CN114759779A

CN114759779A - 操作于连续传导和峰值电流控制模式的开关变换器的控制单元

Info

Publication number: CN114759779A
Application number: CN202210511879.0A
Authority: CN
Inventors: G·格里蒂
Original assignee: STMicroelectronics SRL
Current assignee: STMicroelectronics SRL
Priority date: 2017-03-21
Filing date: 2017-09-30
Publication date: 2022-07-15
Also published as: US11336172B2; US20180278152A1; CN108631578B; IT201700031159A1; US10727734B2; US20200321855A1; CN207884484U; CN108631578A

Abstract

一种操作于连续传导和峰值电流控制模式的开关变换器的控制单元。该控制单元具有耦合到输入的电感器元件和耦合到电感器元件的开关元件，生成具有开关周期的命令信号以对开关元件进行开关，并且确定第一时间周期和第二时间周期，在第一时间周期中电感器电流在电感器元件中流动用于存储能量，在第二时间段中能量被传递到负载。输入电流相对于正弦曲线按照由电感器电流上的电流纹波引起的失真因子而失真。第一时间周期的持续时间基于电感器电流的峰值的值与取决于所述电压变换器的输出电压的电流参考之间的比较而被确定。参考修改级修改电流参考以补偿按照失真因子而对输入电流引入的失真。

Description

操作于连续传导和峰值电流控制模式的开关变换器的控制单元

分案申请说明

本申请是申请日为2017年09月30日、申请号为201710919667.5、名称为“操作于连续传导和峰值电流控制模式的开关变换器的控制单元”的中国专利申请的分案申请。

技术领域

本公开涉及开关变换器的控制电路或单元，特别地(但不限于)涉及功率因子校正(PFC)变换器。特别地，控制单元是操作于连续传导模式(CCM)和峰值电流控制模式的电压变换器。

背景技术

在已知的方式中，例如台式计算机、LED照明设备或电子医疗设备中的以开关模式操作的电源(开关模式电源或SMPS)中所使用的电压变换器通常需要满足与相关的电气性能有关的严格要求。

特别地，这样的变换器必须保证高质量因素，其具有基本上为单位1的功率因子(PF)(例如大于0.9)和理想地为零的输入电流的总谐波失真(THD)。

通常，这样的电压变换器能够将接收到的输入量，例如来自电网的交流电压(AC)，变换成经调节的输出量，例如直流电压(DC)，其继而用于为电气负载供电。

特别地，已知的是在例如需要高输出功率的情况下，使用具有两级架构的功率变换器，其中第一级是PFC变换器，典型地是升压或升压型PFC变换器。本PFC变换器对线路交流电压进行升压操作，从而生成连续调节的输出电压。PFC变换器由合适的控制单元或模块(“控制器”)控制，以在电线吸收时调节功率因子。

图1示出了电压变换器的接线图，该电压变换器特别地是整体上使用附图标记1指示的PFC升压变换器，其由使用附图标记2指示的相关的控制单元或电路或模块控制。

控制单元2是集成电路，并且具有其自己的封装以及相关的输入和输出引脚。该集成电路可以安装在具有形成电压变换器1的电路部件或相应的集成电路的单个印刷电路板(PCB)上。

特别地，在这种配置中，电压变换器1具有输入端子IN和输出端子OUT，在输入端子IN上存在由(示意性地示出的)整流器级3(例如二极管桥式整流器)根据例如由电网供应的交流电压V_AC生成的输入电压V_IN(具有整流后的正弦波形式)，在输出端子OUT上存在大于输入电压V_IN并且被调节为期望值的连续的输出电压V_OUT。

执行高频滤波功能的滤波电容器4a连接到输入端子IN，而执行电荷存储功能的存储电容器4b连接到输出端子OUT。滤波电容器4a和存储电容器4b二者还都连接到参考或接地端子(GND)。

电压变换器1包括连接在输入端子IN与第一内部节点N₁之间的电感器元件5、连接在第一内部节点N₁与第二内部节点N₂之间的开关元件6(特别地是MOSFET功率晶体管)、以及具有连接到第一内部节点N₁的正极和连接到输出端子OUT的负极的二极管元件7。

开关元件6具有连接到第一内部节点N₁的第一电流导通端子(特别地是相应的MOSFET晶体管的漏极端子)、连接到第二内部节点N₂的第二电流导通端子(特别地是相应的MOSFET晶体管的源极端子)、和作为相应的MOSFET晶体管的栅极端子的控制端子。

第一电压分压器8连接在输入端子IN与参考端子之间，由第一分压器电阻器8a与第二分压器电阻器8b串联连接而形成，从而形成第一分压节点P₁，等于K_p·V_IN的第一分压电压V_P1从第一分压节点P₁被汲取，其中K_p是第一电压分压器8的分压因子。

此外，第二电压分压器9连接在输出端子OUT与参考端子之间，由相应的第一分压器电阻器9a与相应的第二分压器电阻器9b串联连接而形成，从而形成第二分压节点P₂，第二分压电压V_P2从第二分压节点P₂被汲取。

电压变换器1还包括与开关元件6串联连接在第二内部节点N₂与参考端子之间的感测电阻器11，上述感测电阻器11的端部处的电压指示开关元件6闭合时在经过电感器元件5之后流过开关元件6的电流I_L(为了简洁起见，该电流被称为电感器电流I_L)。因此，上述电压由R_s·I_L给出，其中Rs是感测电阻器11的电阻。

控制单元2具有被设计为连接到第一分压节点P₁并且接收第一分压电压V_P1的输入(或引脚)MULT、被设计为经由补偿网络12连接到第二分压节点P₂的输入COMP、连接到相同的第二分压节点P₂并且被设计为接收第二分压电压V_P2的输入FB、被设计为耦合到第二内部节点N₂并且其上存在感测电压V_CS(其在这种情况下与感测电阻器11的端部处的电压相同)的输入CS、以及被设计为连接到开关元件6的控制端子并且提供命令电压V_GD的输出GD，命令电压V_GD用于按照适当的时序使用脉冲宽度调制(PWM)来命令上述开关元件6进行开关。

控制单元2包括误差放大器10，误差放大器10具有连接到输入FB从而接收第二分压电压V_P2的第一输入、接收电压参考V_REF的第二输入、以及其上生成比较电压V_C的输出，比较电压V_C取决于上述分压电压V_P2与上述电压参考V_REF之差(或误差)。

控制单元2可以被配置为利用峰值电流控制来控制电压变换器1在连续传导模式(CCM)下的操作。

特别地，利用每个开关周期，控制单元2命令开关元件6在时间周期T_ON(占空比的“ON”周期)闭合，在此期间来自输入端子IN的电流在电感器元件5和开关元件6中流动直到接地，从而导致能量被存储在所述电感器元件5中。

在峰值电流控制模式中，由控制单元2基于在感测电阻器11的端部处的电压使用合适的反馈控制回路来使导通时间周期T_ON的持续时间(或期限)稳定，其指示电感器电流I_L的值，其与合适的参考电压相比较(如下面详细地描述的)。该参考电压确定要与上述电感器电流I_L的峰值的值相比较的期望的电流参考。

控制单元2继而命令开关元件6在断开时间周期T_OFF(占空比的“OFF”周期)打开，在此期间先前存储在电感器元件5中的能量经由二极管元件7被传递到负载和电荷存储元件4b。

特别地，断开时间周期T_OFF的持续时间可以是固定的(在被称为固定断开时间或FOT的控制模式中)，或者被确定为使得其为固定的PWM开关频率(在称为PWM固定频率或FF的控制模式中)。

在任何情况下，在开关周期的整个持续时间，连续传导模式提供总是大于零的电感器电流I_L(不同于不连续传导模式DCM，其反之涉及存在其中电感器电流I_L为零的开关周期的断开时间周期T_OFF的一部分)。

图2示出了电感器元件5中的电流I_L和命令信号GD的与上述连续传导控制模式(CCM)有关的趋势，示出了能量被存储在电感器元件5中期间的导通时间周期T_ON、以及断开时间周期T_OFF。图2还示出了表示电感器电流I_L的峰值的值的I_L,pk(如上所示通过参考电压的值确定)、以及表示由PWM开关控制引起的所述电感器电流I_L的电流纹波的ΔI_L。另一方面，I_L,AVG表示所述电感器电流I_L的平均值。

以下参考图3更详细地描述实现上述控制方法的电压变换器1的控制单元2(此处未示出)的已知实施例。

控制单元2包括乘法器级14，乘法器级14连接到输入MULT和输入COMP，并且被设计为以乘法度K_M实现第一分压电压V_P1和比较电压V_C的乘积，以生成上述参考电压，其由V_{CS_REF}指示，因此由以下表达式给出：

V_{CS_REF}(θ)＝V_C·K_M·K_P·V_in,pk·sinθ

应当注意，输入电压V_IN可以被认为实质上是经整流的正弦波，或者V_IN(θ)＝V_IN,pk·sinθ，其中相位角θ在范围(0，π)内。

控制单元2还包括比较器级15和触发器或置位/复位SR锁存器16。比较器级15具有其上有比较电压V’的第一比较端子(例如正)、连接到乘法器级14的输出并且接收参考电压V_{CS_REF}的第二比较端子(在该示例中为负)、以及生成用于SR锁存器16的复位信号的输出。

在这种情况下，第一比较端子直接耦合到输入CS，并且比较电压V’与感测电压V_CS以及在感测电阻器11的端部处的电压(随时间变化并且具有相位角θ)相同。

因此，SR锁存器16具有连接到比较器级15的输出的复位输入R、连接到在适当的时间并且基于断开时间周期T_OFF(例如，在FOT或FF模式中，参见前面的讨论)的持续时间的适当确定来生成置位信号S的定时器级18的设置输入S、以及在输出GD处供应被驱动单元(驱动器)19转换为命令电压V_GD的命令信号以命令开关元件6进行开关的输出Q。

因此，控制单元2的操作涉及SR锁存器16的输出Q周期性地变为低，从而当取决于电感器电流I_L的峰值的值I_L,pk的比较电压V’与参考电压V_{CS_REF}具有预定的比例使得复位输入R的复位信号为高时，确定导通时间周期T_ON的结束和断开时间周期T_OFF的开始(换言之，电感器电流I_L的峰值的值I_L,pk由参考电压V_{CS_REF}的值提供的电流参考来确定)。当定时器级18基于断开时间周期T_OFF的持续时间的确定来开关所述SR锁存器16的设置输入S的置位信号时，输出Q变为高，确定断开时间周期T_OFF的结束和导通时间周期T_ON的新的开始。

可以很容易地证明，电感器电流I_L的峰值的值(在导通时间周期T_ON结束时)由下式给出：

因此，该峰值的值具有正弦趋势，因为在使用期间，并且考虑到补偿网络12的频带足够窄，例如小于20Hz，比较电压V_C可以被认为在线周期中是基本上恒定的(或连续的值)。

由电源网络吸收的与开关周期中的电感器电流I_L的平均值相同的输入电流I_IN等于：

以上表达式可以可论证地如下改写：

其中：

其中f_SW是开关频率，L是电感器元件5的电感，V_Vin,pk是输入电压V_IN的峰值的值。

以上表达式清楚地表明，输入电流I_IN(θ)的趋势特别地作为电感器电流I_L上的纹波的结果不是正弦曲线，从而确定功率因子PF<1并且失真因子THD>0％，这是不希望的。

特别地，上述功率因子PF和上述失真因子THD的值在电压变换器1的某些操作条件下可能显著地偏离理想值。

因此，基于连续传导模式(CCM)中的峰值电流来提供控制的已知的解决方案不是完全令人满意的。

尽管还有其他的控制解决方案，例如基于控制平均电流，但是这些解决方案实现起来更加复杂，并且通常还需要控制单元2中的附加引脚来补偿电流环。

换言之，现有的控制解决方案不可避免地需要失真特性与实现的复杂性/成本之间之间的折中。

发明内容

本公开的目的是解决上述问题，并且特别地提供一种实现基于在连续传导模式(CCM)下操作的变换器(特别地是PFC升压变换器)中的峰值电流来改进控制解决方案的性能的控制解决方案。

因此，本公开提供了用于开关变换器的控制单元的实施例以及开关变换器和方法的相应实施例。

附图说明

下面将参考纯粹作为非限制性示例提供的优选实施例以及附图来进一步描述本公开，在附图中：

图1示出了已知类型的电压变换器和相关控制单元的概略电路图；

图2是与图1中的电压变换器相关的电量的信号时序图；

图3示出了图1中的电压变换器的控制单元的更详细的框图；

图4示出了根据本解决方案的一个实施例的开关变换器、例如图1所示的相同的电压变换器的控制单元的框图；

图5示出了图4中的控制单元的阶段的更详细的框图；

图6A和图6B是图4中的控制单元中的电量的信号时序图；

图7是根据本解决方案的另一实施例的开关变换器、例如图1所示的电压变换器的控制单元的框图；

图8和图9是示出根据本解决方案的已知类型的控制单元和相应地在控制单元中的电量的趋势的信号图；

图10是根据本解决方案的实施例的使用电压变换器的电子设备的总体框图；以及

图11是根据本解决方案的又一实施例的开关变换器、例如图1所示的电压变换器的控制单元的框图。

具体实施方式

图4示出了使用附图标记20整体指示的控制单元，其用于开关变换器，特别地是用于控制电压变换器，并且更具体地用于以连续传导和峰值电流控制模式操作的PFC升压变换器。在图示中为了简单起见，图4仅示出了电压变换器的开关元件6(具有相关联的感测电阻器11)，其余部分可以例如与图1中的电压变换器1类似(并且在图4中未示出)。

控制单元20又以与图3中的控制单元2基本相似的方式构造(相似的元件因此使用相同的附图标记示出并且不再讨论)，但是不同之处在于，它还包括耦合到比较器级15的第一比较端子(以及控制单元20的输入CS)的参考修改级22。

如下面详细地讨论的，该参考修改级22被配置为适当地修改与电感器电流I_L的峰值的值相比较的电流参考，以便消除或至少明显地减少电流纹波ΔI_L对输入电流I_IN的表达式的影响，从而获得理想地为零的失真因子THD和理想地为单位1的功率因子PF。

特别地，给定基于以上讨论，输入电流I_IN可以表示为：

本解决方案的一个方面提供了向用于比较峰值电流的电流参考添加与电流纹波ΔI_L成比例的适当的偏移，以消除所述纹波对输入电流I_IN的上述表达式的影响。

换言之，给定上述表达式也可以如下表示：

本解决方案的一个方面提供向参考电压V_{CS_REF}添加满足以下等式的偏移电压V_{OS,THD_CCM}：

因此，上述表达式变为：

并且因此：

或者：

因此，根据需要，输入电流I_IN理想地是正弦波，以便能够优化电压变换器1的性能。

特别地，本解决方案的一个方面提供了生成取决于电感器电流I_L中的电流纹波ΔI_L并且特别地与电感器电流I_L中的电流纹波ΔI_L成比例的优化电流I_{THD_CCM}，并且还提供了从优化电流I_{THD_CCM}生成上述偏移电压V_{OS,THD_CCM}，作为由所述优化电流I_{THD_CCM}在电阻元件上生成的具有适当值的电压降，使得所述偏移电压V_{OS,THD_CCM}满足以下等式。

在图4所示的实施例中，优化电流I_{THD_CCM}被控制单元20的输入CS吸收(“沉降”)，并且具有电阻R_{THD_CCM}的优化电阻器23连接在第二内部负载N₂与控制单元20的所述输入CS之间。继而，以下表达式被满足：

V_{OS,THD_CCM}(θ)＝R_{THD_CCM}·I_{THD_CCM}(θ)。

更详细地，参考修改级22包括被设计为生成与所述命令电压V_CH成比例的优化电流I_{THD_CCM}的由命令电压V_CH进行电压控制的第一电流源24、以及具有耦合到输入MULT的第一输入和耦合到SR锁存器16的输出Q的第二输入的优化电路或块25，与输入电压V_IN成比例的第一分压电压V_P1从第一输入被接收，相关的锁存器信号从第二输入被接收，锁存器信号也使用参考符号Q表示并且对应于导通时间周期T_ON。

优化块25输出用于与上述输入电压V_IN和上述导通时间周期T_ON的乘积成比例的第一电流源24的命令电压V_CH：

V_CH(θ)αV_IN(θ)·T_ON(θ)。

给定电流纹波ΔI_L以已知的方式由以下给出：

命令电压V_CH以及因此优化电流I_{THD_CCM}根据需要与所述电流纹波ΔI_L成比例，其中电感L_P是电感器元件5的电感。

下面参考图5描述控制单元20的参考修改级22的优化块25的可能实施例。

具体地，所述优化块25包括第二压控电流源28，第二压控电流源28从所述优化块25的第一输入接收第一分压电压V_P1作为控制电压，并且向充电节点N_C供应充电电流I_CH，其值根据以下表达式而取决于输入电压V_IN：

I_CH(θ)＝g_maK_PV_IN(θ)

其中g_ma是第二电流源28的跨导。

优化块25还包括连接在充电节点N_C与参考接地端子(再次指示为GND)之间的具有值或电容C_TR的充电电容器29、由与充电电容器29并联连接在所述充电节点N_C与接地参考端子之间的第一开关信号SW_a驱动的第一开关元件30、由连接在所述充电节点N_C与维持节点N_H之间的第二开关信号SW_b驱动的第二开关元件31、以及连接在上述维持节点N_H与参考接地端子之间的具有电容C_H的维持电容器32。

特别地，在充电节点N_C上存在充电电压V_CTR并且在维持节点N_H上存在命令电压V_CH，从而构成上述第一电流源24的控制电压。

优化块25还包括延迟元件34，延迟元件34连接到所述优化块25的第二输入，从所述优化块25的第二输入接收锁存器信号Q，并且被设计为将所述锁存器信号Q延迟适当的时间时延ΔT，例如200ns，优化块25还包括逆变器元件35，逆变器元件35级联连接到延迟元件34以便接收被适当地延迟的锁存器信号，从而输出用于第一开关元件30的第一开关信号SW_a。

优化块25还包括单稳态元件36，单稳态元件36也连接到所述优化块25的第二输入，从所述优化块25的第二输入接收锁存器信号Q，并且被设计为在所述锁存信号Q的下降沿(或者在导通时间周期T_ON结束时和在断开时间周期T_OFF开始时)生成第二开关信号SW_b，作为具有100ns的示例持续时间的脉冲信号。

在使用中，充电电容器29在导通时间周期T_ON期间用充电电流被充电，其中充电电流被假定为恒定(假定开关周期T_SW远小于线周期T_L，或者输入电压V_IN的周期V_IN,T_SW<<1/f_L)并且与输入电压V_IN成比例。

因此，充电电压V_CTR由以下表达式给出：

并且因此与输入电压V_IN成比例并且与导通时间周期T_ON成比例。

在锁存器信号Q的下降沿，维持电容器32维持在导通时间周期T_ON结束时的上述充电电容器29的端部处的电压值，使得命令电压V_CH也与输入电压V_IN和导通时间周期T_ON成比例：

因此，该命令电压V_CH由第一电流源24通过以下表达式变换成优化电流I_{THD_CCM}：

其中已经替换了取决于输入电压V_IN和导通时间周期T_ON以及电感器元件5的电感L_P的电流纹波ΔI_L的表达式。

特别地，并且根据需要，优化电流I_{THD_CCM}因此与电流纹波ΔI_L成比例。

鉴于上述情况，也立即清楚的是，通过设置优化电阻器23的电阻R_{THD_CCM}使得下列表达式成立：

输入电流I_IN由下式给出：

因此，假定比较电压V_C在线半周期恒定，输入电流I_IN为正弦波并且与输入电压V_IN同相(在所有标准PFC变换器的情况下都是这样)。

这导致操作理想地具有单位功率因子(PF＝1)和零失真因子THD(THD＝0)，而无论电感器电流I_L上的电流纹波ΔI_L如何。

图6A和图6B示出了与上述控制单元20的操作相关的最显著波形的信号的变化或趋势。

特别应当注意，在所述充电电容器29被“复位”并且充电电压V_CTR返回到零值之前，通过闭合第一开关元件30来开关锁存器信号Q而引起的延迟允许在充电电容器29与维持电容器32之间有效地传送电荷。

下面参考图7描述再次使用附图标记20指示的控制单元的不同实施例。

该实施例与先前描述的解决方案的不同之处在于，在控制单元2的输入CS处供应(“源送”)优化电流I_{THD_CCM}。

实际上，在这种情况下，对电感器电流I_L的接地返回执行电流感测。换言之，感测电阻器11在这种情况下连接在第二内部节点N₂(其直接连接到参考端子)与电流返回节点N_G(连接到整流器级3的返回节点)之间，并且优化电阻器23连接在上述电流返回节点N_G与控制单元20的输入CS之间。

此外，在图7所示的实施例中，存在连接在第一电流源24的输出与控制单元20的输入CS之间并且由锁存器信号Q驱动的附加开关元件38。

因此，有利的是，仅在开关周期的导通时间周期T_ON期间考虑优化电流I_{THD_CCM}用于控制操作(并且因此复制上述第一实施例的操作)。

此外，在这种情况下，存在连接在上述输入CS与比较器级15的第一比较端子之间的转化器元件39，其被配置为将存在于所述输入CS处的感测电压V_CS从负值转化为正值以生成比较电压V'(因此再次复制上述第一实施例的操作)。

立即清楚的是，在这种情况下，以下表达式也成立：

V_{OS,THD_CCM}(θ)＝R_{THD_CCM}·I_{THD_CCM}(θ)

同样，优化电流I_{THD_CCM}允许将期望的电流偏移添加到编程的峰值电流(或到电流参考)，以便优化控制性能。

所提出的解决方案的优点从上面的描述中是清楚的。

在任何情况下，应当再次注意，这样的解决方案使得克服已知类型的控制解决方案的限制成为可能，尤其使得在基于以连续传导模式(CCM)操作的电压变换器(特别地是PFC升压变换器)中的峰值电流的控制解决方案中可以获得理想地为正弦曲线的输入电流I_IN和理想地为零(并且在任何情况下小于5％)的失真因子。

申请人已经使用大量实验测试和仿真测试并且检查了所提出的解决方案。

作为示例，图8和图9比较了根据现有技术的控制单元(特别地是图3中的控制单元2)的性能(在图8中示出)以及根据本解决方案的控制单元20的性能(在图9中示出)。

在这两种情况下，电压变换器在满负载下工作，输入交流电压V_AC为230V。

可以立即看出，所提出的解决方案使得显著地减少波形的失真成为可能，从而实现了将失真因子THD从(传统解决方案中的)大约24％大大降低到(所提出的解决方案中的)小于5％，功率因子PF为0.981(基本上是单位1)。

虽然未示出，但是申请人已经验证了在功率因子PF为0.995的情况下获得1.2％的失真因子的可能性，其中输入交流电压V_AC为115V。

如上所述，如图10所示，电压变换器1和相关控制单元20可以有利地用于开关电源40中。

特别地，开关电源40包括在本示例中经由EMI滤波器43连接到电网42的整流器级3(例如二极管桥式整流器)、以及连接到整流器级3的输出的输入电容器元件4a，其上存在输入电压V_IN。

开关电源40还包括电压变换器1，电压变换器1具有连接到输入电容器元件4a的输入端子IN和连接到电荷存储元件4b的输出端子OUT，如上所定义的。

控制单元20控制电压变换器1的操作，以诸如确保在电网42的吸收中的期望的功率因子。

开关电源40还包括输出功率变换器46，输出功率变换器46在该示例中为DC/DC变换器，具有连接到输出电容器元件4b的输入，输出电容器元件4b被设计为向负载或最终用户(未示出)提供期望的输出电压值，例如相对于输出电压V_OUT的值适当地降低的值。

显然，可以对所描述和示出的主题进行修改和变化，而不会因此超出由所附权利要求限定的本公开的保护范围。

特别地并且如图11所示，也使用附图标记20指示的控制单元的另一实施例可以提供用于改变用于控制电感器电流I_L的峰值的值的电流参考的不同解决方案。

在这种情况下，控制单元20具有附加引脚THD_CCM，其形成专用于优化性能的附加输入。

在这种情况下，在该附加输入THD_CCM处提供优化电流I_{THD_CCM}(第一电流源24的输出连接到相同的附加输入)，并且优化电阻器23连接在上述附加输入THD_CCM与参考接地端子之间。

控制单元20还包括求和块50，求和块50具有连接到输入THD_CCM并且被设计为接收偏移电压V_{OS,THD_CCM}的减法器输入、连接到输入CS并且被设计为接收感测电压V_CS的求和输入、以及连接到比较器级15的第一比较端子的输出，比较器级15生成与参考电压V_{CS_REF}相比较的比较电压V'。

立即清楚的是，在这种情况下，以下表达式也成立：

V_{OS,THD_CCM}(θ)＝R_{THD_CCM}·I_{THD_CCM}(θ)

换言之，优化电流I_{THD_CCM}再次允许以与上述实施例完全相似的方式将期望的电流偏移添加到编程的峰值电流。

通常，明显的是，参考修改级22进行工作以使得比较电压V'是与级联到开关元件6的感测电阻器的端部处的电压与偏移电压V_{OS,THD_CCM}的组合、特别地是线性组合。

应当注意，电压变换器1可以由除电网之外的电源供电。

此外，作为非限制性示例，本解决方案涉及的开关变换器有利地可以形成电压变换器或调节器，如上文中所述，或者可以形成电流变换器或调节器(诸如驱动器件、驱动器，用于LED或电池充电器)。

可以组合上述各种实施例以提供进一步的实施例。可以根据以上详细描述对这些实施例进行这些和其他改变。通常，在所附权利要求中，所使用的术语不应当被解释为将权利要求限制于说明书和权利要求书中公开的具体实施例，而应当被解释为包括所有可能的实施例以及与这样的权利要求享有的等同方案的全部范围。因此，权利要求不受本公开的限制。

Claims

1.一种系统，包括：

变换器，包括电感器和开关；以及

控制器，被配置为通过在第一状态与第二状态之间操作上述开关来驱动所述变换器，所述控制器包括：

第一输入，被配置为接收表示所述电感器的电流的第一电压；

第二输入，被配置为接收表示所述开关的状态的信号；以及

参考修改级，包括充电电容器和维持电容器以及电流源，所述参考修改级被配置为：

在与所述第一状态的持续时间相对应的持续时间内，对所述充电电容器充电；

将所述充电电容器的电荷传递到所述维持电容器；

通过所述电流源吸收与所述电感器的电流的电流纹波成比例的电流，其中所述电流源基于所述维持电容器的电荷来吸收电流以产生偏移电压；以及

基于所述偏移电压降低所述第一电压，

其中所述控制器被配置为基于降低的所述第一电压来控制所述变换器。

2.根据权利要求1所述的系统，包括：

第三输入，被配置为接收表示所述变换器的输入电压的第二电压；以及

第一压控电流源，具有耦合到所述第三输入的控制输入，并且具有用于输出充电电流的输出，所述第一压控电流源被配置为产生具有与所述第二电压相关的电平的充电电流。

3.根据权利要求1所述的系统，包括：

延迟元件，具有耦合到第二输入端的输入端，并且所述延迟元件被配置为：

接收所述信号；

延迟所述信号并产生延迟信号；以及

经过输出来输出所述延迟信号。

4.根据权利要求3所述的系统，包括：

充电/放电开关，与所述充电电容器并联，并且具有耦合到所述延迟元件的输出的控制输入，所述充电/放电开关被配置为基于所述延迟信号在导通状态与非导通状态之间操作。

5.根据权利要求1所述的系统，包括：

单稳态元件，具有耦合到第二输入的输入，并且所述单稳态元件被配置为：

接收所述信号；

基于所述信号检测在所述第一状态与所述第二状态之间的转换；

响应于检测到在所述第一状态与所述第二状态之间的转换，产生具有激活状态的开关信号；以及

经过所述单稳态元件的输出来输出所述开关信号。

6.根据权利要求5所述的系统，包括：

电荷传递开关，具有耦合在所述充电电容器与所述维持电容器之间的导通端子，并且所述电荷传递开关具有耦合到所述单稳态元件的输出的控制输入，所述电荷传递开关被配置为响应于具有激活状态的开关信号而转换到导通状态，以将所述充电电容器的电荷传递到所述维持电容器。

7.一种方法，包括：

由控制器通过在第一状态与第二状态之间操作开关来驱动包括电感器的变换器；

由所述控制器接收表示所述电感器的电流的第一电压；

由所述控制器接收表示所述开关的状态的信号；

在与所述第一状态的持续时间相对应的持续时间内，对充电电容器充电；

将所述充电电容器的电荷传递到维持电容；

通过电流源吸收与所述电感器的电流的电流纹波成比例的电流，其中所述电流源基于所述维持电容器的电荷来吸收电流以产生偏移电压；

基于所述偏移电压降低所述第一电压；以及

基于降低的所述第一电压来控制所述变换器。

8.根据权利要求7所述的方法，包括：

接收表示所述变换器的输入电压的第二电压；以及

产生具有与所述第二电压相关的电平的充电电流。

9.根据权利要求7所述的方法，包括：

延迟所述信号并产生延迟信号。

10.根据权利要求9所述的方法，包括：

基于所述延迟信号在导通状态与非导通状态之间操作充电/放电开关。

11.根据权利要求7所述的方法，包括：

基于所述信号检测在所述第一状态与所述第二状态之间的转换；和

响应于检测到在所述第一状态与所述第二状态之间的转换，产生具有激活状态的开关信号。

12.根据权利要求11所述的方法，包括：

响应于具有所述激活状态的所述开关信号，将所述电荷传递开关转换为导通状态，以将所述充电电容器的电荷传递到所述维持电容器。

13.一种用于变换器的控制器，包括：

第一输入，被配置为接收表示所述变换器的电感器的电流的第一电压；

第二输入，被配置为接收表示所述变换器的开关的状态的信号，所述状态是操作所述开关的第一状态或第二状态中的一个状态；以及

将所述充电电容器的电荷传递到所述维持电容器；

基于所述偏移电压降低所述第一电压，

14.根据权利要求13所述的控制器，包括：

第一电压控制器电流源，具有耦合到所述第三输入的控制输入、，并具有用于输出充电电流的输出，所述第一电压控制器电流源被配置为产生具有与所述第二电压相关的电平的所述充电电流。

15.根据权利要求13所述的控制器，包括：

延迟元件，具有耦合到所述第二输入的输入，并且所述延迟元件被配置为：

接收所述信号；

延迟所述信号并产生延迟信号；以及

经过输出来输出所述延迟信号；以及

充电/放电开关，与所述充电电容器并联耦合，并且具有耦合到所述延迟元件的输出的控制输入，所述充电/放电开关被配置为基于所述延迟信号在导通状态与非导通状态之间操作。

16.根据权利要求13所述的控制器，包括：

接收所述信号；

响应于检测到在所述第一状态与所述第二状态之间的转换，产生具有激活状态的开关信号；并且经过所述单稳态元件的输出来输出所述开关信号。

17.根据权利要求15所述的控制器，包括：

电荷传递开关，具有耦合在所述充电电容器与所述维持电容器之间的导通端子，并具有耦合到单稳态元件的输出的控制输入，所述电荷传递开关被配置为：响应于具有激活状态的所述开关信号而转换到导通状态，以将所述充电电容器的电荷传递到所述维持电容器。