CN104578843B - 一种ac/dc开关变换器的滤波电路 - Google Patents

Abstract

一种AC/DC开关变换器的滤波电路，包括整流电路的正输出端和负输出端，以及反激电路的原边端，还包括辅助电源、电压检测控制模块和第一N沟道MOS管，电压检测控制模块具有第一端、第二端、第三端和第四端；第一N沟道MOS管与第一电容形成输入滤波支路，整流电路的正输出端连接第一电容的一端，第一电容的另一端与第一N沟道MOS管的漏极连接，第一N沟道MOS管的源极与整流电路的负输出端连接；第一N沟道MOS管的栅极与电压检测控制模块的第三端连接；电压检测控制模块的第四端与辅助电源连接。相对于现有技术，本发明能够减小开关变换器输入电容体积，对于同等功率级的开关变换器能够选取更大容量的输入电容，改善产品低温性能，且电路结构简单、易于生产。

Description

一种AC/DC开关变换器的滤波电路

技术领域

本发明属于电能转换装置中的交流—直流变换器领域，具体为一种减小现有输入电解电容体积的AC/DC开关变换器的滤波电路。

背景技术

工业与民用都经常需要把各种电网交流电压变成直流，开关变换器是一种常见的把交流电网转变为直流电的设备，广泛应用于工控、电力、家用电器等各个行业领域，而电解电容作为开关变换器常用的储能、滤波电子元件则必不可少。

在实际电路中，电解电容位置不同，其作用也有所差异，对于输入母线电容而言，其主要的作用是抑制工频纹波，图2中为常见AC/DC变换器输入侧整流、滤波电路结构，图3为经整流后输入电压、输入电流波形。经整流、滤波后开关变换器输入电压为脉动的直流电，整流滤波后的电压含有一定的工频纹波，该纹波的幅值远小于整流桥输出侧未处理的电压纹波，也就是说滤波电容起到了抑制工频纹波的作用。

众所周知，开关变换器越来越追求高效率、小体积，而开关变换器实际使用的电解电容体积与其耐压、容量成正比，对于常见的全输入电压范围AC/DC产品，输入母线电容耐压通常选用400V甚至450V，所选的电解电容体积较大，特别是在中、小功率产品应用领域，输入电解电容电容的体积占产品体积的1/4以上，限制了开关变换器体积。因此，对于全输入电压范围AC/DC开关变换器，减小其输入电容容量是减小开关变换器体积的直接途径。

实验测试表明，电解电容的容量随着环境温度的降低而减小，表1选取了某品牌几种不同型号电解电容进行温度、电容容量关系进行测试。

表1电容容量与环境温度的关系

理论计算表明，对于全电压输入范围AC/DC开关变换器，其整流后输入母线电压最小值与输入电解电容容量有关，以输出功率为5W的开关变换器为例，使用数学软件计算整流后输入母线电压最小值与所选电解电容容量的关系，计算结果如图1所示。

分析图1可得，一味的减小输入电解电容容量，会导致输入电压过零，也就是说当输入电容减小到一定值以后，电解电容在所处电路中不能起到滤波、储能的作用，进而引起产品低温启机异常，低温下不能稳态工作等问题。

同样，减小输入电解电容容量后会导致输入电容温升增加，以5W某品牌的AC/DC产品为例，将其输入电解电容由15uF降低为10uF，在常温密闭的试验箱进行温升测试，测试结果表明同等条件下后者温升比前者高2℃以上。

另外，开关变换器所选输入电容品牌直接关乎产品的整机性能，对于一些性能较好的电容系列，如常见的日系电容均没有小容值高耐压的电解电容，一些国产的小品牌电容厂商虽然有小容值的高压电解电容在售，但质量难以有保证，正因为如此，全球对如何减小开关变换器输入电容体积的研究日益加强。

如专利公开号为CN102857126A的《功率转换器的控制电路》中国专利公开说明书示出了一种减小输入电解电容体积的变频控制技术，该技术特点如下：1.采用工作模式切换的控制方式，输入母线电压较高时，变换器工作于DCM/BCM模式；输入母线电压较低时，电路工作于开环的连续模式，实现能量的完全传输。2.采用输入电压前馈、变频的控制策略，当输入电压下降到一定值时启动电压前馈功能，输入电压越低振荡器的充放电电流越大，工作频率越高。该技术缺陷明显：1.低压开环工作模式的控制策略输出电压一切扰动均是无响应能力；2.增加电压前馈后使得开关频率上升，同时占空比增加，强迫电路进入连续工作模式，促使原边能量传递至负载侧，而实际上此时的电压增益与频率无关。

而其它的减小AC/DC开关变换器输入电容容量的技术，都存在一些问题，如专利公开号为US20100014326A1的《MEANS OF ELIMINATING ELECTROLYTIC CAPACITOR AS THEENERGY IN THE SINGLE PHASE AD/DC TWO-STAGE CONVERTER》美国专利公开说明书示出了一种两级式的PFC+DC/DC电路架构，此种电路方案多用于LED驱动领域。显著缺点有：1.该方案用于中小功率领域电路成本过高，性价比差；2.输出电压精度低，输出纹波大。专利号为JP2011223840A日本专利公开说明书示出了一种整流输出母线电压移相技术，通过对电网整流后输出的母线电压进行移相来避免母线电压过零，该技术明显缺陷有：1.控制开关始始终工作于硬开关状态，损耗大、效率低；2.对输入电容容量的减小作用有限，同时，该母线电容仍需采用高耐压的电解电容，对减小输入电容的体积作用不大。

发明内容

有鉴如此，为了克服上述减小输入电容容量带来的缺陷，本发明提供一种能在低输入母线电压时对输入电容容量进行补偿的AC/DC开关变换器的滤波电路，能够减小开关变换器输入电容体积，对于同等功率级的开关变换器能够选取更大容量的输入电容，改善产品低温性能，且电路结构简单、易于生产。

本发明目的是这样实现的，一种减小输入电解电容体积的AC/DC开关变换器的滤波电路，采用反激电路为主功率拓扑，包括整流电路的正输出端和负输出端、第一电容以及反激电路的原边端，还包括辅助电源、电压检测控制模块和第一N沟道MOS管，所述第一电容为低耐压的电解电容；所述辅助电源，是电压检测控制模块的供电回路；同时，具有软启动特性，使第一N沟道MOS管Q1在启动阶段工作于恒流区；所述电压检测控制模块102，设定第一电容的母线参考电压V_{L_ref}，且母线参考电压V_{L_ref}的取值低于母线电压峰值；其具有第一端、第二端、第三端和第四端，所述整流电路的正输出端与电压检测控制模块的第一端连接；电压检测控制模块的第二端与整流电路的负输出端连接；电压检测控制模块的第四端与辅助电源连接；所述第一N沟道MOS管Q1与第一电容形成输入滤波支路，其连接关系是，所述整流电路的正输出端连接第一电容C1的一端，第一电容C1的另一端与第一N沟道MOS管Q1的漏极连接，第一N沟道MOS管Q1的源极与整流电路的负输出端连接；第一N沟道MOS管Q1的栅极与电压检测控制模块的第三端连接；当母线电压V_L<母线参考电压V_{L_ref}时，电压检测控制模块控制第一N沟道MOS管Q1导通，第一电容C1经反激电路105的原边端与第一N沟道MOS管Q1构成的电流回路，向反激电路105释放电量；释放到第一电容两端电压小于母线电压V_L时，则输入母线电压V_L给第一电容充电；当母线电压V_L>母线参考电压V_{L_ref}时，电压检测控制模块102控制第一N沟道MOS管Q1关断，输入母线电压V_L经反激电路105的原边端，向反激电路105释放电量。

优选的，所述辅助电源，由第一二极管D3、第二电容C3和第二原边绕组N_P2组成，其连接关系是，所述电压检测控制模块的第四端分别连接第一二极管D3的阴极及第二电容C3的一端，第一二极管D3的阳极与第二原边绕组N_p2的同名端连接，第二电容C3的另一端分别与第二原边绕组Np2的异名端及整流电路的负输出端连接。

优选的，所述由辅助电源供电的电压检测控制模块，包括第一电阻R2、第二电阻R3、第三电阻R4，比较器U2、基准电压源U3，所述基准电压源U3具有参考端、阴极和阳极，其连接关系是，第一电阻R2与第二电阻R3串联后的公共节点连接至比较器U2反相输入端，第一电阻R2另一端引出为电压检测控制模块102第一端子201；第二电阻R3的另一端引出为电压检测控制模块102第二端子202；第二电阻R3的另一端还与基准电压源U3的阳极连接，第三电阻R4的一端分别连接基准电压源U3的阴极及比较器U2的正相输入端，第三电阻R4的另一端引出为电压检测控制电路102的第四端子204；比较器U2电源供电引脚VDD连接至电压检测控制模块102第四端子204，比较器U2的输出端引出为电压检测控制模块102的第三端子203。

优选的，所述由辅助电源供电的电压检测控制模块，所述基准电压源U3为TL431、LM317或齐纳二极管。

优选的，所述AC/DC开关变换器，还包括漏感吸收电路104，所述漏感吸收电路包括第四二极管D2、第四电阻R1和第三电容C2，所述反激电路的原边电路包括变压器的第一原边绕组，第一原边绕组具有同名端和异名端，其连接关系是，第三电容C2与第四电阻R1并联后一端接至第一原边绕组N_P1的异名端，另一端接至第四二极管D2的阴极，第四二极管D2的阳极接至第一原边绕组N_P1的同名端。

与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：

(1)将输入高压电解电容更换为较低耐压的电解电容，通过输入电压检测、控制技术，实现了当输入母线电压较低时该电解电容工作、构成滤波回路；输入母线电压较高时该电解电容不工作、不构成输出滤波回路；降低了输入电解电容两端最高耐压，同时减小了输入电解电容体积；

(2)增大了输入电解电容容量，改善了产品的低温性能；

(3)抑制了开关变换器启机瞬间输入浪涌电流。

附图说明

图1为软件计算整流后输入母线电压最小值与所选电解电容容量的关系图；

图2为现有常见的反激式AC/DC开关变换器的电路原理图；

图3为现有整流电路输出母线电压、电流波形图；

图4为本发明第一实施例的AC/DC开关变换器的电路原理图；

图5为本发明第一实施例的AC/DC开关变换器中电压检测控制模块的原理图；

图6为本发明第一实施例的AC/DC开关变换器的整流电路输出母线电压、电流及驱动信号PWM波形图。

具体实施方式

为了更好地理解本发明相对于现有技术所作出的改进，在对本发明的两种具体实施方式进行详细说明之前，先对背景技术部分所提到的现有技术结合附图加以说明。

图2示出了现有常见的AC/DC开关变换器的电路结构图，一种AC/DC开关变换器，包括整流电路、滤波电容C0和反激电路，整流电路包括正输出端(图2中标“+”的一端)和负输出端(图2中标“—”的一端)，反激电路的原边电路包括变压器的原边绕组Np和N-MOS管Q01，整流电路的正输出端与原边绕组Np的异名端连接(原边绕组Np的异名端即反激电路的原边端)，原边绕组Np的同名端与N-MOS管Q01的漏极连接，N-MOS管Q01的源极与整流电路的负输出端连接。其中，N-MOS管是N沟道MOS管。

遵循上述初始技术方案连接关系，整流电路把交流电整流成脉动直流电，当整流电路输出端不加滤波电容C0时脉动直流电压波形如图3中V_in所示，这是输入220V交流下的波形，其峰值为311V，若为50Hz的交流电，那么，图3中的T为20mS，脉动直流电的半波周期即为10mS；当整流电路输出端包含滤波电容C0时，整流电路输出脉动电流、脉动电压如图3中I_L、V_L所示。

对于这种AC/DC开关变换器，一味的减小输入电容容量，会导致输入电压过零，也就是说当输入电容减小到一定值以后，输入电容在所处电路中不能起到滤波、储能的作用，进而引起产品低温启机异常，低温下不能稳态工作等问题。虽然现有技术对此问题提供了几种改进方案，但不牺牲一个或多个其他参数的水平，就难以显著地减小输入电解电容容量。

本发明的具体实施方式，就是针对现有技术中的AC/DC开关变换器不能在保持电容原有参数、性能的基础上显著地减小输入电容容量所作出的改进。本发明的基本改进思路是，在现有AC/DC开关变换器的基础上，增设电压检测控制模块102、N-MOS管Q1和辅助电源，其中，

辅助电源，是电压检测控制模块的供电回路；同时，具有软启动特性，使N-MOS管Q1在启动阶段工作于恒流区；

电压检测控制模块102，设定第一电容的母线参考电压V_{L_ref}，且母线参考电压V_{L_ref}的取值低于母线电压峰值；

当母线电压V_L<母线参考电压V_{L_ref}时，电压检测控制模块102控制N-MOS管Q1导通，电容C1经反激电路105的原边端及N-MOS管Q1构成的电流回路，向反激电路105释放电量；释放到电容C1两端电压小于母线电压V_L时，则输入母线电压V_L给电容C1充电；

在母线电压V_L>母线参考电压V_{L_ref}阶段，N-MOS管Q1关断，输入母线电压V_L经反激电路105的原边端，向反激电路105释放电量；

本发明通过巧妙地对滤波电容的充、放电回路进行调整重组，以合理降低电路设计对输入电容C1的取值要求。下面分别对实现此设计思路的两种具体实施方式作出详细说明。

第一实施例

图4示出了本发明第一实施例的AC/DC开关变换器的原理框图，一种AC/DC开关变换器，包括：整流电路101、电压检测控制模块102、辅助电源、输入滤波电路103、漏感吸收电路104、反激电路105，其中，整流电路101把交流电网输入电压整流成脉动直流电，包括正输出端(图4中101标“+”的一端)和负输出端(图4中101标“—”的一端)；电压检测控制模块102有第一端201、第二端202、第三端203、第四端204四个端子，第一端201接整流电路101的正输出端，第二端202接整流电路101的负输出端，第三端203用于输出PWM控制信号，连接N-MOS管Q1的栅极，第四端204为供电端，连接反激电路105第二原边绕组N_P2整流输出端；

反激电路的原边电路包括变压器T1和N-MOS管Q2；反激电路105的连接关系为：作为反激电路的原边端，原边绕组N_P1的异名端(图4中绕组N_P1不带黑点的那一端)连接整流电路101的正输出端，原边绕组N_P1的同名端(图4中原边绕组N_P1带黑点的那一端)接N-MOS管Q2的漏极，N-MOS管Q2的源极连接整流电路101的负输出端；

辅助电源由原边绕组N_P2、二极管D3、电容C3组成，其中，电压检测控制模块102的第四端分别连接二极管D3的阴极及电容C3的一端，二极管D3的阳极与原边绕组N_P2的同名端连接，电容C3的另一端与原边绕组Np3的异名端连接并连接至整流电路101的负输出端。

副边绕组N_S1、二极管D1，电容C4组成反激变换器输出端，副边绕组N_S1的同名端连接二极管D1的阳极，二极管D1的阴极连接输出端正极，副边绕组N_S1的异名端连接输出端负极，电容C4一端连接输出端正极，另一端连接输出端负极。

输入滤波电路103包括电容C1、N-MOS管Q1，其中，整流电路101的正输出端连接电容C1的一端，电容C1的另一端与N-MOS管Q1的漏极连接，N-MOS管Q1的源极与整流电路的负输出端连接，N-MOS管Q1的栅极与电压检测控制模块102的第三端连接。

漏感吸收电路104包括二极管D2、电阻R1、电容C2，其中，电容C2与电阻R1并联后一端接至原边绕组N_P1的异名端，另一端接至二极管D2的阴极，二极管D2的阳极接至原边绕组N_P1的同名端。

图5示出了本发明第一实施例中电压检测控制模块102的原理框图：其中由点划线组成的外框为电压检测控制模块102，在框边缘，由圆圈内放上数字的为电压检测控制模块102的端子，圆圈内放上数字1表示第一端子201，圆圈内放上数字2表示第二端子202，以此类推；电压监测控制电路102包括电阻R2、R3、R4，比较器U2、基准电压源U3，此处基准电压源U3为TL431，基准电压源U3具有参考端、阴极和阳极，将其参考端与阴极相连后该公共节点与阳极之间的参考电平为2.5V，将该公共节点与比较器U2的同相输入端相连，TL431的阳极连接至电压检测控制模块102第二端子202，特别的，基准电压源U3可由LM317、齐纳二极管代替；

电阻R2与电阻R3串联后的公共节点连接至比较器U2反相输入端，电阻R2另一端引出为电压检测控制模块102第一端子201，电阻R3的另一端引出为电压检测控制模块102第二端子202；电阻R3的另一端还与基准电压源U3的阳极连接；电阻R4的一端分别连接基准电压源U3的阴极及比较器U2的正相输入端，电阻R4的另一端引出为电压检测控制电路102的第四端子204，该第四端子连接至辅助电源中二极管D3的阴极，比较器U2电源供电引脚VDD连接至电压检测控制模块102第四端子204，比较器U2的输出控制信号端引出为电压检测控制模块102的第三端子203并连接至N-MOS管Q1栅极。

参见图4所示电路的连接关系，结合图6电路相关节点电压、电流波形，讲述一下工作原理：

首次上电时，整流电路101的正输出端向反激变换器103的控制器U1提供启动电流，控制器U1输出PWM驱动信号控制N-MOS管Q2导通、关断，特别的，控制器U1在启动阶段输出软启动控制信号，当控制信号为高电平时N-MOS管Q2导通，反激变压器第一原边绕组N_P1异名端为“+”，同名端为“-”；二极管D1、D3反偏截止，原边绕组N_P1正向激磁、储存能量；当PWM信号为低电平时Q2关断，绕组N_P1同名端为“+”，异名端为“-”；二极管D1、D3正向导通，设定二极管D1正向导通压降为V_F1，(忽略二极管D3的正向导通压降)，原边绕组N_P1储存的能量通过绕组N_P2、副边绕组N_S1向各负载端释放，设定绕组N_P1匝数为N_P11，绕组N_P2匝数为N_P12，绕组N_P2两端的耦合输出电压为V_P12，副边绕组N_S1绕组匝数为N_S1，对应的耦合输出电压为V_o；

因此，原边绕组N_P2两端的输出电压V_P12与副边绕组N_S1输出电压Vo之间的数学关系为：

在软启动阶段，输出电压Vo的幅值由零开始逐渐升高至额定输出的电压，同样的，辅助电源输出电压也由零开始逐渐上升至预设电压值，因为辅助电源直接给电压监测控制电路102的比较器U2供电，所以，在启动阶段比较器U2的供电电压也由零逐渐上升，这一过程中，U2输出的驱动信号幅值也由零开始逐渐增加，通过调整启动阶段U2输出驱动信号的幅值能够确保N-MOS管Q1工作于恒流区，抑制启动阶段整流电路101输入浪涌电流(具体工作过程将在下文详述)。

特别的，设定整流电路101输出脉动直流电的正输出端的母线参考电压为V_{L_ref}，V_{L_ref}值远低于全输入范围内母线电压峰值，在实际电路工作时时，使滤波电容C1两端的最高电压V_C与母线参考电压V_{L_ref}相等，即满足数学关系：

V_C＝V_{L_ref}

因此，一旦设定V_{L_ref}值，就可以根据V_{L_ref}来选取相应参考电压V_{L_ref}值的电容C1，C1耐压值不再受到整流电路101输出脉动直流电最高峰值电压的限制，能够选取低耐压、大容量、小体积的滤波电容C1，本发明实现的有益效果与现有技术存在明显区别。

进一步的，设定电压检测与控制电路102U2基准电压值为V_ref1，则母线参考电压V_ref与电阻R2、R3、基准电压为V_ref1之间的数学关系为：

根据上述数学关系，设计相应的R2、R3参数。

设定整流电路101输出脉动直流电的正极(图4中101标“+”的一端)输出母线电压为V_L，设定输入滤波电路103的N-MOS管Q1栅源极开启阈值电压为V_th，N-MOS管Q1栅源极间驱动电压记为V_{gs_1}，N-MOS管Q1漏源极间电压记为V_{ds_1}，设定电压检测控制模块102比较器U2的反相输入端电压为V_com。

特别的，在软启动阶段：当V_L<V_{L_ref}时，V_com<V_ref1，比较器U2输出高电平信号，驱动N-MOS管Q1导通；原边绕组N_P2两端电压V_P12由0V开始逐渐升高，比较器U2的电源电压VDD及其输出的驱动电平信号幅值同样由0V逐渐升高，当N-MOS管Q1驱动电平信号幅值满足条件V_{gs_1}>V_th，V_{ds_1}>V_{gs_1}—V_th时，N-MOS管Q1工作于恒流区，MOS管工作原理可以参见高等教育出版社的《模拟电子技术基础》第42页、43页，该书ISBN号978-7-04-018922-3，Q1工作于恒流区时能够抑制输入滤波电路104的电容C1浪涌电流，能够省去常见反激电路中的负温度系数的热敏电阻，降低了电路成本。

在母线电压V_L<母线参考电压V_{L_ref}阶段，电压检测控制模块102控制N-MOS管Q1导通，电容C1经反激电路105的原边端及N-MOS管Q1构成的电流回路，向反激电路105释放电量；释放到电容C1两端电压小于母线电压V_L时，则输入母线电压V_L给电容C1充电。

在母线电压V_L>母线参考电压V_{L_ref}阶段，V_com>V_ref1，比较器U2输出低电平信号，N-MOS管Q1关断，输入母线电压V_L经反激电路105的原边绕组N_p1及N-MOS管Q2构成的电流回路，向反激电路105释放电量。

在软启动阶段，电容C1与N-MOS管Q1漏源极间寄生的体二极管及反激电路105构成电流回路，电容C1在N-MOS管Q1导通阶段储存的能量向反激电路105释放，提高了整流电路101输出母线电压V_L最低电平幅度，能够防止反激电路105出现次谐波振荡，同时低压大容量的电解电容C1低温特性好、电容C1两端电压纹波较低，能够保证反激电路105在交流输入电压过零点附近稳态工作，改善了样机的低温特性。

当反激电路105副边绕组N_S1负载电压V_o建立时，原边绕组N_P2两端电压V_P12与副边绕组N_S1输出电压V_o之间满足数学关系：

此时，开关变换器进入稳定工作状态V_P13＝V_DD；

稳态阶段电路工作原理：当V_L<V_{L_ref}时，V_com<V_ref1，比较器U2输出高电平信号，驱动N-MOS管Q1导通，此阶段电路的工作原理与启动阶段工作原理相同，不同点在于稳态阶段N-MOS管Q1栅极驱动电平幅值提高，此阶段有V_{gs_1}>V_th，V_{ds_1}<＝V_{gs_1}—V_th，N-MOS管Q1工作于可变电阻区，MOS管工作原理可以参见高等教育出版社的《模拟电子技术基础》第42页、43页，该书ISBN号978-7-04-018922-3，N-MOS管Q1工作于可变电阻区时导通电阻较小，导通损耗低，提高了开关变换器效率。

当V_L>V_{L_ref}时，V_com>V_ref1，比较器U2输出低电平信号，N-MOS管Q1关断，此阶段电路工作原理与启动阶段电路工作原理相同，此处不再赘述。

这种控制方法的优点显而易见：启动阶段N-MOS管Q1工作于恒流区时能够抑制输入滤波电路104的电容C1浪涌电流，能够省去常见反激电路中的负温度系数的热敏电阻，降低了电路成本；稳态阶段，N-MOS管Q1工作于可变电阻区，降低了N-MOS管Q1的导通损耗，提高了变换器转换效率；低压大容量的电解电容C1低温特性好、C1两端电压纹波较低，能够保证反激电路105在交流输入电压过零点附近稳态工作，提高了样机的低温特性。

同样以某品牌全电压范围输入，输出电压为24V，输出功率为5W的AC/DC开关变换器为例(样品一、二采用图2所示的输入滤波电路，主功率电路为反激式拓扑结构)与本方案样机(与样品一、二输入，输出规格相同，采用图4所示输入滤波电路，主功率电路为反激式拓扑结构)进行测试对比，低温测试在高低温箱(品牌为爱斯佩克，型号为MC-711)中进行，输入交流电压为低压85VAC(电压源品牌为EXTECH，型号为6920)，电子负载(品牌为深圳中仪通，型号为IT8115)。

表2现有产品与本方案测试结果

根据表2样机测试结果可得，采用本方案后输入电解电容的体积与现有产品相比减小了一半以上，并且在-40℃测试环境中仍能正常启机、稳态工作，优势明显。

以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围，这里不再用实施例赘述，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。

Claims (5)

1.一种AC/DC开关变换器的滤波电路，包括整流电路的正输出端和负输出端、第一电容以及反激电路的原边端，其特征在于：还包括辅助电源、电压检测控制模块和第一N沟道MOS管，

所述第一电容为低耐压的电解电容；

所述辅助电源，是电压检测控制模块的供电回路；同时，具有软启动特性，使第一N沟道MOS管在启动阶段工作于恒流区；

所述电压检测控制模块，设定第一电容的母线参考电压V_{L_ref}，且母线参考电压V_{L_ref}的取值低于母线电压峰值；其具有第一端、第二端、第三端和第四端，所述整流电路的正输出端与电压检测控制模块的第一端连接；电压检测控制模块的第二端与整流电路的负输出端连接；电压检测控制模块的第四端与辅助电源连接；

所述第一N沟道MOS管与第一电容形成输入滤波支路，其连接关系是，所述整流电路的正输出端连接第一电容的一端，第一电容的另一端与第一N沟道MOS管的漏极连接，第一N沟道MOS管的源极与整流电路的负输出端连接；第一N沟道MOS管的栅极与电压检测控制模块的第三端连接；

当母线电压V_L<母线参考电压V_{L_ref}时，电压检测控制模块控制第一N沟道MOS管导通，第一电容经反激电路的原边端与第一N沟道MOS管构成的电流回路，向反激电路释放电量；释放到第一电容两端电压小于母线电压V_L时，则输入母线电压V_L给第一电容充电；

当母线电压V_L>母线参考电压V_{L_ref}时，电压检测控制模块控制第一N沟道MOS管关断，输入母线电压V_L经反激电路的原边端，向反激电路释放电量。

2.根据权利要求1所述的AC/DC开关变换器的滤波电路，其特征在于：所述辅助电源，由第一二极管、第二电容和第二原边绕组组成，其连接关系是，所述电压检测控制模块的第四端分别连接第一二极管的阴极及第二电容的一端，第一二极管的阳极与第二原边绕组的同名端连接，第二电容的另一端分别与第二原边绕组的异名端及整流电路的负输出端连接。

3.根据权利要求2所述的AC/DC开关变换器的滤波电路，其特征在于：所述电压检测控制模块，包括第一电阻、第二电阻、第三电阻，比较器、基准电压源，所述基准电压源具有参考端、阴极和阳极，其连接关系是，第一电阻与第二电阻串联后的公共节点连接至比较器反相输入端，第一电阻另一端引出为电压检测控制模块第一端子；第二电阻的另一端引出为电压检测控制模块的第二端子；第二电阻的另一端还与基准电压源的阳极连接，第三电阻的一端分别连接基准电压源的阴极及比较器U2的正相输入端，第三电阻的另一端引出为电压检测控制电路的第四端子；比较器电源供电引脚VDD连接至电压检测控制模块第四端子，比较器的输出端引出为电压检测控制模块的第三端子。

4.根据权利要求3所述的AC/DC开关变换器的滤波电路，其特征在于：所述基准电压源U3为TL431、LM317或齐纳二极管。

5.根据权利要求1-4中任一项所述的AC/DC开关变换器的滤波电路，其特征在于：所述AC/DC开关变换器，还包括漏感吸收电路，所述漏感吸收电路包括第四二极管、第四电阻和第三电容，所述反激电路的原边电路包括变压器的第一原边绕组，第一原边绕组具有同名端和异名端，其连接关系是，第三电容与第四电阻并联后一端接至第一原边绕组的异名端，另一端接至第四二极管的阴极，第四二极管的阳极接至第一原边绕组的同名端。