JP2003309969A - スイッチング電源回路 - Google Patents
スイッチング電源回路Info
- Publication number
- JP2003309969A JP2003309969A JP2002111030A JP2002111030A JP2003309969A JP 2003309969 A JP2003309969 A JP 2003309969A JP 2002111030 A JP2002111030 A JP 2002111030A JP 2002111030 A JP2002111030 A JP 2002111030A JP 2003309969 A JP2003309969 A JP 2003309969A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- winding
- switching
- resonance
- voltage
- power supply
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 複合共振形コンバータについて電力変換効率
の向上を図る。 【解決手段】 一次側が一石構成の電圧共振形コンバー
タ、二次側が半波整流方式電圧共振回路を組み合わせた
複合共振形コンバータとしてのスイッチング電源回路に
おいて、二次側が半波整流回路とし、絶縁コンバータト
ランスのコアのギャップをゼロとして一次側巻線と二次
側巻線の結合係数を０．９５程度の密結合する。直流入
力電圧は、全波整流回路から得るようにする。一次側巻
線は、外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ1Bに分割する。内側巻
線Ｎ1Bには直列にインダクタＬ1Cを接続し、外側巻線Ｎ
2A側と内側巻線Ｎ1B側のインダクタンスを同等とする。
の向上を図る。 【解決手段】 一次側が一石構成の電圧共振形コンバー
タ、二次側が半波整流方式電圧共振回路を組み合わせた
複合共振形コンバータとしてのスイッチング電源回路に
おいて、二次側が半波整流回路とし、絶縁コンバータト
ランスのコアのギャップをゼロとして一次側巻線と二次
側巻線の結合係数を０．９５程度の密結合する。直流入
力電圧は、全波整流回路から得るようにする。一次側巻
線は、外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ1Bに分割する。内側巻
線Ｎ1Bには直列にインダクタＬ1Cを接続し、外側巻線Ｎ
2A側と内側巻線Ｎ1B側のインダクタンスを同等とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に電
源として備えられるスイッチング電源回路に関するもの
である。
源として備えられるスイッチング電源回路に関するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】スイッチング電源回路として、例えばフ
ライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形
式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知ら
れている。これらのスイッチングコンバータはスイッチ
ング動作波形が矩形波状であることから、スイッチング
ノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、
電力変換効率の向上にも限界があることがわかってい
る。そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバー
タによるスイッチング電源回路が各種提案されている。
共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると
共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低
ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数によ
り構成することができるというメリットも有している。
ライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形
式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知ら
れている。これらのスイッチングコンバータはスイッチ
ング動作波形が矩形波状であることから、スイッチング
ノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、
電力変換効率の向上にも限界があることがわかってい
る。そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバー
タによるスイッチング電源回路が各種提案されている。
共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると
共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低
ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数によ
り構成することができるというメリットも有している。
【０００３】ここでは先行技術として、図２３、図２
７、図２８の回路例を挙げる。図２３は一次側の電圧共
振コンバータと二次側電圧共振回路を組み合わせた複合
共振形コンバータである。図２７及び図２８は、一次側
に電流共振コンバータ及び部分電圧共振回路を備えた共
振形コンバータである。
７、図２８の回路例を挙げる。図２３は一次側の電圧共
振コンバータと二次側電圧共振回路を組み合わせた複合
共振形コンバータである。図２７及び図２８は、一次側
に電流共振コンバータ及び部分電圧共振回路を備えた共
振形コンバータである。
【０００４】まず、先行技術となる図２３のスイッチン
グ電源回路を説明する。この図に示す電源回路において
は、商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流
入力電圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整
流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流平
滑回路が備えられ、交流入力電圧ＶACの等倍のレベルに
対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。
グ電源回路を説明する。この図に示す電源回路において
は、商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流
入力電圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整
流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流平
滑回路が備えられ、交流入力電圧ＶACの等倍のレベルに
対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。
【０００５】この電源回路に備えられる電圧共振形のス
イッチングコンバータは、１石のスイッチング素子Ｑ1
を備えた自励式の構成を採っている。この場合、スイッ
チング素子Ｑ1には、８００Ｖ耐圧のバイポーラトラン
ジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用されてい
る。
イッチングコンバータは、１石のスイッチング素子Ｑ1
を備えた自励式の構成を採っている。この場合、スイッ
チング素子Ｑ1には、８００Ｖ耐圧のバイポーラトラン
ジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用されてい
る。
【０００６】スイッチング素子Ｑ1のベースと一次側ア
ース間には、駆動巻線ＮB、共振コンデンサＣB、ベース
電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆動
用の直列共振回路が接続される。また、スイッチング素
子Ｑ1のベースは、ベース電流制限抵抗ＲB−起動抵抗Ｒ
Sを介して平滑コンデンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅｉ）の
正極側にも接続されており、起動時のベース電流を整流
平滑ラインから得るようにしている。
ース間には、駆動巻線ＮB、共振コンデンサＣB、ベース
電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆動
用の直列共振回路が接続される。また、スイッチング素
子Ｑ1のベースは、ベース電流制限抵抗ＲB−起動抵抗Ｒ
Sを介して平滑コンデンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅｉ）の
正極側にも接続されており、起動時のベース電流を整流
平滑ラインから得るようにしている。
【０００７】また、スイッチング素子Ｑ1のベースと平
滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入され
るクランプダイオードＤDにより、スイッチング素子Ｑ1
のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するように
されており、また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ
は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一
端と接続され、エミッタは一次側アースに対して接地さ
れる。
滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入され
るクランプダイオードＤDにより、スイッチング素子Ｑ1
のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するように
されており、また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ
は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一
端と接続され、エミッタは一次側アースに対して接地さ
れる。
【０００８】また、上記スイッチング素子Ｑ1のコレク
タ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが
並列に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒ
は、自身のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ1
とにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を
形成する。そして、ここでは詳しい説明を省略するが、
スイッチング素子Ｑ1のオフ時には、この並列共振回路
の作用によって並列共振コンデンサＣｒの両端電圧ＶQ1
は、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共振形
の動作が得られるようになっている。
タ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが
並列に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒ
は、自身のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ1
とにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を
形成する。そして、ここでは詳しい説明を省略するが、
スイッチング素子Ｑ1のオフ時には、この並列共振回路
の作用によって並列共振コンデンサＣｒの両端電圧ＶQ1
は、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共振形
の動作が得られるようになっている。
【０００９】この図に示す直交形制御トランスＰＲＴ
は、共振電流検出巻線ＮA、駆動巻線ＮB、及び制御巻線
ＮCが巻装された可飽和リアクトルである。この直交形
制御トランスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動す
ると共に、定電圧制御のために設けられる。この直交形
制御トランスＰＲＴの構造としては、図示は省略する
が、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字形コアの互
いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成
する。そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対
して、同じ巻装方向に共振電流検出巻線ＮA、駆動巻線
ＮBを巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記共振電流検出巻
線ＮD及び駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻装して
構成される。
は、共振電流検出巻線ＮA、駆動巻線ＮB、及び制御巻線
ＮCが巻装された可飽和リアクトルである。この直交形
制御トランスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動す
ると共に、定電圧制御のために設けられる。この直交形
制御トランスＰＲＴの構造としては、図示は省略する
が、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字形コアの互
いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成
する。そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対
して、同じ巻装方向に共振電流検出巻線ＮA、駆動巻線
ＮBを巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記共振電流検出巻
線ＮD及び駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻装して
構成される。
【００１０】この場合、直交形制御トランスＰＲＴの共
振電流検出巻線ＮAは、平滑コンデンサＣｉの正極と絶
縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1との間に直
列に挿入される。これにより、スイッチング素子Ｑ1の
スイッチング出力は、一次巻線Ｎ1を介して共振電流検
出巻線ＮAに伝達される。直交形制御トランスＰＲＴに
おいては、共振電流検出巻線ＮAに得られたスイッチン
グ出力がトランス結合を介して駆動巻線ＮBに誘起され
ることで、駆動巻線ＮBにはドライブ電圧としての交番
電圧が発生する。このドライブ電圧は、自励発振駆動回
路を形成する直列共振回路（ＮB，ＣB）からベース電流
制限抵抗ＲBを介して、ドライブ電流としてスイッチン
グ素子Ｑ1のベースに出力される。これにより、スイッ
チング素子Ｑ1は、直列共振回路の共振周波数により決
定されるスイッチング周波数でスイッチング動作を行う
ことになる。
振電流検出巻線ＮAは、平滑コンデンサＣｉの正極と絶
縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1との間に直
列に挿入される。これにより、スイッチング素子Ｑ1の
スイッチング出力は、一次巻線Ｎ1を介して共振電流検
出巻線ＮAに伝達される。直交形制御トランスＰＲＴに
おいては、共振電流検出巻線ＮAに得られたスイッチン
グ出力がトランス結合を介して駆動巻線ＮBに誘起され
ることで、駆動巻線ＮBにはドライブ電圧としての交番
電圧が発生する。このドライブ電圧は、自励発振駆動回
路を形成する直列共振回路（ＮB，ＣB）からベース電流
制限抵抗ＲBを介して、ドライブ電流としてスイッチン
グ素子Ｑ1のベースに出力される。これにより、スイッ
チング素子Ｑ1は、直列共振回路の共振周波数により決
定されるスイッチング周波数でスイッチング動作を行う
ことになる。
【００１１】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送す
る。この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、例え
ば図２４に示すように、フェライト材によるＥ型コアＣ
Ｒ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせ
たＥＥ型コアが備えられる。そして、一次側と二次側の
巻装領域が互いに独立するようにして分割された上で一
体化されたボビンＢに対して、一次巻線Ｎ1と、二次巻
線Ｎ2をそれぞれの巻装領域に巻装している。なお、一
次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2は、それぞれ６０μmmφのリ
ッツ線をガラ巻きにより巻装している。そして、中央磁
脚に対しては図のように０．５〜１ｍｍ程度のギャップ
Ｇを形成するようにしている。これによって、結合係数
ｋとしては、例えばｋ≒０．８程度による疎結合の状態
を得るようにしている。
チング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送す
る。この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、例え
ば図２４に示すように、フェライト材によるＥ型コアＣ
Ｒ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせ
たＥＥ型コアが備えられる。そして、一次側と二次側の
巻装領域が互いに独立するようにして分割された上で一
体化されたボビンＢに対して、一次巻線Ｎ1と、二次巻
線Ｎ2をそれぞれの巻装領域に巻装している。なお、一
次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2は、それぞれ６０μmmφのリ
ッツ線をガラ巻きにより巻装している。そして、中央磁
脚に対しては図のように０．５〜１ｍｍ程度のギャップ
Ｇを形成するようにしている。これによって、結合係数
ｋとしては、例えばｋ≒０．８程度による疎結合の状態
を得るようにしている。
【００１２】絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線
Ｎ1の一端は、スイッチング素子Ｑ1のコレクタと接続さ
れ、他端は共振電流検出巻線ＮAの直列接続を介して平
滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続さ
れている。
Ｎ1の一端は、スイッチング素子Ｑ1のコレクタと接続さ
れ、他端は共振電流検出巻線ＮAの直列接続を介して平
滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続さ
れている。
【００１３】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ２に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、
二次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となる。
つまり二次側において電圧共振動作が得られる。即ち、
この電源回路では、一次側にはスイッチング動作を電圧
共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次側に
は電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えられ
た、「複合共振形スイッチングコンバータ」としての構
成を有する。
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ２に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、
二次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となる。
つまり二次側において電圧共振動作が得られる。即ち、
この電源回路では、一次側にはスイッチング動作を電圧
共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次側に
は電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えられ
た、「複合共振形スイッチングコンバータ」としての構
成を有する。
【００１４】並列共振回路を形成する二次巻線Ｎ2に対
してはブリッジ整流ダイオードＤBRが接続される。この
ブリッジ整流ダイオードＤBRと平滑コンデンサＣOによ
り全波整流回路が形成されることで、平滑コンデンサＣ
Oの両端電圧として、二次側直流出力電圧ＥOが生成され
る。なお、この直流出力電圧ＥOは制御回路１に対し
て、検出電圧として分岐して入力される。
してはブリッジ整流ダイオードＤBRが接続される。この
ブリッジ整流ダイオードＤBRと平滑コンデンサＣOによ
り全波整流回路が形成されることで、平滑コンデンサＣ
Oの両端電圧として、二次側直流出力電圧ＥOが生成され
る。なお、この直流出力電圧ＥOは制御回路１に対し
て、検出電圧として分岐して入力される。
【００１５】制御回路１では、入力された二次側直流出
力電圧ＥOのレベルを検出して、このレベル変化に応じ
て、制御巻線ＮCに流すべき直流電流である制御電流の
レベルを可変する。このようにして可変された制御電流
のレベルに応じて、直交形制御トランスＰＲＴでは、駆
動巻線ＮBのインダクタンスＬBが可変されることにな
る。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含
んで形成されるスイッチング素子Ｑ1のための自励発振
駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化するが、こ
れは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可
変する動作となる。そして、上記のようにしてスイッチ
ング周波数が可変制御されると、これに応じて、一次側
並列共振回路（Ｎ1//Ｃｒ）と二次側並列共振回路（Ｎ2
//Ｃ2）の共振インピーダンスが変化して、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの一次側から二次側に伝送される交
番電圧レベルも変化することになる。この結果、二次巻
線Ｎ2に得られた交番電圧レベルを元として生成される
二次側直流出力電圧ＥO1のレベルも可変されることとな
る。このような動作によって二次側の直流出力電圧を安
定化する。
力電圧ＥOのレベルを検出して、このレベル変化に応じ
て、制御巻線ＮCに流すべき直流電流である制御電流の
レベルを可変する。このようにして可変された制御電流
のレベルに応じて、直交形制御トランスＰＲＴでは、駆
動巻線ＮBのインダクタンスＬBが可変されることにな
る。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含
んで形成されるスイッチング素子Ｑ1のための自励発振
駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化するが、こ
れは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可
変する動作となる。そして、上記のようにしてスイッチ
ング周波数が可変制御されると、これに応じて、一次側
並列共振回路（Ｎ1//Ｃｒ）と二次側並列共振回路（Ｎ2
//Ｃ2）の共振インピーダンスが変化して、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの一次側から二次側に伝送される交
番電圧レベルも変化することになる。この結果、二次巻
線Ｎ2に得られた交番電圧レベルを元として生成される
二次側直流出力電圧ＥO1のレベルも可変されることとな
る。このような動作によって二次側の直流出力電圧を安
定化する。
【００１６】図２６に各部の動作波形を示す。なお各部
は次のように選定される。 一次巻線Ｎ1＝４５Ｔ（ターン）：６０μｍ／１３０束
のリッツ線 二次巻線Ｎ2＝４５Ｔ（ターン）：６０μｍ／１３０束
のリッツ線 ギャップＧ＝１ｍｍ、結合係数ｋ＝０．８１ 一次側並列共振コンデンサＣｒ＝６８００ｐＦ 二次側並列共振コンデンサＣ２＝０．０１μＦ
は次のように選定される。 一次巻線Ｎ1＝４５Ｔ（ターン）：６０μｍ／１３０束
のリッツ線 二次巻線Ｎ2＝４５Ｔ（ターン）：６０μｍ／１３０束
のリッツ線 ギャップＧ＝１ｍｍ、結合係数ｋ＝０．８１ 一次側並列共振コンデンサＣｒ＝６８００ｐＦ 二次側並列共振コンデンサＣ２＝０．０１μＦ
【００１７】スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作
は、スイッチング素子Ｑ１のコレクタ−エミッタ間電圧
ＶQ1及びコレクタ電流ＩQ1により示される。つまり、ス
イッチング素子Ｑ１がオフとなる期間ＴOFFにおいて
は、コレクタ電流ＩQ1は０レベルになると共に、コレク
タ−エミッタ間電圧ＶQ1としては、一次側電圧共振回路
による電圧共振パルス電圧が得られる。これに対して、
スイッチング素子Ｑ１がオンとなる期間ＴONにおいて
は、図示する波形によりコレクタ電流ＩQ1が流れると共
に、コレクタ−エミッタ間電圧ＶQ1は０レベルとなる。
このようなスイッチング動作により、絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１には図示するように電流Ｉ
１が流れ、またそれに応じて二次巻線Ｎ２に電流Ｉ２が
流れる。二次側共振電圧Ｖ２は図示するようになる。こ
のとき、二次側のブリッジ整流ダイオードＤBRに流れる
電流ＩD0は、図示するように正負非対称となる。このた
め図２４に示したように一対のＥ型コアＣＲ１，ＣＲ２
にはギャップＧを形成しておかなければフェライト磁心
の偏磁によってフェライト磁心が飽和し、スイッチング
素子Ｑ１の破壊のおそれが生ずる。従って、交流入力電
圧ＶACが１００Ｖ系で負荷電力Ｐｏが２００Ｗの場合、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１に流れる
一次電流Ｉ１が過大である。例えば電流Ｉ１＝８Ａ（P-
P）、スイッチング素子Ｑ１のコレクタ電流ＩQ1＝４Ａ
（P-P）である。図２５に負荷電力Ｐｏの変動に対する
ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）及びスイッチング
周波数ｆｓの変化特性を示しているが、負荷電力Ｐｏ＝
２００Ｗの場合のＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）
は９１％程度となる。
は、スイッチング素子Ｑ１のコレクタ−エミッタ間電圧
ＶQ1及びコレクタ電流ＩQ1により示される。つまり、ス
イッチング素子Ｑ１がオフとなる期間ＴOFFにおいて
は、コレクタ電流ＩQ1は０レベルになると共に、コレク
タ−エミッタ間電圧ＶQ1としては、一次側電圧共振回路
による電圧共振パルス電圧が得られる。これに対して、
スイッチング素子Ｑ１がオンとなる期間ＴONにおいて
は、図示する波形によりコレクタ電流ＩQ1が流れると共
に、コレクタ−エミッタ間電圧ＶQ1は０レベルとなる。
このようなスイッチング動作により、絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１には図示するように電流Ｉ
１が流れ、またそれに応じて二次巻線Ｎ２に電流Ｉ２が
流れる。二次側共振電圧Ｖ２は図示するようになる。こ
のとき、二次側のブリッジ整流ダイオードＤBRに流れる
電流ＩD0は、図示するように正負非対称となる。このた
め図２４に示したように一対のＥ型コアＣＲ１，ＣＲ２
にはギャップＧを形成しておかなければフェライト磁心
の偏磁によってフェライト磁心が飽和し、スイッチング
素子Ｑ１の破壊のおそれが生ずる。従って、交流入力電
圧ＶACが１００Ｖ系で負荷電力Ｐｏが２００Ｗの場合、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１に流れる
一次電流Ｉ１が過大である。例えば電流Ｉ１＝８Ａ（P-
P）、スイッチング素子Ｑ１のコレクタ電流ＩQ1＝４Ａ
（P-P）である。図２５に負荷電力Ｐｏの変動に対する
ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）及びスイッチング
周波数ｆｓの変化特性を示しているが、負荷電力Ｐｏ＝
２００Ｗの場合のＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）
は９１％程度となる。
【００１８】なお、入力倍電圧整流回路を備えるように
し、またスイッチング素子Ｑ１の耐圧を１５００Ｖとす
れば、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は９２％程
度とすることができるが、この場合、平滑コンデンサＣ
ｉが２つ必要であることや高耐圧のスイッチング素子Ｑ
１及び平滑コンデンサが必要であることにより大幅なコ
ストアップが生ずる。
し、またスイッチング素子Ｑ１の耐圧を１５００Ｖとす
れば、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は９２％程
度とすることができるが、この場合、平滑コンデンサＣ
ｉが２つ必要であることや高耐圧のスイッチング素子Ｑ
１及び平滑コンデンサが必要であることにより大幅なコ
ストアップが生ずる。
【００１９】次に一次側に電流共振コンバータ及び部分
電圧共振回路を備えた共振形コンバータとしての先行技
術である図２７のスイッチング電源回路を説明する。こ
の図２７に示す電源回路の基本構成としては、一次側ス
イッチングコンバータとして自励式の電流共振形コンバ
ータを備えている。
電圧共振回路を備えた共振形コンバータとしての先行技
術である図２７のスイッチング電源回路を説明する。こ
の図２７に示す電源回路の基本構成としては、一次側ス
イッチングコンバータとして自励式の電流共振形コンバ
ータを備えている。
【００２０】この図に示す電源回路において、商用交流
電源から直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を生成する
ための整流回路系としては、図示するようにして、２本
の低速リカバリ型の整流ダイオードＤ1,Ｄ2と、２本の
平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2を接続することで、倍電圧
整流回路を形成している。これにより、直列接続された
２本の平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の両端には、交流入
力電圧ＶACの２倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉ
が得られる。この整流平滑電圧Ｅｉが、後段のスイッチ
ングコンバータに対して直流入力電圧として供給され
る。
電源から直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を生成する
ための整流回路系としては、図示するようにして、２本
の低速リカバリ型の整流ダイオードＤ1,Ｄ2と、２本の
平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2を接続することで、倍電圧
整流回路を形成している。これにより、直列接続された
２本の平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の両端には、交流入
力電圧ＶACの２倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉ
が得られる。この整流平滑電圧Ｅｉが、後段のスイッチ
ングコンバータに対して直流入力電圧として供給され
る。
【００２１】この図に示す電源回路のスイッチングコン
バータは電流共振形とされ、図のように２つのスイッチ
ング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続して
いる。この場合、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2について
は、バイポーラトランジスタが選定されている。スイッ
チング素子Ｑ1のベースに対しては、ベース電流制限抵
抗ＲB1−共振用コンデンサＣB1−駆動巻線ＮB1を直列接
続して成る自励発振駆動回路が接続される。スイッチン
グ素子Ｑ1のベース−エミッタ間には、ダンパーダイオ
ードＤD1が図示する方向によって接続される。また、ス
イッチング素子Ｑ1のコレクタ−ベース間には、起動時
の電流をベースに流すための起動抵抗Ｒｓ1が接続され
る。同様にして、スイッチング素子Ｑ2のベースに対し
ては、ベース電流制限抵抗ＲB2−共振用コンデンサＣB2
−駆動巻線ＮB2を直列接続して成る自励発振駆動回路が
接続される。また、ベース−エミッタ間には、ダンパー
ダイオードＤD2が接続され、コレクタ−ベース間には起
動抵抗Ｒｓ2が接続される。
バータは電流共振形とされ、図のように２つのスイッチ
ング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続して
いる。この場合、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2について
は、バイポーラトランジスタが選定されている。スイッ
チング素子Ｑ1のベースに対しては、ベース電流制限抵
抗ＲB1−共振用コンデンサＣB1−駆動巻線ＮB1を直列接
続して成る自励発振駆動回路が接続される。スイッチン
グ素子Ｑ1のベース−エミッタ間には、ダンパーダイオ
ードＤD1が図示する方向によって接続される。また、ス
イッチング素子Ｑ1のコレクタ−ベース間には、起動時
の電流をベースに流すための起動抵抗Ｒｓ1が接続され
る。同様にして、スイッチング素子Ｑ2のベースに対し
ては、ベース電流制限抵抗ＲB2−共振用コンデンサＣB2
−駆動巻線ＮB2を直列接続して成る自励発振駆動回路が
接続される。また、ベース−エミッタ間には、ダンパー
ダイオードＤD2が接続され、コレクタ−ベース間には起
動抵抗Ｒｓ2が接続される。
【００２２】ここで、スイッチング素子Ｑ1側の自励発
振駆動回路を形成する共振用コンデンサＣB1のキャパシ
タンスと駆動巻線ＮB1のインダクタンスによっては直列
共振回路が形成される。同様にして、スイッチング素子
Ｑ2側の自励発振駆動回路を形成する共振用コンデンサ
ＣB2のキャパシタンスと駆動巻線ＮB2のインダクタンス
によっても直列共振回路が形成される。そして、これら
直列共振回路の共振周波数によって決定されるスイッチ
ング周波数によって、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が自励
式でスイッチング駆動されることになる。また、後述す
るように、ドライブトランスＰＲＴにおいては、駆動巻
線ＮB1，ＮB2が互いに逆極性となる交番電圧が励起され
るようになっていることから、スイッチング素子Ｑ1，
Ｑ2は、交互にオン／オフするようにして、スイッチン
グ動作を行う。
振駆動回路を形成する共振用コンデンサＣB1のキャパシ
タンスと駆動巻線ＮB1のインダクタンスによっては直列
共振回路が形成される。同様にして、スイッチング素子
Ｑ2側の自励発振駆動回路を形成する共振用コンデンサ
ＣB2のキャパシタンスと駆動巻線ＮB2のインダクタンス
によっても直列共振回路が形成される。そして、これら
直列共振回路の共振周波数によって決定されるスイッチ
ング周波数によって、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が自励
式でスイッチング駆動されることになる。また、後述す
るように、ドライブトランスＰＲＴにおいては、駆動巻
線ＮB1，ＮB2が互いに逆極性となる交番電圧が励起され
るようになっていることから、スイッチング素子Ｑ1，
Ｑ2は、交互にオン／オフするようにして、スイッチン
グ動作を行う。
【００２３】また、スイッチング素子Ｑ2 のコレクタ−
エミッタ間に対しては、並列に部分共振コンデンサＣｐ
が接続されている。この部分共振コンデンサＣｐのキャ
パシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス
成分Ｌ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）
を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のター
ンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得ら
れるようになっている。
エミッタ間に対しては、並列に部分共振コンデンサＣｐ
が接続されている。この部分共振コンデンサＣｐのキャ
パシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス
成分Ｌ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）
を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のター
ンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得ら
れるようになっている。
【００２４】ドライブトランスＰＲＴ (Power Regulati
ng Transformer）はスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッ
チング駆動すると共に、定電圧制御のためにスイッチン
グ周波数を可変制御するために備えられる。そして、こ
のドライブトランスＰＲＴは、駆動巻線ＮB1，ＮB2及び
共振電流検出巻線ＮAを巻回するとともに、更にこれら
の各巻線に対して制御巻線Ｎｃが直交する方向に巻回さ
れた可飽和リアクトルとされている。なお、駆動巻線Ｎ
B1と、駆動巻線ＮB2は、互いに逆極性の電圧が励起され
るようになっている。
ng Transformer）はスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッ
チング駆動すると共に、定電圧制御のためにスイッチン
グ周波数を可変制御するために備えられる。そして、こ
のドライブトランスＰＲＴは、駆動巻線ＮB1，ＮB2及び
共振電流検出巻線ＮAを巻回するとともに、更にこれら
の各巻線に対して制御巻線Ｎｃが直交する方向に巻回さ
れた可飽和リアクトルとされている。なお、駆動巻線Ｎ
B1と、駆動巻線ＮB2は、互いに逆極性の電圧が励起され
るようになっている。
【００２５】絶縁コンバータトランスＰＩＴ (Power Is
olation Transformer)はスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2の
スイッチング出力を二次側に伝送する。この絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴは、上記図２４と同様の構造とさ
れ、一対のＥ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚にはギャ
ップＧが形成され、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２では例
えばｋ≒０．８程度による疎結合の状態を得るようにし
ている。絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１
の一端は、共振電流検出巻線ＮAを介して、スイッチン
グ素子Ｑ1のエミッタとスイッチング素子Ｑ2のコレクタ
との接点（スイッチング出力点）に接続されることで、
スイッチング出力が得られるようにされる。
olation Transformer)はスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2の
スイッチング出力を二次側に伝送する。この絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴは、上記図２４と同様の構造とさ
れ、一対のＥ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚にはギャ
ップＧが形成され、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２では例
えばｋ≒０．８程度による疎結合の状態を得るようにし
ている。絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１
の一端は、共振電流検出巻線ＮAを介して、スイッチン
グ素子Ｑ1のエミッタとスイッチング素子Ｑ2のコレクタ
との接点（スイッチング出力点）に接続されることで、
スイッチング出力が得られるようにされる。
【００２６】また、この場合には、一次巻線Ｎ1の他端
は直列共振コンデンサＣ1を介して一次側アースに接続
されている。そして、上記直列共振コンデンサＣ1のキ
ャパシタンスと、一次巻線Ｎ1を含む絶縁コンバータト
ランスＰＩＴのインダクタンス成分により、一次側スイ
ッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一
次側直列共振回路を形成している。このようにして、こ
の図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、電
流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振動作と
が複合的に得られていることになる。
は直列共振コンデンサＣ1を介して一次側アースに接続
されている。そして、上記直列共振コンデンサＣ1のキ
ャパシタンスと、一次巻線Ｎ1を含む絶縁コンバータト
ランスＰＩＴのインダクタンス成分により、一次側スイ
ッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一
次側直列共振回路を形成している。このようにして、こ
の図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、電
流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振動作と
が複合的に得られていることになる。
【００２７】また、この場合の絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの二次側には、二次巻線Ｎ2と、この二次巻線Ｎ2
よりも巻き数（ターン数）の少ない二次巻線Ｎ3が巻装
されている。二次巻線Ｎ2に対しては、図示するように
してブリッジ整流回路ＤBR及び平滑コンデンサＣO1が接
続されることで、全波整流動作によって、平滑コンデン
サＣO1の両端に二次側直流出力電圧ＥO1が得られるよう
になっている。また、二次巻線Ｎ3は、センタータップ
を施した上で、図示するようにして整流ダイオードＤO
3，ＤO4、及び平滑コンデンサＣO2を接続することによ
って全波整流回路が形成され、平滑コンデンサＣO2の両
端に二次側直流出力電圧ＥO2を生成するようにされる。
これら二次側直流出力電圧ＥO1，ＥO2は、それぞれ図示
しない負荷に対して供給される。また、二次側直流出力
電圧ＥO1は、制御回路１のための検出電圧としても分岐
して入力される。
ＰＩＴの二次側には、二次巻線Ｎ2と、この二次巻線Ｎ2
よりも巻き数（ターン数）の少ない二次巻線Ｎ3が巻装
されている。二次巻線Ｎ2に対しては、図示するように
してブリッジ整流回路ＤBR及び平滑コンデンサＣO1が接
続されることで、全波整流動作によって、平滑コンデン
サＣO1の両端に二次側直流出力電圧ＥO1が得られるよう
になっている。また、二次巻線Ｎ3は、センタータップ
を施した上で、図示するようにして整流ダイオードＤO
3，ＤO4、及び平滑コンデンサＣO2を接続することによ
って全波整流回路が形成され、平滑コンデンサＣO2の両
端に二次側直流出力電圧ＥO2を生成するようにされる。
これら二次側直流出力電圧ＥO1，ＥO2は、それぞれ図示
しない負荷に対して供給される。また、二次側直流出力
電圧ＥO1は、制御回路１のための検出電圧としても分岐
して入力される。
【００２８】制御回路１では、二次側直流出力電圧ＥO1
のレベル変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電流
（直流電流）レベルを可変することで、直交形制御トラ
ンスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮBのインダクタンス
ＬBを可変制御する。これにより、駆動巻線ＮBのインダ
クタンスＬBを含んで形成されるメインスイッチング素
子Ｑ1のための自励発振駆動回路内における直列共振回
路の共振条件が変化する。これは、メインスイッチング
素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変する動作となり、
この動作によって二次側の直流出力電圧を安定化する。
のレベル変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電流
（直流電流）レベルを可変することで、直交形制御トラ
ンスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮBのインダクタンス
ＬBを可変制御する。これにより、駆動巻線ＮBのインダ
クタンスＬBを含んで形成されるメインスイッチング素
子Ｑ1のための自励発振駆動回路内における直列共振回
路の共振条件が変化する。これは、メインスイッチング
素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変する動作となり、
この動作によって二次側の直流出力電圧を安定化する。
【００２９】また、同じく一次側に電流共振コンバータ
及び部分電圧共振回路を備えた共振形コンバータとし
て、先に本出願人が提案した発明に基づいて構成するこ
とのできるスイッチング電源回路の他の例を、図２８の
回路図に示す。この図に示す電源回路は、他励式による
電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路が組み
合わされた共振形コンバータとしての構成を採ってい
る。なお、この図において図２７と同一部分については
同一符号を付し、共通となる構成部分については説明を
省略する。
及び部分電圧共振回路を備えた共振形コンバータとし
て、先に本出願人が提案した発明に基づいて構成するこ
とのできるスイッチング電源回路の他の例を、図２８の
回路図に示す。この図に示す電源回路は、他励式による
電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路が組み
合わされた共振形コンバータとしての構成を採ってい
る。なお、この図において図２７と同一部分については
同一符号を付し、共通となる構成部分については説明を
省略する。
【００３０】この図に示す電源回路においては、先ず、
商用交流電源ＡＣに対して、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び
１本の平滑コンデンサＣｉから成る全波整流平滑回路が
備えられる。従ってこの場合には、全波整流動作によっ
て、平滑コンデンサＣｉの両端に整流平滑電圧Ｅｉ（直
流入力電圧）が得られることになる。この整流平滑電圧
Ｅｉは、交流入力電圧ＶACの等倍に対応したレベルとな
る。
商用交流電源ＡＣに対して、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び
１本の平滑コンデンサＣｉから成る全波整流平滑回路が
備えられる。従ってこの場合には、全波整流動作によっ
て、平滑コンデンサＣｉの両端に整流平滑電圧Ｅｉ（直
流入力電圧）が得られることになる。この整流平滑電圧
Ｅｉは、交流入力電圧ＶACの等倍に対応したレベルとな
る。
【００３１】この場合、上記直流入力電圧を入力してス
イッチングする電流共振形コンバータとしては、図示す
るようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチン
グ素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続してい
る。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ソース−ドレイン間
に対しては、図示する方向により、それぞれクランプダ
イオードＤD1，ＤD2を並列に接続している。また、スイ
ッチング素子Ｑ2のソース−ドレイン間に対しては、部
分共振コンデンサＣｐを並列に接続することで、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と共に並列共振
回路（部分電圧共振回路）を形成している。これによ
り、図２８に示す電源回路としても部分電圧共振動作が
得られることになる。
イッチングする電流共振形コンバータとしては、図示す
るようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチン
グ素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続してい
る。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ソース−ドレイン間
に対しては、図示する方向により、それぞれクランプダ
イオードＤD1，ＤD2を並列に接続している。また、スイ
ッチング素子Ｑ2のソース−ドレイン間に対しては、部
分共振コンデンサＣｐを並列に接続することで、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と共に並列共振
回路（部分電圧共振回路）を形成している。これによ
り、図２８に示す電源回路としても部分電圧共振動作が
得られることになる。
【００３２】この他励式である電源回路においては、ス
イッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するため
に、例えば汎用のＩＣによる発振ドライブ回路１１が設
けられる。この発振ドライブ回路１１は、スイッチング
素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに対してドライブ信号としての
ゲート電圧を印加する。これにより、スイッチング素子
Ｑ1，Ｑ2は、所要のスイッチング周波数により交互にオ
ン／オフするようにしてスイッチング動作を行うように
される。
イッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するため
に、例えば汎用のＩＣによる発振ドライブ回路１１が設
けられる。この発振ドライブ回路１１は、スイッチング
素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに対してドライブ信号としての
ゲート電圧を印加する。これにより、スイッチング素子
Ｑ1，Ｑ2は、所要のスイッチング周波数により交互にオ
ン／オフするようにしてスイッチング動作を行うように
される。
【００３３】なお、発振ドライブ回路１１は、絶縁コン
バータトランスＰＩＴの一次側に追加的に巻装された低
圧巻線Ｎ4と、コンデンサＣ4から成る整流回路によって
得られた低圧直流電圧を入力して動作電源としている。
また、起動時においては、起動抵抗Ｒｓを介して整流平
滑電圧Ｅｉを入力することで起動するようになってい
る。
バータトランスＰＩＴの一次側に追加的に巻装された低
圧巻線Ｎ4と、コンデンサＣ4から成る整流回路によって
得られた低圧直流電圧を入力して動作電源としている。
また、起動時においては、起動抵抗Ｒｓを介して整流平
滑電圧Ｅｉを入力することで起動するようになってい
る。
【００３４】この図に示す電源回路の絶縁コンバータト
ランスＰＩＴは、図２４による説明と同様の構造を有す
る。つまり、一対のＥ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚
に対してギャップを形成することで、一次側と二次側の
結合係数ｋとしては、ｋ＝０．８程度の疎結合の状態が
得られるようにしているものである。
ランスＰＩＴは、図２４による説明と同様の構造を有す
る。つまり、一対のＥ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚
に対してギャップを形成することで、一次側と二次側の
結合係数ｋとしては、ｋ＝０．８程度の疎結合の状態が
得られるようにしているものである。
【００３５】この場合の制御回路２は、二次側直流出力
電圧ＥO1のレベル変化に応じて可変の直流電流を生成
し、フォトカプラＰＣを介して発振ドライブ回路１１に
供給する。発振ドライブ回路１１では、フォトカプラＰ
Ｃを介して入力された制御回路２の出力に応じて、スイ
ッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変され
るようにしてスイッチング駆動する。このようにしてス
イッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変さ
れることで、二次側直流出力電圧のレベルが安定化され
ることになる。
電圧ＥO1のレベル変化に応じて可変の直流電流を生成
し、フォトカプラＰＣを介して発振ドライブ回路１１に
供給する。発振ドライブ回路１１では、フォトカプラＰ
Ｃを介して入力された制御回路２の出力に応じて、スイ
ッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変され
るようにしてスイッチング駆動する。このようにしてス
イッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変さ
れることで、二次側直流出力電圧のレベルが安定化され
ることになる。
【００３６】図２９は、図２７に示した電源回路におけ
る要部の動作をスイッチング周期により示す波形図であ
る。スイッチング素子Ｑ2のスイッチング動作は、スイ
ッチング素子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2及び
コレクタ電流ＩQ2により示される。つまり、スイッチン
グ素子Ｑ2がオフとなる期間ＴOFFにおいては、コレクタ
電流ＩQ2は０レベルになると共に、コレクタ−エミッタ
間電圧ＶQ2としては、整流平滑電圧Ｅｉによりクランプ
されたレベルが得られることになる。これに対して、ス
イッチング素子Ｑ2がオンとなる期間ＴONにおいては、
図示する波形によりコレクタ電流ＩQ2が流れると共に、
コレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2は０レベルとなる。そし
て期間ＴONにおいてコレクタ電流ＩQ2が一次巻線Ｎ１Ｎ
１に電流Ｉ1として流れるものとなる。なお、ここでは
図示していないが、スイッチング素子Ｑ1は、スイッチ
ング素子Ｑ2と交互となるタイミングでオン／オフ動作
していることから、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−
エミッタ間電圧、及びコレクタ電流は、スイッチング素
子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2及びコレクタ電
流ＩQ2をほぼ１８０°移相した波形となるものである。
したがって、スイッチング素子Ｑ1側がオンとなる期間
ＴOFFにおける一次巻線電流Ｉ1の波形部分が、スイッチ
ング素子Ｑ1のコレクタ電流として流れるものとなる。
る要部の動作をスイッチング周期により示す波形図であ
る。スイッチング素子Ｑ2のスイッチング動作は、スイ
ッチング素子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2及び
コレクタ電流ＩQ2により示される。つまり、スイッチン
グ素子Ｑ2がオフとなる期間ＴOFFにおいては、コレクタ
電流ＩQ2は０レベルになると共に、コレクタ−エミッタ
間電圧ＶQ2としては、整流平滑電圧Ｅｉによりクランプ
されたレベルが得られることになる。これに対して、ス
イッチング素子Ｑ2がオンとなる期間ＴONにおいては、
図示する波形によりコレクタ電流ＩQ2が流れると共に、
コレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2は０レベルとなる。そし
て期間ＴONにおいてコレクタ電流ＩQ2が一次巻線Ｎ１Ｎ
１に電流Ｉ1として流れるものとなる。なお、ここでは
図示していないが、スイッチング素子Ｑ1は、スイッチ
ング素子Ｑ2と交互となるタイミングでオン／オフ動作
していることから、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−
エミッタ間電圧、及びコレクタ電流は、スイッチング素
子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2及びコレクタ電
流ＩQ2をほぼ１８０°移相した波形となるものである。
したがって、スイッチング素子Ｑ1側がオンとなる期間
ＴOFFにおける一次巻線電流Ｉ1の波形部分が、スイッチ
ング素子Ｑ1のコレクタ電流として流れるものとなる。
【００３７】また、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ−
エミッタ間に対して並列に接続される部分共振コンデン
サＣｐには、図示するようにして、スイッチング素子Ｑ
2のターンオフ時に正極性の部分共振電流ＩC2が流れ、
スイッチング素子Ｑ1のターンオフ時（スイッチング素
子Ｑ2のターンオン時）に負極性の部分共振電流ＩC2が
流れるようになっており、部分電圧共振動作が得られて
いることが分かる。そして、このような動作波形からも
分かるように、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、ＺＶＳ(Z
ero Voltage Switching：零電圧スイッチング)及びＺＣ
Ｓ(Zero Current Switching：零電流スイッチング）動
作が得られることになって、スイッチング損失の低減が
図られている。
エミッタ間に対して並列に接続される部分共振コンデン
サＣｐには、図示するようにして、スイッチング素子Ｑ
2のターンオフ時に正極性の部分共振電流ＩC2が流れ、
スイッチング素子Ｑ1のターンオフ時（スイッチング素
子Ｑ2のターンオン時）に負極性の部分共振電流ＩC2が
流れるようになっており、部分電圧共振動作が得られて
いることが分かる。そして、このような動作波形からも
分かるように、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、ＺＶＳ(Z
ero Voltage Switching：零電圧スイッチング)及びＺＣ
Ｓ(Zero Current Switching：零電流スイッチング）動
作が得られることになって、スイッチング損失の低減が
図られている。
【００３８】また、二次巻線Ｎ2に対して接続されたブ
リッジ整流回路ＤBRの正極入力端子と負極入力端子との
間の整流電圧Ｖ2は、図示するようにブリッジ整流回路
ＤBRの正／負の各整流電流経路のダイオードが導通する
のに応じて、絶対値レベルが二次側直流出力電圧ＥO1の
レベルでクランプされた波形が得られる。なお、ここで
の詳しい説明は省略するが、図２８に示した電源回路に
ついても、ほぼ同様の動作波形が得られる。
リッジ整流回路ＤBRの正極入力端子と負極入力端子との
間の整流電圧Ｖ2は、図示するようにブリッジ整流回路
ＤBRの正／負の各整流電流経路のダイオードが導通する
のに応じて、絶対値レベルが二次側直流出力電圧ＥO1の
レベルでクランプされた波形が得られる。なお、ここで
の詳しい説明は省略するが、図２８に示した電源回路に
ついても、ほぼ同様の動作波形が得られる。
【００３９】また、図２７に示した構成による電源回路
の特性として、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力
Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動に対する、ＡＣ／ＤＣ電力
変換効率（ηAC/DC）、スイッチング周波数ｆｓ、及び
スイッチング素子Ｑ2（又はＱ1）のオン期間ＴONを図３
０に示す。この図３０に示すように、負荷電力Ｐｏが重
くなって二次側直流出力電圧が低下するのに応じて、ス
イッチング周波数ｆｓは低下するように制御され、これ
に応じて期間ＴONが長くなっていることが分かる。ま
た、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は、例えば負
荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時には９１．８％、負荷電力Ｐｏ
＝１５０Ｗでは９２．４％となり、この負荷電力Ｐｏ＝
１５０Ｗ時において最も高効率な状態が得られている。
の特性として、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力
Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動に対する、ＡＣ／ＤＣ電力
変換効率（ηAC/DC）、スイッチング周波数ｆｓ、及び
スイッチング素子Ｑ2（又はＱ1）のオン期間ＴONを図３
０に示す。この図３０に示すように、負荷電力Ｐｏが重
くなって二次側直流出力電圧が低下するのに応じて、ス
イッチング周波数ｆｓは低下するように制御され、これ
に応じて期間ＴONが長くなっていることが分かる。ま
た、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は、例えば負
荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時には９１．８％、負荷電力Ｐｏ
＝１５０Ｗでは９２．４％となり、この負荷電力Ｐｏ＝
１５０Ｗ時において最も高効率な状態が得られている。
【００４０】なお、図２７に示す電源回路として、上記
図２９に示す動作及び図３０に示す特性を得るのにあた
っては、次のように各部を選定している。 一次巻線Ｎ1＝二次巻線Ｎ2＝４５Ｔ 一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０５６μＦ 部分共振コンデンサＣｐ＝３３０ｐＦ
図２９に示す動作及び図３０に示す特性を得るのにあた
っては、次のように各部を選定している。 一次巻線Ｎ1＝二次巻線Ｎ2＝４５Ｔ 一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０５６μＦ 部分共振コンデンサＣｐ＝３３０ｐＦ
【００４１】
【発明が解決しようとする課題】ところで電源回路とし
ては、電力変換効率はできるだけ高いことが好ましい。
ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、上
記のように、そのコアにギャップを形成し、一次巻線Ｎ
１と二次巻線Ｎ２を疎結合の状態としているが、これ
は、フェライトコアが磁気飽和状態となりにくいように
するためである。
ては、電力変換効率はできるだけ高いことが好ましい。
ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、上
記のように、そのコアにギャップを形成し、一次巻線Ｎ
１と二次巻線Ｎ２を疎結合の状態としているが、これ
は、フェライトコアが磁気飽和状態となりにくいように
するためである。
【００４２】しかしながら、一次側巻線と二次側巻線と
を疎結合の状態にしていることから、自ずとＡＣ／ＤＣ
電力変換効率（ηAC/DC）の向上には限界がある。図２
３の回路の場合、交流入力電圧ＶACが１００Ｖ系で負荷
電力２００Ｗ程度では、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC
/DC）は９１％程度が限界である。また倍電圧整流回路
を採用しても９２％が限界である。交流入力電圧ＶAVが
１００Ｖ系で負荷電力Ｐｏが１２０Ｗ程度の場合は、図
２８のような全波整流回路Ｄｉを用いた電源回路を採用
することが考えられるが、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（η
AC/DC）は、９０％程度が限界であり、特に、負荷電力
Ｐｏが１２０Ｗよりも高い場合には、９０％以下に低下
する。また、交流入力電圧ＶAVが１００Ｖ系で負荷電力
Ｐｏが１５０Ｗ以上の場合は、図２７のような倍電圧整
流回路を用いた電源回路を採用することが考えられる
が、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は、９２％程
度が限界である。そしてこれら図２３，図２７，図２８
の回路では、これ以上の高効率化は不可能とされる。
を疎結合の状態にしていることから、自ずとＡＣ／ＤＣ
電力変換効率（ηAC/DC）の向上には限界がある。図２
３の回路の場合、交流入力電圧ＶACが１００Ｖ系で負荷
電力２００Ｗ程度では、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC
/DC）は９１％程度が限界である。また倍電圧整流回路
を採用しても９２％が限界である。交流入力電圧ＶAVが
１００Ｖ系で負荷電力Ｐｏが１２０Ｗ程度の場合は、図
２８のような全波整流回路Ｄｉを用いた電源回路を採用
することが考えられるが、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（η
AC/DC）は、９０％程度が限界であり、特に、負荷電力
Ｐｏが１２０Ｗよりも高い場合には、９０％以下に低下
する。また、交流入力電圧ＶAVが１００Ｖ系で負荷電力
Ｐｏが１５０Ｗ以上の場合は、図２７のような倍電圧整
流回路を用いた電源回路を採用することが考えられる
が、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は、９２％程
度が限界である。そしてこれら図２３，図２７，図２８
の回路では、これ以上の高効率化は不可能とされる。
【００４３】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴが疎
結合の状態とされていることで、絶縁コンバータトラン
スＰＩＴからの漏洩磁束の発生レベルは高くなってしま
う。このため、回路の実際としては、絶縁コンバータト
ランスＰＩＴに銅板のショートリングを設けるなどのシ
ールド対策が必要になり、それだけ、絶縁コンバータト
ランスＰＩＴのコストアップ及び大型化を招くことにな
る。さらに、絶縁コンバータトランスＰＩＴが疎結合の
状態にある場合、ギャップＧ近傍の一次側巻線と二次側
巻線とは、いわゆるフリンジ磁束による渦電流損失によ
って温度上昇しているために、信頼性の点で不利とな
る。
結合の状態とされていることで、絶縁コンバータトラン
スＰＩＴからの漏洩磁束の発生レベルは高くなってしま
う。このため、回路の実際としては、絶縁コンバータト
ランスＰＩＴに銅板のショートリングを設けるなどのシ
ールド対策が必要になり、それだけ、絶縁コンバータト
ランスＰＩＴのコストアップ及び大型化を招くことにな
る。さらに、絶縁コンバータトランスＰＩＴが疎結合の
状態にある場合、ギャップＧ近傍の一次側巻線と二次側
巻線とは、いわゆるフリンジ磁束による渦電流損失によ
って温度上昇しているために、信頼性の点で不利とな
る。
【００４４】さらに、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
中央磁脚にギャップＧを形成するのにあたっては、例え
ばフェライト材のＥ型コアの中央磁脚を研磨するように
される。この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴを製
造するのに、研磨工程が追加されることとなってしまう
ので、その分コストアップになってしまうという問題も
生じる。
中央磁脚にギャップＧを形成するのにあたっては、例え
ばフェライト材のＥ型コアの中央磁脚を研磨するように
される。この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴを製
造するのに、研磨工程が追加されることとなってしまう
ので、その分コストアップになってしまうという問題も
生じる。
【００４５】
【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のよう
に構成することとした。即ち、交流入力に対して全波整
流を行い、平滑コンデンサにより直流入力電圧を得る整
流平滑手段と、上記直流入力電圧を断続するスイッチン
グ素子を備えて成るスイッチング手段と、磁脚にギャッ
プを形成していないコアに対して一次側巻線及び二次側
巻線を巻装し、上記一次側巻線と二次側巻線とが所要以
上の結合係数による密結合の状態となるように形成さ
れ、上記一次側巻線に得られる上記スイッチング手段の
出力を上記二次側巻線に対して伝送するとともに、上記
一次側巻線は、巻数が同数の内側巻線と外側巻線に分離
されている絶縁コンバータトランスと、上記内側巻線側
のインダクタンス値を上記外側巻線側のインダクタンス
値と同等とするために、上記内側巻線に直列であり、か
つ上記外側巻線に並列に接続されたインダクタンスと、
上記絶縁コンバータトランスの一次側巻線と一次側並列
共振コンデンサとにより形成され、上記スイッチング手
段の動作を電圧共振形とするように設けられる一次側並
列共振回路と、上記絶縁コンバータトランスの二次側巻
線に対して、二次側共振コンデンサを接続することで形
成される二次側共振回路と、上記二次側共振回路に得ら
れる交番電圧を入力して半波整流動作を行うことで直流
出力電圧を得るように構成される直流出力電圧生成手段
と、自励発振回路又は他励発振回路により形成され、そ
の発振出力により上記スイッチング素子をスイッチング
駆動するスイッチング駆動手段と、上記直流出力電圧の
レベルに応じて上記自励発振回路又は上記他励発振回路
による発振周波数を制御し、上記スイッチング素子のス
イッチング周波数を可変制御することで、上記直流出力
電圧についての定電圧制御を行うようにされる定電圧制
御手段とを備えたスイッチング電源回路とする。
課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のよう
に構成することとした。即ち、交流入力に対して全波整
流を行い、平滑コンデンサにより直流入力電圧を得る整
流平滑手段と、上記直流入力電圧を断続するスイッチン
グ素子を備えて成るスイッチング手段と、磁脚にギャッ
プを形成していないコアに対して一次側巻線及び二次側
巻線を巻装し、上記一次側巻線と二次側巻線とが所要以
上の結合係数による密結合の状態となるように形成さ
れ、上記一次側巻線に得られる上記スイッチング手段の
出力を上記二次側巻線に対して伝送するとともに、上記
一次側巻線は、巻数が同数の内側巻線と外側巻線に分離
されている絶縁コンバータトランスと、上記内側巻線側
のインダクタンス値を上記外側巻線側のインダクタンス
値と同等とするために、上記内側巻線に直列であり、か
つ上記外側巻線に並列に接続されたインダクタンスと、
上記絶縁コンバータトランスの一次側巻線と一次側並列
共振コンデンサとにより形成され、上記スイッチング手
段の動作を電圧共振形とするように設けられる一次側並
列共振回路と、上記絶縁コンバータトランスの二次側巻
線に対して、二次側共振コンデンサを接続することで形
成される二次側共振回路と、上記二次側共振回路に得ら
れる交番電圧を入力して半波整流動作を行うことで直流
出力電圧を得るように構成される直流出力電圧生成手段
と、自励発振回路又は他励発振回路により形成され、そ
の発振出力により上記スイッチング素子をスイッチング
駆動するスイッチング駆動手段と、上記直流出力電圧の
レベルに応じて上記自励発振回路又は上記他励発振回路
による発振周波数を制御し、上記スイッチング素子のス
イッチング周波数を可変制御することで、上記直流出力
電圧についての定電圧制御を行うようにされる定電圧制
御手段とを備えたスイッチング電源回路とする。
【００４６】この場合、上記内側巻線と上記外側巻線
は、巻方向が逆の逆転捲きとされるようにする。或い
は、上記内側巻線と上記外側巻線は、巻方向が同方向と
されるとともに、上記内側巻線と上記外側巻線との間に
絶縁材が施されるようにする。また、上記二次側巻線に
ついても、巻数が同数の内側巻線と外側巻線に分離され
るとともに、上記二次側巻線における内側巻線側のイン
ダクタンス値を上記二次側巻線における外側巻線側のイ
ンダクタンス値と同等とするために、上記二次側巻線に
おける内側巻線に直列であり、かつ上記二次側巻線にお
ける外側巻線に並列に接続されたインダクタンスが備え
られるようにする。そしてこの場合、上記二次側巻線の
内側巻線と外側巻線は、巻方向が逆の逆転捲きとされる
ようにする。或いは、上記二次側巻線の内側巻線と外側
巻線は、巻方向が同方向とされるとともに、上記二次側
巻線の内側巻線と外側巻線との間に絶縁材が施されるよ
うにする。上記絶縁コンバータトランスのコアは、一対
のＥ型コア或いは一対のＵ型コアで形成されるようにす
る。
は、巻方向が逆の逆転捲きとされるようにする。或い
は、上記内側巻線と上記外側巻線は、巻方向が同方向と
されるとともに、上記内側巻線と上記外側巻線との間に
絶縁材が施されるようにする。また、上記二次側巻線に
ついても、巻数が同数の内側巻線と外側巻線に分離され
るとともに、上記二次側巻線における内側巻線側のイン
ダクタンス値を上記二次側巻線における外側巻線側のイ
ンダクタンス値と同等とするために、上記二次側巻線に
おける内側巻線に直列であり、かつ上記二次側巻線にお
ける外側巻線に並列に接続されたインダクタンスが備え
られるようにする。そしてこの場合、上記二次側巻線の
内側巻線と外側巻線は、巻方向が逆の逆転捲きとされる
ようにする。或いは、上記二次側巻線の内側巻線と外側
巻線は、巻方向が同方向とされるとともに、上記二次側
巻線の内側巻線と外側巻線との間に絶縁材が施されるよ
うにする。上記絶縁コンバータトランスのコアは、一対
のＥ型コア或いは一対のＵ型コアで形成されるようにす
る。
【００４７】また本発明は、交流入力に対して全波整流
を行い、平滑コンデンサにより直流入力電圧を得る整流
平滑手段と、ハーフブリッジ接続されたスイッチング素
子を備えて成り、上記直流入力電圧を断続するスイッチ
ング動作を行うスイッチング手段と、磁脚にギャップを
形成していないコアに対して一次側巻線及び二次側巻線
を巻装し、上記一次側巻線と二次側巻線とが所要以上の
結合係数による密結合の状態となるように形成され、上
記一次側巻線に得られる上記スイッチング手段の出力を
上記二次側巻線に対して伝送するとともに、上記一次側
巻線は、巻数が同数の内側巻線と外側巻線に分離されて
いる絶縁コンバータトランスと、少なくとも、上記絶縁
コンバータトランスの一次側巻線の漏洩インダクタンス
成分と、上記一次側巻線に直列接続された一次側直列共
振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上
記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直
列共振回路と、上記スイッチング手段を形成する複数の
スイッチング素子のうち、所定のスイッチング素子に対
して並列に接続される部分共振コンデンサのキャパシタ
ンスと、上記絶縁コンバータトランスの一次側巻線の漏
洩インダクタンス成分によって形成され、上記スイッチ
ング手段を形成する複数のスイッチング素子のターンオ
フ期間に電圧共振動作を行う一次側部分電圧共振回路
と、上記絶縁コンバータトランスの二次側巻線の漏洩イ
ンダクタンス成分と、この二次側巻線に対して並列に接
続される二次側部分電圧共振コンデンサのキャパシタン
スとによって形成される二次側部分電圧共振回路と、上
記絶縁コンバータトランスの二次側巻線に得られる交番
電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧
を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、
上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッ
チング手段のスイッチング周波数を可変することで、二
次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成
された定電圧制御手段とを備えたスイッチング電源回路
とする。
を行い、平滑コンデンサにより直流入力電圧を得る整流
平滑手段と、ハーフブリッジ接続されたスイッチング素
子を備えて成り、上記直流入力電圧を断続するスイッチ
ング動作を行うスイッチング手段と、磁脚にギャップを
形成していないコアに対して一次側巻線及び二次側巻線
を巻装し、上記一次側巻線と二次側巻線とが所要以上の
結合係数による密結合の状態となるように形成され、上
記一次側巻線に得られる上記スイッチング手段の出力を
上記二次側巻線に対して伝送するとともに、上記一次側
巻線は、巻数が同数の内側巻線と外側巻線に分離されて
いる絶縁コンバータトランスと、少なくとも、上記絶縁
コンバータトランスの一次側巻線の漏洩インダクタンス
成分と、上記一次側巻線に直列接続された一次側直列共
振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上
記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直
列共振回路と、上記スイッチング手段を形成する複数の
スイッチング素子のうち、所定のスイッチング素子に対
して並列に接続される部分共振コンデンサのキャパシタ
ンスと、上記絶縁コンバータトランスの一次側巻線の漏
洩インダクタンス成分によって形成され、上記スイッチ
ング手段を形成する複数のスイッチング素子のターンオ
フ期間に電圧共振動作を行う一次側部分電圧共振回路
と、上記絶縁コンバータトランスの二次側巻線の漏洩イ
ンダクタンス成分と、この二次側巻線に対して並列に接
続される二次側部分電圧共振コンデンサのキャパシタン
スとによって形成される二次側部分電圧共振回路と、上
記絶縁コンバータトランスの二次側巻線に得られる交番
電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧
を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、
上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッ
チング手段のスイッチング周波数を可変することで、二
次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成
された定電圧制御手段とを備えたスイッチング電源回路
とする。
【００４８】この場合、インダクタンスを、上記内側巻
線に直列で、かつ上記外側巻線に並列に接続すること
で、上記内側巻線側のインダクタンス値と上記外側巻線
側のインダクタンス値とを同等とする。或いは、一次側
直列共振コンデンサとして、上記内側巻線に直列接続さ
れる第１のコンデンサと、上記外側巻線に直列接続され
る第２のコンデンサが設けられ、上記第１のコンデンサ
と上記第２のコンデンサは、上記内側巻線に流れる直列
共振電流と上記外側巻線に流れる直列共振電流が等しく
なるように各静電容量が選定されるようにする。また、
上記内側巻線と上記外側巻線は、巻方向が逆の逆転捲き
とされる。或いは、上記内側巻線と上記外側巻線は、巻
方向が同方向とされるとともに、上記内側巻線と上記外
側巻線との間に絶縁材が施されるようにする。また、上
記二次側巻線は、巻数が同数の内側巻線と外側巻線に分
離されるとともに、上記二次側巻線における内側巻線側
のインダクタンス値を上記二次側巻線における外側巻線
側のインダクタンス値と同等とするために、上記二次側
巻線における内側巻線に直列であり、かつ上記二次側巻
線における外側巻線に並列に接続されたインダクタンス
が備えられるようにする。上記二次側巻線の内側巻線と
外側巻線は、巻方向が逆の逆転捲きとされる。或いは、
上記二次側巻線の内側巻線と外側巻線は、巻方向が同方
向とされるとともに、上記二次側巻線の内側巻線と外側
巻線との間に絶縁材が施される。また上記絶縁コンバー
タトランスのコアは、一対のＥ型コア、或いは一対のＵ
型コアで形成される。
線に直列で、かつ上記外側巻線に並列に接続すること
で、上記内側巻線側のインダクタンス値と上記外側巻線
側のインダクタンス値とを同等とする。或いは、一次側
直列共振コンデンサとして、上記内側巻線に直列接続さ
れる第１のコンデンサと、上記外側巻線に直列接続され
る第２のコンデンサが設けられ、上記第１のコンデンサ
と上記第２のコンデンサは、上記内側巻線に流れる直列
共振電流と上記外側巻線に流れる直列共振電流が等しく
なるように各静電容量が選定されるようにする。また、
上記内側巻線と上記外側巻線は、巻方向が逆の逆転捲き
とされる。或いは、上記内側巻線と上記外側巻線は、巻
方向が同方向とされるとともに、上記内側巻線と上記外
側巻線との間に絶縁材が施されるようにする。また、上
記二次側巻線は、巻数が同数の内側巻線と外側巻線に分
離されるとともに、上記二次側巻線における内側巻線側
のインダクタンス値を上記二次側巻線における外側巻線
側のインダクタンス値と同等とするために、上記二次側
巻線における内側巻線に直列であり、かつ上記二次側巻
線における外側巻線に並列に接続されたインダクタンス
が備えられるようにする。上記二次側巻線の内側巻線と
外側巻線は、巻方向が逆の逆転捲きとされる。或いは、
上記二次側巻線の内側巻線と外側巻線は、巻方向が同方
向とされるとともに、上記二次側巻線の内側巻線と外側
巻線との間に絶縁材が施される。また上記絶縁コンバー
タトランスのコアは、一対のＥ型コア、或いは一対のＵ
型コアで形成される。
【００４９】上記構成によれば、一次側が一石構成の電
圧共振形コンバータ、二次側が半波整流方式電圧共振回
路を組み合わせた複合共振形コンバータとしてのスイッ
チング電源回路が形成される。そして、一次側が電圧共
振形コンバータの場合は、二次側が半波整流回路とされ
ることにより、絶縁コンバータトランスのコアのギャッ
プをゼロとして一次巻線と二次巻線の結合係数を０．９
５程度の密結合とすることができる。さらに、直流入力
電圧は、全波整流回路から得るようにしている。また、
一次側巻線、又は一次側巻線と二次側巻線の両方を、内
側巻線と外側巻線による構成としている。これにより、
負荷電力が２００Ｗ以上の重負荷時の電力変換効率を向
上させることができる。
圧共振形コンバータ、二次側が半波整流方式電圧共振回
路を組み合わせた複合共振形コンバータとしてのスイッ
チング電源回路が形成される。そして、一次側が電圧共
振形コンバータの場合は、二次側が半波整流回路とされ
ることにより、絶縁コンバータトランスのコアのギャッ
プをゼロとして一次巻線と二次巻線の結合係数を０．９
５程度の密結合とすることができる。さらに、直流入力
電圧は、全波整流回路から得るようにしている。また、
一次側巻線、又は一次側巻線と二次側巻線の両方を、内
側巻線と外側巻線による構成としている。これにより、
負荷電力が２００Ｗ以上の重負荷時の電力変換効率を向
上させることができる。
【００５０】また上記構成によれば、一次側が二石構成
の電流共振形コンバータで部分電圧共振回路を備え、二
次側に部分電圧共振回路を備えた複合共振形コンバータ
としてのスイッチング電源回路が形成される。この場
合、二次側に部分電圧共振回路を備えることで、絶縁コ
ンバータトランスのコアのギャップをゼロとして一次巻
線と二次巻線の結合係数を０．９５程度の密結合とする
ことができる。さらに、直流入力電圧は、全波整流回路
から得るようにしている。また、一次側巻線、又は一次
側巻線と二次側巻線の両方を、内側巻線と外側巻線によ
る構成としている。これにより電力変換効率を向上させ
ることができる。
の電流共振形コンバータで部分電圧共振回路を備え、二
次側に部分電圧共振回路を備えた複合共振形コンバータ
としてのスイッチング電源回路が形成される。この場
合、二次側に部分電圧共振回路を備えることで、絶縁コ
ンバータトランスのコアのギャップをゼロとして一次巻
線と二次巻線の結合係数を０．９５程度の密結合とする
ことができる。さらに、直流入力電圧は、全波整流回路
から得るようにしている。また、一次側巻線、又は一次
側巻線と二次側巻線の両方を、内側巻線と外側巻線によ
る構成としている。これにより電力変換効率を向上させ
ることができる。
【００５１】
【発明の実施の形態】以下、本発明の第１の実施の形態
〜第９の実施の形態について順次説明していく。第１〜
第４の実施の形態は、一次側が一石構成の電圧共振形コ
ンバータ、二次側が半波整流方式電圧共振回路を組み合
わせた複合共振形コンバータとしてのスイッチング電源
回路である。第５〜第９の実施の形態は、一次側が二石
構成の電流共振形コンバータで部分電圧共振回路を備
え、二次側に部分電圧共振回路を備えた複合共振形コン
バータとしてのスイッチング電源回路である。
〜第９の実施の形態について順次説明していく。第１〜
第４の実施の形態は、一次側が一石構成の電圧共振形コ
ンバータ、二次側が半波整流方式電圧共振回路を組み合
わせた複合共振形コンバータとしてのスイッチング電源
回路である。第５〜第９の実施の形態は、一次側が二石
構成の電流共振形コンバータで部分電圧共振回路を備
え、二次側に部分電圧共振回路を備えた複合共振形コン
バータとしてのスイッチング電源回路である。
【００５２】＜第１の実施の形態＞図１は、本発明の第
１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例
を示している。この図１に示す電源回路は、一次側に電
圧共振形コンバータを備えると共に二次側にも共振回路
を備えた複合共振形スイッチングコンバータとしての構
成を採る。
１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例
を示している。この図１に示す電源回路は、一次側に電
圧共振形コンバータを備えると共に二次側にも共振回路
を備えた複合共振形スイッチングコンバータとしての構
成を採る。
【００５３】この図に示す電源回路においては、商用交
流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を
得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ
及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流平滑回路が備
えられ、交流入力電圧ＶACの等倍のレベルに対応する整
流平滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。平滑コンデン
サＣｉは８００Ｖ耐圧である。
流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を
得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ
及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流平滑回路が備
えられ、交流入力電圧ＶACの等倍のレベルに対応する整
流平滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。平滑コンデン
サＣｉは８００Ｖ耐圧である。
【００５４】この電源回路に備えられる電圧共振形のス
イッチングコンバータは、１石のスイッチング素子Ｑ1
を備えた自励式の構成を採っている。この場合、スイッ
チング素子Ｑ1には、８００Ｖ耐圧のバイポーラトラン
ジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用されてい
る。
イッチングコンバータは、１石のスイッチング素子Ｑ1
を備えた自励式の構成を採っている。この場合、スイッ
チング素子Ｑ1には、８００Ｖ耐圧のバイポーラトラン
ジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用されてい
る。
【００５５】スイッチング素子Ｑ1のベースと一次側ア
ース間には、駆動巻線ＮB、共振コンデンサＣB、ベース
電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆動
用の直列共振回路が接続される。また、スイッチング素
子Ｑ1のベースは、ベース電流制限抵抗ＲB−起動抵抗Ｒ
Sを介して平滑コンデンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅｉ）の
正極側にも接続されており、起動時のベース電流を整流
平滑ラインから得るようにしている。
ース間には、駆動巻線ＮB、共振コンデンサＣB、ベース
電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆動
用の直列共振回路が接続される。また、スイッチング素
子Ｑ1のベースは、ベース電流制限抵抗ＲB−起動抵抗Ｒ
Sを介して平滑コンデンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅｉ）の
正極側にも接続されており、起動時のベース電流を整流
平滑ラインから得るようにしている。
【００５６】また、スイッチング素子Ｑ1のベースと平
滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入され
るクランプダイオードＤDにより、スイッチング素子Ｑ1
のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するように
されており、また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ
は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線（Ｎ1A、
Ｎ1B）の一端部と接続され、エミッタは一次側アースに
対して接地される。
滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入され
るクランプダイオードＤDにより、スイッチング素子Ｑ1
のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するように
されており、また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ
は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線（Ｎ1A、
Ｎ1B）の一端部と接続され、エミッタは一次側アースに
対して接地される。
【００５７】また、上記スイッチング素子Ｑ1のコレク
タ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが
並列に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒ
は、自身のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）のリーケージインダク
タンス（Ｌ1A、Ｌ1B）とにより電圧共振形コンバータの
一次側並列共振回路を形成する。そして、ここでは詳し
い説明を省略するが、スイッチング素子Ｑ1のオフ時に
は、この並列共振回路の作用によって並列共振コンデン
サＣｒの両端電圧ＶQ1は、実際には正弦波状のパルス波
形となって電圧共振形の動作が得られるようになってい
る。
タ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが
並列に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒ
は、自身のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）のリーケージインダク
タンス（Ｌ1A、Ｌ1B）とにより電圧共振形コンバータの
一次側並列共振回路を形成する。そして、ここでは詳し
い説明を省略するが、スイッチング素子Ｑ1のオフ時に
は、この並列共振回路の作用によって並列共振コンデン
サＣｒの両端電圧ＶQ1は、実際には正弦波状のパルス波
形となって電圧共振形の動作が得られるようになってい
る。
【００５８】この図に示す直交形制御トランスＰＲＴ
は、共振電流検出巻線ＮA、駆動巻線ＮB、及び制御巻線
ＮCが巻装された可飽和リアクトルである。この直交形
制御トランスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動す
ると共に、定電圧制御のために設けられる。この直交形
制御トランスＰＲＴの構造としては、図示は省略する
が、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字形コアの互
いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成
する。そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対
して、同じ巻装方向に共振電流検出巻線ＮA、駆動巻線
ＮBを巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記共振電流検出巻
線ＮD及び駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻装して
構成される。
は、共振電流検出巻線ＮA、駆動巻線ＮB、及び制御巻線
ＮCが巻装された可飽和リアクトルである。この直交形
制御トランスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動す
ると共に、定電圧制御のために設けられる。この直交形
制御トランスＰＲＴの構造としては、図示は省略する
が、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字形コアの互
いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成
する。そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対
して、同じ巻装方向に共振電流検出巻線ＮA、駆動巻線
ＮBを巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記共振電流検出巻
線ＮD及び駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻装して
構成される。
【００５９】この場合、直交形制御トランスＰＲＴの共
振電流検出巻線ＮAは、平滑コンデンサＣｉの正極と絶
縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）
との間に直列に挿入される。これにより、スイッチング
素子Ｑ1のスイッチング出力は、一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1
B）を介して共振電流検出巻線ＮAに伝達される。直交形
制御トランスＰＲＴにおいては、共振電流検出巻線ＮA
に得られたスイッチング出力がトランス結合を介して駆
動巻線ＮBに誘起されることで、駆動巻線ＮBにはドライ
ブ電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧
は、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB，
ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介して、ドライブ電
流としてスイッチング素子Ｑ1のベースに出力される。
これにより、スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路の
共振周波数により決定されるスイッチング周波数でスイ
ッチング動作を行うことになる。
振電流検出巻線ＮAは、平滑コンデンサＣｉの正極と絶
縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）
との間に直列に挿入される。これにより、スイッチング
素子Ｑ1のスイッチング出力は、一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1
B）を介して共振電流検出巻線ＮAに伝達される。直交形
制御トランスＰＲＴにおいては、共振電流検出巻線ＮA
に得られたスイッチング出力がトランス結合を介して駆
動巻線ＮBに誘起されることで、駆動巻線ＮBにはドライ
ブ電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧
は、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB，
ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介して、ドライブ電
流としてスイッチング素子Ｑ1のベースに出力される。
これにより、スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路の
共振周波数により決定されるスイッチング周波数でスイ
ッチング動作を行うことになる。
【００６０】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送す
る。この絶縁コンバータトランスＰＩＴは、磁脚にギャ
ップを形成していないコアに対して一次巻線（Ｎ1A、Ｎ
1B）及び二次巻線Ｎ２を巻装し、一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1
B）と二次巻線Ｎ２とが所要以上の結合係数による密結
合の状態となるように形成される。そして一次側の巻線
としては、ボビンの外側に巻回されることになる一次巻
線（以下、外側巻線）Ｎ1Aと、ボビンの内側に巻回され
ることになる一次巻線（以下、内側巻線）Ｎ1Bに分割さ
れており、外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bの巻数は同数と
される。また、内側巻線Ｎ1Bには、インダクタＬ1Cが直
列接続される。この絶縁コンバータトランスＰＩＴの構
造例については後述するが、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの外側巻線Ｎ1Aの巻始め端、及び内側巻線Ｎ1Bの巻
終わり端は、スイッチング素子Ｑ1のコレクタと接続さ
れている。また外側巻線Ｎ1Aの巻終わり端は共振電流検
出巻線ＮAの直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正
極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続されており、内側巻線Ｎ
1Bの巻始め端は、インダクタＬ1Cを介して外側巻線Ｎ1A
の巻終わり端と接続される。つまり、内側巻線Ｎ1Bとイ
ンダクタＬ1Cの直列回路が、外側巻線Ｎ1Aに対して並列
接続されて一次巻線が形成されるとともに、この場合、
内側巻線Ｎ1Bと外側巻線Ｎ1Aは、巻方向が逆の逆転捲き
とされているものとなる。
チング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送す
る。この絶縁コンバータトランスＰＩＴは、磁脚にギャ
ップを形成していないコアに対して一次巻線（Ｎ1A、Ｎ
1B）及び二次巻線Ｎ２を巻装し、一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1
B）と二次巻線Ｎ２とが所要以上の結合係数による密結
合の状態となるように形成される。そして一次側の巻線
としては、ボビンの外側に巻回されることになる一次巻
線（以下、外側巻線）Ｎ1Aと、ボビンの内側に巻回され
ることになる一次巻線（以下、内側巻線）Ｎ1Bに分割さ
れており、外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bの巻数は同数と
される。また、内側巻線Ｎ1Bには、インダクタＬ1Cが直
列接続される。この絶縁コンバータトランスＰＩＴの構
造例については後述するが、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの外側巻線Ｎ1Aの巻始め端、及び内側巻線Ｎ1Bの巻
終わり端は、スイッチング素子Ｑ1のコレクタと接続さ
れている。また外側巻線Ｎ1Aの巻終わり端は共振電流検
出巻線ＮAの直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正
極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続されており、内側巻線Ｎ
1Bの巻始め端は、インダクタＬ1Cを介して外側巻線Ｎ1A
の巻終わり端と接続される。つまり、内側巻線Ｎ1Bとイ
ンダクタＬ1Cの直列回路が、外側巻線Ｎ1Aに対して並列
接続されて一次巻線が形成されるとともに、この場合、
内側巻線Ｎ1Bと外側巻線Ｎ1Aは、巻方向が逆の逆転捲き
とされているものとなる。
【００６１】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ２に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、
二次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となる。
つまり二次側において電圧共振動作が得られる。即ち、
この電源回路では、一次側にはスイッチング動作を電圧
共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次側に
は電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えられ
た、「複合共振形スイッチングコンバータ」としての構
成を有する。
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ２に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、
二次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となる。
つまり二次側において電圧共振動作が得られる。即ち、
この電源回路では、一次側にはスイッチング動作を電圧
共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次側に
は電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えられ
た、「複合共振形スイッチングコンバータ」としての構
成を有する。
【００６２】二次巻線Ｎ2の巻終わり端には整流ダイオ
ードＤO1のアノードが接続され、巻始め端は、二次側ア
ースに接続される。また整流ダイオードＤO1のカソード
に対して平滑コンデンサＣOの正極端子が接続される。
平滑コンデンサＣOの負極端子は二次側アースに接続さ
れる。このようにして、並列共振回路を形成する二次巻
線Ｎ2に対しては、整流ダイオードＤO1及び平滑コンデ
ンサＣOから成る半波整流回路が形成されることで、平
滑コンデンサＣOの両端電圧として、二次側直流出力電
圧ＥOが生成される。なお、この直流出力電圧ＥOは制御
回路１に対して、検出電圧として分岐して入力される。
ードＤO1のアノードが接続され、巻始め端は、二次側ア
ースに接続される。また整流ダイオードＤO1のカソード
に対して平滑コンデンサＣOの正極端子が接続される。
平滑コンデンサＣOの負極端子は二次側アースに接続さ
れる。このようにして、並列共振回路を形成する二次巻
線Ｎ2に対しては、整流ダイオードＤO1及び平滑コンデ
ンサＣOから成る半波整流回路が形成されることで、平
滑コンデンサＣOの両端電圧として、二次側直流出力電
圧ＥOが生成される。なお、この直流出力電圧ＥOは制御
回路１に対して、検出電圧として分岐して入力される。
【００６３】制御回路１では、入力された二次側直流出
力電圧ＥOのレベルを検出して、このレベル変化に応じ
て、制御巻線ＮCに流すべき直流電流である制御電流の
レベルを可変する。このようにして可変された制御電流
のレベルに応じて、直交形制御トランスＰＲＴでは、駆
動巻線ＮBのインダクタンスＬBが可変されることにな
る。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含
んで形成されるスイッチング素子Ｑ1のための自励発振
駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化するが、こ
れは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可
変する動作となる。そして、上記のようにしてスイッチ
ング周波数が可変制御されると、これに応じて、一次側
並列共振回路（（Ｎ1A，Ｎ1B）//Ｃｒ）と二次側並列共
振回路（Ｎ2//Ｃ2）の共振インピーダンスが変化して、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側から二次側に伝
送される交番電圧レベルも変化することになる。この結
果、二次巻線Ｎ2に得られた交番電圧レベルを元として
生成される二次側直流出力電圧ＥOのレベルも可変され
ることとなる。このような動作によって二次側の直流出
力電圧を安定化する。
力電圧ＥOのレベルを検出して、このレベル変化に応じ
て、制御巻線ＮCに流すべき直流電流である制御電流の
レベルを可変する。このようにして可変された制御電流
のレベルに応じて、直交形制御トランスＰＲＴでは、駆
動巻線ＮBのインダクタンスＬBが可変されることにな
る。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含
んで形成されるスイッチング素子Ｑ1のための自励発振
駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化するが、こ
れは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可
変する動作となる。そして、上記のようにしてスイッチ
ング周波数が可変制御されると、これに応じて、一次側
並列共振回路（（Ｎ1A，Ｎ1B）//Ｃｒ）と二次側並列共
振回路（Ｎ2//Ｃ2）の共振インピーダンスが変化して、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側から二次側に伝
送される交番電圧レベルも変化することになる。この結
果、二次巻線Ｎ2に得られた交番電圧レベルを元として
生成される二次側直流出力電圧ＥOのレベルも可変され
ることとなる。このような動作によって二次側の直流出
力電圧を安定化する。
【００６４】上記絶縁コンバータトランスＰＩＴとして
は、例えば図２又は図３に断面図として示した構造を有
している。図２は一対のＥ型コアを用いた構造例であ
る。絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアとしては、図
示するようにして、２つのＥ型コアＣＲ１，ＣＲ２の互
いの磁脚の端部を対向させるようにして組み合わせるこ
とで、ＥＥ形コアを形成する。またこの場合、Ｅ形コア
ＣＲ１，ＣＲ２の各中央磁脚が対向する面にギャップは
形成されない。なお、Ｅ形コアＣＲ１，ＣＲ２には、例
えばフェライト材を用いるようにされる。そして本実施
の形態では、上記のようにして形成されるＥＥ形コア
（ＣＲ１，ＣＲ２）に対して一次巻線（Ｎ1A，Ｎ1B）及
び二次巻線Ｎ２を巻装するために、一次／二次分割ボビ
ンＢを用いるようにされる。ここで、一次側において
は、まず内側巻線Ｎ1Bが巻装され、その外周側に上述の
ように逆転捲きにより外側巻線Ｎ1Aが巻装された構成と
なる。
は、例えば図２又は図３に断面図として示した構造を有
している。図２は一対のＥ型コアを用いた構造例であ
る。絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアとしては、図
示するようにして、２つのＥ型コアＣＲ１，ＣＲ２の互
いの磁脚の端部を対向させるようにして組み合わせるこ
とで、ＥＥ形コアを形成する。またこの場合、Ｅ形コア
ＣＲ１，ＣＲ２の各中央磁脚が対向する面にギャップは
形成されない。なお、Ｅ形コアＣＲ１，ＣＲ２には、例
えばフェライト材を用いるようにされる。そして本実施
の形態では、上記のようにして形成されるＥＥ形コア
（ＣＲ１，ＣＲ２）に対して一次巻線（Ｎ1A，Ｎ1B）及
び二次巻線Ｎ２を巻装するために、一次／二次分割ボビ
ンＢを用いるようにされる。ここで、一次側において
は、まず内側巻線Ｎ1Bが巻装され、その外周側に上述の
ように逆転捲きにより外側巻線Ｎ1Aが巻装された構成と
なる。
【００６５】図３は一対のＵ型コアを用いた構造例であ
る。この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴでは、そ
のコアとして、図３に示すように、それぞれ２本の磁脚
を有するＵ型コアＣＲ１１、ＣＲ１２が組み合わされ、
Ｕ−Ｕ型コアを形成するようにされる。さらに、上記の
ようにして形成されるＵ−Ｕ型コアの一方の磁脚に対し
ては、図示するようにして一次巻線（Ｎ1A，Ｎ1B）と二
次巻線Ｎ2とを互いに分割された巻装領域に巻装したボ
ビンＢが取り付けられる。また、上記のように形成され
るＵ−Ｕ型コアの中央磁脚に対し、ギャップを形成しな
いようにしている。そして一次側においては、まず内側
巻線Ｎ1Bが巻装され、その外周側に上述のように逆転捲
きにより外側巻線Ｎ1Aが巻装された構成となる。
る。この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴでは、そ
のコアとして、図３に示すように、それぞれ２本の磁脚
を有するＵ型コアＣＲ１１、ＣＲ１２が組み合わされ、
Ｕ−Ｕ型コアを形成するようにされる。さらに、上記の
ようにして形成されるＵ−Ｕ型コアの一方の磁脚に対し
ては、図示するようにして一次巻線（Ｎ1A，Ｎ1B）と二
次巻線Ｎ2とを互いに分割された巻装領域に巻装したボ
ビンＢが取り付けられる。また、上記のように形成され
るＵ−Ｕ型コアの中央磁脚に対し、ギャップを形成しな
いようにしている。そして一次側においては、まず内側
巻線Ｎ1Bが巻装され、その外周側に上述のように逆転捲
きにより外側巻線Ｎ1Aが巻装された構成となる。
【００６６】図２，図３のいずれの場合も、ギャップを
ゼロとすることで、一次巻線（Ｎ1A，Ｎ1B）と二次巻線
Ｎ２の結合係数を０．９５程度の密結合の状態としてい
る。ところで、例えば先行技術の電源回路では、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴについて疎結合の状態とするこ
とで磁気飽和を抑制していた。一方、本例においては、
絶縁コンバータトランスＰＩＴについてギャップゼロと
し、密結合としている。これは、二次側整流回路が半波
整流方式とされていることによる。即ちギャップゼロと
しても絶縁コンバータトランスＰＩＴのフェライト磁心
が磁気飽和しないのは、一次巻線（Ｎ1A，Ｎ1B）と二次
巻線Ｎ２に流れる電流Ｉ１，Ｉ２が逆方向であり、（Ｎ
1A，Ｎ1B）、Ｉ１による磁束と、Ｎ２，Ｉ２による磁束
は互いにうち消しあっているからである。
ゼロとすることで、一次巻線（Ｎ1A，Ｎ1B）と二次巻線
Ｎ２の結合係数を０．９５程度の密結合の状態としてい
る。ところで、例えば先行技術の電源回路では、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴについて疎結合の状態とするこ
とで磁気飽和を抑制していた。一方、本例においては、
絶縁コンバータトランスＰＩＴについてギャップゼロと
し、密結合としている。これは、二次側整流回路が半波
整流方式とされていることによる。即ちギャップゼロと
しても絶縁コンバータトランスＰＩＴのフェライト磁心
が磁気飽和しないのは、一次巻線（Ｎ1A，Ｎ1B）と二次
巻線Ｎ２に流れる電流Ｉ１，Ｉ２が逆方向であり、（Ｎ
1A，Ｎ1B）、Ｉ１による磁束と、Ｎ２，Ｉ２による磁束
は互いにうち消しあっているからである。
【００６７】また、一次巻線としての外側巻線Ｎ1Aと内
側巻線Ｎ1Bについては、巻数は同等であるが、内側に巻
装される内側巻線Ｎ1Bの漏洩インダクタンスＬ1Bは、外
側巻線Ｎ1Bの漏洩インダクタンスＬ1Aより少なくなる。
そして一次電流Ｉ１は、外側巻線Ｎ1Aに流れる電流Ｉ1A
と内側巻線Ｎ1Bに流れる電流Ｉ1Bに分流するが、上記漏
洩インダクタンスＮ1A、Ｎ1Bの差により、そのままで
は、Ｉ1B＞Ｉ1Aとなってしまう。そこで、内側巻線Ｎ1B
に対して直列にインダクタＬ1Cを接続し、内側巻線Ｎ1B
側のインダクタンス（Ｌ1B、Ｌ1C）を、外側巻線Ｎ1A側
のインダクタンス（Ｌ1A）と同等となるようにし、これ
によって電流Ｉ1B＝電流Ｉ1Aとしている。つまりインダ
クタＬ1Cの値は、内側巻線Ｎ1Bの漏洩インダクタンスＬ
1Bと、外側巻線Ｎ1Bの漏洩インダクタンスＬ1Aの差に応
じて選定される。
側巻線Ｎ1Bについては、巻数は同等であるが、内側に巻
装される内側巻線Ｎ1Bの漏洩インダクタンスＬ1Bは、外
側巻線Ｎ1Bの漏洩インダクタンスＬ1Aより少なくなる。
そして一次電流Ｉ１は、外側巻線Ｎ1Aに流れる電流Ｉ1A
と内側巻線Ｎ1Bに流れる電流Ｉ1Bに分流するが、上記漏
洩インダクタンスＮ1A、Ｎ1Bの差により、そのままで
は、Ｉ1B＞Ｉ1Aとなってしまう。そこで、内側巻線Ｎ1B
に対して直列にインダクタＬ1Cを接続し、内側巻線Ｎ1B
側のインダクタンス（Ｌ1B、Ｌ1C）を、外側巻線Ｎ1A側
のインダクタンス（Ｌ1A）と同等となるようにし、これ
によって電流Ｉ1B＝電流Ｉ1Aとしている。つまりインダ
クタＬ1Cの値は、内側巻線Ｎ1Bの漏洩インダクタンスＬ
1Bと、外側巻線Ｎ1Bの漏洩インダクタンスＬ1Aの差に応
じて選定される。
【００６８】また、内側巻線Ｎ1Bと外側巻線Ｎ1Aは逆転
捲きとしているが、これにより内側巻線Ｎ1Bと外側巻線
Ｎ1Aの間に絶縁のための層間テープを施すことを不要と
している。即ち、スイッチング素子Ｑ１がオフとなった
ときに、電圧ＶQ1、つまり電圧共振パルス電圧が、内側
巻線Ｎ1Bの巻終わり端と外側巻線Ｎ1Aの巻始め端に印加
されるが、内側巻線Ｎ1Bの巻終わり端と外側巻線Ｎ1Aの
巻始め端は同電位であるため、絶縁のための層間テープ
が不要となるものである。
捲きとしているが、これにより内側巻線Ｎ1Bと外側巻線
Ｎ1Aの間に絶縁のための層間テープを施すことを不要と
している。即ち、スイッチング素子Ｑ１がオフとなった
ときに、電圧ＶQ1、つまり電圧共振パルス電圧が、内側
巻線Ｎ1Bの巻終わり端と外側巻線Ｎ1Aの巻始め端に印加
されるが、内側巻線Ｎ1Bの巻終わり端と外側巻線Ｎ1Aの
巻始め端は同電位であるため、絶縁のための層間テープ
が不要となるものである。
【００６９】図４に各部の動作波形を示し、また図５
に、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ
〜２００Ｗの変動に対する、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率
（ηAC/DC）及びスイッチング周波数ｆｓの変化特性を
示している。なお、図５において実線は本例の図１の回
路の場合の特性であり、破線は比較のために付記した図
２３の先行技術例の特性（つまり図２５に示した特性）
である。なお各部は次のように選定される。 一次巻線の外側巻線Ｎ1A＝５０Ｔ：６０μｍ／８０束の
リッツ線 一次巻線の内側巻線Ｎ1B＝５０Ｔ：６０μｍ／８０束の
リッツ線 二次巻線Ｎ2＝５５Ｔ ギャップゼロ、結合係数ｋ＝０．９５ 一次側並列共振コンデンサＣｒ＝５６００ｐＦ 二次側並列共振コンデンサＣ２＝６８００ｐＦ 外側巻線Ｎ1Aの漏洩インダクタンスＬ1A＝１７０μＨ 内側巻線Ｎ1Bの漏洩インダクタンスＬ1B＝１６５μＨ インダクタＬ1C＝４．７μＨ
に、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ
〜２００Ｗの変動に対する、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率
（ηAC/DC）及びスイッチング周波数ｆｓの変化特性を
示している。なお、図５において実線は本例の図１の回
路の場合の特性であり、破線は比較のために付記した図
２３の先行技術例の特性（つまり図２５に示した特性）
である。なお各部は次のように選定される。 一次巻線の外側巻線Ｎ1A＝５０Ｔ：６０μｍ／８０束の
リッツ線 一次巻線の内側巻線Ｎ1B＝５０Ｔ：６０μｍ／８０束の
リッツ線 二次巻線Ｎ2＝５５Ｔ ギャップゼロ、結合係数ｋ＝０．９５ 一次側並列共振コンデンサＣｒ＝５６００ｐＦ 二次側並列共振コンデンサＣ２＝６８００ｐＦ 外側巻線Ｎ1Aの漏洩インダクタンスＬ1A＝１７０μＨ 内側巻線Ｎ1Bの漏洩インダクタンスＬ1B＝１６５μＨ インダクタＬ1C＝４．７μＨ
【００７０】図４において、スイッチング素子Ｑ１のス
イッチング動作は、スイッチング素子Ｑ１のコレクタ−
エミッタ間電圧ＶQ1及びコレクタ電流ＩQ1により示され
る。つまり、スイッチング素子Ｑ１がオフとなる期間Ｔ
OFFにおいては、コレクタ電流ＩQ1は０レベルになると
共に、コレクタ−エミッタ間電圧ＶQ1としては、一次側
電圧共振回路による電圧共振パルス電圧が得られる。こ
れに対して、スイッチング素子Ｑ１がオンとなる期間Ｔ
ONにおいては、図示する波形によりコレクタ電流ＩQ1が
流れると共に、コレクタ−エミッタ間電圧ＶQ1は０レベ
ルとなる。このようなスイッチング動作により、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）には
図示するように電流Ｉ１が流れるが、この電流Ｉ１は図
示するように外側巻線Ｎ1Aへの電流Ｉ1Aと内側巻線Ｎ1B
への電流Ｉ1Bに分流する。電流Ｉ１は７．６Ａ（P-P）
で、電流Ｉ1A＝電流Ｉ1B＝３．８Ａ(P-P)である。また
二次巻線Ｎ２の電流Ｉ２、二次側共振電圧Ｖ２は図示す
るようになる。
イッチング動作は、スイッチング素子Ｑ１のコレクタ−
エミッタ間電圧ＶQ1及びコレクタ電流ＩQ1により示され
る。つまり、スイッチング素子Ｑ１がオフとなる期間Ｔ
OFFにおいては、コレクタ電流ＩQ1は０レベルになると
共に、コレクタ−エミッタ間電圧ＶQ1としては、一次側
電圧共振回路による電圧共振パルス電圧が得られる。こ
れに対して、スイッチング素子Ｑ１がオンとなる期間Ｔ
ONにおいては、図示する波形によりコレクタ電流ＩQ1が
流れると共に、コレクタ−エミッタ間電圧ＶQ1は０レベ
ルとなる。このようなスイッチング動作により、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）には
図示するように電流Ｉ１が流れるが、この電流Ｉ１は図
示するように外側巻線Ｎ1Aへの電流Ｉ1Aと内側巻線Ｎ1B
への電流Ｉ1Bに分流する。電流Ｉ１は７．６Ａ（P-P）
で、電流Ｉ1A＝電流Ｉ1B＝３．８Ａ(P-P)である。また
二次巻線Ｎ２の電流Ｉ２、二次側共振電圧Ｖ２は図示す
るようになる。
【００７１】そして図５に示されるように、負荷電力Ｐ
ｏ＝２００Ｗ時にはＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/D
C）は、先行技術例の９１．１％から９２．２％に向上
する。また負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ時には、先行技術例の
９０．１％から９２．１％に向上する。即ち本例によれ
ば、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの場合であっても、入力全
波整流回路による電源回路において、入力倍電圧整流回
路による電源回路と同等以上のＡＣ／ＤＣ電力変換効率
（ηAC/DC）、つまり９２％以上のＡＣ／ＤＣ電力変換
効率を実現できる。また、入力倍電圧整流回路の場合、
平滑コンデンサＣｉやスイッチング素子Ｑ１の耐圧は１
５００Ｖが必要となるが、本例の場合は耐圧８００Ｖで
よく、回路構成上、有利なものとできる。
ｏ＝２００Ｗ時にはＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/D
C）は、先行技術例の９１．１％から９２．２％に向上
する。また負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ時には、先行技術例の
９０．１％から９２．１％に向上する。即ち本例によれ
ば、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの場合であっても、入力全
波整流回路による電源回路において、入力倍電圧整流回
路による電源回路と同等以上のＡＣ／ＤＣ電力変換効率
（ηAC/DC）、つまり９２％以上のＡＣ／ＤＣ電力変換
効率を実現できる。また、入力倍電圧整流回路の場合、
平滑コンデンサＣｉやスイッチング素子Ｑ１の耐圧は１
５００Ｖが必要となるが、本例の場合は耐圧８００Ｖで
よく、回路構成上、有利なものとできる。
【００７２】ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）が向
上するのは、絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップ
をゼロとしたこと、及び一次側巻線を外側巻線Ｎ1Aと内
側巻線Ｎ1Bに分割して一次電流を電流Ｉ1A、Ｉ1B（Ｉ1A
＝Ｉ1B）に分流させたことによるが、これには次のよう
な理由が考えられる。 ・一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の結合係数が０．８から
０．９５に向上したことによって漏洩磁束が低減し、一
次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の渦電流損失が低下するた
め。 ・ギャップ周辺のフリンジ磁束によって一次巻線Ｎ１と
二次巻線Ｎ２の局部的な電力損失が解消されて絶縁コン
バータトランスＰＩＴの銅損が低減するため。 ・一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の増加によって、一次電
流Ｉ１と二次電流Ｉ２が低減したことによって、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの銅損とスイッチング素子Ｑ１
のスイッチング損失が低減するため。 ・一次電流が電流Ｉ1A、Ｉ1Bに分流することで一次側巻
線での銅損が低減するため。
上するのは、絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップ
をゼロとしたこと、及び一次側巻線を外側巻線Ｎ1Aと内
側巻線Ｎ1Bに分割して一次電流を電流Ｉ1A、Ｉ1B（Ｉ1A
＝Ｉ1B）に分流させたことによるが、これには次のよう
な理由が考えられる。 ・一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の結合係数が０．８から
０．９５に向上したことによって漏洩磁束が低減し、一
次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の渦電流損失が低下するた
め。 ・ギャップ周辺のフリンジ磁束によって一次巻線Ｎ１と
二次巻線Ｎ２の局部的な電力損失が解消されて絶縁コン
バータトランスＰＩＴの銅損が低減するため。 ・一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の増加によって、一次電
流Ｉ１と二次電流Ｉ２が低減したことによって、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの銅損とスイッチング素子Ｑ１
のスイッチング損失が低減するため。 ・一次電流が電流Ｉ1A、Ｉ1Bに分流することで一次側巻
線での銅損が低減するため。
【００７３】また本実施の形態の場合、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴにおいてギャップを形成しないため、製
造にあたりギャップを形成するための工程は不要となる
ので、それだけ製造工程が簡略化され、コストダウンを
図ることが可能になる。また、密結合とされることで、
絶縁コンバータトランスＰＩＴからの漏洩磁束も低減さ
れるので、例えば銅板によるショートリングを絶縁コン
バータトランスＰＩＴに巻回して施す必要もなくなる。
この点でも、絶縁コンバータトランスＰＩＴの製造工程
が簡略化され、また、コストダウンが促進されることに
なる。さらに、ギャップが無くなったことで、絶縁コン
バータトランスＰＩＴの巻線の局部的な温度上昇の問題
も解消され、それだけ信頼性が向上することにもなる。
トランスＰＩＴにおいてギャップを形成しないため、製
造にあたりギャップを形成するための工程は不要となる
ので、それだけ製造工程が簡略化され、コストダウンを
図ることが可能になる。また、密結合とされることで、
絶縁コンバータトランスＰＩＴからの漏洩磁束も低減さ
れるので、例えば銅板によるショートリングを絶縁コン
バータトランスＰＩＴに巻回して施す必要もなくなる。
この点でも、絶縁コンバータトランスＰＩＴの製造工程
が簡略化され、また、コストダウンが促進されることに
なる。さらに、ギャップが無くなったことで、絶縁コン
バータトランスＰＩＴの巻線の局部的な温度上昇の問題
も解消され、それだけ信頼性が向上することにもなる。
【００７４】＜第２の実施の形態＞図６に第２の実施の
形態のスイッチング電源回路を示す。なお、一次側及び
二次側の基本的な構成は図１の回路と同様であり、同一
部分は同一符号を付して説明を省略する。この図６の回
路は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの外側巻線Ｎ1Aと
内側巻線Ｎ1Bの巻方向が図１と異なるものとなってい
る。
形態のスイッチング電源回路を示す。なお、一次側及び
二次側の基本的な構成は図１の回路と同様であり、同一
部分は同一符号を付して説明を省略する。この図６の回
路は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの外側巻線Ｎ1Aと
内側巻線Ｎ1Bの巻方向が図１と異なるものとなってい
る。
【００７５】この場合、外側巻線Ｎ1Aの巻始め端は、共
振電流検出巻線ＮAを介して平滑コンデンサＣｉの正極
に接続され、巻終わり端がスイッチング素子Ｑ１のコレ
クタに接続される。内側巻線Ｎ1Bの巻始め端は、インダ
クタＬC1を介して外側巻線Ｎ1Aの巻始め端と接続され、
共振電流検出巻線ＮAを介して平滑コンデンサＣｉの正
極に接続される。そして内側巻線Ｎ1Bの巻終わり端がス
イッチング素子Ｑ１のコレクタに接続される。即ち、外
側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bの巻方向は同方向とされてい
る。絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアには図７，図
８に示すようにギャップは形成されない。
振電流検出巻線ＮAを介して平滑コンデンサＣｉの正極
に接続され、巻終わり端がスイッチング素子Ｑ１のコレ
クタに接続される。内側巻線Ｎ1Bの巻始め端は、インダ
クタＬC1を介して外側巻線Ｎ1Aの巻始め端と接続され、
共振電流検出巻線ＮAを介して平滑コンデンサＣｉの正
極に接続される。そして内側巻線Ｎ1Bの巻終わり端がス
イッチング素子Ｑ１のコレクタに接続される。即ち、外
側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bの巻方向は同方向とされてい
る。絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアには図７，図
８に示すようにギャップは形成されない。
【００７６】上述したように図１の回路の場合は、外側
巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bが逆転捲きとされたことによ
り、絶縁のための層間テープを不要としていたが、この
図６の場合は、電圧共振パルス電圧が印加される内側巻
線Ｎ1Bの巻終わり端と、これに続いて巻装される外側巻
線Ｎ1Aの巻始め端とが異なる電位となるため、図７，図
８に示すように、絶縁のための層間テープＴＰを施すこ
とが必要となる。この図６の第２の実施の形態によって
も、上記第１の実施の形態と同様の効果を得ることがで
きる。
巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bが逆転捲きとされたことによ
り、絶縁のための層間テープを不要としていたが、この
図６の場合は、電圧共振パルス電圧が印加される内側巻
線Ｎ1Bの巻終わり端と、これに続いて巻装される外側巻
線Ｎ1Aの巻始め端とが異なる電位となるため、図７，図
８に示すように、絶縁のための層間テープＴＰを施すこ
とが必要となる。この図６の第２の実施の形態によって
も、上記第１の実施の形態と同様の効果を得ることがで
きる。
【００７７】＜第３の実施の形態＞図９に第３の実施の
形態のスイッチング電源回路を示す。なお、一次側の構
成、及び二次側の半波整流回路の構成は図１の回路と同
様であり、同一部分は同一符号を付して説明を省略す
る。
形態のスイッチング電源回路を示す。なお、一次側の構
成、及び二次側の半波整流回路の構成は図１の回路と同
様であり、同一部分は同一符号を付して説明を省略す
る。
【００７８】この例では、二次側においても二次巻線を
外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bに分割している。即ち絶縁
コンバータトランスＰＩＴは、磁脚にギャップを形成し
ていないコアに対して一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）及び二次
巻線（Ｎ2A、Ｎ2B）を巻装し、一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）
と二次巻線（Ｎ2A、Ｎ2B）とが所要以上の結合係数によ
る密結合の状態となるように形成される。
外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bに分割している。即ち絶縁
コンバータトランスＰＩＴは、磁脚にギャップを形成し
ていないコアに対して一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）及び二次
巻線（Ｎ2A、Ｎ2B）を巻装し、一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）
と二次巻線（Ｎ2A、Ｎ2B）とが所要以上の結合係数によ
る密結合の状態となるように形成される。
【００７９】一次側の外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1B（及
びインダクタＬ1C）の構成は図１と同様である。二次側
の巻線としては、図１０，図１１にも示すように、ボビ
ンＢの外側に巻回されることになる外側巻線Ｎ2Aと、ボ
ビンの内側に巻回されることになる内側巻線Ｎ2Bに分割
され、外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bの巻数は同数とされ
る。例えば外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bは、それぞれ６
０μｍ／８０束のリッツ線により同数巻装する。
びインダクタＬ1C）の構成は図１と同様である。二次側
の巻線としては、図１０，図１１にも示すように、ボビ
ンＢの外側に巻回されることになる外側巻線Ｎ2Aと、ボ
ビンの内側に巻回されることになる内側巻線Ｎ2Bに分割
され、外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bの巻数は同数とされ
る。例えば外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bは、それぞれ６
０μｍ／８０束のリッツ線により同数巻装する。
【００８０】外側巻線Ｎ2Aの巻始め端、及び内側巻線Ｎ
2Bの巻終わり端はダイオードＤ01のアノード側に接続さ
れている。また外側巻線Ｎ2Aの巻終わり端は二次側アー
スと接続されており、内側巻線Ｎ2Bの巻始め端は、イン
ダクタＬ2Cを介して二次側アースと接続される。また、
内側巻線Ｎ2Bには、インダクタＬ2Cが直列接続される。
インダクタＬ2Cは、一次側におけるインダクタＬ1Cと同
様の目的で設けられるものである。即ち内側巻線Ｎ2Bの
漏洩インダクタンスＬ2Bが、外側巻線Ｎ2Aの漏洩インダ
クタンスＬ2Aより少ないことに対応して、これを同等と
するためのものであり、内側巻線Ｎ2BとインダクタＬ2C
の直列回路が外側巻線Ｎ2Aと並列接続されることで、内
側巻線Ｎ2B側のインダクタンス（Ｌ2B、Ｌ2C）を、外側
巻線Ｎ2A側のインダクタンス（Ｌ2A）と同等となるよう
にし、これによって二次側の電流Ｉ2B＝電流Ｉ2Aとする
ものである。
2Bの巻終わり端はダイオードＤ01のアノード側に接続さ
れている。また外側巻線Ｎ2Aの巻終わり端は二次側アー
スと接続されており、内側巻線Ｎ2Bの巻始め端は、イン
ダクタＬ2Cを介して二次側アースと接続される。また、
内側巻線Ｎ2Bには、インダクタＬ2Cが直列接続される。
インダクタＬ2Cは、一次側におけるインダクタＬ1Cと同
様の目的で設けられるものである。即ち内側巻線Ｎ2Bの
漏洩インダクタンスＬ2Bが、外側巻線Ｎ2Aの漏洩インダ
クタンスＬ2Aより少ないことに対応して、これを同等と
するためのものであり、内側巻線Ｎ2BとインダクタＬ2C
の直列回路が外側巻線Ｎ2Aと並列接続されることで、内
側巻線Ｎ2B側のインダクタンス（Ｌ2B、Ｌ2C）を、外側
巻線Ｎ2A側のインダクタンス（Ｌ2A）と同等となるよう
にし、これによって二次側の電流Ｉ2B＝電流Ｉ2Aとする
ものである。
【００８１】また、内側巻線Ｎ2BとインダクタＬ2Cの直
列回路が、外側巻線Ｎ2Aに対して並列接続されて一次巻
線が形成されるとともに、この場合、内側巻線Ｎ2Bと外
側巻線Ｎ2Aは、巻方向が逆の逆転捲きとされているもの
となる。従って、内側巻線Ｎ2Bと外側巻線Ｎ2Aの間に絶
縁のための層間テープを施すことは不要で、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの構造は図１０，図１１に示すよう
になる。
列回路が、外側巻線Ｎ2Aに対して並列接続されて一次巻
線が形成されるとともに、この場合、内側巻線Ｎ2Bと外
側巻線Ｎ2Aは、巻方向が逆の逆転捲きとされているもの
となる。従って、内側巻線Ｎ2Bと外側巻線Ｎ2Aの間に絶
縁のための層間テープを施すことは不要で、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの構造は図１０，図１１に示すよう
になる。
【００８２】このように二次側の巻線についても外側巻
線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bに分割し、二次電流Ｉ２を電流Ｉ
2A、Ｉ2Bに分流させるようにする（Ｉ2A＝Ｉ2B＝Ｉ２／
２）ことで、二次側巻線における銅損も低減し、ＡＣ／
ＤＣ電力変換効率を更に向上できる。
線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bに分割し、二次電流Ｉ２を電流Ｉ
2A、Ｉ2Bに分流させるようにする（Ｉ2A＝Ｉ2B＝Ｉ２／
２）ことで、二次側巻線における銅損も低減し、ＡＣ／
ＤＣ電力変換効率を更に向上できる。
【００８３】＜第４の実施の形態＞図１２に第４の実施
の形態のスイッチング電源回路を示す。なお、一次側の
構成、及び二次側の半波整流回路の構成は図６の回路と
同様である。この図１２の回路は、絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの一次側において、外側巻線Ｎ1Aと内側巻線
Ｎ1Bの巻方向を同方向とし、また二次側において、外側
巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bの巻方向を同方向としたもので
ある。
の形態のスイッチング電源回路を示す。なお、一次側の
構成、及び二次側の半波整流回路の構成は図６の回路と
同様である。この図１２の回路は、絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの一次側において、外側巻線Ｎ1Aと内側巻線
Ｎ1Bの巻方向を同方向とし、また二次側において、外側
巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bの巻方向を同方向としたもので
ある。
【００８４】即ち一次側においては、外側巻線Ｎ1Aの巻
始め端は、共振電流検出巻線ＮAを介して平滑コンデン
サＣｉの正極に接続され、巻終わり端がスイッチング素
子Ｑ１のコレクタに接続される。内側巻線Ｎ1Bの巻始め
端は、インダクタＬC1を介して外側巻線Ｎ1Aの巻始め端
と接続され、共振電流検出巻線ＮAを介して平滑コンデ
ンサＣｉの正極に接続される。そして内側巻線Ｎ1Bの巻
終わり端がスイッチング素子Ｑ１のコレクタに接続され
る。このように外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bの巻方向は
同方向とされている。
始め端は、共振電流検出巻線ＮAを介して平滑コンデン
サＣｉの正極に接続され、巻終わり端がスイッチング素
子Ｑ１のコレクタに接続される。内側巻線Ｎ1Bの巻始め
端は、インダクタＬC1を介して外側巻線Ｎ1Aの巻始め端
と接続され、共振電流検出巻線ＮAを介して平滑コンデ
ンサＣｉの正極に接続される。そして内側巻線Ｎ1Bの巻
終わり端がスイッチング素子Ｑ１のコレクタに接続され
る。このように外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bの巻方向は
同方向とされている。
【００８５】また二次側においては、外側巻線Ｎ2Aの巻
始め端、及び内側巻線Ｎ2Bの巻始め端はダイオードＤ01
のアノード側に接続される。また外側巻線Ｎ2Aの巻終わ
り端は二次側アースと接続されており、内側巻線Ｎ2Bの
巻終わり端は、インダクタＬ1Cを介して二次側アースと
接続される。つまり外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bの巻方
向は同方向とされている。
始め端、及び内側巻線Ｎ2Bの巻始め端はダイオードＤ01
のアノード側に接続される。また外側巻線Ｎ2Aの巻終わ
り端は二次側アースと接続されており、内側巻線Ｎ2Bの
巻終わり端は、インダクタＬ1Cを介して二次側アースと
接続される。つまり外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bの巻方
向は同方向とされている。
【００８６】従ってこの場合、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴにおいては図１３，図１４に示すように、一次側
巻線及び二次側巻線について、それぞれ外側巻線Ｎ1A、
Ｎ2Aと内側巻線Ｎ1B、Ｎ2Bの間に、絶縁のための層間テ
ープＴＰを施すことが必要となる。この図１２の第４の
実施の形態によっても、上記第３の実施の形態と同様の
効果を得ることができる。
ＰＩＴにおいては図１３，図１４に示すように、一次側
巻線及び二次側巻線について、それぞれ外側巻線Ｎ1A、
Ｎ2Aと内側巻線Ｎ1B、Ｎ2Bの間に、絶縁のための層間テ
ープＴＰを施すことが必要となる。この図１２の第４の
実施の形態によっても、上記第３の実施の形態と同様の
効果を得ることができる。
【００８７】＜第５の実施の形態＞第５の実施の形態の
スイッチング電源回路を図１５に示す。この第５の実施
の形態は、一次側が二石構成の自励式による電流共振形
コンバータであって部分電圧共振回路を備え、二次側に
部分電圧共振回路を備えた複合共振形コンバータとして
のスイッチング電源回路である。
スイッチング電源回路を図１５に示す。この第５の実施
の形態は、一次側が二石構成の自励式による電流共振形
コンバータであって部分電圧共振回路を備え、二次側に
部分電圧共振回路を備えた複合共振形コンバータとして
のスイッチング電源回路である。
【００８８】この図に示す電源回路においては、商用交
流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を
得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ
及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流平滑回路が備
えられ、交流入力電圧ＶACの等倍のレベルに対応する整
流平滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。
流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を
得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ
及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流平滑回路が備
えられ、交流入力電圧ＶACの等倍のレベルに対応する整
流平滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。
【００８９】この図に示す一次側の自励式による電流共
振形コンバータとしては、図のように２つのスイッチン
グ素子Ｑ1，Ｑ2を備えて成る。この場合、スイッチング
素子Ｑ1，Ｑ2については、バイポーラトランジスタが選
定されている。これらスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、ハ
ーフブリッジ結合方式によって接続されている。つま
り、スイッチング素子Ｑ1のコレクタは、整流平滑電圧
Ｅｉのライン（平滑コンデンサＣｉの正極端子）と接続
される。スイッチング素子Ｑ1のエミッタは、スイッチ
ング素子Ｑ2のコレクタと接続され、スイッチング素子
Ｑ2のエミッタは一次側アースに対して接続される。
振形コンバータとしては、図のように２つのスイッチン
グ素子Ｑ1，Ｑ2を備えて成る。この場合、スイッチング
素子Ｑ1，Ｑ2については、バイポーラトランジスタが選
定されている。これらスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、ハ
ーフブリッジ結合方式によって接続されている。つま
り、スイッチング素子Ｑ1のコレクタは、整流平滑電圧
Ｅｉのライン（平滑コンデンサＣｉの正極端子）と接続
される。スイッチング素子Ｑ1のエミッタは、スイッチ
ング素子Ｑ2のコレクタと接続され、スイッチング素子
Ｑ2のエミッタは一次側アースに対して接続される。
【００９０】また、スイッチング素子Ｑ1のベースに対
しては、ベース電流制限抵抗ＲB1−共振用コンデンサＣ
B1−駆動巻線ＮB1を直列接続して成る自励発振駆動回路
が接続される。ここで、共振用コンデンサＣB1−駆動巻
線ＮB1の直列接続は、共振用コンデンサＣB1のキャパシ
タンスと、駆動巻線ＮB1のインダクタンスによって直列
共振回路を形成しており、この直列共振回路の共振周波
数によってスイッチング周波数が決定される。また、ベ
ース電流制限抵抗ＲB1は、自励発振駆動回路からスイッ
チング素子Ｑ1のベースに流すべき駆動信号としてのベ
ース電流レベルを調整する。
しては、ベース電流制限抵抗ＲB1−共振用コンデンサＣ
B1−駆動巻線ＮB1を直列接続して成る自励発振駆動回路
が接続される。ここで、共振用コンデンサＣB1−駆動巻
線ＮB1の直列接続は、共振用コンデンサＣB1のキャパシ
タンスと、駆動巻線ＮB1のインダクタンスによって直列
共振回路を形成しており、この直列共振回路の共振周波
数によってスイッチング周波数が決定される。また、ベ
ース電流制限抵抗ＲB1は、自励発振駆動回路からスイッ
チング素子Ｑ1のベースに流すべき駆動信号としてのベ
ース電流レベルを調整する。
【００９１】また、スイッチング素子Ｑ1のベース−エ
ミッタ間には、ダンパーダイオードＤD1が図示する方向
によって接続される。また、スイッチング素子Ｑ1のコ
レクタ−ベース間には、起動時の電流をベースに流すた
めの起動抵抗Ｒｓ1が接続される。
ミッタ間には、ダンパーダイオードＤD1が図示する方向
によって接続される。また、スイッチング素子Ｑ1のコ
レクタ−ベース間には、起動時の電流をベースに流すた
めの起動抵抗Ｒｓ1が接続される。
【００９２】同様にして、スイッチング素子Ｑ2のベー
スに対しては、ベース電流制限抵抗ＲB2−共振用コンデ
ンサＣB2−駆動巻線ＮB2を直列接続して成る自励発振駆
動回路が接続される。そして、共振用コンデンサＣB2−
駆動巻線ＮB2によって、直列共振回路が形成される。ま
た、ベース−エミッタ間には、ダンパーダイオードＤD2
が接続され、コレクタ−ベース間には起動抵抗Ｒｓ2が
接続される。
スに対しては、ベース電流制限抵抗ＲB2−共振用コンデ
ンサＣB2−駆動巻線ＮB2を直列接続して成る自励発振駆
動回路が接続される。そして、共振用コンデンサＣB2−
駆動巻線ＮB2によって、直列共振回路が形成される。ま
た、ベース−エミッタ間には、ダンパーダイオードＤD2
が接続され、コレクタ−ベース間には起動抵抗Ｒｓ2が
接続される。
【００９３】また、スイッチング素子Ｑ2 のコレクタ−
エミッタ間に対しては、並列に部分共振コンデンサＣｐ
が接続されている。この部分共振コンデンサＣｐのキャ
パシタンスと、一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）及びインダクタ
Ｌ1Cを含む絶縁コンバータトランスＰＩＴのインダクタ
ンス成分（Ｌ1A、Ｌ1B、Ｌ1C）によって並列共振回路
（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチン
グ素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部
分電圧共振動作が得られるようになっている。
エミッタ間に対しては、並列に部分共振コンデンサＣｐ
が接続されている。この部分共振コンデンサＣｐのキャ
パシタンスと、一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）及びインダクタ
Ｌ1Cを含む絶縁コンバータトランスＰＩＴのインダクタ
ンス成分（Ｌ1A、Ｌ1B、Ｌ1C）によって並列共振回路
（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチン
グ素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部
分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００９４】ドライブトランスＰＲＴ (Power Regulati
ng Transformer）はスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッ
チング駆動すると共に、定電圧制御のためにスイッチン
グ周波数を可変制御するために設けられる。このドライ
ブトランスＰＲＴは、駆動巻線ＮB1，ＮB2及び共振電流
検出巻線ＮAを巻回するとともに、更にこれらの各巻線
に対して制御巻線Ｎｃが直交する方向に巻回された可飽
和リアクトルとされている。なお、駆動巻線ＮB1と、駆
動巻線ＮB2は、互いに逆極性の電圧が励起される巻方向
によって巻装されている。
ng Transformer）はスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッ
チング駆動すると共に、定電圧制御のためにスイッチン
グ周波数を可変制御するために設けられる。このドライ
ブトランスＰＲＴは、駆動巻線ＮB1，ＮB2及び共振電流
検出巻線ＮAを巻回するとともに、更にこれらの各巻線
に対して制御巻線Ｎｃが直交する方向に巻回された可飽
和リアクトルとされている。なお、駆動巻線ＮB1と、駆
動巻線ＮB2は、互いに逆極性の電圧が励起される巻方向
によって巻装されている。
【００９５】絶縁コンバータトランスＰＩＴ (Power Is
olation Transformer)はスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2の
スイッチング出力を二次側に伝送する。この絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）の一端
は、共振電流検出巻線ＮAを介してスイッチング素子Ｑ1
のエミッタとスイッチング素子Ｑ2のコレクタの接点
（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチ
ング出力が得られるようにされる。
olation Transformer)はスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2の
スイッチング出力を二次側に伝送する。この絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）の一端
は、共振電流検出巻線ＮAを介してスイッチング素子Ｑ1
のエミッタとスイッチング素子Ｑ2のコレクタの接点
（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチ
ング出力が得られるようにされる。
【００９６】また、図示するように一次巻線（Ｎ1A、Ｎ
1B）の他端は直列共振コンデンサＣ1を介して一次側ア
ースに接続されている。そして、上記直列共振コンデン
サＣ1のキャパシタンスと、一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）及
びインダクタＬ1Cを含む絶縁コンバータトランスＰＩＴ
のインダクタンス成分（Ｌ1A、Ｌ1B、Ｌ1C）により、一
次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする
ための一次側直列共振回路を形成している。このように
して、この図に示す一次側スイッチングコンバータとし
ては、電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共
振動作とが複合的に得られていることになる。
1B）の他端は直列共振コンデンサＣ1を介して一次側ア
ースに接続されている。そして、上記直列共振コンデン
サＣ1のキャパシタンスと、一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）及
びインダクタＬ1Cを含む絶縁コンバータトランスＰＩＴ
のインダクタンス成分（Ｌ1A、Ｌ1B、Ｌ1C）により、一
次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする
ための一次側直列共振回路を形成している。このように
して、この図に示す一次側スイッチングコンバータとし
ては、電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共
振動作とが複合的に得られていることになる。
【００９７】この電源回路のスイッチング動作として
は、例えば次のようになる。先ず商用交流電源ＡＣが投
入されると、例えば起動抵抗Ｒｓ1，Ｒｓ2を介してスイ
ッチング素子Ｑ1、Ｑ2のベースに起動のためのベース電
流が供給されることになる。ここで、例えばドライブト
ランスＰＲＴの駆動巻線ＮB1，ＮB2には、互いに逆極性
の電圧が励起されることになるので、スイッチング素子
Ｑ1が先にオンとなったとすれば、スイッチング素子Ｑ2
はオフとなるように制御される。そして、これら駆動巻
線ＮB1，ＮB2に励起された交番電圧を源として、スイッ
チング素子Ｑ1，Ｑ2の各自励発振駆動回路が、共振動作
による自励発振動作を行う。これにより、スイッチング
素子Ｑ1，Ｑ2が交互にオン／オフするように制御され
る。つまりスイッチング動作を行うことになる。そして
例えばスイッチング素子Ｑ1がオンとなったときには、
そのスイッチング出力として、共振電流検出巻線ＮAを
介して一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）及び直列共振コンデンサ
Ｃ1に共振電流が流れるが、この共振電流が０となる近
傍で、スイッチング素子Ｑ1がオフとなるとともに、ス
イッチング素子Ｑ2がオンとなる。これにより、スイッ
チング素子Ｑ2を介して先とは逆方向の共振電流が流れ
る。以降、ＺＶＳ及びＺＣＳにより、スイッチング素子
Ｑ1、Ｑ2が交互にオンとなる自励式のスイッチング動作
が継続される。また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2がオン
／オフ動作に伴い、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターン
オフ時の短期間においては、部分共振コンデンサＣｐに
電流が流れる。つまり、部分電圧共振動作が得られる。
は、例えば次のようになる。先ず商用交流電源ＡＣが投
入されると、例えば起動抵抗Ｒｓ1，Ｒｓ2を介してスイ
ッチング素子Ｑ1、Ｑ2のベースに起動のためのベース電
流が供給されることになる。ここで、例えばドライブト
ランスＰＲＴの駆動巻線ＮB1，ＮB2には、互いに逆極性
の電圧が励起されることになるので、スイッチング素子
Ｑ1が先にオンとなったとすれば、スイッチング素子Ｑ2
はオフとなるように制御される。そして、これら駆動巻
線ＮB1，ＮB2に励起された交番電圧を源として、スイッ
チング素子Ｑ1，Ｑ2の各自励発振駆動回路が、共振動作
による自励発振動作を行う。これにより、スイッチング
素子Ｑ1，Ｑ2が交互にオン／オフするように制御され
る。つまりスイッチング動作を行うことになる。そして
例えばスイッチング素子Ｑ1がオンとなったときには、
そのスイッチング出力として、共振電流検出巻線ＮAを
介して一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）及び直列共振コンデンサ
Ｃ1に共振電流が流れるが、この共振電流が０となる近
傍で、スイッチング素子Ｑ1がオフとなるとともに、ス
イッチング素子Ｑ2がオンとなる。これにより、スイッ
チング素子Ｑ2を介して先とは逆方向の共振電流が流れ
る。以降、ＺＶＳ及びＺＣＳにより、スイッチング素子
Ｑ1、Ｑ2が交互にオンとなる自励式のスイッチング動作
が継続される。また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2がオン
／オフ動作に伴い、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターン
オフ時の短期間においては、部分共振コンデンサＣｐに
電流が流れる。つまり、部分電圧共振動作が得られる。
【００９８】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、磁脚に
ギャップを形成していないコアに対して一次巻線（Ｎ1
A、Ｎ1B）及び二次巻線Ｎ２，Ｎ３を巻装し、一次巻線
（Ｎ1A、Ｎ1B）と二次巻線Ｎ２、Ｎ３とが所要以上の結
合係数による密結合の状態となるように形成される。そ
して一次側の巻線としては、ボビンの外側に巻回される
ことになる外側巻線Ｎ1Aと、ボビンの内側に巻回される
ことになる内側巻線Ｎ1Bに分割されており、外側巻線Ｎ
1Aと内側巻線Ｎ1Bの巻数は同数とされる。また、内側巻
線には、インダクタＬ1Cが直列接続される。この絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの構造例については後述する
が、絶縁コンバータトランスＰＩＴの外側巻線Ｎ1Aの巻
始め端、及び内側巻線Ｎ1Bの巻始め端は、共振電流検出
巻線ＮAの直列接続を介してスイッチング出力点（スイ
ッチング素子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２の
コレクタの接続点）と接続されている。また外側巻線Ｎ
1Aの巻終わり端は共振コンデンサＣ１に接続され、内側
巻線Ｎ1Bの巻終わり端は、インダクタＬ1Cを介して共振
コンデンサＣ１に接続されている。つまり、内側巻線Ｎ
1BとインダクタＬ1Cの直列回路が、外側巻線Ｎ1Aに対し
て並列接続されて一次巻線が形成されるとともに、この
場合、内側巻線Ｎ1Bと外側巻線Ｎ1Aは、巻方向が同方向
同軸捲きとされているものとなる。
ギャップを形成していないコアに対して一次巻線（Ｎ1
A、Ｎ1B）及び二次巻線Ｎ２，Ｎ３を巻装し、一次巻線
（Ｎ1A、Ｎ1B）と二次巻線Ｎ２、Ｎ３とが所要以上の結
合係数による密結合の状態となるように形成される。そ
して一次側の巻線としては、ボビンの外側に巻回される
ことになる外側巻線Ｎ1Aと、ボビンの内側に巻回される
ことになる内側巻線Ｎ1Bに分割されており、外側巻線Ｎ
1Aと内側巻線Ｎ1Bの巻数は同数とされる。また、内側巻
線には、インダクタＬ1Cが直列接続される。この絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの構造例については後述する
が、絶縁コンバータトランスＰＩＴの外側巻線Ｎ1Aの巻
始め端、及び内側巻線Ｎ1Bの巻始め端は、共振電流検出
巻線ＮAの直列接続を介してスイッチング出力点（スイ
ッチング素子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２の
コレクタの接続点）と接続されている。また外側巻線Ｎ
1Aの巻終わり端は共振コンデンサＣ１に接続され、内側
巻線Ｎ1Bの巻終わり端は、インダクタＬ1Cを介して共振
コンデンサＣ１に接続されている。つまり、内側巻線Ｎ
1BとインダクタＬ1Cの直列回路が、外側巻線Ｎ1Aに対し
て並列接続されて一次巻線が形成されるとともに、この
場合、内側巻線Ｎ1Bと外側巻線Ｎ1Aは、巻方向が同方向
同軸捲きとされているものとなる。
【００９９】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次巻線Ｎ2に対しては、二次側部分電圧共振コンデンサ
Ｃ20が並列に接続される。例えば、この二次側部分電圧
共振コンデンサＣ20としては、フィルムコンデンサが採
用される。そして、この二次側部分電圧共振コンデンサ
Ｃ20のキャパシタンスと、二次巻線Ｎ2のリーケージイ
ンダクタンスＬ2とによっては、二次側部分電圧共振回
路が形成される。このため、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの二次巻線Ｎ2に交番電圧が励起されることによっ
ては、二次側にて部分共振（電圧共振）動作が得られる
ことになる。つまり、図１に示す電源回路は、一次側で
は電流共振動作及び部分電圧共振動作が得られると共
に、二次側においても部分電圧共振動作が得られる複合
共振形コンバータとして構成されていることになる。
次巻線Ｎ2に対しては、二次側部分電圧共振コンデンサ
Ｃ20が並列に接続される。例えば、この二次側部分電圧
共振コンデンサＣ20としては、フィルムコンデンサが採
用される。そして、この二次側部分電圧共振コンデンサ
Ｃ20のキャパシタンスと、二次巻線Ｎ2のリーケージイ
ンダクタンスＬ2とによっては、二次側部分電圧共振回
路が形成される。このため、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの二次巻線Ｎ2に交番電圧が励起されることによっ
ては、二次側にて部分共振（電圧共振）動作が得られる
ことになる。つまり、図１に示す電源回路は、一次側で
は電流共振動作及び部分電圧共振動作が得られると共
に、二次側においても部分電圧共振動作が得られる複合
共振形コンバータとして構成されていることになる。
【０１００】上記二次巻線Ｎ2に対しては、図示するよ
うにしてブリッジ整流回路ＤBR及び平滑コンデンサＣO1
が接続されることで全波整流回路が形成される。この全
波整流回路の全波整流動作によって、平滑コンデンサＣ
O1の両端に二次側直流出力電圧ＥO1が得られるようにな
っている。この二次側直流出力電圧ＥO1は、図示しない
負荷に対して供給される。さらに、この二次側直流出力
電圧ＥO1は、図示するように制御回路１のための検出電
圧としても分岐して入力される。
うにしてブリッジ整流回路ＤBR及び平滑コンデンサＣO1
が接続されることで全波整流回路が形成される。この全
波整流回路の全波整流動作によって、平滑コンデンサＣ
O1の両端に二次側直流出力電圧ＥO1が得られるようにな
っている。この二次側直流出力電圧ＥO1は、図示しない
負荷に対して供給される。さらに、この二次側直流出力
電圧ＥO1は、図示するように制御回路１のための検出電
圧としても分岐して入力される。
【０１０１】また二次側においては、さらに二次巻線Ｎ
３が巻装される。この二次巻線Ｎ３はセンタータップ点
が二次側アースに接続されると共に、一端はダイオード
Ｄ01のアノードに接続され、他端はダイオードＤ02のア
ノードに接続される。そしてダイオードＤ01、Ｄ02のカ
ソードは平滑コンデンサＣ02の正極側に接続され、これ
によって量は整流平滑回路が形成されて、例えば低電圧
の直流出力電圧Ｅ02を得るようにしている。
３が巻装される。この二次巻線Ｎ３はセンタータップ点
が二次側アースに接続されると共に、一端はダイオード
Ｄ01のアノードに接続され、他端はダイオードＤ02のア
ノードに接続される。そしてダイオードＤ01、Ｄ02のカ
ソードは平滑コンデンサＣ02の正極側に接続され、これ
によって量は整流平滑回路が形成されて、例えば低電圧
の直流出力電圧Ｅ02を得るようにしている。
【０１０２】制御回路１は二次側直流出力電圧ＥO1のレ
ベル変化に応じ、制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電
流）レベルを可変することで、直交形制御トランスＰＲ
Ｔに巻装された駆動巻線ＮB1、ＮB2のインダクタンスＬ
B1、ＬB2を可変制御する。これにより、駆動巻線ＮB1の
インダクタンスＬB1を含んで形成されるスイッチング素
子Ｑ1のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共
振条件が変化する。また駆動巻線ＮB2のインダクタンス
ＬB2を含んで形成されるスイッチング素子Ｑ２のための
自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化す
る。これによりスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチ
ング周波数が可変され、この動作によって二次側の直流
出力電圧を安定化する。
ベル変化に応じ、制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電
流）レベルを可変することで、直交形制御トランスＰＲ
Ｔに巻装された駆動巻線ＮB1、ＮB2のインダクタンスＬ
B1、ＬB2を可変制御する。これにより、駆動巻線ＮB1の
インダクタンスＬB1を含んで形成されるスイッチング素
子Ｑ1のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共
振条件が変化する。また駆動巻線ＮB2のインダクタンス
ＬB2を含んで形成されるスイッチング素子Ｑ２のための
自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化す
る。これによりスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチ
ング周波数が可変され、この動作によって二次側の直流
出力電圧を安定化する。
【０１０３】この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
としては、例えば上述した図７又は図８に断面図として
示した構造、即ち一対のＥ型コア又は一対のＵ型コアを
有した構造とされる。上述したように例えばフェライト
材による一対のＥ型コアＣＲ１，ＣＲ２又は一対のＵ型
コアＣＲ１１，ＣＲ１２においては各中央磁脚が対向す
る面にギャップは形成されない。そして本実施の形態で
は、一対のＥ型コアＣＲ１，ＣＲ２により形成されるＥ
Ｅ形コア、又は一対のＵ型コアＣＲ１１，ＣＲ１２によ
り形成されるＵＵ形コアに対して一次巻線（Ｎ1A，Ｎ1
B）及び二次巻線Ｎ２を巻装するために、一次／二次分
割ボビンＢが用いられ、一次側においては、まず内側巻
線Ｎ1Bが巻装され、その外周側に上述のように同方向同
軸捲きにより外側巻線Ｎ1Aが巻装された構成となる。ま
た、この場合、外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bは巻方向が
同方向であるため、上記第２の実施の形態で述べた場合
と同様に、外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bの間には絶縁の
ための層間テープＴＰが施されるものとなる。なお、図
７，図８には示されていないが、この場合、二次側には
二次巻線Ｎ３も巻装されることになる。
としては、例えば上述した図７又は図８に断面図として
示した構造、即ち一対のＥ型コア又は一対のＵ型コアを
有した構造とされる。上述したように例えばフェライト
材による一対のＥ型コアＣＲ１，ＣＲ２又は一対のＵ型
コアＣＲ１１，ＣＲ１２においては各中央磁脚が対向す
る面にギャップは形成されない。そして本実施の形態で
は、一対のＥ型コアＣＲ１，ＣＲ２により形成されるＥ
Ｅ形コア、又は一対のＵ型コアＣＲ１１，ＣＲ１２によ
り形成されるＵＵ形コアに対して一次巻線（Ｎ1A，Ｎ1
B）及び二次巻線Ｎ２を巻装するために、一次／二次分
割ボビンＢが用いられ、一次側においては、まず内側巻
線Ｎ1Bが巻装され、その外周側に上述のように同方向同
軸捲きにより外側巻線Ｎ1Aが巻装された構成となる。ま
た、この場合、外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bは巻方向が
同方向であるため、上記第２の実施の形態で述べた場合
と同様に、外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bの間には絶縁の
ための層間テープＴＰが施されるものとなる。なお、図
７，図８には示されていないが、この場合、二次側には
二次巻線Ｎ３も巻装されることになる。
【０１０４】そして絶縁コンバータトランスＰＩＴで
は、ギャップをゼロとすることで、一次巻線（Ｎ1A，Ｎ
1B）と二次巻線Ｎ２の結合係数を０．９５程度の密結合
の状態としている。ところで、例えば図２７，図２８の
ような先行技術の電源回路では、絶縁コンバータトラン
スＰＩＴについて疎結合の状態とすることで磁気飽和を
抑制していた。一方、本例においては、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴについてギャップゼロとし、密結合とし
ている。先行技術のように絶縁コンバータトランスに１
ｍｍのギャップを設ける場合、例えば直流出力電圧Ｅ01
＝１３５Ｖを得るためには、二次巻線Ｎ２＝４５Ｔであ
り、二次巻線Ｎ２の１Ｔあたりの誘起電圧は３Ｖ／Ｔで
あったが、本例のギャップゼロとした場合、フェライト
磁心の磁束密度が上昇するため、二次巻線Ｎ２＝５５Ｔ
として、二次巻線Ｎ２の１Ｔあたりの誘起電圧を２．４
５Ｖ／Ｔに低下させ、フェライト磁心の磁束密度を先行
技術の場合と同等とすることで磁気飽和を抑制する。
は、ギャップをゼロとすることで、一次巻線（Ｎ1A，Ｎ
1B）と二次巻線Ｎ２の結合係数を０．９５程度の密結合
の状態としている。ところで、例えば図２７，図２８の
ような先行技術の電源回路では、絶縁コンバータトラン
スＰＩＴについて疎結合の状態とすることで磁気飽和を
抑制していた。一方、本例においては、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴについてギャップゼロとし、密結合とし
ている。先行技術のように絶縁コンバータトランスに１
ｍｍのギャップを設ける場合、例えば直流出力電圧Ｅ01
＝１３５Ｖを得るためには、二次巻線Ｎ２＝４５Ｔであ
り、二次巻線Ｎ２の１Ｔあたりの誘起電圧は３Ｖ／Ｔで
あったが、本例のギャップゼロとした場合、フェライト
磁心の磁束密度が上昇するため、二次巻線Ｎ２＝５５Ｔ
として、二次巻線Ｎ２の１Ｔあたりの誘起電圧を２．４
５Ｖ／Ｔに低下させ、フェライト磁心の磁束密度を先行
技術の場合と同等とすることで磁気飽和を抑制する。
【０１０５】また例えば先行技術の電源回路では、絶縁
コンバータトランスＰＩＴについて疎結合の状態とする
ことで、中間負荷時における異常発振を抑止していたも
のであるが、これに対して、本実施の形態の電源回路で
は、二次側に備えられる部分電圧共振回路の共振動作に
よって、中間負荷時に異常発振が生じないようにしてい
る。このようにすることで、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴを密結合の状態となるように構成しても、電源回路
の動作上での問題は生じないことになる。
コンバータトランスＰＩＴについて疎結合の状態とする
ことで、中間負荷時における異常発振を抑止していたも
のであるが、これに対して、本実施の形態の電源回路で
は、二次側に備えられる部分電圧共振回路の共振動作に
よって、中間負荷時に異常発振が生じないようにしてい
る。このようにすることで、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴを密結合の状態となるように構成しても、電源回路
の動作上での問題は生じないことになる。
【０１０６】また、一次側巻線としての外側巻線Ｎ1Aと
内側巻線Ｎ1Bについては、巻数は同等であるが、内側に
巻装される内側巻線Ｎ1Bの漏洩インダクタンスＬ1Bは、
外側巻線Ｎ1Bの漏洩インダクタンスＬ1Aより少なくな
る。そして一次電流Ｉ１は、外側巻線Ｎ1Aに流れる電流
Ｉ1Aと内側巻線Ｎ1Bに流れる電流Ｉ1Bに分流するが、上
記漏洩インダクタンスＮ1A、Ｎ1Bの差により、そのまま
では、Ｉ1B＞Ｉ1Aとなってしまう。そこで、内側巻線Ｎ
1Bに対して直列にインダクタＬ1Cを接続し、内側巻線Ｎ
1B側のインダクタンス（Ｌ1B、Ｌ1C）を、外側巻線Ｎ1A
側のインダクタンス（Ｌ1A）と同等となるようにし、こ
れによって電流Ｉ1B＝電流Ｉ1Aとしている。
内側巻線Ｎ1Bについては、巻数は同等であるが、内側に
巻装される内側巻線Ｎ1Bの漏洩インダクタンスＬ1Bは、
外側巻線Ｎ1Bの漏洩インダクタンスＬ1Aより少なくな
る。そして一次電流Ｉ１は、外側巻線Ｎ1Aに流れる電流
Ｉ1Aと内側巻線Ｎ1Bに流れる電流Ｉ1Bに分流するが、上
記漏洩インダクタンスＮ1A、Ｎ1Bの差により、そのまま
では、Ｉ1B＞Ｉ1Aとなってしまう。そこで、内側巻線Ｎ
1Bに対して直列にインダクタＬ1Cを接続し、内側巻線Ｎ
1B側のインダクタンス（Ｌ1B、Ｌ1C）を、外側巻線Ｎ1A
側のインダクタンス（Ｌ1A）と同等となるようにし、こ
れによって電流Ｉ1B＝電流Ｉ1Aとしている。
【０１０７】図１６に交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負
荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗの際の各部の動作波形を示す。ま
た図１７に交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ
＝０Ｗ〜１２５Ｗの変動に対する、ＡＣ／ＤＣ電力変換
効率（ηAC/DC）及びスイッチング周波数ｆｓの変化特
性を示している。なお、図１７において実線は本例の図
１５の回路の場合の特性であり、破線は比較のために付
記した図２８の先行技術例の特性である。さらに図１８
は、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ時の交流入力電圧ＶAC＝９
０Ｖ〜１４０Ｖの変動に対する、ＡＣ／ＤＣ電力変換効
率（ηAC/DC）及びスイッチング周波数ｆｓの変化特性
を示している。各部は次のように選定される。 一次巻線の外側巻線Ｎ1A＝２７Ｔ：６０μｍ／１３０束
のリッツ線 一次巻線の内側巻線Ｎ1B＝２７Ｔ：６０μｍ／１３０束
のリッツ線 二次巻線Ｎ2＝５５Ｔ：６０μｍ／１３０束のリッツ線 ギャップゼロ、結合係数ｋ＝０．９４ 一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．１８μＦ 一次側部分電圧共振コンデンサＣｐ＝６８００ｐＦ 二次側部分電圧共振コンデンサＣ20＝２２００ｐＦ 外側巻線Ｎ1Aの漏洩インダクタンスＬ1A＝６４μＨ 内側巻線Ｎ1Bの漏洩インダクタンスＬ1B＝６０μＨ インダクタＬ1C＝４．７μＨ
荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗの際の各部の動作波形を示す。ま
た図１７に交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ
＝０Ｗ〜１２５Ｗの変動に対する、ＡＣ／ＤＣ電力変換
効率（ηAC/DC）及びスイッチング周波数ｆｓの変化特
性を示している。なお、図１７において実線は本例の図
１５の回路の場合の特性であり、破線は比較のために付
記した図２８の先行技術例の特性である。さらに図１８
は、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ時の交流入力電圧ＶAC＝９
０Ｖ〜１４０Ｖの変動に対する、ＡＣ／ＤＣ電力変換効
率（ηAC/DC）及びスイッチング周波数ｆｓの変化特性
を示している。各部は次のように選定される。 一次巻線の外側巻線Ｎ1A＝２７Ｔ：６０μｍ／１３０束
のリッツ線 一次巻線の内側巻線Ｎ1B＝２７Ｔ：６０μｍ／１３０束
のリッツ線 二次巻線Ｎ2＝５５Ｔ：６０μｍ／１３０束のリッツ線 ギャップゼロ、結合係数ｋ＝０．９４ 一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．１８μＦ 一次側部分電圧共振コンデンサＣｐ＝６８００ｐＦ 二次側部分電圧共振コンデンサＣ20＝２２００ｐＦ 外側巻線Ｎ1Aの漏洩インダクタンスＬ1A＝６４μＨ 内側巻線Ｎ1Bの漏洩インダクタンスＬ1B＝６０μＨ インダクタＬ1C＝４．７μＨ
【０１０８】なお、比較のために図１７に点線で示した
特性となった先行技術としての図２８の回路の定数を示
すと次の通りである。 一次巻線Ｎ１＝２７Ｔ：６０μｍ／１８０束のリッツ線 二次巻線Ｎ２＝４５Ｔ：６０μｍ／１３０束のリッツ線 ギャップ＝１．４ｍｍ、結合係数ｋ＝０．７５ 一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．１５μＦ 一次側部分電圧共振コンデンサＣｐ＝６８０ｐＦ
特性となった先行技術としての図２８の回路の定数を示
すと次の通りである。 一次巻線Ｎ１＝２７Ｔ：６０μｍ／１８０束のリッツ線 二次巻線Ｎ２＝４５Ｔ：６０μｍ／１３０束のリッツ線 ギャップ＝１．４ｍｍ、結合係数ｋ＝０．７５ 一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．１５μＦ 一次側部分電圧共振コンデンサＣｐ＝６８０ｐＦ
【０１０９】図１６において、スイッチング素子Ｑ2の
動作はコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2、スイッチング電
流ＩQ2により示される。スイッチング素子Ｑ2は、期間
ＴONにおいてオンとなり、期間ＴOFFにおいてオフとな
るようにスイッチング動作を行う。そして、スイッチン
グ素子Ｑ2に流れる電流ＩQ2は、図示するようにして、
期間ＴOFFにおいては０レベルで、期間ＴONにおいて
は、先ず、開始時においてダンパーダイオードＤD2から
スイッチング素子Ｑ2のベース→コレクタを介して負極
正方向にダンパー電流が流れ、この後、コレクタ−エミ
ッタを介して流れる波形となる。
動作はコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2、スイッチング電
流ＩQ2により示される。スイッチング素子Ｑ2は、期間
ＴONにおいてオンとなり、期間ＴOFFにおいてオフとな
るようにスイッチング動作を行う。そして、スイッチン
グ素子Ｑ2に流れる電流ＩQ2は、図示するようにして、
期間ＴOFFにおいては０レベルで、期間ＴONにおいて
は、先ず、開始時においてダンパーダイオードＤD2から
スイッチング素子Ｑ2のベース→コレクタを介して負極
正方向にダンパー電流が流れ、この後、コレクタ−エミ
ッタを介して流れる波形となる。
【０１１０】また、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ−
エミッタ間電圧ＶQ2は、期間ＴOFFにおいては整流平滑
電圧Ｅｉ（直流入力電圧）のレベルでクランプされたパ
ルスとなり、期間ＴONにおいては、０レベルとなる波形
が得られる。なお、スイッチング素子Ｑ1は、スイッチ
ング素子Ｑ2に対して交互にオン／オフするタイミング
でスイッチングしている。従って、スイッチング素子Ｑ
1のスイッチング電流及びコレクタ−エミッタ間電圧と
しては、上記スイッチング電流ＩQ2及びコレクタ−エミ
ッタ間電圧ＶQ2と同じ波形形状とされたうえで、ほぼ１
８０°移相されたものとなる。
エミッタ間電圧ＶQ2は、期間ＴOFFにおいては整流平滑
電圧Ｅｉ（直流入力電圧）のレベルでクランプされたパ
ルスとなり、期間ＴONにおいては、０レベルとなる波形
が得られる。なお、スイッチング素子Ｑ1は、スイッチ
ング素子Ｑ2に対して交互にオン／オフするタイミング
でスイッチングしている。従って、スイッチング素子Ｑ
1のスイッチング電流及びコレクタ−エミッタ間電圧と
しては、上記スイッチング電流ＩQ2及びコレクタ−エミ
ッタ間電圧ＶQ2と同じ波形形状とされたうえで、ほぼ１
８０°移相されたものとなる。
【０１１１】そして、この図においては一次巻線（Ｎ1
A、Ｎ1B）にスイッチング出力として流れる一次巻線電
流Ｉ1が示されている。この一次巻線電流Ｉ1は、スイッ
チング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング動作に応じて、一次
側直列共振回路（Ｃ1−（Ｎ1A、Ｎ1B））の直列共振回
路の共振動作によって得られる共振電流である。そし
て、この一次巻線電流Ｉ1は、スイッチング素子Ｑ1がオ
フでスイッチング素子Ｑ2がオンとなる期間ＴONにおい
ては、スイッチング素子Ｑ2のスイッチング電流ＩQ2と
してスイッチング素子Ｑ2に流れることになる。また、
スイッチング素子Ｑ2がオフでスイッチング素子Ｑ12が
オンとなる期間ＴOFFにおいては、スイッチング素子Ｑ1
のスイッチング電流としてスイッチング素子Ｑ1に流れ
ることになる。この一次巻線電流Ｉ1は、外側巻線Ｎ1A
と内側巻線Ｎ1Bに分流する。即ち図示するように外側巻
線Ｎ1Aへの電流Ｉ1Aと内側巻線Ｎ1Bへの電流Ｉ1Bに分流
する。Ｉ1A＝Ｉ1B＝Ｉ１／２となる。
A、Ｎ1B）にスイッチング出力として流れる一次巻線電
流Ｉ1が示されている。この一次巻線電流Ｉ1は、スイッ
チング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング動作に応じて、一次
側直列共振回路（Ｃ1−（Ｎ1A、Ｎ1B））の直列共振回
路の共振動作によって得られる共振電流である。そし
て、この一次巻線電流Ｉ1は、スイッチング素子Ｑ1がオ
フでスイッチング素子Ｑ2がオンとなる期間ＴONにおい
ては、スイッチング素子Ｑ2のスイッチング電流ＩQ2と
してスイッチング素子Ｑ2に流れることになる。また、
スイッチング素子Ｑ2がオフでスイッチング素子Ｑ12が
オンとなる期間ＴOFFにおいては、スイッチング素子Ｑ1
のスイッチング電流としてスイッチング素子Ｑ1に流れ
ることになる。この一次巻線電流Ｉ1は、外側巻線Ｎ1A
と内側巻線Ｎ1Bに分流する。即ち図示するように外側巻
線Ｎ1Aへの電流Ｉ1Aと内側巻線Ｎ1Bへの電流Ｉ1Bに分流
する。Ｉ1A＝Ｉ1B＝Ｉ１／２となる。
【０１１２】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側の動作は、二次巻線Ｎ2に流れる二次巻線電流Ｉ2と
二次巻線Ｎ2の両端電圧Ｖ2によって示される。この場
合、二次巻線Ｎ2には、図示するようにして一次巻線電
流Ｉ1と同じ極性の交番電流として電流Ｉ２が流れる。
また、二次巻線Ｎ2の両端電圧Ｖ2は、ブリッジ整流回路
ＤBRの正／負の各整流電流経路のダイオードが導通する
のに応じて、絶対値レベルが二次側直流出力電圧ＥO1の
レベルでクランプされた波形となる。
次側の動作は、二次巻線Ｎ2に流れる二次巻線電流Ｉ2と
二次巻線Ｎ2の両端電圧Ｖ2によって示される。この場
合、二次巻線Ｎ2には、図示するようにして一次巻線電
流Ｉ1と同じ極性の交番電流として電流Ｉ２が流れる。
また、二次巻線Ｎ2の両端電圧Ｖ2は、ブリッジ整流回路
ＤBRの正／負の各整流電流経路のダイオードが導通する
のに応じて、絶対値レベルが二次側直流出力電圧ＥO1の
レベルでクランプされた波形となる。
【０１１３】また、小容量の二次側部分電圧共振コンデ
ンサＣ20に流れる共振電流ＩC3も示しているが、この共
振電流ＩC3は、ブリッジ整流回路ＤBRを形成する高速リ
カバリ型ダイオードがターンオン、ターンオフするタイ
ミングで流れており、これにより二次側で部分電圧共振
動作を得ているものである。そして、この共振電流ＩC3
が流れる期間に対応しては、ブリッジ整流回路ＤBRを形
成する高速リカバリ型ダイオードの印加電圧（Ｖ2）が
反転することになるが、この反転時において、波形形状
に傾斜が与えられていることが示される。
ンサＣ20に流れる共振電流ＩC3も示しているが、この共
振電流ＩC3は、ブリッジ整流回路ＤBRを形成する高速リ
カバリ型ダイオードがターンオン、ターンオフするタイ
ミングで流れており、これにより二次側で部分電圧共振
動作を得ているものである。そして、この共振電流ＩC3
が流れる期間に対応しては、ブリッジ整流回路ＤBRを形
成する高速リカバリ型ダイオードの印加電圧（Ｖ2）が
反転することになるが、この反転時において、波形形状
に傾斜が与えられていることが示される。
【０１１４】そして図１７に示されるようにＡＣ／ＤＣ
電力変換効率（ηAC/DC）は向上される。例えば負荷電
力Ｐｏ＝１２５Ｗ時にはＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC
/DC）は、先行技術例の８９．８％から９２．５５％に
２．７５％向上した。この場合、交流入力電力は４．１
Ｗ低減できる。
電力変換効率（ηAC/DC）は向上される。例えば負荷電
力Ｐｏ＝１２５Ｗ時にはＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC
/DC）は、先行技術例の８９．８％から９２．５５％に
２．７５％向上した。この場合、交流入力電力は４．１
Ｗ低減できる。
【０１１５】即ち本例によれば、一次側が電流共振形コ
ンバータであって部分電圧共振回路を備え、二次側に部
分電圧共振回路を備えた複合共振形コンバータとし、さ
らに絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップをゼロと
し、一次側巻線を外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bに分割し
て一次電流Ｉ１を電流Ｉ1Aと電流Ｉ1Bに分流させる構成
により、９２％以上のＡＣ／ＤＣ電力変換効率を実現で
き、交流入力電力を低減できる。絶縁コンバータトラン
スＰＩＴのギャップをゼロとすることと、一次電流Ｉ１
を電流Ｉ1Aと電流Ｉ1Bに分流させることでＡＣ／ＤＣ電
力変換効率が向上する理由は、第１の実施の形態の説明
で述べたとおりである。
ンバータであって部分電圧共振回路を備え、二次側に部
分電圧共振回路を備えた複合共振形コンバータとし、さ
らに絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップをゼロと
し、一次側巻線を外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bに分割し
て一次電流Ｉ１を電流Ｉ1Aと電流Ｉ1Bに分流させる構成
により、９２％以上のＡＣ／ＤＣ電力変換効率を実現で
き、交流入力電力を低減できる。絶縁コンバータトラン
スＰＩＴのギャップをゼロとすることと、一次電流Ｉ１
を電流Ｉ1Aと電流Ｉ1Bに分流させることでＡＣ／ＤＣ電
力変換効率が向上する理由は、第１の実施の形態の説明
で述べたとおりである。
【０１１６】また、本例の場合、一次側直列共振電流と
しては実際には先行技術の８．２Ａ(P-P)から５．８Ａ
(P-P)に低減することになり、スイッチング素子Ｑ１、
Ｑ２の発熱が低下することから、スイッチング素子Ｑ
１、Ｑ２に対する放熱板が不要となるなど、回路構成
上、有利なものとなる。さらに第１の実施の形態におい
ても説明したが、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおい
てギャップを形成しないため、製造にあたりギャップを
形成するための工程は不要となるので、それだけ製造工
程が簡略化され、コストダウンを図ることが可能にな
る。また、密結合とされることで、絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴからの漏洩磁束も低減されるので、例えば銅
板によるショートリングを絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔに巻回して施す必要もなくなる。この点でも、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの製造工程が簡略化され、ま
た、コストダウンが促進されることになる。さらに、ギ
ャップが無くなったことで、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの巻線の局部的な温度上昇の問題も解消され、それ
だけ信頼性が向上することにもなる。
しては実際には先行技術の８．２Ａ(P-P)から５．８Ａ
(P-P)に低減することになり、スイッチング素子Ｑ１、
Ｑ２の発熱が低下することから、スイッチング素子Ｑ
１、Ｑ２に対する放熱板が不要となるなど、回路構成
上、有利なものとなる。さらに第１の実施の形態におい
ても説明したが、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおい
てギャップを形成しないため、製造にあたりギャップを
形成するための工程は不要となるので、それだけ製造工
程が簡略化され、コストダウンを図ることが可能にな
る。また、密結合とされることで、絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴからの漏洩磁束も低減されるので、例えば銅
板によるショートリングを絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔに巻回して施す必要もなくなる。この点でも、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの製造工程が簡略化され、ま
た、コストダウンが促進されることになる。さらに、ギ
ャップが無くなったことで、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの巻線の局部的な温度上昇の問題も解消され、それ
だけ信頼性が向上することにもなる。
【０１１７】＜第６の実施の形態＞図１９に第６の実施
の形態のスイッチング電源回路を示す。なお、一次側及
び二次側の基本的な構成は図１５の回路と同様であり、
同一部分は同一符号を付して説明を省略する。この図１
９の回路は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの外側巻線
Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bの巻方向が図１５と異なるものとな
っている。
の形態のスイッチング電源回路を示す。なお、一次側及
び二次側の基本的な構成は図１５の回路と同様であり、
同一部分は同一符号を付して説明を省略する。この図１
９の回路は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの外側巻線
Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bの巻方向が図１５と異なるものとな
っている。
【０１１８】この場合、外側巻線Ｎ1Aの巻終わり端、及
び内側巻線Ｎ1Bの巻始め端は、共振電流検出巻線ＮAの
直列接続を介してスイッチング出力点（スイッチング素
子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２のコレクタの
接続点）と接続されている。また外側巻線Ｎ1Aの巻始め
端は共振コンデンサＣ１に接続され、内側巻線Ｎ1Bの巻
終わり端は、インダクタＬ1Cを介して共振コンデンサＣ
１に接続されている。つまり、内側巻線Ｎ1Bとインダク
タＬ1Cの直列回路が、外側巻線Ｎ1Aに対して並列接続さ
れて一次巻線が形成されるとともに、この場合、内側巻
線Ｎ1Bと外側巻線Ｎ1Aは、巻方向が逆方向の逆転捲きと
されているものとなる。絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の構造は図２又は図３に示すようになり、コアにはギャ
ップは形成されない。
び内側巻線Ｎ1Bの巻始め端は、共振電流検出巻線ＮAの
直列接続を介してスイッチング出力点（スイッチング素
子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２のコレクタの
接続点）と接続されている。また外側巻線Ｎ1Aの巻始め
端は共振コンデンサＣ１に接続され、内側巻線Ｎ1Bの巻
終わり端は、インダクタＬ1Cを介して共振コンデンサＣ
１に接続されている。つまり、内側巻線Ｎ1Bとインダク
タＬ1Cの直列回路が、外側巻線Ｎ1Aに対して並列接続さ
れて一次巻線が形成されるとともに、この場合、内側巻
線Ｎ1Bと外側巻線Ｎ1Aは、巻方向が逆方向の逆転捲きと
されているものとなる。絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の構造は図２又は図３に示すようになり、コアにはギャ
ップは形成されない。
【０１１９】上述した図１５の回路の場合は、外側巻線
Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bが巻方向が同方向されたことによ
り、絶縁のための層間テープを必要としていたが、この
図１９の場合は、逆転捲きであることから図２又は図３
に示すように、絶縁のための層間テープＴＰは不要とな
る。この理由は第１の実施の形態において説明したとお
りである。なお、図２，図３には示されていないが、こ
の場合、二次側には二次巻線Ｎ３も巻装されることにな
る。この図１９の第６の実施の形態によっても、上記第
５の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bが巻方向が同方向されたことによ
り、絶縁のための層間テープを必要としていたが、この
図１９の場合は、逆転捲きであることから図２又は図３
に示すように、絶縁のための層間テープＴＰは不要とな
る。この理由は第１の実施の形態において説明したとお
りである。なお、図２，図３には示されていないが、こ
の場合、二次側には二次巻線Ｎ３も巻装されることにな
る。この図１９の第６の実施の形態によっても、上記第
５の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【０１２０】＜第７の実施の形態＞図２０に第７の実施
の形態のスイッチング電源回路を示す。なお、一次側の
基本的な構成、及び二次側の構成は図１５の回路と同様
である。この場合は、図１５における直列共振コンデン
サＣ１に相当するコンデンサとして、直列共振コンデン
サＣ1A、Ｃ1Bが設けられる。
の形態のスイッチング電源回路を示す。なお、一次側の
基本的な構成、及び二次側の構成は図１５の回路と同様
である。この場合は、図１５における直列共振コンデン
サＣ１に相当するコンデンサとして、直列共振コンデン
サＣ1A、Ｃ1Bが設けられる。
【０１２１】直列共振コンデンサＣ1Aは外側巻線Ｎ1Aに
対して直列に接続され、また直列共振コンデンサＣ1Bは
内側巻線Ｎ1Bに対して直列に接続される。即ちこの場
合、直列共振コンデンサＣ1Aと外側巻線Ｎ1Aによる直列
回路と、直列共振コンデンサＣ1Bと内側巻線Ｎ1Bによる
直列回路とが、並列に接続されるものとなる。図１５の
場合に接続されたインダクタＬ1Cは設けられない。
対して直列に接続され、また直列共振コンデンサＣ1Bは
内側巻線Ｎ1Bに対して直列に接続される。即ちこの場
合、直列共振コンデンサＣ1Aと外側巻線Ｎ1Aによる直列
回路と、直列共振コンデンサＣ1Bと内側巻線Ｎ1Bによる
直列回路とが、並列に接続されるものとなる。図１５の
場合に接続されたインダクタＬ1Cは設けられない。
【０１２２】この場合、直列共振コンデンサＣ1A、Ｃ1B
の各静電容量値は、外側巻線Ｎ1Aに流れる直列共振電流
Ｉ1Aと、内側巻線Ｎ1Bに流れる直列共振電流Ｉ1Bとが等
しくなるように選定すればよい。上述したように図１５
の場合にインダクタＬ1Cが設けられるのは、外側巻線Ｎ
1Aと内側巻線Ｎ1Bでの漏洩インダクタンスの差を解消し
て、電流Ｉ1A＝電流Ｉ1Bとするためである。この図２０
の場合は、直列共振コンデンサＣ1A、Ｃ1Bの各静電容量
値によって電流Ｉ1A＝電流Ｉ1Bとする。この図２０の第
７の実施の形態によっても、上記図１５の第５の実施の
形態と同様の効果を得ることができる。
の各静電容量値は、外側巻線Ｎ1Aに流れる直列共振電流
Ｉ1Aと、内側巻線Ｎ1Bに流れる直列共振電流Ｉ1Bとが等
しくなるように選定すればよい。上述したように図１５
の場合にインダクタＬ1Cが設けられるのは、外側巻線Ｎ
1Aと内側巻線Ｎ1Bでの漏洩インダクタンスの差を解消し
て、電流Ｉ1A＝電流Ｉ1Bとするためである。この図２０
の場合は、直列共振コンデンサＣ1A、Ｃ1Bの各静電容量
値によって電流Ｉ1A＝電流Ｉ1Bとする。この図２０の第
７の実施の形態によっても、上記図１５の第５の実施の
形態と同様の効果を得ることができる。
【０１２３】＜第８の実施の形態＞図２１に第８の実施
の形態のスイッチング電源回路を示す。なお、一次側の
構成、及び二次側の共振コンデンサＣ20及びブリッジ整
流ダイオードＤBRによる全波整流回路の構成は図１５の
回路と同様である。
の形態のスイッチング電源回路を示す。なお、一次側の
構成、及び二次側の共振コンデンサＣ20及びブリッジ整
流ダイオードＤBRによる全波整流回路の構成は図１５の
回路と同様である。
【０１２４】この例では、二次側においても二次巻線を
外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bに分割している。即ち絶縁
コンバータトランスＰＩＴは、上述した図１３，図１４
のような構造となり、磁脚にギャップを形成していない
コアに対して一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）及び二次巻線（Ｎ
2A、Ｎ2B）を巻装し、一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）と二次巻
線（Ｎ2A、Ｎ2B）とが所要以上の結合係数による密結合
の状態となるように形成される。
外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bに分割している。即ち絶縁
コンバータトランスＰＩＴは、上述した図１３，図１４
のような構造となり、磁脚にギャップを形成していない
コアに対して一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）及び二次巻線（Ｎ
2A、Ｎ2B）を巻装し、一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）と二次巻
線（Ｎ2A、Ｎ2B）とが所要以上の結合係数による密結合
の状態となるように形成される。
【０１２５】一次側の外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1B（及
びインダクタＬ1C）の構成は図１５と同様である。二次
側の巻線としては、図１３，図１４にも示すように、ボ
ビンＢの外側に巻回されることになる外側巻線Ｎ2Aと、
ボビンの内側に巻回されることになる内側巻線Ｎ2Bに分
割され、外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bの巻数は同数とさ
れる。
びインダクタＬ1C）の構成は図１５と同様である。二次
側の巻線としては、図１３，図１４にも示すように、ボ
ビンＢの外側に巻回されることになる外側巻線Ｎ2Aと、
ボビンの内側に巻回されることになる内側巻線Ｎ2Bに分
割され、外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bの巻数は同数とさ
れる。
【０１２６】そして二次側においては、外側巻線Ｎ2Aの
巻始め端、及び内側巻線Ｎ2Bの巻始め端はブリッジ整流
ダイオードＤBRの正極側に接続される。また外側巻線Ｎ
2Aの巻終わり端はブリッジ整流ダイオードＤBRの負極側
に接続され、内側巻線Ｎ2Bの巻終わり端は、インダクタ
Ｌ2Cを介してブリッジ整流ダイオードＤBRの負極側と接
続される。つまり外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bの巻方向
は同方向とされている。
巻始め端、及び内側巻線Ｎ2Bの巻始め端はブリッジ整流
ダイオードＤBRの正極側に接続される。また外側巻線Ｎ
2Aの巻終わり端はブリッジ整流ダイオードＤBRの負極側
に接続され、内側巻線Ｎ2Bの巻終わり端は、インダクタ
Ｌ2Cを介してブリッジ整流ダイオードＤBRの負極側と接
続される。つまり外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bの巻方向
は同方向とされている。
【０１２７】インダクタＬ2Cは、一次側におけるインダ
クタＬ1Cと同様の目的で設けられるものである。即ち内
側巻線Ｎ2Bの漏洩インダクタンスＬ2Bが、外側巻線Ｎ2A
の漏洩インダクタンスＬ2Aより少ないことに対応して、
これを同等とするためのものであり、内側巻線Ｎ2Bとイ
ンダクタＬ2Cの直列回路が外側巻線Ｎ2Aと並列接続され
ることで、内側巻線Ｎ2B側のインダクタンス（Ｌ2B、Ｌ
2C）を、外側巻線Ｎ2A側のインダクタンス（Ｌ2A）と同
等となるようにし、これによって二次電流Ｉ2B＝電流Ｉ
2Aとするものである。
クタＬ1Cと同様の目的で設けられるものである。即ち内
側巻線Ｎ2Bの漏洩インダクタンスＬ2Bが、外側巻線Ｎ2A
の漏洩インダクタンスＬ2Aより少ないことに対応して、
これを同等とするためのものであり、内側巻線Ｎ2Bとイ
ンダクタＬ2Cの直列回路が外側巻線Ｎ2Aと並列接続され
ることで、内側巻線Ｎ2B側のインダクタンス（Ｌ2B、Ｌ
2C）を、外側巻線Ｎ2A側のインダクタンス（Ｌ2A）と同
等となるようにし、これによって二次電流Ｉ2B＝電流Ｉ
2Aとするものである。
【０１２８】この構成の場合、上記のように外側巻線Ｎ
2Aと内側巻線Ｎ2Bの巻方向は同方向である。また一次側
における外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bも同方向である。
このため、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいては図
１３，図１４に示すように、一次側巻線及び二次側巻線
について、それぞれ外側巻線Ｎ1A、Ｎ2Aと内側巻線Ｎ1
B、Ｎ2Bの間に、絶縁のための層間テープＴＰを施すこ
とが必要となる。
2Aと内側巻線Ｎ2Bの巻方向は同方向である。また一次側
における外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bも同方向である。
このため、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいては図
１３，図１４に示すように、一次側巻線及び二次側巻線
について、それぞれ外側巻線Ｎ1A、Ｎ2Aと内側巻線Ｎ1
B、Ｎ2Bの間に、絶縁のための層間テープＴＰを施すこ
とが必要となる。
【０１２９】このように二次側の巻線についても外側巻
線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bに分割し、二次電流Ｉ２を電流Ｉ
2A、Ｉ2Bに分流させるようにする（Ｉ2A＝Ｉ2B＝Ｉ２／
２）ことで、二次側巻線における銅損も低減し、ＡＣ／
ＤＣ電力変換効率を更に向上できる。
線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bに分割し、二次電流Ｉ２を電流Ｉ
2A、Ｉ2Bに分流させるようにする（Ｉ2A＝Ｉ2B＝Ｉ２／
２）ことで、二次側巻線における銅損も低減し、ＡＣ／
ＤＣ電力変換効率を更に向上できる。
【０１３０】＜第９の実施の形態＞図２２に第９の実施
の形態のスイッチング電源回路を示す。なお、一次側の
基本的な構成、及び二次側の共振コンデンサＣ20及びブ
リッジ整流ダイオードＤBRによる全波整流回路の構成は
図２１と同様である。この図２２の回路は、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの一次側においては、外側巻線Ｎ1A
と内側巻線Ｎ1Bの巻方向を逆方向とし、また二次側にお
いて、外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bの巻方向を逆方向と
したものである。
の形態のスイッチング電源回路を示す。なお、一次側の
基本的な構成、及び二次側の共振コンデンサＣ20及びブ
リッジ整流ダイオードＤBRによる全波整流回路の構成は
図２１と同様である。この図２２の回路は、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの一次側においては、外側巻線Ｎ1A
と内側巻線Ｎ1Bの巻方向を逆方向とし、また二次側にお
いて、外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bの巻方向を逆方向と
したものである。
【０１３１】即ち一次側においては、外側巻線Ｎ1Aの巻
終わり端、及び内側巻線Ｎ1Bの巻始め端は、共振電流検
出巻線ＮAの直列接続を介してスイッチング出力点（ス
イッチング素子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２
のコレクタの接続点）と接続される。また外側巻線Ｎ1A
の巻始め端は共振コンデンサＣ１に接続され、内側巻線
Ｎ1Bの巻終わり端は、インダクタＬ1Cを介して共振コン
デンサＣ１に接続されている。つまり、内側巻線Ｎ1Bと
インダクタＬ1Cの直列回路が、外側巻線Ｎ1Aに対して並
列接続されて一次巻線が形成されるとともに、内側巻線
Ｎ1Bと外側巻線Ｎ1Aは、巻方向が逆方向の逆転捲きとさ
れているものとなる。
終わり端、及び内側巻線Ｎ1Bの巻始め端は、共振電流検
出巻線ＮAの直列接続を介してスイッチング出力点（ス
イッチング素子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２
のコレクタの接続点）と接続される。また外側巻線Ｎ1A
の巻始め端は共振コンデンサＣ１に接続され、内側巻線
Ｎ1Bの巻終わり端は、インダクタＬ1Cを介して共振コン
デンサＣ１に接続されている。つまり、内側巻線Ｎ1Bと
インダクタＬ1Cの直列回路が、外側巻線Ｎ1Aに対して並
列接続されて一次巻線が形成されるとともに、内側巻線
Ｎ1Bと外側巻線Ｎ1Aは、巻方向が逆方向の逆転捲きとさ
れているものとなる。
【０１３２】二次側の巻線としては、外側巻線Ｎ2Aの巻
終わり端、及び内側巻線Ｎ2Bの巻始め端はブリッジ整流
ダイオードＤBRの正極側に接続される。また外側巻線Ｎ
2Aの巻始め端はブリッジ整流ダイオードＤBRの負極側に
接続され、内側巻線Ｎ2Bの巻終わり端は、インダクタＬ
2Cを介してブリッジ整流ダイオードＤBRの負極側と接続
される。つまり外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bの巻方向も
逆方向とされている。
終わり端、及び内側巻線Ｎ2Bの巻始め端はブリッジ整流
ダイオードＤBRの正極側に接続される。また外側巻線Ｎ
2Aの巻始め端はブリッジ整流ダイオードＤBRの負極側に
接続され、内側巻線Ｎ2Bの巻終わり端は、インダクタＬ
2Cを介してブリッジ整流ダイオードＤBRの負極側と接続
される。つまり外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bの巻方向も
逆方向とされている。
【０１３３】従って、外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bの
間、及び内側巻線Ｎ2Bと外側巻線Ｎ2Aの間に絶縁のため
の層間テープを施すことは不要で、絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの構造は図１０，図１１に示すようになる。
この第９の実施の形態によっても、上記第８の実施の形
態と同様の効果を得ることができる。
間、及び内側巻線Ｎ2Bと外側巻線Ｎ2Aの間に絶縁のため
の層間テープを施すことは不要で、絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの構造は図１０，図１１に示すようになる。
この第９の実施の形態によっても、上記第８の実施の形
態と同様の効果を得ることができる。
【０１３４】以上、各種実施の形態を説明してきたが、
本発明としてのスイッチング電源回路としては、上記各
実施の形態としての構成に限定されるものではなく、例
えば、要部の部品素子の定数などは適宜、各種条件に応
じて適切な値に変更されればよい。また、例えば一次側
スイッチングコンバータに用いられるスイッチング素子
としては、各回路図に示したバイポーラトランジスタの
ほか、ＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴなどが採用されて構わ
ない。また、各実施の形態ではスイッチング素子Ｑ１
（又はＱ１，Ｑ２）に対して自励発振回路を設けたが、
例えばスイッチング素子Ｑ１（又はＱ１，Ｑ２）をＭＯ
Ｓ−ＦＥＴやＩＧＢＴで形成する場合、これに対して他
励発振回路によってスイッチング動作させる構成として
もよい。
本発明としてのスイッチング電源回路としては、上記各
実施の形態としての構成に限定されるものではなく、例
えば、要部の部品素子の定数などは適宜、各種条件に応
じて適切な値に変更されればよい。また、例えば一次側
スイッチングコンバータに用いられるスイッチング素子
としては、各回路図に示したバイポーラトランジスタの
ほか、ＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴなどが採用されて構わ
ない。また、各実施の形態ではスイッチング素子Ｑ１
（又はＱ１，Ｑ２）に対して自励発振回路を設けたが、
例えばスイッチング素子Ｑ１（又はＱ１，Ｑ２）をＭＯ
Ｓ−ＦＥＴやＩＧＢＴで形成する場合、これに対して他
励発振回路によってスイッチング動作させる構成として
もよい。
【０１３５】
【発明の効果】以上説明から理解されるように、本発明
では次の効果が得られる。請求項１〜請求項８の発明に
よれば、一次側が一石構成の電圧共振形コンバータ、二
次側が半波整流方式電圧共振回路を組み合わせた複合共
振形コンバータとしてのスイッチング電源回路におい
て、二次側が半波整流回路とされることにより、絶縁コ
ンバータトランスのコアのギャップをゼロとして一次巻
線と二次巻線の結合係数を０．９５程度の密結合とし、
さらに直流入力電圧は、全波整流回路から得るようにし
ている。これにより、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/D
C）を向上させることができ、入力電力を低減して省電
力化を図ることができる。さらに、一次側巻線、又は一
次側巻線と二次側巻線の両方を、インダクタンス値を同
等とした内側巻線と外側巻線による構成とし、一次側巻
線に流れる電流、又は一次側巻線と二次側巻線の両方に
ついての電流を分流させている。これによりＡＣ／ＤＣ
電力変換効率（ηAC/DC）をさらに向上でき、特に負荷
電力が２００Ｗ以上の重負荷時にも電力変換効率を向上
させることができる。例えば入力倍電圧整流回路を備え
るようにした回路と同等以上の電力変換効率を、入力全
波整流回路の構成において実現できる。従って、平滑コ
ンデンサは１つでよく、またスイッチング素子の耐圧も
８００Ｖ程度でよいものとなるため、回路構成上、有利
となり、回路規模の小型化、軽量化、低コスト化を実現
できる。また二次側が半波整流回路であることも、ブリ
ッジ整流ダイオードを備えるようにする回路に比べて回
路規模の小型化、軽量化、低コスト化に有利である。
では次の効果が得られる。請求項１〜請求項８の発明に
よれば、一次側が一石構成の電圧共振形コンバータ、二
次側が半波整流方式電圧共振回路を組み合わせた複合共
振形コンバータとしてのスイッチング電源回路におい
て、二次側が半波整流回路とされることにより、絶縁コ
ンバータトランスのコアのギャップをゼロとして一次巻
線と二次巻線の結合係数を０．９５程度の密結合とし、
さらに直流入力電圧は、全波整流回路から得るようにし
ている。これにより、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/D
C）を向上させることができ、入力電力を低減して省電
力化を図ることができる。さらに、一次側巻線、又は一
次側巻線と二次側巻線の両方を、インダクタンス値を同
等とした内側巻線と外側巻線による構成とし、一次側巻
線に流れる電流、又は一次側巻線と二次側巻線の両方に
ついての電流を分流させている。これによりＡＣ／ＤＣ
電力変換効率（ηAC/DC）をさらに向上でき、特に負荷
電力が２００Ｗ以上の重負荷時にも電力変換効率を向上
させることができる。例えば入力倍電圧整流回路を備え
るようにした回路と同等以上の電力変換効率を、入力全
波整流回路の構成において実現できる。従って、平滑コ
ンデンサは１つでよく、またスイッチング素子の耐圧も
８００Ｖ程度でよいものとなるため、回路構成上、有利
となり、回路規模の小型化、軽量化、低コスト化を実現
できる。また二次側が半波整流回路であることも、ブリ
ッジ整流ダイオードを備えるようにする回路に比べて回
路規模の小型化、軽量化、低コスト化に有利である。
【０１３６】請求項９〜請求項１８の発明によれば、一
次側が二石構成の電流共振形コンバータで部分電圧共振
回路を備え、二次側にも部分電圧共振回路を備えた複合
共振形コンバータとしてのスイッチング電源回路が形成
され、二次側に部分電圧共振回路を備えたことにより、
絶縁コンバータトランスのコアのギャップをゼロとして
一次巻線と二次巻線の結合係数を０．９５程度の密結合
とし、さらに直流入力電圧は、全波整流回路から得るよ
うにしている。さらに、一次側巻線、又は一次側巻線と
二次側巻線の両方を、インダクタンス値を同等（直列共
振電流が同等）とした内側巻線と外側巻線による構成と
し、一次側巻線に流れる電流、又は一次側巻線と二次側
巻線の両方についての電流を分流させている。これによ
り一次側が入力全波整流方式の電流共振形コンバータと
しての回路構成において、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（η
AC/DC）を向上させることができ、入力電力を低減して
省電力化を図ることができる。また一次側直列共振電流
が低減され、ハーフブリッジ接続された各スイッチング
素子の発熱が低減するため、これらに対する放熱板が不
要になるという利点もある。
次側が二石構成の電流共振形コンバータで部分電圧共振
回路を備え、二次側にも部分電圧共振回路を備えた複合
共振形コンバータとしてのスイッチング電源回路が形成
され、二次側に部分電圧共振回路を備えたことにより、
絶縁コンバータトランスのコアのギャップをゼロとして
一次巻線と二次巻線の結合係数を０．９５程度の密結合
とし、さらに直流入力電圧は、全波整流回路から得るよ
うにしている。さらに、一次側巻線、又は一次側巻線と
二次側巻線の両方を、インダクタンス値を同等（直列共
振電流が同等）とした内側巻線と外側巻線による構成と
し、一次側巻線に流れる電流、又は一次側巻線と二次側
巻線の両方についての電流を分流させている。これによ
り一次側が入力全波整流方式の電流共振形コンバータと
しての回路構成において、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（η
AC/DC）を向上させることができ、入力電力を低減して
省電力化を図ることができる。また一次側直列共振電流
が低減され、ハーフブリッジ接続された各スイッチング
素子の発熱が低減するため、これらに対する放熱板が不
要になるという利点もある。
【０１３７】また請求項１〜請求項１８に係る発明で
は、絶縁コンバータトランスにおいてギャップを形成し
ないことで、ギャップ形成のためのコアの研磨工程は省
略されることになる。これにより、例えば製造工程が簡
略化され、また、絶縁コンバータトランスを製造するコ
ストも低減することができる。さらに、上記のように絶
縁コンバータトランスに巻装された一次側巻線と二次側
巻線とが密結合となることによっては、絶縁コンバータ
トランスからの漏洩磁束は低減されるので、例えば絶縁
コンバータトランスにショートリングを施す必要もない
こととなる。そして、この点でも、コストダウンが図ら
れ、また、回路の小型軽量化が促進されるものである。
また、絶縁コンバータトランスのギャップ近傍における
局部的温度上昇は発生しないことになるために、それだ
け電源回路としても信頼性が向上することになる。また
絶縁コンバータトランスのギャップがゼロであること
で、一対のＥ型フェライト磁心や、一対のＵ型フェライ
ト磁心による構成が可能であり、フェライト磁心の選定
の自由度が増すため設計に有利である。
は、絶縁コンバータトランスにおいてギャップを形成し
ないことで、ギャップ形成のためのコアの研磨工程は省
略されることになる。これにより、例えば製造工程が簡
略化され、また、絶縁コンバータトランスを製造するコ
ストも低減することができる。さらに、上記のように絶
縁コンバータトランスに巻装された一次側巻線と二次側
巻線とが密結合となることによっては、絶縁コンバータ
トランスからの漏洩磁束は低減されるので、例えば絶縁
コンバータトランスにショートリングを施す必要もない
こととなる。そして、この点でも、コストダウンが図ら
れ、また、回路の小型軽量化が促進されるものである。
また、絶縁コンバータトランスのギャップ近傍における
局部的温度上昇は発生しないことになるために、それだ
け電源回路としても信頼性が向上することになる。また
絶縁コンバータトランスのギャップがゼロであること
で、一対のＥ型フェライト磁心や、一対のＵ型フェライ
ト磁心による構成が可能であり、フェライト磁心の選定
の自由度が増すため設計に有利である。
【図１】本発明の第１の実施の形態のスイッチング電源
回路の回路図である。
回路の回路図である。
【図２】第１、第６の実施の形態のＥ型コアによる絶縁
コンバータトランスの構造例の説明図である。
コンバータトランスの構造例の説明図である。
【図３】第１，第６の実施の形態のＵ型コアによる絶縁
コンバータトランスの構造例の説明図である。
コンバータトランスの構造例の説明図である。
【図４】第１の実施の形態の電源回路の動作を示す波形
図である。
図である。
【図５】第１の実施の形態の電源回路のＡＣ／ＤＣ電力
変換効率の特性の説明図である。
変換効率の特性の説明図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態のスイッチング電源
回路の回路図である。
回路の回路図である。
【図７】第２、第５、第７の実施の形態のＥ型コアによ
る絶縁コンバータトランスの構造例の説明図である。
る絶縁コンバータトランスの構造例の説明図である。
【図８】第２、第５、第７の実施の形態のＵ型コアによ
る絶縁コンバータトランスの構造例の説明図である。
る絶縁コンバータトランスの構造例の説明図である。
【図９】本発明の第３の実施の形態のスイッチング電源
回路の回路図である。
回路の回路図である。
【図１０】第３、第９の実施の形態のＥ型コアによる絶
縁コンバータトランスの構造例の説明図である。
縁コンバータトランスの構造例の説明図である。
【図１１】第２，第９の実施の形態のＵ型コアによる絶
縁コンバータトランスの構造例の説明図である。
縁コンバータトランスの構造例の説明図である。
【図１２】本発明の第４の実施の形態のスイッチング電
源回路の回路図である。
源回路の回路図である。
【図１３】第４、第８の実施の形態のＥ型コアによる絶
縁コンバータトランスの構造例の説明図である。
縁コンバータトランスの構造例の説明図である。
【図１４】第４，第８の実施の形態のＵ型コアによる絶
縁コンバータトランスの構造例の説明図である。
縁コンバータトランスの構造例の説明図である。
【図１５】本発明の第５の実施の形態のスイッチング電
源回路の回路図である。
源回路の回路図である。
【図１６】第５の実施の形態の電源回路の動作を示す波
形図である。
形図である。
【図１７】第５の実施の形態の電源回路のＡＣ／ＤＣ電
力変換効率の特性の説明図である。
力変換効率の特性の説明図である。
【図１８】第５の実施の形態の電源回路のＡＣ／ＤＣ電
力変換効率の特性の説明図である。
力変換効率の特性の説明図である。
【図１９】本発明の第６の実施の形態のスイッチング電
源回路の回路図である。
源回路の回路図である。
【図２０】本発明の第７の実施の形態のスイッチング電
源回路の回路図である。
源回路の回路図である。
【図２１】本発明の第８の実施の形態のスイッチング電
源回路の回路図である。
源回路の回路図である。
【図２２】本発明の第９の実施の形態のスイッチング電
源回路の回路図である。
源回路の回路図である。
【図２３】先行技術としてのスイッチング電源回路の構
成例を示す回路図である。
成例を示す回路図である。
【図２４】先行技術としての電源回路に採用される絶縁
コンバータトランスの構造例を示す断面図である。
コンバータトランスの構造例を示す断面図である。
【図２５】先行技術の電源回路のＡＣ／ＤＣ電力変換効
率の特性の説明図である。
率の特性の説明図である。
【図２６】先行技術の電源回路の動作を示す波形図であ
る。
る。
【図２７】先行技術としてのスイッチング電源回路の構
成例を示す回路図である。
成例を示す回路図である。
【図２８】先行技術としてのスイッチング電源回路の他
の構成例を示す回路図である。
の構成例を示す回路図である。
【図２９】先行技術の電源回路の動作を示す波形図であ
る。
る。
【図３０】先行技術の電源回路のＡＣ／ＤＣ電力変換効
率の特性の説明図である。
率の特性の説明図である。
１ 制御回路、Ｄｉ ブリッジ整流回路、Ｃｉ 平滑コ
ンデンサ、Ｑ１，Ｑ２スイッチング素子、ＰＩＴ 絶縁
コンバータトランス、Ｎ1A，Ｎ2A 外側巻線、Ｎ1B，Ｎ
2B 内側巻線 Ｎ2 二次巻線、Ｃｒ 一次側並列共振
コンデンサ、Ｃ２ 二次側並列共振コンデンサ、Ｃｐ
一次側部分電圧共振コンデンサ、Ｃ20二次側部分電圧共
振コンデンサ
ンデンサ、Ｑ１，Ｑ２スイッチング素子、ＰＩＴ 絶縁
コンバータトランス、Ｎ1A，Ｎ2A 外側巻線、Ｎ1B，Ｎ
2B 内側巻線 Ｎ2 二次巻線、Ｃｒ 一次側並列共振
コンデンサ、Ｃ２ 二次側並列共振コンデンサ、Ｃｐ
一次側部分電圧共振コンデンサ、Ｃ20二次側部分電圧共
振コンデンサ
Claims (18)
- 【請求項１】 交流入力に対して全波整流を行い、平滑
コンデンサにより直流入力電圧を得る整流平滑手段と、 上記直流入力電圧を断続するスイッチング素子を備えて
成るスイッチング手段と、 磁脚にギャップを形成していないコアに対して一次側巻
線及び二次側巻線を巻装し、上記一次側巻線と二次側巻
線とが所要以上の結合係数による密結合の状態となるよ
うに形成され、上記一次側巻線に得られる上記スイッチ
ング手段の出力を上記二次側巻線に対して伝送するとと
もに、上記一次側巻線は、巻数が同数の内側巻線と外側
巻線に分離されている絶縁コンバータトランスと、 上記内側巻線側のインダクタンス値を上記外側巻線側の
インダクタンス値と同等とするために、上記内側巻線に
直列であり、かつ上記外側巻線に並列に接続されたイン
ダクタンスと、 上記絶縁コンバータトランスの一次側巻線と一次側並列
共振コンデンサとにより形成され、上記スイッチング手
段の動作を電圧共振形とするように設けられる一次側並
列共振回路と、 上記絶縁コンバータトランスの二次側巻線に対して、二
次側共振コンデンサを接続することで形成される二次側
共振回路と、 上記二次側共振回路に得られる交番電圧を入力して半波
整流動作を行うことで直流出力電圧を得るように構成さ
れる直流出力電圧生成手段と、 自励発振回路又は他励発振回路により形成され、その発
振出力により上記スイッチング素子をスイッチング駆動
するスイッチング駆動手段と、 上記直流出力電圧のレベルに応じて上記自励発振回路又
は上記他励発振回路による発振周波数を制御し、上記ス
イッチング素子のスイッチング周波数を可変制御するこ
とで、上記直流出力電圧についての定電圧制御を行うよ
うにされる定電圧制御手段と、 を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。 - 【請求項２】 上記内側巻線と上記外側巻線は、巻方向
が逆の逆転捲きとされることを特徴とする請求項１に記
載のスイッチング電源回路。 - 【請求項３】 上記内側巻線と上記外側巻線は、巻方向
が同方向とされるとともに、上記内側巻線と上記外側巻
線との間に絶縁材が施されることを特徴とする請求項１
に記載のスイッチング電源回路。 - 【請求項４】 上記二次側巻線は、巻数が同数の内側巻
線と外側巻線に分離されるとともに、 上記二次側巻線における内側巻線側のインダクタンス値
を上記二次側巻線における外側巻線側のインダクタンス
値と同等とするために、上記二次側巻線における内側巻
線に直列であり、かつ上記二次側巻線における外側巻線
に並列に接続されたインダクタンスが備えられることを
特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。 - 【請求項５】 上記二次側巻線の内側巻線と外側巻線
は、巻方向が逆の逆転捲きとされることを特徴とする請
求項４に記載のスイッチング電源回路。 - 【請求項６】 上記二次側巻線の内側巻線と外側巻線
は、巻方向が同方向とされるとともに、上記二次側巻線
の内側巻線と外側巻線との間に絶縁材が施されることを
特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源回路。 - 【請求項７】 上記絶縁コンバータトランスのコアは、
一対のＥ型コアで形成されることを特徴とする請求項１
に記載のスイッチング電源回路。 - 【請求項８】 上記絶縁コンバータトランスのコアは、
一対のＵ型コアで形成されることを特徴とする請求項１
に記載のスイッチング電源回路。 - 【請求項９】 交流入力に対して全波整流を行い、平滑
コンデンサにより直流入力電圧を得る整流平滑手段と、 ハーフブリッジ接続されたスイッチング素子を備えて成
り、上記直流入力電圧を断続するスイッチング動作を行
うスイッチング手段と、 磁脚にギャップを形成していないコアに対して一次側巻
線及び二次側巻線を巻装し、上記一次側巻線と二次側巻
線とが所要以上の結合係数による密結合の状態となるよ
うに形成され、上記一次側巻線に得られる上記スイッチ
ング手段の出力を上記二次側巻線に対して伝送するとと
もに、上記一次側巻線は、巻数が同数の内側巻線と外側
巻線に分離されている絶縁コンバータトランスと、 少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次側巻線
の漏洩インダクタンス成分と、上記一次側巻線に直列接
続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスと
によって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流
共振形とする一次側直列共振回路と、 上記スイッチング手段を形成する複数のスイッチング素
子のうち、所定のスイッチング素子に対して並列に接続
される部分共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶
縁コンバータトランスの一次側巻線の漏洩インダクタン
ス成分によって形成され、上記スイッチング手段を形成
する複数のスイッチング素子のターンオフ期間に電圧共
振動作を行う一次側部分電圧共振回路と、 上記絶縁コンバータトランスの二次側巻線の漏洩インダ
クタンス成分と、この二次側巻線に対して並列に接続さ
れる二次側部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと
によって形成される二次側部分電圧共振回路と、 上記絶縁コンバータトランスの二次側巻線に得られる交
番電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電
圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段
と、 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッ
チング手段のスイッチング周波数を可変することで、二
次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成
された定電圧制御手段と、 を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。 - 【請求項１０】 インダクタンスを、上記内側巻線に直
列で、かつ上記外側巻線に並列に接続することで、上記
内側巻線側のインダクタンス値と上記外側巻線側のイン
ダクタンス値とを同等とすることを特徴とする請求項９
に記載のスイッチング電源回路。 - 【請求項１１】 一次側直列共振コンデンサとして、上
記内側巻線に直列接続される第１のコンデンサと、上記
外側巻線に直列接続される第２のコンデンサが設けら
れ、上記第１のコンデンサと上記第２のコンデンサは、
上記内側巻線に流れる直列共振電流と上記外側巻線に流
れる直列共振電流が等しくなるように各静電容量が選定
されていることを特徴とする請求項９に記載のスイッチ
ング電源回路。 - 【請求項１２】 上記内側巻線と上記外側巻線は、巻方
向が逆の逆転捲きとされることを特徴とする請求項９に
記載のスイッチング電源回路。 - 【請求項１３】 上記内側巻線と上記外側巻線は、巻方
向が同方向とされるとともに、上記内側巻線と上記外側
巻線との間に絶縁材が施されることを特徴とする請求項
９に記載のスイッチング電源回路。 - 【請求項１４】 上記二次側巻線は、巻数が同数の内側
巻線と外側巻線に分離されるとともに、 上記二次側巻線における内側巻線側のインダクタンス値
を上記二次側巻線における外側巻線側のインダクタンス
値と同等とするために、上記二次側巻線における内側巻
線に直列であり、かつ上記二次側巻線における外側巻線
に並列に接続されたインダクタンスが備えられることを
特徴とする請求項９に記載のスイッチング電源回路。 - 【請求項１５】 上記二次側巻線の内側巻線と外側巻線
は、巻方向が逆の逆転捲きとされることを特徴とする請
求項１４に記載のスイッチング電源回路。 - 【請求項１６】 上記二次側巻線の内側巻線と外側巻線
は、巻方向が同方向とされるとともに、上記二次側巻線
の内側巻線と外側巻線との間に絶縁材が施されることを
特徴とする請求項１４に記載のスイッチング電源回路。 - 【請求項１７】 上記絶縁コンバータトランスのコア
は、一対のＥ型コアで形成されることを特徴とする請求
項９に記載のスイッチング電源回路。 - 【請求項１８】 上記絶縁コンバータトランスのコア
は、一対のＵ型コアで形成されることを特徴とする請求
項９に記載のスイッチング電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002111030A JP4192488B2 (ja) | 2002-04-12 | 2002-04-12 | スイッチング電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002111030A JP4192488B2 (ja) | 2002-04-12 | 2002-04-12 | スイッチング電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003309969A true JP2003309969A (ja) | 2003-10-31 |
| JP4192488B2 JP4192488B2 (ja) | 2008-12-10 |
Family
ID=29393987
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002111030A Expired - Fee Related JP4192488B2 (ja) | 2002-04-12 | 2002-04-12 | スイッチング電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4192488B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100407564C (zh) * | 2004-08-30 | 2008-07-30 | 三垦电气株式会社 | Dc电源装置 |
| JP2013214582A (ja) * | 2012-04-02 | 2013-10-17 | Mitsubishi Electric Corp | フライバックトランス |
-
2002
- 2002-04-12 JP JP2002111030A patent/JP4192488B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100407564C (zh) * | 2004-08-30 | 2008-07-30 | 三垦电气株式会社 | Dc电源装置 |
| JP2013214582A (ja) * | 2012-04-02 | 2013-10-17 | Mitsubishi Electric Corp | フライバックトランス |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP4192488B2 (ja) | 2008-12-10 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2002136138A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2004135490A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2002262568A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP4192488B2 (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP4264625B2 (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP3675445B2 (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP3528816B2 (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2004064889A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2000166235A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2002034250A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2002034249A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2003230274A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2001327167A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP3560158B2 (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2002044945A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2003319651A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2002354803A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2001186763A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2002034248A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2003324955A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2003284338A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2000166232A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2000134926A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2000236663A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2002315328A (ja) | スイッチング電源回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Effective date: 20050309 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20080214 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20080219 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20080407 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20080826 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20080908 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Year of fee payment: 3 Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111003 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |