CN102761276A - 一种降压式pfc电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种降压式PFC电路，通过把反激电路中的N-MOS管的源极接在输出端的正输出，并采用第一电感、第二电容串联回路作为去磁回路，这样在反激电路中N-MOS管导通对变压器激磁时，激磁电流可以直接对负载供电，在反激电路中N-MOS管关断时，由反激输出电路对负载供电，提高了N-MOS管的工作占空比D，解决了输出48V以下降压式PFC电路占空比D过小的问题；且第二电容中的能量在N-MOS管下次导通时通过第一电感直接对负载放电，提高了电路的工作效率。

Description

一种降压式PFC电路

技术领域

本发明涉及AC-DC电路，特别涉及降压式功率因数校正的AC-DC变换器。

背景技术

交流变直流电路很多，而工业与民用供电一般采用交流供电，以民用为例，我国为220VAC/50Hz，美洲采用120VAC或110VAC，频率为60Hz的交流电，而英国采用240VAC/50Hz，其它国家和地区也是各不相同，总体说来，频率为两种：50Hz或60Hz，工作电压为110V左右以及220V左右，其特点是，电压(或电流)的幅度的方向随时间作周期性变化，如图1所示。

图1示出的随时间按正弦规律变化的交流电，称为交变正弦电压，变化一次所需要的时间称为交变电压的周期，用T表示，业界所说的220V，是指有效值，其峰值为

倍有效值，即为：

$200V\×\sqrt{2}=311.1V$ ………………………………………………………式(1)

直流电压(或电流)的大小和方向不随时间变化。如用曲线表示电压，则是和水平时间轴平行的一条直线，但我们一般把方向不变，但电压(或电流)的大小随时间有所变化的也称为直流电压(或电流)。

事实上，工业与民用都经常需要把交流变成直流，甚至是隔离的直流电，随着国家标准对用电器的功率因数的进一步要求，目前，对消耗功率75W以上的开关电源都有功率因数要求，即要求电路的工作电流波形基本和电压波形相同。

目前已有采用功率因数校正电路解决这一问题，功率因数校正电路简称为PFC电路，是Power Factor Correction的缩写。

注：75W数据来源于中国国家标准GB17625.1-1998，名为《低压电气及电子设备发出的谐波电流限值(设备每相输入电流≤16A)》。

传统的BOOST功率因数校正器已良好地解决这一问题，其工作原理可以参见电子工业出版社的《开关电源的原理与设计》第190页、191页，该书ISBN号7-121-00211-6。

BOOST功率因数校正器需要使用耐压高达输入交流电峰值以上的电解电容，对于我国的220VAC市电，考虑偶尔电压会升至264VAC，按式(1)计算出峰值为373V，需使用耐压400V以上的电解电容作为BOOST功率因数校正器的输出滤波电容；为了获得良好功率因数，BOOST功率因数校正器的输出电压一般定在400V上，使用的电解电容一般为450V耐压。高压电解电容因为寿命等原因，价格较高，这是BOOST功率因数校正器的不足之处，再者，由于BOOST功率因数校正器的输出电压已经为400V之高，给后续的第二级开关电源电路拓扑的选择带来麻烦，如计算机输出电压为12V、5V以及3.3V，从400V降到这么低的电压，需要用高耐压、大电流、低内阻的MOS管作为开关管。正因为如此，全球对降压式功率因数校正器电路研究日益加强。

BUCK拓扑式PFC电路的占空比，由于功率需要和电磁兼容方面考虑，功率电感中的电流都工作在电流连续模式(CCM)。

如美国专利公开号US 2010123448的《CONTROLIED ON-TIME BUCKPFC》美国专利公开说明书示出了一种降压式PFC电路，按其公开的技术方案，使用了BUCK电路，PWM方式控制BUCK电路中的开关，且在输入脉动直流电电压峰值时，占空比达到相对最大，其它时间都要小，因为只有这样，电路的消耗电流波形才会接近输入电压波形，才能实现PFC校正功能。这样需要BUCK电路中的电感L的电感量就要很大，且该电感L允许的工作电流也要很大，这样才能确保在高压输入下及占空比相对最大的情况下，该电感不能出现磁饱和，这也就决定了电感L的体积大，绕组的匝与匝、层与层之间的耐压处理增加不少工艺与成本。

PWM指Pulse Width Modulation，脉冲宽度调变信号，包括定频改变脉冲宽度，和脉冲频率调制(PFM：Pulse Frequency Modulation)，以及这两种方式的组合使用，本文所说的PWM，指上述的PWM和PFM以及它们的组合方式PWM-PFM。

若采用上述美国专利公开号US 2010123448的降压式PFC电路，设计成输出48V直流的PFC电路，其在交流输入峰值373V时的占空比D为：

$D=\frac{U_{\mathrm{Vout}}}{U_{\mathrm{in}}}=\frac{48}{373}=0.1287$ ……………………………………式(2)

这个占空比为其最大占空比，在交流输入瞬时值比峰值373V小的其它时间里，其占空比D远比上述的0.1287要小，因为只有这样，电路的消耗电流波形才会接近输入电压波形，才能实现PFC校正功能，其说明书中已详细说明这部份的原理。采用计算机使用理想元件模型，仿真出来的PF值为0.96。对于本技术领域的技术人员来说，最大占空比在0.13以下，电路的变换效率在同成本下无法做好的，采用计算机使用真实的元件模型，真实的元件模型使用市场上能找到的最好的器件，仿真出来的电路效率不足86%。美国专利公开号US 2010123448适合制作输出电压较高的电路，如输出200V，那么最大占空比为0.53，电路才有可行性，对于48V这种常用的工业总线电压，它是无能为力的，若想得到24V的工业总线电压，美国专利公开号US2010123448电路更不能胜任。由于占空比小，整流电路的输出端都需要接上一个0.1uF左右的无极性、低ESR电容来平滑“开关电流”，模拟出和电压波形尽可能形状相同的电流波形。

而其它的BUCK拓扑式PFC电路，都存在上述类似问题。

图2示出了现有技术中的BUCK-BOOST PFC电路，可以实现降压式PFC电路，整流电路把交流电整流为脉动直流电，电路主体由MOS管Q1、电感L、二极管D、和输出滤波电容C1、以及电压检测控制电路组成，在描述电路拓扑时，一般会省去“电压检测控制电路”、电流检测器件及其相关电路。图2电路的连接关系为公知技术。其特点为输出电压极性反转，在电感L中的电流处于连续模式(CCM)时，根据公知理论，其输出电压U_Vout为：

$U_{\mathrm{Vout}}=-\frac{D}{1-D}{U}_{\mathrm{in}}$ ……………………………………………………式(3)

若设计成输出48V直流的PFC电路，在交流输入峰值373V时的占空比D为计算出的0.114，由于这是用于PFC电路，在交流输入瞬时值比峰值373V小的其它时间里，其占空比D要比上述的0.114要小，采用计算机使用理想元件模型，仿真出来的PF值为0.94。因最大占空比在0.12以下，电路的变换效率在同成本下无法做好的，图2电路适合制作输出电压较高的电路，如输出200V，那么最大占空比为0.349，电路才有一点可行性，对于48V这种常用的工业总线电压，它是无能为力的，若想得到24V的工业总线电压，图2电路更不能胜任。

上述的二种现有技术的降压PFC电路方案都存在固有不足，由于要实现PFC功能，消耗的电流波形尽可能接近输入电压的正弦波形，因此最大占空比受限，由此引发在输出48V以下电压时，电路的变换效率较低，没有实用性。

发明内容

有鉴如此，本发明要解决降压式PFC电路的占空比过小的问题，本发明提供一种降压式PFC电路，其最大占空比不受背景技术中的式(2)、式(3)所限，可以达到0.6以上，甚至0.75以上。

本发明的目的是这样实现的，一种降压式PFC电路，包括整流电路、电压检测控制电路、反激电路；所述的整流电路把交流电整流成脉动直流电，电压检测控制电路至少有四个端子，第一端子接脉动直流电的正极，第二端子接脉动直流电的负极，第三端子输出PWM控制信号，最终控制后续的N-MOS管栅极，第四端子接输出电压正输出端；反激电路包括一只变压器，一只所述的N-MOS管，一只第一二极管，一只第一电容，一只第一电感，一只第二电容，反激电路的连接关系为，所述变压器的原边绕组同名端连接所述的整流电路的输出脉动直流电的正极，所述变压器的原边绕组异名端接所述的N-MOS管的漏极，所述的N-MOS管的源极连接所述的输出电压正输出端，所述的输出电压正输出端到所述的输出电压负输出端之间并联所述的第一电容，所述的输出电压负输出端同时还连接脉动直流电的负极，所述的第二电容和所述的第一电感串联，串联后的两端子一端连接于所述的N-MOS管的漏极，另一端连接于所述的输出电压负输出端，所述的变压器副边绕组的异名端连接所述第一二极管的阳极，所述第一二极管的阴极连接所述的输出电压正输出端，所述的变压器副边绕组的同名端连接所述的输出电压负输出端；所述的第一电感的感量为所述的变压器原边漏感感量的一半以下。

作为上述技术方案的改进，所述的变压器副边增加一个第二绕组，同时电路还增加一只第二二极管，一只第三二极管，一只第二电感；所述的变压器副边第二绕组同名端连接所述的第二二极管阳极，所述的第二二极管阴极连接所述的第二电感一端，所述的第二电感另一端连接所述的输出电压正输出端；所述的第二二极管阴极同时连接所述的第三二极管的阴极，所述的第三二极管的阳极和所述的变压器副边第二绕组异名端相连，同时连接到所述的输出电压负输出端。

本发明的工作原理为：

由于用文字描述原理，会让本技术领域人员理解困难，所以，请允许使用原理图，配合电子工程中常用的信号流向来说明本发明的工作原理。

按上述初始的技术方案，绘制出来的原理图如图3所示，包括整流电路101、电压检测控制电路102、反激电路103；整流电路101把交流电整流成脉动直流电，脉动直流电的波形如图4所示，电压检测控制电路102有四个端子，第一端子201接脉动直流电的正极，第二端子202接脉动直流电的负极，第三端子203输出PWM控制信号，最终控制后续的N-MOS管Q1栅极，第四端子204接输出电压Vout正输出端；反激电路103包括一只变压器B，N-MOS管Q1，二极管D，电容C1，电感L1，电容C2，反激电路103的连接关系为，变压器B的原边绕组同名端连接整流电路101的输出正极，变压器B的原边绕组异名端接N-MOS管Q1的漏极，N-MOS管Q1的源极连接输出电压Vout正输出端，输出电压Vout并联电容C1，输出电压Vout负输出端同时还连接脉动直流电的负极，电容C2和电感L1串联，串联后的两端子一端连接于N-MOS管Q1的漏极，另一端连接于输出电压Vout负输出端，变压器B的副边绕组的异名端连接二极管D1的阳极，二极管D1的阴极连接输出电压Vout正输出端，变压器B副边绕组的同名端连接输出电压Vout负输出端；电感L1的感量为变压器B原边漏感感量的一半以下。

以下原理分析为了方便，没有提及电压检测控制电路的功能，仅就基本拓扑的原理进行了分析。

(1)N-MOS管Q1第一次导通：

当N-MOS管Q1第一次导通时，N-MOS管Q1相当于一条导线，这时电流从整流电路101的输出正→变压器B的原边绕组同名端→变压器B的原边绕组异名端→N-MOS管Q1漏极→N-MOS管Q1源极→电容C1正极→电容C1负极→整流电路101的输出负，其电流流向如图5中虚线301所示。

在这个过程中，流过变压器B的原边绕组的电流从零开始线性上升，并对变压器B的原边绕组激磁并由变压器B的原边绕组储存能量；这时变压器B的副边绕组感应出上负下正的感应电压，如图5中符号标识那样，这个感应电压与变压器B的匝比、原边绕组电压有关，在这个电压作用下，二极管D1反偏，不导通。

同时这个电流对电容C1充电，电容C1和负载是并联的。现有技术的拓扑在这一过程无法对电容C1充电。

(2)N-MOS管Q1继而关断：

当N-MOS管Q1第一次导通后，继而迅速关断时，这时N-MOS管Q1相当于开路，根据上述初始的技术方案，电路的连接关系在变压器B中为反激形式，这时，原来流过变压器B的原边绕组的电流已上升至一定值，电感中的电流无法突然消失，这个电流会从变压器B的副边绕组中按原方向向前流动；在变压器B的原边绕组中，电流是从同名端流向异名端，这时，变压器B的原边绕组中的电流消失，而在变压器B的副边绕组中，出现续流电流，续流电流是从同名端流向异名端，即由下向上出现电流，如图6中虚线302所示，这个电流会让二极管D1导通，并对电容C1充电。虚线302的电流也同时对变压器B去磁。

这是一个典型的反激工作过程，由于变压器B一定存在漏感，即变压器B的原边绕组产生的磁通不能完全被变压器B的副边绕组吸收，即变压器B的原边绕组中的电流不能完全被副边绕组续流，这个由漏感产生的电流303，由于没有负载，会产生很高的反峰电压，击穿N-MOS管Q1，反峰电压与N-MOS管Q1的输出电容Coss、电感L1和电容C2有关，本发明中设置电感L1和电容C2正是为了吸收漏感的能量。电流303会对N-MOS管Q1的输出电容Coss充电，同时经电感L1对电容C2充电。

(3)N-MOS管Q1再次导通：

这个过程与上述的(1)很相似，仍然有一个虚线301所示的激磁电流，同时多了一个电流流向：电容C2上的电压经过电感L1，通过N-MOS管Q1直接向电容C1充电，如图7中虚线304所示；而电流303对N-MOS管Q1的输出电容Coss充电产生的能量，因N-MOS管Q1再次导通直接发热而浪费。

本发明的电路连接方式，带来的优势之一，就是这个虚线304的电流回路，电流304回收了漏感产生的能量。

(4)N-MOS管Q1再次关断：

这个过程与上述的(2)相同。

从上述工作过程可以看出，与现有技术相比，由于PFC的主体电路采用了反激电路，通过控制变压器B的匝比，可以良好地控制反激电路的N-MOS管的最大占空比，当交流电达到最大峰值时，让N-MOS管的最大占空比达到最大，如达到0.75甚至更高，电路完全可以工作。

上述技术方案的改进方案中，加入正激输出至输出端，提高了输出功率而已，属公知技术，这里不再详述。

电压检测控制电路的功能：

把图4的波形展开，得到图8中401的波形，电压检测控制电路的第一端口、第二端口检测输入脉动直流电，电压检测控制电路的第四端口检测输出电压，以确保其第三端口输出合适的PWM信号，以确保PFC主体电路的工作电流为图8中402所示，采用公知技术中，在整流电路输出端并联一只小容量的X电容或高压无极性CBB电容，容量根据PFC电路的功率而定，一般在0.1uF至1uF之间，就可以让本发明的电路消耗市电电流波形为图8中403所示，获得良好的PFC功能。当然，也有在整流电路输入端并联一只小容量的X电容或高压无极性CBB电容，效果相同。

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

综上分析，在给变压器B激磁时，电流流过电容C1(负载与之并联)，提高了工作效率；

由于设置了电感L1和电容C2，让变压器B漏感产生的能量被有效回收，提高了工作效率；

由于本发明的PFC的主体电路采用了反激电路，当交流电达到最大峰值时，让N-MOS管的最大占空比达到最大，降低了N-MOS管的开关损耗，提高了电路的开关效率，也降低了对N-MOS管参数的要求，也降低了生产成本。

本发明的一种降压式PFC电路，带来的最大有益效果是，让输出48V以下的PFC电路成为可以实用化的电路。

附图说明

图1为随时间按正弦规律变化的交流电波形图；

图2为现有技术BUCK-BOOST PFC电路拓扑；

图3为本发明工作原理中使用的原理图，也是第一实施例原理图；

图4为整流电路101输出的脉动直流电波形图；

图5为N-MOS管导通时电流流向示意图；

图6为N-MOS管关断时续流电流流向示意图；

图7为N-MOS管再次导通时电流流向示意图，以及漏感能量回收示意图；

图8为本发明PFC实际电流和滤波后的电流包络示意图；

图9为本发明第二实施例电路图。

具体实施方式

第一实施例

图3示出了第一实施例的原理图，在发明内容一节中已详细介绍了其连接关系与工作原理，不再赘述。这里主要详细说明一下具体的实验参数和实测的结果，图3的电路设计成输入工作电压范围为85VAC～264VAC，输出75W，输出电压为20V的降压式PFC电路。

整流电路由四只1N4007组成，N-MOS管Q1选用了常见的IRF740B，电容C1为3300uF/25V的电解电容，二极管D1采用共阴MBRF20H150直接并联，电容C2为6800pF/630V，变压器B直接选用了标准品KA5038-BL，电感L1为6.8uH/2A的棒形电感，其中，电压检测控制电路采用了由ATMEGA3216AU单片机及其仿真系统加上外围电路直接搭建，为了实现闭环控制，在N-MOS管Q1的源极下串入电流互感器供电压检测控制电路精确地控制最终的PF值，电压检测控制电路输出的PWM信号频率为65KHz。

为了测试安全，交流电源使用了EXTECH6900交流电源供应器，功率计(也是PF计)使用了数字功率计WT210，实测第一实施例在输出75W的满载情况下，性能如下表一：

表一

输入电压	变换效率	PF值
			220V/50Hz	92.18%	0.983
110V/50Hz	91.04%	0.991

在60Hz下的测试结果与此误差在1%以内，这里不再列出。当把本发明中的电容C1、电感L1换成现有技术中常见的DCR吸收电路(由1N4007，5600pF/630V电容，以及160K/1W的电阻组成)，整机的效率下降0.6%，证明了由于设置了电感L1和电容C2，让变压器B漏感产生的能量被有效回收，提高了工作效率。

对变压器KA5038-BL进行改动，制成输入工作电压范围为85VAC～264VAC，输出75W，输出电压为48V的降压式PFC电路，电容C1为2200uF/63V的电解电容，二极管D1采用耐压更高的共阴MBRF10H200直接并联，实测第一实施例在输出75W/48V的满载情况下，性能如下表二：

表二

输入电压	变换效率	PF值
			220V/50Hz	95.21%	0.979
110V/50Hz	94.02%	0.985

在60Hz下的测试结果与此误差在1%以内，这里不再列出。当把本发明中的电容C1、电感L1换成现有技术中常见的DCR吸收电路(由1N4007，5600pF/630V电容，以及160K/1W的电阻组成)，整机的效率同样下降0.6%，证明了由于设置了电感L1和电容C2，让变压器B漏感产生的能量被有效回收，提高了工作效率。电感L1若和变压器B漏感相比，其取值越大，那么，电容C1的吸收作用越小，这是一个双电容，双电感的LC网络，为了让电容C1有良好的吸收作用，一般取电感L1为变压器B漏感的一半以下，才有良好的效果。

再对变压器KA5038-BL进行改动，电容C1为2200uF/16V的电解电容3只并联，二极管D1采用电流更大的共阴MBRF20H100两只直接并联(相当于四只单体二极管并联)，当把电路制作成输出12V/75W的PFC电源时，实测第一实施例在输出75W/12V的满载情况下，性能如下表三：

表三

输入电压	变换效率	PF值
			220V/50Hz	90.01%	0.984
110V/50Hz	88.93%	0.992

从表三可以看出，本发明电路直接把市电降为12V低压直流，仍有良好的效率。结合表一、表二。本发明确实可以实现发明内容中所述的有益效果。

第二实施例

图9示出了第二实施例，在第一实施例图3的基础上，变压器B副边增加一个第二绕组Ns2，同时电路还增加一只第二二极管D2，一只第三二极管D3，一只第二电感L2，从而得到图9的电路；变压器B副边第二绕组Ns2同名端连接二极管D2阳极，二极管D2阴极连接电感L2一端，电感L2另一端连接输出电压Vout正输出端；二极管D2阴极同时连接二极管D3的阴极，二极管D3的阳极和变压器B副边第二绕组Ns2的异名端相连，同时连接到输出电压Vout的负输出端。

这是一个典型的正激输出电路方式，当N-MOS管Q1导通时，N-MOS管Q1相当于一条导线，这时电流从整流电路101的输出正→变压器B的原边绕组同名端→变压器B的原边绕组异名端→N-MOS管Q1漏极→N-MOS管Q1源极→电容C1正极→电容C1负极→整流电路101的输出负，其电流流向同图5中虚线301所示。

若前一周期电容C2上已吸收了由于漏感而产生的能量，在N-MOS管Q1导通时，电容C2上的电压通过电感L1对电容C1放电。

在这个过程中，流过变压器B的原边绕组的电流从零开始线性上升，并对变压器B的原边绕组激磁并由变压器B的原边绕组储存能量；这时变压器B的副边绕组Ns1感应出上负下正的感应电压，这个感应电压与变压器B的匝比、原边绕组电压有关，在这个电压作用下，二极管D1反偏，不导通。这时变压器B的副边绕组Ns2感应出上正下负的感应电压，这个感应电压与变压器B的匝比、原边绕组电压有关，在这个电压作用下，二极管D2导通，并通过L2向电容C1充电,即向负载供电。

当N-MOS管Q1继尔迅速关断时，这时N-MOS管Q1相当于开路，变压器B中副边绕组Ns1为反激形式，这时，二极管D2截止，电感L2中的电流通过二极管D3继续对电容C1充电；同时，变压器B的原边绕组中的电流消失，而在变压器B的副边绕组Ns2中，出现续流电流，续流电流是从同名端流向异名端，即由下向上出现电流，如图6中虚线302所示，这个电流会让二极管D1导通，并对电容C1充电。图6中虚线302的电流也同时对变压器B去磁。

由于变压器B一定存在漏感，即变压器B的原边绕组产生的磁通不能完全被变压器B的副边绕组吸收，即变压器B的原边绕组中的电流不能完全被副边绕组续流，这个由漏感产生的电流303，参见图6中标注的虚线303，由于没有负载，会产生很高的反峰电压，击穿N-MOS管Q1，反峰电压与N-MOS管Q1的输出电容Coss、电感L1和电容C2有关，本发明中设置电感L1和电容C2正是为了吸收漏感的能量。电流303会对N-MOS管Q1的输出电容Coss充电，同时经电感L1对电容C2充电，下一次N-MOS管Q1导通时，这个能量会通过电感L1对电容C1充电。

由于电路增加了正激输出电路，使得电路的输出功率有所提升，同样可以实现发明内容中所述的有益效果。

以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制，对于本技术领域的普通技术人员来说，把本发明电路的基本拓扑中加入不同和控制策略和电流检测策略，可以进一步优化本发明在半载、轻载下的功率因数值，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围，这里不再用实施例赘述，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。

Claims (2)

1.一种降压式PFC电路，其特征在于，包括整流电路、电压检测控制电路、反激电路；所述的整流电路把交流电整流成脉动直流电，电压检测控制电路至少有四个端子，第一端子接脉动直流电的正极，第二端子接脉动直流电的负极，第三端子输出PWM控制信号，最终控制后续的N-MOS管栅极，第四端子接输出电压正输出端；反激电路包括一只变压器，一只所述的N-MOS管，一只第一二极管，一只第一电容，一只第一电感，一只第二电容，反激电路的连接关系为，所述变压器的原边绕组同名端连接所述的整流电路的输出脉动直流电的正极，所述变压器的原边绕组异名端接所述的N-MOS管的漏极，所述的N-MOS管的源极连接所述的输出电压正输出端，所述的输出电压正输出端到所述的输出电压负输出端之间并联所述的第一电容，所述的输出电压负输出端同时还连接脉动直流电的负极，所述的第二电容和所述的第一电感串联，串联后的两端子一端连接于所述的N-MOS管的漏极，另一端连接于所述的输出电压负输出端，所述的变压器副边绕组的异名端连接所述第一二极管的阳极，所述第一二极管的阴极连接所述的输出电压正输出端，所述的变压器副边绕组的同名端连接所述的输出电压负输出端；所述的第一电感的感量为所述的变压器原边漏感感量的一半以下。

2.根据权利要求1所述的降压式PFC电路，其特征在于：所述的变压器副边增加一个第二绕组，同时电路还增加一只第二二极管，一只第三二极管，一只第二电感；所述的变压器副边第二绕组同名端连接所述的第二二极管阳极，所述的第二二极管阴极连接所述的第二电感一端，所述的第二电感另一端连接所述的输出电压正输出端；所述的第二二极管阴极同时连接所述的第三二极管的阴极，所述的第三二极管的阳极和所述的变压器副边第二绕组异名端相连，同时连接到所述的输出电压负输出端。

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