JP2002518978A - 複数の負荷のためのシフトされた駆動変換装置 - Google Patents
複数の負荷のためのシフトされた駆動変換装置Info
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Abstract
(57)【要約】
方形波逆変換装置（９９）は、１次巻線（２３）及び2 次巻線（２５）を有するトランス（２１）と、第１及び第２入力電圧源（７１、７３）と、第１及び第２電圧源の間に直列に接続され、第１及び第２入力電圧源をトランスの１次巻線に選択的に接続する１対の電力用切り換えトランジスタ（５１、５３）とを備えている。１対の出力端子（３３）がトランスの２次巻線に接続され、負荷を受ける。変換装置制御装置（８１）が切り換えトランジスタのゲートに接続され、ゲート駆動信号を発生する。変換装置制御装置は、かなりの負荷が出力端子に接続されると、低インピーダンスで実質的に方形波のゲート駆動信号を発生して、実質的な方形波変換装置出力を生成し、軽度の負荷が出力端子に接続された場合には、高インピーダンスのゲート駆動信号を発生して、台形変換装置出力を生成する。特に、変換装置制御装置は出力端子に接続され、出力端子の電圧が所定閾値よりも低い場合に低インピーダンス駆動信号を生成し、出力端子の電圧が所定閾値よりも高い場合に高インピーダンス駆動信号を生成する。制御は、かなりの負荷が出力端子に接続されると切り換えトランジスタのゲートに接続される低インピーダンス・ゲート駆動と、軽度の負荷が出力端子に接続された場合に切り換えトランジスタのゲートに接続される高インピーダンス・ゲート駆動とを含む。
Description
【０００１】 発明の分野 本発明は、逆変換装置に関し、特に、中程度の周波数（２００ＫＨｚ〜４００
ＫＨｚ）の方形波逆変換装置の制御に関する。
ＫＨｚ）の方形波逆変換装置の制御に関する。
【０００２】 発明の背景 当業者には明白なように、逆変換装置は直流電圧を交流電圧に変換する。また
同様に明白なように、方形波変換装置はパルス幅変調変換装置よりも効率的であ
る。しかし、中周波数電源逆変換装置において、電力用トランジスタによる切り
換え損失は、主損失機構になる可能性がある。寄生回路要素の効果を最適な様態
で使用する場合、「オン」と「オフ」の切り換え遷移を最少にできる。
同様に明白なように、方形波変換装置はパルス幅変調変換装置よりも効率的であ
る。しかし、中周波数電源逆変換装置において、電力用トランジスタによる切り
換え損失は、主損失機構になる可能性がある。寄生回路要素の効果を最適な様態
で使用する場合、「オン」と「オフ」の切り換え遷移を最少にできる。
【０００３】 方形波逆変換装置では、約２０ナノ秒（ｎＳ）以下の切り換えエッジを有する
低インピーダンス・ゲート駆動を用いて、高負荷が変換装置に加えられた場合に
切り換え損失を最小限に抑える。しかし、無負荷または非常に軽い負荷の状態で
は、変換装置が切り換えられる高速度によって、出力電源トランスの寄生要素の
リンギングが生じる。該リンギングにより、出力電圧が出力コンデンサを行き過
ぎ、ピーク充電し、その結果、出力電圧が公称値の２倍に近づく。
低インピーダンス・ゲート駆動を用いて、高負荷が変換装置に加えられた場合に
切り換え損失を最小限に抑える。しかし、無負荷または非常に軽い負荷の状態で
は、変換装置が切り換えられる高速度によって、出力電源トランスの寄生要素の
リンギングが生じる。該リンギングにより、出力電圧が出力コンデンサを行き過
ぎ、ピーク充電し、その結果、出力電圧が公称値の２倍に近づく。
【０００４】 したがって、本発明の目的は、広く変動する負荷範囲を超えて全デューティサ
イクルで動作できる逆変換装置を提供することにある。 本発明の別の目的は、広く変動する負荷範囲を超えて使用できる効率的な逆変
換装置を提供することにある。
イクルで動作できる逆変換装置を提供することにある。 本発明の別の目的は、広く変動する負荷範囲を超えて使用できる効率的な逆変
換装置を提供することにある。
【０００５】 本発明の別の目的は、出力が緊密には制御されないが、任意の範囲内にとどま
らなくてはならない場合に、方形波逆変換装置を回路で使用できるようにするこ
とにある。
らなくてはならない場合に、方形波逆変換装置を回路で使用できるようにするこ
とにある。
【０００６】 本発明の別の目的は、軽い負荷が変換装置出力に加えられた場合に、方形波変
換装置が「ピーク充電」して公称出力電圧を超える傾向を抑制することにある。 本発明の別の目的は、軽い負荷が変換装置出力に加えられた場合に、変換装置
出力電圧遷移を減速させることにある。
換装置が「ピーク充電」して公称出力電圧を超える傾向を抑制することにある。 本発明の別の目的は、軽い負荷が変換装置出力に加えられた場合に、変換装置
出力電圧遷移を減速させることにある。
【０００７】 本発明の別の目的は、軽い負荷が出力に接続された場合に、台形操作を採用す
る方形波逆変換装置を提供することにある。 本発明の別の目的は、ゲート駆動インピーダンスを制御する機構を、方形波逆
変換装置の切り換えトランジスタに提供することにある。
る方形波逆変換装置を提供することにある。 本発明の別の目的は、ゲート駆動インピーダンスを制御する機構を、方形波逆
変換装置の切り換えトランジスタに提供することにある。
【０００８】 発明の概要 本発明は、改良型変換装置制御を備えた方形波逆変換装置に関する。無負荷ま
たは軽い負荷が電圧出力端子に供給されたと変換装置が検出すると、改良型変換
装置制御は、切り換えトランジスタのゲート駆動でインピーダンスを増加し、切
り換え速度を減速する。
たは軽い負荷が電圧出力端子に供給されたと変換装置が検出すると、改良型変換
装置制御は、切り換えトランジスタのゲート駆動でインピーダンスを増加し、切
り換え速度を減速する。
【０００９】 方形波逆変換装置は、１次巻線と２次巻線と、第１及び第２入力電圧源と、第
１及び第２電圧源の間に配され、第１及び第２入力電圧源をトランスの１次巻線
に選択的に接続する１対の電力用切り換えトランジスタとを備えている。１対の
出力端子が、トランスの２次巻線に接続され、負荷を受け止める。変換装置制御
が、切り換えトランジスタのゲートに接続され、ゲート駆動信号を発する。変換
装置制御は、かなりの負荷が出力端子に接続された場合にむだ時間が最少である
方形波ゲート駆動信号を発する。軽い負荷が出力端子に接続されると、ゲート駆
動信号の形状は、電力用トランジスタの静電容量とゲート駆動回路のインピーダ
ンスをゲート制御するよう、ドレーンによって制御される。切り換え遷移中、ト
ランジスタのゲートは、ゲート駆動回路出力インピーダンスに対して作動する静
電容量をドレーンがゲート制御することにより、閾値電圧に保持される。特に、
変換装置制御は出力端子に接続され、低インピーダンスの、実質的に方形波の駆
動信号を発し、電圧が所定レベル未満になると、方形波変換装置出力を発する。
出力電圧が所定レベルを超えた非常に軽い負荷または無負荷の状態では、ゲート
駆動インピーダンスが増加し、それによって、台形変換装置出力を生じるゲート
駆動信号を発する。
１及び第２電圧源の間に配され、第１及び第２入力電圧源をトランスの１次巻線
に選択的に接続する１対の電力用切り換えトランジスタとを備えている。１対の
出力端子が、トランスの２次巻線に接続され、負荷を受け止める。変換装置制御
が、切り換えトランジスタのゲートに接続され、ゲート駆動信号を発する。変換
装置制御は、かなりの負荷が出力端子に接続された場合にむだ時間が最少である
方形波ゲート駆動信号を発する。軽い負荷が出力端子に接続されると、ゲート駆
動信号の形状は、電力用トランジスタの静電容量とゲート駆動回路のインピーダ
ンスをゲート制御するよう、ドレーンによって制御される。切り換え遷移中、ト
ランジスタのゲートは、ゲート駆動回路出力インピーダンスに対して作動する静
電容量をドレーンがゲート制御することにより、閾値電圧に保持される。特に、
変換装置制御は出力端子に接続され、低インピーダンスの、実質的に方形波の駆
動信号を発し、電圧が所定レベル未満になると、方形波変換装置出力を発する。
出力電圧が所定レベルを超えた非常に軽い負荷または無負荷の状態では、ゲート
駆動インピーダンスが増加し、それによって、台形変換装置出力を生じるゲート
駆動信号を発する。
【００１０】 好適な実施例の詳細な説明 本発明を組み込んだ変換装置を図１に示す。変換装置は、トランス２１と、入
力電圧７１、７３のトランス２１の１次巻線への印加を制御する１対の切り換え
トランジスタ５１、５３とを含む。
力電圧７１、７３のトランス２１の１次巻線への印加を制御する１対の切り換え
トランジスタ５１、５３とを含む。
【００１１】 トランスは１次巻線２３と２次巻線２５とを有する。出力回路３１は、２次巻
線２５を横切って接続される。出力回路はダイオードとコンデンサとから成って
いてよい。出力電圧Ｖout は出力端子３３にわたって生じる。
線２５を横切って接続される。出力回路はダイオードとコンデンサとから成って
いてよい。出力電圧Ｖout は出力端子３３にわたって生じる。
【００１２】 トランスは漏れインダクタンスを有する。トランス２１の漏れインダクタンス
は、巻線２３と直列に接続されたインダクタンスＬ1 を有する誘電子２７として
図1 に図示される。２次巻線とその関連の出力回路とからの反射寄生静電容量は
、トランスの１次巻線に並列のコンデンサ２９として図示される。寄生コンデン
サ２９は静電容量ＣP を有する。
は、巻線２３と直列に接続されたインダクタンスＬ1 を有する誘電子２７として
図1 に図示される。２次巻線とその関連の出力回路とからの反射寄生静電容量は
、トランスの１次巻線に並列のコンデンサ２９として図示される。寄生コンデン
サ２９は静電容量ＣP を有する。
【００１３】 １対の電力用切り換えトランジスタ（ＦＥＴ）５１、５３は、トランスの１次
巻線２３に印加される電圧を制御する。切り換えトランジスタはＡＰＴ５０８５
ＦＥＴであって良い。切り換えトランジスタ５１、５３は、高入力電圧７１（Ｖ
in）と低入力電圧７３、たとえばアース電位の間に直列で接続される。切り換え
トランジスタは、電圧源Ｖinとアースとを選択的にトランスの１次巻線に接続す
る。適用例では、Ｖinはブースト源から供給される。ブースト源は制御ループの
一部であってもよく、典型的に３４０〜３６０ボルトである。
巻線２３に印加される電圧を制御する。切り換えトランジスタはＡＰＴ５０８５
ＦＥＴであって良い。切り換えトランジスタ５１、５３は、高入力電圧７１（Ｖ
in）と低入力電圧７３、たとえばアース電位の間に直列で接続される。切り換え
トランジスタは、電圧源Ｖinとアースとを選択的にトランスの１次巻線に接続す
る。適用例では、Ｖinはブースト源から供給される。ブースト源は制御ループの
一部であってもよく、典型的に３４０〜３６０ボルトである。
【００１４】 変換装置制御８１は切り換えトランジスタ５１、５３を制御する。切り換えト
ランジスタを制御するために、変換装置制御８１は、切り換えトランジスタのゲ
ートに接続されている。変換装置制御は方形波ゲート駆動信号を発生できる。
ランジスタを制御するために、変換装置制御８１は、切り換えトランジスタのゲ
ートに接続されている。変換装置制御は方形波ゲート駆動信号を発生できる。
【００１５】 変換装置制御８１は、各半サイクルごとに、切り換えトランジスタ５１、５３
にトランスの１次２３側の電圧を逆転させる。１次側の電圧が逆転するたびに、
電流サージが、トランスの漏れインダクタンス２７L1 に流れる。インダクタン
ス２７を流れる電流サージは、２次２５及び関連の回路から反射した複合静電容
量２９ＣP と共振する。該共振により、トランスの２次巻線上で電圧リンギング
が生じる。リンギングにより、出力端子３３のピークピーク出力電圧が、公称出
力電圧値の２倍になることがある。
にトランスの１次２３側の電圧を逆転させる。１次側の電圧が逆転するたびに、
電流サージが、トランスの漏れインダクタンス２７L1 に流れる。インダクタン
ス２７を流れる電流サージは、２次２５及び関連の回路から反射した複合静電容
量２９ＣP と共振する。該共振により、トランスの２次巻線上で電圧リンギング
が生じる。リンギングにより、出力端子３３のピークピーク出力電圧が、公称出
力電圧値の２倍になることがある。
【００１６】 電流サージは、トランスの１次側を横切って含まれる電圧スルーレートに直接
関連する。次にトランスの１次側を横切る電圧遷移速度は、切り換えトランジス
タ５１、５３の切り換え速度によって左右される。本発明を組み込んでいない従
来の方形波変換装置では、高速遷移の低インピーダンス駆動信号が切り換えトラ
ンジスタのゲートに送られる。かかる低インピーダンスの駆動信号は、切り換え
トランジスタの切り換え時間を最小限に抑え、変換装置の電力損失を最小限に抑
える。ゲート駆動信号は、変換装置制御８１によって発せられる。
関連する。次にトランスの１次側を横切る電圧遷移速度は、切り換えトランジス
タ５１、５３の切り換え速度によって左右される。本発明を組み込んでいない従
来の方形波変換装置では、高速遷移の低インピーダンス駆動信号が切り換えトラ
ンジスタのゲートに送られる。かかる低インピーダンスの駆動信号は、切り換え
トランジスタの切り換え時間を最小限に抑え、変換装置の電力損失を最小限に抑
える。ゲート駆動信号は、変換装置制御８１によって発せられる。
【００１７】 低インピーダンス駆動信号は約１０Ωのものがある。かかる低インピーダンス
駆動信号は、切り換えトランジスタのゲートに約１アンペア（１Ａ）のピークゲ
ート駆動電流を供給する。その結果、約１００ナノ秒（ｎＳ）で切り換えトラン
ジスタのゲートに供給される電圧において１５ボルト・スルーとなる。この鋭い
遷移により、出力端子の出力電圧が約５０ナノ秒（ｎＳ）で遷移を生じる。これ
は「硬質」ゲート駆動と呼ばれ、鋭い出力電圧遷移を生じる。図２（ａ）は、変
換装置によって発生した方形波出力信号を示す。
駆動信号は、切り換えトランジスタのゲートに約１アンペア（１Ａ）のピークゲ
ート駆動電流を供給する。その結果、約１００ナノ秒（ｎＳ）で切り換えトラン
ジスタのゲートに供給される電圧において１５ボルト・スルーとなる。この鋭い
遷移により、出力端子の出力電圧が約５０ナノ秒（ｎＳ）で遷移を生じる。これ
は「硬質」ゲート駆動と呼ばれ、鋭い出力電圧遷移を生じる。図２（ａ）は、変
換装置によって発生した方形波出力信号を示す。
【００１８】 負荷が出力電圧端子３３に装着された場合、出力電圧は必要に応じて逆転する
。しかし、前述したように、負荷が出力端子から取り除かれると、あるいは、出
力端子に軽い負荷が装着されると、ピーク充電が生じ始め、出力端子の出力電圧
が、公称電圧以上に上昇を開始する。
。しかし、前述したように、負荷が出力端子から取り除かれると、あるいは、出
力端子に軽い負荷が装着されると、ピーク充電が生じ始め、出力端子の出力電圧
が、公称電圧以上に上昇を開始する。
【００１９】 説明した実施例の変換装置は、軽い負荷がある場合、あるいは、負荷がまった
く出力端子に接続されていない場合に、出力端子で電圧遷移を減速する。たとえ
ば、出力端子３３での電圧遷移時間は前述の５０ｎＳから８５０ｎＳに増加する
。
く出力端子に接続されていない場合に、出力端子で電圧遷移を減速する。たとえ
ば、出力端子３３での電圧遷移時間は前述の５０ｎＳから８５０ｎＳに増加する
。
【００２０】 軽い負荷が出力端子３３に接続されている場合、本発明の変換装置は、トラン
スの１次巻線２３への入力電圧の接続を制御する切り換えトランジスタ５１、５
３の切り換え速度を減速する。したがって、切り換え速度の減速により、トラン
スの１次巻線の電流サージが減少する。
スの１次巻線２３への入力電圧の接続を制御する切り換えトランジスタ５１、５
３の切り換え速度を減速する。したがって、切り換え速度の減速により、トラン
スの１次巻線の電流サージが減少する。
【００２１】 切り換えトランジスタの切り換え速度は、切り換えトランジスタのゲートに送
られるゲート駆動信号を「軟化」することで減速できる。ゲート駆動信号は、そ
のインピーダンスを増加することで軟化する。図２（ｂ）は「軟化した」ゲート
駆動信号の長い遷移時間をトランジスタ５１、５３に印加する変換装置出力を示
す。図２（ｂ）に示されるように、「軟化した」ゲート駆動の場合の変換装置出
力は方形ではなく台形である。
られるゲート駆動信号を「軟化」することで減速できる。ゲート駆動信号は、そ
のインピーダンスを増加することで軟化する。図２（ｂ）は「軟化した」ゲート
駆動信号の長い遷移時間をトランジスタ５１、５３に印加する変換装置出力を示
す。図２（ｂ）に示されるように、「軟化した」ゲート駆動の場合の変換装置出
力は方形ではなく台形である。
【００２２】 電圧スルーが低速の場合、漏れインダクタンス２７への電流サージは最小限に
抑えられる。このため、漏れインダクタンスへの電流サージを減少させると、２
次２５での電圧リンギングが最少となる。２次側の電圧リンギングを減少するこ
とで、ピーク充電が減少し、出力端子３３での出力電圧が、公称値内にとどまる
傾向となる。
抑えられる。このため、漏れインダクタンスへの電流サージを減少させると、２
次２５での電圧リンギングが最少となる。２次側の電圧リンギングを減少するこ
とで、ピーク充電が減少し、出力端子３３での出力電圧が、公称値内にとどまる
傾向となる。
【００２３】 図３で、「軟化した」ゲート駆動のゲート波形の概略を示す。図３（ａ）では
、スイッチのソース対ゲート電圧を示す。ゲート駆動エッジの開始時は、ソース
対ゲート電圧が閾値に達するまでは（図３（ａ）の時間Ｔ１）何も生じない。図
３（ｂ）に示されるように、この時点で、スイッチトランジスタのソース対ドレ
ーン電圧が下降し始める。これにより、ゲート駆動回路を介してゲート対ドレー
ンの静電容量が放電される。該放電により、ソース対ドレーン電圧が０ボルトに
達し、ゲートが駆動回路電圧まで上昇を続けるまで、ゲート電圧はＦＥＴゲート
閾値にとどまる。したがって、駆動インピーダンスを増加し、ゲートを制御する
下降ドレーン電圧を生じることで、「軟化した」駆動が得られる。
、スイッチのソース対ゲート電圧を示す。ゲート駆動エッジの開始時は、ソース
対ゲート電圧が閾値に達するまでは（図３（ａ）の時間Ｔ１）何も生じない。図
３（ｂ）に示されるように、この時点で、スイッチトランジスタのソース対ドレ
ーン電圧が下降し始める。これにより、ゲート駆動回路を介してゲート対ドレー
ンの静電容量が放電される。該放電により、ソース対ドレーン電圧が０ボルトに
達し、ゲートが駆動回路電圧まで上昇を続けるまで、ゲート電圧はＦＥＴゲート
閾値にとどまる。したがって、駆動インピーダンスを増加し、ゲートを制御する
下降ドレーン電圧を生じることで、「軟化した」駆動が得られる。
【００２４】 変換装置制御８１におけるゲート駆動インピーダンスの上昇の正確な値は、用
途によって異なる。ゲート駆動インピーダンスの上昇値は、主に駆動されるダイ
スの寸法によって、また所望切り換えスルーレートによって決まる。
途によって異なる。ゲート駆動インピーダンスの上昇値は、主に駆動されるダイ
スの寸法によって、また所望切り換えスルーレートによって決まる。
【００２５】 たとえば、例示的なＡＰＴ５０８５ＦＥＴの場合、変換装置制御８１は、アー
ス脚において３００Ωの抵抗（図示せず）を含み、上昇されるゲート駆動インピ
ーダンスを提供し、「軟化した」駆動を行う。「硬質」駆動の場合、変換装置制
御８１のアース脚の３００Ω抵抗が短絡され、出力インピーダンスが駆動回路の
ＯＮ抵抗まで減少される。
ス脚において３００Ωの抵抗（図示せず）を含み、上昇されるゲート駆動インピ
ーダンスを提供し、「軟化した」駆動を行う。「硬質」駆動の場合、変換装置制
御８１のアース脚の３００Ω抵抗が短絡され、出力インピーダンスが駆動回路の
ＯＮ抵抗まで減少される。
【００２６】 このようにして、かなりの負荷が変換装置出力電圧端子３３で検出されると、
変換装置制御８１は低インピーダンスゲート駆動を選択し、切り換えトランジス
タ５１、５３のゲート用に方形波制御信号を送り、切り換えトランジスタ５１、
５３から方形波出力が発せられる。一方、変換装置電圧出力端子３３で軽い負荷
が検出されると、変換装置制御８１はゲート駆動回路の出力インピーダンスを増
加する。インピーダンスの増加によって、トランジスタ５１、５３のゲート対ド
レーンの静電容量が、出力遷移中にゲートを閾値に保持し、台形の変換装置出力
を発し、より高いインピーダンスゲート駆動を選択するか、ゲート駆動インピー
ダンスを増加し、切り換えトランジスタ５１、５３のゲートに向けて台形制御信
号を発する。
変換装置制御８１は低インピーダンスゲート駆動を選択し、切り換えトランジス
タ５１、５３のゲート用に方形波制御信号を送り、切り換えトランジスタ５１、
５３から方形波出力が発せられる。一方、変換装置電圧出力端子３３で軽い負荷
が検出されると、変換装置制御８１はゲート駆動回路の出力インピーダンスを増
加する。インピーダンスの増加によって、トランジスタ５１、５３のゲート対ド
レーンの静電容量が、出力遷移中にゲートを閾値に保持し、台形の変換装置出力
を発し、より高いインピーダンスゲート駆動を選択するか、ゲート駆動インピー
ダンスを増加し、切り換えトランジスタ５１、５３のゲートに向けて台形制御信
号を発する。
【００２７】 変換装置制御８１は、トランス９１によって、変換装置のその他の部分から分
離されている。変換装置制御は１次巻線９３を駆動する。一方の２次巻線９５は
、第１切り換えトランジスタ５１のゲートに接続されている。もう１つの２次巻
線９７が第２切り換えトランジスタ５３のゲートに接続される。
離されている。変換装置制御は１次巻線９３を駆動する。一方の２次巻線９５は
、第１切り換えトランジスタ５１のゲートに接続されている。もう１つの２次巻
線９７が第２切り換えトランジスタ５３のゲートに接続される。
【００２８】 本発明に組み込まれた変換装置制御は、電圧出力端子３３に負荷がまったくあ
るいはほとんど装着されないときを検出する。該検出は、変換装置制御８１と出
力電圧端子３３との間のフィードバック接続９９によって行われる。たとえば、
フィードバック９９は、出力端子３３での出力電圧の監視を含む。電圧が所定閾
値を超えると、変換装置制御は、負荷が除去されたと判断し、ゲート駆動信号の
インピーダンスを増加し、切り換えトランジスタへ軟質駆動を行い、したがって
出力電圧遷移を減速する。閾値は、公称出力電圧より多少高くてもよい。
るいはほとんど装着されないときを検出する。該検出は、変換装置制御８１と出
力電圧端子３３との間のフィードバック接続９９によって行われる。たとえば、
フィードバック９９は、出力端子３３での出力電圧の監視を含む。電圧が所定閾
値を超えると、変換装置制御は、負荷が除去されたと判断し、ゲート駆動信号の
インピーダンスを増加し、切り換えトランジスタへ軟質駆動を行い、したがって
出力電圧遷移を減速する。閾値は、公称出力電圧より多少高くてもよい。
【００２９】 以上に説明した変換装置は、進行波管（ＴＷＴ）に使用されるものなどの逆変
換装置で特に有用である。ＴＷＴでは、負荷はＴＷＴがオフの場合の０ワットか
、ＴＷＴがオンの場合の約３０％〜１００％で変動する。ゼロ電圧切り換えのフ
ル・デューティサイクルの変換装置を用いて、ＴＷＴコレクタ電圧用のタップを
備えた未調整高電圧スタックを発することができる。次に、線形調整器を用いて
ＴＷＴ陰極電圧を維持できる。無負荷または軽い負荷条件下で、変換器エッジは
減速し、高電圧出力と、通過素子にかかる電圧を制限する。線形調整器は、ＴＷ
Ｔ螺旋電流のみを扱う全負荷のうちの非常に少ない部分を処理する。通過素子か
らの追加損失は、従来のパルス幅変調（ＰＷＭ）変換装置の追加変換装置損失に
比べれば取るに足らないものである。
換装置で特に有用である。ＴＷＴでは、負荷はＴＷＴがオフの場合の０ワットか
、ＴＷＴがオンの場合の約３０％〜１００％で変動する。ゼロ電圧切り換えのフ
ル・デューティサイクルの変換装置を用いて、ＴＷＴコレクタ電圧用のタップを
備えた未調整高電圧スタックを発することができる。次に、線形調整器を用いて
ＴＷＴ陰極電圧を維持できる。無負荷または軽い負荷条件下で、変換器エッジは
減速し、高電圧出力と、通過素子にかかる電圧を制限する。線形調整器は、ＴＷ
Ｔ螺旋電流のみを扱う全負荷のうちの非常に少ない部分を処理する。通過素子か
らの追加損失は、従来のパルス幅変調（ＰＷＭ）変換装置の追加変換装置損失に
比べれば取るに足らないものである。
【００３０】 本発明の特定の一実施例について説明してきた。本発明の精神から逸脱するこ
となく詳細に特定の修正を加えることができることは当業者には明白である。し
たがって、以上の説明は例示のみを目的とし、なんら制限を加えるものではない
。
となく詳細に特定の修正を加えることができることは当業者には明白である。し
たがって、以上の説明は例示のみを目的とし、なんら制限を加えるものではない
。
【図１】 本発明を組み込んだ逆変換装置の概略図。
【図２】 ２つの異なる動作モードの回路の切り換え電圧を示すタイミング
図。
図。
【図３（ａ）】 本発明を組み込んだ装置の１動作モードでの切り換えトラ
ンジスタのソース対ゲート電圧を示すタイミング図。
ンジスタのソース対ゲート電圧を示すタイミング図。
【図３（ｂ）】 本発明を組み込んだ装置の同じ動作モードでの切り換えト
ランジスタのソース対ドレーン電圧を示すタイミング図。
ランジスタのソース対ドレーン電圧を示すタイミング図。
【手続補正書】特許協力条約第３４条補正の翻訳文提出書
【提出日】平成１２年１月１２日（２０００．１．１２）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】発明の名称
【補正方法】変更
【補正内容】
【発明の名称】 複数の負荷のためのシフトされた駆動変換装置
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２６
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２６】 このようにして、かなりの負荷が変換装置出力電圧端子３３で検出されると、
変換装置制御８１は低インピーダンスゲート駆動を選択し、切り換えトランジス
タ５１、５３のゲート用に方形波制御信号を送り、切り換えトランジスタ５１、
５３から方形波出力が発せられる。一方、変換装置電圧出力端子３３で軽い負荷
が検出されると、変換装置制御８１はゲート駆動回路の出力インピーダンスを増
加する。インピーダンスの増加によって、トランジスタ５１、５３のゲート対ド
レーンの静電容量が、出力遷移中にゲートを閾値に保持し、台形の変換装置出力
を生成する。変換装置制御８１は、より高いインピーダンスゲート駆動を選択す
るか、ゲート駆動インピーダンスを増加し、切り換えトランジスタ５１、５３の
ゲートに向けて台形制御信号を発する。
変換装置制御８１は低インピーダンスゲート駆動を選択し、切り換えトランジス
タ５１、５３のゲート用に方形波制御信号を送り、切り換えトランジスタ５１、
５３から方形波出力が発せられる。一方、変換装置電圧出力端子３３で軽い負荷
が検出されると、変換装置制御８１はゲート駆動回路の出力インピーダンスを増
加する。インピーダンスの増加によって、トランジスタ５１、５３のゲート対ド
レーンの静電容量が、出力遷移中にゲートを閾値に保持し、台形の変換装置出力
を生成する。変換装置制御８１は、より高いインピーダンスゲート駆動を選択す
るか、ゲート駆動インピーダンスを増加し、切り換えトランジスタ５１、５３の
ゲートに向けて台形制御信号を発する。
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図３
【補正方法】削除
【手続補正４】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図３ａ
【補正方法】追加
【補正内容】
【図３ａ】
【手続補正５】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図３ｂ
【補正方法】追加
【補正内容】
【図３ｂ】
【手続補正書】
【提出日】平成１３年７月１１日（２００１．７．１１）
【手続補正１】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図３
【補正方法】削除
【手続補正２】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図３ａ
【補正方法】追加
【補正内容】
【図３ａ】
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図３ｂ
【補正方法】追加
【補正内容】
【図３ｂ】
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H007 CA02 CB02 CB04 CB12 CC07 CC32 DA06 DB02 DC05 5H730 AA14 BB26 BB57 BB62 DD04 DD22 DD32 DD33 EE06 EE07 EE59 FD01 FG07 FG22 【要約の続き】 続されると切り換えトランジスタのゲートに接続される 低インピーダンス・ゲート駆動と、軽度の負荷が出力端 子に接続された場合に切り換えトランジスタのゲートに 接続される高インピーダンス・ゲート駆動とを含む。
Claims (10)
- 【請求項１】 第１出力端子で検出された電圧が所定閾値以下の場合、変換
装置制御が、実質的に方形波出力を第１及び第２切り換えトランジスタに発し、
第１出力端子で検出された電圧が所定閾値を超えた場合に、変換装置制御が第１
及び第２切り換えトランジスタに台形出力を発する請求項３に記載の方形波逆変
換装置。 - 【請求項２】 方形波逆変換装置であって： （ａ）１次巻線と２次巻線とを有するトランスと； （ｂ）第１及び第２入力電圧源と； （ｃ）第１及び第２電圧源の間に接続され、第１及び第２入力電圧源をトラン
スの１次巻線に選択的に接続する１対の電力用切り換えトランジスタと； （ｄ）トランスの２次巻線に接続された１対の出力端子と； （ｅ）切り換えトランジスタのゲートに接続され、ゲート駆動信号を発生する
変換装置制御とを備え、該変換装置制御は、かなりの負荷が出力端子に接続され
た場合に、切り換えトランジスタのゲートに低インピーダンスのゲート駆動信号
を発生し、軽い負荷が出力端子に接続された場合に、切り換えトランジスタのゲ
ートに高インピーダンスのゲート駆動信号を発生するよう構成され、トランスの
１次及び２次巻線を横切る電圧サージを減少する方形波逆変換装置。 - 【請求項３】 方形波逆変換装置であって： １次巻線と２次巻線とを有するトランスと； 第１入力電圧源と第２入力電圧源と； 第１入力電圧源の間に電気的に接続された第１電力用切り換えトランジスタと
； 第２入力電圧源と第１電力用切り換えトランジスタとに接続された第２電力用
切り換えトランジスタと； 該第１及び第２電力用切り換えトランジスタが、トランスの１次巻線に該第１
及び第２入力電圧源を選択的に接続するよう機能し； トランスの２次巻線に電気的に接続された第１出力端子と； トランスの２次巻線に電気的に接続された第２出力端子と；該第１及び第２出
力端子が、その間で電気負荷を接続するよう機能し； 第１及び第２電力用切り換えトランジスタ並びに第１出力端子に接続された変
換装置制御とを備え、該変換装置制御は、かなりの負荷が第１出力端子で検出さ
れた場合に、第１及び第２電力用切り換えトランジスタに実質的に方形波の変換
装置出力を発生し、軽い負荷が第１出力端子で検出された場合に、第１及び第２
電力用切り換えトランジスタに実質的に台形の変換装置出力を発生するよう構成
され、トランスの１次及び２次巻線を横切る電圧サージを減少する方形波逆変換
装置。 - 【請求項４】 該変換装置制御が、低インピーダンス方形波出力と高インピ
ーダンス台形出力とを発する請求項３に記載の方形波逆変換装置。 - 【請求項５】 無負荷が出力端子で検出された場合に、該変換装置制御が、
台形変換装置出力を発するよう構成されている請求項３に記載の方形波逆変換装
置。 - 【請求項６】 低インピーダンスゲート駆動信号が実質的に方形形状の波形
で、高インピーダンスゲート駆動信号が実質的に台形形状の波形である請求項２
に記載の方形波逆変換装置。 - 【請求項７】 低インピーダンスゲート駆動信号のスルーレートが、高イン
ピーダンスゲート駆動信号のスルーレートよりも高い請求項２に記載の方形波逆
変換装置。 - 【請求項８】 １次巻線及び２次巻線を有するトランスと、２次巻線に接続
された出力と、高入力電圧及び低入力電圧をトランスの１次巻線に選択的に接続
する１対の切り換えトランジスタと、切り換えトランジスタ及び出力に接続され
た変換装置制御とを備えた方形波逆変換装置を制御する方法であって： ａ）変換装置制御で出力における電気負荷を検出し； ｂ）かなりの負荷が検出された場合に、変換装置制御でトランジスタを高速で
切り換え； ｃ）軽い負荷が検出された場合に、変換装置制御でトランジスタを低速で切り
換え、トランスの１次及び２次巻線を横切る電圧サージを防止するステップを含
む方法。 - 【請求項９】 ステップ（ｂ）が、実質的に方形波形でトランジスタを切り
換えることを含み、ステップ（ｃ）が、実質的に台形形状波形でトランジスタを
切り換えることを含む請求項８に記載の方法。 - 【請求項１０】 ステップ（ｂ）が、低インピーダンスゲート駆動信号で切
り替えトランジスタを駆動することを含み、ステップ（ｃ）が、変換装置制御で
ゲート駆動信号のインピーダンスを増加することを含む請求項８に記載の方法。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/094,790 | 1998-06-15 | ||
| US09/094,790 US6064579A (en) | 1998-06-15 | 1998-06-15 | Shifted drive inverter for multiple loads |
| PCT/US1999/006857 WO1999066630A1 (en) | 1998-06-15 | 1999-03-31 | Shifted drive inverter |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002518978A true JP2002518978A (ja) | 2002-06-25 |
Family
ID=22247188
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000555357A Pending JP2002518978A (ja) | 1998-06-15 | 1999-03-31 | 複数の負荷のためのシフトされた駆動変換装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6064579A (ja) |
| EP (1) | EP1104592A4 (ja) |
| JP (1) | JP2002518978A (ja) |
| IL (1) | IL140332A0 (ja) |
| WO (1) | WO1999066630A1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006014507A (ja) * | 2004-06-25 | 2006-01-12 | Mitsumi Electric Co Ltd | 電源装置及び電源制御装置 |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101100881B1 (ko) * | 2004-11-04 | 2012-01-02 | 삼성전자주식회사 | 표시 장치용 광원의 구동 장치 및 표시 장치 |
| JP5304192B2 (ja) * | 2008-03-28 | 2013-10-02 | ダイキン工業株式会社 | 電力変換装置 |
| TWI396175B (zh) * | 2008-10-15 | 2013-05-11 | Raydium Semiconductor Corp | 源極驅動裝置 |
| US20130077356A1 (en) * | 2011-09-28 | 2013-03-28 | Texas Instruments Incorporated | Dc-dc converters |
Family Cites Families (18)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3350624A (en) * | 1964-09-28 | 1967-10-31 | Sperry Rand Corp | Inverter circuits employing load-responsive saturable transformers |
| GB1309661A (en) * | 1969-04-25 | 1973-03-14 | Philips Electronic Associated | Circuit arrangements for television picture display apparatus |
| US3688204A (en) * | 1971-01-26 | 1972-08-29 | Westinghouse Electric Corp | Electronic power regulation control device for providing constant electrical power to a load of varying impedance |
| US3708739A (en) * | 1971-11-24 | 1973-01-02 | Gen Electric | Regulated electrical inverter system |
| US3823362A (en) * | 1973-02-02 | 1974-07-09 | Gen Electric | Coordinated master-slave converter system for variable-power tank loads |
| US4204266A (en) * | 1978-07-28 | 1980-05-20 | Lorain Products Corporation | Inverter drive circuit |
| US4377779A (en) * | 1980-12-29 | 1983-03-22 | General Electric Company | Pulse width modulated inverter machine drive |
| DE3303223A1 (de) * | 1983-02-01 | 1984-08-09 | Silcon Elektronik As | Stromversorgungsvorrichtung |
| JPH0773426B2 (ja) * | 1984-11-09 | 1995-08-02 | 株式会社東芝 | 電力変換装置の制御装置 |
| US5010468A (en) * | 1984-12-10 | 1991-04-23 | Nilssen Ole K | Power-line-operated high frequency power supply |
| US4689731A (en) * | 1986-08-07 | 1987-08-25 | Honeywell Inc. | MOSFET inverter gate drive circuit |
| US4717994A (en) * | 1986-12-11 | 1988-01-05 | Zenith Electronics Corporation | Current mode control for DC converters operating over 50% duty cycle |
| US5055762A (en) * | 1989-04-17 | 1991-10-08 | General Motors Corporation | Current controlled full wave transitor bridge inverter for a multiple phase AC machine |
| US4994956A (en) * | 1990-04-25 | 1991-02-19 | Sundstrand Corporation | Enhanced real time control of PWM inverters |
| US5111376A (en) * | 1990-11-01 | 1992-05-05 | Sundstrand Corporation | Voltage balancing circuit |
| US5173846A (en) * | 1991-03-13 | 1992-12-22 | Astec International Ltd. | Zero voltage switching power converter |
| US5418707A (en) * | 1992-04-13 | 1995-05-23 | The United States Of America As Represented By The United States Department Of Energy | High voltage dc-dc converter with dynamic voltage regulation and decoupling during load-generated arcs |
| DE4229342A1 (de) * | 1992-09-04 | 1994-03-10 | Thomson Brandt Gmbh | Verfahren und Vorrichtung zur Ansteuerung mit gepulsten Signalen |
-
1998
- 1998-06-15 US US09/094,790 patent/US6064579A/en not_active Expired - Lifetime
-
1999
- 1999-03-31 IL IL14033299A patent/IL140332A0/xx unknown
- 1999-03-31 JP JP2000555357A patent/JP2002518978A/ja active Pending
- 1999-03-31 EP EP99915100A patent/EP1104592A4/en not_active Withdrawn
- 1999-03-31 WO PCT/US1999/006857 patent/WO1999066630A1/en not_active Application Discontinuation
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006014507A (ja) * | 2004-06-25 | 2006-01-12 | Mitsumi Electric Co Ltd | 電源装置及び電源制御装置 |
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| Publication number | Publication date |
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| EP1104592A1 (en) | 2001-06-06 |
| EP1104592A4 (en) | 2002-04-03 |
| WO1999066630A1 (en) | 1999-12-23 |
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| IL140332A0 (en) | 2002-02-10 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20060224 |
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| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20081118 |