JP2006014507A - 電源装置及び電源制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】入力電圧をスイッチングして出力するスイッチング手段及び負荷に印加される電圧が一定になるようにスイッチング手段をスイッチング制御する制御手段を有する電源装置及び電源制御装置に関し、負荷の重さによらず、常に、高効率で駆動させることができる電源装置及び電源制御装置を提供すること目的とする。
【解決手段】 本発明は、入力電圧をスイッチングして出力するスイッチング手段（Ｍ１、Ｍ２）と、負荷に印加される電圧が一定になるように該スイッチング手段（Ｍ１、Ｍ２）をスイッチング制御する制御手段（Ｒ１、Ｒ２、２１、２２、２３、２４）とを有する電源装置において、負荷電流を検出する負荷電流検出手段（Ｒｓ、１２６）と、負荷電流検出手段（Ｒｓ、１２６）で検出された負荷電流に応じてスイッチング手段（Ｍ１、Ｍ２）のインピーダンスを切り換える駆動電圧切換手段（１２５）とを有することを特徴とする。
【選択図】図１

Description

本発明は電源装置及び電源制御装置に係り、特に、入力電圧をスイッチングして出力するスイッチング手段及び負荷に印加される電圧が一定になるようにスイッチング手段をスイッチング制御する制御手段を有する電源装置及び電源制御装置に関する。

図７は従来の電源装置の一例のブロック構成図を示す。

従来の電源装置１は、電源制御装置１１、コイルＬ0、キャパシタＣ0から構成される。

電源制御装置１１は、例えば、１チップの半導体チップから構成されている。電源制御装置１１は、端子Ｔ１〜Ｔ３を有し、抵抗Ｒ１、Ｒ２、エラーアンプ２１、基準電圧源２２、制御回路２３、ドライバ２４、トランジスタＭ１、Ｍ２が内蔵されている。

端子Ｔ１には、負荷に印加される出力電圧Ｖoutが印加されている。端子Ｔ１に印加された出力電圧Ｖoutは、抵抗Ｒ１、Ｒ２により分圧されて、出力電圧Ｖoutの検出電圧としてエラーアンプ２１の反転入力端子に印加される。

エラーアンプ２１の非反転入力端子には、基準電圧源２２から基準電圧が印加されている。エラーアンプ２１は、検出電圧と基準電圧との差に応じた信号を出力する。エラーアンプ２１の出力信号は、制御回路２３に供給される。

制御回路２３は、ＰＷＭ（ｐｕｌｓｅ ｗｉｄｔｈ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、或いは、ＰＦＭ（ｐｕｌｓｅ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ
ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）回路から構成されており、エラーアンプ２１の出力信号に応じて負荷に印加される出力電圧Ｖoutが一定となるパルス幅、或いは、周波数のパルスを発生する。制御回路２３で発生したパルスは、ドライバ２４に供給される。ドライバ２４は、制御回路２３からのパルスに応じてトランジスタＭ１を駆動するための第１の駆動パルス及びトランジスタＭ２を駆動するための第２の駆動パルスを生成する。ドライバ２４で生成された第１のパルスは、トランジスタＭ１のゲートに供給される。また、ドライバ２４で生成された第２のパルスは、トランジスタＭ２のゲートに供給される。

トランジスタＭ１は、ｐチャネルＭＯＳトランジスタから構成され、ソースが端子Ｔ２に接続され、ドレインが端子Ｔ３に接続されており、ドライバ２４からの第１の駆動パルスに応じてスイッチングされる。

トランジスタＭ２は、ｎチャネルＭＯＳトランジスタから構成され、ソースが接地され、ドレインが端子Ｔ３に接続されており、ドライバ２４からの第２の駆動パルスに応じてスイッチングされる。トランジスタＭ１、Ｍ２は第１の駆動パルス及び第２の駆動パルスにより互いに交互にスイッチングされる。

トランジスタＭ１がオンし、トランジスタＭ２がオフすることにより端子Ｔ３にトランジスタＭ１を介して電源電圧Ｖinが印加される。また、トランジスタＭ１がオフ、トランジスタＭ２がオンすると、端子Ｔ３がトランジスタＭ２を介して接地され、端子Ｔ３から電流が引き込まれる。

コイルＬ0は端子Ｔ３と負荷との間に接続されており、キャパシタＣとともに、端子Ｔ３の電圧を平滑化する。コイルＬ0及びキャパシタＣにより平滑化された電圧は、出力電圧Ｖoutとして負荷に供給される。出力電圧Ｖoutは、制御回路２３により一定の電圧となるように制御される。

図８は従来の電源装置の一例の負荷電流に対する効率の特性を示す図である。

図７に示す電源装置１では、図８に示すように予め設定された所定の負荷電流Ｉout0で最大効率η0となり、他の負荷電流では、効率が低下する。

なお、電源装置とは異なるが、スイッチング素子の駆動回路において設計の自由度を向上させるために、予め複数の駆動回路を設け、スイッチング素子の動作モードに応じて駆動回路を切り換えることにより発熱を抑制した駆動装置が提案されている（特許文献１）。

特開２００４−３２４０９号公報

しかるに、図７に示す電源装置１では、予め設定された負荷で効率がよくなるように設定されていたため、負荷の変動に応じて効率が変化するなどの課題があった。

本発明は上記の点に鑑みてなされたもので、負荷の重さによらず、常に、高効率で駆動させることができる電源装置及び電源制御装置を提供すること目的とする。

本発明は、入力電圧をスイッチングして出力するスイッチング手段（Ｍ１、Ｍ２）と、負荷に印加される電圧が一定になるように該スイッチング手段（Ｍ１、Ｍ２）をスイッチング制御する制御手段（Ｒ１、Ｒ２、２１、２２、２３、２４）とを有する電源装置において、負荷電流を検出する負荷電流検出手段（Ｒｓ、１２６）と、負荷電流検出手段（Ｒｓ、１２６）で検出された負荷電流に応じてスイッチング手段（Ｍ１、Ｍ２）のインピーダンスを切り換える駆動電圧切換手段（１２５）とを有することを特徴とする。

スイッチング手段（Ｍ１、Ｍ２）は、入力電圧（Ｖin）が印加される入力端子（Ｔin）とスイッチング手段（Ｍ１、Ｍ２）によりスイッチングされた電圧が出力されるスイッチング出力端子（Ｔ３）との間にソース−ドレインが接続された第１のトランジスタ（Ｍ１）と、スイッチング出力端子（Ｔ３）と接地との間にドレイン−ソースが接続された第２のトランジスタ（Ｍ２）とを有し、駆動電圧切換手段（１２５）は負荷電流検出手段（Ｒｓ、１２６）で検出された負荷電流に応じて第１のトランジスタ（Ｍ１）及び第２のトランジスタ（Ｍ２）のソース−ゲート間のインピーダンスを切り換えることを特徴とする。

駆動電圧切換手段（１２５）は、負荷電流検出手段（Ｒｓ、１２６）で検出された負荷電流が小さくなったときに、第１のトランジスタ（Ｍ１）及び第２のトランジスタ（Ｍ２）のソース−ゲート間のインピーダンスが大きくなるようにインピーダンスを切り換えることを特徴とする。

なお、上記参照符号はあくまでも参考であり、これによって特許請求の範囲が限定されるのもではない。

本発明によれば、負荷電流に応じてスイッチング手段のインピーダンスを切り換えることにより、スイッチング手段を負荷電流によらず、常に、高効率で駆動できるなどの特長を有する。

［全体構成］

図１は本発明の一実施例のブロック構成図を示す。同図中、図７と同一構成部分には同一符号を付し、その説明は省略する。

本実施例の電源装置１００は、負荷に供給される電流を検出する負荷電流検出手段と、負荷電流検出手段で検出された負荷電流に応じてスイッチング素子Ｍ１、Ｍ２のインピーダンスを切り換える構成としてなる。

負荷電流検出手段は、負荷電流検出用抵抗Ｒｓを含む構成とされている。負荷電流検出用抵抗Ｒｓは、コイルＬ0とキャパシタＣ0との接続点と負荷との間に直列に接続される。負荷電流検出用抵抗Ｒｓの両端には、負荷に供給される電流に応じた電圧が発生する。

負荷電流検出用抵抗ＲｓのコイルＬ0とキャパシタＣ0との接続点側の一端は、電源制御装置１１１の端子Ｔ11に接続されている。また、負荷電流検出用抵抗Ｒｓの負荷側の一端は、電源制御装置１１１の端子Ｔ12に接続されている。

電源制御装置１１１は、例えば、１チップの半導体装置から構成されており、図４に示す電源制御装置１１にインピーダンス切換回路１２５及びコントローラ１２６を追加した構成とされている。
［インピーダンス切換回路１２５］

インピーダンス切換回路１２５は、ドライバ２４とトランジスタＭ１、Ｍ２のゲートとの間に設けられ、コントローラ１２６からの切換制御信号に応じてドライバ２４とトランジスタＭ１、Ｍ２のゲートとの間のインピーダンスを切り換える構成とされている。

図２はインピーダンス切換回路１２５の回路構成図を示す。

インピーダンス切換回路１２５は、第１のインピーダンス切換回路１３１及び第２のインピーダンス切換回路１３２から構成される。

第１のインピーダンス切換回路１３１は、スイッチＳＷ11、ＳＷ12、抵抗Ｒ10、Ｒ11、Ｒ12、キャパシタＣ11、Ｃ12から構成される。第１のインピーダンス切換回路１３１には、ドライバ２４の第１の駆動パルスが供給される。ドライバ２４からの第１の駆動パルスは、スイッチＳＷ11、及びスイッチＳＷ12に供給される。スイッチＳＷ11は、コントローラ１２６からの第１の切換制御信号によりスイッチングされ、ドライバ２４からの第１の駆動パルスの出力を制御する。スイッチＳＷ12は、コントローラ１２６からの第２の切換制御信号によりスイッチングされ、ドライバ２４からの第１の駆動パルスの出力を制御する。なお、第２の切換制御信号は、第１の切換制御信号の逆論理である。

スイッチＳＷ11の出力は、抵抗Ｒ11とキャパシタＣ11とを並列接続した第１のインピーダンス回路の一端に供給される。第１のインピーダンス回路の他端は、トランジスタＭ１のゲートに接続される。

スイッチＳＷ12の出力は、抵抗Ｒ12とキャパシタＣ12とを並列接続した第２のインピーダンス回路の一端に供給される。第１のインピーダンス回路の他端は、トランジスタＭ１のゲートに接続される。

なお、抵抗Ｒ10は、トランジスタＭ１のゲートと入力電圧Ｖinが印加される端子Ｔ２との間に接続されている。

第１のインピーダンス回路を構成する抵抗Ｒ11及びキャパシタＣ11は、重負荷時にトランジスタＭ１を効率良く駆動できるインピーダンスに設定されている。また、第２のインピーダンス回路を構成する抵抗Ｒ12及びキャパシタＣ12は、軽負荷時にトランジスタＭ１を効率良く駆動できるインピーダンスに設定されている。

ここで、例えば、第１の駆動パルスの０〜５Ｖp-p、固定抵抗Ｒ10を２００ｋΩに設定し、第１のインピーダンス回路を構成する抵抗Ｒ11を２０ｋΩ、キャパシタＣ11を２０ｐＦに設定することにより、トランジスタＭ１のゲート電圧を０．４５〜５Ｖp-pとすることができる。第１のインピーダンス回路を選択することにより、トランジスタＭ１のゲート電圧を０．４５〜５Ｖp-pと、大きな振幅で駆動することができるため、トランジスタＭ１を重負荷状態で効率よく駆動できる。

このとき、トランジスタＭ１のゲート-ソース間の寄生容量Ｃ１を５０ｐＦとした場合、トランジスタＭ１のゲートの寄生容量Ｃ10は、
Ｃ10＝Ｃ１／／Ｃ11＝５０ｐ／／２０ｐ＝１４．３ｐＦ
となり、キャパシタＣ11によって、トランジスタＭ１の寄生容量を低減できる。

また、第２のインピーダンス回路を構成する抵抗Ｒ12を５００ｋΩ、キャパシタＣ12を５ｐＦに設定することにより、トランジスタＭ１のゲート電圧を３．６〜５Ｖp-pとすることができる。第２のインピーダンス回路を選択することにより、トランジスタＭ１のゲート電圧を３．６〜５Ｖp-pと、小さな振幅で駆動することができるため、軽負荷状態で効率よく駆動できる。

このとき、トランジスタＭ１のゲートの寄生容量Ｃ10は、
Ｃ10＝Ｃ１／／Ｃ12＝５０ｐ／／５ｐ＝４．５ｐＦ
となり、キャパシタＣ12によって、トランジスタＭ１の寄生容量をさらに低減でき、軽負荷状態での駆動効率を向上させることができる。

第２のインピーダンス切換回路１３２は、スイッチＳＷ21、ＳＷ22、抵抗Ｒ20、Ｒ21、Ｒ22、キャパシタＣ21、Ｃ22から構成される。第２のインピーダンス切換回路１３２には、ドライバ２４の第２の駆動パルスが供給される。ドライバ２４からの第２の駆動パルスは、スイッチＳＷ21、及びスイッチＳＷ22に供給される。スイッチＳＷ21は、コントローラ１２６からの第１の切換制御信号によりスイッチングされ、ドライバ２４からの第２の駆動パルスの出力を制御する。スイッチＳＷ22は、コントローラ１２６からの第２の切換制御信号によりスイッチングされ、ドライバ２４からの第２の駆動パルスの出力を制御する。

スイッチＳＷ21の出力は、抵抗Ｒ21とキャパシタＣ21とを並列接続した第３のインピーダンス回路の一端に供給される。第３のインピーダンス回路の他端は、トランジスタＭ２のゲートに接続される。

スイッチＳＷ22の出力は、抵抗Ｒ22とキャパシタＣ22とを並列接続した第４のインピーダンス回路の一端に供給される。第４のインピーダンス回路の他端は、トランジスタＭ２のゲートに接続される。

なお、抵抗Ｒ20は、トランジスタＭ２のゲートと接地との間に接続されている。

第３のインピーダンス回路を構成する抵抗Ｒ21及びキャパシタＣ21は、第１のインピーダンス回路と同様に、重負荷時にトランジスタＭ２を効率良く駆動できるインピーダンスに設定されている。また、第４のインピーダンス回路を構成する抵抗Ｒ22及びキャパシタＣ22は、第２のインピーダンス回路と同様に軽負荷時にトランジスタＭ２を効率良く駆動できるインピーダンスに設定されている。

ここで、第３のインピーダンス回路は第１のインピーダンス回路と同様に、抵抗Ｒ21が２０ｋΩ、キャパシタＣ21が２０ｐＦに設定されている。第４のインピーダンス回路は第２のインピーダンス回路と同様に、抵抗Ｒ22が５００ｋΩ、キャパシタＣ22が５ｐＦに設定されている。なお、固定抵抗Ｒ20は、固定抵抗Ｒ10と同じ２００ｋΩに設定することにより、トランジスタＭ１と同様に重負荷時及び軽負荷時の両方で高効率にトランジスタＭ２を駆動できる。

インピーダンス切換回路１２５は、コントローラ１２６からの第１の切換制御信号及び第２の切換制御信号によりスイッチＳＷ11、ＳＷ12、ＳＷ21、ＳＷ22を切り換えることによりトランジスタＭ１、Ｍ２のゲートにつくインピーダンスを重負荷時と軽負荷時とで切り換えることができる。これによって、重負荷時及び軽負荷時の両方で効率よくトランジスタＭ１、Ｍ２を駆動できる。
［コントローラ１２６］

次にコントローラ１２６について説明する。

コントローラ１２６には、端子Ｔ11、Ｔ12が接続されており、負荷電流検出用抵抗Ｒｓに発生する電圧、すなわち、負荷電流に応じた電圧が印加される。コントローラ１２６は、端子Ｔ11、Ｔ12間の電圧に応じてインピーダンス切換回路１２５のスイッチＳＷ11、ＳＷ12、ＳＷ21、ＳＷ22を切り換えるための第１及び第２の切換制御信号を生成する。

図３はコントローラ１２６のブロック構成図を示す。

コントローラ１２６は、差動アンプ１４１、ヒステリシス付きコンパレータ１４２、基準電圧源１４３、インバータ１４４から構成される。

差動アンプ１４１は、端子Ｔ11の電位と端子Ｔ12の電位との電位差に応じた信号を出力する。差動アンプ１４１の出力信号は、ヒステリシス付きコンパレータ１４２の非反転入力端子に供給される。

ヒステリシス付きコンパレータ１４２の反転入力端子には、基準電圧源１４３から基準電圧Ｖref1が印加されている。ヒステリシス付きコンパレータ１４２は、差動アンプ１４１の出力が基準電圧Ｖref1より大きくなる、すなわち、負荷に供給される電流が多く、負荷電流検出用抵抗Ｒｓにかかる電圧が大きくなると、出力をハイレベルとし、差動アンプ１４１の出力が基準電圧Ｖref2（＜Ｖref1）より小さくなる、すなわち、負荷に供給される電流が少なく、負荷電流検出用抵抗Ｒｓにかかる電圧が小さくなると、出力をローレベルとする。ヒステリシス付きコンパレータ１４２の出力は、重負荷時にハイレベル、軽負荷時にローレベルとなる。

ヒステリシス付きコンパレータ１４２の出力は、第１の切換制御信号としてスイッチＳＷ11、ＳＷ21に供給されるとともに、インバータ１４４に供給される。インバータ１４４は、ヒステリシス付きコンパレータ１４２の出力を反転して出力する。インバータ１４４の出力は、第２の切換制御信号としてスイッチＳＷ12、ＳＷ22に供給される。

スイッチＳＷ11は、第１の切換制御信号がハイレベルのときにオンし、ドライバ２４からの第１の駆動パルスを抵抗Ｒ11及びキャパシタＣ11からなる並列回路を介してトランジスタＭ１のゲートに供給する。また、スイッチＳＷ11は、第１の切換制御信号がローレベルのときにオフする。スイッチＳＷ21は、第１の切換制御信号がハイレベルのときにオンし、ドライバ２４からの第２の駆動パルスを抵抗Ｒ21及びキャパシタＣ21からなる並列回路を介してトランジスタＭ２のゲートに供給する。また、スイッチＳＷ21は、第１の切換制御信号がローレベルのときにオフする。

スイッチＳＷ12は、第２の切換制御信号がハイレベル、すなわち、第１の切換制御信号がローレベルのときにオンし、ドライバ２４からの第２の駆動パルスを抵抗Ｒ12及びキャパシタＣ12からなる並列回路を介してトランジスタＭ１のゲートに供給する。また、スイッチＳＷ12は、第２の切換制御信号がローレベル、すなわち、第１の切換制御信号がハイレベルのときにはオフする。

スイッチＳＷ22は、第２の切換制御信号がハイレベル、すなわち、第１の切換制御信号がローレベルのときにオンし、ドライバ２４からの第２の駆動パルスを抵抗Ｒ22及びキャパシタＣ22からなる並列回路を介してトランジスタＭ２のゲートに供給する。また、スイッチＳＷ22は、第２の切換制御信号がローレベル、すなわち、第１の切換制御信号がハイレベルのときにはオフする。

よって、重負荷時には、コントローラ１２６からの第１の切換制御信号はハイレベルとなり、第２の切換制御信号はローレベルとなる。第１の切換制御信号がハイレベル、第２の切換制御信号がローレベルのときには、インピーダンス切換回路１２５はスイッチＳＷ11、ＳＷ21がオンし、スイッチＳＷ12、ＳＷ22がオフする。このため、ドライバ２４からの第１の駆動パルスは、スイッチＳＷ11を通して抵抗Ｒ11及びキャパシタＣ11から構成される並列回路を介してトランジスタＭ１のゲートに供給される。また、ドライバ２４からの第２の駆動パルスは、スイッチＳＷ21を通して抵抗Ｒ21及びキャパシタＣ21から構成される並列回路を介してトランジスタＭ２のゲートに供給される。

また、軽負荷時には、コントローラ１２６からの第１の切換制御信号はローレベルとなり、第２の切換制御信号はハイレベルとなる。第１の切換制御信号がローレベル、第２の切換制御信号がハイレベルになると、インピーダンス切換回路１２５はスイッチＳＷ11、ＳＷ21がオフし、スイッチＳＷ12、ＳＷ22がオンする。このため、ドライバ２４からの第１の駆動パルスは、スイッチＳＷ12を通して抵抗Ｒ12及びキャパシタＣ12から構成される並列回路を介してトランジスタＭ１のゲートに供給される。また、ドライバ２４からの第２の駆動パルスは、スイッチＳＷ22を通して抵抗Ｒ22及びキャパシタＣ22から構成される並列回路を介してトランジスタＭ２のゲートに供給される。
［動作］

図４は本発明の一実施例の負荷電流に対する効率の特性を示す図である。

図４において破線は第１、第３のインピーダンス回路によりトランジスタＭ１、Ｍ２を駆動したときの負荷電流に対する効率の特性を示しており、負荷電流Ｉout10で効率が最大効率η0となる。また、図４において一点鎖線は第２、第４のインピーダンス回路によりトランジスタＭ１、Ｍ２を駆動したときの負荷電流に対する効率の特性を示しており、負荷電流Ｉout20（＜Ｉout10）で効率が最大効率η0となる。

本実施例によれば、重負荷時には重負荷状態でトランジスタＭ１を効率良く駆動できるインピーダンスに設定された第１のインピーダンス回路を通して第１の駆動パルスをトランジスタＭ１のゲートに供給するとともに、重負荷状態でトランジスタＭ２を効率良く駆動できるインピーダンスに設定された第２のインピーダンス回路を通して第２の駆動パルスをトランジスタＭ２のゲートに供給し、軽負荷時には軽負荷状態でトランジスタＭ１を効率良く駆動できるインピーダンスに設定された第２のインピーダンス回路を通して第１の駆動パルスをトランジスタＭ１のゲートに供給するとともに、軽負荷状態でトランジスタＭ２を効率良く駆動できるインピーダンスに設定された第４のインピーダンス回路を通して第２の駆動パルスをトランジスタＭ２のゲートに供給することにより、図４の破線で示す特性と図４に一点鎖線で示す特性とを合成した特性を得ることができ、よって、重負荷状態、軽負荷状態のいずれの場合でも効率良くトランジスタＭ１、Ｍ２を駆動できる。
［変形例］

なお、本実施例では、重負荷時に第１のインピーダンス回路及び第３のインピーダンスが選択され、軽負荷時に第２のインピーダンス回路及び第４のインピーダンス回路が選択されるように制御したが、さらに、多段の負荷状態に応じて多段にインピーダンス回路を切り換えるようにしてもよい。

図５はインピーダンス切換回路１２５の変形例の回路構成図を示す。

本変形例のインピーダンス切換回路２２５は、第１のインピーダンス切換回路２３１及び第２のインピーダンス切換回路２３２の構成が図２に示すインピーダンス切換回路１２５とは相違している。

本変形例の第１のインピーダンス切換回路２３１は、ｎ個のスイッチＳＷ11〜ＳＷ1n、抵抗Ｒ10、抵抗Ｒ11〜Ｒ1n、キャパシタＣ11〜Ｃ1nから構成されている。スイッチＳＷ11〜ＳＷ1nとトランジスタＭ１のゲートとの間には抵抗Ｒ11〜Ｒ1n及びキャパシタＣ11〜Ｃ1nを図５に示すように各々並列に接続した第１〜第ｎのインピーダンス回路が接続されている。

本変形例の第２のインピーダンス切換回路２３２は、第１のインピーダンス切換回路２３１と略同様な構成とされており、ｎ個のスイッチＳＷ21〜ＳＷ2n、抵抗Ｒ20、抵抗Ｒ21〜Ｒ2n、キャパシタＣ21〜Ｃ2nから構成されている。スイッチＳＷ21〜ＳＷ2nとトランジスタＭ２のゲートとの間には抵抗Ｒ21〜Ｒ2n及びキャパシタＣ21〜Ｃ2nを図５に示すように各々並列に接続した第１〜第ｎのインピーダンス回路が接続されている。

また、本変形例では、コントローラ２２６は負荷電流に応じて第１〜第ｎの切換制御信号を生成する。

スイッチＳＷ11〜ＳＷ1n、ＳＷ21〜ＳＷ2nはコントローラ２２６からの第１〜第ｎの切換制御信号により各々オン／オフされる。コントローラ２２６は、負荷電流に応じてスイッチＳＷ11〜ＳＷ1n、ＳＷ21〜ＳＷ2nのうち負荷電流に対応したインピーダンスを有するインピーダンス回路が接続された一つのスイッチのみがオンするように第１〜第ｎの切換制御信号を生成している。

以上により、トランジスタＭ１、Ｍ２のゲートに接続されるインピーダンスを多くの負荷の状態でトランジスタＭ１、Ｍ２を効率良く駆動できるインピーダンスに設定できる。

図６はインピーダンス切換回路１２５の変形例の負荷電流に対する効率の特性を示す図である。

本変形例によれば、図６に示すように負荷電流Ｉout１〜ＩoutnでトランジスタＭ１、Ｍ２の最大効率η０となるように設定された第１〜第ｎのインピーダンス回路を設け、負荷電流に応じて第１〜第ｎのインピーダンス回路を選択して、トランジスタＭ１〜Ｍ２のゲートに接続することにより、トランジスタＭ１、Ｍ２を常に効率よく駆動することができる。

なお、本実施例では、負荷電流に応じて第１〜第ｎのインピーダンス回路を択一的に選択してトランジスタＭ１、Ｍ２を高効率で駆動するインピーダンスを作成したが、負荷電流に応じて第１〜第ｎのインピーダンス回路のうち、複数のインピーダンス回路を選択して、選択されたインピーダンス回路のインピーダンスを合成したインピーダンスがトランジスタＭ１、Ｍ２が高効率で駆動されるインピーダンスとなるようにしてもよい。

また、本実施例では、インピーダンス回路を切り換えるようにしたが、抵抗、キャパシタなどを負荷に応じて順次に追加、或いは、削除していくことによって、インピーダンスを変化させるようにしてもよい。

本発明の一実施例のブロック構成図である。 インピーダンス切換回路１２５の回路構成図である。 コントローラ１２６のブロック構成図である。 本発明の一実施例の負荷電流に対する効率の特性を示す図である。 インピーダンス切換回路１２５の変形例の回路構成図である。 インピーダンス切換回路１２５の変形例の負荷電流に対する効率の特性を示す図である。 従来の電源装置の一例のブロック構成図である。 従来の電源装置の一例の負荷電流に対する効率の特性を示す図である。

符号の説明

１００ 電源装置
１１１ 電源制御装置
Ｌ0 コイル
Ｃ0 キャパシタ
Ｒｓ 負荷電流検出用抵抗
Ｒ１、Ｒ２ 抵抗
２１ エラーアンプ
２２ 基準電圧源
２３ 制御回路
２４ ドライバ
１２５ インピーダンス切換回路
１２６ コントローラ

Claims (6)

1. 入力電圧をスイッチングして出力するスイッチング手段と、負荷に印加される電圧が一定になるように該スイッチング手段をスイッチング制御する制御手段とを有する電源装置において、
   負荷電流を検出する負荷電流検出手段と、
   前記負荷電流検出手段で検出された負荷電流に応じて前記スイッチング手段のインピーダンスを切り換える駆動電圧切換手段とを有することを特徴とする電源装置。
2. 前記スイッチング手段は、前記入力電圧が印加される入力端子と前記スイッチング手段によりスイッチングされた電圧が出力されるスイッチング出力端子との間にソース−ドレインが接続された第１のトランジスタと、
   前記スイッチング出力端子と接地との間にドレイン−ソースが接続された第２のトランジスタとを有し、
   前記駆動電圧切換手段は、前記負荷電流検出手段で検出された負荷電流に応じて前記第１のトランジスタ及び前記第２のトランジスタのソース−ゲート間のインピーダンスを切り換えることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
3. 前記駆動電圧切換手段は、前記負荷電流検出手段で検出された負荷電流が小さくなったときに、前記第１のトランジスタ及び前記第２のトランジスタのソース−ゲート間のインピーダンスが大きくなるようにインピーダンスを切り換えることを特徴とする請求項２記載の電源装置。
4. 入力電圧をスイッチングして出力するスイッチング手段と、負荷に印加される電圧が一定になるように該スイッチング手段をスイッチング制御する制御手段とを有する電源制御装置において、
   負荷電流を検出する負荷電流検出手段と、
   前記負荷電流検出手段で検出された負荷電流に応じて前記スイッチング手段のインピーダンスを切り換える駆動電圧切換手段とを有することを特徴とする電源制御装置。
5. 前記スイッチング手段は、前記入力電圧が印加される入力端子と前記スイッチング手段によりスイッチングされた電圧が出力されるスイッチング出力端子との間にソース−ドレインが接続された第１のトランジスタと、
   前記スイッチング出力端子と接地との間にドレイン−ソースが接続された第２のトランジスタとを有し、
   前記駆動電圧切換手段は、前記負荷電流検出手段で検出された負荷電流に応じて前記第１のトランジスタ及び前記第２のトランジスタのソース−ゲート間のインピーダンスを切り換えることを特徴とする請求項４記載の電源装置。
6. 前記駆動電圧切換手段は、前記負荷電流検出手段で検出された負荷電流が小さくなったときに、前記第１のトランジスタ及び前記第２のトランジスタのソース−ゲート間のインピーダンスが大きくなるようにインピーダンスを切り換えることを特徴とする請求項５記載の電源制御装置。

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