

도 7에서의, 제2의 실시예의 스위칭 전원 회로의 사양, 각 부분의 구체적인 정수의 주요한 것을 이하에 나타낸다. 제2의 실시예의 스위칭 전원 회로의 부하 전압은 최대의 부하 전압(Pomax)=300W이고, 최소의 부하 전압(Pomin)=0W이다. 상기 범위에서, ZVS 특성을 유지하고 있다. 또한, 교류 입력 전압(VAC)의 값은 100V, 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 값은 175V이다.

초크 코일(PCC)의 인덕턴스의 값은 68μH로 하고, 컨버터 트랜스포머(PIT)의 코어의 재료는 EER―35, 코어의 갭(G)은 0.8㎜, 1차 권선(N1)은 40T, 2차 권선(N2)은 33T, 컨버터 트랜스포머의 결합 계수는 0.82, 1차측 병렬 공진 회로의 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 값은 5600㎊, 1차측 직렬 공진 커패시터(C2)의 값은 0.1㎌, 2차측 병렬 공진 커패시터(C4)의 값은 0.015㎌로 하고 있다. 이와 같은 여러 정수를 갖는 제2의 실시예에서는 1차측 병렬 공진 주파수(fo₁p)의 값으로서는 119kHz, 1차측 제1의 직렬 공진 주파수(fo₁₁s)의 값으로서는 59kHz, 1차측 제2의 직렬 공진 주파수(fo₁₂s)의 값으로서는 33kHz, 2차측 병렬 공진 주파수(fo₂p)의 값으로서는 1차측 병렬 공진 주파수와 개략 동등한 값인 115kHz로 하고 있다.

도 7에 도시하는 제2의 실시예의 전원 회로의 실험 결과로서, 도 8A, 도 8B의 파형도를 든다. 상기 도 8A에서는 최대 부하 전압(Pomax)=300W, 교류 입력 전압(VAC)=100V의 조건에서의, 스위칭 전압(V1), 스위칭 전류(IQ1), 초크 코일 전류(Io), 1차 권선 전류(I1), 1차측 직렬 공진 커패시터의 전압(V2), 2차 권선 전류(I4), 2차측 교번 전압(V3)의 각각을 나타내고 있다.

또한, 도 8B에서는 최소 부하 전압(Pomin)=0W, 교류 입력 전압(VAC)=100V의 조건에서의, 스위칭 전압(V1), 스위칭 전류(IQ1), 초크 코일 전류(Io), 1차 권선 전류(I1), 1차측 직렬 공진 커패시터의 전압(양단의 전압)(V2), 2차 권선 전류(I4), 2차측 교번 전압(V3)의 각각을 나타내고 있다.

도 8A, 도 8B에 도시하는 파형의 특징점은 예를 들면, 2차 권선 전류(I4)는 2차측 병렬 공진 회로의 작용에 의해, 정현파에 가까운 전류가 흐르고, 2차측 교번 전압(V3)도, 상승, 하강 특정이 완만하게 되어, 2차측 회로에서의 스위칭 손실을 저감하고 있다.

도 9는 제2의 실시예의 스위칭 전원 회로의 교류 입력 전압(VAC)=100V의 입력 조건에서, 최대 부하 전압(Pomax)=300W부터 최소 부하 전압(Pomin)=0W까지의 부하 변동에 대한, 스위칭 주파수(fs), 스위칭 전원 회로의 입력부터 출력까지의 전압 변환 효율(ηAC→DC), 기간(TON)과 기간(TOFF)의 각각을 나타내는 것이다.

스위칭 주파수(fs)의 가변 범위(△fs)는 △fs=33kHz로 되어 있다. 상기 가변 범위(△fs)에 관해서는 실험 결과에 의하면, 갭(G)의 값에 관계되는 것을 알 수 있고, 예를 들면, 갭(G)의 값을 1.6㎜로 확대하여, 가변 범위(△fs)=10kHz 정도로 좁게 할 수 있는 것이 확인되어 있다.

또한, 최대 부하 전압(Pomax)=300W부터 최소 부하 전압(Pomin)=0W까지의 사이에서 ZVS 특성을 갖는 것이 확인되어 있다. 또한, 초크 코일(PCC)의 인덕턴스(Lo)는 68μH로 작기 때문에, 초크 코일(PCC)에서의 손실도 적은 것이다. 또한, 컨버터 트랜스포머의 결합 계수의 값은 0.82로 종래에 비교하여 크게 되어 있다. 이들은 모두 전압 변환 효율의 향상이라는 결과에 결부되어 있고, 교류 입력 전압(VAC)=100V, 최대 부하 전압(Pomax)=300W의 조건하에서, 91.6%의 고효율이 얻어졌다. 또한, 컨버터 트랜스포머의 결합 계수의 값으로서, 종래보다도 좀 높은 0.8부터 0.85의 범위로 설정하여도, 충분히 ZVS 특성을 나타내는 것이 확인되어 있다.

이와 같이 I급 스위칭 회로와 2차측 병렬 공진 회로를 채용하는 본 실시예에 의하면, 제1의 실시예와 같은 작용 효과를 갖는 I급 스위칭 회로를 채용하여, 중간 부하시에 있어서의 이상 동작을 해소하여, 적정한 ZVS 동작을 얻을 수 있도록 하고 있다. 또한, 2차측에 관해서는 2차측 병렬 공진 회로를 채용하여, 정류 다이오드에서의 도통손실, 스위칭 손실이 저감된다.

(제2의 실시예의 변형예)

상술한 제2의 실시예의 변형예로서는 여러가지의 양태가 가능하지만, 대표적인 예를 이하에 나타낸다. 우선, 도 10에 I급 스위칭 회로의 변형예를 도시한다. 제2의 실시예에서는 1차측 직렬 공진 커패시터(C2)를 접지하였지만, 도 10에 도시하는 바와 같이 평활 커패시터(Ci)에 접속하여도, 제1의 실시예에서와 같은 작용과 효과를 얻을 수 있다. 즉, 평활 커패시터(Ci)의 용량은 1차측 직렬 공진 커패시터(C2)의 용량에 비교하여 매우 크고, 고주파의 등가 회로에서는 평활 커패시터(Ci)는 단락이라고 간주할 수 있기 때문에, 1차측 직렬 공진 커패시터(C2)를 평활 커패시터(Ci)에 의해 접지한 것과 같은 효과를 얻을 수 있기 때문이다.

다음에, 도 11A, 11B, 11C에 제2의 실시예에서의 2차측의 변형 회로의 대표예를 도시한다. 2차측 권선 및 2차측 정류 평활 회로는 상술한 양태로 한하지 않고, 도 6A에 도시하는 바와 같이 2차측 병렬 공진 커패시터(C4)를 갖는 양파 정류 회로로 하여도, 제2의 실시예와 같은 효과를 얻을 수 있다. 또한, 도 10B에 도시하는 바와 같이 2차측 병렬 공진 커패시터(C4)를 갖는 배전압 정류 회로로 하여도 제2의 실시예와 같은 효과를 얻을 수 있다. 또한, 도 11C에 도시하는 바와 같이 2차측 병렬 공진 커패시터(C4)를 갖는 반파 정류 회로로 하여도, I급 스위칭 회로에 관해서는 제2의 실시예에서와 같은 효과를 얻을 수 있다.

(제 3 실시예)

도 12에 제 3 실시예의 스위칭 전원 회로를 도시한다. 상기 스위칭 전원 회로에서의, 상술한 제1의 실시예의 스위칭 전원 회로 또는 제2의 실시예의 스위칭 전원 회로와 동일 부분에는 동일한 부호를 붙이고, 설명의 상세에 관해서는 생략한다. 제 3 실시예의 스위칭 전원 회로의 제1의 실시예의 스위칭 전원 회로 또는 제2의 실시예의 스위칭 전원 회로와의 다른 점은 제1의 실시예의 스위칭 전원 회로가 2차측에 공진 회로를 갖지 않지만, 부분전압 공진 회로를 갖고 있고, 제2의 실시예에서는 2차측에 병렬 공진 회로를 갖고 있음에 대해, 제 3 실시예의 스위칭 전원 회로는 2차측 직렬 공진 커패시터를 갖는 2차측 직렬 공진 회로를 구비하는 점이다.

이 스위칭 전원 회로는 1차측에, 초크 코일(PCC)의 인덕턴스(Lo) 및 1차 권선(N1)에 발생하는 누설 인덕턴스(L1)와 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)에 의해 공진 주파수가 지배되는 1차측 병렬 공진 회로와, 인덕턴스(Lo)와 1차측 직렬 공진 커패시터(C2)에 의해 공진 주파수가 지배되는 1차측 제1의 직렬 공진 회로 및 누설 인덕턴스(L1)와 1차측 직렬 공진 커패시터(C2)에 의해 공진 주파수가 지배되는 1차측 제2의 직렬 공진 회로의 2개의 전류 공진 회로를 갖는다. 또한, 2차측은 2차 권선(N2)에 2차측 직렬 공진 커패시터(C5)를 접속한 2차측 직렬 공진 회로를 가지며, 2차측 직류 출력 전압(Eo)을 얻기 위한 다이오드(D1) 내지 다이오드(D4)로 이루어지는 2차측 정류 소자(Do)와 평활 커패시터(Co)를 갖는 전파 브리지 정류 회로를 구비하고, 전체로서, 다중 공진 컨버터를 구성한다.

1차측 제1의 직렬 공진 회로의 공진 주파수인 1차측 제1의 직렬 공진 주파수를 1차측 제2의 직렬 공진 회로의 공진 주파수인 1차측 제2의 직렬 공진 주파수의 약 2배의 주파수가 되도록 설정한다. 또한, 1차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수인 1차측 직렬 공진 주파수를 1차측 제1의 직렬 공진 주파수의 약 1.5배 이상이 되도록 설정한다. 또한, 2차측의 2차측 직렬 공진 회로에는 공진 전류가 흐르도록 한다.

도 12에서의, 제 3 실시예의 스위칭 전원 회로의 사양, 각 부분의 구체적인 정수의 주요한 것을 이하에 나타낸다. 제 3 실시예의 스위칭 전원 회로의 부하 전압은 최대의 부하 전압(Pomax)=300W이고, 최소의 부하 전압(Pomin)=0W이다. 상기 범위에서, ZVS 특성을 유지하고 있다. 또한, 교류 입력 전압(VAC)의 값은 100V, 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 값은 175V이다.

초크 코일(PCC)의 인덕턴스의 값은 68μH로 하고, 컨버터 트랜스포머(PIT)의 코어의 재료는 EER―35, 코어의 갭(G)은 0.8㎜, 1차 권선(N1)은 40T, 2차 권선(N2)은 33T, 컨버터 트랜스포머의 결합 계수는 0.82, 1차측 병렬 공진 회로의 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 값은 4700㎊, 1차측 직렬 공진 커패시터(C2)의 값은 0.1㎌, 2차측 직렬 공진 커패시터(C5)의 값은 0.15㎌로 하고 있다. 이와 같은 여러 정수를 갖는 제 3 실시예에서는 1차측 병렬 공진 주파수(fo₁p)의 값으로서는 113kHz, 1차측 제1의 직렬 공진 주파수(fo₁₁s)의 값으로서는 59kHz, 1차측 제2의 직렬 공진 주파수(fo₁₂s)의 값으로서는 27kHz, 2차측 직렬 공진 주파수(fo₂s)의 값으로서는 1차측 제2의 직렬 공진 주파수(fo₁₂s)의 값과 개략 동등한 값인 27kHz로 하고 있다.

도 12에 도시하는 제 3 실시예의 전원 회로의 실험 결과로서, 도 13A, 도 13B의 파형도를 든다. 상기 도 13A에서는 최대 부하 전압(Pomax)=300W, 교류 입력 전압(VAC)=100V의 조건에서의, 스위칭 전압(V1), 스위칭 전류(IQ1), 초크 코일 전류(Io), 1차 권선 전류(I1), 1차측 직렬 공진 커패시터의 전압(V2), 2차 권선 전류(I4), 2차측 교번 전압(V3)의 각각을 나타내고 있다.

또한, 도 13B에서는 최소 부하 전압(Pomin)=0W, 교류 입력 전압(VAC)=100V의 조건에서의, 스위칭 전압(V1), 스위칭 전류(IQ1), 초크 코일 전류(Io), 1차 권선 전류(I1), 1차측 직렬 공진 커패시터의 전압(양단의 전압)(V2), 2차 권선 전류(I4), 2차측 교번 전압(V3)의 각각을 나타내고 있다.

도 14는 제 3 실시예의 스위칭 전원 회로의 교류 입력 전압(VAC)=100V의 입력 조건에서, 최대 부하 전압(Pomax)=300W부터 최소 부하 전압(Pomin)=0W까지의 부하 변동에 대한, 스위칭 주파수(fs), 스위칭 전원 회로의 입력부터 출력까지의 전압 변환 효율(ηAC→DC), 기간(TON)과 기간(TOFF)의 각각을 나타내는 것이다.

스위칭 주파수(fs)의 가변 범위(△fs)는 △fs=8.1kHz로 되어 있다. 이와 같이 가변 범위(△fs)가 좁은 범위로 되어 있는 결과, 부하 전압이 급격하게 변화하는 경우에 있어서의 양호한 과도응답 특성을 갖고 있다.

최대 부하 전압(Pomax)=300W부터 최소 부하 전압(Pomin)=0W까지의 사이에서 ZVS 특성을 갖는 것이 확인되어 있다. 또한, 초크 코일(PCC)의 인덕턴스(Lo)는 68μH로 작기 때문에, 초크 코일(PCC)에서의 손실도 적은 것이다. 또한, 컨버터 트랜스포머의 결합 계수의 값은 0.82로 종래에 비교하여 크게 되어 있다. 이들은 모두 전압 변환 효율의 향상이라는 결과에 결부되어 있고, 교류 입력 전압(VAC)=100V, 최대 부하 전압(Pomax)=300W의 조건하에서, 93.1%의 고효율이 얻어졌다. 또한, 컨버터 트랜스포머의 결합 계수의 값으로서, 종래보다도 좀 높은 0.8로부터 0.85의 범위로 설정하여도, 충분히 ZVS 특성을 나타내는 것이 확인되어 있다.

이와 같이 I급 스위칭 회로와 2차측 직렬 공진 회로를 채용하는 본 실시예에 의하면, 제1의 실시예와 같은 작용 효과의 I급 스위칭 회로를 채용하여, 중간 부하시에 있어서의 이상 동작을 해소하고, 적정한 ZVS 동작을 얻을 수 있도록 하고 있다. 또한, 2차측에 관해서는 2차측 직렬 공진 회로를 채용하고 있기 때문에, 도 1A의 2차 권선 전류(I4)와 2차측 교번 전압(V3)과의 관계로부터 보이듯이 다이오드(Do1) 내지 다이오드(Do4)는 ZCS 특성을 갖고 있고, 다이오드(Do1) 내지 다이오드(Do4)에서의 도통손실, 스위칭 손실이 저감된다.

(제 3 실시예의 변형예)

상술한 제 3 실시예의 변형예로서는 여러가지의 양태가 가능하지만, 대표적인 예를 이하에 나타낸다. 우선, 도 15에 I급 스위칭 회로의 변형예를 도시한다. 제 3 실시예에서는 1차측 직렬 공진 커패시터(C2)를 접지하였지만, 도 15에 도시하는 바와 같이 평활 커패시터(Ci)에 접속하여도, 제1의 실시예에서와 같은 작용과 효과를 얻을 수 있다. 즉, 평활 커패시터(Ci)의 용량은 1차측 직렬 공진 커패시 터(C2)의 용량에 비교하여 매우 크고, 고주파의 등가 회로에서는 평활 커패시터(Ci)는 단락이라고 간주할 수 있기 때문에, 1차측 직렬 공진 커패시터(C2)를 평활 커패시터(Ci)에 의해 접지한 것과 같은 효과를 얻을 수 있기 때문이다. 또한, 도 15에 도시하는 바와 같이 2차측에 2차측 부분전압 공진 커패시터(C3)를 또한 갖는 것으로 하여, 2차측 부분전압 공진 회로를 구비함에 의해, 또한, 전압 변환 효율(ηAC→DC)로서, 0.2% 개선할 수 있다.

다음에, 도 16A 및 16B에 제 3 실시예에서의 2차측의 변형 회로의 대표예를 도시한다. 2차측 권선 및 2차측 정류 평활 회로는 상술한 양태로 한하지 않고, 도 16A에 도시하는 바와 같이 2차측 직렬 공진 커패시터(C5A) 및 2차측 직렬 공진 커패시터(C5B)를 갖는 양파 정류 회로로 하여도, I급 스위칭 회로의 동작으로서는 제 3 실시예와 같은 효과를 얻을 수 있다. 또한, 도 16B에 도시하는 바와 같이 2차측 직렬 공진 커패시터(C5)를 갖는 배전압 정류 회로로 하여도 제 3 실시예와 같은 효과를 얻을 수 있다.

또한, 본 발명에서는 상술한 각 실시예로서 나타낸 구성으로 한정되는 것이 아니다. 예를 들면, 메인 스위칭 소자(및 보조 스위칭 소자)에 관해서는 예를 들면 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor), 바이폴러 트랜지스터 등, MOS-FET 이외의 소자를 선택하는 것도 고려된다. 또한, 상술한 각 실시예에서는 타려식의 스위칭 컨버터를 들고 있지만, 자려식으로서 구성한 경우에도 본 발명은 적용할 수 있다.

(제4의 실시예)

도 17에 제4의 실시예의 스위칭 전원 회로를 도시한다. 상기 스위칭 전원 회로에 있어서, 상술한 제1의 실시예의 스위칭 전원 회로와 동일 부분에는 동일한 부호를 붙이고, 설명의 상세에 관해서는 생략한다. 상기 스위칭 전원 회로는, 1차측에, 초크 코일(PCC)의 인덕턴스(Lo) 및 1차 권선(N1)에 발생하는 누설 인덕턴스(L1)와 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr) 및 전압 클램프용 커패시터(Cc)에 의해 공진 주파수가 지배되는 1차측 병렬 공진 회로와, 인덕턴스(Lo)와 1차측 직렬 공진 커패시터(C2)에 의해 공진 주파수가 지배되는 1차측 제1의 직렬 공진 회로 및 누설 인덕턴스(L1)와 1차측 직렬 공진 커패시터(C2)에 의해 공진 주파수가 지배되는 1차측 제 2 직렬 공진 회로의 2개의 전류 공진 회로를 갖는다.

또한, 전압 클램프용 커패시터(Cc)와 보조 스위칭 소자(Q2)와의 직렬 회로로 액티브 클램프 회로를 형성한다. 여기서, 보조 스위칭 소자(Q2)는, 메인 스위칭 소자(Q1)와 상보적으로 온이 된다. 즉, 메인 스위칭 소자(Q1)가 온(도통)이 될 때에는 보조 스위칭 소자(Q2)는 온이 되는 일이 없고, 보조 스위칭 소자(Q2)가 온이 될 때에는 메인 스위칭 소자(Q1)는 온이 되는 일은 없는 것이다.

여기서, 1차측 공진 회로의 동작을 보다 상세히 설명한다. 메인 스위칭 소자(Q1)가 스위칭 동작을 행함에 따라, 1차측 병렬 공진 회로의 전압 공진 동작에 의해, 메인 스위칭 소자(Q1)가 오프가 되는 기간에서 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr) 및 전압 클램프용 커패시터(Cc)에 대해 충방전 전류가 흐른다. 이 충방전 전류에 의해, 메인 스위칭 소자(Q1)의 양단 전압으로서, 개략 반파의 정현파 형상의 공진 펄스 전압이 발생한다.

이때, 평활 커패시터(Ci)의 용량이, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr) 및 전압 클램프용 커패시터(Cc)의 어느 용량에 비교하여 훨씬 크게 선택되어 있기 때문에, 평활 커패시터(Ci)는, 등가적으로는 단락이라고 간주할 수 있고, 초크 코일(PCC)의 인덕턴스(Lo)와 누설 인덕턴스(L1)와 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr) 및 전압 클램프용 커패시터(Cc)의 값에 의해 1차측 병렬 공진 주파수(fo₁p)의 대체로의 주파수는 정해지는 것이다. 즉, 1차측 병렬 공진 주파수(fo₁p)는, 인덕턴스(Lo)와 누설 인덕턴스(L1)와 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr) 및 전압 클램프용 커패시터(Cc)의 값에 의해 지배되는 것이다. 제4의 실시예에서는, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 용량으로서는 1500㎊, 전압 클램프용 커패시터(Cc)의 값 0.22㎌(마이크로·패럿)로 하고 있다.

액티브 클램프 회로에 관해 설명한다. 액티브 클램프 회로는, 전압 클램프용 커패시터(Cc)와 보조 스위칭 소자(Q2)의 직렬 접속 회로에 의해 형성되고, 보조 스위칭 소자(Q2)로서, 보디 다이오드(DD2)를 갖는 MOS―FET가 사용되고 있다. 이 MOS―FET의 게이트에는, 제어 권선(Ng)으로부터의 전압이 저항(Rg1)과 저항(Rg2)으로 분압되어 인가되어 있다. 여기서, 제어 권선(Ng)의 극성은, 메인 스위칭 소자(Q1)와 보조 스위칭 소자(Q2)가 상보적으로 온이 되는 방향으로 컨버터 트랜스(PIT)에 감겨져 있다. 여기서, 저항(Rg1)의 값은 220Ω(옴)으로 하고, 저항(Rg2)의 값은 100Ω(옴)으로 하였다. 제어 권선(Ng)에 발생하는 전압이 정현파에 가까운 파형이기 때문에, 이 저항(Rg1)과 저항(Rg2)의 비율을 변화시킴에 의해, 보조 스위칭 소 자(Q2)의 게이트와 소스 사이의 전압을 조정할 수 있고, 메인 스위칭 소자(Q1)에 발생하는 전압을 클램프하는 시간의 길이를 조정할 수 있다. 또한, 보조 스위칭 소자(Q2)는 제어 권선(Ng)에 의해 제어되고, 제어 권선(Ng)에 발생하는 전압은, 메인 스위칭 소자(Q1)에 의해 제어되어 있기 때문에, 보조 스위칭 소자(Q2)는 항상 메인 스위칭 소자(Q1)와 동기하여 동작하는 것이 되고, 복수의 스위칭 주파수가 혼재하여 불필요한 비트(복수의 주파수의 간섭)의 발생 등의 문제가 생기는 일은 없다.

제4의 실시예의 스위칭 전원 회로에서의 대응 부하 전압은, 최대 부하 전압(Pomax)으로서 300W, 최소 부하 전압(Pomin)으로서 0W(무부하)로 하고, 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 정격 레벨은 175V로 하고 있다. 또한, 교류 입력 전압(VAC)으로서는 100V 계통에 대응 가능한 것으로 하고 있다.

도 17에 도시하는 제4의 실시예의 전원 회로의 실험 결과로서, 도 18A, 도 18B의 파형도를 든다. 이 도 18A에서는, 최대 부하 전압(Pomax)=300W, 교류 입력 전압(VAC)=100V의 조건에서의, 스위칭 전압(V1), 스위칭 전류(IQ1), 초크 코일 전류(Io), 1차 권선 전류(I1), 1차측 직렬 공진 커패시터의 전압(V2), 2차측 정류 소자 전류(I2), 2차측 교번 전압(V3)의 각각을 나타내고 있다.

도 18B는, 최소 부하 전압(Pomin)=0W, 교류 입력 전압(VAC)=100V의 조건에서의, 메인 스위칭 소자(Q1)의 양단의 전압인 스위칭 전압(V1), 메인 스위칭 소자(Q1)에 흐르는 전류인 스위칭 전류(IQ1), 초크 코일 전류(Io), 1차 권선 전류(I1), 1차측 직렬 공진 커패시터의 전압(양단의 전압)(V2), 2차측 정류 소자 전류(I2), 보조 스위칭 소자(Q2)에 흐르는 전류인 보조 스위칭 전류(IQ2), 2차측 교 번 전압(V3)의 각각을 나타내고 있다.

도 18A에 도시하는 파형도에 관해 보다 상세히 설명을 가한다. 스위칭 전압(V1)은, 평활 커패시터(Ci)의 직류 입력 전압(Ei)을 입력하여 스위칭 동작을 행하는 메인 스위칭 소자(Q1)의 드레인-소스 사이의 전압이다. 여기서, 스위칭 주기는, 메인 스위칭 소자(Q1)가 온이 되어야 할 기간(TON)과, 오프가 되어야 할 기간(TOFF)을 1주기로 하는 것이고, 스위칭 전압(V1)은, 기간(TON)에서는 0레벨이고, 기간(TOFF)에서 공진 펄스를 얻을 수 있는 파형이 된다. 이 스위칭 전압(V1)의 전압 공진 펄스는, 1차측 병렬 공진 회로의 공진 동작에 의해, 정현파 형상의 공진 파형으로서 얻어진다.

스위칭 전류(IQ1)는, 메인 스위칭 소자(Q1)의 드레인측으로부터 소스측에, 또는 보디 다이오드(DD)에, 흐르는 전류이다. 스위칭 전류(IQ1)는, 기간(TOFF)에서는 0레벨이고, 이 기간(TOFF)이 종료되고 기간(TON)이 시작되어 턴온 타이밍에 이르면, 우선, 보디 다이오드(DD)를 흐름으로써 부극성의 파형이 되고, 계속해서 반전하여 드레인으로부터 소스에 흐름으로써 정극성에 의한 파형이 된다.

초크 코일 전류(Io)는, 평활 커패시터(Ci)로부터 본 실시예의 스위칭 회로에 유입하는 전류이다. 초크 코일 전류(Io)는, 맥류가 된다.

1차 권선 전류(I1)는, 메인 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 동작에 따라 1차 권선(N1)에 흐르는 전류이고, 스위칭 전류(IQ1)와 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)에 흐르는 전류를 합성하여 얻어지는 전류 파형이 된다. 메인 스위칭 소자(Q1)가 온/오프 동작을 행함에 의해, 기간(TOFF)의 스위칭 전압(V1)인 공진 펄스 전압이 1차 측 제1의 직렬 공진 회로 및 1차측 제 2 직렬 공진 회로에 인가된다. 이로써 1차측 제1의 직렬 공진 회로 및 1차측 제 2 직렬 공진 회로가 공진 동작을 행하고, 1차 권선 전류(I1)는, 정현파에 가까운 파형의 스위칭 주기에 따른 교번 파형이 된다.

1차측 직렬 공진 커패시터의 전압(V2)은, 1차측 제1의 직렬 공진 회로 및 1차측 제 2 직렬 공진 회로에 흐르는 전류의 합성 전류에 의해 생기는 전압이고 각각의 개략 정현파의 파형이 가산된 전압이다.

2차측 정류 소자 전류(I2)는, 2차측 정류 소자(Do)에 유입하는 전류이고, 전압 극성 전환점에서의 전류가 0으로 되어 있다. 이것은, 부분전압 공진 회로에 의한 효과이다. 여기서, 2차측 부분전압 공진 커패시터(C3)의 값으로서는, 330㎊부터 1000㎊의 범위에서 양호한 효율의 개선 효과를 얻을 수 있고, 부분 공진 회로를 부가함에 의해, 부분 공진회로가 없는 경우에 비교하여, 후술하는 전압 변환 효율(ηAC→DC)로서는, 0.2% 정2도 향상하였다.

보조 스위칭 전류(IQ2)는, 보조 스위칭 소자(Q2)가 온이 됨에 의해 흐른다. 여기서, 메인 스위칭 소자(Q1)가 오프로 되고 나서, 조금 지연되어 보조 스위칭 소자(Q2)는 온으로 되고, 메인 스위칭 소자(Q1)가 온으로 되기 조금 전에 보조 스위칭 소자(Q2)는 오프로 된다. 이, 보조 스위칭 소자(Q2)가 온이 되는 시간은 상술한 바와 같이 저항(Rg1)과 저항(Rg2)의 비에 의해 정해지는 것이고, 저항(Rg1)의 값이 저항(Rg2)의 값에 비하여 작아짐에 따라 보조 스위칭 소자(Q2)가 온이 되는 시간이 길어지는 것이다.

여기서, 전압 클램프용 커패시터(Cc)의 용량은 보조 스위칭 전류(IQ2)의 전 하량에 의해서는, 전압 클램프용 커패시터(Cc)의 양단 전압이 거의 변화하지 않을 정도로 충분히 큰 것이다. 그 때문에, 보조 스위칭 소자(Q2)가 온으로 되어 있는 시간, 즉, 보조 스위칭 전류(IQ2)가 흐르고 있는 시간은, 메인 스위칭 소자(Q1)에 인가되는 전압(V1)은 클램프되고, 본래 정현파 형상이 되는 것이, 전압(V1)으로서 표시되는 바와 같이 그 피크 부분은 손상되어 있다. 그래서, 메인 스위칭 소자(Q1)의 내전압은 낮은 것으로 할 수 있다.

또한, 보조 스위칭 전류(IQ2)를 흐르게 함에 의해, ZVS 특성이 생기는 영역이 확대하는 것2도 실험에 의해 확인되었다. 즉, 액티브 클램프 회로를 설치함에 의해, ZVS 특성의 영역을 넓힐 수 있는 것이다.

2차측 교번 전압(V3)은, 2차 권선(N2)과 2차측 부분전압 공진 커패시터(C3)와의 접속 회로와 2차측의 접지점 사이의 전압이다. 그리고, 2차측 교번 전압(V3)은, 2차측 정류 소자(Do)에 입력되고, 2차측 교번 전압(V3)의 반주기의 기간마다, 다이오드(Do1, Do4)에 대해 순방향 전압을 인가하고, 이에 따라 다이오드(Do1, Do4)가 도통한다. 이로써, 2차측 교번 전압(V3)은, 2차측 직류 출력 전압(Eo)으로서 2차측 평활 커패시터(Co)에서 평활된다. 또한, 2차측 교번 전압(V3)의 다른 반주기의 기간마다, 다이오드(Do2, Do3)에 대해 순방향 전압을 인가하고, 이에 따라 다이오드(Do2, Do3)가 도통한다. 이로써, 2차측 교번 전압(V3)은, 2차측 직류 출력 전압(Eo)으로서 2차측 평활 커패시터(Co)에서 평활된다.

도 19는, 제4의 실시예의 스위칭 전원 회로의 교류 입력 전압(VAC)=100V의 입력 조건에서, 최대 부하 전압(Pomax)=300W부터 최소 부하 전압(Pomin)=0W까지의 부하 변동에 대한, 스위칭 주파수(fs), 스위칭 전원 회로의 입력부터 출력까지의 전압 변환 효율(ηAC→DC), 기간(TON)과 기간(TOFF)의 각각을 나타내는 것이다. 여기서, 실선은 교류 입력 전압(VAC)이 100V인 경우를 나타내고, 파선은 교류 입력 전압(VAC)이 230V인 경우를 나타내는 것이다.

또한, 스위칭 주파수(fs)는, 교류 입력 전압(VAC)이 100V인 경우에 있어서 부하 전압으로서는 최대 부하 전압(Pomax)인 300W부터 최소 부하 전압(Pomin)인 0W의 범위에서, 90.9kHz부터 92.4kHz이고. 가변 범위(△fs)=1.5kHz로 극히 좁은 범위로 되어 있다. 또한, 교류 입력 전압(VAC)이 230V인 경우에 있어서 부하 전압으로서는 최대 부하 전압(Pomax)인 300W부터 최소 부하 전압(Pomin)인 0W의 범위에서, 125kHz부터 128.2kHz이고. 가변 범위(△fs)=3.2kHz로 극히 좁은 범위로 되어 있다. 또한, 교류 입력 전압(VAC)이 85V부터 288V의 범위에서2도 양호한 특성을 갖고 있다. 이것은, 액티브 클램프 회로를 마련함에 의해, ZVS 특성의 영역을 넓힌 것에 의해 생긴 것이다. 이 결과, 부하 전압이 급격하게 변화하는 경우에 있어서의 양호한 과도(transient) 응답 특성을 갖고 있다.

또한, 상술한 제4의 실시예, 후술하는 제 2 실시예 및 제 3 실시예의 어느 것에서도, 1차측에는, 1차측 정류 소자(Di) 및 평활 커패시터(Ci)를 구비하고, 1차측에 입력되는 전압은 교류 전압으로 하여, 상술한 설명을 행하여 왔지만, 각각의 실시예에서, 1차측에 입력되는 전압을 직류 전압으로 하는 경우에는, 입력되는 직류 전압의 극성에 응하여 1차측 정류 소자(Di)의 4개의 다이오드중의 2개가 도통 상태가 되는 점, 이외에, 본 실시예의 각각의 스위칭 전원 회로의 주요부의 작용 및, 그 이루는 효과에 특별한 차이가 생기는 것은 아니다. 또한, 1차측 정류 소자(Di)를 마련하지 않고, 평활 커패시터(Ci)의 값을 보다 작은 것으로 하여, 입력 전압으로서 직류 전압을 가하는 경우에도, 교류 전압을 입력 전압으로 하는지 직류 전압을 입력 전압으로 하는지에 관한 것 이외에, 본 실시예의 각각의 스위칭 전원 회로의 주요부의 작용 및, 그 이루는 효과에 특별한 차이가 생기는 것은 아니다.

(제4의 실시예의 변형예)

상술한 제4의 실시예의 변형예로서는 여러가지의 양태가 가능하지만, 대표적인 예를 이하에 나타낸다. 우선, 도 20에 제4의 실시예의 스위칭 회로의 변형예를 도시한다. 제4의 실시예에서는, 1차측 직렬 공진 커패시터(C2)를 접지하였지만, 도 20에 도시하는 바와 같이, 평활 커패시터(Ci)에 접속하여도, 제4의 실시예에서와 같은 작용과 효과를 얻을 수 있다. 즉, 평활 커패시터(Ci)의 용량은, 1차측 직렬 공진 커패시터(C2)의 용량에 비하여 매우 크고, 고주파의 등가 회로에서는, 평활 커패시터(Ci)는 단락이라고 간주할 수 있기 때문에, 1차측 직렬 공진 커패시터(C2)를 평활 커패시터(Ci)에 의해 접지한 것과 같은 효과를 얻을 수 있기 때문이다.

다음에, 도 21A 및 도 21B에 제4의 실시예에서의 2차측의 변형 회로의 대표예를 도시한다. 2차측 권선 및 2차측 정류 평활 회로는, 상술한 양태로 한하지 않고, 도 21A에 도시하는 양파 정류 회로로 하여도, 상술한 실시의 형태와 같은 효과를 얻을 수 있다. 또한, 도 21B에 도시하는 배전압 정류 회로로 하여도 상술한 실시의 형태와 같은 효과를 얻을 수 있다. 이 경우에는, 부분전압 공진 커패시터를 갖지 않기 때문에, 전압 변환 효율로서는, 부분전압 공진 회로를 갖는 경우에 비하 여 약 0.2% 정도의 효율의 저하가 생긴다.

본 분야의 당업자는 첨부된 청구범위 내에 있는 한 설계 요구 및 다른 요인들에 의존하여 여러 변형예, 조합예, 하위 조합예, 변경예 등이 달성될 수 있다는 것을 이해하여야 한다.

Claims

1차측 직류 전압을 2차측 교류 전압으로 변환하는 스위칭 전원 회로에 있어서,

상기 1차측 직류 전압이 공급되는 초크 코일과,

상기 초크 코일에 접속되는 1차측의 1차 권선과, 2차측의 2차 권선을 갖는 컨버터 트랜스와,

상기 컨버터 트랜스포머의 상기 1차 권선 및 상기 초크 코일을 경유하여 공급된 상기 1차측 직류 전압을 스위칭하기 위한 스위칭 소자와,

상기 초크 코일과 상기 1차 권선 사이의 접속점에 접속된 하나의 단자를 갖고, 상기 초크 코일의 인덕턴스에 의해 1차측 제1의 직렬 공진 회로를 형성하고, 상기 1차 권선에서 발생하는 누설 인덕턴스에 의해 1차측 제2의 직렬 공진 회로를 형성하는 1차측 직렬 공진 커패시터와,

상기 스위칭 소자와 병렬 접속되고, 상기 초크 코일의 인덕턴스와 상기 1차 권선에서 발생하는 누설 인덕턴스에 의해 1차측 병렬 공진 회로를 형성하는 1차측 병렬 공진 커패시터와,

상기 스위칭 소자를 온/오프 구동하는 발진 드라이브 회로와,

상기 2차측 직류 전압을 생성하고, 상기 스위칭 소자의 스위칭 출력이 전송되는 상기 컨버터 트랜스포머의 상기 2차 권선에 접속되는 2차측 정류 회로와,

2차측 정류 회로에 의해 출력되는 상기 2차측 직류 전압값을 소정의 값으로 하는 제어 신호를 상기 발진 드라이브 회로에 공급하는 제어 회로를 포함하고,

상기 1차측 제1의 직렬 공진 회로의 공진 주파수는 상기 1차측 제2의 직렬 공진 회로의 공진 주파수의 약 2배로 설정되고,

상기 1차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수는 상기 1차측 제1의 직렬 공진 회로의 공진 주파수의 약 1.5배 이상으로 설정되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.

제1항에 있어서,

상기 스위칭 소자에 공급된 전압을 클램핑(clamping)하고, 상기 초크 코일과 상기 컨버터 트랜스포머의 상기 1차 권선의 직렬 회로와 병렬로 접속되고, 상기 전압 클램프용 커패시터와 상기 스위칭 소자에 대해 상보적으로 온이 되는 보조 스위칭 소자를 서로 직렬 접속함에 의해 형성되는 액티브 클램프 회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.

제1항에 있어서,

상기 컨버터 트랜스포머의 상기 2차 권선에 접속되는 상기 2차측 정류 회로는, 상기 2차 권선과 병렬 접속되는, 상기 2차 권선에서 발생하는 누설 인덕턴스와 함께 부분 전압 공진 회로 및 전압 공진 회로를 각각 형성하는 부분 전압 공진 커패시터와 병렬 공진 커패시터 중 하나를 구비하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.

제1항에 있어서,

상기 컨버터 트랜스포머의 상기 2차 권선에 접속되는 상기 2차측 정류 회로는 상기 2차 권선과 직렬 접속된 2차측 직렬 공진 커패시터를 가지며, 상기 2차 권선에서 발생하는 누설 인덕턴스와 상기 2차측 직렬 공진 커패시터는 2차측 직렬 공진 회로를 형성하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.

제1항에 있어서,

상기 1차측 직렬 공진 커패시터의 상기 1차측 직류 전압이 공급되는 다른 단자는 상기 초크 코일의 하나의 단자에 접속되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.

제1항에 있어서,

상기 트랜스포머는 코어를 구비하고, 상기 1차 권선 및 상기 2차 권선은 서로 분할되도록 상기 코어 주위에서 권장되고, 상기 1차측 및 상기 2차측 권선은 직류적으로 서로 절연된 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.

제6항에 있어서,

상기 1차 권선과 상기 2차 권선 사이의 소결합(loose coupling)은 상기 코어에 마련된 갭(gap)의 간격에 의해 달성되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.

제7항에 있어서,

상기 코어는 자각이 서로 대향하도록 E자 형상 자각(magnetic leg)을 갖는 2개의 페라이트 재료를 서로 조합함에 의해 형성된 EE자형 코어이고,

상기 갭은 상기 코어의 중앙 자각에 형성되고, 상기 1차 권선 및 상기 2차 권선은 보빈(bobbin)을 경유하여 서로 분할되도록 상기 코어의 상기 중앙 자각 주위에 권장되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.

제1항에 있어서,

상기 1차측 직류 전압은 교류 입력 전압을 정류하는 정류 소자와 상기 정류 소자로부터의 정류 출력을 평활하는 평활 커패시터를 갖는 정류 평활 회로로부터 공급되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.