JPH06284719A - 高周波スイッチング電圧変換回路 - Google Patents
高周波スイッチング電圧変換回路Info
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- JPH06284719A JPH06284719A JP5073371A JP7337193A JPH06284719A JP H06284719 A JPH06284719 A JP H06284719A JP 5073371 A JP5073371 A JP 5073371A JP 7337193 A JP7337193 A JP 7337193A JP H06284719 A JPH06284719 A JP H06284719A
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- resistor
- transformer
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ロイヤ−回路を使用して駆動時にコアの飽和
させずにしかも数100KHzで高周波駆動することがで
きる高周波スイッチング電圧変換回路を提供すること。 【構成】 トランス13の第1の一次コイルを介して直
流電源が供給される第1のMOSFET14aと、トラ
ンスの第2の一次コイルを介して直流電源が供給され、
第1のMOSFET14aと直列に接続される第2のM
OSFET14bと、第1のMOSFET14aと第2
のMOSFET14bとの接続点とア−ス間に接続され
る抵抗r6と、抵抗r6の非接地側端子とア−ス間にイ
ンダクタンスL1を介して接続された抵抗r5と、抵抗
r5を流れる電流が所定レベル以上になると導通し、第
1のMOSFET14aと第2のMOSFET14bの
導通状態を反転させるトランジスタとを備え、トランス
13の二次コイル側から高周波電圧を取り出すように構
成している。
させずにしかも数100KHzで高周波駆動することがで
きる高周波スイッチング電圧変換回路を提供すること。 【構成】 トランス13の第1の一次コイルを介して直
流電源が供給される第1のMOSFET14aと、トラ
ンスの第2の一次コイルを介して直流電源が供給され、
第1のMOSFET14aと直列に接続される第2のM
OSFET14bと、第1のMOSFET14aと第2
のMOSFET14bとの接続点とア−ス間に接続され
る抵抗r6と、抵抗r6の非接地側端子とア−ス間にイ
ンダクタンスL1を介して接続された抵抗r5と、抵抗
r5を流れる電流が所定レベル以上になると導通し、第
1のMOSFET14aと第2のMOSFET14bの
導通状態を反転させるトランジスタとを備え、トランス
13の二次コイル側から高周波電圧を取り出すように構
成している。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明はロイヤ−回路を改良し、
数10KHz乃至数100KHzの高周波電圧を得ること
ができる高周波スイッチング電圧変換回路に関する。
数10KHz乃至数100KHzの高周波電圧を得ること
ができる高周波スイッチング電圧変換回路に関する。
【0002】
【従来の技術】従来より、電圧−周波数変換回路として
ロイヤ−(Royer )回路が広く知られている。このロイ
ヤ−回路はコアの飽和特性を利用して磁気マルチバイブ
レ−タとして機能させている。そして、入力電圧に応じ
て出力される電圧の周波数が増減する。
ロイヤ−(Royer )回路が広く知られている。このロイ
ヤ−回路はコアの飽和特性を利用して磁気マルチバイブ
レ−タとして機能させている。そして、入力電圧に応じ
て出力される電圧の周波数が増減する。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】従来のロイヤ−回路は
コアの飽和特性を利用しているので、コア損失があり変
換効率が低下するという問題があった。また、従来のロ
イヤ−回路はコアの飽和時にスイッチング素子に過大な
電流がながれてしまうという問題がある。
コアの飽和特性を利用しているので、コア損失があり変
換効率が低下するという問題があった。また、従来のロ
イヤ−回路はコアの飽和時にスイッチング素子に過大な
電流がながれてしまうという問題がある。
【0004】また、発振周波数は入力電圧に依存するの
で、従来のロイヤ−回路を用いて数10KHz乃至数10
0KHzの周波数を得て、高周波放電灯を点灯させるため
には、大きいトランス及び入力電圧が必要とされてい
た。
で、従来のロイヤ−回路を用いて数10KHz乃至数10
0KHzの周波数を得て、高周波放電灯を点灯させるため
には、大きいトランス及び入力電圧が必要とされてい
た。
【0005】本発明は上記の点に鑑みてなされたもの
で、その目的はロイヤ−回路を使用して駆動時にコアの
飽和させずにしかも数10KHz乃至数100KHzで高周
波駆動することができる高周波スイッチング電圧変換回
路を提供することにある。
で、その目的はロイヤ−回路を使用して駆動時にコアの
飽和させずにしかも数10KHz乃至数100KHzで高周
波駆動することができる高周波スイッチング電圧変換回
路を提供することにある。
【0006】
【課題を解決するための手段】請求項1に係わる高周波
スイッチング電圧変換回路は、トランスの第1の一次コ
イルを介して直流電源が供給される第1のスイッチング
素子と、上記トランスの第2の一次コイルを介して上記
直流電源が供給され、上記第1のスイッチング素子と直
列に接続される第2のスイッチング素子と、上記第1の
スイッチング素子と第2のスイッチング素子との接続点
とア−ス間に接続される第1の抵抗素子と、上記第1の
抵抗素子の非接地側端子からインダクタンスを介してア
−スされた第2の抵抗素子と、上記第2の抵抗素子を流
れる電流が所定レベル以上になると導通し、上記第1の
スイッチング素子と第2のスイッチング素子の導通状態
を反転させる第3のスイッチング素子とを具備し、上記
トランスの二次コイル側から高周波電圧を取り出したこ
とを特徴とする。
スイッチング電圧変換回路は、トランスの第1の一次コ
イルを介して直流電源が供給される第1のスイッチング
素子と、上記トランスの第2の一次コイルを介して上記
直流電源が供給され、上記第1のスイッチング素子と直
列に接続される第2のスイッチング素子と、上記第1の
スイッチング素子と第2のスイッチング素子との接続点
とア−ス間に接続される第1の抵抗素子と、上記第1の
抵抗素子の非接地側端子からインダクタンスを介してア
−スされた第2の抵抗素子と、上記第2の抵抗素子を流
れる電流が所定レベル以上になると導通し、上記第1の
スイッチング素子と第2のスイッチング素子の導通状態
を反転させる第3のスイッチング素子とを具備し、上記
トランスの二次コイル側から高周波電圧を取り出したこ
とを特徴とする。
【0007】請求項2に係わる高周波スイッチング電圧
変換回路は、トランスの第1の一次コイルを介して直流
電源が供給される第1のスイッチング素子と、上記トラ
ンスの第2の一次コイルを介して上記直流電源が供給さ
れ、上記第1のスイッチング素子と直列に接続される第
2のスイッチング素子と、上記第1のスイッチング素子
と第2のスイッチング素子との接続点とア−ス間に接続
される第1の抵抗素子と、上記第1の抵抗素子の両端電
圧を増幅する増幅回路と、上記増幅回路の出力電圧がが
所定電圧以上になると導通し、上記第1のスイッチング
素子と第2のスイッチング素子の導通状態を反転させる
モノポ−ラスイッチング素子とを具備し、上記トランス
の二次コイル側から高周波電圧を取り出したことを特徴
とする。
変換回路は、トランスの第1の一次コイルを介して直流
電源が供給される第1のスイッチング素子と、上記トラ
ンスの第2の一次コイルを介して上記直流電源が供給さ
れ、上記第1のスイッチング素子と直列に接続される第
2のスイッチング素子と、上記第1のスイッチング素子
と第2のスイッチング素子との接続点とア−ス間に接続
される第1の抵抗素子と、上記第1の抵抗素子の両端電
圧を増幅する増幅回路と、上記増幅回路の出力電圧がが
所定電圧以上になると導通し、上記第1のスイッチング
素子と第2のスイッチング素子の導通状態を反転させる
モノポ−ラスイッチング素子とを具備し、上記トランス
の二次コイル側から高周波電圧を取り出したことを特徴
とする。
【0008】請求項3に係わる高周波スイッチング電圧
変換回路は、第1の抵抗素子の両端電圧は上記モノポ−
ラトランジスタのゲ−トに入力されていることを特徴と
する。請求項4に係わる高周波スイッチング電圧変換回
路は、トランスの二次コイル側には冷陰極ランプが接続
されていることを特徴とする。
変換回路は、第1の抵抗素子の両端電圧は上記モノポ−
ラトランジスタのゲ−トに入力されていることを特徴と
する。請求項4に係わる高周波スイッチング電圧変換回
路は、トランスの二次コイル側には冷陰極ランプが接続
されていることを特徴とする。
【0009】
【作用】本発明は上記のように第1のスイッチング素子
あるいは第2のスイッチング素子が導通したときの電流
経路に第1の抵抗素子を設けたので、コイルを飽和させ
ずにスイッチングすることができる。また、第1の抵抗
素子の非接地側端子とア−ス間にインダクタンスを介し
て第2の抵抗素子を設け、第2の抵抗素子を流れる電流
が所定レベル以上になると導通して、第1のスイッチン
グ素子と第2のスイッチング素子の導通状態を反転させ
る第3のスイッチング素子を設けたので、数10KHzの
高周波電圧を得ることができる。
あるいは第2のスイッチング素子が導通したときの電流
経路に第1の抵抗素子を設けたので、コイルを飽和させ
ずにスイッチングすることができる。また、第1の抵抗
素子の非接地側端子とア−ス間にインダクタンスを介し
て第2の抵抗素子を設け、第2の抵抗素子を流れる電流
が所定レベル以上になると導通して、第1のスイッチン
グ素子と第2のスイッチング素子の導通状態を反転させ
る第3のスイッチング素子を設けたので、数10KHzの
高周波電圧を得ることができる。
【0010】
【実施例】以下図面を参照して本発明の第1実施例に係
わる高周波スイッチング電圧変換回路を提供することに
ある。図1は高周波スイッチング電圧変換回路図、図2
は一実施例の動作を説明するためのタイミングチャ−ト
である。
わる高周波スイッチング電圧変換回路を提供することに
ある。図1は高周波スイッチング電圧変換回路図、図2
は一実施例の動作を説明するためのタイミングチャ−ト
である。
【0011】図1において、11は直流電源である。こ
の直流電源11の陽極はスイッチ12、トランス13の
第1の一次コイル13aを介して第1のMOSFET
(電界効果トランジスタ)14aのドレイン電極に接続
されると共に、スイッチ12、トランス13の第2の一
次コイル13bを介して第2のMOSFET14bのト
レイン電極に接続される。第1のMOSFET14aと
第2のMOSFET14bのソ−ス電極は互いに接続さ
れている。第1のMOSFET14aのドレイン電極と
ア−スラインe間にはダイオ−ドD1が逆方向に接続さ
れる共に、第2のMOSFET14bのドレイン電極と
ア−スラインe間にはダイオ−ドD2が逆方向に接続さ
れている。
の直流電源11の陽極はスイッチ12、トランス13の
第1の一次コイル13aを介して第1のMOSFET
(電界効果トランジスタ)14aのドレイン電極に接続
されると共に、スイッチ12、トランス13の第2の一
次コイル13bを介して第2のMOSFET14bのト
レイン電極に接続される。第1のMOSFET14aと
第2のMOSFET14bのソ−ス電極は互いに接続さ
れている。第1のMOSFET14aのドレイン電極と
ア−スラインe間にはダイオ−ドD1が逆方向に接続さ
れる共に、第2のMOSFET14bのドレイン電極と
ア−スラインe間にはダイオ−ドD2が逆方向に接続さ
れている。
【0012】また、13cはトランス13の第3の一次
コイルである。この第3の一次コイル13cの一端は抵
抗r1を介して第1のMOSFET14aのゲ−ト電極
に接続されると共に、その他端は抵抗r2を介して第2
のMOSFET14bのゲ−ト電極に接続されている。
コイルである。この第3の一次コイル13cの一端は抵
抗r1を介して第1のMOSFET14aのゲ−ト電極
に接続されると共に、その他端は抵抗r2を介して第2
のMOSFET14bのゲ−ト電極に接続されている。
【0013】第1のMOSFET14aのゲ−ト電極と
ソ−ス電極の間には抵抗r3が接続されると共に、第2
のMOSFET14bのゲ−ト電極とソ−ス電極の間に
は抵抗r4が接続される。
ソ−ス電極の間には抵抗r3が接続されると共に、第2
のMOSFET14bのゲ−ト電極とソ−ス電極の間に
は抵抗r4が接続される。
【0014】第1のMOSFET14aと抵抗r1との
中間位置及び第2のMOSFET14bと抵抗r2との
中間位置はそれぞれダイオ−ドD3及びD4を介して接
続点aに接続される。この接続点aはnpn型トランジ
スタQ1のコレクタ電極に接続され、そのエミッタ電極
は接地されている。トランジスタQ1のベ−ス電極とエ
ミッタ電極との間には抵抗r5が接続されている。
中間位置及び第2のMOSFET14bと抵抗r2との
中間位置はそれぞれダイオ−ドD3及びD4を介して接
続点aに接続される。この接続点aはnpn型トランジ
スタQ1のコレクタ電極に接続され、そのエミッタ電極
は接地されている。トランジスタQ1のベ−ス電極とエ
ミッタ電極との間には抵抗r5が接続されている。
【0015】第1のMOSFET14aのソ−ス電極と
第2のMOSFET14bのソ−ス電極との接続点は抵
抗r6を介してア−スラインeに接続されると共に、イ
ンダクタンスL1、ダイオ−ドD5を介してトランジス
タQ1のベ−ス電極に接続される。なお、第3の一次コ
イル13cの中央位置は抵抗r7を介して前述したスイ
ッチ12に接続される。
第2のMOSFET14bのソ−ス電極との接続点は抵
抗r6を介してア−スラインeに接続されると共に、イ
ンダクタンスL1、ダイオ−ドD5を介してトランジス
タQ1のベ−ス電極に接続される。なお、第3の一次コ
イル13cの中央位置は抵抗r7を介して前述したスイ
ッチ12に接続される。
【0016】トランス13の二次コイル13dの両端は
それぞれダイオ−ドD10,D11を介して平滑コンデンサ
C1の一端に接続され、二次コイル13dの中央位置は
平滑コンデンサC1の他端に接続される。この平滑コン
デンサC1の両端はそれぞれ出力端子p1,p2に接続
される。
それぞれダイオ−ドD10,D11を介して平滑コンデンサ
C1の一端に接続され、二次コイル13dの中央位置は
平滑コンデンサC1の他端に接続される。この平滑コン
デンサC1の両端はそれぞれ出力端子p1,p2に接続
される。
【0017】次に、上記のように構成された本発明の第
1実施例の動作について説明する。まず、スイッチ12
をオン(閉成)すると、第1のMOSFET14aと第
2のMOSFET14bのうち順方向伝達コンダクタン
スが大きい方のMOSFETが導通する。ここで、第2
のMOSFET14bが導通したと仮定すると、一次コ
イル13b、第2のMOSFET14b、抵抗r6を介
してドレイン電流Idがア−スラインeに流入する。こ
のドレイン電流Idはトランス13のインダクタンス値
によって一次関数で増加し、抵抗r6の非接地側端子電
圧も増加する。この抵抗r6の電圧はインダクタンスL
1、抵抗r5を介してア−スされているため、抵抗r6
の非接地側端子電圧が所定電圧となるとトランジスタQ
1が導通する。この結果、第2のMOSFET14bの
ゲ−ト電極はゼロ電位となり、その時点まで流れていた
ドレイン電流Idは急激に減少する。そして、第1のM
OSFET14aのゲ−ト電極には正電位が印加される
ことになり、第1のMOSFET14aが導通する。以
下、同様にして一次コイル13a、第1のMOSFET
14a、抵抗r6を介してア−スラインeに流入する。
そして、抵抗r6の非接地側端子電圧が所定電圧となる
とトランジスタQ1が導通する。この結果、第1のMO
SFET14aのゲ−ト電極にはゼロ電位となり、その
時点まで流れていたドレイン電流Idは急激に減少す
る。そして、第2のMOSFET14bのゲ−ト電極に
は正電位が印加されることになり、第2のMOSFET
14bが導通する。このようにして、発振を繰り返すこ
とになる。
1実施例の動作について説明する。まず、スイッチ12
をオン(閉成)すると、第1のMOSFET14aと第
2のMOSFET14bのうち順方向伝達コンダクタン
スが大きい方のMOSFETが導通する。ここで、第2
のMOSFET14bが導通したと仮定すると、一次コ
イル13b、第2のMOSFET14b、抵抗r6を介
してドレイン電流Idがア−スラインeに流入する。こ
のドレイン電流Idはトランス13のインダクタンス値
によって一次関数で増加し、抵抗r6の非接地側端子電
圧も増加する。この抵抗r6の電圧はインダクタンスL
1、抵抗r5を介してア−スされているため、抵抗r6
の非接地側端子電圧が所定電圧となるとトランジスタQ
1が導通する。この結果、第2のMOSFET14bの
ゲ−ト電極はゼロ電位となり、その時点まで流れていた
ドレイン電流Idは急激に減少する。そして、第1のM
OSFET14aのゲ−ト電極には正電位が印加される
ことになり、第1のMOSFET14aが導通する。以
下、同様にして一次コイル13a、第1のMOSFET
14a、抵抗r6を介してア−スラインeに流入する。
そして、抵抗r6の非接地側端子電圧が所定電圧となる
とトランジスタQ1が導通する。この結果、第1のMO
SFET14aのゲ−ト電極にはゼロ電位となり、その
時点まで流れていたドレイン電流Idは急激に減少す
る。そして、第2のMOSFET14bのゲ−ト電極に
は正電位が印加されることになり、第2のMOSFET
14bが導通する。このようにして、発振を繰り返すこ
とになる。
【0018】つまり、図2に示すように、FET14b
のドレイン・ソ−ス電圧、FET14bのドレイン電
流、抵抗r6の両端電圧、FET14bのゲ−ト・ソ−
ス電圧、トランジスタQ1のコレクタ電流は変化する。
つまり、抵抗r6を介して流れるドレイン電流が増加し
ていくと、ある時点でトランジスタQ1が導通し、逆の
FETが導通する。ここで、インダクタンスL1はトラ
ンジスタQ1のコレクタ電流のタ−ン・オフする時間に
遅れを持たせるために挿入されている。
のドレイン・ソ−ス電圧、FET14bのドレイン電
流、抵抗r6の両端電圧、FET14bのゲ−ト・ソ−
ス電圧、トランジスタQ1のコレクタ電流は変化する。
つまり、抵抗r6を介して流れるドレイン電流が増加し
ていくと、ある時点でトランジスタQ1が導通し、逆の
FETが導通する。ここで、インダクタンスL1はトラ
ンジスタQ1のコレクタ電流のタ−ン・オフする時間に
遅れを持たせるために挿入されている。
【0019】以上のように、第1のMOSFET14a
あるいは第2のMOSFET14bが導通した場合には
ドレイン電流Idは抵抗r6、インダクタンスL1を介
してア−スラインeに流れるので、コア飽和時に第1の
MOSFET14aあるいは第2のMOSFET14b
に流れる過大な電流を抑制することができる。また、抵
抗r6にドレイン電流が流れることにより抵抗r5の非
接地側端子の電位の上昇によりトランジスタQ1の導通
するタイミングが決定されるので、抵抗r5の値を適宜
設定することにより、所望の周波数電圧を得ることがで
き、数10KHzの高周波信号も得ることができる。な
お、上記した第1実施例においてはスイッチング素子と
してMOSFETを使用したが、バイポ−ラトランジス
タを使用しても良い。
あるいは第2のMOSFET14bが導通した場合には
ドレイン電流Idは抵抗r6、インダクタンスL1を介
してア−スラインeに流れるので、コア飽和時に第1の
MOSFET14aあるいは第2のMOSFET14b
に流れる過大な電流を抑制することができる。また、抵
抗r6にドレイン電流が流れることにより抵抗r5の非
接地側端子の電位の上昇によりトランジスタQ1の導通
するタイミングが決定されるので、抵抗r5の値を適宜
設定することにより、所望の周波数電圧を得ることがで
き、数10KHzの高周波信号も得ることができる。な
お、上記した第1実施例においてはスイッチング素子と
してMOSFETを使用したが、バイポ−ラトランジス
タを使用しても良い。
【0020】次に、本発明の第2実施例に係わる高周波
スイッチング電圧変換回路について説明する。図3にお
いて、図1の構成と構成と同一部分には同一番号を付
し、その詳細な説明については省略する(なお、図3に
記載していない部分は図1の構成と同じである。この第
2実施例では数100KHzの高周波で発振させるのに適
した回路である。
スイッチング電圧変換回路について説明する。図3にお
いて、図1の構成と構成と同一部分には同一番号を付
し、その詳細な説明については省略する(なお、図3に
記載していない部分は図1の構成と同じである。この第
2実施例では数100KHzの高周波で発振させるのに適
した回路である。
【0021】図3において、抵抗r6の非接地側端子は
MOSFET21のドレイン電極に接続される。このM
OSFET21のソ−ス電極は上記ダイオ−ドD3とD
4との接続点aに接続される。また、抵抗r6の非接地
側端子は第1のオペアンプ22の+端子に接続される。
この第1のオペアンプ22の−端子は抵抗r11を介し
てア−スされており、第1のオペアンプ22の出力は抵
抗r12を介して−端子に接続されている。例えば、こ
の第1のオペアンプ22は抵抗r6の両端に発生する数
100mV乃至数Vの電圧を10数Vまで増幅する。
MOSFET21のドレイン電極に接続される。このM
OSFET21のソ−ス電極は上記ダイオ−ドD3とD
4との接続点aに接続される。また、抵抗r6の非接地
側端子は第1のオペアンプ22の+端子に接続される。
この第1のオペアンプ22の−端子は抵抗r11を介し
てア−スされており、第1のオペアンプ22の出力は抵
抗r12を介して−端子に接続されている。例えば、こ
の第1のオペアンプ22は抵抗r6の両端に発生する数
100mV乃至数Vの電圧を10数Vまで増幅する。
【0022】この第1のオペアンプ22の出力は第2の
オペアンプ23の+端子に入力される。この第2のオペ
アンプの−端子には抵抗r13とツェナダイオ−ドZD1
の接続点が接続されている。ここで、抵抗r13には電源
Vccが接続されている。また、電源Vccは抵抗r14を介
して第1のオペアンプ22に、抵抗r15を介して第2の
オペアンプ23に供給される。
オペアンプ23の+端子に入力される。この第2のオペ
アンプの−端子には抵抗r13とツェナダイオ−ドZD1
の接続点が接続されている。ここで、抵抗r13には電源
Vccが接続されている。また、電源Vccは抵抗r14を介
して第1のオペアンプ22に、抵抗r15を介して第2の
オペアンプ23に供給される。
【0023】この第2のオペアンプ23の出力は抵抗r
16、ダイオ−ドD11を介して前述したMOSFET21
のゲ−トに接続される。そして、前述した抵抗r6の非
接地側はダイオ−ドD10を介してMOSFET21のゲ
−トに接続されている。
16、ダイオ−ドD11を介して前述したMOSFET21
のゲ−トに接続される。そして、前述した抵抗r6の非
接地側はダイオ−ドD10を介してMOSFET21のゲ
−トに接続されている。
【0024】次に、上記のように構成された本発明の第
2実施例の動作について説明する。まず、スイッチ12
をオン(閉成)すると、第1のMOSFET14aと第
2のMOSFET14bのうち順方向伝達コンダクタン
スが大きい方のMOSFETが導通する。ここで、第2
のMOSFET14bが導通したと仮定すると、一次コ
イル13b、第2のMOSFET14b、抵抗r6を介
してドレイン電流Idがア−スラインeに流入する。こ
のドレイン電流Idはトランス13のインダクタンス値
によって一次関数で増加し、抵抗r6の非接地側端子電
圧も増加する。この抵抗r6の電圧は第1のオペアンプ
22で増幅され(例えば、数100mV〜数Vの電圧が
10数V程度まで増幅される)た後、第2のオペアンプ
23の+端子に入力される。そして、この第2のオペア
ンプ23の+端子の入力電圧がツェオダイオ−ドZD1
の降伏電圧を越えると、第2のオペアンプ23の出力は
HレベルとなってMOSFET21のゲ−トに印加され
る。このため、MOSFET21が導通する。この結
果、第2のMOSFET14bのゲ−ト電極はゼロ電位
となり、その時点まで流れていたドレイン電流Tdは急
激に減少する。そして、第1のMOSFET14aのゲ
−ト電極には正電位が印加されることになり、第1のM
OSFET14aが導通する。以下、同様にして一次コ
イル13a、第1のMOSFET14a、抵抗r6を介
してア−スラインeに流入する。そして、抵抗r6の非
接地側端子電圧が所定電圧となるとトランジスタQ1が
導通する。この結果、第2のMOSFET14bのゲ−
ト電極はゼロ電位となり、その時点まで流れていたドレ
イン電流Idは急激に減少する。そして、第1のMOS
FET14bのゲ−ト電極には正電位が印加されること
になり、第1のMOSFET14bが導通する。このよ
うにして、発振を繰り返すことになる。
2実施例の動作について説明する。まず、スイッチ12
をオン(閉成)すると、第1のMOSFET14aと第
2のMOSFET14bのうち順方向伝達コンダクタン
スが大きい方のMOSFETが導通する。ここで、第2
のMOSFET14bが導通したと仮定すると、一次コ
イル13b、第2のMOSFET14b、抵抗r6を介
してドレイン電流Idがア−スラインeに流入する。こ
のドレイン電流Idはトランス13のインダクタンス値
によって一次関数で増加し、抵抗r6の非接地側端子電
圧も増加する。この抵抗r6の電圧は第1のオペアンプ
22で増幅され(例えば、数100mV〜数Vの電圧が
10数V程度まで増幅される)た後、第2のオペアンプ
23の+端子に入力される。そして、この第2のオペア
ンプ23の+端子の入力電圧がツェオダイオ−ドZD1
の降伏電圧を越えると、第2のオペアンプ23の出力は
HレベルとなってMOSFET21のゲ−トに印加され
る。このため、MOSFET21が導通する。この結
果、第2のMOSFET14bのゲ−ト電極はゼロ電位
となり、その時点まで流れていたドレイン電流Tdは急
激に減少する。そして、第1のMOSFET14aのゲ
−ト電極には正電位が印加されることになり、第1のM
OSFET14aが導通する。以下、同様にして一次コ
イル13a、第1のMOSFET14a、抵抗r6を介
してア−スラインeに流入する。そして、抵抗r6の非
接地側端子電圧が所定電圧となるとトランジスタQ1が
導通する。この結果、第2のMOSFET14bのゲ−
ト電極はゼロ電位となり、その時点まで流れていたドレ
イン電流Idは急激に減少する。そして、第1のMOS
FET14bのゲ−ト電極には正電位が印加されること
になり、第1のMOSFET14bが導通する。このよ
うにして、発振を繰り返すことになる。
【0025】つまり、図4に示すように、FET14b
のドレイン電流、抵抗r6の両端電圧、MOSFET2
1のドレイン電流が変化する。つまり、抵抗r6を介し
て流れるドレイン電流が増加していくと、ある時点でM
OSFETジスタ21が導通し、逆のFETが導通す
る。ここで、抵抗r6の両端電圧をダイオ−ドD10を
介してMOSFET21のゲ−トに入力させておくこと
により、最初に第1のMOSFET14a(あるいは第
2のMOSFET14b)から第2のMOSFET14
b(あるいは第1のMOSFET14a)へのスイッチ
ングが行われる。このように、第1のMOSFET14
aあるいは第2のMOSFET14bへの導通切換えを
モノポ−ラであるMOSFET21で切換えているの
で、数100KHz程度の高周波時でもゲ−トチャ−ジ
引き抜きを行うことができるので、数100KHzの高
周波信号をロイヤ−回路を利用して得ることができる。
のドレイン電流、抵抗r6の両端電圧、MOSFET2
1のドレイン電流が変化する。つまり、抵抗r6を介し
て流れるドレイン電流が増加していくと、ある時点でM
OSFETジスタ21が導通し、逆のFETが導通す
る。ここで、抵抗r6の両端電圧をダイオ−ドD10を
介してMOSFET21のゲ−トに入力させておくこと
により、最初に第1のMOSFET14a(あるいは第
2のMOSFET14b)から第2のMOSFET14
b(あるいは第1のMOSFET14a)へのスイッチ
ングが行われる。このように、第1のMOSFET14
aあるいは第2のMOSFET14bへの導通切換えを
モノポ−ラであるMOSFET21で切換えているの
で、数100KHz程度の高周波時でもゲ−トチャ−ジ
引き抜きを行うことができるので、数100KHzの高
周波信号をロイヤ−回路を利用して得ることができる。
【0026】さらに、抵抗r6の存在により一次コイル
13aあるいは13bを流れる電流が制限させるため、
トランス13のコアが完全に飽和しない状態で発振させ
ることができるので、コアの損失を減少させることがで
きる。さらに、トランス13のコアを完全に飽和させる
ことがないので、トランス13を小型化することができ
る。また、上記した第1及び第2実施例において、トラ
ンスの二次側に冷陰極ランプを接続して、冷陰極ランプ
の点灯を制御するようにしても良い。
13aあるいは13bを流れる電流が制限させるため、
トランス13のコアが完全に飽和しない状態で発振させ
ることができるので、コアの損失を減少させることがで
きる。さらに、トランス13のコアを完全に飽和させる
ことがないので、トランス13を小型化することができ
る。また、上記した第1及び第2実施例において、トラ
ンスの二次側に冷陰極ランプを接続して、冷陰極ランプ
の点灯を制御するようにしても良い。
【0027】
【発明の効果】以上詳述したように本発明によれば、ロ
イヤ−回路を使用して駆動時にコアの飽和させずにしか
も数10KHz乃至数100KHzで高周波駆動することが
できる高周波スイッチング電圧変換回路を提供すること
ができる。
イヤ−回路を使用して駆動時にコアの飽和させずにしか
も数10KHz乃至数100KHzで高周波駆動することが
できる高周波スイッチング電圧変換回路を提供すること
ができる。
【図1】本発明の第1実施例に係わる高周波スイッチン
グ電圧変換回路図。
グ電圧変換回路図。
【図2】第1実施例の動作を説明するためのタイミング
チャ−ト。
チャ−ト。
【図3】本発明の第2実施例に係わる高周波スイッチン
グ電圧変換回路図。
グ電圧変換回路図。
【図4】第2実施例の動作を説明するためのタイミング
チャ−ト。 11…直流電源、12…スイッチ、13…トランス、1
4a…第1のMOSFET、14b…第2のMOSFE
T、13a〜13c,13e…一次コイル、13d…二
次コイル、21…MOSFET、22…第1のオペアン
プ、23…第2のオペアンプ、r1〜r7…抵抗、C
1,C2…コンデンサ、L1…インダクタンス。
チャ−ト。 11…直流電源、12…スイッチ、13…トランス、1
4a…第1のMOSFET、14b…第2のMOSFE
T、13a〜13c,13e…一次コイル、13d…二
次コイル、21…MOSFET、22…第1のオペアン
プ、23…第2のオペアンプ、r1〜r7…抵抗、C
1,C2…コンデンサ、L1…インダクタンス。
Claims (4)
- 【請求項1】 トランスの第1の一次コイルを介して直
流電源が供給される第1のスイッチング素子と、 上記トランスの第2の一次コイルを介して上記直流電源
が供給され、上記第1のスイッチング素子と直列に接続
される第2のスイッチング素子と、 上記第1のスイッチング素子と第2のスイッチング素子
との接続点とア−ス間に接続される第1の抵抗素子と、 上記第1の抵抗素子の非接地側端子からインダクタンス
を介してア−スされた第2の抵抗素子と、 上記第2の抵抗素子を流れる電流が所定レベル以上にな
ると導通し、上記第1のスイッチング素子と第2のスイ
ッチング素子の導通状態を反転させる第3のスイッチン
グ素子とを具備し、 上記トランスの二次コイル側から高周波電圧を取り出し
たことを特徴とする高周波スイッチング電圧変換回路。 - 【請求項2】 トランスの第1の一次コイルを介して直
流電源が供給される第1のスイッチング素子と、 上記トランスの第2の一次コイルを介して上記直流電源
が供給され、上記第1のスイッチング素子と直列に接続
される第2のスイッチング素子と、 上記第1のスイッチング素子と第2のスイッチング素子
との接続点とア−ス間に接続される第1の抵抗素子と、 上記第1の抵抗素子の両端電圧を増幅する増幅回路と、 上記増幅回路の出力電圧がが所定電圧以上になると導通
し、上記第1のスイッチング素子と第2のスイッチング
素子の導通状態を反転させるモノポ−ラスイッチング素
子とを具備し、 上記トランスの二次コイル側から高周波電圧を取り出し
たことを特徴とする高周波スイッチング電圧変換回路。 - 【請求項3】 上記第1の抵抗素子の両端電圧は上記モ
ノポ−ラトランジスタのゲ−トに入力されていることを
特徴とする請求項2記載の高周波スイッチング電圧変換
回路。 - 【請求項4】 上記トランスの二次コイル側には冷陰極
ランプが接続されていることを特徴とする請求項1及び
請求項2記載の高周波スイッチング電圧変換回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5073371A JPH06284719A (ja) | 1993-03-31 | 1993-03-31 | 高周波スイッチング電圧変換回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5073371A JPH06284719A (ja) | 1993-03-31 | 1993-03-31 | 高周波スイッチング電圧変換回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH06284719A true JPH06284719A (ja) | 1994-10-07 |
Family
ID=13516258
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP5073371A Pending JPH06284719A (ja) | 1993-03-31 | 1993-03-31 | 高周波スイッチング電圧変換回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH06284719A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2005112243A1 (ja) * | 2004-05-17 | 2005-11-24 | Fidelix Y.K. | スイッチング電源装置 |
-
1993
- 1993-03-31 JP JP5073371A patent/JPH06284719A/ja active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2005112243A1 (ja) * | 2004-05-17 | 2005-11-24 | Fidelix Y.K. | スイッチング電源装置 |
US7272019B2 (en) | 2004-05-17 | 2007-09-18 | Fidelix Y.K. | Switching power supply apparatus |
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