WO2005112243A1 - スイッチング電源装置 - Google Patents

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Shin Nakagawa
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Fidelix Y.K.
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    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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    • H02M1/40—Means for preventing magnetic saturation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
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    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
    • H02M3/3385—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current
    • H02M3/3387—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current in a push-pull configuration
    • H02M3/3388—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current in a push-pull configuration of the parallel type

Definitions

  • the present invention relates to a power supply that requires a small amount of switching noise, and particularly to a power supply device that is optimal for audio equipment and lighting equipment. Also, if the switching noise is reduced, the leakage current can be reduced by making the Y capacitor smaller, which is preferable for medical equipment.
  • PS power supply SMZ power supply
  • partial resonance power supply partial resonance power supply
  • quasi-resonance power supply and resonance type Loyer's converter method are often used for inverter type lighting equipment.
  • the voltage waveform applied to the transformer has a trapezoidal shape.
  • the oblique portion of the trapezoid is the time during which voltage resonance occurs.
  • voltage resonance that causes the voltage waveform to have a sine wave shape is more preferable and still not sufficient for audio applications.
  • these have the advantage that they can easily be used in the 230 VAC area due to the half-bridge configuration, driving the high-side switch is troublesome. For this reason, it is not preferable for consumer equipment from the viewpoint of cost.
  • the quasi-resonant converter performs soft switching at turn-on, but hard switching at turn-off, so the noise reduction effect itself is not sufficient.
  • Resonant Loyal converters are convenient for lighting equipment that does not output DC, as switching noise is reduced.
  • self-excited oscillation by a bipolar transistor is mainly used. In this case, it is difficult to increase the frequency at present due to the storage time of the element. If the frequency cannot be increased, it is not enough for audio for the reasons described below.
  • the MOSFET can operate at high speed, but when self-excited oscillation is used, the gate is driven with a waveform close to a sine wave, so the simultaneous off period is easily formed and the loss increases. Furthermore, when self-oscillation is performed by the MOSFET, the two switches may be turned on at the same time at the start, and the switching element itself may be destroyed.
  • Bipolar transistors and MOSFETs are both! High in self-excited oscillation even if they are out of alignment, and it is difficult to optimize the timing at the frequency.
  • an inrush current to the output smoothing capacitor occurs when the power is turned on, and at this time, the primary-side inductor easily saturates. I do.
  • the first requirement for audio applications is to extremely reduce switching noise.
  • a switching frequency in the range of 88 kHz or more and 150 kHz or less is preferable even if it appears.
  • the main cause of common mode noise is the capacitance between the primary and secondary of the transformer.Therefore, reducing the capacitance and reducing the voltage waveform to a waveform with fewer harmonics, that is, a sine wave A method in which the cycle resonates with the voltage is more preferable.
  • the second request is a response. If lkH enters a class B audio amplifier, load fluctuations will occur 1000 times per second. An example of poor response is ringing at load fluctuations that repeat between 0% and 100%, and ringing around 2kHz, which is easy to hear. When ringing occurs, the power supply terminal of the amplifier is shaken, which is adversely affected through the amplifier's SVRR (Supply Voltage Rejection Rerio) and has a unique sound. In fact, driving a car audio power IC with a notebook PC switching power supply that does not even take into account the response often leads to "ringing!
  • SVRR Serialply Voltage Rejection Rerio
  • electrolytic capacitors for high-quality sound have been released by electrolytic capacitor manufacturers, but these are different from switching applications, but the resistance at the switching frequency is not necessarily reduced. ,. For this reason, even if you try to select an audio capacitor with your favorite sound quality, a general switching power supply has good high-frequency characteristics, which limits it.
  • the present invention focuses on the merit of a resonance-type loyal converter that has low switching noise and does not require a high-side driver, and relates to an improvement for audio equipment based on this.
  • Figure 1 shows the basic circuit of the resonant Loyal converter.
  • the switching power supply for audio use a frequency of around 90 kHz or higher, which has little noise and does not affect hearing even if it is generated.
  • the target was set to 88 kHz or more because it is more than twice the sampling frequency of CD. Also, since the EMI noise standard regulates over 150 kHz, the switching frequency should be in the range of 88 kHz to 150 kHz after all.
  • the first invention of the present application provides a DC power supply, a first inductor having one end connected to the DC power supply, the other end of the first inductor, and a transformer having a center tap on a primary winding.
  • the center tap is connected, both ends of the primary winding of the transformer are connected to a first switching element and a second switching element, each of which alternately switches, and the secondary winding of the transformer is rectified.
  • a second inductor is inserted between the rectifier circuit and the smoothing means, and the first inductor and the second inductor are formed of the same magnetic circuit. It is characterized by coupling in the direction that cancels the DC magnetic flux.
  • An electrolytic capacitor manufacturer has released an electrolytic capacitor for high sound quality. However, these have different switching applications and do not mean that the resistance at the switching frequency is reduced. However, in this method, the output current has continuity and the switching frequency is close to DC. It is possible to freely select a capacitor for power supply without the restriction that the high frequency characteristics are good.
  • the second invention of the present application relates to a DC power supply, a first inductor having one end connected to the DC power supply, the other end of the first inductor, and a transformer having a center tap on a primary winding.
  • the center tap is connected, and both ends of the primary winding of the transformer are connected to a first switching element and a second switching element, each of which alternately switches, and the secondary winding of the transformer is connected to an alternating current.
  • a rectifier and a second inductor are provided between a secondary winding of the transformer and the AC load, and a rectified one-way current flows through the second inductor.
  • the first inductor and the second inductor are coupled in the same magnetic circuit in such a direction as to cancel the DC magnetic flux.
  • the third invention of the present application is to reduce the DC magnetic flux by making the ratio of the number of primary windings and the number of secondary windings of the transformer equal to the ratio of the number of windings of the first inductor to the number of windings of the second inductor. It is characterized by strict cancellation.
  • the fourth invention of the present application is directed to a DC power supply, an inductor having one end connected to the DC power supply, the other end of the inductor, and the center tap of a transformer having a center tap in a primary winding.
  • both ends of the primary winding of the transformer are connected to a first switching element and a second switching element, each of which is alternately switched.
  • the second switching element and the second switching element are simultaneously turned off, the inductor and the further winding and the diode are provided so that the voltage at the other end of the inductor does not excessively increase, and the energy accumulated in the inductor is reduced. It is characterized by limiting the voltage rise at the other end of the inductor by connecting it regeneratively to the power supply.
  • the device was devised so that even if the OCP worked, the switching element would not be damaged by overvoltage.
  • the fifth invention of the present application provides a DC power supply, an inductor having one end connected to the DC power supply, The other end of the inductor is connected to the center tap of a transformer having a center tap in the primary winding, and both ends of the primary winding of the transformer are switched in a first manner.
  • the secondary winding of the transformer is connected to a switching element and a second switching element, and a secondary winding of the transformer is smoothed by a smoothing means via a rectifier circuit, or a synchronization signal input terminal in a power supply directly supplied to an AC load.
  • the center tap voltage of the transformer or a tertiary winding is installed on the transformer, and By injecting into the terminal for inputting the synchronization signal of the control IC or the terminal for determining the oscillation frequency, using one of the voltages obtained by regulating the next winding, By determining the temperate timing of cycle, characterized in that to substantially self-excited oscillation operation.
  • the present invention uses a separately-excited IC and drives at the optimal timing and operates at 88 kHz or higher. The aim was to achieve high efficiency at 150kHz.
  • a switching element is driven using a general-purpose IC in this manner, the switching element is started with hysteresis characteristics, so there is no instability at the time of starting. Easy OCP.
  • the sixth invention of the present application is characterized in that the power supply device of the fifth invention of the present application performs waveform shaping by using a comparator on whether the center tap voltage force of the transformer is the rectified voltage of the tertiary winding. I do.
  • the comparator of the power supply device uses a PNP or a PchFET to rectify the center tap voltage of the transformer or the voltage obtained by rectifying the tertiary winding and the voltage of the tertiary winding. The comparison is made between a rectified and smoothed voltage or a reference voltage.
  • a PNP or PchFET as a comparator in this way, a high-speed comparator can be configured inexpensively, easily, and stably.
  • the power supply device of the fifth invention to the seventh invention of the present application differentiates the output signal of the comparator and injects it into a terminal for inputting a synchronization signal or a terminal for determining an oscillation frequency. It is characterized by that.
  • the pin for inputting the synchronizing signal of the general-purpose IC or the pin for determining the oscillation frequency goes low when entering the next cycle, otherwise accurate operation cannot be expected. Therefore, the differentiation function was used to easily set the low level before the next cycle.
  • the ninth invention of the present application is the power supply device of the fifth to eighth inventions, wherein a diode and a resistor are connected in parallel between the control IC and the switching element for driving time adjustment, or a transistor and a resistor are connected. It is characterized by using a parallel connection of the above and inserting it in a direction to increase the on-time.
  • the duty ratio For optimal operation of the resonant Loyal converter, the duty ratio must be adjusted to 50%. However, since a general-purpose IC suitable for the present invention has a maximum duty ratio of 49%, the on-time must be slightly increased.
  • a tenth invention of the present application is characterized in that the operating frequency of the power supply device of the first to ninth inventions of the present application is set to be 88 kHz or more and 150 kHz or less.
  • An eleventh invention of the present application is an audio device using the power supply device of the first invention to the tenth invention of the present application.
  • AC power supply 100 is rectified by rectifiers 101 to 104 and smoothed by smoothing capacitor 105 to become a DC power supply.
  • This DC power is supplied to the center tap at the intersection of the primary windings 108a and 108b of the transformer 108 via the winding 106a of the coupling inductor 106.
  • Both ends of the primary windings 108a and 108b are connected to the resonance capacitor 130 and also connected to the two switching elements 109a and 109b.
  • This resonance capacitor can be only on the primary side or only on the secondary side.
  • the voltage waveform becomes a very clear half wave of a sine wave.
  • 109c is for overcurrent detection Resistance.
  • the current flowing through the secondary windings 108c and 108d of the transformer is rectified by the rectifiers 11 la and 11 lb, smoothed by the smoothing capacitor 112 via the winding 106c of the coupling inductor 106, and output.
  • the windings 108a, 108b, 108c, and 108d of the transformer 108 and the windings 106a and 106c of the coupling inductor 106 all have the same number of turns and that they operate ideally, the point X can be easily calculated.
  • the voltage waveforms at point Y completely match, and the primary and secondary become symmetrical.
  • the inductance of the coupling inductor 106 When the inductance of the coupling inductor 106 is increased, the current flowing therethrough approaches a constant current, so that the current flowing through the switching elements 109a and 109b becomes close to a square wave, thereby suppressing an increase in the effective current and reducing loss. . If the inductance of the coupling inductor 106 is small, a current of twice the switching frequency is superimposed on the current flowing through the switching elements 109a and 109b, so that the effective current increases and the loss increases.
  • the resistors 114a to 114c and the transistor 114d are a start-up circuit.
  • the currents of the windings 108e and 108f (tertiary winding) of the transformer 108 become diodes 131 and 132. It is supplied to the capacitor 113 via 133, and when the normal voltage is reached, the starting current is drastically reduced.
  • the resistor 134 is for adjusting the voltage waveform at the point Z described later.
  • the potential (point X) at the intersection of the primary windings 108a and 108b of the transformer 108 is divided by the resistors 117 and 118 using a comparator composed of the transistor 119 and the resistor 120 as a load resistor.
  • the voltage obtained by rectifying and smoothing the voltage of the tertiary winding that is, the VCC voltage of the control IC 125, is divided by the resistors 140 and 141 and passed through the transistor 142, and differentiated by the capacitor 121. This is injected into the synchronization input of the control IC125.
  • point X and point Z have the same waveform, so point Z can be used instead.
  • the reason for the differentiation is that the synchronization signal must be at a low level before the next ON signal. By switching to the next cycle with the synchronization signal, the ZVS operation can be performed more accurately than self-excited oscillation even though the control IC for separate excitation is used.
  • the resistor and capacitor 110a inserted into the gates of the switching elements 109a and 109b are used to reduce the on-time of the capacitor 110a.
  • the SG3525A of the control IC125 has a maximum duty ratio of 49%, and a narrow simultaneous OFF period occurs, so this correction is used. Even a circuit in which a diode is replaced with a transistor works well. The direction of the diode is opposite to that of a general circuit inserted to reduce noise.
  • the capacitor 135 is a device for making the resonance state symmetric even in such a case. By making the resonance symmetrical, the voltage rise at light load is reduced, the regulation is improved and the sound quality is improved.
  • FIG. 3 shows an example of a circuit for supplying a load that is not converted to direct current, such as lighting equipment, based on FIG. 2, and mainly shows a change on the secondary side.
  • the voltage generated in the winding 108c of the transformer 108 is bridge-rectified by the diode 11 la and 11 Id, and the current flowing through the winding 106c of the coupling inductor 106 is configured to flow in the same direction. This cancels out the magnetic flux generated in.
  • the emitter of the transistor 119 is connected to Vref of 5 V to simplify the circuit.
  • FIG. 1 is a basic circuit diagram of a conventional resonant Loyal converter.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing a power supply device according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing a power supply device according to a second embodiment of the present invention. Explanation of reference numerals

Abstract

【課題】スイッチングノイズが最も少なくできる電圧波形がサイン波状にする。制御が無しでも定電圧の出力を持ち、素直な応答。コアが飽和することなく瞬間的なピーク電流にも対応可能。以上を高いレベルで同時に備える。 【解決手段】スイッチングノイズが少ない共振形のロイヤ・コンバータベースとしてオーディオ機器向けた改良に関するものであり、１次側のインダクタに２次側整流回路と平滑手段との間に第２のインダクタを挿入し、これを１次側のインダクタと同一磁気回路でもって直流磁束をキャンセルする向きに結合する。また、トランスのセンタータップ電圧を制御用ＩＣの同期信号入力端子に注入することにより、次のサイクルのオンタイミングを決めることで、実質的に自励発振動作を安定にさせることを特徴とする。以上により、オーディオ用への高い要求を同時に満たす。ことができる。

Description

明 細 書
スイッチング電源装置
技術分野
[0001] 本発明はスイッチングノイズが少ない必要がある電源に関するものであり、特にォー ディォ機器や照明機器にとって最適な電源装置に関する。また、スイッチングノイズ が少なくなれば Yコンデンサーを小さくすることにより漏洩電流を下げられるので医療 機器にも好ましい。
背景技術
[0002] 従来、オーディオ機器や医療機器など、スイッチングノイズが少な ヽ必要がある場 合には以下のソフトスィッチング電源が用いられてきた。 PS電源、 SMZ電源、部分 共振電源、擬似共振電源、また、インバータ式の照明機器においては共振形ロイャ' コンバータ方式がよく使われて ヽる。
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0003] PS電源や SMZ電源や部分共振電源の電圧共振は共振時間が部分的なのでトラ ンスに加わる電圧波形は台形状となる。台形状の斜めの部分が電圧共振をしている 時間である。後述する理由により、オーディオ用途には電圧波形がサイン波状になる ような電圧共振がより好ましぐまだ十分とは言えない。また、これらはハーフブリッジ 構成のため AC230V地域に容易に対応できるメリットはあるものの、ハイサイドのスィ ツチ駆動は面倒である。このため、民生機器ではコスト面からも好ましくはない。
擬似共振コンバータは、ターンオン時はソフトスイッチングであるが、ターンオフ時は ハードスイッチングなので、ノイズの削減効果そのものが十分ではな 、。
[0004] 共振形のロイャ 'コンバータは直流を出力しない照明機器ではスイッチングノイズが 少なぐまことに都合が良い。し力し主にバイポーラトランジスタによる自励発振が使 われ、この場合は素子のストレージタイムにより現時点では周波数を高くすることが困 難である。周波数を高く出来な 、なら後述する理由によりオーディオ用としては十分 でない。 MOSFETは高速動作が可能であるが自励発振をさせる場合はサイン波に近い波 形でゲートを駆動することになるので、同時オフ期間が出来やすく損失が増えてして しまう。さらに MOSFETで自励発振をさせる場合は、スタート時に 2つのスィッチが同 時オンとなってスイッチング素子そのものを破壊する恐れもある。
[0005] バイポーラトランジスタも MOSFETも!、ずれにせよ自励発振では高!、周波数で最 適なタイミングにすることは難しい。また、共振形のロイャ 'コンバータで直流を出力す る場合は、電源投入時に出力の平滑コンデンサへの突入電流が発生し、この時に 1 次側のインダクタが飽和しやす ヽと 、つた問題も存在する。
[0006] ところで、オーディオ用途にて第 1に要求されるのは、スイッチングノイズを極めて少 なくする必要がある。後述するように仮に出るとしても 88kHz以上 150kHz以下の範 囲のスイッチング周波数が好ましい。経験によれば、さらにノーマルモードよりもコモ ンモードの特に高周波ノイズを少なくする必要がある。コモンモードノイズの主な原因 はトランスの 1次 2次間の静電容量に起因するので、静電容量を少なくするとともに電 圧波形も高調波が少なくなる波形、すなわちサイン波に近くなるよう全周期が電圧共 振する方式が 、つそう好ま 、。
[0007] 第 2の要求は応答である。もしも B級のオーディオアンプに lkHが入ると、 1秒間に 1000回もの負荷変動が生じてしまう。応答の悪い例としては 0%と 100%を繰り返す 負荷変動においてリンギングを生じ、しかも耳につきやすい 2kHz付近のリンギングが 生じるといったものである。リンギングを生じるとアンプの電源端子が揺すられることに なり、これによつてアンプの SVRR (Supply Voltage RejectionRerio)を通じて悪 影響を受け、特有の響きがついてしまう。事実、応答まで考慮していないノート PC用 のスイッチング電源でカーオーディオ用のパワー ICを駆動すると「リンギングらし!/、響 き」がよく付きまとう。
[0008] したがって制御をするなら、きわめて高速な応答をさせる力、出力に大きな平滑コン デンサを持たせ、早い音楽変動はこれで吸収し、ゆっくりした制御をするかのどちら かが好ましい。つまり、聴覚に影響の少ない周波数変動に追いやるというものである。
[0009] 第 3は小型であっても瞬間的なピーク電流に対応可能なことである。オーディオに おいては瞬時に刻々と変化する音楽信号、なかでも特に打楽器系の音に追従する ためには応答のみならず、その瞬発力も非常に重要である。音楽信号においては平 均電流に対してピーク電流は非常に大きいからである。
[0010] 共振型ロイャ 'コンバータの 1次インダクタには直流成分が流れるため、磁気飽和し ないようギャップを大きくする必要がある。するとインダクタンスは小さくなつてしまう。し かし、インダクタンスは大きくしないと 1次インダクタやスィッチや整流器の実効電流が 増えてしま 、効率が低下する。かと 、つて巻き線のターン数を増やせば銅損が増え てしまう。結局のところ、より大きなコアサイズが必要になってしまう。それでも電源投 入時には非常に大きな突入電流が流れ、コアが飽和すれば、さらに大きな過電流が 流れ、スイッチング素子が破壊する恐れもある。
[0011] 過電流が流れて OCP (Over Current Protection)が動作するとなればスィッチ をオフにする。交互にスイッチングしている一方をオフにするので 2つのスィッチが同 時にオフになる。するとインダクタの電流は行き場が無くなり、出力側の電圧が上昇し すぎ、スイッチング素子に過電圧が加わってやはり破壊する恐れがある。
[0012] また、電解コンデンサのメーカーから高音質用電解コンデンサが発売されているが 、し力しながらこれらはスイッチング用途と異なり、スイッチング周波数での抵抗分が 必ずしも少なくなつて 、る訳では決して無 、。このため好きな音質のオーディオ用コ ンデンサを選ぼうと思っても、一般のスイッチング電源の場合は高周波特性が良 、こ との制約が生じてしま ヽ自由に選ぶことが出来な 、。
課題を解決するための手段
[0013] 本発明は、共振形のロイャ 'コンバータの、スイッチングノイズが少なくハイサイドドラ ィバが不要であるメリットに着目し、これをベースとしてオーディオ機器用への改良に 関するものである。図 1はその共振形のロイャ 'コンバータの基本回路である。
[0014] 従来、聴覚は 20kHzまでしか聞こえないとされていた。これにより CDや BSなどは サンプリング周波数を 44. 1kHzや 48kHzに決定した。しかしオーディオマニアから は音が悪いとしつこく言われてきた。これによつて更なる聴覚の研究がなされ、最新 の報告によれば人は音楽において 90kHz付近までは聴覚に影響があると認識され るようになってきた。そのため 90kHz付近まで再生可能な SACDや DVDaudioが出 現するに至った。 [0015] 本発明は以上の知見に基づきオーディオ用のスイッチング電源としてはノイズが少 ないと同時に、出るとしても聴覚に影響を与えない 90kHz付近以上が好ましい。ここ では CDのサンプリング周波数の倍以上ということで 88kHz以上を目標とした。また、 EMIノイズ規格では 150kHz以上には規制があるのでスイッチング周波数は結局の ところ 88kHzから 150kHzの範囲が好ましい
さらにこの共振形のロイャ 'コンバータで好ましいのは、制御無しでも出力電圧自体 に定電圧特性を持っている。そのため制御無しで使った場合、本質的に応答に対し て不安定な要因が存在しない点にある。
殆どのスイッチング電源は、 2次以上の位相遅れ要素を持っているので、制御をかけ ると本質的に不安定な要因が内在することになる。
[0016] 本願第 1発明は、直流電源と、当該直流電源に一端を接続された第 1のインダクタ と、当該第 1のインダクタの他端と、 1次巻き線にセンタータップを備えたトランスの当 該センタータップとが接続され、前記トランスの前記 1次巻き線の両端はそれぞれが 交互にスイッチングする第 1のスイッチング素子と第 2のスイッチング素子に接続され 、前記トランスの 2次巻き線は整流回路を経由して平滑手段で平滑される電源装置 において、前記整流回路と前記平滑手段との間に第 2のインダクタを挿入し、前記第 1のインダクタと前記第 2のインダクタが同一磁気回路でもって直流磁束をキャンセル する向きに結合することを特徴とする。
[0017] このように直流磁束をキャンセルするように接続することでインダクタのギャップを無 くすことが出来る。すると少ないターン数でも大きなインダクタンスが得られ、スィッチ ング素子に流れる電流は方形波に近くなつて実効電流が減るので損失が少なくなる 。平滑手段には 2つの方形波が交互に合成されるので直流に近くなつて等価直列抵 抗 (ESR)や等価直列インダクタンス (ESL)の影響が少なくなる。出力電流が直流に 近くなると入力電流も直流に近くなつて全体のノイズが減る。
[0018] 電解コンデンサメーカーから高音質用の電解コンデンサが発売されている。しかし これらはスイッチング用途は異なり、スイッチング周波数での抵抗分が少なくなつて いる訳では無い。しかし、本方式は出力電流が連続性を持っていて直流に近ぐスィ ツチング周波数にぉ 、て抵抗分があってもロスが少な 、ので好きな音質のオーディ ォ用コンデンサを高周波特性が良いことの制約無しに自由に選ぶことができる。
[0019] 本願第 2発明は、直流電源と、当該直流電源に一端を接続された第 1のインダクタ と、当該第 1のインダクタの他端と、 1次巻き線にセンタータップを備えたトランスの当 該センタータップとが接続され、前記トランスの前記 1次巻き線の両端はそれぞれが 交互にスイッチングする第 1のスイッチング素子と第 2のスイッチング素子に接続され 、前記トランスの 2次巻き線は交流負荷に接続される電源装置において、前記トラン スの 2次巻き線と前記交流負荷との間に整流器と第 2のインダクタを設け、前記第 2の インダクタには整流された 1方向の電流が流れるように接続され、前記第 1のインダク タと前記第 2のインダクタが同一磁気回路でもって直流磁束をキャンセルする向きに 結合することを特徴とする。
[0020] 本願第 3発明は、前記トランスの 1次巻き線数と 2次巻き数線の比を第 1インダクタの 巻き数と第 2インダクタの巻き数の比に等しくすることで直流磁束をより厳密にキャン セルすることを特徴とする。
このように巻き数比を設定することで理論的にはトランスも結合チョークも負荷電流が 増加したことによって磁気飽和を起こすことはなくなる。つまり、電源投入時において も、音楽のピークにおいてもコアが飽和することが無いので、大きな瞬発力を得ること ができる。
[0021] 本願第 4発明は、直流電源と、当該直流電源に一端を接続されたインダクタと、当 該インダクタの他端と、 1次巻き線にセンタータップを備えたトランスの当該センタータ ップとは接続され、前記トランスの前記 1次巻き線の両端はそれぞれが交互にスイツ チングする第 1のスイッチング素子と第 2のスイッチング素子に接続される電源装置に おいて、前記第 1のスイッチング素子と前記第 2のスイッチング素子が同時にオフに なった場合に、前記インダクタの他端の電圧が上昇し過ぎな ヽよう前記インダクタ〖こ 更なる巻き線とダイオードとを設け、インダクタに溜まったエネルギを電源に回生する ように接続することでインダクタ他端の電圧上昇を制限することを特徴とする。
このことにより OCPが働いた場合でもスイッチング素子に過電圧が加わって破壊する ことの無いように工夫した。
[0022] 本願第 5発明は、直流電源と、当該直流電源に一端を接続されたインダクタと、当 該インダクタの他端と、 1次巻き線にセンタータップを備えたトランスの当該センタータ ップとが接続され、前記トランスの前記 1次巻き線の両端はそれぞれが交互にスイツ チングする第 1のスイッチング素子と第 2のスイッチング素子に接続され、前記トランス の 2次巻き線は整流回路を経由して平滑手段で平滑するか、直接に交流負荷に供 給される電源装置において、同期信号入力端子か発振周波数を決定する端子を備 えた制御用 ICを用いて第 1と第 2のスイッチング素子を駆動させ、前記トランスのセン タータップ電圧か、もしくは前記トランスに 3次巻き線を設置し、前記 3次巻き線を整 流した電圧のいずれかを用いて、前記制御用 ICの前記同期信号入力用の端子、ま たは前記発振周波数を決定する端子に注入することにより、次のサイクルのオンタイ ミングを決めることで、実質的に自励発振動作をさせることを特徴とする。
[0023] また、オーディオ用ではスイッチングノイズは極めて少なくする必要があるし、後述 する理由で出るとしても 88kHz以上 150kHz以下が望ましい。
このような高い周波数だと FETでなくては高い性能は望み難い。また、 FETを使った 場合に起りうる起動時での同時オンとなってスイッチング素子を破壊する問題も生じ ないよう、本発明では他励 ICを使い、最適なタイミングでもって駆動するとともに 88k Hz以上 150kHzでの高効率ィ匕を目指したものである。このように汎用 ICを利用して スイッチング素子を駆動すると、ヒステリシス特性でもって起動するので起動時の不安 定さがない。 OCPが簡単。といったいくつかのメリットがある。
[0024] 本願第 6発明は、本願第 5発明の電源装置がトランスのセンタータップ電圧力 3次 巻き線を整流した電圧の ヽずれかを、比較器を用いて波形整形をすることを特徴と する。
[0025] 本願第 7発明は、本願第 6発明の電源装置の比較器が PNPまたは PchFETを使 い、トランスのセンタータップ電圧または 3次巻き線を整流した電圧と、 3次巻き線の 電圧を整流平滑した電圧または基準電圧、との間で比較することを特徴とする。 このように PNPまたは PchFETを比較器とすることで高速の比較器が安価で簡単に し力も安定に構成することができる。
[0026] 本願第 8発明は、本願第 5発明ないし本願第 7発明の電源装置が比較器の出力信 号を微分して同期信号入力用の端子、または発振周波数を決定する端子に注入す ることを特徴とする。
汎用 ICの同期信号入力用の端子、または発振周波数を決定する端子は次のサイク ルに入った場合はローレベルになって 、なくては正確な動作が期待できな 、。そこで 簡単に次のサイクル前にローレベルにするために微分機能を用いた。
[0027] 本願第 9発明は、本願第 5発明ないし本願第 8発明の電源装置において、制御用 I Cとスイッチング素子の間に駆動時間調整用としてダイオードと抵抗の並列接続した もの、またはトランジスタと抵抗の並列接続したものを用い、オン時間を長くする向き に挿入することを特徴とする。
共振型ロイャのコンバータを最適な動作をさせるには時比率を 50%に調整しなくて はならない。し力しながら、本発明に適した汎用の ICは 49%が最大の時比率である ため、すこしだけオン時間を長くしなくてはならな 、からである。
[0028] 本願第 10発明は、本願第 1発明ないし本願第 9発明の電源装置における動作周 波数が 88kHz以上 150kHz以下にすることを特徴とする。
[0029] 本願第 11発明は、本願第 1発明ないし本願第 10発明の電源装置を使用することを 特徴とするオーディオ機器。
発明の効果
[0030] スイッチングノイズが少なぐ応答が素直、磁気コアが飽和することなく瞬発力があり オーディオ用には最適である。さらに、ノ、ィサイドドライバが不要で安価なため、民生 器に最適な電源装置が構成できる。
発明を実施するための最良の形態
[0031] 図 2の説明であるが、交流電源 100は整流器 101ないし 104で整流され、平滑コン デン 105で平滑されて直流電源となる。この直流電源は結合インダクタ 106の巻き線 106aを経由し、トランス 108の 1次巻き線 108aと 108bの交点であるセンタータップ に供給される。 1次巻き線 108aと 108bの両端は共振用コンデンサ 130に接続される と共に、 2つのスイッチング素子 109aと 109bにも接続される。この共振コンデンサは 1次側だけでも 2次側だけでもある 、は両方に分けても良!、。
[0032] 2つのスイッチング素子は ZVS動作となるよう交互にスイッチング動作をするので、 電圧波形は非常にきれいなサイン波の半波になる。なお、 109cは過電流検出用の 抵抗である。トランスの 2次巻き線 108cと 108dに流れる電流は整流器 11 laと 11 lb で整流され、結合インダクタ 106の巻き線 106cを経由して平滑コンデンサ 112で平 滑され、出力となる。ここで分力りやすいようトランス 108の巻き線 108a、 108b, 108 c、 108dと結合インダクタ 106の巻き線 106a、 106cのターン数が全て同じで、理想 的に動作をすると仮定すれば X点と Y点の電圧波形は完全に一致し、 1次と 2次は対 称的な動作となる。
[0033] ここで非常に重要なことは巻き線 106aと巻き線 106cの交流磁束は加算する向きに なっていて、直流磁束は打ち消す向きになっているので、電源投入時で大きな突入 電流が流れる場合であってもコアは飽和しない点である。このため結合インダクタ 10 6にはギャップが不要となり、少ない巻き数で銅損を抑えても、大きなインダクタンスを 得ることが出来る。結合インダクタ 106のインダクタンスを大きくすると、これに流れる 電流は一定電流に近づくので、スイッチング素子 109aと 109bに流れる電流は方形 波に近くなつて実効電流の増加を抑えて、損失を少なくすることが出来る。結合イン ダクタ 106のインダクタンスが小さいと、スイッチング素子 109aと 109bに流れる電流 にスイッチング周波数の 2倍成分の電流が重畳し、実効電流が増えるので損失も増 えてしまう。
[0034] なお、結合インダクタ 106の巻き線 106bとダイオード 107は 2つのスイッチング素子 109aと 109bの過電流保護回路が働いた異常時で同時オフになった場合に、 X点の 電位が上がり過ぎて、スイッチング素子 109aと 109bを破壊しな!、ために設置して!/ヽ る。
制御回路であるがここでは制御用 IC125は SG3525Aの場合の例について説明す る。抵抗 114aから 114cとトランジスタ 114dは起動回路であり、コンデンサ 113の電 圧が上がり制御用 ICが起動すると、トランス 108の巻き線 108eと 108f (3次巻き線） の電流はダイオード 131、 132力ら 133を経由しコンデンサ 113に供給され、正常電 圧に達すると起動電流が激減する構成になっている。抵抗 134は後述する Z点の電 圧波形を整えるためのものである。
抵抗 116とコンデンサ 115によって正常動作時よりも若干低い周波数で発振させるこ とで起動をさせる。 [0035] 起動後はトランジスタ 119と負荷抵抗である抵抗 120で構成される比較器でもってト ランス 108の 1次巻き線 108aと 108bの交点の電位 (X点）を抵抗 117と 118で分圧し たものと、 3次巻き線の電圧を整流平滑した電圧すなわち制御用 IC 125の VCC電圧 を抵抗 140、 141で分圧し、トランジスタ 142を経由したものとを比較し、これをコンデ ンサ 121で微分したものを制御用 IC125の同期用入力に注入している。ここで X点と Z点は同じ波形になるので Z点で代用することも出来る。
[0036] 微分をするのは次のオン信号までには同期用信号をローレベルにしなくてはならな いからである。同期用信号により次のサイクルへ切り替えることで、他励用の制御用 I Cを使うにもかかわらず自励発振以上に正確な ZVS動作をさせることが出来る。なお 、スイッチング素子 109aと 109bのゲートに挿入されている抵抗とコンデンサ 110aか ら l lOdはオン時間を若干長くするための工夫である。制御用 IC125の SG3525A は最大時比率が 49 %で狭 ヽ同時オフ期間が生じてしまうのでこの補正用である。ダ ィオードをトランジスタに置き換えた回路でも力まわな 、。ノイズを少なくするために挿 入されている一般的な回路とはダイオードの向きが反対になっている。
また、トランスを実際に巻いた場合に巻き線 108aと巻き線 108bの層が異なれば、同 じターン数巻いてもインダクタンスは同じにはならない。コンデンサ 135はこういつた 場合でも共振の様子を対称にするための工夫である。共振を対称にすることで軽負 荷時の電圧上昇が少なくなつて、レギュレーションが向上し音質が良くなる。
[0037] 図 3は図 2をベースとして照明機器など直流に変換しない負荷に供給する場合の回 路例であり、主に 2次側に変更をカ卩えたものである。トランス 108の巻き線 108cに発 生した電圧はダイオード 11 la力ら 11 Idでブリッジ整流され、結合インダクタ 106の卷 き線 106cを同一方向に電流が流れるように構成することで、 106aに流れる電流で 発生する磁束をキャンセルするものである。なお、トランジスタ 119のェミッタ一は Vre fの 5Vに接続することで回路を簡略ィ匕して 、る。
図面の簡単な説明
[0038] [図 1]図 1は、従来の共振型ロイャ 'コンバータの基本回路図である。
[図 2]図 2は、本発明の電源装置の第 1の実施形態を示す回路図である。
[図 3]図 3は、本発明の電源装置の第 2の実施形態を示す回路図である。 符号の説明
100 交流電源
105a 直流電源
109c, 109d、 110a, 110c, 114a, 114b, 114c, 116、 117、 118、 120、 134 40, 141 抵抗
106 インダクタ
108 トランス
106a, 106b, 106c, 108a, 108b, 108c, 108d, 108e、 108f、 巻き線 101、 102、 103、 104、 107、 110b, 110d、 111a, 111b, 111c, l l ld、 131、 2、 133 ダイオード
105、 108e、 112、 113、 115、 121、 130、 135 コンデンサ
109a, 109b スィッチ
114d、 119、 142 卜ランジスタ
125 制御 IC
140 交流負荷

Claims

請求の範囲
[1] 直流電源と、当該直流電源に一端を接続された第 1のインダクタと、当該第 1のインダ クタの他端と、 1次巻き線にセンタータップを備えたトランスの当該センタータップとが 接続され、前記トランスの前記 1次巻き線の両端はそれぞれが交互にスイッチングす る第 1のスイッチング素子と第 2のスイッチング素子に接続され、前記トランスの 2次卷 き線は整流回路を経由して平滑手段で平滑される電源装置において、前記整流回 路と前記平滑手段との間に第 2のインダクタを挿入し、前記第 1のインダクタと前記第 2のインダクタが同一磁気回路でもって直流磁束をキャンセルする向きに結合するこ とを特徴とするスイッチング電源装置。
[2] 直流電源と、当該直流電源に一端を接続された第 1のインダクタと、当該第 1のインダ クタの他端と、 1次巻き線にセンタータップを備えたトランスの当該センタータップとが 接続され、前記トランスの前記 1次巻き線の両端はそれぞれが交互にスイッチングす る第 1のスイッチング素子と第 2のスイッチング素子に接続され、前記トランスの 2次卷 き線は交流負荷に接続される電源装置にぉ ヽて、前記トランスの 2次巻き線と前記交 流負荷との間に整流器と第 2のインダクタを設け、前記第 2のインダクタには整流され た 1方向の電流が流れるように接続され、前記第 1のインダクタと前記第 2のインダクタ が同一磁気回路でもって直流磁束をキャンセルする向きに結合することを特徴とする スイッチング電源装置。
[3] 前記トランスの 1次巻き線数と 2次巻き数線の比を第 1インダクタの巻き数と第 2インダ クタの巻き数の比に等しくすることで直流磁束をより厳密にキャンセルすることを特徴 とする請求項 1と 2に記載のスイッチング電源装置
[4] 直流電源と、当該直流電源に一端を接続されたインダクタと、当該インダクタの他端 と、 1次巻き線にセンタータップを備えたトランスの当該センタータップとは接続され、 前記トランスの前記 1次巻き線の両端はそれぞれが交互にスイッチングする第 1のス イッチング素子と第 2のスイッチング素子に接続される電源装置において、前記第 1 のスイッチング素子と前記第 2のスイッチング素子が同時にオフになった場合に、前 記インダクタの他端の電圧が上昇し過ぎないよう前記インダクタに更なる巻き線とダイ オードとを設け、インダクタに溜まったエネルギを電源に回生するように接続すること でインダクタ他端の電圧上昇を制限することを特徴とするスイッチング電源装置。
[5] 直流電源と、当該直流電源に一端を接続されたインダクタと、当該インダクタの他端 と、 1次巻き線にセンタータップを備えたトランスの当該センタータップとが接続され、 前記トランスの前記 1次巻き線の両端はそれぞれが交互にスイッチングする第 1のス イッチング素子と第 2のスイッチング素子に接続され、前記トランスの 2次巻き線は整 流回路を経由して平滑手段で平滑するか、直接に交流負荷に供給される電源装置 にお ヽて、同期信号入力端子カゝ発振周波数を決定する端子を備えた制御用 ICを用 いて第 1と第 2のスイッチング素子を駆動させ、前記トランスのセンタータップ電圧力 もしくは前記トランスに 3次巻き線を設置し、前記 3次巻き線を整流した電圧のいずれ かを用いて、前記制御用 ICの前記同期信号入力用の端子、または前記発振周波数 を決定する端子に注入することにより、次のサイクルのオンタイミングを決めることで、 実質的に自励発振動作をさせることを特徴とするスイッチング電源装置。
[6] 請求項 5の電源装置がトランスのセンタータップ電圧力 3次巻き線を整流した電圧の Vヽずれかを、比較器を用いて波形整形をすることを特徴とするスイッチング電源装置
[7] 請求項 6の電源装置の比較器が PNPまたは PchFETを使い、トランスのセンタータツ プ電圧または 3次巻き線を整流した電圧と、 3次巻き線の電圧を整流平滑した電圧ま たは基準電圧、との間で比較することを特徴とするスイッチング電源装置。
[8] 請求項 5ないし 7の電源装置が比較器の出力信号を微分して同期信号入力用の端 子、または発振周波数を決定する端子に注入することを特徴とするスイッチング電源 装置。
[9] 請求項 5ないし 8の電源装置において、制御用 ICとスイッチング素子の間に駆動時 間調整用としてダイオードと抵抗の並列接続したもの、またはトランジスタと抵抗の並 列接続したものを用い、オン時間を長くする向きに挿入することを特徴とするスィッチ ング電源装置。
[10] 請求項 1ないし 9の電源装置における動作周波数が 88kHz以上 150kHz以下にす ることを特徴とするスイッチング電源装置。
[11] 請求項 1ないし 10の電源装置を使用することを特徴とするオーディオ機器。
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