JP3322005B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents
放電灯点灯装置Info
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- Discharge-Lamp Control Circuits And Pulse- Feed Circuits (AREA)
Description
灯点灯装置に関する。
路図である。
用いた放電灯点灯回路であり、本回路は、直流電源VDC
をトランジスタTr1,トランジスタTr2の交互のオン
オフにより高周波電源に変換し、コンデンサC1,2次
巻線n2,n3を有するチョークインダクタンスT1の1
次巻線n1,放電灯Laからなる直列共振回路に印加さ
れ、放電灯Laの両端に高周波の交流電圧が印加され
る。トランジスタTr1,トランジスタTr2のオンオフ
は、1次巻線n1に流れる電流により2次巻線n2,n3
に生じた電流が、抵抗R1,抵抗R2を介してトランジス
タTr1,トランジスタTr2のベースに流れ込むことに
より行われる。また、放電灯Laの両端端子間にコンデ
ンサC 2 を並列接続し、トランジスタTr1,トランジス
タTr2の両端に逆並列接続されたダイオードD1,D2
はトランジスタTr1,Tr2の逆バイアス防止用であ
る。本従来例は数少ない部品点数でインバータ回路動作
ができる。
である。本従来例は、図14の回路のトランジスタTr
2noオフの制御を行う為の制御回路1を付加したもの
であり、本従来例のトランジスタTr1のオンオフ制御
及びトランジスタTr2のオン制御は第1従来例に示し
たのと同様である。この様に構成することにより、トラ
ンジスタTr2のオン時間を制御して、トランジスタT
r1,トランジスタTr2のオンデューティとスイッチ
ング周波数とを変化させて、放電灯Laに供給される電
力を制御することが可能である。
5467号に示すものがあり、図16から図18にその
回路図を示す。
OSFET126とMOSFET124とが交互にオン
オフして負荷回路に矩形波電圧を供給する。交流電源1
12をダイオ−ド104,106,108,110から
なるダイオ−ドブリッジにて全波整流した電圧をコンデ
ンサ118にて平滑する。抵抗216,224,23
6,コンデンサ238,ダイオ−ド218により、平滑
された直流電圧をコンデンサ220に充電する。コンデ
ンサ220の充電電圧によりMOSFET126のゲ−
ト端子にオン信号を送る。また、MOSFET124が
オンすると、MOSFET124を介してコンデンサ2
20を放電してMOSFET126のゲ−ト端子に信号
を送る。
に矩形波信号を送ることのみにより、MOSFET12
6のオン区間も制限でき、負荷回路へ供給される矩形波
電圧のオンデュ−ティ及び周波数を変化させることが可
能である。よって、ロ−サイドとハイサイドとのスイッ
チング素子のオンオフ制御を1つの信号源で容易に構成
できる。
来例に於いては、トランジスタの周波数及びオンデュ−
ティを変化することができない為に、放電灯に供給され
る電力の変化ができない。よって、回路を構成する部品
にバラツキがある場合には放電灯の出力は大きく異なっ
てしまう。放電灯の出力を均等にする場合には部品のバ
ラツキを大幅に抑える必要がある為に、部品の選別とい
う工数が増えて、部品点数が少ないにもかかわらず、コ
スト高になる。また、周波数及びオンデュ−ティを変化
することができない為に、無負荷状態には共振回路のク
オリティファクタが高いので、大きな2次電圧及び共振
電流を発生し、回路素子に大きなストレスが印加され
る。更に先行予熱制御などの放電灯の寿命改善の為の制
御なども行えないという問題がある。また、トランジス
タのタ−ンオフ時にスイッチングスピ−ドが遅いと大き
なスイッチングロスを生じる。
例の放電灯の出力を制御できないという問題点と、部品
のバラツキによって放電灯の出力は大きく異なるという
問題点とは容易に解決できる。しかし、トランジスタT
r1 のオン時間はチョ−クインダクタンスT1 の1次巻
線n1 に流れる電流によって決定され、任意に変化する
ことができないので、トランジスタTr1 ,トランジス
タTr2 のオンデュ−ティを一定にしたままで周波数を
変化させることができない。よって、制御回路1により
トランジスタTr2 のオン時間を短くし、トランジスタ
Tr1 ,トランジスタTr2 のオン時間をアンバランス
にした場合は、放電灯を流れるランプ電流波形は交流振
幅の正と負とが非対称になり、放電灯から高い電磁ノイ
ズが放射されてしまう。
Tのゲ−ト・ソ−ス間に存在する寄生容量の電荷が引き
抜かれるまではMOSFETはオン状態を維持するの
で、MOSFET124がオンしてから、MOSFET
126のゲ−ト・ソ−ス間に存在する寄生容量の電荷を
引き抜いてMOSFET126がオフする為に時間を要
するので、MOSFET124,126が同時にオンし
て、ダイオ−ド214を介して平滑直流電源(コンデン
サ118の両端電圧)を短絡するモ−ドが発生し、MO
SFET124,126,ダイオ−ド214に過大なス
トレスを印加してしまう。更に、負荷回路に共振回路を
用いてトランジスタに共振電流を流す場合に、信号源の
周波数を低くしていくと簡単に進相モ−ドになってしま
う。
生成する為に、平滑直流電源の高圧側AからMOSFE
T126のゲ−トに電荷を供給すると共に、MOSFE
T124がオン時には抵抗216,ダイオ−ド218,
MOSFET124を介して平滑直流電源より電流が流
れる為に回路消費電力は大きくなる。また、回路消費電
力低減の為に例えば抵抗216の値を大きくすると、M
OSFET126のゲ−トに充分な電荷を供給できなく
なる。この様に相反する要素を有する為に設計が困難と
なってしまう。
伝達ラインは概ね平滑直流電源とMOSFET126の
ゲ−ト・ソ−ス間電圧とで構成されるが、MOSFET
124をオンすることにより、MOSFET126のゲ
−ト信号伝達ラインが急激に回路グランドに短絡され、
MOSFET126のゲ−ト・ソ−スには大きな電圧が
発生し、ストレスがかかってしまう。ここで、図17,
18に示した回路に於いても上記第3従来例と同様の問
題が生じてしまう。
で、その目的とするところは、自励式インバ−タ回路を
用いて、容易にスイッチング素子の周波数、オンデュ−
ティ制御ができると共に、回路損失の低減、スイッチン
グ素子にかかるストレスの低減、コスト低減ができる放
電灯点灯装置を提供することである。
に、請求項1記載の発明によれば、電源と、該電源の両
端に並列接続された、少なくとも2つのスイッチング素
子が直列接続された直列回路と、該直列回路の高圧側の
スイッチング素子に駆動電力を供給する自励巻線とを有
する、前記電源の出力を交流の高周波電力に変換するイ
ンバータ回路と、該インバータ回路の出力端に接続され
た放電灯とを備える放電灯点灯装置に於いて、前記直列
回路の低圧側のスイッチング素子と同期して同時にオン
・オフ動作する第1のスイッチング手段と、前記高圧側
のスイッチング素子の駆動端子と入力端子との間に設け
られた、前記第1のスイッチング手段と同期して同時に
オン・オフ制御される第2のスイッチング手段とを有
し、前記第2のスイッチング手段は、前記第1のスイッ
チング手段と同期して同時にオン・オフ動作し、前記第
2のスイッチング素子のオン動作により前記高圧側のス
イッチング素子の駆動端子と入力端子との間を短絡する
ようにして、前記高圧側のスイッチング素子と前記低圧
側のスイッチング素子とを同時にオン動作しないように
したことを特徴とする。
電源の両端に並列接続された、少なくとも2つのスイッ
チング素子が直列接続された直列回路と、前記スイッチ
ング素子に駆動電力を供給する自励巻線とを有する、前
記電源の出力を交流の高周波電力に変換するインバータ
回路と、該インバータ回路の出力端に接続された放電灯
とを備える放電灯点灯装置に於いて、前記放電灯に流れ
る負荷電流の上昇により飽和して、前記スイッチング素
子の駆動端子を短絡する可飽和インダクタンス素子を設
けたことを特徴とする。
グ素子の周波数およびオンデュ−ティを制御する為の、
可飽和インダクタンス素子の値を制御する手段を設けた
ことを特徴とする。
ダクタンス素子は1次巻線と2次巻線とを備え、可飽和
インダクタンス素子の2次巻線に流れる電流を制御する
ことにより、可飽和インダクタンス素子の1次巻線のイ
ンピ−ダンス値を制御することを特徴とする。
インダクタンス素子に代えて、スイッチング素子の駆動
端子の電圧が一定値以上になるとスイッチング素子の駆
動端子を短絡する、双方向スイッチング素子を設けたこ
とを特徴とする。
ング手段と同期して同時に第2のスイッチング手段をオ
ンすることにより急激に電源に並列接続された直列回路
の高圧側のスイッチング素子のゲート・ドレイン間に存
在する寄生容量の電荷を引き抜き、直列回路の低圧側の
スイッチング素子がオンした際に、高圧側のスイッチン
グ素子を急激にオフする。
ダクタンス素子が飽和すると、可飽和インダクタンス素
子のインピーダンスが略零になり、スイッチング素子の
駆動端子が短絡されることにより、スイッチング素子を
急激にオフする。
ダクタンス素子の値を制御することにより、可飽和イン
ダクタンス素子のインピ−ダンス値が変化して、可飽和
インダクタンス素子の両端電圧を任意に変化し、スイッ
チング素子のゲ−ト・ドレイン間電圧を制御することに
より、スイッチング素子の周波数及びオンデュ−ティを
任意に制御する。
ダクタンス素子の2次巻線に流れる電流を制御すること
により、可飽和インダクタンス素子のインピ−ダンス値
が変化して、可飽和インダクタンス素子の両端電圧を任
意に変化し、スイッチング素子のゲ−ト・ドレイン間電
圧を制御することにより、スイッチング素子の周波数及
びオンデュ−ティを任意に制御する。
グ素子の駆動端子の電圧が一定値以上になると、双方向
スイッチング素子の両端が短絡され、つまりスイッチン
グ素子の駆動端子が短絡されることにより、スイッチン
グ素子を急激にオフする。
に、動作波形図を図2に示す。
FET(Q1 ),MOSFET(Q 2 )の直列回路を並
列接続し、MOSFET(Q1 )の両端にコンデンサC
1 と放電灯Laとチョ−クインダクタンスT1 の1次巻
線n1 とからなる直列回路を並列接続し、放電灯Laの
両端にコンデンサC2 を並列接続して、MOSFET
(Q1 ),MOSFET(Q2 )の交互のオンオフによ
り交流の高周波電力を放電灯Laに供給する自励式ハ−
フブリッジ回路である。
は、チョークインダクタンスT1の1次巻線n1に流れる
電流により2次巻線n2に生じた電流が、抵抗R1を介し
てMOSFET(Q1)のゲートに流れ込むことにより
行われる。(自励方式)また、MOSFET(Q1)の
ゲート・ソース間にはPNPトランジスタTr4を接続
し、トランジスタTr4のベース・エミッタ間には抵抗
R2を接続し、トランジスタTr4のベース・エミッタ間
には抵抗R2を接続し、トランジスタTr4のベースと回
路グランドとの間には抵抗R3とMOSFET(Q3)と
の直列回路を接続している。MOSFET(Q2),M
OSFET(Q3)のオンオフは、高周波発振器2より
抵抗R 4 ,R5を介して矩形波電圧を印加することにより
行われる。
高周波発振器2より矩形波電圧が立ち上がるとMOSF
ET(Q2 ),MOSFET(Q3 )がオンする。MO
SFET(Q3 )がオンすると、MOSFET(Q1 )
のゲ−トと回路グランドとの間には抵抗R2 ,抵抗R3
が接続され、抵抗R2 ,抵抗R3 によりMOSFET
(Q1 )のゲ−ト電圧が分圧され、トランジスタTr4
のエミッタ・ベ−ス間に電圧が発生する。そして、トラ
ンジスタTr4 のベ−ス電流が抵抗R3 ,MOSFET
(Q3 )を介して回路グランドへと流れ、トランジスタ
Tr4 がオンする。この時、MOSFET(Q1 )のゲ
−ト端子の電荷はトランジスタTr4 のエミッタ・コレ
クタ間を介して瞬間的に引き抜かれ、MOSFET(Q
1 )は急激にオフする。MOSFET(Q1 )のオフに
よりチョ−クインダクタンスT1 の1次巻線n1 に印加
される1次巻線電圧Vn1 も反転し、MOSFET(Q
1 )のゲ−ト信号は立ち上がらない。また、MOSFE
T(Q2 )がオンすれば直流電源VDCからコンデンサC
1 ,コンデンサC2 及び放電灯La,チョ−クインダク
タンスT1 の1次巻線n1 ,MOSFET(Q2 )を介
して回路グランドに電流I1 が流れる。
ち下がるとMOSFET(Q2 ),MOSFET
(Q3 )がオフする。MOSFET(Q3 )がオフする
と、トランジスタTr4 のエミッタ電圧とベ−ス電圧と
が同電位となり、トランジスタTr 4 はオフする。MO
SFET(Q2 )がオフすると、コンデンサC1 ,コン
デンサC2 及び放電灯La,チョ−クインダクタンスT
1 の1次巻線n1 ,MOSFET(Q1 )の寄生ダイオ
−ドを介して電流I2 が流れる。よって、MOSFET
(Q1 )とMOSFET(Q2 )との接点Bの電位は回
路グランド電位から急激に直流電源VDCの電位まで上昇
する。その為に、1次巻線電圧Vn1 は更に反転し、M
OSFET(Q1 )のゲ−ト信号は立ち上がり、MOS
FET(Q1 )がオンする。
積されていたエネルギ−が放出されると、I2 の向きが
反転し、コンデンサC1 ,コンデンサC2 及び放電灯L
a,チョ−クインダクタンスT1 の1次巻線n1 ,MO
SFET(Q1 )を介して電流I3 が流れる。この時、
チョ−クインダクタンスT1 にエネルギ−を蓄積するの
で1次巻線電圧Vn1 はそのままである。
OSFET(Q1 )の駆動を自励方式により行っても、
MOSFET(Q1 )のオン時間を容易に制御できると
共に、自励式ハ−フブリッジ回路のスイッチング周波
数、もしくはオンデュ−ティを容易に制御することが可
能である。更に、MOSFET(Q1 )の信号伝達ライ
ンを抵抗R2 ,抵抗R3 を介して回路グランドへ接続す
る為に、MOSFET(Q1 及びトランジスタTr4 に
は大きなストレスが印加されない。また、MOSFET
(Q2 ),MOSFET(Q3 ),トランジスタTr4
がオン、MOSFET(Q1 )がオフすると接点Bの電
位は回路グランドと同電位となり、チョ−クインダクタ
ンスT1 の2次巻線n2 の2次巻線電圧Vn2 は、回路
グランドの電位に対してチョ−クインダクタンスT1 の
巻数比だけ負に振られるが、2次巻線電圧Vn2 の値は
小さく、抵抗R1 ,抵抗R2 ,抵抗R3 でのロスは大き
く低減される。更に、MOSFET(Q3 )はトランジ
スタTr4 をオンさせるだけの電流をトランジスタTr
4 のベ−スに供給すればよいので、MOSFET
(Q 3 )の電流耐量は比較的小さいものを使用でき、コ
ストダウンも図ることが可能となる。
T(Q2 )のゲ−ト・ソ−ス電圧V gs,電流I1 ,トラ
ンジスタTr4 のエミッタ・コレクタ間電流の波形は、
各々図2(a),(b),(c),(d)示す様にな
る。また、図3に示す様に本回路に於けるMOSFET
(Q1 ),MOSFET(Q2 ),MOSFET
(Q3)はバイポ−ラトランジスタを用いても、他のス
イッチング素子を用いてもよく、高周波発振器2は矩形
波信号を発振できるものでも、スイッチング素子を駆動
できる他の信号を発振できるものでもよく、例えばタイ
マ用IC(NEC社製マイクロμPC1555など)を
用いて無安定発振を行うようにしてもよい。また、MO
SFET(Q1 ),MOSFET(Q2 )のオンするタ
イミングを遅らして、同時オンを更に確実に防止する為
に、抵抗R1 ,抵抗R4 の値を比較的大きな値に設定し
てもよい。
路図を図4に示す。
1)を、MOSFET(Q1 ),(Q2 ),(Q5 ),
(Q6 )より構成されるフルブリッジ回路に用いたもの
であり、MOSFET(Q1 ),(Q6 )及びMOSF
ET(Q2 ),(Q5 )が交互にオンオフして、チョ−
クインダクタンスT1 ,チョ−クインダクタンスT2を
介して放電灯Laに交流の高周波電力を供給するもので
ある。ここで、MOSFET(Q1 ),(Q2 ),(Q
3 ),トランジスタTr4 は実施例1に示した様に動作
し、MOSFET(Q5 ),(Q6 ),(Q7 ),トラ
ンジスタTr8は実施例1に示したMOSFET
(Q1 ),(Q2 ),(Q3 ),トランジスタTr4 の
各々とは逆に動作し、その他の第1実施例と同一構成に
は同一符号をふすことにより説明を省略する。
バ−タ回路構成は、他のインバ−タ回路構成でもよい。
路図を図5に、動作波形図を図6,図7に示す。
FET(Q1 ),MOSFET(Q 2 )の直列回路を並
列接続し、MOSFET(Q1 )の両端にコンデンサC
1 と放電灯Laとチョ−クインダクタンスT1 の1次巻
線n1 とからなる直列回路を並列接続し、放電灯Laの
両端にコンデンサC2 を並列接続して、MOSFET
(Q1 ),MOSFET(Q2 )の交互のオンオフによ
り交流の高周波電力を放電灯Laに供給する自励式ハ−
フブリッジ回路である。
ET(Q2 )のオンオフは、チョ−クインダクタンスT
1 の1次巻線n1 に流れる電流により2次巻線n2 ,n
3 に生じた電流が、抵抗R1 ,抵抗R3 及び抵抗R2 ,
抵抗R4 を介してMOSFET(Q1 ),MOSFET
(Q2 )のゲ−トに流れ込むことにより行われる。(自
励方式)また、MOSFET(Q1 ),MOSFET
(Q2 )のゲ−ト・ソ−ス間に抵抗R1 ,抵抗R2 を介
して可飽和チョ−クL1 ,可飽和チョ−クL2 が並列接
続されている。
簡単に説明する。時刻t0 に於いてMOSFET
(Q1 )がオフ、MOSFET(Q2 )がオンすると、
図6(b)に示す様にMOSFET(Q2 )のドレイン
・ソ−ス間電圧Vdsが回路グランドまで立ち下がる。
インダクタンスT1 の1次巻線電圧Vn1 に対する巻数
比の電圧が、チョ−クインダクタンスT1 の2次巻線n
3 の両端に発生し、(2次巻線電圧Vn3 )図6(c)
に示す様にMOSFET(Q 2 )のゲ−ト・ソ−ス間に
ゲ−ト・ソ−ス間電圧Vgsとしてほぼ印加され、また、
図6(e)に示す様に2次巻線電圧Vn3 が可飽和チョ
−クL2 の両端にもほぼ印加され(チョ−ク電圧
VL2)、図6(d)に示す様に2次巻線電圧Vn3 の値
に応じて電流IL2が流れる。
に、MOSFET(Q2 )のゲ−ト・ソ−ス間電圧Vgs
が小さくなり、MOSFET(Q2 )のゲ−トスレッシ
ョルド電圧を下回るとMOSFET(Q2 )がオフす
る。MOSFET(Q2 )がオフすると、図6(b)に
示す様にMOSFET(Q2 )のドレイン電圧が上昇し
ていき、チョ−クインダクタンスT1 の1次巻線電圧V
n1 が反転し始めると、チョ−クインダクタンスT1 の
2次巻線電圧Vn3 も反転し始め、MOSFET
(Q2 )のゲ−ト・ソ−ス間の電荷を引き抜く。また、
図6(e)に示す様にチョ−ク電圧VL2が反転するの
で、可飽和チョ−クL2 に逆起電力が発生してMOSF
ET(Q2 )のゲ−ト・ソ−ス間の電荷を急激に引き抜
く。この為に、MOSFET(Q2 )は急激にオフされ
る。
から時刻t1 に於けるMOSFET(Q2 ),可飽和チ
ョ−クL2 ,n2 の場合と同様にして、1次巻線電圧V
n1の反転に応じて、2次巻線n2 にMOSFET(Q
1 )をオンさせる様な2次巻線電圧Vn2 が発生してM
OSFET(Q1 )がオンする。この時は、図6(e)
に示す様に可飽和チョ−クL2 には負方向のチョ−ク電
圧VL2が発生し、図6(d)に示す様に可飽和チョ−ク
L2 には負方向の電流IL2が流れる。
反転に応じて、2次巻線n3 にMOSFET(Q2 )を
オンさせる様な2次巻線電圧Vn3 が発生して、図6
(c)に示す様に、2次巻線n3 及び可飽和チョ−クL
2 はMOSFET(Q2 )に正のゲ−ト・ソ−ス間電圧
Vgsが印加され、MOSFET(Q2 )がオンする。
イッチング素子の急激なオンオフを行うことができ、ス
イッチング素子のスイッチングの過渡時間を短縮し、ス
イッチングロスの低減が可能となる。
灯の寿命末期状態などの異常負荷モ−ドを簡単に説明す
る。
例で示した様に共振電流が増加し、コンデンサC2 の両
端電圧Vc2 が上昇しようとする為に、チョ−クインダ
クタンスT1 の1次巻線電圧Vn1 が増加して,2次巻
線電圧Vn2 または2次巻線電圧Vn3 が増加して、電
流IL1または電流IL2が増加する。図7(d)に示す様
に電流IL1または電流IL2が大きくなると、時刻t11及
び時刻t12に於いて、可飽和チョ−クL1 または可飽和
チョ−クL2 は飽和して、可飽和チョ−クL1または可
飽和チョ−クL2 が短絡される。例えば、時刻t11時に
可飽和チョ−クL2 が飽和すると可飽和チョ−クL2 が
短絡され、図7(e)に示す様にVL2が零になり、図7
(b)に示す様にMOSFET(Q2 )はオフされる。
飽和チョ−クL1 または可飽和チョ−クL2 の飽和を利
用して、異常負荷モ−ドに於いて自励方式により決定さ
れるMOSFET(Q1 ),MOSFET(Q2 )のオ
ン時間よりも短くできると共に、スイッチング周波数を
上昇して共振点から離れて負荷に電力を供給することが
できるので、共振電流及び2次電圧は抑えられ、MOS
FET(Q1 ),MOSFET(Q2 )などの回路素子
にかかるストレスを大幅に低減することが可能となる。
路図を図10に示す。
和チョ−クL1 の代わりに可飽和チョ−クLHnとスイッ
チング手段SWH-n との並列回路をn個(nは自然
数)、可飽和チョ−クL2 の代わりに可飽和チョ−クL
Lmとスイッチング手段SWL-m との並列回路をm個(m
は自然数)設けたものであり、その他の第3実施例と同
一構成には同一符号を付すことにより説明を省略する。
H-n とスイッチング手段SWL-m とを任意にオンオフす
ることにより、可飽和チョ−ク可飽和チョ−クLHn,可
飽和チョ−クLLmの総インピ−ダンスを任意に変化で
き、可飽和チョ−クLHn,可飽和チョ−クLLmに流れる
電流IL1,IL2を任意に変化できるので、MOSFET
(Q1 )のオン時間はn段、MOSFET(Q2 )のオ
ン時間はm段に制御することができ、つまり、MOSF
ET(Q1 ),MOSFET(Q2 )のスイッチング周
波数及びオンデュ−ティを任意段に制御することができ
る。よって、本実施例に於いてはスイッチングロスの低
減、異常負荷モ−ドでの回路ストレスの低減、放電灯L
aの調光制御が可能となる。
L1 の代わりに可飽和チョ−クLHnとスイッチング手段
SWH-n との直列回路をn個(nは自然数)、可飽和チ
ョ−クL2 の代わりに可飽和チョ−クLLmとスイッチン
グ手段SWL-m との直列回路をm個(mは自然数)設け
てもよい。
路図を図12に示す。
和チョ−クL1 ,可飽和チョ−クL 2 を1次巻線na1,
nb1として2次巻線na2,nb2を設け、2次巻線na2,
nb2の両端に直流電源VDC1 ,VDC2 の各々と可変抵抗
器VR1,VR2の各々とからなる直列回路を接続したこと
であり、その他の第3実施例と同一構成には同一符号を
付すことにより説明を省略する。
制御して可飽和チョ−クL1 ,可飽和チョ−クL2 の2
次巻線na2,nb2に流れる直流電流IR1,IR2を制御
し、可飽和チョ−クL1 ,可飽和チョ−クL2 のインピ
−ダンス及び飽和度を制御することにより、MOSFE
T(Q1 ),MOSFET(Q2 )のオン時間を連続的
に変化さすことができる。よって、MOSFET
(Q1 ),MOSFET(Q2)のスイッチング周波数
及びオンデュ−ティを連続的に制御することができる。
よって、本実施例に於いてはスイッチングロスの低減、
異常負荷モ−ドでの回路ストレスの低減、放電灯Laの
連続調光制御が可能となる。
路図を図13に示す。
和チョ−クL1 ,可飽和チョ−クL 2 の代わりに、ブレ
−クオ−バ電圧を越えるとオンする、2端子双方向性ス
イッチング素子Diac1,Diac2を用いたものであり、そ
の他の第3実施例と同一構成には同一符号を付すことに
より説明を省略する。
ドに於いて、チョ−クインダクタンスT1 の2次巻線n
2 ,n3 に励起される電圧が大きくなり、2端子双方向
性スイッチング素子Diac1,Diac2がブレ−クオ−バ電
圧を越えるとオンして、MOSFET(Q1 ),MOS
FET(Q2 )のゲ−ト・ドレイン間を短絡し、負荷へ
供給される電力を小さくすることにより回路を保護す
る。なお、本実施例に於いては2端子双方向性スイッチ
ング素子Diac1,Diac2を用いたが、他の2端子双方向
性スイッチング素子(例えばSSSなど)を用いてもよ
く、電流,電力,温度などによりオンし、自動的に復帰
する様な素子であればなんでもよい。
は、図8に示す回路図の様に、チョ−クインダクタンス
T1 の代わりに帰還(2次)巻線を有する電流トランス
CTを設けてMOSFET(Q1 ),MOSFET(Q
2 )を駆動する方式でもよく、また、電流トランスCT
は図8に示す様な1次巻線n1 の一端が接点Bに接続さ
れる位置に限定されず、共振電流及び負荷電流が連続的
に流れる位置であればどこでもよく、電流トランスCT
と放電灯Laの一端との間に直列接続された負荷出力絶
縁トランスCH1 に帰還(2次)巻線を設けて、MOS
FET(Q1 ),MOSFET(Q2 )を駆動するもの
でもよい。更に、ハ−フブリッジ回路を用いたが、図9
に示す様なシングルエンドインバ−タ回路を用いてもよ
く、他のインバ−タ回路を用いても自励方式によりイン
バ−タ回路を構成するスイッチング素子を駆動するもの
であればよく、MOSFET(Q1 ),MOSFET
(Q2)はバイポ−ラトランジスタ、静電誘導サイリス
タなどの他のスイッチング素子でもよい。ただし、寄生
ダイオ−ドを有しないスイッチング素子を用いる場合
は、ダイオ−ドをスイッチング素子と逆並列接続する必
要がある。更に、可飽和チョ−クL1 ,可飽和チョ−ク
L2 のインダクタンス値の設定によりスイッチング素子
にMOSFETなどの寄生容量の大きなものを用いる場
合は、可飽和チョ−クL1 ,可飽和チョ−クL2 のイン
ダクタンスとスイッチング素子の寄生容量との共振によ
り効率のよいスイッチング素子の駆動が行えることはい
うまでもない。
ング素子の周波数及びオンデュ−ティの制御が容易にで
きると共に、スイッチング素子にかかるストレスの低
減、コストダウンが図れる放電灯点灯装置を提供でき
る。
と異常負荷モ−ドに於けるスイッチング素子のスイッチ
ングロスの低減、スイッチング素子にかかるストレスの
低減、コストダウンが図れる放電灯点灯装置を提供でき
る。
と異常負荷モ−ドに於けるスイッチング素子のスイッチ
ングロスの低減、スイッチング素子にかかるストレスの
低減、コストダウンが図れると共に、調光制御が可能な
放電灯点灯装置を提供できる。
と異常負荷モ−ドに於けるスイッチングロスの低減、異
常負荷モ−ドでの回路ストレスの低減、放電灯の連続調
光制御が可能な放電灯点灯装置を提供できる。
供給される電力を小さくすることにより回路の保護が可
能な放電灯点灯装置を提供できる。
す図である。
示す図である。
る。
る。
る。
る。
る。
る。
る。
る。
ある。
図である。
Claims (5)
- 【請求項1】 電源と、該電源の両端に並列接続され
た、少なくとも2つのスイッチング素子が直列接続され
た直列回路と、該直列回路の高圧側のスイッチング素子
に駆動電力を供給する自励巻線とを有する、前記電源の
出力を交流の高周波電力に変換するインバータ回路と、
該インバータ回路の出力端に接続された放電灯とを備え
る放電灯点灯装置に於いて、前記直列回路の低圧側のス
イッチング素子と同期して同時にオン・オフ動作する第
1のスイッチング手段と、前記高圧側のスイッチング素
子の駆動端子と入力端子との間に設けられた、前記第1
のスイッチング手段と同期して同時にオン・オフ制御さ
れる第2のスイッチング手段とを有し、前記第2のスイ
ッチング手段は、前記第1のスイッチング手段と同期し
て同時にオン・オフ動作し、前記第2のスイッチング素
子のオン動作により前記高圧側のスイッチング素子の駆
動端子と入力端子との間を短絡するようにして、前記高
圧側のスイッチング素子と前記低圧側のスイッチング素
子とを同時にオン動作しないようにしたことを特徴とす
る放電灯点灯装置。 - 【請求項2】 電源と、該電源の両端に並列接続され
た、少なくとも2つのスイッチング素子が直列接続され
た直列回路と、前記スイッチング素子に駆動電力を供給
する自励巻線とを有する、前記電源の出力を交流の高周
波電力に変換するインバータ回路と、該インバータ回路
の出力端に接続された放電灯とを備える放電灯点灯装置
に於いて、前記放電灯に流れる負荷電流の上昇により飽
和して、前記スイッチング素子の駆動端子を短絡する可
飽和インダクタンス素子を設けたことを特徴とする放電
灯点灯装置。 - 【請求項3】 前記スイッチング素子の周波数およびオ
ンデューティを制御する為の、前記可飽和インダクタン
ス素子の値を制御する手段を設けたことを特徴とする請
求項2記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項4】 前記可飽和インダクタンス素子は1次巻
線と2次巻線とを備え、前記可飽和インダクタンス素子
の2次巻線に流れる電流を制御することにより、前記可
飽和インダクタンス素子の1次巻線のインピーダンス値
を制御することを特徴とする請求項2記載の放電灯点灯
装置。 - 【請求項5】 前記可飽和インダクタンス素子に代え
て、前記スイッチング素子の駆動端子の電圧が一定値以
上になると前記スイッチング素子の駆動端子を短絡す
る、双方向スイッチング素子を設けたことを特徴とする
請求項2記載の放電灯点灯装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP17842294A JP3322005B2 (ja) | 1994-07-29 | 1994-07-29 | 放電灯点灯装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP17842294A JP3322005B2 (ja) | 1994-07-29 | 1994-07-29 | 放電灯点灯装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0845683A JPH0845683A (ja) | 1996-02-16 |
JP3322005B2 true JP3322005B2 (ja) | 2002-09-09 |
Family
ID=16048230
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP17842294A Expired - Lifetime JP3322005B2 (ja) | 1994-07-29 | 1994-07-29 | 放電灯点灯装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3322005B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2002299097A (ja) * | 2001-03-30 | 2002-10-11 | Mitsubishi Electric Corp | 放電灯点灯装置 |
-
1994
- 1994-07-29 JP JP17842294A patent/JP3322005B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0845683A (ja) | 1996-02-16 |
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