JP2014513517A

JP2014513517A - 自励プッシュプル式変換器

Info

Publication number: JP2014513517A
Application number: JP2014509588A
Authority: JP
Inventors: 王保均
Original assignee: ▲広▼州金▲昇▼▲陽▼科技有限公司
Priority date: 2011-08-26
Filing date: 2012-01-12
Publication date: 2014-05-29
Also published as: CN102291001A; WO2013029344A1; US20140169044A1; CN102291001B; KR20130117876A

Abstract

【課題】
【解決手段】
本発明は、自励プッシュプル式変換器であって、Jensen電気回路を備える。Jensen電気回路中の磁気飽和の変圧器（Ｂ１）の一次巻線の一端と主変圧器（Ｂ２）の一次巻線の一端間は高周波を通し、低周波を遮断する電気性能を有する両端子回路網であり、即ち当該磁気飽和の変圧器（Ｂ１）の一次巻線は当該両端子回路網によって当該主変圧器（Ｂ２）の一次巻線と並列接続する。当該自励プッシュプ式変換器は良好な自己保護能力を有し、かつ、過電流、ショートが消失した後自動で正常作動に回復する。

Description

本発明は、自励プッシュプル式変換器に関し、特に工業制御と照明業界に用いられる自励プッシュプル式変換器に関する。

従来の自励プッシュプル式変換器は、電気回路の構造の一部は、１９５５年米国のロイヤー（G.H.Royer）の発明した自励プッシュプル式トランジスタ単相変圧器直流変換器に由来し、通常ロイヤー電気回路と略称され、これは高周波の転換による電気回路制御の発端でもある。１９５７年米国のジェン・セーン（Jen Sen）が自励プッシュプル式二相変圧器電気回路を発明し、その後に自励発振Jensen電気回路、自励プッシュプル式電気回路、又は井森電気回路と呼ばれるようになり。この二種の電気回路とも、自励プッシュプル式変換器と呼ばれるようになった。

自励プッシュプル式変換器は、電子工業出版社の「スイッチング電源の原理と設計」第６７頁〜７０頁に記載があり、当該本のISBN番号は７−１２１−００２１１−６である。電気回路の主な形式は上記の有名なロイヤー電気回路と自励発振Jensen電気回路である。同条件下のロイヤー電気回路と比較して、給電電源の電圧、負荷及び温度が変化する時、Jensen変換器の自励発振周波数は比較的に安定している。

自励発振Jensen電気回路は、「スイッチング電源の原理と設計」第６９頁の図３〜１１に示すように、説明し易いため、本明細書は電気回路の接続関係に影響を与えない前提で、原図の方式に基づき、本明細書の附図１として引用する。原図は出力整流部分に誤りがあり、ダイオードD１とダイオードD２が一対の同名端子に接続された。実は、これが公知の全波整流電気回路であり、ダイオードD１とダイオードD２は異名端子に接続しなければならない。これは図１に既に訂正しており、図１を参照のこと。

「スイッチング電源の原理と設計」第７０頁には、電流駆動型Jensen電気回路が開示され、その原本の図３−１２（a）と図３−１２（b）を参照のこと。その内、その原本の図３−１２（a）の電気回路は原理のみを説明する遷移電気回路であり、問題があるため、実際に使用することができず、原本の第７０頁第２行〜第５行を参照する。要約は以下の通りである。

軽負荷の場合、i_cは小さいが、I_m2が大きくなり、icは小さくなり、ベース駆動電流は不足し、切替管の電圧が低下するため、変圧器T₂磁気飽和を維持することができず、切替管に非常に大きなエネルギーの消耗を発生する。この問題を克服するため、I_m2を補償する必要がある。即ち、T₂に別の巻線Nmを増加し、図３−１２（b）に示す（要約終わり）。

即ち、原本の図３−１２（b）こそ実用化が可能な電気回路であり、説明し易くするため、本明細書は電気回路の接続関係に影響を与えない前提で、原本の図３−１２（b）を本明細書の図２として引用する。

早期の文献には、自励発振Jensen電気回路の名称は二相変換器プッシュプル逆転電気回路であり、人民郵電出版社の「電源変換技術」第７０頁〜７２頁に記載があり、当該本のISBN番号は７−１１５−０４２２９−２/TN・３５３である。当該本に使用される電気回路は、当該本の７１頁の図２−４０を参照し、説明し易くするため、本明細書は電気回路の接続関係に影響を与えない前提で、本明細書の図３として引用する。

世界の工業分野では、マイクロパワーのモジュールDC/DC変換器に用いるJensen電気回路は、さらに典型的な応用方式がある。図４に示すように、図には二次側巻線出力の関連電気回路を表示しておらず、図１の電気回路と比較すると、始動電気回路を追加した。図１の電気回路を実際使用する時、始動電気回路を加える必要がある。図２の電気回路を実際使用する時、始動電気回路も加える必要がある。図４に示すような抵抗R１とコンデンサC１は、始動電気回路である。

図５はもう一つの典型的なJensen電気回路の応用方式であり、図４の電気回路と比較すると、コンデンサC１のもう一端は接地する。電気回路に入力した電圧が高い時、図４におけるコンデンサC１が始動する時のプッシュプル用スイッチングトランジスタTR１とTR２のベース、エミッタに対する衝撃を回避することができる。電気回路の給電電源が電源オンの時、コンデンサC１の両端電圧は急変化することができないので、図５の電気回路はソフト始動機能を実現した。

上記従来技術のJensen電気回路は以下の欠点が存在する。
１、自己保護能力が弱い
「スイッチング電源の原理と設計」第７０頁第６行〜段落終わりに詳しく説明されている。以下引用する。「そして、比例する電流駆動電気回路には欠点が存在し、ロイヤー変換器が短絡する時、電気回路が加振を停止し、且つ一次側の二つのスイッチともオフの状態にする。ロイヤー電気回路は自己保護能力を有すると言える。図３−１２に示すJensen変換器は、過負荷の場合、一定の保護能力を有するが、図３−１１に示す電気回路のように、すべての出力電流が過負荷の場合においても非常に良い自己保護を実行することができない。図３−１２に示す電気回路には、その出力端が完全に短絡する状態の他に、出力過負荷の自己保護特徴が存在しない。負荷値の増加に伴い、Ibも比例して増加する。従って、電流駆動が比例するという特徴をもち、スイッチングコレクタの電流がピーク値に達する。外部保護装置がなければ、切替管をオフにすると最終的に切替管を損害させることとなる。」

上記図３−１２は本発明の図２、上記図３−１１は本発明の図１にそれぞれ対応する。

このような保護はターンオフ式であり、出力が過電流、短絡する場合、即ち負荷電流が一定値に達する時、一次側電流はトランジスタなどの制限によって増加することができない。即ち、図１、図２の電気回路における変圧器T１の励磁電流はゼロに等しく、変圧器は作動できない。トランジスタはフィードバック電圧を得られないため、飽和導通できず、電気回路は作動を停止する。上記に述べたように、図１と図２の電気回路はどちらも補助始動電気回路を有せず、実際に使用する場合、直接図１、図２の電気回路を採用し、電気回路の始動時、電気回路は自励プッシュプル式作動状態になれず、いずれも補助始動電気回路を加える必要がある。もし補助始動電気回路が電気回路の始動瞬間のみ作動すれば、図１、図２の電気回路が自励プッシュプル式作動した後、補助始動電気回路が動かない場合、電気回路には下記第二項の欠点が生じる。

２、一旦、出力に短絡が発生すると、電気回路は発振停止し、二つのプッシュプル用のトランジスタはスイッチを切った状態になる。出力が過電流になり、短絡が消失した後、電気回路は自動で正常作動状態に回復することができない。

この点は、本技術領域の一般技術者にとって、実験によって簡単に検証できる。当然、図３、図４、図５のようなオンライン式補助始動電気回路を用いて実現してもよい。出力短絡が消失した後、電気回路は自動で正常作動状態に回復することができるように見えるが、実際は、下記第３項の通り、新たな欠点をもたらす。

３、図３、図４、図５の従来のJensen電気回路は、出力が過電流、短絡の場合、トランジスタTR1及びTR2は発熱量が大きく、非常に焼損されやすい。

変圧器にとっては、もし二次側負荷電流が増加すると、一次側電流もそれに応じて増加し、励磁電流は基本的に変化しない。図３、図４、図５中、抵抗R1はプッシュプル用トランジスタにベース電流を提供するものである。出力が過電流、短絡の場合、即ち負荷電流が大きく一定の値に達する場合、一次側電流はトランジスタ等の制限を受けるため、増加することができず、即ち、変圧器B2の励磁電流が零に等しくなり、変圧器は作動できず、トランジスタはフィードバック電圧を得られないため、飽和導通できず、電気回路は作動を停止する。即ち、電気回路は発振停止し、理論上、この時の電気回路全体の作動電流は大体下記の通りである。即ち、

式中、βはトランジスタTR１及びTR2の拡大倍率であり、0.7Vは一般のシリコンNPN型トランジスタのベースからエミッタまでの正方向の電位降下であり、I_(TR1+TR2)は電気回路の総作動電流であり、電気回路の発振停止後得られた。電源は抵抗R1によりトランジスタＴＲ１及びＴＲ２にベース電流を提供し、トランジスタTR1とTR２の拡大後得られた。トランジスタTR1とTR2の拡大倍率はほぼ同じで、仮に同じでない場合、両者の拡大倍率の平均値で推算する。一般の電気回路では、電気回路の発振停止時、トランジスタTR1とTR2のコレクタからエミッタまでの電圧は電源電圧に等しく、補助始動電気回路Ｒ１の存在のため、トランジスタTR1及びTR2にベース電流を提供し、トランジスタTR1及びTR2の拡大の後、電流の量は相当に大きい。トランジスタTR1及びTR2のコレクタからエミッタまでの電圧は電源電圧に等しく、電気回路の発振停止のため、トランジスタTR1及びTR2は飽和状態で作動できず、この時、トランジスタTR1及びTR2の発熱量が大きく、二本の管は瞬時に焼損される。

もし図４の電気回路を用いて５Ｖを５Ｖに変換するＤＣ／ＤＣ変換器に変換させ、電力出力は１Ｗで、即ち、出力電流は２００ｍＡ，電気回路の典型パラメーターＶｉｎは５Ｖ，抵抗R1は２．２ＫΩ、Ｒｂは２．２ＫΩ、トランジスタTR1とTR2はＴ０−９２封入した２Ｎ５５５1を採用し、その最大のコレクタの作動電流は６００ｍＡ，最大のエミッタの消耗は６２５ｍＷ，拡大倍率は１８０倍、この時、もし出力が短絡の場合、電気回路の発振停止を起こし、電気回路の作動電流は式(１)によって計算して、下記を得る：

この時、トランジスタTR1及びTR2の管の総消耗は以下の通りである。即ち、
P_all≒U_電源電圧×I_(TR1+TR2) ＝5V×774ｍA＝3870ｎW

各トランジスタの消耗は約上記の半分で、即ち、１９３５ｍＷであり、型番２Ｎ５５５１であるトランジスタの最大のコレクタの消耗は６２５ｍであり、大幅に超え、実際の測量で２Ｎ５５５１のトランジスタは２秒内で損壊した。

上記は５Ｖを５Ｖに変換し、電力出力が１ＷのみのＤＣ／ＤＣの変換器であり、実際の応用では、ほとんどの電気回路はより高い電圧、より高い電力出力下で作動するため、その時、従来のJensen電気回路では出力が過電流、短絡の場合、トランジスタTR1とTR2の発熱量が多く、焼損し易い。

４．従来の上記１、２、３項を解決する電気回路は複雑すぎる。
もし加えた補助始動電気回路が通電の瞬間のみ働けば、図１、図２の電気回路が自励プッシュプル式作動をした後、補助始動電気回路が働かず、一旦、短絡が発生する場合、電気回路は発振停止する。電気回路を設計する時、通常非常に複雑な補助始動電気回路を用いて実現する。短絡が発生すると、電気回路は発振停止した後、さらに短絡が消失し、補助始動電気回路は再び電気回路を自励プッシュプル式の作動を行う。この場合、本技術分野の一般技術者は他のスイッチング電源電気回路を採用する。

本発明の目的は、自励プッシュプル式変換器を提供するものである。該変換器は上記の問題を解決でき、簡単な電気回路を用いて自励プッシュプル式Jensen電気回路に良い自己保護能力を有させ、且つ過電流、短絡が消失した後、自動的に正常作動に回復することができる。

本発明の目的は、下記の技術方案によって実現される。即ち、
自励プッシュプル式変換器であり、Jensen（ジェンセン）電気回路を備えており、
前記Jesen電気回路の磁気飽和の変圧器の一次巻線の一端と主変圧器の一次巻線の一端の間は高周波を通し、低周波を遮断する電気性能を有する両端子回路網であり、即ち前記磁気飽和の変圧器の一次巻線は前記両端子回路網によって前記主変圧器の一次巻線と並列接続する。

好ましくは前記両端子回路網が一つのコンデンサである。

好ましくは前記両端子回路網が一つのコンデンサと一つの抵抗との並列接続で構成される。

好ましくは前記両端子回路網が一つのコンデンサと一つの抵抗との直列接続で構成される。

好ましくは前記両端子回路網が一つ以上のコンデンサと一つ以上の抵抗との並列と直列の組合接続で構成される。

好ましくは前記両端子回路網が一つのコンデンサと一つのインダクタンスとの直列接続で構成される。

好ましくは前記両端子回路網が一つのコンデンサと一つのインダクタンスとの並列接続で構成される。

上記技術方案の更に改善したこととして、当該磁気飽和の変圧器の一次巻線に一つのコンデンサとの並列接続で構成される。

従来技術と比較すると、本発明は以下の有益な効果がある。
本発明は、従来技術のJensen電気回路中のフィードバック抵抗の代わりにコンデンサ又は他の高周波を通し、低周波を遮断する電気性能を有する両端子回路網を用い、自励プッシュプル式変換器に良い自己保護能力を有させ、出力が過電流、短絡の場合、電気回路は発振停止状態にならず、高周波自励作動状態になり、変換器の出力が過電流、短絡の場合、プッシュプル作動の一対のトランジスタが過熱のため、焼損を防ぐことができ、且つ出力は過電流、短絡が消失した後、自動的に正常作動に回復することができる。

また、磁気飽和の変圧器の一次巻線に一つのコンデンサとの並列接続することによって、自励プッシュプル式変換器は出力が過電流、短絡の場合、その高周波の自励振動周波数は設定値になり、変換器は短絡の保護性能の安定性がよく、調節しやすい利点がある。

「スイッチング電源の原理及び設計」第６９頁図３−１１の引用図である。「スイッチング電源の原理及び設計」第７０頁図３−１２（ｂ）の引用図である。「電源変換技術」第７１頁図２−４０の引用図である。従来技術の工業分野でよく用いられるJensen電気回路の電気回路の原理図である。従来技術の工業分野でよく用いられるもう一つのJensen電気回路の電気回路の原理図である。本発明の実施例一の電気回路の原理図である。本発明の実施例一の正常作動時、そのトランジスタＴＲ１のコレクタの波形図である。公知のインダクタの実際な等価電気回路の原理図である。本発明の実施例一の高周波振動時の等価電気回路図である。コンデンサのインピーダンスＺと周波数との相関図である。本発明中の両端子回路網の六種の実施形態の電気回路の原理図である。本発明中の両端子回路網の六種の実施形態の電気回路の原理図である。本発明中の両端子回路網の六種の実施形態の電気回路の原理図である。本発明中の両端子回路網の六種の実施形態の電気回路の原理図である。本発明中の両端子回路網の六種の実施形態の電気回路の原理図である。本発明中の両端子回路網の六種の実施形態の電気回路の原理図である。本発明中の両端子回路網の一実施形態の電気回路の原理図である。ＬＣの直列接続電気回路のインピーダンスＺと周波数との相関図である。本発明中の両端子回路網の一実施形態の電気回路の原理図である。ＬＣの並列接続電気回路のインピーダンスＺと周波数との相関図である。本発明の実施例二の電気回路の原理図である。本発明の実施例三の電気回路の原理図である。公知の全波整流電気回路の電気回路の原理図である。従来技術と本発明の正常出力の波形図である。出力が短絡後に従来技術中の主な変圧器の波形図である。出力が短絡後に本発明中の主変圧器の波形図である。

本発明の技術方案を分かり易く理解するため、ここで、先ず本発明に係る用語を説明する。

中心タップ：変圧器の二つの同じ巻数の巻線、異名端の直列接続で形成された接続点。通常双線で巻回し、その内、一つの初端と末端とを接続して中心タップが形成される。特殊の応用の中、異名端の直列接続の二つの巻線の巻数は異なってもよい。

磁気飽和の変圧器：自励プッシュプル式Jensen電気回路では、プッシュプルのトランジスタ状態の変換を直接に制御するため、自励振動周波と駆動機能を実現する。その一次巻線の一端はプッシュプルのトランジスタのコレクタと接続し、その一次巻線のもう一端はフィードバック抵抗によって、もう一つのプッシュプルのトランジスタのコレクタと接続する。その二次巻線の両端はそれぞれプッシュプルのトランジスタのベースに接続し、その二次巻線の中心タップは接地し、又は補助始動電気回路に接続する。図１中の変圧器Ｔ_２、図２中の変圧器Ｔ_２、図３中の変圧器Ｂ_１、図４中の変圧器Ｂ_１、及び図５中の変圧器Ｂ_１はすべて磁気飽和の変圧器である。

主変圧器：負荷にエネルギーを送るための線形変圧器であり、電圧を所定の数値に変換し、不飽和状態で作動し、その一次側中心タップは給電電源に接続し、その一次側の他の二つの端子はそれぞれプッシュプルのトランジスタの二つのコレクタと接続し、二次巻線は整流電気回路又は負荷に接続する。図１中の変圧器Ｔ_１、図２中の変圧器Ｔ_１、図３中の変圧器Ｂ_２、図４中の変圧器Ｂ_２、図５中の変圧器Ｂ_２はすべて主変圧器である。

フィードバック抵抗：自励プッシュプル式Jensen電気回路には、磁気飽和の変圧器の一次側と直列接続する抵抗であり、直列接続した後に形成された両端はそれぞれプッシュプルのトランジスタの二つのコレクタと接続する。図１中の抵抗Ｒ_b、図２中の抵抗Ｒ_m、図３中の抵抗Ｒ_f、図４中の抵抗Ｒ_b、図５中の抵抗Ｒ_bはすべてフィードバック抵抗である。

次は図面と具体的な実施例を併せて、本発明を更に詳しく説明する。

図６は本発明の実施例一の自励プッシュプル式変換器を示し、その電気回路構造は図４に示されたJensen電気回路の電気回路構造とほぼ同じであり、異なるのは図４に示されたJensen電気回路のフィードバック抵抗Ｒbの代わりにコンデンサＣbを用いる。電気回路の対称性のため、事実上、コンデンサＣbは磁気飽和の変圧器Ｂ１の一次巻線とトランジスタＴＲ２のコレクタとの間に直列接続してもよく、効果が同じである。又は磁気飽和の変圧器Ｂ１の一次巻線とトランジスタＴＲ２のコレクタとの間に一つのコンデンサＣ_b１を加え、効果が同じである。

その作動原理は、自励プッシュプル式変換器のフィードバック抵抗がコンデンサに取って替わった後、電気回路の作動方法は短絡時に変化が生ずるが、正常作動時、基本的に変化がなく、三つの段階に分けて、以下の通りに説明する。

一、正常作動時
正常作動時、コンデンサＣbの作用とフィードバック抵抗Ｒbの作用は類似であり、磁気飽和の変圧器Ｂ１の一次側と直列接続し、磁気飽和の変圧器Ｂ１は磁気飽和状態になったことで、より多くのエネルギーを消耗することを制限するため、本発明では、フィードバック抵抗Ｒbの代わりにコンデンサＣを用いる。その選定方法は、正常作動周波数下で、コンデンサＣbの容量性抵抗はフィードバック抵抗Ｒbのインピーダンスにほぼ等しい。事実上、磁気飽和の変圧器Ｒbによるエネルギー消粍の制限を緩和した後、当該コンデンサＣbの容量を広い範囲内で選択することができる。

正常作動時の作動原理：フィードバック抵抗を用いる電気回路と類似で、電源導通の瞬間、電源はバイアス抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１との並列接続電気回路及び磁気飽和の変圧器Ｂ１の二次巻線によって、トランジスタＴＲ１とＴＲ２のベース、エミッタにコレクタ電流を提供し、二つのトランジスタを導通し、二つのトランジスタの特性が全く同じであることは不可能である。従って、その中の一つのトランジスタは先に導通し、又はそのコレクタ電流は更に大きく、もしトランジスタＴＲ２は先に導通し、コレクタ電流Ｉｃ２を発生し、それに対応する一次巻線Ｎｐ２の電圧は上方が正電圧、下方が負電圧であり、即ちトランジスタＴＲ２のコレクタ電圧はトランジスタＴＲ１のコレクタ電圧より低く、このトランジスタＴＲ２のコレクタ電圧はコンデンサＣ１によって磁気飽和の変圧器Ｂ１の一次側に加え、磁気飽和の変圧器Ｂ１の一次電圧は上方が高く、下方が低く、又は上方が正電圧、下方が負電圧という相対関係であり、同名端関係によって、磁気飽和の変圧器Ｂ１の二次誘導電圧は上方が負電圧、下方が正電圧であり、この二次誘導電圧はトランジスタＴＲ２のコレクタ電流を増大させる。これは正帰還の過程である。よって、すぐトランジスタＴＲ２を飽和導通させる。これに応じて、トランジスタＴＲ１ベースの対応するコイル巻線の電圧は上方が負電圧、下が正電圧であり、この電圧はトランジスタＴＲ１のコレクタ電流を減少させ、トランジスタＴＲ１は素早く完全に遮断する。

トランジスタＴＲ１の完全に遮断することにつれて、トランジスタＴＲ２は飽和導通し、トランジスタＴＲ１とトランジスタＴＲ２のコレクタ電圧差は最大に達し、電圧差は上方が正電圧、下方が負電圧であり、コンデンサＣｂによって、磁気飽和の変圧器Ｂ１の一次側に充電し、磁気飽和の変圧器Ｂ１の一次充電電流は増大傾向を呈し、磁気飽和の変圧器Ｂ１の一次側の巻数が多く、磁気飽和性能を得るため、磁気飽和の変圧器Ｂ１の一次充電電流によって発生された磁気誘導強度は、時間の経過につれて増加する。しかし、磁気誘導強度は磁気飽和の変圧器Ｂ１の磁気コアの飽和点Ｂｍに達する時、コイルのインダクタンス量は迅速に減少するが、ゼロにならない。このとき、磁気飽和の変圧器Ｂ１の二次誘導電圧は消失する傾向があり、トランジスタＴＲ2飽和導通の必要条件としてのベース電流は大幅に減少し、それに対応するコレクタ電流も同様に減少し、同様にこれも正帰還の過程である。よって、トランジスタＴＲ2に完全に遮断させる。磁気飽和の変圧器Ｂ１の磁気コアは飽和点Ｂ_ｍに達する時、コイルのインダクタンス量は迅速に減少し、ゼロにならない。インダクタンス中の電流は突然消失することができないため、逆励起の作用によって、同時に磁気飽和の変圧器Ｂ１の二次側に先の電圧と逆極性の電圧を誘導し、この誘導原理は単端逆励起変換器に広く応用され、公知技術である。磁気飽和の変圧器Ｂ１の二次側に誘導された先の電圧と逆極性の電圧は、トランジスタＴＲ１を導通させ、その後、上記過程を繰り返し、プッシュプル振動を形成する。

本発明の正常作動時、トランジスタＴＲ１のコレクタの波形図は図７に示すように、トランジスタＴＲ１のコレクタは飽和導通時、０Ｖに接近する。遮断時、電源電圧の一倍に接近し、これはトランジスタＴＲ２のコレクタは飽和導通する時、トランジスタＴＲ１のコレクタの対応する主変圧器Ｂ２の一次巻線Ｎ_ｐ1は、電磁誘導によって等値電圧を発生したため、元の電源電圧と重ね合せて形成される。事実上、自励プッシュプル式Jensen変換器がプッシュプル振動を形成する原理は、上記より複雑であり、磁気飽和の変圧器Ｂ１の一次充電電流によって発生された磁気誘導強度は、時間の経過につれて増加するが、磁気誘導強度は磁気飽和の変圧器Ｂ１の磁気コアの飽和点Ｂ_ｍに達する時、コイルのインダクタンス量は迅速に減少するが、ゼロにならない。このとき、磁気飽和の変圧器Ｂ１の二次誘導電圧は消失する傾向があり、ランジスタＴＲ2飽和導通の必要条件としてのコレクタ電流は大幅に減少し、これに対応するコレクタ電流も同時に減少し、このとき、トランジスタＴＲ１のコレクタ電圧は電磁誘導によって元の２倍電源電圧から減少し、これは正帰還の過程である。よって、トランジスタＴＲ2に完全に遮断させる。この変換過程は、電磁誘導を発生したため、トランジスタの最大作動周波数及び作動に係るインダクタンスは影響を受け、非常に速く達することができない。これも図１１に示すように、トランジスタが飽和導通と遮断の間に上昇時間と減少時間が存在する原因である。

二、出力が短絡する時
本発明は、従来のフィードバック抵抗Ｒｂに代わって、高周波を通し、低周波を遮断する電気性能を有するコンデンサＣｂを使用したため、電気回路の作動状態を変化し、電気回路は振動停止状態にならなく、コンデンサＣｂの存在のため、電気回路は高周波自励の作動状態になる。

作動過程の詳細：変圧器はすべて漏れインダクタンスが存在し、理想的な変圧器は存在しない。変圧器の漏れインダクタンスは一次コイルに生じた磁力線が二次コイルを通過することができないので、漏洩磁束が発生したインダクタンスは漏れインダクタンスと呼ばれる。二次コイルは通常出力として用いる。二次コイルは直接短絡の場合、測定した一次コイルは依然インダクタンス量が存在する。通常漏れインダクタンスと近似に認められる。負荷が短絡の場合、主変圧器Ｂ２の一次巻線Ｎｐ１と一次巻線Ｎｐ２に等価するインダクタンス量が非常に小さい値まで減少する。インダクタンス量が減少したため、トランジスタＴＲ１又はトランジスタＴＲ２のコレクタの変化は正常作動時より迅速で、周期を短縮し、この信号はコンデンサＣｂによって、磁気飽和の変圧器Ｂ１にフィードバックし、高周波下で、コンデンサＣｂの内抵抗が減少し、フィードバックが強化される。高周波の場合にもかかわらず、磁気飽和の変圧器Ｂ１の伝導効率は低下し、これも公知のスイッチング電源磁気コア材質の特性である。トランジスタＴＲ１又はトランジスタＴＲ２が得られたフィードバック電圧は減少するが、周波数は上昇した後、コンデンサＣｂの内抵抗の減少はフィードバック電圧の減少を補うことによって、電気回路は高周波の場合で振動を維持することができる。従来技術中に使用されるフィードバック抵抗は、抵抗が高周波を通し、低周波を遮断する特性を有しないため、短絡の場合、電気回路は減衰方式で振動し、３周期未満で完全に振動停止する。

作動周波数の上昇は電気回路が磁気コア磁気飽和式振動から脱離することを直接起こし、磁気飽和の変圧器Ｂ１中の電流が非常に短い周期内で大きな電流に達することができなく、磁気飽和式プッシュプル作動状態にならない。しかし、ＬＣ電気回路の高周波振動になり、すべての変圧器、インダクタンスのコイル及び巻きと巻きの間に分布コンデンサが存在し、その等価電気回路は図８に示す。図８は公知のすべての実際なインダクタンスの等価電気回路の原理図である。

磁気飽和の変圧器Ｂ１の一次側は同様に図８の電気回路に等価し、このように、図６の電気回路全体は高い作動周波数下で、その電気回路は図９に示す電気回路に等価し、点線枠１３１は等価電気回路である。これは典型なＬＣ振動電気回路であることが分かる。コンデンサＣｄは分布コンデンサであるため、振動周波数は不安定で、ドリフトは大きい。また、当該ＬＣ電気回路の負荷はプッシュプルトランジスタのベース、エミッタであり、一つのダイオードに等しい。磁気飽和の変圧器Ｂ１が高周波の場合、伝導効率が低いにもかかわらず、プッシュプルトランジスタのベース、エミッタの導通による消粍は、磁気飽和の変圧器Ｂ１の伝導率が低下することによって、一次側の消粍に換算して大きくない。一次側の等価ＬＣ電気回路は依然低いＱ値下で作動でき、振動を形成する。最終的に電気回路の振動周波数は高周波数に安定することができる。

もしある原因で振動周波数が更に上昇すれば、磁気飽和の変圧器Ｂ１の伝導率が更に低下し、プッシュプルトランジスタのベース、エミッタが得る誘導電圧が足りなくなり、振動周波を維持することができなく、安定した周波数に低下することができる。

この時、主変圧器Ｂ２は同様に伝導効率が低下し、二次側の短絡によって生じた消粍は、一次側の消粍に換算して大きくない。また、高周波数下で作動の場合、二次側の短絡によって生じた消粍は、一次側の消粍に換算して大きくなく、電気回路の作動電流は低い範囲内に制御することができる。

三、過電流、短絡が消えた後
過電流、短絡が消えた後、主変圧器Ｂ２の一次巻線Ｎｐ１と一次巻線Ｎｐ２のインダクタンス量は正常に回復し、インダクタンス量の増加によって、トランジスタＴＲ１又はトランジスタＴＲ２のコレクタ電流の変化は先の高周波で作動する時より遅く、周期を延長し、且つ、コレクタ電圧は、主変圧器Ｂ２の一次巻線Ｎｐ１と一次巻線Ｎｐ２のインダクタンス量が正常に回復することによって、直接遮断又は飽和になり、この信号はコンデンサＣｂによって、磁気飽和の変圧器Ｂ１にフィードバックし、相対的な低周波で、コンデンサＣｂの内抵抗が増大し、フィードバックが減少する。しかし、コンデンサＣｂによって磁気飽和の変圧器Ｂ１の一次側に充電する時間も相応に延長し、電気回路の振動周波数は低下する。数個又は数十個の周期を経て、電気回路は、最終的に磁気飽和の変圧器Ｂ１の磁気飽和特性を利用する振動に戻る。電気回路の自動回復機能を実現する。即ち、変換器の過電流、短絡が消えた後、電気回路は自動的に正常作動に回復し、所定の電圧を出力する。

図１０に示すのは実施例一中のコンデンサＣｂの抵抗Ｚと周波との相関図である。高周波を通し、低周波を遮断する電気性能を表す。上記の実施例一が実現する方法は、フィードバック電気回路として高周波を通し、低周波を遮断する電気性能を有する両端子回路綱を用いて、従来技術中のフィードバック抵抗Ｒｂを代替する。本発明の実施方式は上記実施例一に限定せず、下記に列挙された本発明の両端子回路綱の他の八つの実施方式は、自励プッシュプル式変換器の他の電気回路の接続方式が実施例一と同じで、ここでは別途説明しない。

図１１−１に本発明の両端子回路綱の一実施方式を示し、抵抗Ｒ_１４１とコンデンサＣ_１４１を含み、当該抵抗Ｒ_１４１とコンデンサＣ_１４１を並列に接続する。

図１１−２に本発明の両端子回路綱の一実施方式を示し、抵抗Ｒ_１４２とコンデンサＣ_１４２を含み、当該抵抗Ｒ_１４２とコンデンサＣ_１４２を直列に接続する。

図１１−３に本発明の両端子回路綱の一実施方式を示し、コンデンサＣ_１４１、コンデンサＣ_１４２及び抵抗Ｒ_１４２を含み、抵抗Ｒ_１４２とコンデンサＣ_１４２を直列に接続し、当該直列接続分岐回路とコンデンサＣ_１４１を並列に接続する。

図１１−４に本発明の両端子回路綱の一実施方式を示し、抵抗Ｒ_１４１、コンデンサＣ_１４２及び抵抗Ｒ_１４２を含み、抵抗Ｒ_１４２とコンデンサＣ_１４２を直列に接続し、当該直列接続分岐回路と抵抗Ｒ_１４１を並列に接続する。

図１１−５に本発明の両端子回路綱の一実施方式を示し、抵抗Ｒ_１４２、抵抗Ｒ_１４１及びコンデンサＣ_１４１を含み、抵抗Ｒ_１４１とコンデンサＣ_１４１を並列に接続し、当該並列接続分岐回路と抵抗Ｒ_１４２を直列に接続する。

図１１−６に本発明の両端子回路綱の一実施方式を示し、抵抗Ｒ_１４２、コンデンサＣ_１４２、抵抗Ｒ_１４１及びコンデンサＣ_１４１を含み、抵抗Ｒ_１４２とコンデンサＣ_１４２を直列に接続し、当該直列接続分岐回路と抵抗Ｒ_１４１及びコンデンサＣ_１４１を並列に接続する。

上記図１１−１〜１１−６に示した両端子回路綱の六つの実施方式は、すべて高周波を通し、低周波を遮断する電気性能を有する。自励プッシュプル式変換器に応用される方式及び実現の方法は、本発明の実施例一と同じで、ここでは別途説明しない。その内、図１１−１、図１１−４、図１１−５及び図１１−６に示した両端子回路綱の自励プッシュプル式変換器を用い、抵抗Ｒ_１４１が直流電流の分岐回路を提供したため、出力の短絡が消えるとき、正常作動に回復する時間が更に短く、これは抵抗Ｒ_１４１が直流電気回路を提供したことによって、磁気飽和の変圧器Ｂ１の電流が磁気飽和を生じる数値に達しやすく、自励プッシュプル式変換器は短い回復時間を得ることができる。

図１２−１に本発明の両端子回路綱の一実施方式を示し、インダクタンスＬ_１６１とコンデンサＣ_１６１を含み、当該インダクタンスＬ_１６１とコンデンサＣ_１６１を直列に接続する。図１２−２にＬＣ直列接続電気回路のインピーダンスＺと周波の相関図を示す。低周波からf０までのこの部分の曲線特性を利用して、当該インダクタンスＬ_１６１とコンデンサＣ_１６１が構成された直列接続電気回路は、低周波からf₀までのこの部分で高周波を通し、低周波を遮断する電気性能を有し、図１２−１に示す両端子回路綱を用いた自励プッシュプル式変換器は、本発明の実施例一が実現した技術効果と同じで、それらの作動原理も同じである。

図１３−１に本発明の両端子回路綱の一実施方式を示し、インダクタンスＬ１７１とコンデンサＣ１７１を含み、当該インダクタンスＬ１７１とコンデンサＣ１７１を並列に接続する。図１３−２はＬＣの並列接続電気回路の抵抗Ｚと周波数の相関図を示し、f₀から高周波までの間の部分の曲線特性を利用して、当該インダクタンスＬ_１７１とコンデンサＣ_１７１が構成された並列接続電気回路は、f₀から高周波までの高周波を通し、低周波を遮断する電気性能を有し、図１３−１に示した両端子回路綱を用いた自励プッシュプル式変換器は、本発明の実施例一が実現した技術効果と同じで、それらの作動原理も同じである。

図１４に本発明の実施例二の自励プッシュプル式変換器を示し、その電気回路構成は実施例一の電気回路構成とほぼ同じで、異なるのはコンデンサＣ_２と磁気飽和の変圧器Ｂ１の一次巻線とを並列に接続することである。実施例二と実施例一の作動原理はほぼ同じであり、異なるのはコンデンサＣ_２の加入によって、出力が短絡の場合、電気回路振動は高周波下の周波数を調整することができ、正常作動時電気回路に影響を及ぼさないようにコンデンサＣ_２の容量を調整する。出力が短絡の場合、電気回路振動は高周波下の周波数が設定値になり、従来分布コンデンサによる振動は、振動周波ドリフトは大きく、コンデンサＣ_２の加入によって、製品の均一性を向上することができる。

図１５に本発明の実施例三の自励プッシュプル式変換器を示し、その電気回路構成は図２に示すJensen電気回路の電気回路構成とほぼ同じで、異なるのはコンデンサC_bを追加し、コンデンサＣ_bとフィードバック抵抗Ｒ_ｍを並列に接続することである。磁気飽和の変圧器Ｔ₂二次巻線の中心タップの一回路はコンデンサＣ_１によって、電気回路の給電参考端と接続し、もう一回路は抵抗Ｒ_１によって、電気回路の給電参考端＋Ｖ_ｓと接続する。コンデンサＣ_b とフィードバック抵抗Ｒ_ｍは、高周波を通し、低周波を遮断する両端子回路綱１を構成する。抵抗Ｒ₁とコンデンサＣ₁によって形成された簡易なオンライン式補助起動電気回路に関して、注意すべきなのは背景技術の図２中のコンデンサＣ₁は電源フィルタコンデンサであり、本実施例中のコンデンサＣ_１はオンライン式補助起動電気回路の構成部分である点である。

実施例三の作動原理は下記の通りである。
正常作動時、コンデンサC_bの容量性抵抗は大きく、抵抗Ｒ_ｍは主な役割を果たし、電気回路は依然磁気飽和の変圧器Ｔ₂によって制御された自励プッシュプル式の下で作動する。

出力が短絡の場合、実施例一と同様に、両端子回路綱１の作用のため、電気回路は高周波の自励プッシュプル式作動方式に入り、この時、主変圧器Ｔ1は同様に伝導効率が低くなり、二次側の短絡による消粍は、主変圧器Ｔ₁の一次側に換算すると、大きくない。このように、電気回路は振動を停止しないことを実現し、電気回路の作動電流を低い範囲内に制御し、同様に本発明の目的を実現することができる。

実施例三では、図１５中の両端子回路綱１に代わって、一つのコンデンサ又は図１１−２、図１１−３、図１１−４、図１１−５、図１１−６の両端子回路綱１を用いて、同様に本発明の目的を実現することができる。

前述実施例一から実施例三までの更なる改善として、給電電源端から主変圧器の中心タップの間に一つのインダクタンスを直列に接続し、インダクタンス量は正常作動時、電気回路の変換効率に影響が小さいことを確保する。出力が短絡の場合、このインダクタンスの低周波を通し、高周波を遮断する特性を利用し、大きな電圧降を生じ、主変圧器が出力の短絡端にエネルギーの伝送を減少し、更に電気回路の出力が短絡の時の作動電流を低下し、電気回路の消粍を低下する。

前述実施例一から実施例三までの更なる改善として、主変圧器とプッシュプルトランジスタのコレクタとの二つの接続箇所に一つのコンデンサを並列に接続し、電気回路の主変圧器の分布コンデンサが小さすぎるために生じる電気回路の作動の不安定さを改善すると同時に、主変圧器の出力が短絡時の漏れインダクタンス及び分布コンデンサのＬＣ電気回路を安定させることができる。更に電気回路の出力短絡時の作動電流を低下し、電気回路の消粍を減少する。

上記の改善方案：磁気飽和の変圧器の一次巻線に一つのコンデンサを並列に接続し、給電電源端から主変圧器中心タップまでの間に一つのインダクタンスを直列に接続し、主変圧器とプッシュプルトランジスタのコレクタとの二つの接続箇所に一つのコンデンサを並列に接続する。任意の組合わせで使用してもいい。

次に、具体な実測データを併せて、更に本発明の有益な効果を説明する。

下記の表一、表二は本発明の自励プッシュプル式Jensen変換器(図６に示す)と従来技術のJensen電気回路(図４に示す)との比較実測データを用いる。実測条件：図４に示す電気回路を使って、５Ｖを５Ｖに変換するＤＣ／ＤＣ変換器が作られ、比較測定する。出力パワーは１Ｗ，即ち、出力電流は２００ｍＡである。

電気回路の典型パラメーター：給電電源の入力電圧Ｖｉｎは５Ｖ、バイアス抵抗Ｒ１は２．２ＫΩ、フィードバック抵抗Ｒｂは２．２ＫΩであり、トランジスタＴＲ１とトランジスタＴＲ２とはＴ０−９２で封入した２N５５５１を用い、最大コレクタの作動電流は６００ｍＡ、最大コレクタの消粍は６２５ｍＷ，拡大倍数は１８０倍であり、コンデンサＣ１は０．１uＦのチップキャパシタで、コンデンサＣは１uＦのチップキャパシタである。

磁気飽和の変圧器Ｂ１の一次側は５０巻きであり、二次側は５巻き+５巻きであり、主変圧器Ｂ２の一次側は８巻き+８巻きであり、二次側は図１６に示す中心タップを有する９巻き+９巻きである整流電気回路構成を用いる。磁気飽和の変圧器Ｂ１と主変圧器Ｂ２ともＰＣ９５材質の磁気コアを用い、外径は４．３ｍｍ、内孔径は１．５ｍｍ、高さの１．８ｍｍである磁石リングを用い、すべて直径０．１１ｍｍのエナメル線で巻回する。主に磁気飽和性能を得るため、磁気飽和の変圧器Ｂ１の一次側に５０を巻回する。公知電気回路として、出力電気回路は図１６に示す全波整流電気回路を用い、作動周波数が高いので、コンデンサＣ２１は３．３uＦのチップキャパシタを用いる。

本発明の自励プッシュプル式Jensen変換器(図６に示す)の電気回路パラメーターは、フィードバック抵抗Rbの代わりに一つの３３０ｐFのコンデンサを用いる以外に、上記と全く同じである。

測定結果に影響を与えないため、主変圧器B2に測定巻線として３巻きを巻回し、オシログラフは、測定される電気回路に対する影響を低減する。

注１：実際周波数は２３３．９ＫＨｚ、周波数偏差は０．４３％未満、ここは図１７を引用した。

表一から下記のことが分かる。本発明を実施した後、正常作動周波数が依然２３３ＫＨｚ前後で、出力が短絡な場合、従来技術では、振動停止する。しかし、本発明の作動周波数は２．４９８ＭＨｚまで上昇した。更に本発明の有益な効果を説明するため、出力短絡時に記録したデータを表二に示す。

注２：瞬間測定しかできない。時間が経過するにつれ、従来技術では、短絡時、作動電流はすぐ２０００ｍＡを超え、且つ２秒内で直接電気回路を焼損する。

表二から下記のことが分かる。本発明は良好な自己保護性能が得られ、短絡、過電流が消失した後、電気回路は自動的に正常作動状態に回復する。短絡が発生した時、プッシュプル用の一対のトランジスタは過熱で焼損しない。

本発明実施例二及び実施例三に対して上記の測定を行い、類似した結論が得られた。ここでは別途説明しない。

以上は本発明の好ましい実施方式のみであり、言及すべきは上記好ましい実施方式は本発明を制限するものではなく、本発明の保護範囲は特許の請求範囲に限定された範囲に基づくものである。本技術分野の一般的技術者は、本発明の技術主旨及び内容を逸脱しない内で、いくつかの改良及び修正を行うことができ、それらの改良及び修正はすべて本発明権利の保護範囲内にある。例えば、コンデンサを公知の直列接続、並列接続、組合接続方式によって得てもよく、NPN型トランジスタの代わりにPNP型トランジスタを用い、電源の入力電圧の極性を逆にしてもよい。

Claims

自励プッシュプル式変換器であり、Jensen電気回路を備えており、
前記Jensen電気回路中の磁気飽和の変圧器一次巻線の一端と主変圧器一次巻線の一端間は高周波を通し、低周波を遮断する電気性能を有する両端子回路網であり、即ち前記磁気飽和の変圧器の一次巻線は前記両端子回路網によって前記主変圧器の一次巻線と並列接続することを特徴とする自励プッシュプル式変換器。
前記両端子回路網は一つのコンデンサであることを特徴とする請求項１に記載の自励プッシュプル式変換器。
前記両端子回路網は一つのコンデンサと一つの抵抗を並列に接続して構成されることを特徴とする請求項１に記載の自励プッシュプル式変換器。
前記両端子回路網は一つのコンデンサと一つの抵抗を直列に接続して構成されることを特徴とする請求項１に記載の自励プッシュプル式変換器。
前記両端子回路網は一つ以上のコンデンサと一つ以上の抵抗を並列及び直列に組合わせて接続して構成されることを特徴とする請求項１に記載の自励プッシュプル式変換器。
前記両端子回路網は一つのコンデンサと一つのインダクタンスを直列に接続して構成されることを特徴とする請求項１に記載の自励プッシュプル式変換器。
前記両端子回路網は一つのコンデンサと一つのインダクタンスを並列に接続して構成されることを特徴とする請求項１に記載の自励プッシュプル式変換器。
前記磁気飽和の変圧器の一次巻線上に一つのコンデンサを並列に接続することを特徴とする請求項１から７のいずれか一項に記載の自励プッシュプル式変換器。