CN107370340B - 电流检测电路和包括该电流检测电路的dcdc转换器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及电流检测电路和包括该电流检测电路的DCDC转换器。根据实施例，电流检测电路包括晶体管、运算放大器和晶体管。在晶体管中，将源极和栅极耦合到被设置在驱动电路的高侧的晶体管的源极和栅极。运算放大器对晶体管的漏极电压和晶体管的漏极电压之间的电位差进行放大。将晶体管设置在流过晶体管的电流所流过的电流路径上，并且晶体管具有被提供有运算放大器的输出电压的栅极。基于流过晶体管的电流的值来检测流过晶体管的电流的值。

Description

电流检测电路和包括该电流检测电路的DCDC转换器
对于相关申请的交叉引用
2016年3月23日提交的日本专利申请No.2016-057925的包括说明书、附图和摘要的公开内容通过引用整体并入本文。
技术领域
本发明涉及电流检测电路和包括该电路的DCDC转换器，并且例如涉及能够降低成本的电流检测电路和包括该电路的DCDC转换器。
背景技术
美国专利No.6377034公开了一种检测流过驱动电路的电流的电流检测电路的配置。
具体地，电流检测电路是用于检测流过设置在驱动电路的高侧的N沟道驱动晶体管的电流的电路。电流检测电路至少具有感测晶体管、运算放大器和晶体管。感测晶体管具有分别耦合到驱动晶体管的漏极和栅极的漏极和栅极。运算放大器放大感测晶体管的源极电压和驱动晶体管的源极电压之间的电位差。晶体管与感测晶体管串联耦合，并且具有被提供有运算放大器的输出电压的栅极。
感测晶体管的栅极-源极电压和漏极-源极电压分别表示与驱动晶体管的栅极-源极电压和漏极-源极电压的值相同的值。因此，通过感测晶体管，流过与流过驱动晶体管的电流成比例的电流(例如，千分之一的电流)。电流检测电路检测流过感测晶体管的电流，从而能够以高精度检测流过驱动电路的电流(更具体地，流过驱动晶体管的漏极和源极之间的电流)。
发明内容
在美国专利No.6377034中公开的电流检测电路的配置中，如果设置在驱动电路中的驱动晶体管的开关频率高，则提供给运算放大器的输入端子的电压在接地电压和输入电压之间迅速地切换。因此，需要运算放大器执行非常高速的操作。在美国专利No.6377034中公开的电流检测电路中，适用于高速操作的昂贵的运算放大器是必须的。这导致制造成本的增加。通过本说明书和附图的描述，其他目的和新特征将是显而易见的。
根据实施例，提供了一种电流检测电路，包括：第一感测晶体管，包括第一端子和控制端子，所述第一端子和控制端子分别耦合到在驱动电路的高侧上设置的第一驱动晶体管的端子中的第一端子和控制端子，所述第一驱动晶体管的端子中的第一端子设置在外部输出端子侧上，向外部输出所述驱动电路的输出电压，所述第一感测晶体管是与所述第一驱动晶体管的导电类型相同的导电类型；第一运算放大器，放大在所述第一驱动晶体管的端子中的第二端子的电压与所述第一感测晶体管的第二端子的电压之间的电位差，所述第一驱动晶体管的端子中的第二端子设置在从所述驱动电路外部向其提供有输入电压的外部输入端子侧上；以及，第一电流控制晶体管，设置在来自所述第一感测晶体管的电流流过的第一电流路径上，并且具有被提供有所述第一运算放大器的输出电压的控制端子。根据流过所述第一感测晶体管的电流的值检测流过所述第一驱动晶体管的电流的值。
根据实施例，提供了一种电流检测电路，包括：N沟道第一感测晶体管，具有分别耦合到在驱动电路的高侧上设置的N沟道第一驱动晶体管的源极和栅极的源极和栅极；第一运算放大器，放大所述第一驱动晶体管的漏极电压和所述第一感测晶体管的漏极电压之间的电位差；以及，第一电流控制晶体管，设置在来自所述第一感测晶体管的电流流过的第一电流路径上，并且具有被提供有所述第一运算放大器的输出电压的栅极。基于流过所述第一感测晶体管的电流的值来检测流过所述第一驱动晶体管的电流的值。
根据实施例，可以提供可以抑制制造成本的增加的电流检测电路和包括该电流检测电路的DCDC转换器。
附图说明
图1是图示根据实施例1的电流检测电路的配置示例的图。
图2是图示其上安装有图中1所示的电流检测电路的DCDC转换器的配置示例的图。
图3是示出图2所示的DCDC转换器的操作的时序图。
图4是图示图1所示的电流检测电路的第一修改的图。
图5是图示图1所示的电流检测电路的第二修改的图。
图6是图示图1所示的电流检测电路的第三修改的图。
图7是图示根据实施例2的电流检测电路的配置示例的图。
图8是图示图7所示的电流检测电路中设置的混频器的具体配置的图。
图9是图示图8所示的混频器的操作的时序图。
图10是图示其上安装有图7所示的电流检测电路的DCDC转换器的配置示例的图。
图11是示出图10所示的DCDC转换器的操作的时序图。
图12是图示图7所示的电流检测电路的第一修改的图。
图13是图示图7所示的电流检测电路的第二修改的图。
图14是图示图7所示的电流检测电路的第三修改的图。
图15是图示根据实施例3的DCDC转换器的配置示例的图。
具体实施例
下面将参照附图描述优选实施例。给出了简化的附图，并且不基于附图狭义地解释优选实施例的技术范围。相同的元件由相同的附图标号表示，因此不再对其重复描述。
在以下的优选实施例中，为了方便起见如果需要，对分割的多个部分或优选实施例进行描述，但除非另有说明，否则它们不是相互不相关的，而是一个与对另一个的部分或全部的修改、应用示例、细节、补充解释相关。另外，在以下的优选实施例中，在涉及元素的数量(包括数量、数值、量、范围)的情况下，除非另有说明并且除非在原理上明确限制，否则本发明不限于指定的数量，并且可以使用大于或小于指定的数量的数量。
在以下的优选实施例中，构成元件(包括操作步骤)不一定是必不可少的，除非另有说明，并且除非认为它们在原理上是明显需要的。类似地，在以下优选实施例中，在涉及构成元件的形式或位置关系的情况下，它们旨在包括那些接近或基本上类似于所述形式等的那些，除非另有说明，并且除非认为它们显然在原理上不是必需的。对于前述数值(包括数量、数值、量、范围)也是如此。
实施例1：
图1是示出根据实施例1的电流检测电路10的框图。根据本实施例的电流检测电路10是用于检测在设置在驱动电路的高侧上的N沟道驱动晶体管的漏极和源极之间流动的电流的电路。
如图1所示，电流检测电路10包括晶体管MN1至MN3和MP1至MP4、运算放大器(第一运算放大器)A1、电阻元件R1和调节器RG1。图1还示出了作为设置在驱动电路12中的构成元件的一部分的晶体管Tr1和Tr2以及电感器L1。
驱动电路12是用于驱动输入电压Vin并输出输出电压Vout的电路，并且被设置在使用例如峰值电流模式控制系统的降压DCDC转换器的输出级。
在驱动电路12中，晶体管Tr1是设置在驱动电路12的高侧的驱动晶体管(第一驱动晶体管)，并且以高耐压N沟道MOS晶体管配置晶体管Tr1。晶体管Tr2是设置在驱动电路12的低侧的驱动晶体管(第二驱动晶体管)，并且以高耐压N沟道MOS晶体管配置晶体管Tr2。
更具体地，在晶体管Tr1中，漏极(第二端子)耦合到输入端子IN，源极(第一端子)耦合到电感器L1的一端(节点N1)，并且脉冲信号P从控制单元(未示出)提供给栅极(控制端子)。在晶体管Tr2中，漏极(第二端子)耦合到节点N1，源极(第一端子)耦合到接地电压端子GND，脉冲信号P2从控制单元(未示出)提供至栅极(控制端子)。从外部将输入电压Vin提供给输入端子IN，并且将接地电压GND提供给接地电压端子GND。电感器的另一端(节点N2)耦合到输出端子OUT。输出端子OUT向外部(负载)输出输出电压Vout。
在驱动电路12中，晶体管Tr1和Tr2被控制为基于存在于它们之间的死区时间互补地导通/关断。例如，首先，晶体管Tr1导通，晶体管Tr2关断。然后，电流从输入端子IN通过晶体管Tr1和电感器L1流向输出端子OUT。此时，电感器L1用电流能量充电。之后，晶体管Tr1关断，晶体管Tr2导通。结果，从输入端子IN通过晶体管Tr1流到电感器L1的电流被切断。为了保持先前流过的电流的电流值，电感器L1朝着输出端子OUT放出充电的电流能量。这使得电流从接地电压端子GND通过晶体管Tr2流到输出端子OUT。通过重复该操作，驱动电路12输出通过将输入电压Vin降压与脉冲信号的占空比对应的特定电平而获得的输出电压Vout。
在电流检测电路10中，晶体管(第一感测晶体管)MN1与晶体管Tr1类似地以高耐压N沟道MOS晶体管来配置。例如，晶体管MN1的晶体管尺寸是晶体管Tr1的晶体管尺寸的千分之一。
晶体管MN1被设置在高电压端子INX与晶体管Tr1的源极(节点N1)之间的电流路径(第一电流路径)上，高电压端子INX被提供有高于输入电压Vin的电压VinX。脉冲信号P1被提供至其栅极。
在供应作为低电位侧源极电压的输入电压Vin和作为高电位侧源极电压的高于输入电压Vin的电压(第一电压)Vhigh时，运算放大器A1运行。放大器放大晶体管Tr1的漏极电压(即，输入电压Vin)和晶体管MN1的漏极电压之间的电位差。
在这种情况下，运算放大器A1不放大晶体管Tr1的源极电压和晶体管MN1的源极电压之间的电位差，而是放大晶体管Tr1的漏极电压和晶体管MN1的漏极电压之间的电位差。结果，即使当晶体管Tr1快速地在导通/关断状态之间切换时，也不会快速地切换要提供给运算放大器A1的输入端子的电压。因此，运算放大器A1不需要执行高速操作。电流检测电路10不需要使用适用于高速操作的昂贵的运算放大器，从而能够抑制制造成本的增加。
调整使得提供给运算放大器A1的高电位侧源极电压(电压Vhigh)和低电位侧源极电压(输入电压Vin)之间的电位差变为等于或低于在运算放大器A1中包括的每个晶体管的耐压。具体地，通过控制由调节器RG1产生的电压Vhigh的值来进行调整。因此，不限于以高耐压晶体管配置运算放大器A1，并且可以以低耐压晶体管配置放大器。这使得能够提高运算放大器A1的精度或操作速度。
运算放大器A1的输出电压被提供给晶体管(第一电流控制晶体管)MN2的栅极。以低耐压N沟道MOS晶体管配置晶体管MN2，并且晶体管MN2在高电压端子INX和节点N1之间的电流路径上与晶体管MN1串联设置。在这种情况下，晶体管Tr1的漏极电压被镜像到晶体管MN1的漏极电压。
晶体管MN1的栅极-源极电压和漏极-源极电压表示与晶体管Tr1的栅极-源极电压和漏极-源极电压的值相同的值。因此，在晶体管MN1的漏极和源极之间，与在晶体管Tr1的漏极和源极之间流动的电流成比例的电流(在该示例中，千分之一的电流)以高精度流动。
以高耐压N沟道MOS晶体管配置晶体管MN3，并且晶体管MN3与晶体管MN2串联设置。电压Vhigh从调节器RG1提供给晶体管MN3的栅极。晶体管MN3被提供用于防止对晶体管MN2施加大于耐压的电压。因此，当以高耐受晶体管配置晶体管MN2时，不一定设置晶体管MN3。
以低耐压P沟道MOS晶体管配置晶体管MP2，并且晶体管MP2与晶体管MN1至MN3串联设置。以低耐压P沟道MOS晶体管配置晶体管MP4，并且晶体管MP4设置在高电压端子INX和接地电压端子GND之间的电流路径上，该电流路径与晶体管MP2的电流路径不同。晶体管MP4的栅极耦合到晶体管MP2的漏极和栅极。因此，在晶体管MP4的漏极和源极之间，流动与在晶体管MP2的漏极和源极之间流动的电流成比例的电流。也就是说，晶体管MP2和MP4包括在电流镜电路中。
以高耐压P沟道MOS晶体管配置晶体管MP1，并且晶体管MP1与晶体管MP2以及晶体管MN1至MN3串联设置。以高耐压P沟道MOS晶体管配置晶体管MP3，并且晶体管MP3与晶体管MP4串联设置。晶体管MP3的栅极耦合至晶体管MP1的漏极和栅极。在晶体管MP3的漏极和源极之间，流动与在晶体管MP1的漏极和源极之间流动的电流成比例的电流。也就是说，晶体管MP1和MP3包括在电流镜电路中。晶体管MP1和MP3被提供用于防止对晶体管MP2和MP4分别施加大于耐压的电压。因此，当以高耐压晶体管配置晶体管MP2和MP4时，不一定设置晶体管MP1和MP3。
电阻元件R1与晶体管MP3和MP4串联设置。通过电阻元件R1，流过与流过晶体管MN1的电流成比例的电流。通过晶体管MN1，流过与流过晶体管Tr1的电流成比例的电流。因此，通过电阻元件R1，流过与流过晶体管Tr1的电流成比例的电流。结果，可以根据基于流过电阻元件R1的电流的值和电阻元件R1的电阻值而产生的电压(在晶体管MP3的漏极和电阻元件R1之间的节点N4的电压)，获得流过晶体管Tr1的电流的值。该节点N4的电压作为检测结果Vcs输出到电流检测电路10的外部。
以这种方式，在根据本实施例的电流检测电路10中，运算放大器A1不放大在晶体管Tr1的源极电压和晶体管MN1的源极电压之间的电位差，而是放大在晶体管Tr1的漏极电压和晶体管MN1的漏极电压之间的电位差。即使当晶体管Tr1快速地在导通/关断状态之间切换时，提供给运算放大器A1的输入端子的电压也不会被快速切换。因此，运算放大器A1不需要执行高速操作。电流检测电路10不需要使用适用于高速操作的昂贵的运算放大器，从而能够抑制制造成本的增加。
在根据本实施例的电流检测电路10中，调整使得提供给运算放大器A1的高电位侧源极电压(电压Vhigh)和低电位侧源极电压(输入电压Vin)之间的电位差成为等于或低于包括在运算放大器A1中的每个晶体管的耐压。因此，不限于以高耐压晶体管配置运算放大器A1，并且可以以低耐压晶体管配置放大器。这使得能够提高运算放大器A1的精度或操作速度。
(电流检测电路10的应用示例)
图2是示出其上安装有电流检测电路10的降压DCDC转换器1的配置示例的图。图3是示出DCDC转换器1的操作的时序图。DCDC转换器1使用峰值电流模式控制系统作为用于输出电压的一个控制系统。
如图2所示，DCDC转换器1包括电流检测电路10、驱动电路12和控制单元11。驱动电路12具有晶体管Tr1和Tr2、电感器L1、电容元件C1以及电阻元件R11和R12。控制单元11具有误差放大器EA1、电容元件C2和C3、电阻元件R3、比较器CMP1、锁存电路LAT1、缓冲器BF1和反相器INV1。
在驱动电路12中，电容元件C1设置在输出端子OUT和接地电压端子GND之间。电阻元件R11和R12串联设置在输出端子OUT和接地电压端子GND之间。通过分压输出电压Vout的电阻元件R11和R12获得电阻元件R11和R12之间的节点N3的电压Vfb，并将电压Vfb反馈到控制单元11。驱动电路12的任何其他配置如上所述。驱动电路12的操作也如上所述。
如上所述，电流检测电路10检测流过设置在驱动电路12的高侧的晶体管Tr1的电流，并输出检测结果Vcs。检测结果Vcs被反馈到控制单元11。
在控制单元11中，误差放大器EA1放大在基准电压Vref和从驱动电路12反馈的电压Vfb之间的电位差，以产生电压Vc。电压Vc由设置在误差放大器EA1的输出端子和接地电压端子GND之间的电容元件C2，或者由串联设置在误差放大器EA1的输出端子和接地电压端子GND之间的电容元件C3和电阻元件R3，来积分。
例如，当输出电压Vout降低时，并且当电压Vfb低于基准电压Vref时，误差放大器EA1的输出电压Vc以与电压Vfb和基准电压Vref之间的电位差成比例的速率增加。相反，当输出电压Vout增加时，并且当电压Vfb高于基准电压Vref时，误差放大器EA1的输出电压Vc以与电压Vfb和基准电压Vref之间的电位差成比例的速率减小。在图3的示例中，输出电压Vout和基准电压Vref之间的电位差小。因此，误差放大器EA1的输出电压Vc表示恒定值。
比较器CMP1将误差放大器EA1的输出电压(比较器CMP1的基准电压)与电流检测电路10的检测结果Vcs进行比较，并输出比较结果VR。在锁存电路LAT1中，时钟信号CLK被提供给置位端子S，比较器CMP1的比较结果VR被提供给复位端子R，并且输出端子Q输出信号Vbuck。缓冲器BF1原样输出信号Vbuck以作为脉冲信号P1。反相器INV1将信号Vbuck反相，并将其作为脉冲信号P2输出。
参考图3，当晶体管Tr1关断时，检测结果Vcs的电位指示0V。因此，比较器CMP1输出具有L电平的比较结果VR。此时，锁存电路LAT1使信号Vbuck与时钟信号CLK的上升同步地上升。结果，晶体管Tr1导通，晶体管Tr2关断。当晶体管Tr1导通时，电流在晶体管Tr1的漏极和源极之间流动。因此，检测结果Vcs的电位与电流流动的逝去时间成比例地增加。当检测结果Vcs达到电压Vc时，比较器CMP1使比较结果VR从L电平切换到H电平。此时，锁存电路LAT1使信号Vbuck与比较结果VR的上升同步地上升。结果，晶体管Tr1导通，晶体管Tr2导通。当晶体管Tr1关断时，检测结果Vcs的电位指示0V。因此，比较器CMP1的比较结果VR很快从H电平切换到L电平。通过重复该操作，DCDC转换器1将输入电压Vin降压到期望电平，并将其作为输出电压Vout输出。
将该DCDC转换器1例如安装在车辆上。近年来，要求安装在车辆上的DCDC转换器执行高速切换操作。因此，应用不受高速开关操作的影响的电流检测电路10是有效的。此外，电流检测电路10可以通过使用以低耐受晶体管配置的运算放大器A1来实现高精度的操作。在这种情况下，可以在精度变化小的假设下设计DCDC转换器1。DCDC转换器1可以增加环路带。
随后，将在下文中描述电流检测电路10的一些修改。
(电流检测电路10的第一修改)
图4是图示作为电流检测电路10a的电流检测电路10的第一修改的图。
与图1所示的电流检测电路10相比，图4所示的电流检测电路10a还具有用于在晶体管MN1的漏极和接地电压端子GND之间将从晶体管MN1的源极流到漏极的电流放电的电流路径(第三电流路径)。
更具体地，提供恒流源(第一恒流源)CC1，用于使得恒定电流在晶体管MN1的漏极和接地电压端子GND之间从晶体管MN1的漏极到接地电压端子GND流动。电流检测电路10a的任何其他配置与电流检测电路10的配置相同，因此不再对其重复描述。
由于运算放大器A1的偏移电压的影响，晶体管MN1的漏极电压可能不期望地低于源极电压。如果没有提供用于将从晶体管MN1的源极流到漏极的电流放电的电流路径，则没有电流从晶体管MN1的源极流到漏极，从而不能够在考虑到偏移电压的情况下执行电流检测。
电流检测电路10a具有用于将从晶体管MN1的源极流向漏极的电流进行放电的电流路径。在该配置中，当晶体管MN1的漏极电压由于偏移电压的影响而低于源极电压时，电流检测电路10a可以使电流从晶体管MN1的源极流到漏极，从而使得能够在考虑到偏移电压的情况下执行电流检测。
(电流检测电路10的第二修改)
图5是图示作为电流检测电路10b的电流检测电路10的第二修改的图。
与图1所示的电流检测电路10相比，图5所示的电流检测电路10b还包括电阻元件(第一电阻元件)R2和开关元件(第一开关元件)SW1。
电阻元件R2和开关元件SW1串联设置在运算放大器A1的两个输入端子之间。开关元件SW1基于脉冲信号P1的反相信号P1B而导通/关断。也就是说，开关元件SW被控制为与晶体管Tr1和MN1互补地导通/关断。例如，电阻元件R2的电阻值指示与晶体管MN1导通时的电阻值相同的值。电流检测电路10b的任何其他配置与电流检测电路10的配置相同，因此不对其重复说明。
即使晶体管MN1关断，由于开关元件SW1导通，因此通过电阻元件的运算放大器A1的负载被恒定地保持。结果，电流检测电路10b可以在晶体管MN1在导通/关断状态之间切换之后抑制运算放大器A1的稳定时间，从而实现高速操作。
可以提供被控制为与晶体管MN1互补地导通/关断的晶体管，以取代电阻元件R2和开关元件SW1。以具有与例如晶体管MN1的尺寸相同的尺寸的高耐压N沟道MOS晶体管配置该晶体管。
(电流检测电路10的第三修改)
图6是图示作为电流检测电路10c的电流检测电路10的第三修改的图。
与图1所示的电流检测电路10相比，图6所示的电流检测电路10c还包括包括在晶体管MN1的漏极和接地电压端子GND之间的恒流源CC1的电流路径。电路10c还包括串联设置在运算放大器A1的两个输入端之间的电阻元件R2和开关元件SW1。也就是说，电流检测电路10c包括添加到电流检测电路10a中的构成元件和添加到电流检测电路10b中的构成元件。
即使当晶体管MN1的漏极电压由于偏移电压的影响而低于源极电压时，电流也可以从晶体管MN1的源极流到漏极，并且电流检测电路10c能够在考虑到偏移电压的情况下执行电流检测。电流检测电路10c可以在晶体管MN1被切换为导通/关断之后抑制运算放大器A1的稳定时间，从而实现高速操作。
实施例2：
图7是图示根据实施例2的电流检测电路20的配置示例的图。根据实施例2的电流检测电路20检测流过设置在驱动电路的高侧的晶体管Tr1的电流，并且检测流过设置在驱动电路的低侧的晶体管Tr2的电流，从而检测流过电感器L1的电流。以下将进行具体描述。
如图7所示，电流检测电路20包括晶体管MN1至MN5和MP1至MP8、运算放大器A1和A2、混频器MX1、电阻元件R2、开关元件SW1、恒流源CC1和调节器RG1。图7示出作为设置在驱动电路22中的构成元件的一部分的晶体管Tr1和Tr2以及电感器L1。
驱动电路22是驱动输入电压Vin并输出输出电压Vout的电路，并且被设置在升压/降压DCDC转换器的输出级，该升压/降压DCDC转换器使用例如平均电流模式控制系统。驱动电路22中的晶体管Tr1和Tr2以及电感器L1的配置与驱动电路12中的晶体管Tr1和Tr2以及电感器11的配置相同，因此不再对其重复描述。
在电流检测电路20的电路配置中，检测流过设置在驱动电路22的高侧的晶体管Tr1的电流的电路的配置与电流检测电路10c的配置相同。因此，在电流检测电路20的电路配置中，以下将描述检测流过设置在驱动电路22的低侧的晶体管Tr2的电流的电路的配置。
在电流检测电路20中，晶体管(第二感测晶体管)MN4与晶体管Tr2一样以高耐压N沟道MOS晶体管来配置。例如，晶体管MN4的晶体管尺寸是晶体管Tr2的晶体管尺寸的千分之一。
晶体管MN4设置在被提供电源电压VDD的电电源电压端子(以下称为电电源电压端子VDD)和晶体管Tr2的漏极(节点N1)之间的电流路径(第二电流路径)上。脉冲信号P2被提供给晶体管MN4的栅极。
运算放大器(第二运算放大器)A2放大晶体管Tr2的源极电压(即，接地电压GND)与晶体管MN4的源极电压之间的电位差。以低耐压晶体管配置运算放大器A2。
运算放大器A2放大晶体管Tr2的源极电压和晶体管MN4的源极电压之间的电位差，而不是放大晶体管Tr2的漏极电压和晶体管MN4的漏极电压之间的电位差。即使当晶体管Tr2被高速切换为导通/关断时，运算放大器A2也不需要执行高速操作，因为提供给运算放大器A2的输入端子的电压不被快速切换。结果，电流检测电路20不使用适用于高速操作的昂贵的运算放大器，从而能够抑制制造成本的增加。
运算放大器A2的输出电压被提供给晶体管(第二电流控制晶体管)MN5的栅极。以低耐压N沟道MOS晶体管配置晶体管MN5，并且晶体管MN5在源极电压端子VDD和节点N1之间的电流路径上与晶体管MN4串联设置。结果，晶体管Tr2的源极电压被镜像到晶体管MN4的源极电压。
晶体管MN4的栅极-源极电压和漏极-源极电压分别指示与晶体管Tr2的栅极-源极电压和漏极-源极电压的值相同的值。因此，与在晶体管Tr2的漏极和源极之间流动的电流成比例的电流(在该示例中，千分之一的电流)在晶体管MN4的漏极和源极之间以高精度流动。
以低耐压P沟道MOS晶体管配置晶体管MP5和MP6两者，并且晶体管MP5和MP6与晶体管MN5串联设置。以低耐压P沟道MOS晶体管配置晶体管MP7和MP8两者，并且晶体管MP7和MP8串联设置在电源电压端子VDD和混频器MX1之间的电流路径上，该电流路由与晶体管MP5和MP6的电流路径不同。将偏置电压Vbias提供给各个晶体管MP5和MP7的栅极。此外，晶体管MP8的栅极耦合到晶体管MP6的栅极和晶体管MP5的漏极。通过晶体管MP7和MP8，流过与流过晶体管MP5和MP6的电流成比例的电流。也就是说，晶体管MP5至MP8包括在电流镜电路中。
混频器MX1将电流转换为电压，并将该电压作为检测结果Vcs输出。该电流是通过混合流过晶体管MP3和MP4的电流(节点N4的电流)和流过晶体管MP7和MP8的电流(节点N5的电流)而获得的。
(混频器MX1的具体配置示例)
图8是图示混频器MX1的具体配置的图。
如图8所示，混频器MX1包括开关元件
Figure BDA0001251716840000151
电阻元件
Figure BDA0001251716840000152
和电容元件C21。电阻元件
Figure BDA0001251716840000153
的电阻值表示相同的值。
开关元件SW21和电阻元件R21串联设置在晶体管MP7的漏极(节点N5)和接地电压端子GND之间。基于脉冲信号P2的反相信号P2B将开关元件SW21控制为导通/关断。开关元件SW22设置在节点N5与混频器MX1的输出端子(节点N6)之间。基于脉冲信号P2将开关元件SW22控制为导通/关断。开关元件SW23设置在节点N4和节点N6之间。基于脉冲信号P1将开关元件SW23控制为导通/关断。电阻元件R22和开关元件SW25串联设置在节点N6和接地电压端子GND之间。基于脉冲信号PSL将开关元件SW25控制为导通/关断。开关元件SW24和电阻元件R23串联设置在晶体管MP3的漏极(节点N4)和接地电压端子GND之间。基于脉冲信号P1的反相信号P1B将开关元件SW24控制为导通/关断。电容元件C21设置在节点N6和接地电压端子GND之间。
图9是表示混频器MX1的开关动作的时序图。
如图9所示，在脉冲信号P2下降之后，脉冲信号P1在经过预定时段(称为死区时间)之后上升。类似地，在脉冲信号P1下降之后，在经过死区时间之后，脉冲信号P2上升。这可以防止晶体管Tr1和Tr2同时瞬时导通。
脉冲信号P1和P2基于H电平和L电平之间存在的死区时间互补地在H电平和L电平之间切换。脉冲信号P1B和P2B是相应脉冲信号P1和P2的反相信号。脉冲信号PSL在死区时间段期间表示L电平，并且在任何其他时间期间表示H电平。
例如，当脉冲信号P1表示H电平时，并且当脉冲信号P2表示L电平时，电流流过晶体管Tr1，并且没有电流流过晶体管Tr2。电流从节点N4被提供至混频器MX1，并且没有电流从节点N5流向混频器MX1。在混频器MX1中，开关元件SW21、SW23和SW25接通，而开关元件SW22和SW24断开。从节点N4提供的电流经由开关元件SW23、电阻元件R22和开关元件SW25流过接地电压端子GND。节点N6的电压作为检测结果Vcs被输出。该电压是基于从节点N4流向电阻元件R22的电流的值和电阻元件R22的电阻值而产生的。
因为开关元件SW21导通，所以电阻元件R21耦合到没有电流流过的节点N5。即使当开关元件SW21下次断开时，并且当开关元件SW22接通时，也可以通过电阻元件使节点N5具有恒定的负载。
例如，当脉冲信号P2表示H电平时，并且当脉冲信号P1表示L电平时，电流流过晶体管Tr2，并且没有电流流过晶体管Tr1。因此，电流从节点N5被提供至混频器MX1，并且没有电流从节点N4被提供到混频器MX1。在这种情况下，在混频器MX1中，开关元件SW22，SW24和SW25接通，而开关元件SW21和SW23断开。结果，从节点N5提供的电流通过开关元件SW22，电阻元件R22和开关元件SW25流过接地电压端子GND。然后，节点N6的电压作为检测结果Vcs被输出。该电压是基于从节点N5流过电阻元件R22的电流的值和电阻元件R22的电阻值而生成的。
因为开关元件SW24导通，所以电阻元件R23耦合到没有电流流过的节点N4。即使当开关元件SW24下次断开时，并且当开关元件SW23接通时，也可以通过电阻元件使得节点N4具有恒定负载。
以这种方式，在根据本实施例的电流检测电路20中，与电流检测电路10的情况类似，运算放大器A1放大晶体管Tr1的漏极电压和晶体管MN1的漏极电压之间的电位差。结果，即使当晶体管Tr1快速地在导通/关断状态之间切换时，也不会快速地切换要提供给运算放大器A1的输入端子的电压。因此，运算放大器A1不需要执行高速操作。在根据本实施例的电流检测电路20中，运算放大器A2放大晶体管Tr2的源极电压和晶体管MN4的源极电压之间的电位差。因此，即使当晶体管Tr2快速地在导通/关断状态之间切换时，运算放大器A2也不需要执行高速操作，因为提供给运算放大器A2的输入端子的电压不被快速切换。因此，电流检测电路20不需要为运算放大器A1和A2使用昂贵的运算放大器，从而能够抑制制造成本的增加。
在根据本实施例的电流检测电路20中，与电流检测电路10同样地，调整使得提供给运算放大器A1的高电位侧电源电压(电压Vhigh)与低电位侧电源电压(输入电压Vin)之间的电位差变得等于或低于在该运算放大器A1中包括的每个晶体管的耐压。因此，可以不仅以高耐压晶体管配置运算放大器A1，而且还可以以低耐压晶体管配置运算放大器A1。结果，可以提高运算放大器A1的精度或操作速度。以低耐压晶体管配置运算放大器A2，因此能够以高精度执行高速动作。
在本实施例中，对在电流检测电路20的电路配置中检测流过晶体管Tr1的电流的电路的配置与电流检测电路10c的配置相同的示例进行了说明。然而，其不限于该示例。在电流检测电路20的电路配置中检测流经晶体管Tr1的电流的电路的配置可以与电流检测电路10、10a和10b中的任一个的配置相同。
(电流检测电路20的应用示例)
图10是图示其中安装有电流检测电路20的升压/降压DCDC转换器2的配置示例的图。图11是图示DCDC转换器2的操作的时序图。DCDC转换器2使用平均电流模式控制系统以作为用于输出电压的一个控制系统。
如图10所示，DCDC转换器2包括电流检测电路20、驱动电路22和控制单元21。驱动电路22包括晶体管Tr1至Tr4、电感器L1、电容元件C1以及电阻元件R11和R12。控制单元21具有误差放大器EA1和EA2、电容元件C2至C5、电阻元件R3和R5、电平下降电路LD1、比较器CMP21和CMP22、缓冲器BF1和BF2以及反相器INV1和INV2。
在驱动电路22中，在电感器L1的另一端(节点N2)和输出端子OUT之间设置晶体管(第三驱动晶体管)Tr3，并且脉冲信号P3被从控制单元21提供到其栅极。晶体管Tr4(第四驱动晶体管)设置在电感器L1的另一端和接地电压端子GND之间，并且脉冲信号P4被从控制单元21提供到其栅极。驱动电路22的任何其他配置与驱动电路12的那些相同，因此不再对其重复描述。
在驱动电路22的降压操作中，晶体管Tr3固定在导通状态，晶体管Tr4固定在关断状态。然后，基于晶体管Tr1和Tr2之间存在的死区时间，晶体管Tr1和Tr2互补地被控制在导通/关断状态之间。
在驱动电路22的降压操作中，晶体管Tr1导通，晶体管Tr2关断，从而使电流从输入端IN通过晶体管Tr1和电感器L1流到输出端OUT。此时，用电流能量对电感器L1充电。此后，晶体管Tr1关断，晶体管Tr2导通，从而切断从输入端子IN通过晶体管Tr1流向电感器L1的电流。为了保持先前流过的电流的电流值，电感器L1朝着输出端子OUT放出充电的电流能量。结果，电流从接地电压端子GND通过晶体管Tr2流向输出端子OUT。通过重复该操作，驱动电路22输出通过将输入电压Vin降低与脉冲信号P1和P2的占空比对应的特定电平而获得的输出电压Vout。
在驱动电路22的升压操作中，晶体管Tr1固定在导通状态，晶体管Tr2固定在关断状态。然后，基于存在于晶体管Tr3和Tr4之间的死区时间来互补地控制晶体管Tr3和Tr4。
在驱动电路22的升压操作中，首先，晶体管Tr4导通，晶体管Tr3关断，由此使得电流从输入端子IN经由电感器L1和晶体管Tr4流向接地电压端子GND。此时，用电流能量对电感器L1充电。此后，晶体管Tr4关断，晶体管Tr3导通，从而切断从电感器L1通过晶体管Tr4流到接地电压端子GND的电流。为了保持先前流过的电流的电流值，电感器L1朝着输出端子OUT放出充电的电流能量。通过重复该操作，驱动电路22输出通过将输入电压Vin升高与脉冲信号P3和P4的占空比对应的特定电平而获得的输出电压Vout。
此外，在驱动电路22的升压/降压操作中，彼此组合地执行上述升压操作和降压操作。
如上所述，电流检测电路20检测流过设置在驱动电路22的高侧的晶体管Tr1的电流，并检测流过设置在驱动电路22的低侧的晶体管Tr2的电流，从而检测流经电感L1的电流并输出检测结果Vcs。该检测结果Vcs被反馈到控制单元21。
在控制单元21中，误差放大器EA1放大基准电压Vref和从驱动电路22反馈的电压Vfb之间的电位差，以产生电压Vc。电压Vc由设置在误差放大器EA1的输出端子和接地电压端子GND之间的电容元件C2以及串联设置在误差放大器EA1的输出端子和接地电压端子GND之间的电容元件C3和电阻元件R3来积分。
例如，当输出电压Vout降低时，并且当电压Vfb低于基准电压Vref时，误差放大器EA1的输出电压Vc以与电压Vfb和基准Vref之间的电位差成比例的速率增加。相反，当输出电压Vout增加时，并且当输出电压Vfb高于基准电压Vref时，误差放大器EA1的输出电压Vc以与电压Vfb和基准电压Vref之间的电位差成比例的速率减小。在图11的示例中，输出电压Vout和基准电压Vref之间的电位差小。因此，误差放大器EA1的输出电压Vc表示恒定值。
误差放大器EA2放大误差放大器EA1的输出电压(误差放大器EA2的基准电压)和电流检测电路20的检测结果Vcs之间的电位差，以产生电压VR1。电压VR1通过设置在误差放大器EA2的输出端子和接地电压端子GND之间的电容元件C4，或者通过串联设置在误差放大器EA2的输出端子和接地电压端子GND之间的电容元件C5和电阻元件R5，来积分。
例如，当流过电感器L1的电流减小时，并且当检测结果Vcs低于电压Vc时，误差放大器EA2的输出电压VR1以与检测结果Vcs和电压Vc之间的电位差成比例的速率增加。相反，当流过电感器L1的电流增加时，并且当检测结果Vcs高于电压Vc时，误差放大器EA2的输出电压VR1以与检测结果Vcs和电压Vs之间的电位差成比例的速率减小。在图11的示例中，根据检测结果Vcs的逐渐增加，误差放大器EA2的输出电压VR1逐渐增加，同时减小增加速率。
电平降低电路LD1将电压VR1降低预定电压，并将其输出为电压VR2。
比较器CMP21将电压VR1与三角波Vrr进行比较，并输出比较结果Vbuck。缓冲器BF1将比较结果Vbuck照原样作为脉冲信号P1输出。反相器INV1将比较结果Vbuck反相，并将其作为脉冲信号P2输出。
比较器CMP22将电压VR2和三角波Vrr进行比较，并将其作为比较结果Vboost输出。反相器INV2将比较结果Vboost反相，并将其作为脉冲信号P3输出。缓冲器BF2将比较结果Vboost照原样作为脉冲信号P4输出。
参考图11，当晶体管Tr1导通时，并且当晶体管Tr2关断时，流过电感器L1的电流增加，因此电流检测电路20的检测结果Vcs增加。相反，当晶体管Tr2导通时，并且当晶体管Tr1关断时，流过电感器L1的电流减少，电流检测电路20的检测结果Vcs减少。该检测结果Vcs逐渐整体增加，同时重复增加和减少。据此，误差放大器EA2的输出电压VR1和电压VR2逐渐增加，同时减小增加速率。
在图11的示例中，三角波Vrr以电压VR1为中心上下移动，总是表示比电压VR2高的值。比较器CMP21的比较结果Vbuck在H电平和L电平之间重复切换，而比较器CMP22的比较结果Vboost被固定在L电平。也就是说，在图11的示例中，不执行升压操作，而是仅执行降压操作。
例如，当电压VR1高于三角波Vrr时，比较器CMP21输出具有H电平的比较结果Vbuck。因此，晶体管Tr1导通，晶体管Tr2关断。然后，由于流过电感器L1的电流增加，因此检测结果Vcs的电位与电流流动的逝去时间成比例地增加。相反，当电压VR1等于或低于三角波Vrr时，比较器CMP21输出具有L电平的比较结果Vbuck。因此，晶体管Tr1关断，晶体管Tr2导通。然后，流过电感器L1的电流减小，从而检测结果Vcs的电位与该电流流动的逝去时间成比例地降低。通过重复该操作，DCDC转换器2将输入电压Vin降低(或升高)到预定电平，并将其输出为输出电压Vout。
例如将该DCDC转换器2安装在车辆上。近年来，安装在车辆上的DCDC转换器需要执行高速切换操作。因此，应用不受高切换操作的影响的电流检测电路20是有效的。此外，电流检测电路20可以通过使用以低耐受晶体管配置的运算放大器A1和A2来实现高精度的操作。在这种情况下，可以在精度变化小的假设下设计DCDC转换器2。DCDC转换器2可以增加环路带。
接着，以下对电流检测电路20的一些修改进行描述。
(电流检测电路20的第一修改)
图12是图示作为电流检测电路20a的电流检测电路20的第一修改的图。
在图12所示的电流检测电路20a中，与图10所示的电流检测电路20相比，还提供了电压提供单元，用于向在运算放大器A2的两个输入端子中的耦合到接地电压端子GND的一个输入端子提供高于接地电压GND的电压。
电压提供单元具有晶体管MN6和恒流源(第二恒流源)CC2。
以具有与例如晶体管MN4的尺寸相同的尺寸的高耐压N沟道MOS晶体管配置晶体管MN6。晶体管MN6设置在运算放大器A2的一个输入端子(非反相输入端子)和接地电压端子GND之间，并且源极电压VDD被提供给其栅极，从而始终处于导通状态。也就是说，晶体管MN6用作电阻元件(第二电阻元件)。
恒流源CC2设置在电源电压端子VDD和运算放大器A2的一个输入端子之间，并且将恒定电流提供给运算放大器A2的一个输入端子。结果，向运算放大器A2的一个输入端子提供比接地电压GND高预定电压的电压。电流检测电路20a的任何其他配置与电流检测电路20的配置相同，因此不再对其重复描述。
由于运算放大器A2的偏移电压的影响，晶体管MN4的源极电压可以并且应当最初低于漏极电压。然而，如果不设置电压提供单元，则运算放大器A2的另一个输入端子(反相输入端子)的电压不能是比提供给一个输入端子(非反相输入端子)的接地电压GND低的负电压。因此，晶体管MN4的源极电压将不会低于假定的电压。结果，不可能在考虑偏移电压的影响的情况下执行电流检测。
相反，电流检测电路20a使用电压提供单元将高于接地电压GND的电压提供给运算放大器A2的一个输入端。结果，在电流检测电路20a中，通过偏移电压的影响，晶体管MN4的源极电压可以低于假定的漏极电压，从而使得能够在考虑偏移电压的情况下执行电流检测。
(电流检测电路20的第二修改)
图13是图示作为电流检测电路20b的电流检测电路20的第二修改的图。
与图7所示的电流检测电路20相比，图13所示的电流检测电路20b还包括晶体管(开关晶体管)MN7。
以具有与例如晶体管MN4的尺寸相同的尺寸的高耐压N沟道MOS晶体管配置晶体管MN7。晶体管MN7设置在运算放大器A2的两个输入端子之间。基于脉冲信号P2的反相信号P2B将晶体管MN7控制为导通/关断。也就是说，晶体管MN7被控制为与晶体管Tr2和MN4互补地导通/关断。晶体管MN7导通时的电阻值表示晶体管MN4导通时的相同电阻值。电流检测电路20b的任何其他配置与电流检测电路20的配置相同，因此不再对此重复描述。
即使晶体管MN4关断，晶体管MN7也导通。因此，通过电阻元件的运算放大器A2的负载被恒定地保持。结果，电流检测电路20b可以在晶体管MN4在导通/关断状态之间切换之后抑制运算放大器A2的稳定时间，从而实现高速操作。
(电流检测电路20的第三实施例)
图14是图示作为电流检测电路20c的电流检测电路20的第三修改的图。
与图7所示的电流检测电路20相比，图14所示的电流检测电路20c还包括用于将高于接地电压GND的电压提供给运算放大器A2的一个输入端子的电压提供单元，并且还包括设置在运算放大器A2的两个输入端子之间的晶体管MN7。也就是说，电流检测电路20c包括添加到电流检测电路20a中的构成元件和添加到电流检测电路20b中的构成元件。
结果，在电流检测电路20c中，晶体管MN4的源极电压可以低于由偏移电压的影响所假设的漏极电压，从而使得能够在考虑偏移电压的情况下执行电流检测。电流检测电路20c可以在晶体管MN4在导通/关断状态之间切换之后抑制运算放大器A2的稳定时间，从而实现高速操作。
实施例3：
在本实施例中，现在将描述电流检测电路20的另一应用示例。
图15是图示在其上安装有电流检测电路20的升压/降压DCDC转换器3的配置示例的图。
如图15所示，DCDC转换器3包括电流检测电路20、驱动电路22和控制单元31。已经描述了电流检测电路20和驱动电路22。下面将描述控制单元31。
控制单元31包括PID控制单元111、PI控制单元112、PWM生成单元113、滤波器115、升压/降压确定单元(确定单元)116、减法器117和118、存储器单元119、乘法器120、选择电路121、电阻元件122、减法器123、加法器124、除法器125、缓冲器BF1和BF2以及反相器INV1和INV2。
减法器117输出基准电压Vref和从驱动电路22反馈的电压Vfb之间的差作为差分信号e。
PID控制单元111是用于对输出电压Vout进行反馈控制的电路，对从减法器117输出的差分信号e执行PID控制(比例控制、积分控制、微分控制)，并将其作为控制信号S输出。
在PID控制单元111中，基于以下等式(1)和(2)执行对于差分信号e的比例控制、积分控制和微分控制。在这种情况下，“KP”表示基准比例常数，“KI”表示积分常数，“KD”表示微分常数，“t”表示时间。
比例控制：KP*e(t)…(1)
积分控制：KI*∫e(t)dt…(2)
微分控制：KD*d/dt·e(t)…(3)
PID控制单元111对于差分信号e来将比例控制、积分控制和微分控制的结果相加，并将其作为控制信号S输出。
滤波器115去除电流检测电路20的检测结果Vcs的噪声分量。
减法器118输出从PID控制单元111输出的控制信号S与由滤波器115对电流检测电路20的检测结果Vcs进行滤波的结果之间的差，以作为差分信号ei。
PI控制单元112是用于对流过电感器L1的平均电流进行反馈控制的电路，对从减法器118输出的差分信号ei执行PI控制(比例控制和积分控制)，并将其作为控制信号D输出。
在电压降压时，即，当输入电压Vin≥输出电压Vout时，流过电感器L1的平均电流与输入电压Vin成比例。因此，如果不采取对策，则用于对流过电感器L1的电流进行反馈控制的电流环带将与输入电压成比例。结果，难以加宽电流环带。
考虑到上述情况，本发明人已经集中在控制信号D在电压降压期间与输入电压Vin成反比。它们在电压降压期间采用了使用比例常数来成比例地控制差分信号ei的配置，该比例常数是通过将基准比例常数KP乘以控制信号D并将相乘结果除以误差分量Err而获得的。结果，在DCDC转换器3中，在电压降压期间，电流环带的输入电压依赖性被抵消。因此，可以产生稳定的输出电压Vout，而不依赖于输入电压Vin的电平。注意，在电压升压期间，电流环带没有输入电压依赖性。
具体地，升压/降压确定单元116基于从PI控制单元112输出的控制信号D确定驱动电路22现在是处于升高还是降低电压的过程中。除法器125输出通过将控制信号D除以误差分量Err而获得的结果D/Err。误差分量Err是加法器124的相加结果。通过将差(Vset-e)和电压(Iout*Rp)相加而获得该相加结果。该差是由减法器123计算的差分信号e和输出电压Vout的目标电压Vset之间的差。该电压是由流过电感器L1并基于检测结果Vcs获得的电流Iout和驱动线的寄生电阻Rp产生的。
乘法器120输出通过将除法器125的输出D/Err乘以存储在存储器单元119中的基准比例常数KP而获得的乘法结果KP*D/Err。选择电路121基于升压/降压确定单元116的确定结果选择并输出基准比例常数KP和乘法结果KP*D/Err的任何一个。例如，当升压/降压确定单元116确定其处于升高电压(或升压/降压)的过程中时，选择电路121选择并输出基准比例常数KP。相反，当升压/降压确定单元116确定其处于降低电压的过程中时，选择电路121选择并输出相乘结果KP*D/Err。
选择电路121的输出结果用作PI控制单元112的比例控制中的比例常数。也就是说，PI控制单元112在电压升压期间使用基准比例常数KP作为比例常数对差分信号ei执行比例控制，并且在电压降压期间使用相乘结果KP*D/Err作为比例常数来对差分信号ei执行比例控制。
在PI控制单元112中，基于以下等式(4)和(5)分别执行对差分信号ei的比例控制和积分控制。
比例控制(在电压升压期间)：KP*ei(t)
(在电压降压期间)：KP*D/Err*ei(t)...(4)
积分控制：KI*∫ei(t)dt…(5)
PI控制单元112将对差分信号ei的比例控制和积分控制的结果相加，然后将相加结果作为控制信号D输出。
PWM生成单元113生成控制信号D的占空比的脉冲信号Vbuck和Vboost。缓冲器BF1照原样输出脉冲信号Vbuck以作为脉冲信号P1。反相器INV1将脉冲信号Vbuck反相，并将其作为脉冲信号P2输出。反相器INV2将脉冲信号Vboost反相，并将其作为脉冲信号P3输出。
以这种方式，根据本实施例的DCDC转换器3在电压降压期间使用比例常数按比例地控制差分信号ei(电流回路)。该比例常数是通过将与输入电压Vin成反比的控制信号D和误差分量Err相乘而获得的。结果，DCDC转换器3可以在电压逐步下降期间补偿电流环带的输入电压依赖性，从而能够完全地在输入功率上加宽电流环带，可以实现加宽用于对输出电压Vout进行反馈控制的电流环带以及加宽电流环带。结果，DCDC转换器3可以产生不依赖于输入电压Vin的稳定的输出电压Vout。换句话说，可以改善线路瞬变特性和负载瞬变特性。
在本实施例中，尽管到目前为止已经描述了DCDC转换器3是升压/降压转换器的情况，然而，其不限于这种类型，并且它可以简单地具有用于至少升高电压的功能。
可以由仅执行比例控制和积分控制的PI控制单元代替PID控制单元111。
除了比例控制和积分控制之外，还可以由执行差分控制的PID控制单元代替PI控制单元112。
此外，在电压降压期间，PI控制单元112可以不仅使用将比例常数乘以D/Err来执行比例控制，而且还使用将积分常数乘以D/Err来执行积分控制。此外，当PI控制单元112被PID控制单元代替时，在电压降压期间，可以使用将微分常数乘以D/Err来执行微分控制。
如上所述，在根据上述实施例1至3的电流检测电路10和20中，运算放大器A1放大晶体管Tr1的漏极电压和晶体管MN1的漏极电压之间的电位差，而不是放大晶体管Tr1的源极电压和晶体管MN1的源极电压之间的电位差。结果，即使当晶体管Tr1在导通/关断状态之间快速切换时，提供给运算放大器A1的输入端子的电压也不会被快速切换。因此，运算放大器A1不需要执行高速操作。因此，根据上述实施例1至3的电流检测电路10和20不需要使用用于运算放大器A1的昂贵的运算放大器，从而能够抑制制造成本的增加。
在根据上述实施例1至3的电流检测电路10和20中，调整使得在被提供到运算放大器A1的高电位侧电源电压(电压Vhigh)和低电位侧电源电压(输入电压Vin)之间的电位差变得等于或低于包括在运算放大器A1中的每个晶体管的耐压。因此，不限于以高耐压晶体管配置运算放大器A1，并且可以以低耐压晶体管配置运算放大器A1。因此，可以提高运算放大器A1的精度或操作速度。
此外，在根据上述实施例2和3的电流检测电路20中，运算放大器A2放大晶体管Tr2的源极电压和晶体管MN4的源极电压之间的电位差。即使当晶体管Tr2在导通/关断状态之间快速切换时，提供给运算放大器A2的输入端子的电压也不会被快速切换。因此，运算放大器A2不需要执行高速操作。结果，根据上述实施例2和3的电流检测电路20不需要为运算放大器A2使用昂贵的运算放大器，从而能够抑制制造成本的增加。
在上述实施例1至3中，已经描述了将电流检测电路安装在DCDC转换器上的情况。然而，其不限于该示例。例如，可以将电路安装在螺线管驱动器或电动机控制装置上。
因此，已经基于优选实施例具体描述了本发明人做出的发明。本发明不限于上述实施例。在不脱离其范围的情况下可以进行各种改变。
例如，在根据上述实施例的半导体存储器件的配置中，可以将半导体衬底、半导体层和扩散层(扩散面积)的导电类型(p型或n型)反转。当n型和p型的导电类型之一被假定为第一导电类型，另一导电类型被假定为第二导电类型时，第一导电类型可以是p型，而第二导电类型可以是n型。相反，第一导电类型可以是n型，而第二导电类型可以是p型。

Claims (14)

1.一种用于对来自驱动电路的电流进行检测的电流检测电路，包括：
第一驱动晶体管，其被设置在所述驱动电路的高侧上并且具有第一端子、第二端子以及控制端子，所述第一端子被设置在用于将所述驱动电路的输出电压进行外部输出的外部输出端子侧上，所述第二端子被设置在从所述驱动电路来外部提供输入电压的外部输入端子侧上，
所述电流检测电路包括：
第一感测晶体管，其包括被分别耦合到所述第一驱动晶体管的所述第一端子和所述控制端子的第一端子和控制端子，所述第一感测晶体管与所述第一驱动晶体管为相同的导电类型；
第一运算放大器，其被配置为对在所述第一驱动晶体管的所述第二端子的电压与所述第一感测晶体管的第二端子的电压之间的电位差进行放大；
第二运算放大器，其被配置为对在第二驱动晶体管的第一端子的电压与第二感测晶体管的第一端子的电压之间的电位差进行放大；
第二电阻元件，其被设置在所述第二运算放大器的两个输入端子之中的与所述第二驱动晶体管的所述第一端子被耦合到接地电压端子的一个输入端子和所述接地电压端子之间；以及
第一电流控制晶体管，其被设置在第一电流路径上，来自所述第一感测晶体管的电流流过所述第一电流路径，并且所述第一电流控制晶体管具有被提供有所述第一运算放大器的输出电压的控制端子，
其中，从流过所述第一感测晶体管的电流的值，来检测流过所述第一驱动晶体管的电流的值，以及
所述第二电阻元件是处于导通状态的晶体管，其和所述第二感测晶体管具有相同的导电类型，
当所述驱动电路的输入电压被提供为低电位侧电源电压时并且当高于所述输入电压的第一电压被提供为高电位侧电源电压时，所述第一运算放大器工作。
2.根据权利要求1所述的电流检测电路，其中，
在所述第一电压和所述输入电压之间的差分电压等于或低于在所述第一运算放大器中包含的每个晶体管的耐压。
3.根据权利要求2所述的电流检测电路，还包括：
被配置为生成所述第一电压的调节器。
4.根据权利要求1所述的电流检测电路，其中，
独立于所述第一电流路径地来提供有第三电流路径，所述第三电流路径对从所述第一感测晶体管的第一端子流到第二端子的电流进行放电。
5.根据权利要求1所述的电流检测电路，还包括：
第一恒流源，其被设置在所述第一感测晶体管的第二端子和接地电压端子之间。
6.根据权利要求1所述的电流检测电路，还包括：
第一电阻元件，其被设置在所述第一运算放大器的一个输入端子和另一个输入端子之间；以及
第一开关元件，其与所述第一电阻元件串联耦合，并且被控制为与所述第一感测晶体管互补地来被导通/关断。
7.根据权利要求6所述的电流检测电路，其中，
所述第一电阻元件的电阻值与当所述第一感测晶体管被导通时的电阻值近似相等。
8.根据权利要求1所述的电流检测电路，
其中，所述驱动电路进一步包括：
所述第二驱动晶体管，其被设置在低侧，并且被控制为基于在导通和关断之间存在的死区时间来与所述第一驱动晶体管互补地被导通/关断，所述第二驱动晶体管具有被设置在接地电压端子侧上的所述第一端子、被设置在所述外部输出端子侧上的所述第二端子以及控制端子，以及
电感器，其被设置在所述第一驱动晶体管和所述第二驱动晶体管这两者与所述外部输出端子之间，
其中，所述电流检测电路进一步包括：
所述第二感测晶体管，其包括被分别耦合到所述第二驱动晶体管的第二端子和控制端子的第二端子和控制端子，并且所述第二感测晶体管与所述第二驱动晶体管的导电类型相同，
所述第二运算放大器，其被配置为对在所述第二驱动晶体管的所述第一端子的电压和所述第二感测晶体管的所述第一端子的电压之间的电位差进行放大，以及
第二电流控制晶体管，其被设置在第二电流路径上，流过所述第二感测晶体管的电流流过所述第二电流路径，并且所述第二电流控制晶体管具有被提供有所述第二运算放大器的输出电压的控制端子，以及
其中，基于流过所述第一感测晶体管和所述第二感测晶体管中的每一个的电流的值，来检测流过所述电感器的电流。
9.根据权利要求8所述的电流检测电路，还包括：
电压提供单元，其被配置为将比被提供给所述接地电压端子的接地电压高出预定电压的电压提供到所述第二运算放大器的两个输入端子中的、与所述第二驱动晶体管的所述第一端子一起被耦合到所述接地电压端子的一个输入端子。
10.根据权利要求8所述的电流检测电路，还包括：
第二恒流源，其用于在所述第二电阻元件和所述第二运算放大器的所述一个输入端子之间提供电流。
11.根据权利要求1所述的电流检测电路，其中，
所述第二电阻元件与所述第二感测晶体管的尺寸相同。
12.根据权利要求8所述的电流检测电路，还包括：
开关晶体管，其被设置在所述第二运算放大器的一个输入端子和所述第二运算放大器的另一个输入端子之间，并且被控制为与所述第二感测晶体管互补地来被导通/关断。
13.一种电流检测电路，包括：
N沟道第一感测晶体管，其具有源极和栅极，所述源极和所述栅极被分别耦合到被设置在驱动电路的高侧上的N沟道第一驱动晶体管的源极和栅极；
第一运算放大器，其被配置为对在所述第一驱动晶体管的漏极电压和所述第一感测晶体管的漏极电压之间的电位差进行放大；以及
第二运算放大器，其被配置为对在第二驱动晶体管的源极的电压与N沟道的第二感测晶体管的源极的电压之间的电位差进行放大；
第二电阻元件，其被设置在所述第二运算放大器的两个输入端子之中的与所述第二驱动晶体管的第一端子被耦合到接地电压端子的一个输入端子和所述接地电压端子之间，所述第二电阻元件是处于导通状态的晶体管并且和所述第二感测晶体管具有相同的导电类型；以及
第一电流控制晶体管，其被设置在第一电流路径上，流过所述第一感测晶体管的电流流过所述第一电流路径，并且所述第一电流控制晶体管具有被提供有所述第一运算放大器的输出电压的栅极，
其中，基于流过所述第一感测晶体管的电流的值，来检测流过所述第一驱动晶体管的电流的值，以及
当所述驱动电路的输入电压被提供为低电位侧电源电压时并且当高于所述输入电压的第一电压被提供为高电位侧电源电压时，所述第一运算放大器工作。
14.根据权利要求13所述的电流检测电路，
其中，所述驱动电路进一步包括：
所述第二驱动晶体管，其被设置在低侧上，并且被控制为基于在导通和关断之间存在的死区时间来与所述第一驱动晶体管互补地被导通/关断，以及
电感器，其被设置在所述第一驱动晶体管和所述第二驱动晶体管这两者与外部输出端子之间，
其中，所述电流检测电路进一步包括：
所述N沟道第二感测晶体管，其具有漏极和栅极，所述漏极和所述栅极被分别耦合到所述第二驱动晶体管的漏极和栅极，以及
第二电流控制晶体管，其被设置在第二电流路径上，流过所述第二感测晶体管的电流流过所述第二电流路径，并且所述第二电流控制晶体管具有被提供有所述第二运算放大器的输出电压的栅极，以及
其中，从流过所述第一感测晶体管和所述第二感测晶体管中的每一个的电流的值，来检测流过所述电感器的电流。
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