CN103296876A - 一种降压式pfc的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种降压式PFC的控制方法，通过把反激电路中的N-MOS管的源极接在输出端的正输出，并采用第一电感、第二电容串联回路作为去磁回路，这样在反激电路中N-MOS管导通对变压器激磁时，激磁电流可以直接对负载供电，在反激电路中N-MOS管关断时，由反激输出电路对负载供电，并设置了第二原边绕组提供辅助电源，且在反激状态时，由电压检测控制电路102通过检测第二原边绕组的感应电压而间接检测PFC电路的输出电压，来改变脉动直流电下个周期的PWM占空比，实现稳定PFC电路的输出电压，这种控制方法简化了电路拓扑，电路容易实现与实用化。

Description

一种降压式PFC的控制方法

技术领域

本发明涉及AC-DC电路，特别涉及降压式功率因数校正的AC-DC变换器。

背景技术

工业与民用都经常需要把各种电网交流电压变成直流，甚至是隔离的直流电，随着国家标准对用电器的功率因数的进一步要求，目前，对消耗功率75W以上的开关电源都有功率因数要求，即要求电路的工作电流波形基本和电压波形相同。

目前已有采用功率因数校正电路解决这一问题，功率因数校正电路简称为PFC电路，是Power Factor Correction的缩写。

注：75W数据来源于中国国家标准GB17625.1-1998，名为《低压电气及电子设备发出的谐波电流限值(设备每相输入电流≤16A)》。

传统的BOOST功率因数校正器已经良好地解决这一问题，其工作原理可以参见电子工业出版社的《开关电源的原理与设计》第190页、191页，该书ISBN号7-121-00211-6。

BOOST功率因数校正器需要使用耐压高达输入交流电峰值以上的电解电容，需使用耐压400V以上的电解电容作为BOOST功率因数校正器的输出滤波电容；为了获得良好的功率因数，BOOST功率因数校正器的输出电压一般定在400V左右，使用的电解电容一般为400V至450V耐压。高压电解电容因为寿命等原因，价格较高，这是BOOST功率因数校正器的不足之处，再者，由于BOOST功率因数校正器的输出电压已经为400V之高，给后续的第二级开关电源电路拓扑的选择带来麻烦，如计算机输出电压为12V、5V以及3.3V，从400V降到这么低的电压，需要用高耐压、大电流的MOS管作为开关管。正因为如此，全球对降压式功率因数校正器电路的研究日益加强。

BUCK拓扑式PFC电路的占空比，由于功率需要和电磁兼容方面的考虑，功率电感中的电流都工作在电流连续模式(CCM)。

如美国专利公开号US2010123448的《CONTROLIED ON-TIME BUCKPFC》美国专利公开说明书示出了一种降压式PFC电路，按其公开的技术方案，使用了BUCK电路，若考虑输入电压为110V至220V交流，设计成输出48V直流的PFC电路，其在交流输入264VAC，这时交流电峰值373V时的占空比D为：

$D=\frac{U_{\mathrm{Vout}}}{U_{\mathrm{in}}}=\frac{48}{373}=0.1287................................$ 式(1)

这个占空比为其最大占空比，在交流输入瞬时值比峰值373V小的其它时间里，其占空比D远比上述的0.1287要小，采用计算机使用理想元件模型，仿真出来的PF值为0.96。对于本技术领域的技术人员来说，最大占空比在0.13以下，电路的变换效率在同成本下是无法做好的，采用计算机使用真实的元件模型，真实的元件模型使用市场上能找到的最好的器件，仿真出来的电路效率不足86%。美国专利公开号US2010123448适合制作输出电压较高的电路，如输出200V，那么最大占空比为0.53，电路才有可行性，但这时无法工作在交流输入110VAC的电网下。而对于48V这种常用的工业总线电压，它是无能为力的。

而其它的BUCK拓扑式PFC电路，都存在上述类似问题。2012年7月31日申请的、申请号为201210271808.4的《一种降压式PFC电路》的背景技术中了详细分析了BUCK拓扑PFC电路的不足，同时也提出了一种新的降压式PFC电路，解决了占空比过小的问题。从公开的电路拓扑来看，其典型特征就是反激电路中的N-MOS管的源极接在输出端的正输出上。所述的降压式PFC电路的控制方法，即电路的驱动比较复杂，从其公开文件的第0061段第4行可知，电压检测控制电路在实施例一以及实施例二中，采用了由ATMEGA3216AU单片机及其仿真系统加上外围电路直接搭建。很明显，单片机需要辅助电源供电，同时也说明还没有实用化的集成电路与可以实用化的降压式PFC控制方法应用于申请号为201210271808.4的《一种降压式PFC电路》中。

显然，上述的一种降压式PFC电路中的电压检测控制电路需要辅助电源供电，同时，从其公开文件可知，由于驱动N-MOS管Q1栅极电路的工作电压是浮在PFC电路输出直流电压Vout之上的，即电路中提供驱动N-MOS管Q1栅极的电压的电路，其“地线”连接在所述的降压式PFC电路的直流输出电压Vout的正输出上。电路的构成较复杂，反馈相关的电路也会较复杂。

发明内容

有鉴如此，本发明要解决上述的降压式PFC电路的复杂电路拓扑，提供一种降压式PFC的控制方法，使得电路结构简单，容易实现与实用化。

本发明的目的是这样实现的，一种降压式PFC电路的控制方法，应用于具有N-MOS管的源极接在输出端正极、并采用反激电路为主功率拓扑的降压式PFC电路上，所述的降压式PFC电路包括：整流电路、电压检测控制电路、反激电路；所述的整流电路把交流电整流成脉动直流电，电压检测控制电路有四个端子，第一端子接脉动直流电的正极；第二端子接降压式PFC电路输出端正极；第三端子输出PWM控制信号，连接后续的N-MOS管栅极；第四端子为供电端；反激电路包括一只变压器、一只所述的N-MOS管、第一二极管、第二二极管、第一电容、第二电容、第三电容、第一电感、第一电阻，所述的变压器包括第一原边绕组、第一副边绕组；反激电路的连接关系为：所述的第一原边绕组同名端连接所述的整流电路的输出脉动直流电的正极，所述的第一原边绕组异名端接所述的N-MOS管的漏极，所述的N-MOS管的源极连接所述的输出端正极，所述的输出端正极到所述的输出端负极之间并联所述的第一电容，所述的输出端负极同时还连接脉动直流电的负极，所述的第二电容和所述的第一电感串联，串联后的两端子一端连接于所述的N-MOS管的漏极，另一端连接于所述的输出端负极；所述的第一副边绕组的异名端连接所述第一二极管的阳极，所述第一二极管的阴极连接所述的输出端正极，所述的第一副边绕组的同名端连接所述的输出端负极；

其特征在于：

所述的变压器还包括第二原边绕组，所述的电压检测控制电路还包括第五端子；所述的第五端子接所述的第二原边绕组的异名端；所述的第二原边绕组、第二二极管、第三电容、第一电阻组成辅助电源，所述的第二原边绕组的异名端连接所述第二二极管的阳极，所述第二二极管的阴极通过所述第一电阻连接所述第三电容一端，并连接到电压检测控制电路的第四端子，第三电容的另一端连接所述的第二原边绕组的同名端，并连接至所述的输出端正极，其特征在于：

首次上电时，脉动直流电的正极向电压检测控制电路第一端子提供启动电流；反激电路正常工作后，电压检测控制电路离线工作，以降低功耗，由辅助电源通过第四端子向电压检测控制电路供电；

在一个脉动直流电的整个半波周期内，固定地选择一个以上的时间点，利用第一二极管在导通时间段内，电压检测控制电路的第五端子检测第二原边绕组的感应电压，与电压检测控制电路的内置基准电压进行比较，并利用比较的结果决定下一个脉动直流电的整个半波周期内，电压检测控制电路第三端子输出PWM控制信号群的占空比。

优选地，所述的时间点为一个点：

若第二原边绕组的感应电压大于所述内置基准电压，则在下一个脉动直流电的整个半波周期内，依据第二原边绕组的感应电压和所述内置基准电压的差值，按比例提高电压检测控制电路第三端子输出PWM控制信号群的占空比；

若第二原边绕组的感应电压等于所述内置基准电压，则在下一个脉动直流电的整个半波周期内，维持电压检测控制电路第三端子输出PWM控制信号群的占空比；

若第二原边绕组的感应电压小于所述内置基准电压，则在下一个脉动直流电的整个半波周期内，依据第二原边绕组的感应电压和所述内置基准电压的差值，按比例降低电压检测控制电路第三端子输出PWM控制信号群的占空比。

优选地，所述的时间点为二个点以上：

电压检测控制电路第五端子对上述的二个点以上的时间点检测出来的电压，进行平均，用其平均值和所述内置基准电压比较；

若所述的平均值大于所述内置基准电压，则在下一个脉动直流电的整个半波周期内，依据第二原边绕组的感应电压和所述内置基准电压的差值，按比例提高电压检测控制电路第三端子输出PWM控制信号群的占空比；

若所述的平均值等于所述内置基准电压，则在下一个脉动直流电的整个半波周期内，维持电压检测控制电路第三端子输出PWM控制信号群的占空比；

若所述的平均值小于所述内置基准电压，则在下一个脉动直流电的整个半波周期内，依据第二原边绕组的感应电压和所述内置基准电压的差值，按比例降低电压检测控制电路第三端子输出PWM控制信号群的占空比。

作为上述技术方案的改进，所述的变压器副边增加一个第二副边绕组，同时电路还增加一只第三二极管，一只第四二极管，一只第二电感；所述的变压器副边第二副边绕组同名端连接所述的第三二极管阳极，所述的第三二极管阴极连接所述的第二电感一端，所述的第二电感另一端连接所述的输出端正极；所述的第三二极管阴极同时连接所述的第四二极管的阴极，所述的第四二极管的阳极和所述的变压器副边第二副边绕组异名端相连，同时连接到所述的输出端负极。

本发明的工作原理会在实施例中详细说明，这里简述一下，上述的N-MOS管关断时，即主功率MOS管关断时，变压器中储存的能量在反激周期中都转移至第二原边绕组、第一副边绕组，第一副边绕组经整流后成为本发明降压式PFC电路的输出端主要能量来源，而第二原边绕组的整流电压成为电压检测控制电路的辅助电源，由于在辅助电源的整流二极管(第二二极管)中串入第一电阻，使得在反激周期中(第一二极管此刻是导通状态，同时，第二二极管此刻也是导通状态)，在第二原边绕组上的感应电压完全按第二原边绕组、第一副边绕组匝比关系，正比于第一副边绕组的感应电压，这样，只要控制好第二原边绕组感应电压，利用其与电压检测控制电路的内置基准电压进行比较，决定下一个脉动直流电的整个半波周期内，反激电路主功率MOS管的占空比，这样及时稳定输出端第一电容两端的电压，以实现本发明降压式PFC电路的输出电压基本稳定。

从上述工作原理可以看出，由于PFC的主体电路采用了反激电路，且使用了第二原边绕组控制降压式PFC电路的输出电压，与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

电路的拓扑简单，电压检测控制电路无需接降压式PFC电路的输出端负极，而是接输出端正极，故电压检测控制电路的工作电压低，可以用集成电路配合少量的外围电路直接实现。

由于电路的拓扑简单，显而易见，容易实现与实用化。带来的最大有益效果是，让输出48V以下的PFC电路成为可以实用化的电路，用于对功率因数要求日益增长的节能型LED照明灯电源中更有成本优势。

附图说明

图1为本发明第一实施例原理框图；

图2为整流电路101输出的脉动直流电波形图；

图3为第一实施例中电压检测控制电路的原理框图；

图4为本发明第二实施例电路图；

图5为第二实施例中电压检测控制电路的原理框图。

具体实施方式

第一实施例

图1示出了第一实施例的原理框图，遵循上述初始的技术方案的连接关系，图1中N-MOS管Q1的源极接在输出端正极，即Vout的正端，还包括：整流电路101、电压检测控制电路102、反激电路103；整流电路101把交流电整流成脉动直流电，脉动直流电的波形如图2所示，这是输入220V交流下的波形，其峰值为311V，若为50Hz的交流电，那么，图2中的T为20mS，脉动直流电的半波周期即为10mS。电压检测控制电路102有五个端子，第一端子201接脉动直流电的正极；第二端子202接降压式PFC电路输出端正极(图1中Vout标“+”的一端)；第三端子203输出PWM控制信号，连接后续的N-MOS管Q1的栅极；第四端子204为供电端；第五端子205为辅助电压检测；反激电路103包括一只变压器B、一只所述的N-MOS管Q1、第一二极管D1、第二二极管D2、第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第一电感L1、第一电阻R1，所述的变压器B包括第一原边绕组N_P1、第二原边绕组N_P2、第一副边绕组N_S1；反激电路103的连接关系为：第一原边绕组N_P1同名端(图1中第一原边绕组N_P1带黑点的那一端)连接整流电路101的输出脉动直流电的正极，第一原边绕组N_P1异名端(图1中第一原边绕组N_P1不带黑点的那一端)接N-MOS管Q1的漏极，N-MOS管Q1的源极连接输出端正极，输出端正极到输出端负极(图1中Vout标“－”的一端)之间并联第一电容C1，输出端负极同时还连接脉动直流电的负极，第二电容C2和第一电感L1串联，串联后的两端子一端连接于N-MOS管Q1的漏极，另一端连接于输出端负极；第一副边绕组NS1的异名端连接第一二极管D1的阳极，第一二极管D1的阴极连接输出端正极，第一副边绕组N_S1的同名端连接输出端负极；第二原边绕组N_P2、第二二极管D2、第三电容C3、第一电阻R1组成辅助电源，第二原边绕组N_P2的异名端连接第二二极管D2的阳极，并连接到电压检测控制电路102的第五端子205，所述第二二极管D2的阴极通过第一电阻R1连接第三电容C3一端，并连接到电压检测控制电路102的第四端子204，为电压检测控制电路102供电，第三电容C3的另一端连接第二原边绕组N_P2的同名端，并连接至输出端正极；同样，按中国申请号为201210271808.4的《一种降压式PFC电路》公开的细节，电感L1的感量为变压器B原边漏感感量的一半以下。

需要注意的是，第二原边绕组N_P2、第二二极管D2、第三电容C3、第一电阻R1组成辅助电源，其中第二二极管D2和第一电阻R1是串联，互换位置同样实现辅助电源的功能，第一电阻R1的设置，是为了避免第三电容C3直接吸收第二原边绕组N_P2在反激时的感应电压，以便电压检测控制电路102的第五端子更精确地检测出第二原边绕组N_P2在反激时的感应电压。电压检测控制电路102的第五端子对检测精度要求不高时，可以直接检测第三电容C3的端电压来实现降压式PFC电路功能。

图3示出了第一实施例中电压检测控制电路102的原理框图；其中由点划线组成的外框为电压检测控制电路102，在框边缘，由圆圈内放上数字的为电压检测控制电路102的端子，圆圈内放上数字1表示第一端子201，圆圈内放上数字5表示第一端子205。连接关系参见图3电路，下面结合本文公开的控制方法讲述一下工作原理：

首次上电时，脉动直流电的正极向电压检测控制电路102第一端子201提供启动电流；由于是第一次上电，第一电容C1的端电压为零，脉动直流电的正极通过电阻R24向三极管Q21提供基极电流，三极管Q21处于放大状态，电阻R23限制了三极管Q21的输出电流。这个电流流过稳压二极管D21，并经第一电容C1流回整流电路101。稳压二极管D21的端电压经D22加到后续电路，PWM产生的单元电路检测到电压检测控制电路102的第四端子的电压为零或欠压，这时其输出的PWM信号处于最大占空比，以便第一电容C1的端电压建立。第一电容C1的端电压建立的同时，图1中，辅助电源的电压同样建立起来，电压检测控制电路102的第四端子得电，经过电阻R26和R27分压后，三极管Q22和Q24导通，三极管Q22导通关断了三极管Q21，以降低功耗，提高电路的效率。三极管Q24导通，经过电阻R25，使得三极管Q23导通，这样辅助电源的电压加到图3中内虚线框，“可集成化部分”得电持续工作，PWM产生的单元电路检测到电压检测控制电路102的第四端子的电压达到设定的下限时，PWM产生的单元电路输出的PWM信号完全受控于采样保持电路。

零电压检测电路，输出两路信号，第一路给采样保持电路，这路信号同步于脉动直流电的周期，在收到下一个信号之前，采样保持电路的输出电压不变；另一路经过延时电路，实现在一个脉动直流电的整个半波周期内，固定地选择一个以上的时间点，利用图1中第一二极管D1在导通时间段内，即电路处于反激状态时，在第二原边绕组N_P2的感应电压完全按第二原边绕组N_P2、第一副边绕组N_S1的匝比关系，正比于第一副边绕组N_S1的感应电压(和本发明的PFC电路输出电压存在线性关系)。第二原边绕组N_P2的感应电压，被采样保持电路在这一时刻采样记录下来，并与内部的基准电压进行比较，且在收到下一个第一路信号之后，输出一个恒定电压，决定下一个脉动直流电的整个半波周期内，反激电路主功率MOS管的占空比，这样及时稳定输出端第一电容C1两端的电压，以实现本发明降压式PFC电路的输出电压基本稳定。图3中可集成化部分的电路较复杂，涉及近千只晶体管，也不是本申请的保护点，本申请仅给出框图，对于本技术领域的人来说，完全可以用国产74HC系列高速CMOS电路搭建出多种电路来实现本文公开的控制方法。

当所述的时间点为一个点时，那么：

若第二原边绕组N_P2的感应电压大于内置基准电压，则在下一个脉动直流电的整个半波周期内，依据第二原边绕组N_P2的感应电压和内置基准电压的差值，按比例提高电压检测控制电路第三端子输出PWM控制信号群的占空比；

若第二原边绕组N_P2的感应电压等于内置基准电压，则在下一个脉动直流电的整个半波周期内，维持电压检测控制电路第三端子输出PWM控制信号群的占空比；

若第二原边绕组N_P2的感应电压小于内置基准电压，则在下一个脉动直流电的整个半波周期内，依据第二原边绕组的感应电压和内置基准电压的差值，按比例降低电压检测控制电路第三端子输出PWM控制信号群的占空比；

当所述的时间点为二个点以上时，其原理也很容易理解，那么：

延时电路发出两个信号，电压检测控制电路第五端子，即图3中采样电路对二个点以上的时间点检测出来的电压，进行平均，用其平均值和内置基准电压比较，

若所述的平均值大于内置基准电压，则在下一个脉动直流电的整个半波周期内，依据第二原边绕组N_P2的感应电压和内置基准电压的差值，按比例提高电压检测控制电路第三端子输出PWM控制信号群的占空比；

若所述的平均值等于内置基准电压，则在下一个脉动直流电的整个半波周期内，维持电压检测控制电路第三端子输出PWM控制信号群的占空比；

若所述的平均值小于内置基准电压，则在下一个脉动直流电的整个半波周期内，依据第二原边绕组的感应电压和内置基准电压的差值，按比例降低电压检测控制电路第三端子输出PWM控制信号群的占空比。

更优化地，可以利用被测两点之间的变化的速率，决定下个周期PWM控制信号群的占空比的大小，如测试出后一个点的电压上升了，说明第一电容C1的端电压在上升，说明负载在变轻，那么，下个周期PWM控制信号群的占空比应减小，测试出后一个点的电压上升得越多，下个周期PWM控制信号群的占空比应减小的幅度越大；如测试出后一个点的电压下降了，说明第一电容C1的端电压在下降，说明负载在加重，消耗的电流在增加，那么，下个周期PWM控制信号群的占空比应增加，测试出后一个点的电压下降得越多，下个周期PWM控制信号群的占空比应增加的幅度则越大；

由于第一电容C1的容量较大，当负载电流达到最大时，其等效的负载电阻和第一电容C1的乘积为放电时间常数，放电时间常数远大于脉动直流电的半波周期，对于50Hz的交流电，其脉动直流电的半波周期为10mS，放电时间常数按公知的PFC环路响应相关知识，一般要求为半波周期的5倍以上，即50mS要上，较为优化的取值都在90mS至120mS之间。

基于上述的控制方法和工作原理，本发明可以实现发明目的，与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

电路的拓扑简单，电压检测控制电路102无需接降压式PFC电路的输出端Vout负极，而是接输出端Vout正极，故电压检测控制电路102的工作电压低，可以用集成电路配合少量的外围电路直接实现，图1和图3示出了这种方案的拓扑；

由于电路的拓扑简单，和一个反激电路相比，成本几乎相同。显而易见，容易实现与实用化。带来的最大有益效果是，让输出48V以下的PFC电路成为可以实用化的电路，用于对功率因数要求日益增长的节能型LED照明灯电源中更有成本优势。

第二实施例

图4示出了第二实施例，在第一实施例图1的基础上，变压器B副边增加一个第二绕组Ns2，同时电路还增加一只第三二极管D3，一只第四二极管D4，一只第二电感L2，从而得到图4的电路；变压器B副边第二绕组Ns2同名端连接二极管D3阳极，二极管D3阴极连接电感L2一端，电感L2另一端连接输出端Vout正极；二极管D3阴极同时连接二极管D4的阴极，二极管D4的阳极和变压器B副边第二绕组Ns2的异名端相连，同时连接到输出端Vout负极。电压检测控制电路102仍采用图3电路。

这是一个典型的正反激工作方式，当N-MOS管Q1导通时，N-MOS管Q1相当于一条导线，这时电流从整流电路101的输出正→变压器B的原边绕组同名端→变压器B的原边绕组异名端→N-MOS管Q1漏极→N-MOS管Q1源极→电容C1正极→电容C1负极→整流电路101的输出负。

若前一周期电容C2上已吸收了由于漏感而产生的能量，在N-MOS管Q1导通时，电容C2上的电压通过电感L1对电容C1放电。

在这个过程中，流过变压器B的原边绕组N_P1的电流从零开始线性上升，并对变压器B的原边绕组N_P1激磁；这时变压器B的副边绕组N_s1感应出上负下正的感应电压，这个感应电压与变压器B的匝比、原边绕组电压有关，在这个电压作用下，二极管D1反偏，不导通。这时变压器B的副边绕组N_s2感应出上正下负的感应电压，这个感应电压与变压器B的匝比、原边绕组电压有关，在这个电压作用下，二极管D3导通，并通过L2向电容C1充电，即向负载供电。

当N-MOS管Q1继尔迅速关断时，这时N-MOS管Q1相当于开路，变压器B中副边绕组N_s1为反激形式，这时，二极管D3截止，电感L2中的电流通过二极管D4继续对电容C1充电；同时，变压器B的原边绕组中的电流消失，而在变压器B的副边绕组N_s1中，出现续流电流，续流电流是从同名端流向异名端，即由下向上出现电流，这个电流会让二极管D1导通，并对电容C1充电。同样第一二极管D1在导通时间段内，即电路处于反激状态时，在第二原边绕组N_P2的感应电压完全按第二原边绕组N_P2、第一副边绕组N_S1的匝比关系，正比于第一副边绕组N_S1的感应电压(和本发明的PFC电路输出电压存在线性关系)。第二原边绕组N_P2的感应电压，被采样保持电路在这一时刻采样记录下来，并与内部的基准电压进行比较，且在收到下一个第一路信号之后，输出一个恒定电压，决定下一个脉动直流电的整个半波周期内，反激电路主功率MOS管的占空比，这样及时稳定输出端第一电容C1两端的电压，以实现本发明降压式PFC电路的输出电压基本稳定。

基于第一实施例的工作原理和上述的工作原理，第二实施例仍能实现发明目的。当然，第二实施例也可以采用图5示出了检测控制电路102，其中由点划线组成的外框为电压检测控制电路102，在框边缘，由圆圈内放上数字的为电压检测控制电路102的端子，圆圈内放上数字1表示第一端子201，圆圈内放上数字5表示第一端子205。连接关系参见图5电路，图5电路的工作原理为：

首次上电时，脉动直流电的正极向电压检测控制电路102第一端子201提供启动电流；由于是第一次上电，图4中第一电容C1的端电压为零，脉动直流电的正极通过电阻R24向三极管Q21提供基极电流，三极管Q21处于放大状态，电阻R23限制了三极管Q21的输出电流。这个电流流过稳压二极管D21，并经第一电容C1流回整流电路101。稳压二极管D21的端电压经D22加到后续电路，PWM产生的单元电路检测到电压检测控制电路102的第四端子的电压为零或欠压，这时其输出的PWM信号处于最大占空比，以便第一电容C1的端电压建立。第一电容C1的端电压建立的同时，图4中，辅助电源的电压(第三电容C3的端电压，第三电容C3为辅助电源的滤波电容)同样建立起来，电压检测控制电路102的第四端子得电，经过电阻R26和R27分压后，三极管Q22和Q24导通，三极管Q22导通关断了三极管Q21，以降低功耗，提高电路的效率。三极管Q24导通，经过电阻R25，使得三极管Q23导通，这样辅助电源的电压加到图3中内虚线框，“可集成化部分”得电持续工作。

三极管Q22和Q24在导通时，为了防止出现镜像式工作，需在基极分别串入电阻。

PWM产生的单元电路检测到电压检测控制电路102的第四端子的电压达到设定的下限时，PWM产生的单元电路输出的PWM信号完全受控于锁存电路。零电压检测电路，输出一路信号，一路给锁存电路，这路信号同步于脉动直流电的周期，在收到下一个信号之前，锁存电路的输出电压不变；峰值电压检测电路在脉动直流电的峰值时输出触发信号给采样电路，实现在一个脉动直流电的整个半波周期内，固定地选择一个时间点，让采样保持电路在这一时间点，通过第五端子采样到第二原边绕组N_P2在反激时的感应电压。采样保持电路输出相应电压给锁存电路。PWM产生电路也连接由电阻R21和R22组成的分压电路，当脉动直流电的瞬时电压值比较低时，让输出的占空比微微加大，以获得更好的PFC电流波形。这是由于本发明的电路拓扑中，输出电压是和反激电路103串联后连接脉动直流电压的，当脉动直流电的瞬时电压值接近输出电压时，这时再固定占空比，这时得到的PFC电流包络偏小，需要适当加大占空比来提升PFC电流，这样获得更好的功率因数校正。显然，图5的电压检测控制电路102应用于第一实施例同样实现发明目的。

由于电路增加了正激输出电路，使得电路的输出功率有所提升，同样可以实现发明内容中所述的有益效果。由于存在正激输出，所以占空比在正激输出电路工作时，要略为调小，否则功率因数会变差，即使采用脉动直流电的半波周期中固定PWM的占空比，计算机仿真出来的功率因数仍大于0.9，第二实施例仍有实用价值。

以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制，对于本技术领域的普通技术人员来说，在本发明电路的基本拓扑中加入不同采样、控制策略和电流检测策略，可以进一步优化本发明在半载、轻载下的功率因数值，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围，这里不再用实施例赘述，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。

Claims (4)

1.一种降压式PFC电路的控制方法，应用于具有N-MOS管的源极接在输出端正极、并采用反激电路为主功率拓扑的降压式PFC 电路上，所述的降压式PFC 电路包括：整流电路、电压检测控制电路、反激电路；所述的整流电路把交流电整流成脉动直流电，电压检测控制电路有四个端子，第一端子接脉动直流电的正极；第二端子接降压式PFC电路输出端正极；第三端子输出PWM控制信号，连接后续的N-MOS管栅极；第四端子为供电端；反激电路包括一只变压器、一只所述的N-MOS管、第一二极管、第二二极管、第一电容、第二电容、第三电容、第一电感、第一电阻，所述的变压器包括第一原边绕组、第一副边绕组；反激电路的连接关系为：所述的第一原边绕组同名端连接所述的整流电路的输出脉动直流电的正极，所述的第一原边绕组异名端接所述的N-MOS管的漏极，所述的N-MOS管的源极连接所述的输出端正极，所述的输出端正极到所述的输出端负极之间并联所述的第一电容，所述的输出端负极同时还连接脉动直流电的负极，所述的第二电容和所述的第一电感串联，串联后的两端子一端连接于所述的N-MOS管的漏极，另一端连接于所述的输出端负极；所述的第一副边绕组的异名端连接所述第一二极管的阳极，所述第一二极管的阴极连接所述的输出端正极，所述的第一副边绕组的同名端连接所述的输出端负极；

其特征在于：

所述的变压器还包括第二原边绕组，所述的电压检测控制电路还包括第五端子；所述的第五端子接所述的第二原边绕组的异名端；所述的第二原边绕组、第二二极管、第三电容、第一电阻组成辅助电源，所述的第二原边绕组的异名端连接所述第二二极管的阳极，所述第二二极管的阴极通过所述第一电阻连接所述第三电容一端，并连接到电压检测控制电路的第四端子，第三电容的另一端连接所述的第二原边绕组的同名端，并连接至所述的输出端正极；

首次上电时，所述的脉动直流电的正极向所述的电压检测控制电路第一端子提供启动电流；所述的反激电路正常工作后，所述的电压检测控制电路离线工作，以降低功耗，由所述的辅助电源通过所述的第四端子向所述的电压检测控制电路供电；

在一个脉动直流电的整个半波周期内，固定地选择一个以上的时间点，利用所述的第一二极管在导通时间段内，所述的电压检测控制电路的第五端子检测所述的第二原边绕组的感应电压，与所述的电压检测控制电路的内置基准电压进行比较，并利用比较的结果决定下一个脉动直流电的整个半波周期内，所述的电压检测控制电路第三端子输出PWM控制信号群的占空比。

2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于：所述的时间点为一个点；

若所述的第二原边绕组的感应电压大于所述的内置基准电压，则在下一个脉动直流电的整个半波周期内，依据所述的第二原边绕组的感应电压和所述的内置基准电压的差值，按比例提高所述的电压检测控制电路第三端子输出PWM控制信号群的占空比；

若所述的第二原边绕组的感应电压等于所述的内置基准电压，则在下一个脉动直流电的整个半波周期内，维持所述的电压检测控制电路第三端子输出PWM控制信号群的占空比；

若所述的第二原边绕组的感应电压小于所述的内置基准电压，则在下一个脉动直流电的整个半波周期内，依据所述的第二原边绕组的感应电压和所述的内置基准电压的差值，按比例降低所述的电压检测控制电路第三端子输出PWM控制信号群的占空比。

3.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于：所述的时间点为二个点以上；

所述的电压检测控制电路第五端子对上述的二个点以上的时间点检测出来的电压，进行平均，用其平均值和所述的内置基准电压比较，

若所述的平均值大于所述的内置基准电压，则在下一个脉动直流电的整个半波周期内，依据所述的第二原边绕组的感应电压和所述的内置基准电压的差值，按比例提高所述的电压检测控制电路第三端子输出PWM控制信号群的占空比；

若所述的平均值等于所述的内置基准电压，则在下一个脉动直流电的整个半波周期内，维持所述的电压检测控制电路第三端子输出PWM控制信号群的占空比；

若所述的平均值小于所述的内置基准电压，则在下一个脉动直流电的整个半波周期内，依据所述的第二原边绕组的感应电压和所述的内置基准电压的差值，按比例降低所述的电压检测控制电路第三端子输出PWM控制信号群的占空比。

4.根据权利要求1至3任一所述的方法，其特征在于：所述的变压器副边增加一个第二副边绕组，同时电路还增加一只第三二极管，一只第四二极管，一只第二电感；所述的变压器副边第二副边绕组同名端连接所述的第三二极管阳极，所述的第三二极管阴极连接所述的第二电感一端，所述的第二电感另一端连接所述的输出端正极；所述的第三二极管阴极同时连接所述的第四二极管的阴极，所述的第四二极管的阳极和所述的变压器副边第二副边绕组异名端相连，同时连接到所述的输出端负极。

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