CN202601387U

CN202601387U - 一种自激推挽式变换器

Info

Publication number: CN202601387U
Application number: CN 201220206952
Authority: CN
Inventors: 尹向阳; 王保均
Original assignee: Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Current assignee: Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Priority date: 2012-05-09
Filing date: 2012-05-09
Publication date: 2012-12-12
Anticipated expiration: 2022-05-09

Abstract

本实用新型公开了一种自激推挽式变换器，其所采用的变压器设有原边功率绕组，原边反馈绕组和副边输出绕组，所述变压器的磁心为荣岭磁心，所述原边反馈绕组绕制在荣岭磁心的细部或局部上，其余的变压器绕组绕制在荣岭磁心的粗部或主部上。本实用新型的自激推挽式变换器能够克服现有的自激推挽式变换器存在的缺点，使得自激推挽式变换器在推挽转换过程中，推挽用三极管的基极驱动电压不存在尖峰电压，同时也不存在尖峰电压引起的浪涌电流；在推挽转换过程中，不存在高频率的反复振荡，直接稳定在推挽振荡状态下。

Description

一种自激推挽式变换器

技术领域

本实用新型涉及自激推挽式变换器类电源模块。

背景技术

现有的自激推挽式变换器，电路结构来自1955年美国罗耶（G.H.Royer)发明的自激振荡推挽晶体管单变压器直流变换器，也作Royer电路，这也是实现高频转换控制电路的开端，自激推挽式变换器的相关工作原理在电子工业出版社的《开关电源的原理与设计》第67页至70页有描述，该书ISBN号7-121-00211-6。电路的主要形式为上述著名的Royer电路。

图1示出的为自激推挽式变换器常见应用，电路结构为Royer电路，在图1中，电路都要利用变压器B1的磁心饱和特性进行振荡，其工作原理在上述的《开关电源的原理与设计》第70页有描述，为了方便理解其工作原理，这里以图1为例，说明其工作原理。

图1的电路结构为：输入滤波电容C2连接于工作电压Vin的输入端与地GND之间，对输入电压进行滤波；滤波后的输入电压接入启动电路，启动电路由偏置电阻R1和电容C1并联组成；偏置电阻R1的两端分别与电压输入端、以及变压器B1原边线圈N_B1和N_B2的中心抽头连接，原边线圈N_B1和N_B2为两个推挽三极管TR1、TR2基极提供正反馈驱动信号；两个推挽三极管TR1、TR2的发射极共地，两个集电极分别连接变压器原边线圈N_P1和N_P2的两个端头，基极连接变压器原边线圈N_B1和N_B2的两个端头；原边线圈N_P1和N_P2中的中心抽头连接电压输入端；变压器B1的副边线圈N_S连接输出电路至电压输出端。输出电路为公知的全波整流电路，由二极管D1和二极管D2以及输出滤波电容C3构成，输出的直流电压在图1中DC out位置输出。

其工作原理简述为：参见图1，接通电源瞬间，偏置电阻R1和电容C1并联回路通过线圈N_B1和N_B2绕组为三极管TR1和TR2的基极、发射极提供了正向偏压，两只三极管TR1和TR2开始导通，由于两个三极管特性不可能完全一样，因此，其中一只三极管会先导通(或其集电极电流大于另一只三极管的集电极电流，分析方法相同)。假设三极管TR2先导通，产生集电极电流I_C2，其对应的线圈N_P2绕组的电压为上正下负，根据同名端关系，其基极线圈N_B2绕组也出现上正下负的感应电压，这个电压增大了三极管TR2的基极电流，这是一个正反馈的过程，因而很快使三极管TR2饱和导通；相应地，三极管TR1对应的线圈N_B1绕组的电压为上正下负，这个电压减小了三极管TR1的基极电流，三极管TR1很快完全截止。基极线圈N_B2绕组又称为反馈绕组N_B2。

三极管TR2对应的线圈N_P2绕组里的电流，以及这个电流产生的磁感应强度随时间而线性增加，但磁感应强度增加到接近或达到变压器B1磁心的饱和点B_m时，线圈N_P2的电感量迅速减小，从而使三极管TR2的集电极电流急剧增加，增加的速率远大于基极电流的增加，三极管TR2脱离饱和，三极管TR2的集电极到发射极的压降U_CE增大，相应地，变压器N_P2绕组上的电压就减小同一数值，线圈N_B2绕组感应的电压减小，结果使三极管TR2基极电压也降低，造成三极管TR2向截止方向变化，此时，变压器B1线圈上的电压将反向，使另一只三极管TR1导通，此后，重复进行这一过程，形成推挽振荡。

绕组Ns的输出端的波形如图2所示，可见，除了“集极谐振型Royer电路”输出正弦波或近似正弦波外，自激推挽式变换器的工作波形是接近方波的。集极谐振型Royer电路又称“冷阴极灯管逆变器(CCFL inverter)”，也会简称为CCFL逆变器或CCFL变换器，CCFL变换器在供电回路串入主功率绕组十倍电感量以上的电感，以获得输出正弦波或近似正弦波。图3为变压器B1磁心的方形磁滞回线，其中+B_m、－B_m为磁心的两个磁饱和点，在图2的半个周期内，变压器B1磁心的工作点运动的路线为ABCDE，在下半个周期内运动路线为EFGHA。事实上，三极管TR2或TR1对应的线圈绕组里的电流，以及这个电流产生的磁感应强度随时间而线性增加到图3中D点或H点时，电路就会进行推挽转换，即另一只三极管导通，而对应的三极管会趋于截止。由于三极管存在一个存储时间(storage time)，即三极管基极接收到关断信号，而集电极电流要延时小段时间才开始下降直到关断，存储时间会产生在图3中，磁心工作点运动路线从D点向E点移动，对应地，或磁心工作点运动路线从H点向A点移动。

设磁心工作点运动路线从D点向E点移动中，对应于上述的三极管TR2的集电极电流急剧增加至i_C2(小写字母、大写下标，表示含有直流的瞬间值)，由于变压器B1的磁心处于接近磁饱和点，变压器B1的磁心上的电感量已严重下降，三极管TR2的集电极电流急剧增加至i_C2后，然后三极管TR2又马上处于关断状态，根据公知理论，电感中的电流不能突变，那么在D点时，三极管TR2的集电极电流i_C2，只能以反激(Fly-back)的形式释放出去，形成图2中41所指的尖峰；由于变压器B1的磁心接近磁饱和，三极管TR2的集电极电流i_C2部分能量以热能形式出现在变压器B1的磁心中。

图2中的40、41、42均为变压器B1的磁心出现磁饱和产生的反激尖峰电压，以41为例，40的分析方法相似。当三极管TR2的集电极电流i_C2在三极管TR2关断时，以反激(Flyback)的形式释放出去，形成图2中41的尖峰后，紧接着为三极管TR1饱和导通时，正激输出的43波形，43波形的电压完全符合变压器的匝比关系。

正因为如此，这就带来自激推挽式变换器Royer电路的缺点，在基极线圈N_B1绕组或N_B2绕组中都存在这种由反激引起的尖峰，实测波形如图4所示。图4中的40和41均为反激尖峰电压，脉宽很短，但能量相对较大，基极回路的等效电路以及相应的工作原理，在申请号：201110272261，公开日为2012年1月11日的《一种自激推挽式变换器》中，本申请的发明人已做出较为详细的说明，参见该申请书的公开文件的第[0017]段至[0021]段尾以及对应的图形。为方便对背景技术的理解，这里从另一个角度，再次说明如下：

为了说明反激引起的尖峰电压的作用，本文图5-1示出了图1的部分电路；为了方便对原理进行描述，在不影响连接关系的前提下，图5-1电路优化为图5-2的画法。

公知的理论可知，三极管的基极至发射极可以等效为一只二极管，那么，图5-2电路可以等效为图5-3的电路，其中二极管D_TR1等效于三极管TR1的基极至发射极，其中二极管D_TR2等效于三极管TR2的基极至发射极。

由于反馈绕组N_B1和二极管D_TR1串联，串联电路的器件互换位置而不影响原电路工作原理是公知技术，互换时注意有极性器件的方向，那么图5-3电路可以等效为图5-4的电路。

把图5-4电路进一步优化成图5-5电路，可以看到，三极管的基极至发射极的二极管D_TR1、二极管D_TR2和反馈绕组N_B1、反馈绕组N_B1组成全波整流电路51，在上述的变换中，反馈绕组N_B1、反馈绕组N_B2的同名端严格保持和图5-1中的一致，可以看到，在图5-5中，全波整流电路51中，反馈绕组再次被变换到一起，其新的“中心抽头”成了接地端。全波整流电路51的输出电压为负压，这个负压的绝对值为基极线圈N_B2绕组电压或基极线圈N_B1绕组电压减去二极管D_TR1或二极管D_TR2的正向压降，一般情况，基极线圈N_B2绕组电压等于基极线圈N_B1绕组电压，二极管D_TR1的正向压降等于二极管D_TR2的正向压降，即三极管TR1的基极至发射极压降等于三极管TR2的基极至发射极压降。

对图5-5电路进行优化，在不影响连接关系的前提下，用电池符号取代了原输入电压Vin，得到图5-6的电路，其中，电容Cv为输入电压Vin的输出电容，公知理论把各种电源可以看成一个容量极大的电容器，其交流内阻为零，电容Cv就是输入电压Vin的内电容，电容Cv和图1中的C2的并联，容量极大，远大于图5-6中电容C1，由此，电容C1可以等效于接在电阻R1和二极管的阳极连接点上和接地端之间，如图5-7所示。

图5-7示出了图5-1最终的等效电路，电容C1事实上是全波整流电路51的滤波电容，由于自激推挽式变换器输出波形为近似方波，所以电容C1即使不存在，全波整流电路51的输出电压也接近平滑直流电，从图5-7的电路可以看出，流过电阻R1的电流，是由流过二极管D_TR1的电流和流过二极管D_TR2的电流轮流接续完成的，流过二极管D_TR1的电流存在时，即基极线圈N_B1绕组电压在图5-7中为上负下正；基极线圈N_B2绕组电压在图5-7中也为上负下正；二极管D_TR2为反偏状态，流过二极管D_TR2的电流为零；即二极管D_TR1对应的三极管TR1导通，而二极管D_TR2对应的三极管TR2截止。

基极线圈N_B2绕组电压出现图4中41所示的带有尖峰的电压时，流过相应三极管TR1基极至发射极的电流出现浪涌电流，电流过大容易引发三极管TR1基极至发射极出现损坏；同时，三极管TR2基极至发射极就会出现较高的反向偏压，也易引发三极管TR2基极至发射极出现损坏；另一方面，由于基极线圈N_B1绕组电压出现图4中41所示的带有尖峰的电压，也导致流过二极管DT_R1的电流先出现大电流，这时电容C1端电压52进一步下降，52为负压，即负压的绝对值增加，当图4中紧接着为三极管TR1饱和导通时，正激输出的43波形电压时，由于52负压更负，二极管D_TR1达不到正偏状态，二极管D_TR1没有正向电流流过，即对应的三极管TR1这时会出现短暂截止，三极管TR1出现短暂截止，又会导致三极管TR2出现短暂导通(非饱和导通)；随着图5-7中电阻(也可以为恒流源)向电容C1充电，二极管D_TR1达到正偏状态，二极管D_TR1有正向电流流过，即对应的三极管TR1这时会恢复导通，但这种导通也是一种正反馈过程。从实测的波形可以看出，图6示出了把图4的中41展开的波形，可见，三极管TR1在推挽转换的瞬间，是经过多次导通、截止，最后才达到稳定的导通状态，即在推挽转换过程中，存在高频率的反复振荡，这个反复振荡过程引发电路的变换效率有所下降，当然加大电容C1可以缓解这种高频率的反复振荡，但电容C1加大后，尖峰产生的浪涌电流也会增大，会导致推挽用三极管的基极至发射极的工作状况恶化。综上所述，自激推挽式变换器Royer电路存在以下缺点：

1、推挽用三极管的基极驱动电压存在尖峰电压，引发基极至发射极的电流出现浪涌电流，以及反向的尖峰电压，容易损坏推挽用三极管。这从工业领域中客户返修的不良品中可以得到印证。

2、在推挽转换过程中，存在高频率的反复振荡。引发电路的变换效率有所下降。

为了更清楚的说明本实用新型的技术方案，下面对现有技术中已公开的一种特殊磁心作出说明，这种特殊磁心可见于两个中国发明专利申请公开说明书中，分别是：

申请号：201110436359，公开日为2012年5月2日的《一种变压器用磁心》中；一种变压器用磁心，其特征在于：所述的磁心由闭合的粗部和细部组成，所述的细部在相同的由小到大的磁场激励下比所述的粗部先达到磁饱和，所述的细部在工作时，只在瞬间接近或达到所述的细部第一象限饱和点或第三象限饱和点，其它时间都在所述的细部固有的第一象限饱和点和第三象限饱和点之间；

以及申请号：201110436259，公开日为2012年5月2日的《一种自激推挽式变换器》中，所述的变压器的闭合磁心或铁心由主部和局部组成，所述的局部在相同的由小到大的磁场激励下比所述的主部先达到磁饱和。

事实上，上述两个专利申请公开的闭合磁心和变压器用磁心本质上是相同的，并且由于在实际生产中，这两种磁心已被申请人以及发明人命名为“荣岭磁心”或“荣岭磁芯”，故在本文中，为方便叙述技术方案，对于这种符合定义的特殊磁心，统称为：荣岭磁心。

发明内容

本实用新型的目的是提供一种自激推挽式变换器，能够克服现有的自激推挽式变换器存在的缺点，使得自激推挽式变换器在推挽转换过程中，推挽用三极管的基极驱动电压不存在尖峰电压，同时也不存在尖峰电压引起的浪涌电流；在推挽转换过程中，不存在高频率的反复振荡，直接稳定在推挽振荡状态下。

本实用新型的目的是通过以下技术措施实现的：

一种自激推挽式变换器，包括变压器，所述变压器设有原边功率绕组，原边反馈绕组和副边输出绕组，所述变压器的磁心为荣岭磁心，所述的原边反馈绕组绕制在荣岭磁心的细部或局部上，其余的变压器绕组绕制在荣岭磁心的粗部或主部上。

作为实用新型的一种实施方式，所述荣岭磁心的细部或局部的材质与所述荣岭磁心的粗部或主部的材质可以是一致的。

作为实用新型的一种实施方式，所述荣岭磁心的细部或局部的材质与所述荣岭磁心的粗部或主部的材质可以是不同的。

本实用新型的工作原理为，上述技术方案的自激推挽式变换器，以图1的Royer电路为例，图1自激推挽式变换器中的变压器B1采用上述本实用新型的技术方案，电路的推挽工作原理并没有变化，这里直接描述重点：

图1中三极管TR2的集电极电流增加至某值时，变压器B1的荣岭磁心的细部或局部接近磁饱和点，变压器B1的磁心上的电感量会下降，三极管TR2的集电极电流急剧增加至i_C2后，然后三极管TR2又马上处于关断状态，根据公知理论，电感中的电流不能突变，三极管TR2的集电极电流i_C2，只能以反激的形式释放出去，现在技术中，反馈绕组形成图2中41所指的尖峰电压波形，但由于本实用新型的原边反馈绕组绕制在荣岭磁心的细部或局部上，荣岭磁心的细部或局部内部在此刻已达磁饱和点，其上绕制的原边反馈绕组电感量严重下降，反激产生的电流(或电压)很小，甚至完全没有，这是由于达到磁饱和点后，内部的磁通量无法进一步增大所决定的；注意原边功率绕组因为绕制在荣岭磁心的粗部或主部上，反激产生的电流只能出现在副边输出绕组或以热能形式出现在变压器B1的荣岭磁心中。

与现有技术相比，本实用新型具有如下显著的效果：

实现了自激推挽式变换器在推挽转换过程中，推挽用三极管的基极驱动电压不存在尖峰电压，同时也不存在尖峰电压引起的浪涌电流；推挽用三极管不容易损坏。

在推挽转换过程中，不存在高频率的反复振荡，直接稳定在推挽振荡状态下。降低了自激推挽式变换器的EMI(Electro Magnetic Interference)骚扰。

由于不存在高频率的反复振荡，自激推挽式变换器的变换效率有所提升。

附图说明

图1为自激推挽式变换器Royer电路常见应用电路图；

图2为图1的Royer电路绕组Ns的输出端的波形图；

图3为图1的Royer电路中变压器B1磁心的方形磁滞回线；

图4为图1的Royer电路原边反馈绕组的波形图；

图5-1为图1启动、反馈电路部分的原理图；

图5-2为图5-1等效原理图；

图5-3为图5-2等效原理图；

图5-4为图5-3等效变换原理图；

图5-5为图5-4优化后等效原理图；

图5-6为图5-5等效原理图；

图5-7为图5-6等效原理图；

图6为图1的Royer电路原边反馈绕组的尖峰电压波形等相关展开图；

图7为实施例一采用的荣岭磁心结构示意图；

图8为实施例一采用的荣岭磁心的细部所在位置示意图；

图9为实施例一与现有技术的原边反馈绕组实测波形对比图；

图10为实施例一电路原理图和绕线位置示意图；

图11为实施例二采用的电路原理图；

图12为实施例二采用的荣岭磁心结构示意图；

图13为实施例二与现有技术的原边反馈绕组实测波形对比图。

具体实施方式

实施例一

实施例一采用和图1同样的电路拓扑，做成输入直流5V，输出直流5V，输出电流为200mA的变换器，即输出功率1W，包括变压器B1，其连接关系为：所述的变压器B1由荣岭磁心55和相应的线圈绕组组成，线圈绕组包括原边功率绕组N_P1和N_P2、原边反馈绕组N_B1和N_B2、副边输出绕组N_S1和N_S2；所述的原边反馈绕组N_B1和N_B2绕制在荣岭磁心的细部或局部上，即绕在图8中的阴影区56上。

荣岭磁心55结构示意图参见图7，采用外径5.1mm，内径2.3mm，高度为1.7mm，荣岭磁心的细部(又称局部)宽1.75mm，细部处最细厚度为0.88mm，材质采用越峰电子材料股份有限公司的P46磁材。

其它电路的参数：电阻R1为1KΩ；电容C2、电容C3为1uF/6.3V的贴片电容，电容C1为0.047uF/6.3V贴片电容；三极管TR1和TR2为放大倍数在200倍左右的开关三极管，其集电极最大工作电流为1A，这里选用了FMMT491三极管；二极管D1和D2均为RB160的肖特基整流管，其中，原边功率绕组N_P1和N_P2的圈数分别为10匝，原边反馈绕组N_B1和N_B2的圈数分别为3匝，副边输出绕组N_S1和N_S2的圈数分别为11匝。

图10就是采用较早期无线电书籍中常用的手法，示出了实施例一的电路原理图和绕线位置示意图，又称为装配图。

为了说明实施例一的效果，对比用的现有技术的自激推挽式变换器采用相同的电路参数，不同的是，荣岭磁心55和相应的线圈绕组的连接关系不同，原边反馈绕组N_B1和N_B2绕制在荣岭磁心的粗部上,即图8中阴影56以外的区域。实测性能如表一：

表一

可见，效率提升了0.31%，由于推挽转换时间加快了，所以工作频率略有上升，为了说明实施效果，用泰克TDS-3012C数字荧光示波器对这两种电路的推挽三极管的驱动电压同时进行测量，并利用其记忆功能录得图9波形，图9中上边的波形为1通道的波形，为本实用新型实施例一的推挽三极管的驱动电压波形，图9中下边的波形为2通道的波形，为对比用的现有技术的自激推挽式变换器的推挽三极管的驱动电压波形，在图9的左侧也可以清楚地看到1通道和2通道的指示符。从图上可以看到，对比用的现有技术的自激推挽式变换器的推挽三极管的驱动电压波形仍存在尖峰电压，而本实用新型实施例一的推挽三极管的驱动电压波形中的尖峰电压已消失，实现了本实用新型实施的有益效果。

图9中的1通道的上升时间明显不如2通道快，1通道的上升时间慢，可以改善本实用新型的EMI效果。

另一种荣岭磁心采用不同材质做成一个磁心，同样可以实现发明目的，这种荣岭磁心的主部相当于本实施例的粗部，局部相当于本实施例的细部，实施例二将示出了这种连接关系。

实施例二

实施例二采用图11的电路，与图1不同的是，电容C1原来与电阻R1并联，在输入电压Vin较高时，电容C1在开机时对推挽用开关三极管的基极、发射极存在冲击，图11解决了图1中电容C1在开机时对推挽用开关三极管的冲击。做成输入直流15V，输出直流5V，输出电流为200mA的变换器，即输出功率1W，包括变压器B1，其连接关系为：所述的变压器B1由荣岭磁心57和相应的线圈绕组组成，线圈绕组包括原边功率绕组N_P1和N_P2、原边反馈绕组N_B1和N_B2、副边输出绕组N_S1和N_S2；所述的原边反馈绕组N_B1和N_B2绕制在荣岭磁心的细部或局部上，即绕在图12中的58上。

荣岭磁心57结构示意图参见图12，采用外径5.1mm，内径2.3mm，高度为1.7mm，荣岭磁心的局部58的材质采用越峰电子材料股份有限公司的A10磁材，其初导磁率μi为10000，而主部(图12中阴影58以外的部分)的材质采用越峰电子材料股份有限公司的P46磁材，其初导磁率μi为3300左右，分两次烧结而成。

其它电路的参数：电阻R1为3.6KΩ；电容C2、电容C3为1uF/16V的贴片电容，电容C1为0.047uF/10V贴片电容；三极管TR1和TR2为放大倍数在200倍左右的开关三极管，其集电极最大工作电流为1A，这里选用了FMMT493三极管；二极管D1和D2均为RB160的肖特基整流管，其中，原边功率绕组N_P1和N_P2的圈数分别为16匝，原边反馈绕组N_B1和N_B2的圈数分别为5匝，副边输出绕组N_S1和N_S2的圈数分别为6匝。

为了说明实施例二的效果，对比用的现有技术的自激推挽式变换器采用相同的电路参数，不同的是，荣岭磁心57和相应的线圈绕组的连接关系不同，原边反馈绕组N_B1和N_B2绕制在荣岭磁心的主部上,即图12中58以外的区域。实测性能如表二：

表二

可见，效率提升了0.52%，由于推挽转换时间加快了，所以工作频率略有上升，为了说明实施效果，用泰克TDS-3012C数字荧光示波器对这两种电路的推挽三极管的驱动电压同时进行测量，并利用其记忆功能录得图13波形，图13中上边的波形为1通道的波形，为本实用新型实施例二的推挽三极管的驱动电压波形，图13中下边的波形为2通道的波形，为对比用的现有技术的自激推挽式变换器的推挽三极管的驱动电压波形，在图13的左侧也可以清楚地看到1通道和2通道的指示符。从图上可以看到，对比用的现有技术的自激推挽式变换器的推挽三极管的驱动电压波形仍存在尖峰电压，而本实用新型实施例二的推挽三极管的驱动电压波形中的尖峰电压已消失，实现了本实用新型实施的有益效果。

图13中的1通道的上升时间明显不如2通道快，1通道的上升时间慢，可以改善本实用新型的EMI效果。

以上仅是本实用新型的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本实用新型的限制，本实用新型的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本实用新型的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本实用新型的保护范围。如把副边输出绕组绕在荣岭磁心的细部或局部，以获得更低的输出纹波，因为没有反激产生的高压，自激推挽式变换器的输出电压在空载时就不会升高，获得较低的电压调整率；如把自驱式同步整流的驱动绕组绕在荣岭磁心的细部或局部，同样可以提升自激推挽式变换器的变换效率。

Claims

1.一种自激推挽式变换器，包括变压器，所述变压器设有原边功率绕组，原边反馈绕组和副边输出绕组，其特征在于：所述变压器的磁心为荣岭磁心，所述原边反馈绕组绕制在荣岭磁心的细部或局部上，其余的变压器绕组绕制在荣岭磁心的粗部或主部上。

2.根据权利要求1所述的自激推挽式变换器，其特征在于：所述荣岭磁心的细部或局部的材质与所述荣岭磁心的粗部或主部的材质一致。

3.根据权利要求1所述的自激推挽式变换器，其特征在于：所述荣岭磁心的细部或局部的材质与所述荣岭磁心的粗部或主部的材质不同。