CN104393769B - 一种井森电路变换器的准软开关方法与电路 - Google Patents
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 27
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 107
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims abstract description 13
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 38
- 239000000696 magnetic material Substances 0.000 claims description 15
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 22
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 10
- 230000035699 permeability Effects 0.000 description 8
- 239000000463 material Substances 0.000 description 7
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 7
- 238000013461 design Methods 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000008569 process Effects 0.000 description 6
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 5
- 238000012360 testing method Methods 0.000 description 5
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 4
- 230000003068 static effect Effects 0.000 description 4
- 230000006835 compression Effects 0.000 description 3
- 238000007906 compression Methods 0.000 description 3
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 description 2
- 230000008859 change Effects 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 description 2
- 229910052715 tantalum Inorganic materials 0.000 description 2
- GUVRBAGPIYLISA-UHFFFAOYSA-N tantalum atom Chemical compound [Ta] GUVRBAGPIYLISA-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- NTIZESTWPVYFNL-UHFFFAOYSA-N Methyl isobutyl ketone Chemical compound CC(C)CC(C)=O NTIZESTWPVYFNL-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 1
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 230000007547 defect Effects 0.000 description 1
- 238000005265 energy consumption Methods 0.000 description 1
- 238000010304 firing Methods 0.000 description 1
- 230000003116 impacting effect Effects 0.000 description 1
- 230000005855 radiation Effects 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
- 230000001960 triggered effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
- H02M1/083—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the ignition at the zero crossing of the voltage or the current
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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Abstract
一种井森电路变换器的准软开关方法，驱动变压器使用低磁导率磁材,反馈用两端子网络的阻抗加大，调整驱动变压器原边绕组的匝数，使得驱动变压器的原边绕组两端的交流工作电压的峰‑峰值大于井森电路的工作电压的四倍，即驱动变压器的原边绕组从原来的磁饱和工作的方波，变为谐振式的近似正弦波，同时，推挽用的三极管会出现都不导通的工作区间，这个区间用驱动变压器的电能通过两端子网络对已经无载的主变压器激磁，实现推挽用的三极管的零电压开启，从而实现开通时的软开关，关断时不能实现零电流关断，方法提升了变换效率，且工作频率升高后，效率仍可以维持较高水平。
Description
技术领域
本发明涉及自激推挽式变换器，特别涉及井森电路变换器的软开关方法与电路。
背景技术
现有的自激推挽式变换器，总的来说分为两类：罗耶电路和井森电路。
罗耶电路来自1955年美国罗耶(G.H.Royer)发明的自激振荡推挽晶体管单变压器直流变换器，通常简称为Royer电路，这也是实现高频转换控制电路的开端；1957年美国查赛(Jen Sen，大部分文献译作“井森”)发明了自激式推挽双变压器电路，后被称为自振荡Jensen电路、自激推挽式Jensen电路，大部分文献称作井森电路；这两种电路，后人都称为自激推挽式变换器。
自激推挽式变换器在电子工业出版社的《开关电源的原理与设计》第67页至70页有描述，该书ISBN号为7-121-00211-6。电路的主要形式为上述的罗耶电路和井森电路。
罗耶电路的自振荡和驱动功能都由一只变压器完成，井森电路改由磁饱和变压器来实现，因此，井森电路的主功率变压器工作在不饱和状态。虽然井森电路的磁饱和变压器出现磁饱和，因为其体积小，磁饱和消耗的能量小，电路的总体变换效率比罗耶电路高。与相同条件下的罗耶电路比较，在工作电压、负载、温度发生变化时，井森电路的自振荡频率相对比较稳定，以及效率高。
井森电路的磁饱和变压器单独完成自振荡和驱动功能，所以也叫驱动变压器，这样它的变换效率可以做得比较好。但是，使用中国申请号201110436359.X、201110436259.7这两份文件公开的磁心，后被申请人、发明人定义为荣岭磁心，用于罗耶电路中，罗耶电路的变换效率可以做得很高，这使得井森电路似乎失去了存在的空间。事实上，包括罗耶电路和井森电路的自激推挽式变换器，由于无法实现目前较为流行ZVS工作方式，工作频率升起来后，开关损耗会更大，从而效率下降。ZVS(Zero Voltage Switch的缩写)是零电压开关。
荣岭磁心的定义参见背景技术提及的中国申请号201220206952、201220207489两份文件中的背景技术中最后三段。
现有技术的井森电路变换器简介：
1、井森电路的电路形式大同小异，如《开关电源的原理与设计》第69页图3-11，为了方便阐述，本文在不影响电路连接关系的前提下，并遵循原图的风格，引用作为本文附图1，原图的输出整流部分有错，二极管D1和二极管D2所接的是一对同名端，实际上，这是一个公知的全波整流电路，二极管D1和二极管D2所接的应是一对异名端，这在附图1中，已经更正，请留意。
2、在《开关电源的原理与设计》第70页，也给出电流驱动型井森电路，参见原书图3-12(a)和图3-12(b)，其中，原书图3-12(a)的电路只是说明原理的过渡电路图，由于其存在问题，实际上不会被使用，参见原书第70页第二行至第五行，摘录如下：
在轻负载时，ic小而Im2却变大，使ib变小导致基极驱动电流不足，开关管压降大，不能维持变压器T2磁饱和，且在开关管上产生很大的能量消耗。要克服这一问题，需要补偿Im2，即在T2上增加一个额外的绕组Nm，如图3-12(b)所示。(摘录结束)
即原书图3-12(b)才是能实用化的电路，为了方便阐述，本文在不影响电路连接关系的前提下，引用原书的图3-12(b)作为本文附图2。
3、在早期的文献中，井森电路的名称叫双变换器推挽逆变电路，在人民邮电出版社的《电源变换技术》第70页至72页有描述，该书ISBN号为7-115-04229-2/TN·353。在该书中使用的电路见该书的71页图2-40，为了方便阐述，本文在不影响电路连接关系的前提下，引用作为本文附图3，负载RL可以是全波、全桥整流电路，这样图3也是一个井森电路变换器，当然，使用全波整流电路时，主功率变压器B2的副边绕组要设有中心抽头。
4、在全球的工业领域中，广泛用于微功率模块DC/DC变换器中的井森电路变换器，还有一种典型的应用方式，如附图4所示，图中没有把副边绕组输出的全桥整流电路画出来，和图1的电路相比，增加了启动电路，图1的电路在实际使用时，需要加入启动电路。图2的电路在实际使用时，也要加入启动电路。如图4中的电阻R1和电容C1，就是启动电路。
5、图5是另一种典型的井森电路应用方式，相比图4电路，电容C1的另一端接地，当电路输入的电压比较高时，可以避免图4中电容C1在开机时对推挽用开关三极管TR1和TR2的基极、发射极产生冲击。在电路的供电电源上电时，由于电容C1两端电压不能突变，图5电路实现了软启动功能。
6、中国申请号201110247645.1示出的带保护功能的井森电路变换器。以及中国申请号201110200894.5、201210056583.0中提及的使用恒流源作为启动电路的井森电路变换器。
上述图3中，负载RL可以是全波整流电路，这样图3电路就是一个完整的变换器。图4和图5都没有绘制负载电路，同样，若接上全波整流电路就是一个完整的变换器。
其中，图1、图2中的变压器T2、图3、图4、图5中的变压器B1，它们是磁饱和变压器，体积小，又叫驱动变压器，其特征是：不向变换器的负载传输电能，其副边绕组连接两个推挽开关管的基极。上述的井森电路其工作原理在上述的《开关电源的原理与设计》第68页、《电源变换技术》第70页至72页有描述，都是采用磁滞回线接近方形(矩形)的磁心，即该磁心的磁导率很高，一般业界把磁导率在5000-7000以上的称为高磁导率磁材，认为其磁滞回线接近方形，那么磁导率5000以下的称为低磁导率磁材。
其中，图1中电阻Rb，图2中电阻Rm、图3中的电阻Rf、图4、图5中的电阻Rb，都是反馈电阻，以及中国申请号201110247645.1中的“两端子网络”,它们都是激磁器件，对磁饱和变压器激磁，为了方便，这里统称为“两端子网络”，磁饱和变压器中与两端子网络相连接的绕组，称为原边绕组。
众所周知，现有技术的井森电路无法让其开关管实现软开关，即图1、图2中的三极管Tr1和Tr2、图3中的两个三极管BG1和BG2、图4、图5中的三极管TR1和TR2，由于电路的对称性，同一电路中，它们是可以互换的、等效的。它们都是井森电路中的开关管，都是工作在硬开关模式，正常工作时，当三极管TR1饱和导通后，其集电极电压为0V，由于存在饱和压降，一般为0.3V至0.05V之间，接近0V，原理讲解为了方便，描述成0V。三极管TR2这时截止，其集电极电压为电源电压的两倍，这是由于三极管TR2的集电极所连接的绕组NP2感应电压和电源电压叠加所引起。
当转为三极管TR2开始导通时，三极管TR2的集电极电流上升，其集电极电压同时下降，电压、电流波形有交叠，因而开关损耗大，高频化虽可以缩小体积重量，但开关损耗却更大了。无法工作在软开关模式，即开关电压、电流波形不交叠的开关模式。
综上，现有技术的井森电路存在以下缺点：
1、无法实现软开关技术；
2、工作频率升高后，效率下降。
发明内容
有鉴于此，本发明要解决现有井森电路存在的不足，提供一种井森电路的准软开关方法与电路，实现在正常工作时，开关管在零电压时开启，从而实现准软开关。
本发明的一个目的是通过以下技术措施实现的：
一种井森电路的准软开关方法，其特征在于：
驱动变压器使用低磁导率磁材,两端子网络的阻抗加大，调整驱动变压器原边绕组的匝数，使得驱动变压器的原边绕组两端的交流工作电压的峰-峰值大于井森电路的工作电压的四倍。
优选地，驱动变压器原边绕组两端的交流工作电压的峰-峰值大于井森电路的工作电压的倍。
优选地，驱动变压器原边绕组两端并联一只谐振电容。
优选地，两端子网络中包括反馈电容时，反馈电容的容量减小。
本发明的另一个目的是：提供一种使用上述方法的井森电路的准软开关电路，其特征是：驱动变压器的原边绕组两端的交流工作电压的峰-峰值大于井森电路的工作电压的四倍。
工作原理：
在描述其工作原理时，要和现有技术的对比分析才能更好地理解本发明的原理，故先分析现有技术的工作原理，略去启动过程，当电路进入正常工作时，假设第一三极管饱和导通，那么它的集电极电压为0V，而第二三极管的集电极为两倍的电源电压，那么相当于两倍的电源电压通过两端子网络加到磁饱和变压器的原边绕组上，两端子网络和磁饱和变压器的原边绕组串联，为了方便，这里称为激磁网络。
由于现有技术中，磁饱和变压器使用了高磁导率磁材，随着电感中电流的上升，较小的激磁电流就引发磁饱和变压器出现磁饱和，引发电路的翻转，第一三极管从饱和导通变为截止，而第二三极管由截止变为饱和导通。
即出现磁饱和时，现有技术中井森电路中的推挽状态发生改变，电路翻转，在翻转的瞬间，对磁饱和变压器激磁的电流应达到最大，以两端子网络为常见的电阻为例，对应地，这时反馈电阻的端电压达到最大，即加到磁饱和变压器的原边绕组上的电压为：
两倍电源电压-反馈电阻的端电压
即磁饱和变压器的原边绕组上的电压小于两倍电源电压；电路翻转后，第一三极管截止，那么它的集电极电压为两倍的电源电压，而第二三极管的集电极因为饱和导通，成为0V,即加到激磁网络两端的电压反相，其激磁电流下降，第二三极管饱和导通时间达实际导通时间(井森电路工作周期的一半)一半时，激磁网络中的激磁电流下降到零，这时反馈电阻的端电压达到0V，即加到磁饱和变压器的原边绕组上的电压为反相的两倍电源电压，接着激磁网络中的激磁电流下降到负值，即反向激磁，直至反向磁饱和，引起电路的翻转。
通过上述分析可以看到，在工作过程中，磁饱和变压器的原边绕组上的最高工作电压为两倍电源电压，一个完整的周期中，磁饱和变压器的原边绕组上的电压出现一次正的两倍电源电压，一次负的两倍电源电压，即磁饱和变压器原边绕组两端的交流工作电压的峰-峰值为井森电路的工作电压的四倍。
本发明的原理：
本发明采用现有井森电路的电路拓扑，驱动变压器使用低磁导率磁材,两端子网络的阻抗加大，调整驱动变压器原边绕组的匝数。驱动变压器使用低磁导率磁材，这样使得驱动变压器不容易出现磁饱和；两端子网络的阻抗加大，降低激磁电流，若两端子网络包括电容时，电容的容量减小，这样其等效阻抗才能变大；调整驱动变压器原边绕组的匝数，一般情况下，驱动变压器使用低磁导率磁材后，原边绕组的匝数要增加，由于低磁导率磁材在100KHz以上频率还有较好的磁导率，甚至好过高磁导率磁材在100KHz以上频率上的表现，所以，使用低磁导率磁材后，当本发明的井森电路的工作频率升高后，驱动变压器原边绕组的匝数可能不变，甚至降低。
这样做的目的，是让激磁网络中不再出现磁饱和，驱动变压器中不再出现磁饱和，为了方便分析，该变压器没有沿用了原来的名字“磁饱和变压器”，改为“驱动变压器”。由于驱动变压器的原边绕组的匝与匝之间存在分布电容CD1，两端子网络的阻抗加大后，由于不再出现磁饱和，该驱动变压器的原边绕组的电感L和分布电容CD1会出现LC并联振荡。若匝数不够多，分布电容不够大，可以人为在驱动变压器的原边绕组上并联一只谐振电容。
那么，激磁网络的电路结构为，以两端子网络为反馈电阻为例，反馈电阻的一端连接第一三极管的集电极，反馈电阻的另一端连接LC并联网络的一个连接点，LC并联网络的另一个连接点连接第二三极管的集电极，注意：第一三极管和第二三极管本质上是等效的，可以互换，注意一下同名端即可。
由于LC并联网络的并联振荡，可以近似地认为，这个并联网络的端电压，在L无负载的情况下，近似为正弦波，当要驱动两个三极管推挽工作时，其正负半周的顶部会被压缩或削顶，压缩或削顶部分的时长就对应的三极管饱和导通的时长，那么，就会出现，正半周削顶后电压开始下降，至负半周削顶开始前，这一段时间，两个三极管都截止，此刻是本发明实现发明目的重要工作区间：
由于主功率变压器的输出负载为全波整流电路，两个三极管都截止时，副边绕组没有电流流动，相当于空载，那么，主功率变压器的两个原边绕组完全呈现纯电感状态，LC并联网络中的正弦波非削顶部分，通过反馈电阻向主功率变压器的两个原边绕组激磁，电路形成一种平衡，即原来集电极为二倍电源电压的三极管，其集电极电压受制于LC并联网络中的正弦波的电压，而同步下降，下降至0V时，这时该三极管刚好同步获得基极电流而开始饱和导通。
即，在LC并联网络中的正弦波非削顶部分的工作曲线，电路是工作在LCRL谐振状态，两个电感、一个电容、一个电阻，即LC并联网络中的一个原边绕组电感L，原边绕组的分布电容CD1，反馈电阻,主功率变压器的两个原边绕组是串联的，可以看成一个电感，由于主功率变压器的两个原边绕组的分布电容较小，对工作原理的影响小，这里不作阐述。
需要说明的是，本技术方案无法实现两个推挽三极管在零电流时关断，故称为准软开关工作方式。
这部分的工作原理，会在实施例中，用图示的方法详细说明。
本发明井森电路的同步整流驱动电路的有益效果为：
(1)可以实现井森电路的两个推挽三极管在零电压时开启，实现准软开关工作方式。
(2)由于实现了准软开关工作方式，工作频率升高后，效率基本不变。
(3)由于实现了准软开关工作方式，电磁兼容性得到提升，特别是传导骚扰度与辐射骚扰度得到大幅降低。
附图说明
图1为《开关电源的原理与设计》第69页图3-11的引用；
图2为《开关电源的原理与设计》第70页图3-12(b)的引用；
图3为《电源变换技术》第71页图2-40的引用；
图4为现有技术的在工业领域中常用的Jensen电路的电路原理图；
图5为现有技术的在工业领域中另一种常用的Jensen电路的电路原理图；
图6为公知的全波整流电路；
图7为现有井森电路变换器的主变压器副边绕组两端的电压波形；
图8为本发明第一实施例驱动变压器原边两端、主变压器副边绕组两端的电压波形；
图9为本发明第一实施例的井森电路中三极管的集电极电压波形示意图；
图10为本发明工作原理中，一只三极管饱和导通时等效原理图；
图11为本发明工作原理中，两只三极管都不导通时等效原理图；
图12为本发明第三实施例的井森电路变换器的原理图；
图13为本发明第四实施例的井森电路变换器的原理图；
具体实施方式
为了便于理解本发明的技术方案，这里，先对发明中涉及的名词进行注解：
中心抽头：为变压器两个相同匝数绕组，异名端串联形成的连接点。通常可以采用双线并绕，其中一个首、尾端相连后形成中心抽头。在特殊应用中，异名端串联的两个绕组的匝数可以不同。
磁饱和变压器：井森电路中，用于直接控制推挽三极管状态的转换，实现自振荡频率和驱动功能；其原边绕组一端与推挽三极管的集电极相连，另一端通过反馈电阻与另一只推挽三极管的集电极相连；其副边绕组两端分别连接推挽三极管的基极、其副边绕组中心抽头接地或接辅助启动电路。如图1、图2中的变压器T2，图3、图4、图5中的变压器B1均为磁饱和变压器。在本发明的技术方案中，由于不再出现磁饱和了，称为：驱动变压器。
主变压器：用于向负载传输能量的线性变压器，将电压变换为所需要的数值，工作在不饱和状态，其原边中间抽头连接于供电电源，其原边另两个端子分别与推挽三极管的两个集电极相连，副边绕组接一路或多路全波整流电路。如图1、图2中的变压器T1，图3、图4、图5中的变压器B2均为主变压器。
反馈电阻：井森电路中，和磁饱和变压器原边串联的电阻，串联后形成的两端，分别与推挽三极管的两个集电极相连。如图1中的电阻Rb、图2中的电阻Rm、图3中的电阻Rf、图4中的电阻Rb、图5中的电阻Rb均为反馈电阻。
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步的详细说明。
第一实施例
请参阅图5，先展示一下现有技术的电路参数和实测性能，图5的井森电路被设计成输入48V，输出12V/1A的变换器：电阻R1为33K，电阻Rb为16K，电容C1为0.047uF/16V，开关管的参数：三极管TR1和TR2都为FZT853，耐压只有100V，实测为130V以上，用于电路中，测试用问题不大。电容C为10uF/63V的电解电容，输出采用图6的全波整流电路，二极管D21和D22都采用2A/40V的肖特基二极管，输出滤波电容C21采用10uF/25V的钽电容；其中，磁饱和变压器B1采用天通公司的TS7材质的环形磁芯，初始磁导率为7500，外径5.05mm，内径2.3mm，厚度为1.6mm，原边绕组为49匝，副边为4匝，带中心抽头，即三极管TR1和TR2的基极之间为4匝，每个基极各有2匝驱动；主变压器B2采用越峰公司的P51材质的环形磁芯,初始磁导率为1500，外径12mm，内径6mm，厚度为4mm，原边绕组NP1和NP2都为AWG36号线，均为62匝，副边绕组NS1和NS2均采用0.35mm的漆包线，均为16匝。
电路焊好后，通电测试其性能：
磁饱和变压器B1原边绕组两端的交流工作电压的峰-峰值为：191.6V；
输出空载静态功耗：0.63W；
满载变换效率：88.7％；
工作频率：133.5KHz。
图7示出了NS1两端的实测电压波形，可见输出电压中，存在过冲的电压尖峰，输出为近似的方波，即三极管TR1和TR2的占空比相等，都为0.492，理想值为0.5。
本发明的第一实施例在上述基础上实施：驱动变压器B1使用低磁导率磁材,磁导率由7500降为3000，选用了越峰公司的P47材质的环形磁芯，外径5.05mm，内径2.3mm，厚度为1.6mm；两端子网络的阻抗加大，即图5中电阻Rb由16K升为27K；调整驱动变压器原边绕组的匝数，这里从49匝升为90匝；其它参数没有变，示出的参数是精心调试出来的，具有代表性。
电路焊好后，通电测试其性能：
驱动变压器原边绕组两端的交流工作电压的峰-峰值为：200.9V；
输出空载静态功耗：0.35W；
满载变换效率：91.3％；
工作频率：594.7KHz。
驱动变压器B1的原边绕组两端的交流工作电压实测，参见图8中CH2通道波形，图8中有两条曲线，下边的即为CH2波形，可见其峰峰值已达200.9V。而现有技术中，饱和变压器原边绕组两端的交流工作电压的峰-峰值为井森电路的工作电压的四倍，应为48V×4＝192V，由于三极管存在饱和压降，一般达不到这个值，如上述现有技术的实测为191.6V；而本发明第一实施例，实测为200.9V，从图8的CH2波形上看，已较接近正弦波。
工作频率上升到594.7KHz，但效率却同时提升到91.3％，上升了2.6％。频率提升，本来效率应下降，但由于实现了准软开关的工作方式，效率反而有所上升。
图8中CH1为主变压器B2的副边绕组NS1的端电压，和单独测试三极管TR1的集电极电压的形状相同，这里详细结合图形，说明本发明的工作原理：
图9示出了三极管TR1的集电极电压的形状，并标上了字母，以便说明原理：
如上所述，本发明第一实施例仍采用现有井森电路的电路拓扑，见图5，驱动变压器B1使用低磁导率磁材,磁导率由7500降为3000，选用了越峰公司的P47材质的环形磁芯，外径5.05mm，内径2.3mm，厚度为1.6mm；两端子网络的阻抗加大，即图5中电阻Rb由16K升为27K；调整驱动变压器原边绕组的匝数，这里从49匝升为90匝；其它参数没有变。
这样做的目的，是让激磁网络中不再出现磁饱和，驱动变压器B1中不再出现磁饱和，参见图8中CH2波形，由于驱动变压器B1的原边绕组(图5中B1的左边部分，其端子与电阻Rb相连接)的匝与匝之间存在分布电容CD1，两端子网络的阻抗加大后，由于不再出现磁饱和，该驱动变压器的原边绕组的电感L和分布电容CD1会出LC并联振荡。
由于LC并联网络的并联振荡，可以近似地认为，这个并联网络的端电压，在驱动变压器B1的原边绕组电感L无负载的情况下，近似为正弦波，与L的Q值有关，Q值越高，正弦波的失真度越低，越接近理想的正弦波。当要驱动两个三极管推挽工作时，其正负半周的顶部会被压缩或削顶，压缩或削顶部分的时长就对应的三极管饱和导通的时长，注意的是，正弦波开始出现压缩时，三极管已开始导通。
那么，就会出现，正半周压缩或削顶结束后，电压波形开始下降，至负半周压缩或削顶开始前，这一段时间，两个三极管都截止，见图9，以TR1的集电极为例，其实TR2的工作波形同TR1，但相位相反，画出来却是一样的。这个都截止的时间对应于图9中的o至a这个时间段，简称为oa段，在o点之前的水平段，三极管TR1处于饱和导通状态，所以其集电极的电压为0V，此时主变压器B2原边绕组NP1的两端电压为电源电压Vin，这里记作电源电压U，那么主变压器B2工作在正激状态，主变压器B2原边绕组NP1的两端电压为感应出来的电压，等于电源电压U，即完全截止的TR2的集电极电压为2U，图10示出了这种状态，图10中，直接短路了TR1的集电极与发射极，而TR2处于截止状态，图10中直接画成开路，两端子网络Rb和驱动变压器B1的原边绕组串联形成的激磁网络的端电压，为上零下正，下端的电压为2U，这个电压会对激磁网络动态激磁；
三极管TR1开始截止时，图9中o向a移动，这时，电路的状态变为图11的状态，主变压器B2的副边由于两只三极管都截止，其整流二极管都不导通，即变压器B2的副边相当于开路，此刻，由于驱动变压器B1内的正弦振荡，其电能量通过电阻Rb向主变压器B2的原边绕组NP1和NP2激磁，激磁产生的动态电压变化为：三极管TR1的集电极电压从0V上升，而三极管TR2的集电极电压从2U开始下降；如图11的箭头所示；
振荡回路具有自适应性，一定会寻找到最终的稳态工作点上，稳定地振荡着，当两个三极管都截止时，图5中流过电阻R1的电流向电容C1充电，C1的端电压上升，当驱动变压器B1中的正弦振荡足以让TR2开通时，C1的端电压会通过三极管TR2的基极回路放电，而电压下降，三极管TR2导通时，一定是落在其集电极电压已经接近0V的时间点，这里不再详细描述其自适应的过程：若其电压为U的几分之一，那么电路将会如何如何，影响了对激磁网络的动态激磁，下一个周期如何如何，最后稳定在什么什么上……篇幅过长，涉及各回路的相位与延时量，非本发明技术方案的重点，这里不再详细叙述；
当三极管TR2饱和导通时，三极管TR1的集电极电压为2U，形成图9中的ab段；
然后，当驱动变压器B1中的正弦振荡不足以让TR2导通时，这时两只三极管都不导通，形成图9中bc段；同样由于主功率变压器B2的输出负载为全波整流电流，两个三极管都截止时，副边绕组没有电流流动，因为图6中的二极管都不导通，相当于空载，那么，主功率变压器的两个原边绕组NP1和NP2完全呈现纯电感状态，LC并联网络中的正弦波非削顶部分，通过反馈电阻向主功率变压器的两个原边绕组激磁，电路形成一种平衡，即原来集电极为二倍电源电压的三极管TR1，其集电极电压受制于LC并联网络中的正弦波的电压，而同步下降，下降至0V时，这时该三极管刚好同步获得基极电流而开始饱和导通；
即三极管TR1再一次导通，从图9中c点开始；周而复始；
即，在LC并联网络中的正弦波的非压缩或非削顶部分的工作曲线，电路是工作在LCRL谐振状态，见图11，两个电感、一个电容、一个电阻，即LC并联网络中的一个原边绕组电感L，图11中驱动变压器B1的原边电感；驱动变压器B1原边绕组的分布电容CD1；反馈电阻Rb,主变压器B2的两个原边绕组NP1和NP2是串联的，可以看成另一个电感L，由于主变压器B2的两个原边绕组的分布电容较小，对工作原理的影响小，这里不作阐述；
在LC并联网络中的正弦波的压缩或削顶部分的工作曲线，这时，主变压器B2的两个原边绕组NP1和NP2是串联的，其两端的电压为2U，等效于恒压源；这时LC并联网络中，要向驱动变压器B1的副边供电，提供驱动电能，这部分的工作原理，可以参见中国授权专利201210174076.7的《一种自激推挽式变换器的短路保护方法》授权文件第0029段至0035段，同时参考图3-1至3-7；即，其驱动更多的是一种电子开关，并没有真正的驱动，驱动变压器B1的副边整流出一个负压源，而图5中启动电阻R1是向这个负压源提供一个负载而已。
那么，很显然，若井森电路的驱动变压器仍工作在现有技术的磁饱和方式下，正如发明内容中所述，磁饱和变压器的原边绕组上的电压最大值出现在：激磁网络中的激磁电流下降到零，这时反馈电阻的端电压达到0V。这时，磁饱和变压器的原边绕组上的电压为两倍电源电压或反相的两倍电源电压；磁饱和变压器的原边绕组上的电压在一期中，分别是两倍电源电压和反相的两倍电源电压，即其峰峰值为四倍电源电压。
而本发明的驱动变压器B1是工作在LC并联网络的谐振工作方式下，其峰峰值一定大于四倍电源电压；第一实施例工作电压为48V，其4倍为192V，实测驱动变压器B1的原边绕组两端的交流工作电压的峰-峰值为200.9V，仅仅为“略大于”，但是已经实现了三极管在其端电压为0V时开通，实现了准软开关的工作方式。
由于是谐振工作方式，若电路调试不当，同样在正弦波的项部，会出现磁饱和，但这时是其中一只三极管饱和导通，驱动变压器B1原本要对副边泄放电能，故对电路的工作状态没有影响，不会触发电路的推挽工作的翻转。
从第一实施例的上述可知，本发明无论从理论上，还是实测数据上，都实现了发明目的。
第一实施例中，图5的驱动变压器B1原边绕组两端的峰峰电压仅仅为略大于，这也导致图8示出的波形不够漂亮，显然，可以增加驱动变压器B1原边绕组的Q值来提升实施效果，实施二就是这样的。
第二实施例
请参阅图4，与图5不同的，是电容C1与R1并联了，中国授授权专利201210174076.7的第0029段至0035段，论述了这种方式只影响启动，不影响正常工作。图4的井森电路被设计成输入24V，输出5V/0.2A的变换器：
电阻R1为27K，电阻Rb为18K，电容C1为0.1uF/10V，开关管的参数：三极管TR1和TR2都为FMMT493，耐压只有150V，电流为1A。电容C为2.2uF/10V的贴片电容，输出采用图6的全波整流电路，二极管D1和D2都采用1A/40V的肖特基二极管，输出滤波电容C2采用2.2uF/10V的贴片电容；其中，选用了越峰公司的P46材质的环形磁芯，初始磁导率为3300,外径5.05mm，内径2.3mm，厚度为1.6mm；原边绕组为54匝，副边为2匝，带中心抽头，即三极管TR1和TR2的基极之间为2匝，每个基极各有1匝驱动；主变压器B2采用和了相同的磁材，原边绕组NP1和NP2都为AWG38号线，均为27匝，副边绕组NS1和NS2均采用AWG37的漆包线，均为6匝。
电路焊好后，通电测试其性能：
饱和变压器原边绕组两端的交流工作电压的峰-峰值为：136.2V；
输出空载静态功耗：0.11W；
满载变换效率：92.1％；
工作频率：334.7KHz。
可见，驱动变压器B1原边绕组两端的交流工作电压的峰-峰值大于井森电路的工作电压的倍。工作电压为24V，其4倍为96V，众所周知，在电路中，(根号2，约为1.414)是一个特殊的数，如很多回路的Q值在0.707时，幅频特性最好，本发明也一样，若过大，本发明的井森电路变换器的占空比过小，效率反而有所下降，实测也是落在倍效果最好，所以，本实施例通过精心调试，最后落在136.2V上，即驱动变压器B1原边绕组两端的交流工作电压的峰-峰，是电源电压的5.675倍，可以近似地认为相等，或略大于。
从实测的数据上看，由于是输出为5V，效率却做到92.1％，输出电压越低，输出整流管的压降损失越大，效率不容易做得高，而第二实施例可以高过92.1％，其工作原理同第一实施例或发明内容中所述，这里不再复述。
从第二实施例可知，本发明无论从理论上，还是实测数据上，都实现了发明目的。
第一实施例中，工作频率仍很高，达到594.7KHz，在驱动变压器原边绕组两端并联一只谐振电容，这就是第三实施例示出的方案。
第三实施例
请参阅图12，与图5不同的是，驱动变压器B1原边绕组两端并联一只谐振电容Cd，图12的井森电路被设计成输入48V，输出12V/1A的变换器：电阻R1为33K，电阻Rb为16K，电容C1为0.047uF/16V，开关管的参数：三极管TR1和TR2都为FZT853，耐压只有100V，实测为130V以上，用于电路中，测试用问题不大。电容C为10uF/63V的电解电容，输出采用图6的全波整流电路，二极管D1和D2都采用2A/40V的肖特基二极管，输出滤波电容C2采用10uF/25V的钽电容；其中，
磁饱和变压器B1采用越峰公司的P47材质的环形磁芯,磁导率为3000，外径5.05mm，内径2.3mm，厚度为1.6mm；原边绕组为90匝，副边为4匝，带中心抽头，即三极管TR1和TR2的基极之间为4匝，每个基极各有2匝驱动；主变压器B2采用越峰公司的P51材质的环形磁芯,初始磁导率为1500，外径12mm，内径6mm，厚度为4mm，原边绕组NP1和NP2都为AWG36号线，均为62匝，副边绕组NS1和NS2均采用0.35mm的漆包线，均为16匝。
电容Cd为270pF的NPO电容，耐压为1000V，电路焊好后，通电测试其性能：
饱和变压器原边绕组两端的交流工作电压的峰-峰值为：272.1V；
输出空载静态功耗：0.24W；
满载变换效率：92.9％；
工作频率：275.4KHz。
在驱动变压器B1原边绕组两端并联一只谐振电容Cd后，第三实施例示出的方案，其工作频率降为275.4KHz，是原来的46％左右，由于工作频率降低，变换器的工作效率也有所提升，从91.3％上升至92.9％，上升了1.6个点。
其工作原理仍同第一实施例或发明内容中所述，这里不再赘述。只是主动并联一只电容Cd，这样的好处是，减小了对驱动变压器的绕制工艺依赖，分布电容毕竟不太稳定，在低温-40℃、常温25℃、高温85℃下工作频率有超过10％的飘移，而第三实施例的，主动并联一只电容Cd后，实测工作频率飘移在3％以内，稳定了工作点。
另外，很多通讯产品中，其接收机的第一中频为330KHz至504KHz，这时也需要主动将井森电路变换器的工作频率下移，那么这时，就需要用第三实施例的方案，以避免干扰。
从第三实施例的所述可知，本发明无论从理论上，还是实测数据上，都实现了发明目的。
上述的第一、第二、第三实施例都有一个通病，即没有输出短路保护功能，事实上，发明人在ZL 201110247645.1这份专利中，提出了短路保护方法，同样，本发明也适用于这个方法，这是第四实施例示出的方案。
第四实施例
第四实施例以图5为基础，参见图13，两端子网络中包括反馈电容Cb，Cb的加入，让图13的电路具有了短路保护功能，这部分的工作原理参见ZL 201110247645.1这份专利中，根据上述的工作原理，显然，电容Cb的容量要适当减小，这样才能确保激磁网络中不再出现磁饱和，驱动变压器中不再出现磁饱和。
在第四实施例的井森电路变换器正常工作时，由于电容Cb的容量已适当减小，确保激磁网络中不再出现磁饱和，驱动变压器中不再出现磁饱和，而是处于正弦谐振工作方式，其工作原理同第一实施例或发明内容中所述，这里不再复述。
而当输出出现短路时，其工作原理同ZL 201110247645.1这份专利中的原理。
显然，第四实施例可以实现发明目的。
其它实施电路：相应地，使用上述方法的四种井森电路的准软开关电路，其特征是：驱动变压器的原边绕组两端的交流工作电压的峰-峰值大于井森电路的工作电压的四倍。只要符合这一点，那么，激磁网络中不再出现磁饱和，驱动变压器中不再出现磁饱和，而是处于正弦谐振工作方式，就可以实现本发明的目的。
以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，只要实现了驱动变压器的原边绕组两端的交流工作电压的峰-峰值大于井森电路的工作电压的四倍，那么这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围，这里不再用实施例赘述，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。
Claims (5)
1.一种井森电路的准软开关方法，其特征在于：驱动变压器使用磁导率在5000以下的磁材,对磁饱和变压器激磁的两端子网络的阻抗加大，调整驱动变压器原边绕组的匝数，使得驱动变压器的原边绕组两端的交流工作电压的峰-峰值大于井森电路的工作电压的四倍。
2.根据权利要求1所述的井森电路的准软开关方法，其特征在于：驱动变压器原边绕组两端的交流工作电压的峰-峰值大于井森电路的工作电压的倍。
3.根据权利要求1或2所述的井森电路的准软开关方法，其特征是：驱动变压器原边绕组两端并联一只谐振电容。
4.根据权利要求1或2所述的井森电路的准软开关方法，其特征是：两端子网络中包括反馈电容时，反馈电容的容量减小。
5.一种利用权利要求1至4中任一项所述的井森电路的准软开关方法的准软开关电路，包括功率变换用的第一三极管、第二三极管、主变压器、驱动变压器，其特征是：所述的驱动变压器使用磁导率在5000以下的磁材，所述的驱动变压器的原边绕组两端的交流工作电压的峰-峰值大于井森电路的工作电压的四倍。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201410696579.XA CN104393769B (zh) | 2014-11-26 | 2014-11-26 | 一种井森电路变换器的准软开关方法与电路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201410696579.XA CN104393769B (zh) | 2014-11-26 | 2014-11-26 | 一种井森电路变换器的准软开关方法与电路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN104393769A CN104393769A (zh) | 2015-03-04 |
| CN104393769B true CN104393769B (zh) | 2017-02-22 |
Family
ID=52611619
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201410696579.XA Active CN104393769B (zh) | 2014-11-26 | 2014-11-26 | 一种井森电路变换器的准软开关方法与电路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN104393769B (zh) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| CN102291001A (zh) * | 2011-08-26 | 2011-12-21 | 广州金升阳科技有限公司 | 一种自激推挽式变换器 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| CN102684506B (zh) * | 2012-05-09 | 2014-12-24 | 广州金升阳科技有限公司 | 一种提高自激推挽式变换器工作效率的方法及自激推挽式变换器 |
| CN203434883U (zh) * | 2013-09-09 | 2014-02-12 | 中船重工海博威（江苏）科技发展有限公司 | 一种自激推挽式高频变换器 |
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2014
- 2014-11-26 CN CN201410696579.XA patent/CN104393769B/zh active Active
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN104393769A (zh) | 2015-03-04 |
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|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
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| GR01 | Patent grant |