CN113794368A - 一种反激式开关电源的控制装置、方法和反激式开关电源 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种反激式开关电源的控制装置、方法和反激式开关电源，该装置包括：PFC电感，作为变压器的原边绕组；采样单元，被配置为采样PFC电路中电容模块的电容电压，采样变压器的原边PFC电流，并采样变压器的副边输出电压；控制单元，被配置为根据PFC电路中电容模块的电容电压、变压器的原边PFC电流、以及变压器的副边输出电压，控制开关管的驱动信号，以通过控制开关管的开通时间和关断时间，将直流电源提供的直流电变换为交流电，并通过变压器的原边绕组传输至变压器的副边绕组。该方案，通过将反激式开关电源的PFC电感作为高频变压器的原边绕组，能够有效简化反激式开关电源的结构。

Description

一种反激式开关电源的控制装置、方法和反激式开关电源
技术领域
本发明属于电源技术领域，具体涉及一种反激式开关电源的控制装置、方法和反激式开关电源，尤其涉及一种新型的家用电器电源拓扑的控制装置、方法和反激式开关电源。
背景技术
相关方案中，家用电器电源采用开关电源，而开关电源的拓扑是反激电源(即反激式开关电源)，一般带载能力在几十瓦。反激式开关电源的结构是：经功率因数校正后母线取电，再通过电源IC(即电源芯片)和高频变压器的反激拓扑实现低压的多路输出，但使得反激式开关电源的结构复杂。
上述内容仅用于辅助理解本发明的技术方案，并不代表承认上述内容是现有技术。
发明内容
本发明的目的在于，提供一种反激式开关电源的控制装置、方法和反激式开关电源，以解决反激式开关电源经功率因数校正后母线取电，再通过电源IC和高频变压器的反激拓扑实现低压的多路输出，存在反激式开关电源的结构复杂的问题，达到通过将反激式开关电源的PFC电感作为高频变压器的原边绕组，能够有效简化反激式开关电源的结构的效果。
本发明提供一种反激式开关电源的控制装置中，所述反激式开关电源，包括：PFC电路和变压器；所述PFC电路，包括：PFC电感、开关管和电容模块；所述PFC电感，作为所述变压器的原边绕组；所述反激式开关电源的控制装置，包括：采样单元和控制单元；其中，所述采样单元，被配置为采样所述PFC电路中电容模块的电容电压，采样所述变压器的原边PFC电流，并采样所述变压器的副边输出电压；所述控制单元，被配置为根据所述PFC电路中电容模块的电容电压、所述变压器的原边PFC电流、以及所述变压器的副边输出电压，控制所述开关管的驱动信号，以通过控制所述开关管的开通时间和关断时间，将直流电源提供的直流电变换为交流电，并通过所述变压器的原边绕组传输至所述变压器的副边绕组。
在一些实施方式中，所述PFC电路，还包括：二极管模块；其中，所述变压器的原边绕组的异名端，连接至所述二极管模块的阳极，还连接至所述开关管的第一连接端；所述开关管的第二连接端，经所述电容模块后连接至所述二极管模块的阴极；所述开关管的控制端，用于接收所述驱动信号。
在一些实施方式中，所述变压器的副边绕组的数量，为一路以上；在所述变压器的一路以上所述副边绕组中，每路所述副边绕组的输出端，经对应的整流模块和滤波模块后，给负载供电。
在一些实施方式中，在所述变压器的一路以上所述副边绕组中，每路所述副边绕组的异名端，连接至对应的整流模块的阳极；每路所述副边绕组的同名端，经所述电容模块后，连接至对应的整流模块的阴极。
在一些实施方式中，所述采样单元，包括：电容电压采样单元、第一采样单元和第二采样单元；所述采样单元，采样所述PFC电路中电容模块的电容电压，采样所述变压器的原边PFC电流，并采样所述变压器的副边输出电压，包括：所述电容电压采样单元，被配置为采样所述PFC电路中电容模块的输出电压，作为所述PFC电路的电容电压；所述第一采样单元，被配置为采样所述开关管的工作电流，作为所述变压器的原边PFC电流，并使所述变压器的原边PFC电流以电压的形式输出；所述第二采样单元，被配置为采样所述变压器的副边绕组的同名端的电压，作为所述变压器的副边输出电压。
在一些实施方式中，所述控制单元，包括：第一电压调节器、第二电压调节器、加法器、除法器、比较器和驱动电路；所述控制单元，根据所述PFC电路中电容模块的电容电压、所述变压器的原边PFC电流、以及所述变压器的副边输出电压，控制所述开关管的驱动信号，包括：所述第一电压调节器，被配置为基于输出电压给定值和所述变压器的副边输出电压进行比较，得到第一电压差值；所述第二电压调节器，被配置为基于电容电压给定值和所述PFC电路的电容电压进行比较，得到第二电压差值；所述加法器，被配置为基于所述第一电压差值、所述第二电压差值，得到电压差值之和；所述除法器，被配置为基于所述变压器的原边PFC电流、以及所述电压差值之和，得到第一电压；所述比较器，被配置为基于所述第一电压和所述变压器的副边输出电压进行比较，得到驱动电压；所述驱动电路，被配置为基于所述驱动电压，生成控制信号，作为控制所述开关管的驱动信号。
在一些实施方式中，还包括：所述控制单元，还被配置为确定所述PFC电路中开关管的开通时间或关断时间是否到达给定时间，若是，则根据所述PFC电路中电容模块的电容电压、所述变压器的原边PFC电流、以及所述变压器的副边输出电压，控制所述开关管的驱动信号；否则，则按设定增加方式增加所述变压器的副边输出电压，之后根据所述PFC电路中电容模块的电容电压、所述变压器的原边PFC电流、以及所述变压器的副边输出电压，控制所述开关管的驱动信号。
与上述装置相匹配，本发明再一方面提供一种反激式开关电源，包括：以上所述的反激式开关电源的控制装置。
与上述反激式开关电源相匹配，本发明再一方面提供一种反激式开关电源的控制方法中，所述反激式开关电源，包括：PFC电路和变压器；所述PFC电路，包括：PFC电感、开关管和电容模块；所述PFC电感，作为所述变压器的原边绕组；所述反激式开关电源的控制方法，包括：通过采样单元，采样所述PFC电路中电容模块的电容电压，采样所述变压器的原边PFC电流，并采样所述变压器的副边输出电压；通过控制单元，根据所述PFC电路中电容模块的电容电压、所述变压器的原边PFC电流、以及所述变压器的副边输出电压，控制所述开关管的驱动信号，以通过控制所述开关管的开通时间和关断时间，将直流电源提供的直流电变换为交流电，并通过所述变压器的原边绕组传输至所述变压器的副边绕组。
在一些实施方式中，通过控制单元，根据所述PFC电路中电容模块的电容电压、所述变压器的原边PFC电流、以及所述变压器的副边输出电压，控制所述开关管的驱动信号，包括：通过第一电压调节器，基于输出电压给定值和所述变压器的副边输出电压进行比较，得到第一电压差值；通过第二电压调节器，基于电容电压给定值和所述PFC电路的电容电压进行比较，得到第二电压差值；通过加法器，基于所述第一电压差值、所述第二电压差值，得到电压差值之和；通过除法器，基于所述变压器的原边PFC电流、以及所述电压差值之和，得到第一电压；通过比较器，基于所述第一电压和所述变压器的副边输出电压进行比较，得到驱动电压；通过驱动电路，基于所述驱动电压，生成控制信号，作为控制所述开关管的驱动信号。
在一些实施方式中，还包括：通过所述控制单元，还确定所述PFC电路中开关管的开通时间或关断时间是否到达给定时间，若是，则根据所述PFC电路中电容模块的电容电压、所述变压器的原边PFC电流、以及所述变压器的副边输出电压，控制所述开关管的驱动信号；否则，则按设定增加方式增加所述变压器的副边输出电压，之后根据所述PFC电路中电容模块的电容电压、所述变压器的原边PFC电流、以及所述变压器的副边输出电压，控制所述开关管的驱动信号。
由此，本发明的方案，通过将反激式开关电源的PFC电感作为高频变压器的原边绕组，PFC电路的开关管Q起到反激电源中的开关管同样的作用，通过根据PFC电路中电容模块的电容电压Uc、变压器的原边PFC电流IPFC、以及变压器的副边输出电压Uo，控制开关管Q的驱动信号，控制开关管Q的开通或关断的时间，将直流电变换为交流电，能量通过高频变压器T1的原边传输到高频变压器T1的副边；从而，通过将反激式开关电源的PFC电感作为高频变压器的原边绕组，能够有效简化反激式开关电源的结构。
本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。
下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。
附图说明
图1为本发明的反激式开关电源的控制装置的一实施例的结构示意图；
图2为一种电源拓扑的结构示意图；
图3为一种新型电源拓扑的结构示意图；
图4为一种新型电源拓扑的控制流程示意图；
图5为本发明的反激式开关电源的控制方法的一实施例的流程示意图；
图6为本发明的方法中根据所述PFC电路中电容模块的电容电压、所述变压器的原边PFC电流、以及所述变压器的副边输出电压，控制所述开关管的驱动信号的一实施例的流程示意图。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明具体实施例及相应的附图对本发明技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
根据本发明的实施例，提供了一种反激式开关电源的控制装置。参见图1所示本发明的装置的一实施例的结构示意图。所述反激式开关电源，包括：PFC电路和变压器，如图3所示的高频变压器T1。所述PFC电路，包括：PFC电感、开关管和电容模块。开关管如图3所示的开关管Q。所述PFC电感，作为所述变压器的原边绕组。电容模块，如图3所示的电容C。
在一些实施方式中，所述PFC电路，还包括：二极管模块。二极管模块，如图3所示的二极管D1。
其中，所述变压器的原边绕组的异名端，连接至所述二极管模块的阳极，还连接至所述开关管的第一连接端，如开关管Q的漏极。所述开关管的第二连接端，如开关管Q的源极，经所述电容模块后连接至所述二极管模块的阴极。所述开关管的控制端，用于接收所述驱动信号。
图2为一种电源拓扑的结构示意图。如图2所示，是一种家电的电源拓扑的示例电路，该示例电路有3路输出。该电源拓扑，包括：由PFC电感L、MOS管Q2、二极管D组成的BOOST(升压)型PFC电路，以及，由高频变压器T1、电源开关管Q1(有些模拟电源IC内置了该开关管Q1)、整流二极管D1、整流二极管D2、整流二极管D3及其滤波电容C1、滤波电容C2、滤波电容C3组成的反激电源电路。三路反激电源电路的输出端，分别给负载1、负载2和负载3供电。三路反激电源的输出端的输出电压Vo，经模拟电源IC，输出至电源开关管Q1的栅极。电源开关管Q1的漏极接高频变压器T1的原边绕组的异名端。
在图2所示的例子中，高频变压器T1的原边绕组，从PFC电路后侧的母线取电，通过控制电源开关管Q1，将直流电变换为交流电。相关方案中的控制方法，是采取电压电流双环控制，进而实现驱动PWM的输出。随后能量通过高频变压器T1的原边绕组传输到高频变压器T1的第一副边绕组、第二副边绕组、第三副边绕组，通过高频变压器T1原副边匝比设置和模拟IC控制开关管Q1，将高压电变换为低压电，再通过整流二极管和滤波电容，得到需要的低压直流电供给各路负载。高频变压器T1的原边绕组的匝数为N1，高频变压器T1的第一副边绕组的匝数为N2，高频变压器T1的第二副边绕组的匝数为N3，高频变压器T1的第三副边绕组的匝数为N4。
图2所示的电源拓扑中，主控单元，包括：第一比较器、PI模块、控制器、第二比较器、电流传感器、采样电阻Rs、驱动电路。电流传感器对开关管Q2的源极进行电流检测，得到PFC电路的电流IPFC。PFC电路的电流IPFC经采样电阻Rs后，得到PFC电路的电压，输出至控制器的第一输入端。参考电压Uref输入至第一比较器的同相输入端，PFC电路的母线电压Up输入至第一比较器的反相输入端，第一比较器的输出端经PI模块后输出电压Um。电压Um输入至控制器的第二输入端。控制器的输出端输出电压U1至第二比较器的反相输入端，调节电压U2输入至第二比较器的同相输入端，第二比较器的输出端经驱动电路后输入至开关管Q2的栅极。
图3为一种新型电源拓扑的结构示意图。如图3所示，是在图2所示的电源拓扑的基础上改进的一种新型电源电路，该新型电源电路，包括：高频变压器T1的原边电感(高频变压器T1的原边绕组即PFC电路的电感)、开关管Q、二极管D1组成的BOOST(升压)型PFC电路，以及，高频变压器T1的副边绕组。
在图3所示的例子中，将PFC电感(即PFC电路的电感)与高频变压器T1的原边绕组合二为一，高频变压器T1的原边绕组即高频变压器T1的原边电感作为PFC电感，PFC电路的开关管Q起到反激电源中的开关管同样的作用，通过开关管Q的开通或关断将直流电变换为交流电，能量通过高频变压器T1的原边传输到高频变压器T1的副边。
在一些实施方式中，所述变压器的副边绕组的数量，为一路以上。在所述变压器的一路以上所述副边绕组中，每路所述副边绕组的输出端，经对应的整流模块和滤波模块后，给负载供电。
在一些实施方式中，在所述变压器的一路以上所述副边绕组中，每路所述副边绕组的异名端，连接至对应的整流模块的阳极。每路所述副边绕组的同名端，经所述电容模块后，连接至对应的整流模块的阴极。
如图3所示的新型电源电路的示例有3路输出，还包括：整流二极管D2、整流二极管D3、整流二极管D4及其滤波电容C1、滤波电容C2、滤波电容C3组成的反激电源电路。
所述反激式开关电源的控制装置，包括：采样单元和控制单元，如图3所示的主控单元MCU。
其中，所述采样单元，被配置为采样所述PFC电路中电容模块的电容电压，采样所述变压器的原边PFC电流，并采样所述变压器的副边输出电压。所述变压器的原边PFC电流，如高频变压器T1的原边PFC电流IPFC。所述变压器的副边输出电压，如高频变压器T1的副边输出电压UO。
在一些实施方式中，所述采样单元，包括：电容电压采样单元、第一采样单元和第二采样单元。
所述采样单元，采样所述PFC电路中电容模块的电容电压，采样所述变压器的原边PFC电流，并采样所述变压器的副边输出电压，包括：
所述电容电压采样单元，被配置为采样所述PFC电路中电容模块的输出电压，作为所述PFC电路的电容电压。
所述第一采样单元，被配置为采样所述开关管的工作电流，即所述开关管Q的源极电流，作为所述变压器的原边PFC电流，并使所述变压器的原边PFC电流以电压的形式输出。在图3所示的例子中，通过电流传感器和采样电阻Rs采样高频变压器T1的原边PFC电流IPFC。
所述第二采样单元，被配置为采样所述变压器的副边绕组的同名端的电压，作为所述变压器的副边输出电压。
所述控制单元，被配置为根据所述PFC电路中电容模块的电容电压、所述变压器的原边PFC电流、以及所述变压器的副边输出电压，控制所述开关管的驱动信号，以通过控制所述开关管的开通时间和关断时间，将直流电源提供的直流电变换为交流电，并通过所述变压器的原边绕组传输至所述变压器的副边绕组，为负载供电。
本发明的方案，提供一种新型的家用电器电源及其控制方法，将PFC(功率因数校正)电感作为高频变压器原边，有效降低了控制器成本和减小PCB(印制电路板)面积。随着数字电源技术的进步，现代家电控制器电源向数字化、高频化、小型化发展，硬件成本也显著降低。本发明的方案，具有该特点。本发明的方案，还提出一种家用电器电源的功率因数校正电路的控制方法，提高PF电容C电压Uc和输出电压Uo的稳定性。
在一些实施方式中，所述控制单元，包括：第一电压调节器、第二电压调节器、第一比较器、除法器、第二比较器和驱动电路。
所述控制单元，根据所述PFC电路中电容模块的电容电压、所述变压器的原边PFC电流、以及所述变压器的副边输出电压，控制所述开关管的驱动信号，包括：
所述第一电压调节器，被配置为基于输出电压给定值和所述变压器的副边输出电压进行比较，得到第一电压差值。输出电压给定值，如图3所示的电压Uo_ref。第一电压差值，如图3所示的第一输出电压误差Uerror1。
所述第二电压调节器，被配置为基于电容电压给定值和所述PFC电路的电容电压进行比较，得到第二电压差值。电容电压给定值，如图3所示的电容电压给定值Uc_ref。第二电压差值，如图3所示的第二输出电压误差Uerror2。
所述加法器，被配置为基于所述第一电压差值、所述第二电压差值，得到电压差值之和。
所述除法器，被配置为基于所述变压器的原边PFC电流、以及所述电压差值之和，得到第一电压，如图3所示的电压U1。
所述比较器，被配置为基于所述第一电压和所述变压器的副边输出电压进行比较，得到驱动电压。
所述驱动电路，被配置为基于所述驱动电压，生成控制信号，作为控制所述开关管的驱动信号。
在图3所示的例子中，根据伏秒平衡原理，即加在PFC电感两端的电压、乘以开关管Q导通时间Ton，等于开关管Q关断时刻的PFC电感电压乘以开关管Q关断时间Toff，又因为占空比D等于开关管Q导通时间Ton除以开关管Q关断时间Toff，所以得到公式(1)：Uin*D＝Uo(1-D)/n，n为副边线圈匝数/原边线圈匝数，即匝数比。Uin为高频变压器T1的原边输入电压。由于高频变压器T1的原边是BOOST电路，因此可以得到输入输出的关系式(2)：Uc/Uin＝1/1-D。BOOST电路中开关管Q的开通与关断，同时影响高频变压器T1的副边输出Uo和PFC输出电压Uc(即PFC电容电压)，由公式(1)、(2)可以推出Uc和Uo的关系式(3)：Uc＝Uo/n*D，令1/nD＝K，得到公式(4)Uc＝K*Uo。
在图3所示的例子中，使用主控单元(MCU)控制。通过电路拓扑中的电压关系式，可决定该主控单元(MCU)，基于采样得到的高频变压器T1的原边PFC电流IPFC、高频变压器T1的副边输出电压Uo、以及PF电容C电压Uc进行控制。
将高频变压器T1的副边输出电压Uo与输出电压给定值Uo_Vref同时输入第一电压调节器，得到第一输出电压误差Uerror1；将PFC输出电压Uc和参考电压Uc_ref通入第二电压调节器，得到第二输出电压误差Uerror2。第一输出电压误差Uerror1输入至加法器的第一输入端，第二输出电压误差Uerror2输入至加法器的第二输入端，加法器输出的电压误差之和，输入至除法器的第一输入端，采样电阻Rs基于高频变压器T1的原边PFC电流IPFC的采样电压输入至除法器的第二输入端，除法器输出电压U1。即，将这两个输出电压误差(第一输出电压误差Uerror1和第二输出电压误差Uerror2)，通过加法器后，再和同采样电阻Rs的电压通入到除法器，得到输出电压U1。通过比较器，将电压U1与载波电压U2进行比较，当电压U1<载波电压U2时开关管Q导通。反之，开关管Q关断，进而通过调节开关管Q的开通时间或关断时间来改变驱动信号占空比D，根据输出电压大小设置高频变压器T1的原边与副边的匝比n，如根据变压器原副边电压与匝数的关系可知：U1/U2＝N1/N2，N1、N2分别是原副边匝数，高频变压器T1的将高压电变换为低压电，再通过整流二极管D2、整流二极管D3、整流二极管D4、以及滤波电容C1、滤波电容C2、滤波电容C3，得到需要的低压直流电如高频变压器T1的副边输出电压Uo供给各路负载(如负载1、负载2和负载3)，实现闭环控制，提高电源拓扑的稳定性。
在图3所示的例子中，该主控单元的控制，是通过采样PF电容C电压Uc、高频变压器T1的副边输出电压Uo、以及高频变压器T1的原边PFC电流IPFC，通过控制器(如第一电压调节器、第二电压调节器和除法器)和比较器(如第一比较器和第二比较器)的控制，实现驱动PWM的产生，进而控制开关管Q的开通和关断的时间，省去了模拟电源IC和PFC电感，有效降低了控制器成本，减小了PCB面积。采样高频变压器T1的原边PFC电流IPFC、高频变压器T1的副边输出电压Uo、PFC电容电压Uc，对高频变压器T1的副边输出电压Uo、PFC电容电压Uc进行双端控制，使反激式开关电源的电压输出更加稳定，适用范围更加广泛。
在一些实施方式中，还包括：所述控制单元，还被配置为在根据所述PFC电路中电容模块的电容电压、所述变压器的原边PFC电流、以及所述变压器的副边输出电压，控制所述开关管的驱动信号之前，确定所述PFC电路中开关管的开通时间或关断时间是否到达给定时间，若是，则根据所述PFC电路中电容模块的电容电压、所述变压器的原边PFC电流、以及所述变压器的副边输出电压，控制所述开关管的驱动信号。否则，则按设定增加方式增加所述变压器的副边输出电压，之后根据所述PFC电路中电容模块的电容电压、所述变压器的原边PFC电流、以及所述变压器的副边输出电压，控制所述开关管的驱动信号。
其中，反激式开关电源是一直工作的，这里提到的给定时间是软件设定的，由于软件PFC程序在一个开关周期内只进行一次采样，这种采样方式成为SSOP(Single Samplingin One Period)，采用该方法时需要注意的是采样点的确定，由于电感电流在开关管开关动作瞬间存在电流尖峰，需要避免在开关点附近采样，否则会引起系统的不稳定，解决方法就是在开关管开通或者关断时间较长的中间时刻进行采样，所以需要设置一个给定时间。
图4为一种新型电源拓扑的控制流程示意图。如图4所示，新型电源拓扑的控制流程，包括：
步骤1、首先判断电源拓扑的工作时间是否达到给定时间，若是，则执行步骤2。否则，执行步骤3。
步骤2、如果电源拓扑的工作时间达到给定时间，则直接读取A/D采样数据。即，没有达到给定时间时，为了减小启动时电流的冲击，输出电压需要缓慢上升到参考电压值，不停的根据反馈调整占空比，达到设定值。
步骤3、如果电源拓扑的工作时间未达到给定时间，则电压给定指令缓慢增加，即缓慢增加的是输出的电压，缓慢增加是为了防止电压过冲，并读取A/D采样数据，之后执行步骤4。
步骤4、A/D采样数据中包括PFC输出电压Uc、高频变压器T1的副边电压Uo、高频变压器T1的原边PFC电流IPFC，接着将给定电压指令与采样的电压之间的差送给控制器(如电压PI调节器)，输出为电压U1，即PI调节器输出电压U1，之后执行步骤5。
步骤5、然后进行占空比的计算，接着开始更新比较单元值(如更新CMPR4)，输出PWM信号给开关管Q，然后根据占空比来计算A/D采样时刻，并用一个定时器的比较中断来触发A/D采样，更新T3CMPR。
其中，比较单元值涉及到的是程序中对于比较寄存器设置，这个值可以受到占空比的影响，所以会在开关管导通关断的时候进行更新。CMPR4、T3CMRP，是软件中的底层设置。
图3所示的电源拓扑，是利用BOOST升压电感作为高频变压器T1的原边电感，使电源拓扑减少了一个电感。利用高频变压器T1的原副边的电压电流控制主控单元，减少了模拟电源IC的使用。这样在结构上可以减小PCB板的面积，使结构更加小巧。在成本上会因为器件的减少实现降低成本的目的。
采用本发明的技术方案，通过将反激式开关电源的PFC电感作为高频变压器的原边绕组，PFC电路的开关管Q起到反激电源中的开关管同样的作用，通过根据PFC电路中电容模块的电容电压Uc、变压器的原边PFC电流IPFC、以及变压器的副边输出电压Uo，控制开关管Q的驱动信号，控制开关管Q的开通或关断的时间，将直流电变换为交流电，能量通过高频变压器T1的原边传输到高频变压器T1的副边，有效降低了控制器成本和减小PCB(印制电路板)面积。
根据本发明的实施例，还提供了对应于反激式开关电源的控制装置的一种反激式开关电源。该反激式开关电源可以包括：以上所述的反激式开关电源的控制装置。
由于本实施例的反激式开关电源所实现的处理及功能基本相应于前述装置的实施例、原理和实例，故本实施例的描述中未详尽之处，可以参见前述实施例中的相关说明，在此不做赘述。
采用本发明的技术方案，通过将反激式开关电源的PFC电感作为高频变压器的原边绕组，PFC电路的开关管Q起到反激电源中的开关管同样的作用，通过根据PFC电路中电容模块的电容电压Uc、变压器的原边PFC电流IPFC、以及变压器的副边输出电压Uo，控制开关管Q的驱动信号，控制开关管Q的开通或关断的时间，将直流电变换为交流电，能量通过高频变压器T1的原边传输到高频变压器T1的副边，实现闭环控制，提高电源拓扑的稳定性。
根据本发明的实施例，还提供了对应于反激式开关电源的一种反激式开关电源的控制方法，如图5所示本发明的方法的一实施例的流程示意图。所述反激式开关电源，包括：PFC电路和变压器，如图3所示的高频变压器T1。所述PFC电路，包括：PFC电感、开关管和电容模块。开关管如图3所示的开关管Q。所述PFC电感，作为所述变压器的原边绕组。所述反激式开关电源的控制方法，包括：步骤S110和步骤S120。
在步骤S110处，通过采样单元，采样所述PFC电路中电容模块的电容电压，采样所述变压器的原边PFC电流，并采样所述变压器的副边输出电压。所述变压器的原边PFC电流，如高频变压器T1的原边PFC电流IPFC。所述变压器的副边输出电压，如高频变压器T1的副边输出电压UO。
在步骤S120处，通过控制单元，如图3所示的主控单元MCU，根据所述PFC电路中电容模块的电容电压、所述变压器的原边PFC电流、以及所述变压器的副边输出电压，控制所述开关管的驱动信号，以通过控制所述开关管的开通时间和关断时间，将直流电源提供的直流电变换为交流电，并通过所述变压器的原边绕组传输至所述变压器的副边绕组，为负载供电。
本发明的方案，提供一种新型的家用电器电源及其控制方法，将PFC(功率因数校正)电感作为高频变压器原边，有效降低了控制器成本和减小PCB(印制电路板)面积。随着数字电源技术的进步，现代家电控制器电源向数字化、高频化、小型化发展，硬件成本也显著降低。本发明的方案，具有该特点。本发明的方案，还提出一种家用电器电源的功率因数校正电路的控制方法，提高PF电容C电压Uc和输出电压Uo的稳定性。
图3为一种新型电源拓扑的结构示意图。如图3所示，是在图2所示的电源拓扑的基础上改进的一种新型电源电路，该新型电源电路，包括：高频变压器T1的原边电感(高频变压器T1的原边绕组即PFC电路的电感)、开关管Q、二极管D1组成的BOOST(升压)型PFC电路，以及，高频变压器T1的副边绕组、整流二极管D2、整流二极管D3、整流二极管D4及其滤波电容C1、滤波电容C2、滤波电容C3组成的反激电源电路。
在图3所示的例子中，将PFC电感(即PFC电路的电感)与高频变压器T1的原边绕组合二为一，高频变压器T1的原边绕组即高频变压器T1的原边电感作为PFC电感，PFC电路的开关管Q起到反激电源中的开关管同样的作用，通过开关管Q的开通或关断将直流电变换为交流电，能量通过高频变压器T1的原边传输到高频变压器T1的副边。
在图3所示的例子中，通过电流传感器和采样电阻Rs采样高频变压器T1的原边PFC电流IPFC。
在一些实施方式中，步骤S120中通过控制单元，根据所述PFC电路中电容模块的电容电压、所述变压器的原边PFC电流、以及所述变压器的副边输出电压，控制所述开关管的驱动信号的具体过程，参见以下示例性说明。
下面结合图6所示本发明的方法中根据所述PFC电路中电容模块的电容电压、所述变压器的原边PFC电流、以及所述变压器的副边输出电压，控制所述开关管的驱动信号的一实施例流程示意图，进一步说明步骤S120中根据所述PFC电路中电容模块的电容电压、所述变压器的原边PFC电流、以及所述变压器的副边输出电压，控制所述开关管的驱动信号的具体过程，包括：步骤S210至步骤S260。
步骤S210，通过第一电压调节器，基于输出电压给定值和所述变压器的副边输出电压进行比较，得到第一电压差值。输出电压给定值，如图3所示的电压Uo_ref。第一电压差值，如图3所示的第一输出电压误差Uerror1。
步骤S220，通过第二电压调节器，基于电容电压给定值和所述PFC电路的电容电压进行比较，得到第二电压差值。电容电压给定值，如图3所示的电容电压给定值Uc_ref。第二电压差值，如图3所示的第二输出电压误差Uerror2。
步骤S230，通过加法器，基于所述第一电压差值、所述第二电压差值，得到电压差值之和。
步骤S240，通过除法器，基于所述变压器的原边PFC电流、以及所述电压差值之和，得到第一电压，如图3所示的电压U1。
步骤S250，通过比较器，基于所述第一电压和所述变压器的副边输出电压进行比较，得到驱动电压。
步骤S260，通过驱动电路，基于所述驱动电压，生成控制信号，作为控制所述开关管的驱动信号。
在图3所示的例子中，根据伏秒平衡原理，即加在PFC电感两端的电压、乘以开关管Q导通时间Ton，等于开关管Q关断时刻的PFC电感电压乘以开关管Q关断时间Toff，又因为占空比D等于开关管Q导通时间Ton除以开关管Q关断时间Toff，所以得到公式(1)：Uin*D＝Uo(1-D)/n，n为副边线圈匝数/原边线圈匝数，即匝数比。Uin为高频变压器T1的原边输入电压。由于高频变压器T1的原边是BOOST电路，因此可以得到输入输出的关系式(2)：Uc/Uin＝1/1-D。BOOST电路中开关管Q的开通与关断，同时影响高频变压器T1的副边输出Uo和PFC输出电压Uc(即PFC电容电压)，由公式(1)、(2)可以推出Uc和Uo的关系式(3)：Uc＝Uo/n*D，令1/nD＝K，得到公式(4)Uc＝K*Uo。
在图3所示的例子中，使用主控单元(MCU)控制。通过电路拓扑中的电压关系式，可决定该主控单元(MCU)，基于采样得到的高频变压器T1的原边PFC电流IPFC、高频变压器T1的副边输出电压Uo、以及PF电容C电压Uc进行控制。
将高频变压器T1的副边输出电压Uo与输出电压给定值Uo_Vref同时输入第一电压调节器，得到第一输出电压误差Uerror1；将PFC输出电压Uc和参考电压Uc_ref通入第二电压调节器，得到第二输出电压误差Uerror2。第一输出电压误差Uerror1输入至加法器的第一输入端，第二输出电压误差Uerror2输入至加法器的第二输入端，加法器输出的电压误差之和，输入至除法器的第一输入端，采样电阻Rs基于高频变压器T1的原边PFC电流IPFC的采样电压输入至除法器的第二输入端，除法器输出电压U1。即，将这两个输出电压误差(第一输出电压误差Uerror1和第二输出电压误差Uerror2)，通过加法器后，再和同采样电阻Rs的电压通入到除法器，得到输出电压U1。通过比较器，将电压U1与载波电压U2进行比较，当电压U1<载波电压U2时开关管Q导通。反之，开关管Q关断，进而通过调节开关管Q的开通时间或关断时间来改变驱动信号占空比D，根据输出电压大小设置高频变压器T1的原边与副边的匝比n，高频变压器T1的将高压电变换为低压电，再通过整流二极管D2、整流二极管D3、整流二极管D4、以及滤波电容C1、滤波电容C2、滤波电容C3，得到需要的低压直流电如高频变压器T1的副边输出电压Uo供给各路负载(如负载1、负载2和负载3)，实现闭环控制，提高电源拓扑的稳定性。
在图3所示的例子中，该主控单元的控制，是通过采样PF电容C电压Uc、高频变压器T1的副边输出电压Uo、以及高频变压器T1的原边PFC电流IPFC，通过控制器(如第一电压调节器、第二电压调节器和除法器)和比较器(如第一比较器和第二比较器)的控制，实现驱动PWM的产生，进而控制开关管Q的开通和关断的时间，省去了模拟电源IC和PFC电感，有效降低了控制器成本，减小了PCB面积。采样高频变压器T1的原边PFC电流IPFC、高频变压器T1的副边输出电压Uo、PFC电容电压Uc，对高频变压器T1的副边输出电压Uo、PFC电容电压Uc进行双端控制，使反激式开关电源的电压输出更加稳定，适用范围更加广泛。
在一些实施方式中，以上所述的反激式开关电源的控制方法，还包括：通过所述控制单元，还在根据所述PFC电路中电容模块的电容电压、所述变压器的原边PFC电流、以及所述变压器的副边输出电压，控制所述开关管的驱动信号之前，确定所述PFC电路中开关管的开通时间或关断时间是否到达给定时间，若是，则根据所述PFC电路中电容模块的电容电压、所述变压器的原边PFC电流、以及所述变压器的副边输出电压，控制所述开关管的驱动信号。否则，则按设定增加方式增加所述变压器的副边输出电压，之后根据所述PFC电路中电容模块的电容电压、所述变压器的原边PFC电流、以及所述变压器的副边输出电压，控制所述开关管的驱动信号。
图4为一种新型电源拓扑的控制流程示意图。如图4所示，新型电源拓扑的控制流程，包括：
步骤1、首先判断电源拓扑的工作时间是否达到给定时间，若是，则执行步骤2。否则，执行步骤3。
步骤2、如果电源拓扑的工作时间达到给定时间，则直接读取A/D采样数据。
步骤3、如果电源拓扑的工作时间未达到给定时间，则电压给定指令缓慢增加，并读取A/D采样数据，之后执行步骤4。
步骤4、A/D采样数据中包括PFC输出电压Uc、高频变压器T1的副边电压Uo、高频变压器T1的原边PFC电流IPFC，接着将给定电压指令与采样的电压之间的差送给控制器(如电压PI调节器)，输出为电压U1，即PI调节器输出电压U1，之后执行步骤5。
步骤5、然后进行占空比的计算，接着开始更新比较单元值(如更新CMPR4)，输出PWM信号给开关管Q，然后根据占空比来计算A/D采样时刻，并用一个定时器的比较中断来触发A/D采样，更新T3CMPR。
图3所示的电源拓扑，是利用BOOST升压电感作为高频变压器T1的原边电感，使电源拓扑减少了一个电感。利用高频变压器T1的原副边的电压电流控制主控单元，减少了模拟电源IC的使用。这样在结构上可以减小PCB板的面积，使结构更加小巧。在成本上会因为器件的减少实现降低成本的目的。
由于本实施例的方法所实现的处理及功能基本相应于前述反激式开关电源的实施例、原理和实例，故本实施例的描述中未详尽之处，可以参见前述实施例中的相关说明，在此不做赘述。
采用本实施例的技术方案，通过将反激式开关电源的PFC电感作为高频变压器的原边绕组，PFC电路的开关管Q起到反激电源中的开关管同样的作用，通过根据PFC电路中电容模块的电容电压Uc、变压器的原边PFC电流IPFC、以及变压器的副边输出电压Uo，控制开关管Q的驱动信号，控制开关管Q的开通或关断的时间，将直流电变换为交流电，能量通过高频变压器T1的原边传输到高频变压器T1的副边；从而，通过将反激式开关电源的PFC电感作为高频变压器的原边绕组，能够有效简化反激式开关电源的结构。
综上，本领域技术人员容易理解的是，在不冲突的前提下，上述各有利方式可以自由地组合、叠加。
以上所述仅为本发明的实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的权利要求范围之内。

Claims (11)

1.一种反激式开关电源的控制装置，其特征在于，所述反激式开关电源，包括：PFC电路和变压器；所述PFC电路，包括：PFC电感、开关管和电容模块；所述PFC电感，作为所述变压器的原边绕组；所述反激式开关电源的控制装置，包括：采样单元和控制单元；其中，
所述采样单元，被配置为采样所述PFC电路中电容模块的电容电压，采样所述变压器的原边PFC电流，并采样所述变压器的副边输出电压；
所述控制单元，被配置为根据所述PFC电路中电容模块的电容电压、所述变压器的原边PFC电流、以及所述变压器的副边输出电压，控制所述开关管的驱动信号，以通过控制所述开关管的开通时间和关断时间，将直流电源提供的直流电变换为交流电，并通过所述变压器的原边绕组传输至所述变压器的副边绕组。
2.根据权利要求1所述的反激式开关电源的控制装置，其特征在于，所述PFC电路，还包括：二极管模块；其中，
所述变压器的原边绕组的异名端，连接至所述二极管模块的阳极，还连接至所述开关管的第一连接端；所述开关管的第二连接端，经所述电容模块后连接至所述二极管模块的阴极；所述开关管的控制端，用于接收所述驱动信号。
3.根据权利要求1所述的反激式开关电源的控制装置，其特征在于，所述变压器的副边绕组的数量，为一路以上；在所述变压器的一路以上所述副边绕组中，每路所述副边绕组的输出端，经对应的整流模块和滤波模块后，给负载供电。
4.根据权利要求3所述的反激式开关电源的控制装置，其特征在于，在所述变压器的一路以上所述副边绕组中，每路所述副边绕组的异名端，连接至对应的整流模块的阳极；每路所述副边绕组的同名端，经所述电容模块后，连接至对应的整流模块的阴极。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的反激式开关电源的控制装置，其特征在于，所述采样单元，包括：电容电压采样单元、第一采样单元和第二采样单元；
所述采样单元，采样所述PFC电路中电容模块的电容电压，采样所述变压器的原边PFC电流，并采样所述变压器的副边输出电压，包括：
所述电容电压采样单元，被配置为采样所述PFC电路中电容模块的输出电压，作为所述PFC电路的电容电压；
所述第一采样单元，被配置为采样所述开关管的工作电流，作为所述变压器的原边PFC电流，并使所述变压器的原边PFC电流以电压的形式输出；
所述第二采样单元，被配置为采样所述变压器的副边绕组的同名端的电压，作为所述变压器的副边输出电压。
6.根据权利要求1至4中任一项所述的反激式开关电源的控制装置，其特征在于，所述控制单元，包括：第一电压调节器、第二电压调节器、加法器、除法器、比较器和驱动电路；
所述控制单元，根据所述PFC电路中电容模块的电容电压、所述变压器的原边PFC电流、以及所述变压器的副边输出电压，控制所述开关管的驱动信号，包括：
所述第一电压调节器，被配置为基于输出电压给定值和所述变压器的副边输出电压进行比较，得到第一电压差值；
所述第二电压调节器，被配置为基于电容电压给定值和所述PFC电路的电容电压进行比较，得到第二电压差值；
所述加法器，被配置为基于所述第一电压差值、所述第二电压差值，得到电压差值之和；
所述除法器，被配置为基于所述变压器的原边PFC电流、以及所述电压差值之和，得到第一电压；
所述比较器，被配置为基于所述第一电压和所述变压器的副边输出电压进行比较，得到驱动电压；
所述驱动电路，被配置为基于所述驱动电压，生成控制信号，作为控制所述开关管的驱动信号。
7.根据权利要求1至4中任一项所述的反激式开关电源的控制装置，其特征在于，还包括：
所述控制单元，还被配置为确定所述PFC电路中开关管的开通时间或关断时间是否到达给定时间，若是，则根据所述PFC电路中电容模块的电容电压、所述变压器的原边PFC电流、以及所述变压器的副边输出电压，控制所述开关管的驱动信号；否则，则按设定增加方式增加所述变压器的副边输出电压，之后根据所述PFC电路中电容模块的电容电压、所述变压器的原边PFC电流、以及所述变压器的副边输出电压，控制所述开关管的驱动信号。
8.一种反激式开关电源，其特征在于，包括：如权利要求1至7中任一项所述的反激式开关电源的控制装置。
9.一种反激式开关电源的控制方法，其特征在于，所述反激式开关电源，包括：PFC电路和变压器；所述PFC电路，包括：PFC电感、开关管和电容模块；所述PFC电感，作为所述变压器的原边绕组；所述反激式开关电源的控制方法，包括：
通过采样单元，采样所述PFC电路中电容模块的电容电压，采样所述变压器的原边PFC电流，并采样所述变压器的副边输出电压；
通过控制单元，根据所述PFC电路中电容模块的电容电压、所述变压器的原边PFC电流、以及所述变压器的副边输出电压，控制所述开关管的驱动信号，以通过控制所述开关管的开通时间和关断时间，将直流电源提供的直流电变换为交流电，并通过所述变压器的原边绕组传输至所述变压器的副边绕组。
10.根据权利要求9所述的反激式开关电源的控制方法，其特征在于，通过控制单元，根据所述PFC电路中电容模块的电容电压、所述变压器的原边PFC电流、以及所述变压器的副边输出电压，控制所述开关管的驱动信号，包括：
通过第一电压调节器，基于输出电压给定值和所述变压器的副边输出电压进行比较，得到第一电压差值；
通过第二电压调节器，基于电容电压给定值和所述PFC电路的电容电压进行比较，得到第二电压差值；
通过加法器，基于所述第一电压差值、所述第二电压差值，得到电压差值之和；
通过除法器，基于所述变压器的原边PFC电流、以及所述电压差值之和，得到第一电压；
通过比较器，基于所述第一电压和所述变压器的副边输出电压进行比较，得到驱动电压；
通过驱动电路，基于所述驱动电压，生成控制信号，作为控制所述开关管的驱动信号。
11.根据权利要求9或10所述的反激式开关电源的控制方法，其特征在于，还包括：
通过所述控制单元，还确定所述PFC电路中开关管的开通时间或关断时间是否到达给定时间，若是，则根据所述PFC电路中电容模块的电容电压、所述变压器的原边PFC电流、以及所述变压器的副边输出电压，控制所述开关管的驱动信号；否则，则按设定增加方式增加所述变压器的副边输出电压，之后根据所述PFC电路中电容模块的电容电压、所述变压器的原边PFC电流、以及所述变压器的副边输出电压，控制所述开关管的驱动信号。
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