CN102436907B - 一种变压器用磁心 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种变压器用磁心，所述的磁心由闭合的粗部和细部组成，所述的细部在相同的由小到大的磁场激励下比所述的粗部先达到磁饱和；所述的细部在工作时，只在瞬间接近或达到所述的细部第一象限饱和点或第三象限饱和点，其它时间都在所述的细部固有的第一象限饱和点和第三象限饱和点之间；本发明克服现有的磁心用在自激推挽式变换器存在的缺点，使得自激推挽式变换器在负载轻载时，自激推挽式变换器的效率得到显著提升；在额定负载时，效率进一步提升；降低自激推挽式变换器中磁饱和变压器上线圈的匝数；提高自激推挽式变换器的工作频率而损耗仍维持较低水平。

Description

一种变压器用磁心

技术领域

本发明涉及变压器用磁心，特别涉及电源变换器用的变压器磁心。

背景技术

现有的自激推挽式变换器及其使用的变压器，其电路结构来自1955年美国罗耶(G.H.Royer)发明的自激振荡推挽晶体管单变压器直流变换器，也作Royer电路，这也是实现高频转换控制电路的开端；部分电路来自1957年美国查赛(Jen Sen，有的地方译作“井森”)发明的自激式推挽双变压器电路，后被称为自振荡Jensen电路或Jensen电路；这两种电路，后人统称为自激推挽式变换器。自激推挽式变换器在电子工业出版社的《开关电源的原理与设计》第67页至70页有描述，该书ISBN号7-121-00211-6。电路的主要形式为上述著名的Royer电路和自振荡Jensen电路。

图1-1示出的为自激推挽式变换器常见应用，电路结构为Royer电路；图1-2示出的电路就是著名的自振荡Jensen电路，中文常音译为“井森”电路，在图1-1和图1-2中，电路都要利用变压器B1的磁心饱和特性进行振荡，在图1-2的Jensen电路中，电路的自振荡频率和驱动功能，改由磁饱和的变压器B1来实现，因此，主功率变压器B2能工作在不饱和状态。

Royer电路的振荡频率是电源电压的函数，在电子工业出版社的《开关电源的原理与设计》第68页第18行有描述，该书ISBN号7-121-00211-6。这里引用如下：

$f=\frac{\mathrm{Vs}}{4\mathrm{BwSN}}\×{10}^4\mathrm{Hz}$ ....................................公式(1)

式中：f为振荡频率；B_W为工作磁感应强度(T)，一般取50％～70％磁饱和点B_m值；N为线圈匝数；S为磁心有效截面积；Vs为工作电源电压。

为了方便理解Royer电路的工作原理，特别是磁心饱和特性进行振荡这一点，这里以图1-1为例，说明其工作原理。

图1-1的电路结构为：输入滤波电容C连接于电压输入端与地之间，对输入电压进行滤波；滤波后的输入电压接入启动电路，启动电路由偏置电阻R1和电容C1并联组成；偏置电阻R1的两端分别与电压输入端以及为两个推挽晶体管TR1、TR2基极提供正反馈的变压器B1原边线圈N_B1和N_B2的中心抽头连接；两个推挽晶体管TR1、TR2的发射极共地，两个集电极分别连接变压器原边线圈N_P1和N_P2的两个端头，基极连接变压器原边线圈N_B1和N_B2的两个端头，原边线圈NP1和NP2中的中心抽头连接电压输入端；变压器B1的副边线圈NS连接输出电路至电压输出端。

其工作原理简述为：参见图1-1，接通电源瞬间，偏置电阻R1和电容C1并联回路通过线圈N_B1和N_B2绕组为三极管TR1和TR2的基极、发射极提供了正向偏压，两只三极管TR1和TR2开始导通，由于两个三极管特性不可能完全一样，因此，其中一只三极管会先导通，假设三极管TR2先导通，产生集电极电流I_C2，其对应的线圈N_P2绕组的电压为上正下负，根据同名端关系，其基极线圈N_B2绕组也出现上正下负的感应电压，这个电压增大了三极管TR2的基极电流，这是一个正反馈的过程，因而很快使三极管TR2饱和导通；相应地，三极管TR1对应的线圈N_B1绕组的电压为上正下负，这个电压减小了三极管TR1的基极电流，三极管TR1很快完全截止。

三极管TR2对应的线圈N_P2绕组里的电流，以及这个电流产生的磁感应强度随时间而线性增加，但磁感应强度增加到接近或达到变压器B1磁心的饱和点B_m时，线圈N_P2的电感量迅速减小，从而使三极管TR2开关管的集电极电流急剧增加，增加的速率远大于基极电流的增加，三极管TR2开关管脱离饱和，三极管TR2开关管的集电极到发射极的压降U_CE增大，相应地，变压器N_P2绕组上的电压就减小同一数值，线圈N_B2绕组感应的电压减小，结果使三极管TR2开关管基极电压也降低，造成三极管TR2开关管向截止方向变化，此时，变压器B1线圈上的电压将反向，使另一只三极管TR1导通，此后，重复进行这一过程，形成推挽振荡。绕组Ns的输出端的波形如图2所示，可见，除了“集极谐振型Royer电路”输出正弦波或近似正弦波外，自激推挽式变换器的工作波形是接近方波的。集极谐振型Royer电路又称“冷阴极灯管逆变器(CCFL inverter)”，也会简称为CCFL逆变器或CCFL变换器，CCFL变换器在供电回路串入主功率绕组十倍电感量以上的电感，以获得输出正弦波或近似正弦波。图3为变压器B1磁心的方形磁滞回线，其中+B_m、-B_m为磁心的两个磁饱和点，其中+B_m称为第一象限饱和点，因为该点+B_m落在图3坐标中第一象限，-B_m称为第三象限饱和点，在图2的半个周期内，变压器B1磁心的工作点运动的路线为ABCDE，在下半个周期内运动路线为EFGHA。事实上，三极管TR2或TR1对应的线圈绕组里的电流，以及这个电流产生的磁感应强度随时间而线性增加到图3中D点或H点时，电路就会进行推挽转换，即另一只三极管导通，而对应的三极管会截止，由于三极管存在一个存储时间(storage time)，即三极管基极接收到关断信号，而集电极电流要延时才能下降直到关断，存储时间会产生在图3中，磁心工作点运动路线从D点向E点移动，对应地，或磁心工作点运动路线从H点向A点移动，在这个移动过程中，磁心的磁滞作用会导致三极管集电极电流无谓增加而产生损耗。

其特点为：利用磁心饱和特性进行推挽振荡，变压器输出波形为近似方波，电路的变换效率较高。磁心要在特定的时间瞬间接近饱和状态，所以无法采用存在气隙的磁心。自激推挽式变换器必需使用磁饱和式磁心，而磁心加气隙是公知的抗磁饱和的手段。

鉴于各种文献不区分磁心与磁芯和铁心以及铁芯，本文中的磁心和公知的其它文献一样，和磁芯(Magnetic Core)表示相同的意思，指铁氧体材料，即由各种氧化铁混合物组成的一种烧结磁性金属氧化物，磁心多用在高频。而铁心、铁芯(IronCore)是硅片型材料，只适合低频率的电感线、低变压器，一般用于低频和音频。

图1-2示出的相似结构，就是开关驱动功能与主功率变压器脱离的电路，如图1-2所示。前文描述过，电路的自振荡频率和驱动功能，改由磁饱和的变压器B1来实现，因此，主功率变压器B2能工作在不饱和状态。虽然B1出现磁饱和，因为B1的体积小，磁饱和消耗的能量小，在相同条件下，Jensen电路的总体效率略高。

上述的自激推挽式变换器因为磁心存在磁饱和，而存在以下缺点：

1、负载轻载时，变换器的效率低

由于Royer电路是利用磁心饱和特性进行推挽振荡，所以其空载工作电流不会太小，如表一为Royer电路实测参数。如使用图1-1的电路，做成输入直流5V，输出直流5V，输出电流为200mA的变换器，即输出功率1W。变压器的后续输出采用图4的电路结构，图4为公知的全波整流电路，二极管D41和D42均采用型号为RB160的肖特基二极管。电路的主要参数为：电容C为1uF电容，电阻R1为1KΩ，电容C1为0.047uF电容，三极管TR1和TR2为放大倍数在200倍左右的开关三极管，其集电极最大工作电流为1A；其中，原边线圈N_P1和N_P2的圈数分别为20匝，反馈线圈N_B1和N_B2的圈数分别为3匝，副边线圈N_S1和N_S2的圈数分别为23匝，磁心采用外直径5毫米，横截面积1.5平方毫米的常见铁氧体环形磁心，俗称磁环，其外形立体图参见图5。

实测电路的空载工作电流为18mA，工作频率为97.3KHz，接近100KHz，变换效率测试电路采用图6的电路，V1电压表头为工作电压Vin，即输入电压；A1电流表头为输入电流Iin，即为工作电流；V2电压表头为输出电压Vout，A2电流表头为输出电流Iout；那么变换效率可以用公式(2)计算得出。

电路的变换效率为：

$\mathrm{\η}=\frac{\mathrm{Vout}\×\mathrm{Iout}}{\mathrm{Vin}\×\mathrm{Iin}}\×100\%$ ....................................公式(2)

式中：Vin为工作电压，即输入电压，Iin为输入电流；Vout为输出电压，Iout为输出电流。测试时都采用图6的接线方式，RL为可变负载，可以有效地减小测量误差。电流表和电压表均使用MY65型4位半数字万用表的200mA档和20V档或200V档，同时使用了四块及四块以上的万用表。

MY65型4位半数字万用表在测电压时，内阻为10MΩ，200mA电流档的内阻为1Ω。当电流超过200mA时，采用了两块电流表置于200mA档并联测量，把两块表的电流读数相加，即为测量值。电流表并联测量是现有电子工程的成熟技术。

用图1-1的电路，按上述参数制作好后，当输出电流在200mA的5％时，即输出10mA时，工作频率为97.3KHz，实测参数如下表一：

表一

从上表可以看出，当输出只有满载的5％时，效率只有38.03％，这个效率目前在工业界的小功率模块电源中极具代表性。

Jensen电路，参见图1-2，尽管采用了一个小变压器B1来实现磁饱和，而主功率变压器B2工作在不饱和状态，以此来提高效率，事实上，由于采用了两只变压器，产生损耗的器件多了一个，小变压器B1的设计时要兼顾整个电路的输出功率，精心调试后，输出5V，输出5V/200mA的Jensen电路的空载电流下降至16mA，当输出只有满载的5％时，效率比上述的Royer电路有所提升，达40.91％。

2、额定负载时，效率无法进一步提升

自激推挽式变换器，以Royer电路为例，想提升电路的变换效率，由于电路在推挽式工作时，每次推挽转换，都是靠接近或进入磁心磁饱和实现的，磁饱和消耗的能量，以热量形式损耗掉，想提高效率，需降低变换器的工作频率，从公式(1)可以看到，在输入电压不变的前提下，只能加大公式中分母中的参数，加大工作磁感应强度B_W，或加大线圈匝数N，或加大磁心有效截面积S。目前的变换器产品都已选用工作磁感应强度B_W极大的磁心，加大线圈匝数N，带来铜损耗增加；而磁心有效截面积S的加大，同时增加了每次接近或进入磁心磁饱和时的损耗，使得变换器的变换效率不增反降。因此，在设计自激推挽式变换器时，在这些参数之间取舍是一件较为困难的事。

对于Jensen电路，想提升电路的变换效率，同样相似的原因，小变压器B1磁心有效截面积S取小了，导致推动功率不足，开关三极管不能进入良好的饱和导通，引起的压降损失也大，变换器的变换效率也低；小变压器B1磁心有效截面积S取大了，自身的损耗也大；可以通过加大线圈匝数N来解决问题，但又带来下述的工艺问题，即：匝数N多，由于小变压器B1必需工作在磁饱和状态下，不能开气隙，这给绕制带来很大的困难。

3、输入电压比较高时，变压器B1上的匝数过多，加工困难

自激推挽式变换器，以Royer电路为例，从公式(1)可以看到，在输入电压升高的前提下，若自激推挽式变换器工作频率保持不变，那么，公式(1)中的分母对应参数要加大，对于同一系列、同功率的工业级小模块电源，经常采用同一尺寸的磁心，这时，只能改变加大线圈匝数N来解决问题，如图1-1公布的电路参数，若做成输入24V的产品，原边线圈N_P1和N_P2的匝数就要由5V输入时的各20匝，上升至各96匝，由于图1-1中变压器B1必需工作在磁饱和状态下，不能开气隙，这给绕制带来很大的困难，目前在不到10mm直径的小磁环上绕制这么多匝漆包线，无论是机器绕制还是手工绕制，都存在加工困难。采用机器绕制，当第一层绕好，绕第二层时，第二层线很难叠在第一层上，会破坏第一层的线序，结果越绕越差、越乱；而手工绕制，这么多圈数，全靠操作工人用心记忆，很难保证不多绕一两匝，或少绕一两匝，匝数一旦改变，则输出电压就出现偏差，严重时变压器装机后，不能实现原有功能。

若把磁心有效截面积S加大一倍，则匝数可以降低为48匝，但这时变压器B1磁心有效截面积S取大了一倍，同样的频率下，自身的损耗也大了一倍，变换器的转换效率降低。

所以，目前工业领域及市面上较难见到工作在48V及以上电压的自激推挽式变换器模块，也是这个原因，只能降低效率来换取较少匝数。

4、工作频率难以提高

由于自激推挽式变换器电路是利用磁心饱和特性进行推挽振荡，每次推挽转换都是靠磁心接近磁饱和或进入磁饱和实现的，所以工作频率提升后，损耗增加，变换效率下降。

对于Jensen电路，同样相似的原因，小变压器B1磁心有效截面积S更小了，在24V输入电压下，经常需要绕制60匝的原边，由于原边线圈仅为一组，可以用双线并绕，只绕30匝，然后串接得到60匝的原边，但由于小变压器B1直径更小，无论是机器还是手工绕制，都存在加工困难。而对于48V输入电压下，小变压器B1几乎无法加工。同样，若把磁心有效截面积S加大一倍，则匝数可以降低，同样的工作频率下，自身的损耗也大了一倍，变换器的转换效率降低。

在CN101290828的专利中示出了用于工作在磁饱和区的不等截面铁心结构，无论在工作段绕上输入或输出绕组，和上世纪70年代未广为流行的家用、工业用交流磁饱和稳压器一样，只能工作在正弦波或波形失真不大的正弦波下，都无法克服自激推挽式变换器存在的上述缺点。该专利存在的不足，请参见电子工业出版社的《开关电源设计》第174页：

该书ISBN号7-121-01755-5，该页最后一段有详细描述，原文为“需要指出是的，绝大多数由带状迭片叠成的铁心表面辐射面积很小，因而具有较高的热阻，约为40～100℃/W。除非固定在散热片上，它们的总损耗必须维持在1W以下”；该书174页的表6.3同时表明了铁心的损耗很大，在100KHz工作频率下损耗最小的是Toshiba MB铁心材料，其铁心损耗为1.54W/cm³，即每立方厘米该种铁心在100KHz的工作频率下，其固有损耗达1.54W，这在工业界的小功率模块电源中是无法接受的；而在50KHz下损耗相对较小，前文提到，自激推挽式变换器是工作波形是接近方波的，方波的上升沿属阶跃信号，按傅立叶变换展开后，其频率可以是基频的20倍以上，即为50KHz×20＝1MHz，这时这种铁心的损耗是很大的，基频指自激推挽式变换器的工作频率基频，即图2中方波的频率。

事实上，在该书174页第三段开始已说明：“材料通常被加工成薄带状，卷成柱形”。这个卷带技术在工频用环形变压器中大量使用，目的也是为了获得无气隙的铁心。使用带状迭片叠成直径小于10mm的环形铁心，本身的加工难度极大，这种情况下，都会选择磁粉模压后烧结成的磁心，在100KHz工作频率下，磁心的铁损相对都在几十至几百mW/cm³级左右，相对低得多，请参见电子工业出版社的《开关电源设计》第184页的表7.1对应100KHz部分的参数。

说明：工频指50Hz或60Hz指工业上用的交流电源的频率。上世纪70年代未广为流行的家用、工业用交流磁饱和稳压器原理可以参阅上世纪80年代初期的《电子世界》和《无线电》杂志。

在1985年2月19日公开的JP60032312A的专利中示出了一种扼流电感用磁心(MAGNETIC CORE FOR CHOKE COIL)，其要解决的问题和1987年7月21日公开的JP62165310A的专利中示出的扼流电感(CHOKE COIL)是同一问题，在小电流时获得较大的电感量，而在大电流下获得相对较小的电感量，这样用于开关电源中作为续流电感使用时，可以改善在断续模式下开关电源的输出纹波，在输出小电流情况下，开关电源进入断续模式(DCM)下工作，这时，续流电感使用这两项专利，可以得到较大的电感量，这样，开关电源的工作模式会向连续模式(CCM)转移，流过电感的电流变小，但流过电感的电流因为变小而持续的时间延长，这样改善输出纹波，这也是业界目前公知的技术，从这两分公开的文件中附图也可以看出，请见JP60032312A的公开文件中第5图、JP62165310A的公开文件中第2图。这两项专利技术也无法克服自激推挽式变换器在前文描述的缺点，这些缺点都由自激推挽式变换器采用的变压器磁心存在磁饱和引起的。

发明内容

有鉴如此，本发明要解决的技术问题是，克服现有的磁心用在自激推挽式变换器存在的缺点，使得自激推挽式变换器在负载轻载时，自激推挽式变换器的效率得到显著提升；在额定负载时，效率进一步提升；降低自激推挽式变换器中磁饱和变压器上线圈的匝数；提高自激推挽式变换器的工作频率而损耗仍维持较低水平。

为解决上述技术问题，本发明提供一种变压器用磁心，所述的磁心由闭合的粗部和细部组成，所述的细部在相同的由小到大的磁场激励下比所述的粗部先达到磁饱和；所述的细部在工作时，只在瞬间接近或达到所述的细部第一象限饱和点或第三象限饱和点，其它时间都在所述的细部固有的第一象限饱和点和第三象限饱和点之间。所述的细部有一个或一个以上。

优选地，所述的细部长度为0.05毫米以上、总磁路长度八分之一以下，且截面积介于粗部截面积80％以下、4％以上；更优地，细部的截面积介于粗部的截面积50％以下、6.25％以上，与粗部的截面积相比，细部的截面积越小，则细部的长度占磁环总磁路长度也越小为好，以保证细部的机械强度。

优选地，所述的粗部与细部材质相同。

优选地，所述的粗部和细部连接处存在过渡体，从而使得磁心在磁粉模压后脱模方便。

优选地，所述的粗部上有两个或两个以上的凸点，用于防止粗部上的绕线滑到细部，或对不同的绕组进行区域定位，以防它们之间交叉等。

本发明还提供一种利用上述磁心绕制的变压器，所述的粗部绕制线圈，所述的细部不绕线圈。

本发明的工作原理为，上述技术方案应用于自激推挽式变换器中，以图1-1的Royer电路为例，图1-1自激推挽式变换器中的变压器B1采用上述本发明技术方案，电路的推挽工作原理并没有变化，当三极管TR2饱和导通，相应地，三极管TR1完全截止，三极管TR2对应的线圈N_P2绕组里的电流，以及这个电流产生的磁感应强度随时间而线性增加，但磁感应强度增加到变压器B1磁心的饱和点Bm时，线圈的电感量迅速减小，从而使三极管TR2开关管的集电极电流急剧增加，增加的速率远大于基极电流的增加，三极管TR2开关管脱离饱和，三极管TR2开关管的集电极到发射极的压降U_CE增大，相应地，变压器N_P2绕组上的电压就减小同一数值，线圈N_B2绕组感应的电压减小，结果使三极管TR2开关管基极电压也降低，造成三极管TR2开关管向截止方向变化，此时，变压器B1线圈上的电压将反向，使另一只三极管TR1导通，此后，重复进行这一过程，形成推挽振荡。

能量损耗主要是由于磁感应强度增加到变压器B1磁心的饱和点B_m时产生的，现有技术使用截面积相同的磁心，基本上要让整个磁心达到饱和点B_m，而要较多的能量才能达到饱和。如图3所示，变压器磁心在上半个周期内运动的路线为ABCDE，在下半个个周期内运动路线为EFGHA，即在一个完整周期内，现有技术磁心的工作区域为整个区域，如图7中阴影71所示。

而本发明存在一小段和现有技术中磁心截面积不相同的细部，细部在相同的由小到大的磁场激励下比粗部先达到磁饱和，但其长度却很短，让这一小段细部磁心达到其本身的饱和点B_m，同样可以引起电路的推挽振荡，细部这一部分的磁心的工作区域为整个区域，和图7中阴影71相同，但细部的长度很短，消耗的能量大幅降低；粗部因为面积比细部大，容纳较多的磁力线，当细部出现接近磁饱和的瞬间，粗部并没有工作在饱和状态，其对应的磁心工作区域为图8中阴影81所示，面积明显减小，所以粗部消耗的能量很低，故本发明的磁心消耗的能量总体降低很大。即采用本发明的磁心，可以降低每次推挽变换时的能量消耗，在同样的工作频率下，采用本发明磁心的自激推挽式变换器电路的消耗会降低，表现为电路的空载工作电流下降；同样原因，可以实现自激推挽式变换器工作频率提升而损耗上升并不大，实现在高频率下变换效率仍可不下降。

如上所述，在相同的工作频率下，自激推挽式变换器电路的空载工作电流就会相应降低，即空载损耗就会同比例降低，相应地，本发明应用于自激推挽式变换器中，在负载轻载时，变换器的效率会明显提升。同样，在负载轻载至满载整个区间工作时，变换器的对应效率都会明显提升。

基于上述原理，由于粗部并不需要工作在两个饱和点之间，所以可以加大粗部的截面积，这样每匝电感量会随截面积的增加而成比例增加，这样，实现相同的电感量，总匝数就会相应下降，从而降低自激推挽式变换器中磁饱和变压器B1上线圈的匝数，实现本发明的目的。详细的工作原理和公式推导将在实施例中展现。

而现有技术使用截面积相同的磁心，加大截面积会导致因磁饱和损耗加大，导致空载工作电流增加，自激推挽式变换器变换效率在满载时不变或反而有所下降，而在轻载时由于损耗大，变换效率下降严重。背景技术提及的专利方案都必须让整个或部分磁心、铁心工作在稳定的磁饱和状态下，它们是利用稳定的磁饱和实现发明目的，比如，交流磁饱和稳压器获得稳定的交流电压输出，背景技术提及的扼流电感(CHOKE COIL)在小电流时获得较大的电感量，而在大电流下获得相对较小的电感量，扼流电感要在很大的工作范围内利用稳定的磁饱和实现电感量随电流增加而线性降低，交流磁饱和稳压器和扼流电感带来的损耗都很大，因为它们在工作时出现磁饱和后，磁饱和持续的时间占一个周期中较长时间，甚至占一个周期中二分之一以上。而本发明仅利用长度极短的细部磁心实现少量的磁饱和引发电路的推挽转换，磁饱和只在瞬间出现，其持续时间几乎无法精确测量，参见图7，由于本发明只有细部工作在图7中阴影71区域，因细部长度短，细部这一部分的磁心的工作区域从D点运动至E点，磁心的磁滞作用会导致三极管集电极电流无谓增加而产生损耗，但因细部长度小，在这一过程中，磁滞明显降低，因此产生的损耗也降低；由于细部长度短，磁滞相对很小，细部这一部分的磁心的工作区域从D点运动至E点所花的时间会缩短，即本发明磁心中细部瞬间接近或达到饱和点所持续的时间缩短。即所述的细部在工作时，只在瞬间接近或达到所述的细部第一象限饱和点或第三象限饱和点，其它时间都在所述的细部固有的第一象限饱和点和第三象限饱和点之间。

如上所述，本发明是要降低磁饱和带来的负面影响，这是和现有技术的本质区别。

也正因为如此，当本发明磁心存在两个或两个以上细部时，若多个细部的截面积相等，它们相当于串联关系，等效于一个总细部。其工作原理等同于上述原理。

当本发明磁心存在两个或两个以上细部时，若多个细部的截面积不等，那么，截面积最小的细部起作用，其它细部对应的磁心内部不会磁饱和，从而不参与工作，由于其它细部的截面积较粗部小，会减小整个磁心上的线圈的电感量。其工作原理等同于上述原理。

与现有技术相比，本发明具有如下显著的效果：

(1)使得自激推挽式变换器在负载轻载时，自激推挽式变换器的效率得到显著提升；

(2)在额定负载时以及从空载至满载的整个工作区间，变换效率进一步提升；即降低了输入端的功率消耗。

(3)降低自激推挽式变换器中磁饱和变压器上线圈的匝数。

(4)使得自激推挽式变换器的变压器绕制效率提高，单件生产工时缩短。

(5)使得48V及以上输入电压的自激推挽式变换器成为可能，且工艺简单。

(6)使得自激推挽式变换器在空载时，工作电流下降。

(7)提高自激推挽式变换器的工作频率。

(8)可以实现100mW以下的高效率微功率DC/DC模块电源。

附图说明

图1-1为自激推挽式变换器Royer电路常见应用电路图；

图1-2为自激推挽式变换器Jensen电路常见应用电路图；

图2为图1-1的Royer电路绕组Ns的输出端的波形图；

图3为图1-1Royer电路中变压器B1磁心的方形磁滞回线；

图4为公知的全波整流电路；

图5为现有技术的磁环式磁心；

图6为本文中通用的变换效率测试原理图；

图7为磁心在自激推挽式变换器中工作区域图；

图8为本发明粗部对应磁心在自激推挽式变换器中工作区域图；

图9-1为本发明第一至第三实施例的磁心主视图；

图9-2为本发明第一至第三实施例的磁心侧视图；

图9-3为本发明第一至第三实施例的磁心俯视图；

图9-4为本发明第一至第三实施例的磁心立体图；

图10-1为本发明第一至第三实施例的粗部内的磁路l_w示意图；

图10-2为本发明第一至第三实施例的细部内的磁路l_t示意图；

图11-1为现有技术对比用的磁心主视图；

图11-2为现有技术对比用的磁心侧视图；

图11-3为现有技术对比用的磁心俯视图；

图12为本发明第四实施例和现有技术磁心装入电路后效率对比图；

图13-1为本发明第四实施例的磁心主视图；

图13-2为本发明第四实施例的磁心侧视图；

图13-3为本发明第四实施例的磁心俯视图；

图14为本发明第四实施例和现有技术磁心装入电路后效率对比图；

图15-1为本发明第五实施例的磁心主视图；

图15-2为本发明第五实施例的磁心侧视图；

图15-3为本发明第五实施例的磁心俯视图；

图15-4为本发明第五实施例的磁心立体图；

图16-1为本发明第六实施例的磁心主视图；

图16-2为本发明第六实施例的磁心侧视图；

图16-3为本发明第六实施例的磁心俯视图；

图16-4为本发明第六实施例的磁心立体图；

图17-1为本发明第七实施例的磁心主视图；

图17-2为本发明第七实施例的磁心侧视图；

图17-3为本发明第七实施例的磁心俯视图；

图17-4为本发明第七实施例的磁心立体图；

图18-1为本发明第八实施例的磁心主视图；

图18-2为本发明第八实施例的磁心侧视图；

图18-3为本发明第八实施例的磁心俯视图；

图18-4为本发明第八实施例的磁心立体图；

图19-1为本发明第九实施例的磁心主视图；

图19-2为本发明第九实施例的磁心侧视图；

图19-3为本发明第九实施例的磁心俯视图；

图19-4为本发明第九实施例的磁心立体图。

具体实施方式

实施例一

图9-1至图9-4为本发明第一实施例磁心，磁心为无气隙磁路闭合磁环，环体呈圆柱状，由同材质的粗部和细部组成，细部长度为0.05毫米以上、总磁路长度八分之一以下；且细部的截面积介于所述的粗部的截面积80％以下、4％以上。

为了清晰地展现本实施例的效果，本发明第一实施例粗部和现有技术中磁心截面积相同，细部比现有技术中磁心截面积小。粗部的截面积和细部的截面积的比值，该比值是技术方案中的百分比的倒数，记作常数k，按上述“80％以下、4％以上”取倒数，即1.25倍至25倍，图5示出的是现有技术的磁环式磁心，如图5所示，其截面积50处处相等，那么，按现有的公知技术，绕在它上面的线圈电感量为：

$L=\frac{4\mathrm{\π}\×\mathrm{\μi}\×\mathrm{Ae}\×N^2}{l_e}$ ....................................公式(3)

式中：μi为磁心相对磁导率，Ae和公式(1)中的S一样，为磁心有效截面积(cm²)，N为线圈匝数，l_e为磁路长度(cm)，图5中的圆周虚线51的周长即为磁路长度l_e。

图9-1至图9-4系列示出的是第一实施例磁心的结构图，图9-1为本发明第一实施例的磁心主视图；图9-2为本发明第一实施例的磁心侧视图；图9-3为本发明第一实施例的磁心俯视图；图9-4为本发明第一实施例的磁心立体图。其中图9-1中的圆周虚线51为几何磁路长度，该几何磁路事实上被分为两段，一段在粗部内，其长度记作l_w，为图9-1中粗部52内部的那段磁路；几何磁路的另一段在细部内，其长度记作l_t，为图9-1中细部53内部的那段磁路。图10-1和图10-2分别示出了本发明中磁路l_w和l_t的示意图，图10-1中，虚线61表示在粗部内的磁路长度l_w，图10-2中，虚线62表示在细部内的磁路长度l_t，那么，本发明第一实施例中，绕在粗部上线圈的电感量计算方法，就可以根椐法拉第定律推导出，设细部的有效截面积为S₁，那么粗部的有效截面积为kS₁，代入公式(3)，那么粗部上绕制N匝的线圈电感量L₁为：

$L_1=\frac{4\mathrm{\π}\×\mathrm{\μi}\×{\mathrm{kS}}_1\×N^2}{l_w+{\mathrm{kl}}_t}$ ....................................公式(4)

式中：μi为磁心相对磁导率；S₁为磁心的细部的有效截面积(cm²)，即kS₁为粗部的有效截面积，和公式(1)中的S一样；N为线圈匝数；分母为磁路总等效长度(cm)，为粗部内的磁路l_w和细部内的磁路l_t的等效长度之和，细部由于其有效截面积是粗部的有效截面积的1/k，细部内的磁路l_t若按粗部的有效截面积等效，按公知理论，就要乘以k，长度等效为kl_t，即：

l_等效长度＝kl_t          ………………………………………公式(5)

磁路l_t的等效长度，是其固有长度l_t的k倍。图11-1、11-2、11-3分别为现有技术对比用的磁心主视图、侧视图、俯视图，为了方便说明本发明的原理，现有技术对比用的磁心图11-1中的几何磁路51的长度等于图9-1中本发明磁心的圆周虚线51的几何磁路长度，由于图11-1中现有技术对比用的磁心的有效截面积处处相等，其几何磁路51长度就等于实际磁路长度，且图11-1中的磁心的有效截面积等于图9-1中本发明磁心的粗部的有效截面积，即为kS₁，那么图11-1至图11-3的磁心有：

l_e＝l_w+l_t    ....................................公式(6)

Ae＝kS₁      ....................................公式(7)

那么，把上式代入公式(3)，图11-1现有技术对比用的磁心同样绕制N匝的线圈电感量L₂为：

$L_2=\frac{4\mathrm{\π}\×\mathrm{\μi}\×{\mathrm{kS}}_1\×N^2}{l_w+l_t}$ ....................................公式(8)

用公式(4)和公式(8)相比，得：

$\frac{L_1}{L_2}=<\frac{4\mathrm{\&pi;}\&times;\mathrm{\&mu;i}\&times;{\mathrm{kS}}_1\&times;N^2}{l_w+{\mathrm{kl}}_t}>\&divide;<\frac{4\mathrm{\&pi;}\&times;\mathrm{\&mu;i}\&times;{\mathrm{kS}}_1\&times;N^2}{l_w+l_t}>=\frac{l_w+l_t}{l_w+{\mathrm{kl}}_t}$ ...............公式(9)

即，本发明磁心实现的变压器，在同匝数下，其电感量为：

$L_1=\frac{L_w+l_t}{l_w+{\mathrm{kl}}_t}{L}_2$ ....................................公式(10)

根据公式(10)，由于粗部截面积比细部大，即k恒大于1，所以本发明第一实施例磁心的N匝线圈电感量L₁小于现有技术磁心的N匝电感量L₂，只要k取得不太大，而细部内的磁路长度l_t足够短，那么本发明磁心的N匝电感量L₁可以很接近L₂，如L₁＝0.99L₂，这时，由于存在细部，本发明的磁心应用于自激推挽式变换器中，同样可以引发电路推挽振荡，由于电感接近，工作频率变化微弱，由于磁饱和只出现在细部内，能量损耗低，空载输入电流就小，自激推挽式变换器的变换效率明显提升。

由于细部磁路l_t越小越好，从而磁环需要达到磁饱和的部分也越少，损耗降低也越明显，细部的长度下限取0.05mm，是因为0.05mm是目前磁心模压成型工艺或切割工艺的极限，事实上，0.05mm以下可以更好地实现本发明目的。

以下是对权利要求中的几个尺寸限定进行证明的过程，至公式(10-10)，本证明的方法、过程是未公开过的学术首创：

参考公式(6)，设x为细部长度53占总磁路长度51的比例，那么有：

1_t＝x1_e          ………………………………………公式(10-1)

1_w＝(1-x)1_e         ………………………………………公式(10-2)

根据公式(10)，本发明第一实施例磁心的N匝线圈电感量L₁小于现有技术磁心的N匝电感量L₂，引入一个常数y，为百分比，这里用小数方便表达，要求y小于0.1，可以无限地接近零，设：

L₁＝(1-y)L₂         ………………………………………公式(10-3)

把公式(6)、公式(10-1)、公式(10-2)、公式(10-3)代入公式(10)得：

$(1-y)L_2=\frac{l_e}{(1-x)l_e+{\mathrm{kxl}}_e}{L}_2$ …………………………………公式(10-4)

对公式(10-4)进行简化，左右约去L₂，等式右边分子分母约去L_e，得：

$1-y=\frac{1}{1-x+\mathrm{kx}}=\frac{1}{1+x(k-1)}$ …………………………………公式(10-5)

公式(10-5)简化为：

$x(k-1)=\frac{1}{1-y}-1$ …………………………………公式(10-6)

因为y小于等于0.1，那么有下述工程计算中的等式：

1-v²≈1             ………………………………………公式(10-7)

当y＝0.1时，公式(10-7)出现0.99≈1，误差是1％，已满足工程计算的精度，因为y小于等于0.1，从公式(10-7)得出：

(1-y)(1+y)≈1       ………………………………………公式(10-8)

即：

$\frac{1}{1-y}\&ap;1+y$ …………………………………公式(10-9)

公式(10-9)中，y取最大值0.1，则出现：

$1.\stackrel{\&OverBar;}{1}\&ap;1.1$

即1.1的循环小数约等于1.1的情况，误差为1％，而当y下降至0.05即5％时，出现1.05263≈1.05，误差为0.25％，已非常精确。把公式(10-9)代入公式(10-6)，则有：

$x(k-1)=\frac{1}{1-y}-1\&ap;1+y-1=y$

即：

y≈x(k-1)           …………………………………公式(10-10)

公式(10-3)可以看到，本发明希望y值越小越好，这样，本发明的磁心的电感量越接近期望值，这样不用增加本发明第一实施例线圈匝数，通过实验实测发现，细部的截面积介于所述的粗部的截面积80％以下时，才保证当细部出现磁饱和时，粗部不出现磁饱和。由于三极管存在一个存储时间(storage time)，即三极管基极接收到关断信号，而集电极电流要延时才能下降直到关断，存储时间会产生在图3中，磁心工作点运动路线从D点向E点移动，对应地，或磁心工作点运动路线从H点向A点移动。磁心工作点运动路线从D点向E点移动时，会引发磁心中磁通增加，这时会引发面积相差不大的粗部内出现饱和，所以，细部的截面积介于所述的粗部的截面积80％以下时，才确保不会出现上述磁心工作点运动路线从D点向E点移动时引发粗部出现磁饱和。k即上述的80％的倒数，为1.25。

当k取1.25时，公式(10-10)中的y若不大于3％，那么：

x＝y/(k-1)＝0.03/(1.25-1)＝0.12

x为细部长度53占总磁路长度51的比例，0.12近似为八分之一，即，所述的细部长度为0.05毫米以上、总磁路长度八分之一以下。

当然，这里仅以y为3％为例说明的，下表二给出了电子工程中常用可以容忍的偏差值，都是依据公式(10-10)计算所得，如下：

表二：

通过实验实测验证，本发明y取3％以下时，才能保证较好的实施效果。

在实际应用中，k值超过25以后，即粗部截面积是细部截面积的25倍后，细部的强度不好保证，容易断裂，断裂后反而产生气隙，无法应用于自激推挽式变换器，k值超过25以后，由于磁环中心的可以绕线的“窗口面积”过小，经常需要延长图9-1中几何磁路51的长度来实施，从公式(3)可以看到，几何磁路51延长，会使得电感量降低，反而要增加匝数，从而降低了实施效果。

因此，K的取值范围要求为1.25倍至25，此时细部截面积为粗部截面积的80％以下、4％以上。

下面以一组实测数据来体现第一实施例磁心的实际效果。以图1-1为例，现有技术采用和背景技术中介绍的方案相同：

使用图1-1的电路，做成输入直流5V，输出直流5V，输出电流为200mA的变换器，即输出功率1W。变压器的后续输出采用图4的电路结构，图4为公知的全波整流电路。电路的主要参数为：电容C为1uF电容，电阻R1为1KΩ，电容C1为0.047uF电容，三极管TR1和TR2为放大倍数在200倍左右的开关三极管，其集电极最大工作电流为1A；其中，原边线圈N_P1和N_P2的圈数分别为20匝，反馈线圈N_B1和N_B2的圈数分别为3匝，副边线圈N_S1和N_S2的圈数分别为23匝，磁心采用外直径5毫米，横截面积1.5平方毫米的常见铁氧体环形磁心。

按上述参数制作好后，当输出电流在200mA满载的5％时，即输出10mA时，实测参数参见背景技术表一，效率为38.03％。

本发明第一实施例采用：磁心采用外直径5毫米，粗部横截面积1.5平方毫米，而细部横截面积为1.2平方毫米，即k值为1.25，细部的长度为1毫米。细部上不绕线圈，采用同样的匝数制作图1-1中的变压器，采用本发明第一实施例制作的变压器装入电路后，当输出电流在200mA满载的5％时，即输出10mA时，同样采用图6的电路测试效率，实测数据结合表一后，如表三所示：

表三：

明显地，采用本发明后，自激推挽式变换器的变换效率在负载轻载时明显提升，上升了(42.05％-38.03％)＝4.02％。

进一步地，对负载从轻载、满载进行了测试；记录在表四：

表四：

明显地，采用本发明后，自激推挽式变换器的变换效率在轻载、满载，都有提升，由于k取值较小，所以效果较为一般。

自激推挽式变换器的空载电流也由现有技术的18.0mA下降至本发明的14.1mA，即空载损耗由现有技术的90毫瓦下降至本发明的70.5毫瓦。

实施例二

图9-1至图9-4为本发明第二实施例磁心结构图，磁心为无气隙磁路闭合磁环，环体呈圆柱状，由同材质的粗部和细部组成，细部长度为0.05毫米以上、总磁路长度八分之一以下；且细部的截面积介于所述的粗部的截面积80％以下、4％以上。

为了清晰地展现本实施例的效果，在本发明第二实施例磁心中，细部的截面积为粗部的截面积的4％，即本发明第二实施例采用：磁心采用外直径5毫米，粗部横截面积1.5平方毫米，而细部横截面积为0.06平方毫米，实际用切割工艺把图9-1中的细部53切出来，细部直径为0.276±0.02mm，即k值为25，受加工的环切机刀片厚度限制，细部的长度为0.15毫米，无法进一步缩短。细部上不绕线圈，采用同样的匝数制作图1-1中的变压器，采用本发明第一实施例制作的变压器装入电路后，当输出电流在200mA满载的5％时，即输出10mA时，同样采用图6的电路测试效率，实测数据结合表一后，如表五所示：

表五：

明显地，采用本发明后，自激推挽式变换器的变换效率在负载轻载时明显提升，上升了(69.49％-38.03％)＝31.46％。这是在输出10mA电流时测出来的，即输出50mW时测出的效率。

进一步地，对输出20mA电流进行了测试，对应的负载率为(20÷200)×100％，记录在表六：

表六：

明显地，采用本发明后，自激推挽式变换器的变换效率在轻载100mW以下，即输出20mA以下，效率都有显著提升，由于k取值过大，所以效果显著。但细部直径为0.276±0.02mm，加工很大，在实验中极容易断裂，成品率极低。

自激推挽式变换器的空载电流也由现有技术的18.0mA下降至本发明的4.8mA，即空载损耗由现有技术的90毫瓦下降至本发明的24毫瓦。

实施例三

第三实施例仍采用图9-1至图9-4结构图磁心，磁心为无气隙磁路闭合磁环，环体呈圆柱状，由同材质的粗部和细部组成，细部长度为0.05毫米以上、总磁路长度八分之一以下；且细部的截面积介于所述的粗部的截面积80％以下、4％以上。

上述两个实施例中，k用两个极限值展示了实施效果，为了清晰地展现本实施例的效果，第三实施例中常数k取中间值2来展示实施效果。本发明第一实施例应用，磁心采用外直径5毫米，粗部横截面积1.5平方毫米，而细部横截面积为0.75平方毫米，即k值为2，细部的长度为1毫米。细部上不绕线圈，采用同样的匝数制作图1-1中的变压器，采用本发明第一实施例制作的变压器装入电路后，当输出电流在200mA满载的5％时，即输出10mA时，同样采用图6的电路测试效率，实测数据结合表一后，如表七所示：

表七：

明显地，采用本发明后，自激推挽式变换器的变换效率在负载轻载时明显提升，上升了(45.80％-38.03％)＝7.77％。

进一步地，对负载从轻载至满载整个区间，按5％步长全部进行了测试；当负载率超过40％后，按10％步长进行了测试，记录在表八：

表八：

明显地，采用本发明后，自激推挽式变换器的变换效率从轻载至满载整个区间，都有明显提升，用软件做成对比图表，参见图12，其中的2#曲线为采用本发明后自激推挽式变换器的变换效率曲线图，其中的1#曲线为现有技术的自激推挽式变换器的变换效率曲线图。

自激推挽式变换器的空载电流也由现有技术的18.0mA下降至本发明的12.0mA，即空载损耗由现有技术的90毫瓦下降至本发明的60毫瓦，即每只产品降低了30mW。

据不完全统计，目前在使用中的自激推挽式变换器所制成微功率电源模块，至少有10亿只，若全部使用本发明的技术方案，每小时可以节约3000万度电以上。

本发明不仅从工作原理上解决所要解决的技术问题，而且上述大量首次公开的公式推导也给予了本发明有力的理论支持，同时通过实验论证，本发明完全可以在工业应用中使用并达到预期的效果。自激推挽式变换器自1955年被公开以来，经过半个多世纪的发展创新，至今无人能够利用本发明的技术手段来解决本发明所要解决的技术问题，正是由于对该电路的理论层面理解不够深刻充分，从而在此之前无法意识到本发明可以通过简单的改进从而带来显著的效果。

实施例四

本发明第四实施例自激推挽式变换器采用的变压器和第一、二、三实施例略有区别，但本质是相同的，磁心也为无气隙磁路闭合磁环，环体呈圆柱状，由同材质的粗部和细部组成，细部长度为0.05毫米以上、总磁路长度八分之一以下；且细部的截面积介于所述的粗部的截面积50％以下、6.25％以上。

在第一实施例中，磁心粗部和现有技术的磁心截面积相同，而细部的截面积比现有技术的截面积小，它们的比值为1/k。为了充分地展现本实施例的效果，在本发明第四实施例采用的变压器磁心中，细部的截面积等于现有技术的截面积，即粗部的截面积是现有技术的截面积的k倍。

图11-1、11-2、11-3分别为现有技术用于和本发明第四实施例磁心对比用的磁心主视图、侧视图、俯视图，设现有技术的磁心的截面积为S₂，那么代入公式(3)，得到图11-1现有技术对比用的磁心同样绕制N匝的线圈电感量L₃为：

$L_3=\frac{4\mathrm{\&pi;}\&times;\mathrm{\&mu;i}\&times;S_2\&times;N^2}{l_e}$ ....................................公式(11)

本发明第四实施例磁心参见图13-1至图13-3，图13-1为本发明第四实施例的磁心主视图；图13-2为本发明第四实施例的磁心侧视图；图13-3为本发明第四实施例的磁心俯视图；第四实施例磁心存在一小段和现有技术中用于对比的磁心截面积相同的细部53，即图13-1中磁心的细部53的截面积等于上述的S₂，但其长度却很短；那么相应地，图13-1中粗部52的截面积就比现有技术的磁心截面积大，等于kS₂，其比值是技术方案中的百分比的倒数，记作常数k，按前文的技术方案取倒数，即1.25倍至25倍，相应地，绕在粗部上线圈的单匝电感量增加，本发明第四实施例磁心，同样绕制N匝的线圈电感量L₄为：

$L_4=\frac{4\mathrm{\&pi;}\&times;\mathrm{\&mu;i}\&times;{\mathrm{kS}}_2\&times;N^2}{l_w+{\mathrm{kl}}_t}$ ....................................公式(12)

式中：μi为磁心相对磁导率；S₂为磁心的细部的有效截面积(cm²)，即kS₂为粗部的有效截面积，和公式(1)中的S一样；N为线圈匝数；分母为磁路总等效长度(cm)，为粗部内的磁路l_w和细部内的磁路l_t的等效长度之和，细部由于其有效截面积是粗部的有效截面积的1/k，细部内的磁路l_t若按粗部的有效截面积等效，就要乘以k，长度等效为kl_t；

用公式(12)和公式(11)相比，得：

$\frac{L_4}{L_3}=<\frac{4\mathrm{\&pi;}\&times;\mathrm{\&mu;i}\&times;{\mathrm{kS}}_2\&times;N^2}{l_w+{\mathrm{kl}}_t}>\&divide;<\frac{4\mathrm{\&pi;}\&times;\mathrm{\&mu;i}\&times;S_2\&times;N^2}{l_e}>=\frac{k{l}_e}{l_w+{\mathrm{kl}}_t}$ ............公式(13)

即，本发明第四实施例磁心实现的变压器，在同匝数下，其电感量为：

$L_4=k\left(\frac{l_e}{l_w+{\mathrm{kl}}_t}{L}_3\right)$ ....................................公式(14)

根据公式(14)，若细部内的磁路长度l_t足够短，如趋向0.05mm，kl_t的乘积和粗部磁路l_w之和就越接近图11-1现有技术对比用的磁心的磁路长度l_e，即本发明磁心的N匝线圈的电感量L₄≈kL₃。

绕同样的匝数，但电感量却加大了约k倍，即所绕的匝数可以相当地降低，即可同样实现和背景技术中相同的电感量；即本发明所绕的匝数可以相当地降低，现有技术的匝数和本发明的匝数，其匝比n为：

$n=\sqrt{\frac{1}{k}}$ ....................................公式(15)

即当k取25时，n＝1/5＝0.2，对于背景技术中提到的输入电压24V的产品，需要绕制96匝才能获得较好的工作效率，而本发明可以用96×0.2＝19.2匝，取整用20匝来实现。这也是技术要求中，所述的细部长度截面积介于所述的粗部的截面积80％以下、4％以上的来历。实施例一对应的前文提到过：k值超过25以后，由于磁环中心的“窗口”过小，经常需要延长图9-1中几何磁路51的长度来实施，从公式(3)可以看到，几何磁路51延长，会使得电感量降低，反而要增加匝数，从而降低了实施效果。

同样，当k取16时，n＝1/4＝0.25，可以让匝数降低为原有匝数的1/4，方便绕制。

在图13-1中由于存在细部53，本发明的磁心应用于自激推挽式变换器中，同样可以引发电路推挽振荡，由于磁饱和只出现细部53内，而其长度较短，能量损耗低，即自激推挽式变换器电路的空载输入电流就小，自激推挽式变换器的变换效率明显提升，由于能量损耗低，就可以把工作自激推挽式变换器的工作频率进一步提高，这样带来好的好处是：本发明第四实施例磁心上绕制的匝数可以进一步降低。下面以一组实测数据来体现第四实施例磁心的实际效果。

现有技术用于对比的方案，采用和背景技术中、实施例一中介绍的方案相同，为了方便对比，这里引用如下：

使用图1-1的电路，做成输入直流5V，输出直流5V，输出电流为200mA的变换器，即输出功率1W。变压器的后续输出采用图4的电路结构，图4为公知的全波整流电路。电路的主要参数为：电容C为1uF电容，电阻R1为1KΩ，电容C1为0.047uF电容，三极管TR1和TR2为放大倍数在200倍左右的开关三极管，其集电极最大工作电流为1A；其中，原边线圈N_P1和N_P2的圈数分别为20匝，反馈线圈N_B1和N_B2的圈数分别为3匝，副边线圈N_S1和N_S2的圈数分别为23匝，磁心采用外直径5毫米，横截面积1.5平方毫米的常见铁氧体环形磁心。

按上述参数制作好后，当输出电流在200mA满载的5％时，即输出10mA时，实测参数如背景技术表一，效率为38.03％。其它参数见表七、表八中对应的现有技术部分。

本发明第四实施例采用：磁心采用外直径5毫米，粗部横截面积3平方毫米，而细部横截面积为1.5平方毫米，即k值为2，细部的长度为0.5毫米。细部上不绕线圈，原边线圈N_P1和N_P2的圈数分别为7匝，反馈线圈N_B1和N_B2的圈数分别为2匝，副边线圈N_S1和N_S2的圈数分别为8匝，采用本发明第四实施例制作的变压器装入电路后，实测电路的工作频率为139KHz，空载输入电流为6.9mA。

当输出电流在200mA满载的5％时，即输出10mA时，同样采用图6的电路测试效率，实测数据结合表一后，如表九所示：

表九：

明显地，采用本发明后，自激推挽式变换器的变换效率在负载轻载时明显提升，上升了(61.48％-38.03％)＝23.45％。

进一步地，对负载从轻载至满载整个区间，按5％步长全部进行了测试；当负载率超过40％后，按10％步长进行了测试，记录在表十：

表十：

明显地，采用本发明后，自激推挽式变换器的变换效率从轻载至满载整个区间，都有明显提升，用软件做成对比图表，参见图14，其中的2#为采用本发明后自激推挽式变换器的变换效率曲线图，其中的1#曲线为现有技术的自激推挽式变换器的变换效率曲线图。

自激推挽式变换器的空载电流也由现有技术的18.0mA下降至本发明的6.9mA，即空载损耗由现有技术的90毫瓦下降本发明的34.5毫瓦。同时工作频率也由现有技术的97.3KHz上升至本发明实施例二的139KHz。带来的好处，就是把原边线圈N_P1和N_P2的圈数分别为现有技术的20匝下降为7匝，节约绕制工时，也不容易出错。

从表六可以看到，当负载为10％时，即输出20mA的电流时，本发明的效率仍有74％，若减小磁心，专门设计成微功率的DC/DC变换器，即可实现效率进一步提升。综上所述，第四实施例的综合实施效果是比较好的。

实施例五

图15-1至图15-4为本发明第五实施例，图15-1为本发明第五实施例的磁心主视图；图15-2为本发明第五实施例的磁心侧视图；图15-3为本发明第五实施例的磁心俯视图；图15-4为本发明第五实施例的磁心立体图；同样存在一小段磁心截面积小的细部53，在圆柱状的磁环上对称切除形成一个片状的细部53，细部长度为0.05毫米以上、总磁路长度八分之一以下；细部的截面积介于粗部的截面积80％以下、4％以上。工作原理同上述的发明内容中的工作原理以及实施例一至实施例四的工作原理，这里不再赘述。

实施例六

图16-1至图16-4为本发明第六实施例，图16-1为本发明第六实施例的磁心主视图；图16-2为本发明第六实施例的磁心侧视图；图16-3为本发明第六实施例的磁心俯视图；图16-4为本发明第六实施例的磁心立体图；同样存在一小段磁心截面积小的细部53，粗部52，以及第六实施例的进一步改进特征：粗部和细部之间存在过渡体54，过渡体54可以等效为细部的一部分，相当于本实施例存在三个细部，过渡体54的截面积从大到小，从微分的观点来看，其实是存在无数个细部，设置过渡体54是为了磁心在磁粉模压后脱模方便，事实上这是对图9-1至9-4的第一实施例的进一步改进。当本实施例存在一个细部53，两个对称细部54，细部53和两个对称细部54的截面积不等，那么，截面积最小的细部53起作用，面积最小的细部53的截面积介于粗部的截面积80％以下、4％以上。细部54对应的磁心内部不会磁饱和，从而不参与磁饱和工作。

同样，细部的长度、过渡体54要求短，过渡体和所述的细部长度之和为0.05毫米以上、总磁路长度八分之一以下。工作原理同上述的发明内容中的工作原理以及实施例一至实施例四的工作原理，这里不再赘述。由于存在过渡体54，细部53的长度可以为零，这时一样存在一个最小截面积的部分，最小截面积的部分可以实现先达到磁饱和，一样可以实现发明目的。

实施例七

图17-1至图17-4为本发明第七实施例，图17-1为本发明第七实施例的磁心主视图；图17-2为本发明第七实施例的磁心侧视图；图17-3为本发明第七实施例的磁心俯视图；图17-4为本发明第七实施例的磁心立体图；

本发明第七实施例的改进特征是：在第六实施例的基础上，在粗部上增加了两个或两个以上凸点55，以防止粗部上的绕线滑到细部，凸点55可以在粗部上任意地方。凸点55另一作用是：可以对不同的绕组进行区域定位，以防它们之间交叉等。

由于同样存在一小段磁心截面积小的细部53，粗部52，以及粗部和细部之间的过渡体54，过渡体54可以等效为细部的一部分，设置过渡体54是为了磁心在磁粉模压后脱模方便，事实上这是对图16-1至16-4的第六实施例的进一步改进。

同样细部的长度、过渡体54要求短。工作原理同上述的发明内容中的工作原理以及实施例一至实施例四的工作原理，这里不再赘述。由于存在过渡体54，细部53的长度可以为零，一样可以实现发明目的。

实施例八

图18-1至图18-4为本发明第八实施例，图18-1为本发明第八实施例的磁心主视图；图18-2为本发明第八实施例的磁心侧视图；图18-3为本发明第八实施例的磁心俯视图；图18-4为本发明第八实施例的磁心立体图；无气隙磁路闭合磁环由同材质的扁平状粗部52和细部53组成，细部53长度为0.05毫米以上、总磁路长度八分之一以下；细部53的截面积介于所述的粗部52的截面积80％以下、4％以上。

工作原理同上述的发明内容中的工作原理以及实施例一至实施例四的工作原理，这里不再赘述。

实施例九

图19-1至图19-4为本发明第九实施例，图19-1为本发明第九实施例的磁心主视图；图19-2为本发明第九实施例的磁心侧视图；图19-3为本发明第九实施例的磁心俯视图；图19-4为本发明第九实施例的磁心立体图；同样存在一小段磁心截面积小的细部53，粗部52。

第九实施例的粗部和细部之间存在过渡体54，过渡体54可以等效为细部的一部分，设置过渡体54是为了磁心在磁粉模压后脱模方便，事实上这是对图18-1至18-4的第八实施例的进一步改进。由于存在过渡体54，细部53的长度可以为零，一样可以实现发明目的。

第九实施例的工作原理同上述的发明内容中的工作原理以及实施例一至实施例四的工作原理，这里不再赘述。

以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。比如，采用各种几何形状截面积的磁环实施上述细部、粗部，或采用方形、椭圆形的磁环实施上述整个磁心的外形。

Claims (8)

1.一种自激推挽式变换器的变压器用磁心，其特征在于：所述的磁心由闭合的粗部和细部组成，所述的细部在相同的由小到大的磁场激励下比所述的粗部先达到磁饱和；所述的细部在工作时，只在瞬间接近或达到所述的细部第一象限饱和点或第三象限饱和点，其它时间都在所述的细部固有的第一象限饱和点和第三象限饱和点之间。

2.根据权利要求1所述的磁心，其特征在于所述的细部为一个或一个以上。

3.根据权利要求1所述的磁心，其特征在于：所述的细部长度为0.05毫米以上、总磁路长度八分之一以下；且所述的细部的截面积介于所述的粗部的截面积80%以下、4%以上。

4.根据权利要求3所述的磁心，其特征在于：所述的细部截面积介于所述的粗部的截面积50%以下、6.25%以上。

5.根据权利要求1所述的磁心，其特征在于：所述的粗部和所述的细部材质相同。

6.根据权利要求1所述的磁心，其特征在于：所述的粗部和所述的细部连接处存在方便脱模的过渡体。

7.根据权利要求1所述的磁心，其特征在于：所述的粗部上有两个或两个以上的用于防止绕线滑到细部，或对不同的绕组进行区域定位的凸点。

8.一种用权利要求1所述磁心绕制的变压器，其特征在于：所述的粗部绕制线圈，所述的细部不绕线圈。

Images