JP2004015852A

JP2004015852A - 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ用スナバ回路および双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ

Info

Publication number: JP2004015852A
Application number: JP2002162087A
Authority: JP
Inventors: Kunihiro Kashiwagi; 柏木　邦宏; Isao Sugawara; 菅原　庸; Shoichi Muraoka; 村岡　正一; Ryuji Honjo; 本荘　竜二
Original assignee: Chiyoda Corp; Japan Science and Technology Corp
Current assignee: Chiyoda Corp; Japan Science and Technology Agency
Priority date: 2002-06-03
Filing date: 2002-06-03
Publication date: 2004-01-15
Anticipated expiration: 2022-06-03
Also published as: JP3703026B2

Abstract

【課題】広範囲の入力電圧比を調整可能であることはもちろんのこと、回生効率に優れ、小型、軽量かつ経済的な、新しい双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ用スナバ回路および双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（２）用のスナバ回路（７０）であって、１個のコンデンサＣ６と２個のダイオードＤ１，Ｄ２とを用いて倍電圧整流回路として構成し、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（２）の双方向半導体スイッチブロック（６）とＬＣフィルタ（８）との間に挿入して、ＬＣフィルタ（８）のインダクタＬで発生するスパイク電力を再整流し、その電力を双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（２）の入力側または出力側に加える。
【選択図】　図５

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この出願の発明は、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ用スナバ回路および双方向ＤＣ−ＤＣコンバータに関するものである。さらに詳しくは、この出願の発明は、省エネルギー化に主要な役割を果たす双方向ＡＣ−ＤＣコンバータや双方向ＤＣ−ＤＣコンバータのうち、可変電圧範囲を広くとる必要のある双方向ＤＣ−ＤＣコンバータに有用な、回生効率に優れ、小型、軽量かつ経済的な、新しい双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ用スナバ回路および双方向ＤＣ−ＤＣコンバータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１は、従来の交流スナバ回路を用いた双方向ＤＣ−ＤＣコンバータと、双方向ＡＣ−ＤＣコンバータとを従属接続した電力回生型二次電池充放電装置の回路構成の一例を示したものであり、二次電池の充放電を少ない放熱損失により実行可能なものである。
【０００３】
この図１において、（１）は双方向ＡＣ−ＤＣコンバータ、（２）は双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ、（３）は二次電池、（４）は双方向ＡＣ−ＤＣコンバータ用スイッチ制御回路、（５）は双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ用スイッチ制御回路、（６）はこの出願の発明を適用して特性を改善すべき従来の双方向半導体スイッチ回路ブロックである。また、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（２）中のＴは高周波トランス、（７）はスナバ回路、（８）はＬＣフィルタである。
【０００４】
図１の各部の電圧・電流の矢印方向は、電池の充電時において、電池の電圧ＥＢが双方向ＡＣ−ＤＣコンバータ（１）の直流出力電圧Ｅ１よりも低いＥＢ＝Ｅ１−Ｅ２の場合の各部の電流方向を示しており、電池の電圧ＥＢが双方向ＡＣ−ＤＣコンバータ（１）の直流出力電圧Ｅ１よりも高いＥＢ＝Ｅ１＋Ｅ２の場合には図中の１次巻線側直流電流Ｉ’２の方向が逆に流れることを意味している。
【０００５】
すなわち、図１中にも示したように、
ＥＢ＜Ｅ１の場合、Ｉ２＝Ｉ１＋Ｉ’２　→　Ｉ１＝Ｉ２−Ｉ’２
ＥＢ＞Ｅ１の場合、Ｉ２＝Ｉ１−Ｉ’２　→　Ｉ１＝Ｉ２＋Ｉ’２
であり、電池の充電時には、昇圧型である双方向ＡＣ−ＤＣコンバータ（１）の出力電流Ｉ１は、ＥＢ＜Ｅ１の場合は電池側に流れる双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（２）の出力電流Ｉ２に対応する１次巻線側直流電流Ｉ’２が引き算となり、逆にＥＢ＞Ｅ１の場合は足し算となる。
【０００６】
このことは、二次電池（３）の端子電圧がＥ１−Ｅ２の間はＩ１＝Ｉ２−Ｉ’２となり、Ｅ１＋Ｅ２の間はＩ１＝Ｉ２＋Ｉ’２となり、広範囲の電圧調整範囲において電力損失の少ない充電を行うことができることを意味している。
【０００７】
ここで、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（２）中の半導体スイッチＳ１〜Ｓ６の駆動方法について概説すると、まず、Ｓ１〜Ｓ４は公知の片方向半導体スイッチであり、その駆動波形は図２（ａ）のＳ１，Ｓ４およびＳ２，Ｓ３で示すとおり交互にＯＮ・ＯＦＦし、他方、Ｓ５，Ｓ６はそれぞれの双方向半導体スイッチを構成しており、Ｓ１，Ｓ４およびＳ２，Ｓ３の駆動パルス位相を基準として４５度、９０度、１３５度の位相遅れの場合のＬＣフィルタ（８）前出力電圧波形と平滑後の直流出力電圧ＥＢは順に図２（ａ）（ｂ）（ｃ）のようになる。
【０００８】
これら図２（ａ）（ｂ）（ｃ）から明らかなように、Ｅ１とＥ２との電圧比は高周波トランスＴの巻数比でほば決まり、相対パルス位相をほば零から１８０度まで変えることにより、電池端子電圧ＥＢをＥＢ＝Ｅ１±Ｅ２まで双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ用スイッチ制御回路（５）によって制御することができる。
【０００９】
以上の説明は二次電池（３）の充電方向についてのものであるが、二次電池（３）の放電時には二次電池（３）が電源となり、双方向ＡＣ−ＤＣコンバータ（１）は公知の手段によりＡＣインバータとして交流に変換し、電力を回生する。この時の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（２）に流れる電流の方向は、二次電池（３）の電圧とインバータの入力直流電圧Ｅ１との関係が、前述のＥＢ＞Ｅ１およびＥＢ＜Ｅ１のいずれの場合も、電流方向がすべて逆方向となるだけで、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（２）の入出力電圧比に変わりはなく、各部の動作波形は図２の説明と同じである。
【００１０】
このことは半導体スイッチＳ５，Ｓ６を双方向接続したことによって実現するものであり、放電時にはＳ５，Ｓ６側がインバータ、Ｓ１〜Ｓ４側が同期整流を行い、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（２）の全体の電力エネルギーは電池側から双方向ＡＣ−ＤＣインバータ（１）側へ供給される。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
以上が入出力電圧比を広範囲に変換できる従来の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（２）の概要であるが、これまでの試作経験から、図１の双方向半導体スイッチ回路ブロック（６）にさらに改善すべき点あることが判ってきた。
【００１２】
すなわち、双方向半導体スイッチ回路ブロック（６）中のＡ−Ｂ間に示された電圧振幅は、図２（ａ）（ｂ）（ｃ）中に示された（Ａ−Ｂ）間電圧波形からも明らかなように双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（２）の変調周波数の２倍の周波数で大振幅のパルス波形を発生させ、これをＬＣフィルタ（８）（Ｌ７，Ｃ７）により平滑するために、実際には主としてＬ７のインダクタンスと開閉する電流値とその立ち上がり立ち下がり速度とに応じてＥＰ＝Ｌ７×ｄｉ／ｄｔのスパイク電圧が発生してしまうのである。この値は、直流出力電流値に比例して大きくなり、本来の開閉すべき回路電圧の２〜３倍にも達することもある。
【００１３】
このため、Ｓ５，Ｓ６に用いる双方向半導体スイッチ素子には耐圧の極めて高い高価なものが必要となり、経済性を損なうだけでなく、スイッチング損失もスパイクパルス電圧の絶対値の２乗に比例して増加するため、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（２）の変換効率を低下させることにもなる。
【００１４】
図３は、図１に例示したように双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（２）に小容量のスナバ回路（７）（Ｃ６，Ｒ２）を挿入したときに、双方向半導体スイッチＳ５またはＳ６のＯＦＦ時に両端に発生する電圧波形の一例を示したものである。
【００１５】
スパイクパルスを減らすためにスナバコンデンサＣ６の容量を増しダンピング抵抗Ｒ２を減少させてゆくと、スパイクパルスの振幅は減り、トランジスタのスイッチング損失は減ってくるが、ダンピング抵抗Ｒ２に消費されるスパイク電力は双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（２）の出力電力の１０％を越すこともあり、これが変換効率低下の最大原因となるのである。
【００１６】
なお、この損失以外にも、高周波トランスＴの巻線Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３に起因する漏れインダクタンスに基づくＬｄｉ／ｄｔのため、１次巻線側の片方向スイッチＳ１〜Ｓ４にも小規模なスパイクパルスは発生するが、この発生電力は、Ｌ７によって生じるパルス電力エネルギーから見れば十分少ないので、従来のスパイク吸収回路により満足な対策が立てられる。
【００１７】
そこで、この出願の発明は、以上のとおりの事情に鑑み、従来技術の問題点を解消し、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（２）中のＬＣフィルタ（８）に発生するスパイクパルスに起因する電力損失を低減することのできる、回生効率に優れ、小型、軽量かつ経済的な、新しい双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ用スナバ回路、およびそれを具備した双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを課題としている。
【００１８】
【課題を解決するため手段】
この出願の発明は、上記の課題を解決するものとして、第１には、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ用のスナバ回路であって、１個のコンデンサと２個のダイオードとを用いて倍電圧整流回路として構成され、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの双方向半導体スイッチ後段とＬＣフィルタ前段との間に挿入されて、ＬＣフィルタのインダクタで発生するスパイク電力を再整流し、その電力を双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの入力側または出力側に加えることを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ用スナバ回路を提供し、第２には、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータに二次電池が接続されている場合において、前記再整流後の電力を二次電池の充電時には入力側に、放電時には出力側である二次電池側に加えることを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ用スナバ回路を提供する。
【００１９】
またさらに、この出願の発明は、第３には、スナバ回路を具備する双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであって、スナバ回路は、１個のコンデンサと２個のダイオードとを用いて倍電圧整流回路として構成され、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの双方向半導体スイッチ後段とＬＣフィルタ前段との間に挿入されており、当該スナバ回路によってＬＣフィルタのインダクタで発生するスパイク電力を再整流し、その電力を双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの入力側または出力側に加えることを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提供し、第４には、二次電池が接続されている場合において、前記再整流後の電力を二次電池の充電時には入力側に、放電時には出力側である二次電池側に加えることを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。
【００２０】
これらの特徴を有するこの出願の発明は、広範囲な入力電圧比の調整機能はそのままに、上記スパイク電力を低減して双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの変換効率を高めることができ、回生効率の向上、小型化、軽量化、低価格化を実現できる。
【００２１】
【発明の実施の形態】
図４（ａ）（ｂ）は、各々、図１中のスナバ回路（７）として従来公知のＲＣＤスナバ回路（７ａ）（７ｂ）を用いた場合の回路構成を例示したものであり、図５は、この出願の発明のスナバ回路（７０）およびそれを具備した双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（２）を例示したものである。
【００２２】
図４（ａ）におけるＲＣＤスナバ回路（７ａ）は、Ｃ６，Ｒ２回路定数を変えることにより、スナバ電力を図１の回路定数に比べて１／１０程度に低減することができる。この場合、図１のＲ２，Ｃ６のみのスナバ回路（７）に比べてスナバ電力損失はほぼ半減するが、それでもなお双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（２）としての全体の効率改善は十分とはいえない。
【００２３】
図４（ｂ）におけるＲＣＤスナバ回路（７ｂ）は、電力損失の改善の程度は図４（ａ）とほぼ同一であって、多少の経済効果は認められるが、これでも十分とはいえない。
【００２４】
そこで、図５に例示したように全く新しい発想によりなされたこの出願の発明を採用することで、図１及び図４（ａ）（ｂ）に比べて電力喪失の飛躍的な改善を実現することができる。
【００２５】
この出願の発明のスナバ回路（７０）は、１個のスナバコンデンサＣ６と二個のダイオードＤ１，Ｄ２とを用いて構成され、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（２）の双方向半導体スイッチＳ５，Ｓ６後段とＬＣフィルタ（８）前段との間に挿入されるのものである。より具体的には、まず、ダイオードＤ１，Ｄ２によりダイオード・ハーフブリッジ（７１）を構成し、それを双方向ＡＣ−ＤＣコンバータ（１）の出力端子または双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（２）の入力端子に接続する。スナバコンデンサＣ６は、その一端が双方向半導体スイッチＳ５，Ｓ６およびＬＣフィルタ（８）の間に接続され、他端がダイオード・ハーフブリッジ（７１）のダイオードＤ１，Ｄ２の共通接続端子に接続される。
【００２６】
このスナバ回路（７０）において、ＬＣフィルタ（８）のＬ７の両端に発生するスパイク電圧をスナバコンデンサＣ６を通してダイオードＤ１，Ｄ２の共通接続端子に導き、その出力を双方向ＡＣ−ＤＣコンバータ（１）の出力端子または双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（２）の入力端子に加え、スパイクエネルギーを充電時には入力側に、放電時には電池側に回生させる。これにより、スパイク電力を、ダイオードＤ１，Ｄ２の動作時損失とスナバコンデンサＣ６の誘電体損失のみとすることができ、残りのエネルギーを変換エネルギーの一部として活用することができることとなる。
【００２７】
図５からも明らかなように、このスナバ回路（７０）は、倍電圧整流回路として構成されているが、正および負のスパイクパルス発生回路における発生パルスをエネルギーとして、そのパルスの抑圧と直流電圧に変換することができるものであり、倍電圧整流スナバ回路と呼べる。そして、この倍電圧整流スナバ回路を新規に双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（２）に適用する結果、低損失・無損失スナバ回路として動作することを実証できた。
【００２８】
また、倍電圧整流回路は通常最低２個のコンデンサと２個のダイオードが必要であるが、元来この出願の発明の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータでは入出力回路の高周波バイパスコンデンサが付加されているので、正味の追加素子数はスナバコンデンサＣ６と２個のダイオードＤ１，Ｄ２のみでよく、少ない素子数で最大の効果を得ることができ、経済的でもある。なお、実際の回路では、電流制御用の抵抗やチョークコイルなどを付加する場合があり得ることは言うまでもない。
【００２９】
また、コンデンサＣ６の値を適切に選ぶことで、図３に示したスパイクパルス振幅をスナバ回路（７０）を付加しない場合のスパイク振幅の１／３〜１／４程度にまで低下させることができ、半導体スイッチ素子Ｓ５，Ｓ６の耐圧も従来に比べて格段に低くて済む。
【００３０】
またさらには、直流出力電流を多くとることも可能になり、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（２）自体の小型、経済化と高効率化に役立つ。
【００３１】
【発明の効果】
以上詳しく説明したとおり、この出願の発明によって、広範囲の入力電圧比を調整可能であることはもちろんのこと、スパイクパルスに起因する電力損失を低減することができ、回生効率に優れ、小型、軽量かつ経済的な、新しい双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ用スナバ回路および双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の交流スナバ回路（７）を用いた双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（２）と、双方向ＡＣ−ＤＣコンバータ（１）とを従属接続した電力回生型二次電池充放電装置の回路構成の一例を示した回路図である。
【図２】図１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（２）中の半導体スイッチＳ１〜Ｓ６の駆動パルス波形とＬＣフィルタ（７）の前後における位相制御波形を説明するための図である。
【図３】図１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（２）中の双方向半導体スイッチＳ５，Ｓ６の両端に発生するスパイク・パルスと入出力電流の大小関係を例示した図である。
【図４】（ａ）（ｂ）は、各々、図１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（２）中のスナバ回路（７）としての別の従来技術を例示した回路図である。
【図５】この出願の発明のスナバ回路（７０）およびそれを具備した双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（２）を例示した回路図である。
【符号の説明】
１　双方向ＡＣ−ＤＣコンバータ
２　双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ
３　二次電池
４　双方向ＡＣ−ＤＣコンバータ用スイッチ制御回路
５　双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ用スイッチ制御回路
６　双方向半導体スイッチブロック
７　スナバ回路
７ａ，７ｂ　ＲＣＤスナバ回路
７０　スナバ回路
７１　ダイオード・ハーフブリッジ
８　ＬＣフィルタ
Ｃ　コンデンサ
Ｌ　インダクタ
Ｒ　抵抗
Ｔ　高周波トランス
Ｓ　半導体スイッチ

Claims

双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ用のスナバ回路であって、１個のコンデンサと２個のダイオードとを用いて倍電圧整流回路として構成され、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの双方向半導体スイッチ後段とＬＣフィルタ前段との間に挿入されて、ＬＣフィルタのインダクタで発生するスパイク電力を再整流し、その電力を双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの入力側または出力側に加えることを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ用スナバ回路。
双方向ＤＣ−ＤＣコンバータに二次電池が接続されている場合において、前記再整流後の電力を二次電池の充電時には入力側に、放電時には出力側である二次電池側に加えることを特徴とする請求項１記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ用スナバ回路。
スナバ回路を具備する双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであって、スナバ回路は、１個のコンデンサと２個のダイオードとを用いて倍電圧整流回路として構成され、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの双方向半導体スイッチ後段とＬＣフィルタ前段との間に挿入されており、当該スナバ回路によってＬＣフィルタのインダクタで発生するスパイク電力を再整流し、その電力を双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの入力側または出力側に加えることを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
二次電池が接続されている場合において、前記再整流後の電力を二次電池の充電時には入力側に、放電時には出力側である二次電池側に加えることを特徴とする請求項３記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。