JP2020005462A - 電力変換装置の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】三相単相マトリックスコンバータ（ＭＣ）ＭＣ式ＤＡＢ型双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータを広い電圧範囲で運転する際に発生し得る力率の低下を抑制する。【解決手段】本発明による制御装置４は、トランス２０と、ＡＣ／ＤＣコンバータ３０と、マトリックスコンバータ１０と、リアクトルＬと、を有する電力変換装置１の制御装置であって、双方向スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎが同時にオンとなるモード、双方向スイッチ素子Ｓｖｐ，Ｓｖｎが同時にオンとなるモード、及び、双方向スイッチ素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎが同時にオンとなるモードのいずれか１つを各周期に１回以上実行するよう、マトリックスコンバータ１０を第１の周期で周期的に制御するよう構成される。【選択図】図１

Description

本発明は電力変換装置の制御装置に関し、特に、スイッチングによる転流を行う電力変換装置の制御装置に関する。

再生可能電源の大量導入に向けた電力系統の安定化のために蓄電池を用いる場合、電力系統と蓄電池の間に電力変換装置を使用することが多くなっている。この種の電力変換装置としては、現在、三相単相マトリックスコンバータ（ＭＣ）を適用した高周波絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータが注目されている（非特許文献１を参照）。これは双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータの一種であり、変換回数が少なく高効率化を達成できることや、電解コンデンサなしで構成でき、システムの小型化、長寿命化に有利であることから注目され、盛んに研究されている。

非特許文献１には、三相単相マトリックスコンバータを適用した高周波絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータの具体的な構成例として、三相単相マトリックスコンバータとフルブリッジ型のＡＣ／ＤＣコンバータとをトランスを挟んで相互に接続してなるＭＣ式デュアルアクティブブリッジ（ＤＡＢ）型双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータが開示されている。このＭＣ式ＤＡＢ型双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータは、トランスの漏れインダクタンスに起因するサージが発生しないことや、全半導体素子でソフトスイッチングが可能、大型の連系リアクトルが不要といった特徴があるため、小型化、高効率化、低コスト化などの観点で特に有利であると考えられている。ＭＣ式ＤＡＢ型双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータの具体的な制御方法としては、非特許文献１にも開示されているように、出力電力を位相シフト変調(ＰＳＭ：Phase Shift Modulation)によって制御する一方、マトリックスコンバータの出力電圧をパルス幅変調(ＰＷＭ：Pulse Width Modulation)によって制御し、その結果としてマトリックスコンバータの入力電流を正弦波状の波形に制御するという方法（以下、「ＰＳＭ＋ＰＷＭ法」という）が用いられる。

非特許文献２〜６には、ＤＣ／ＤＣコンバータに関して、広い電圧範囲で高効率運転を実現するための研究成果が開示されている。

繁内宏治、外４名、「マトリックスコンバータを適用した双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータの入力電流波形改善」、電気学会研究会資料、一般社団法人電気学会、２０１６年、Ｖｏｌ．ＳＰＣ−１６−１５３、ｐ．２５−３０ Ｆ．Ｋｒｉｓｍｅｒ、外２名、「広い動作電圧範囲を有する高電流デュアルアクティブブリッジの性能最適化(Performance Optimization of a High Current Dual Active Bridge with a Wide Operating Voltage Range)」、２００６年第３７回アメリカ電気電子工学会パワーエレクトロニクス専門家会議(Power Electronics Specialists Conference, 2006. PESC '06. 37th IEEE)、ｐ．１−７ Ｗ．Ｃｈｏｉ、外２名、「広帯域動作のためのデュアルアクティブブリッジ型コンバータの基本デューティ変調(Fundamental Duty Modulation of Dual-Active-Bridge Converter for Wide-Range Operation)」、アメリカ電気電子工学会会報（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．）、２０１６年６月、Ｖｏｌ．３１、Ｎｏ．６、ｐ．４０４８−４０６４ A. K. Jain、外１名、「デュアルアクティブブリッジのＰＷＭ制御：包括的な分析及び実験的検証(PWM Control of Dual Active Bridge; Comprehensive Analysis and Experimental Verification)」、アメリカ電気電子工学会会報（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．）、２０１１年４月、Ｖｏｌ．２６、Ｎｏ．４、ｐ．１２１５−１２２７ Ｇ．Ｇ．Ｏｇｇｉｅｒ、外２名、「ソフトスイッチングの下で全動作範囲においてデュアルアクティブブリッジＤＣ／ＤＣコンバータを動作させるための変調方法(Modulation Strategy to Operate the Dual Active Bridge DC-DC Converter Under Soft Switching in the Whole Operating Range)」、アメリカ電気電子工学会会報（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．）、２０１１年４月、Ｖｏｌ．２６，Ｎｏ．４、ｐ．１２２８−１２３６ Ｈ．Ｗｅｎ、外２名、「分散型電源用双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける非アクティブ電力損失の最小化(Nonactive Power Loss Minimization in a Bidirectional Isolated DC-DC Converter for Distributed Power Systems)」、アメリカ電気電子工学会会報（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．）、２０１４年１２月、Ｖｏｌ．６１、Ｎｏ．１２、ｐ．６８２２−６８３１

ところで、上記従来のＭＣ式ＤＡＢ型双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータには、広い電圧範囲で運転する際に、力率が低下するとともに、スイッチング損失が増大するという課題がある。

すなわち、上述したＰＳＭ＋ＰＷＭ法によれば、例えば二次側の電源電圧が低下したことによって一次側と二次側の電源電圧の比率が巻き数比と乖離した場合に、大きな循環電流がトランスを流れることになる。この循環電流は電力伝送に寄与しないため、力率が下がる。

また、ＭＣ式ＤＡＢ型双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータを構成する各半導体素子にはスナバキャパシタが並列に接続されており、これによりゼロ電圧スイッチング(ＺＶＳ：Zero Voltage Switching)が実現されているが、上記循環電流により電流の流れる向きが変化するとＺＶＳが成立しなくなり、スイッチング損失が増大する。

非特許文献２〜６には、ＭＣ式ＤＡＢ型双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータではなくＤＣ／ＤＣコンバータの例であるが、広い電圧範囲で高効率運転を実現するための技術が開示されている。

具体的に説明すると、まず非特許文献２には、三角波状のトランス電流を用いるＴＲＭ(TRiangular current mode Modulation)という技術が開示されている。この技術によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータの循環電流を最小化することができるが、一方で、ＺＶＳとゼロ電流スイッチング(ＺＣＳ：Zero Current Switching)が混在するという問題がある。なお、ＭＣ式ＤＡＢ型双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータにおけるＺＣＳのスイッチング損失低減効果は限定的である。これは、ＺＶＳではないスイッチングの際には、半導体素子と並行に接続されているスナバキャパシタの充放電損失が発生するためである。したがって、ＭＣ式ＤＡＢ型双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータにおいては、すべてのスイッチングにおいてＺＶＳを実現することが望ましい。

非特許文献３には、基本波を用いたＦＤＭ変調(Fundamental Duty Modulation)を用い、無効電力を最小化する変調法が開示されている。この方式は、あくまで基本波成分に限定した最小化を行うものであるため、非特許文献２に記載のＴＲＭより循環電流は大きくなる。しかし、ＴＲＭと異なりすべてのスイッチングにおいてＺＶＳが成立することから，多くの場合において、ＴＲＭより高効率になる。

非特許文献４には、デュアルアクティブブリッジの動作として想定できる様々な動作についての包括的な検討の結果が開示されている。その中には、トランス電流の最大値や実効値、ＺＶＳの成立範囲などの解析結果が含まれており、この解析結果に様々なパラメータを適用して最適化を行うことで最高効率の変調が実現される可能性があるが、解析結果に多くの場合分けと非線形性が含れているため、実装は困難であると考えられる。

非特許文献２〜４には、一次側と二次側の双方にゼロ電圧の期間を設けることが開示されている。これに対し、非特許文献５，６には、電圧の高い側の変換器のみにゼロ電圧の期間を設ける変調法が開示されている。特に非特許文献６では、ＺＶＳの成立範囲を解析し、その範囲で無効電力を最小化するという方法が用いられている。

しかしながら、非特許文献２〜６に開示されている技術はいずれもＤＣ／ＤＣコンバータに関するものであり、ＭＣ式ＤＡＢ型双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータの上記課題に関する記述はない。ＭＣ式ＤＡＢ型双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータには、（１）入力電流ひずみを低減するため、近似を用いないことが望ましい、（２）近似を用いないためには数値計算が必要であるが、計算コストのさらなる増加は望ましくない、という制約があるため、別のアプローチによる解決が必要とされていた。

したがって、本発明の目的の一つは、ＭＣ式ＤＡＢ型双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータを広い電圧範囲で運転する際に力率の低下を抑制できる電力変換装置の制御装置を提供することにある。

また、本発明の目的の他の一つは、ＭＣ式ＤＡＢ型双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータを広い電圧範囲で運転する際にスイッチング損失の増大を抑制できる電力変換装置の制御装置を提供することにある。

本発明の第１の側面による電力変換装置の制御装置は、互いに磁気結合する第１及び第２のコイルを有するトランスと、一端が直流電源の一端を構成する第５のノードに接続され、他端が前記第２のコイルの一端を構成する第３のノードに接続された第１の片方向スイッチ素子、一端が前記直流電源の他端を構成する第６のノードに接続され、他端が前記第３のノードに接続された第２の片方向スイッチ素子、一端が前記第５のノードに接続され、他端が前記第２のコイルの他端を構成する第４のノードに接続された第３の片方向スイッチ素子、及び、一端が前記第６のノードに接続され、他端が前記第４のノードに接続された第４の片方向スイッチ素子を有するＡＣ／ＤＣコンバータと、一端が三相交流の第１相に対応する第７のノードに接続され、他端が前記第１のコイルの一端を構成する第１のノードに接続された第１の双方向スイッチ素子、一端が前記三相交流の第２相に対応する第８のノードに接続され、他端が前記第１のノードに接続された第２の双方向スイッチ素子、一端が前記三相交流の第３相に対応する第９のノードに接続され、他端が前記第１のノードに接続された第３の双方向スイッチ素子、一端が前記第７のノードに接続され、他端が前記第１のコイルの他端を構成する第２のノードに接続された第４の双方向スイッチ素子、一端が前記第８のノードに接続され、他端が前記第２のノードに接続された第５の双方向スイッチ素子、及び、一端が前記第９のノードに接続され、他端が前記第２のノードに接続された第６の双方向スイッチ素子を有するマトリックスコンバータと、前記第１のノードと前記第１のコイルとの間に挿入されたリアクトルと、を有する電力変換装置の制御装置であって、前記第１及び第４の双方向スイッチ素子が同時にオンとなるモード、前記第２及び第５の双方向スイッチ素子が同時にオンとなるモード、及び、前記第３及び第６の双方向スイッチ素子が同時にオンとなるモードのいずれか１つを各周期に１回以上実行するよう、前記マトリックスコンバータを第１の周期で周期的に制御する、制御装置である。

本発明の第２の側面による電力変換装置の制御装置は、第１の側面による制御装置において、前記第１相の相電圧が前記第２相の相電圧より大きく、前記第２相の相電圧が前記第３相の相電圧より大きい場合に、前記各周期において、前記第３及び第６の双方向スイッチ素子が同時にオンとなる第１のモードと、前記第１及び第６の双方向スイッチ素子が同時にオンとなる第２のモードと、前記第２及び第６の双方向スイッチ素子が同時にオンとなる第３のモードと、前記第３及び第６の双方向スイッチ素子が同時にオンとなる第４のモードと、前記第３及び第４の双方向スイッチ素子が同時にオンとなる第５のモードと、前記第３及び第５の双方向スイッチ素子が同時にオンとなる第６のモードと、前記第３及び第６の双方向スイッチ素子が同時にオンとなる第７のモードとをこの順で実行するよう構成される、制御装置である。

本発明の第３の側面による電力変換装置の制御装置は、第２の側面による制御装置において、各周期の前半で前記第１及び第４の片方向スイッチ素子がオンとなり、各周期の後半で前記第２及び第３の片方向スイッチ素子をオンとなるよう、前記ＡＣ／ＤＣコンバータを前記第１の周期で周期的に制御する、制御装置である。

本発明の第４の側面による電力変換装置の制御装置は、第３の側面による制御装置において、前記第１のモードの継続時間は、前記ＡＣ／ＤＣコンバータ及び前記マトリックスコンバータそれぞれのスイッチングがゼロ電圧スイッチングとなるように決定される、制御装置である。

本発明の第５の側面による電力変換装置の制御装置は、第３の側面による制御装置において、前記リアクトルに流れる電流ｉ_Ｌの前記第２のモードの開始タイミングにおける値をＩ_Ｌ０、前記電流ｉ_Ｌの第１及び第４の片方向スイッチ素子がオンとなるタイミングにおける値をＩ_Ｌ３、前記第１のモードの継続時間をｄ_ｚ／２、前記マトリックスコンバータの制御周期と前記ＡＣ／ＤＣコンバータの制御周期の位相差をδとすると、前記ｄ_ｚは、δ＜ｄ_ｚ／２である場合に、−Ｉ_Ｌ０＝Ｉ_Ｌ３とすることによって得られる前記ｄ_ｚと前記δとの第１の関係に従って決定される、制御装置である。

本発明の第６の側面による電力変換装置の制御装置は、第５の側面による制御装置において、前記ｄ_ｚは、δ＞ｄ_ｚ／２である場合に、前記第１の関係とｄ_ｚ＝２δとの交点（δ_１，ｄ_ｚ１）と、前記電流ｉ_Ｌが最大になる点（δ_２，０）とを通る前記ｄ_ｚと前記δとの第２の関係に従って決定される、制御装置である。

本発明の第７の側面による電力変換装置の制御装置は、前記ｄ_ｚ及び前記δは、前記第１及び第２の関係に基づく二分法により決定される、制御装置である。

本発明の第１乃至第３の側面によれば、ＡＣ／ＤＣコンバータ側の出力電圧（二次側の電源電圧）が下がった場合の循環電流の上昇を抑制できるので、ＭＣ式ＤＡＢ型双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータを広い電圧範囲で運転する際に、力率の低下を抑制することが可能になる。

本発明の第４乃至第７の側面によれば、ＭＣ式ＤＡＢ型双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータを広い電圧範囲で運転する際に、力率低下の抑制に加えて、スイッチング損失の増大を抑制することが可能になる。

本実施の形態による電力変換装置１及びその制御装置４の構成を示す図である。 図１に示した電力変換装置１の高周波等価回路を示す図である。 力行時における電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗ，ｖ_ＭＣ，ｖ_ＩＮＶ、電流ｉ_ｅｕ，ｉ_ｅｖ，ｉ_ｅｗ，Ｉ_ｄｃ，ｉ_Ｌ、及び電流Ｉ_ｄｃの指令値Ｉ_ｄｃ ^＊（＝Ｐ^＊／Ｖ_ｄｃ）の各波形のシミュレーション結果を示す信号波形図である。 図３の一部（０．０１秒から０．０００１４秒分）の拡大図である。 ｎＶ_ｄｃ／ｅ_Ｍ＝０．２５の場合における電圧ｖ_ＭＣ，ｎｖ_ＩＮＶ及びリアクトル電流ｉ_Ｌの力行時の波形を模式的に示す信号波形図である。 ｎＶ_ｄｃ／ｅ_Ｍ＝０．５の場合における電圧ｖ_ＭＣ，ｎｖ_ＩＮＶ及びリアクトル電流ｉ_Ｌの力行時の波形を模式的に示す信号波形図である。 マトリックスコンバータ１０の制御の詳細を示す図である。 マトリックスコンバータ１０の制御の詳細を示す図である。 マトリックスコンバータ１０の制御の詳細を示す図である。 マトリックスコンバータ１０の制御の詳細を示す図である。 マトリックスコンバータ１０の制御の詳細を示す図である。 転流動作を開始する直前の状態における電流ｉ_Ｌがマイナスであった場合における、第１のモードＭＯＤＥ１から第２のモードＭＯＤＥ２への切り替えの際のスイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｗｐの状態を示す図である。 転流動作を開始する直前の状態における電流ｉ_Ｌがプラスであった場合における、第１のモードＭＯＤＥ１から第２のモードＭＯＤＥ２への切り替えの際のスイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｗｐの状態を示す図である。 （ａ）は、ｎＶ_ｄｃ／ｅ_Ｍ＝０．５の場合におけるδとｄ_ｚの関係を示す図であり、（ｂ）は、ｎＶ_ｄｃ／ｅ_Ｍ＝０．２５の場合におけるδとｄ_ｚの関係を示す図である。 （ａ）は、ｎＶ_ｄｃ／ｅ_Ｍ＝０．５の場合における電流Ｉ_ｄｃと高周波リンク力率λとの関係を示す図であり、（ｂ）は、ｎＶ_ｄｃ／ｅ_Ｍ＝０．２５の場合における電流Ｉ_ｄｃと高周波リンク力率λとの関係を示す図である。 制御装置４の機能ブロックを示す略ブロック図である。 演算部４０が行うδ，ｄ_ｍ，ｄ_ｚの算出処理を示す処理フロー図である。 （ａ）は、図３及び図４に示したシミュレーションにより得られたＶ_ｄｃ，Ｉ_ｄｃに対する力率特性（実施例）を示す図であり、（ｂ）は、図１９及び図２０に示したシミュレーションにより得られたＶ_ｄｃ，Ｉ_ｄｃに対する力率特性（比較例）を示す図である。 ｄ_ｚ＝０とした点以外は図３と同じ条件で、力行時における電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗ及び電流ｉ_ｅｕ，ｉ_ｅｖ，ｉ_ｅｗ，ｉ_Ｌ，ｉ_ｕの波形をシミュレーションした結果を示す信号波形図である。 ｄ_ｚ＝０とした点以外は図４と同じ条件で、力行時における電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗ及び電流ｉ_ｅｕ，ｉ_ｅｖ，ｉ_ｅｗ，ｉ_Ｌ，ｉ_ｕの波形をシミュレーションした結果を示す信号波形図である。

以下、添付図面を参照しながら、本発明の実施の形態について詳細に説明する。

図１は、本実施の形態による電力変換装置１及びその制御装置４の構成を示す図である。同図に示すように、本実施の形態による電力変換装置１は、三相単相マトリックスコンバータ１０と、トランス２０と、フルブリッジ型のＡＣ／ＤＣコンバータ３０と、保護回路３５とを有するＭＣ式ＤＡＢ型双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータである。マトリックスコンバータ１０、トランス２０、及びＡＣ／ＤＣコンバータ３０は、系統電源２と負荷３の間にこの順で接続される。以下では、系統電源２に接続されるマトリックスコンバータ１０の３つの端部をそれぞれ第７のノードｎ_７、第８のノードｎ_８、第９のノードｎ_９と称し、トランス２０に接続されるマトリックスコンバータ１０の２つの端部をそれぞれ第１のノードｎ_１、第２のノードｎ_２と称し、トランス２０に接続されるＡＣ／ＤＣコンバータ３０の２つの端部をそれぞれ第３のノードｎ_３、第４のノードｎ_４と称し、負荷３に接続されるＡＣ／ＤＣコンバータ３０の２つの端部をそれぞれ第５のノードｎ_５、第６のノードｎ_６と称する。また、第２のノードｎ_２の電圧に対する第１のノードｎ_１の電圧を電圧ｖ_ＭＣと称し、第４のノードｎ_４の電圧に対する第３のノードｎ_３の電圧を電圧ｖ_ＩＮＶと称する。

トランス２０は、互いに磁気結合する２つのコイル２０ａ，２０ｂ（第１及び第２のコイル）を有して構成される。コイル２０ａ，２０ｂの巻き数はそれぞれＮ_Ｐ及びＮ_Ｓであり、コイル２０ａ，２０ｂの巻き数比ｎは、ｎ＝Ｎ_Ｐ／Ｎ_Ｓとなる。コイル２０ａの一端はリアクトルＬを介して第１のノードｎ_１でマトリックスコンバータ１０に接続され、コイル２０ａの他端は第２のノードｎ_２でマトリックスコンバータ１０に接続される。コイル２０ｂの一端は第３のノードｎ_３でＡＣ／ＤＣコンバータ３０に接続され、コイル２０ｂの他端は第４のノードｎ_４でＡＣ／ＤＣコンバータ３０に接続される。以下では、リアクトルＬを流れる電流をリアクトル電流ｉ_Ｌと称する。リアクトル電流ｉ_Ｌの向きについては、第１のノードｎ_１から第２のノードｎ_２に向かう方向をプラス方向とし、その逆をマイナス方向とする。リアクトル電流ｉ_Ｌは、電圧ｖ_ＭＣ，ｎｖ_ＩＮＶを用いると、次の式（１）のように時間ｔの関数で表される。

ＡＣ／ＤＣコンバータ３０は、単相交流電圧（コイル２０ｂ側）と直流電圧（負荷３側）とを相互に変換する装置である。負荷３は、例えば蓄電池やハイブリッドカーのモーターを駆動するための電力変換器であり、電力変換装置１から供給される直流電力によって動作する（充電される）場合（力行）と、逆に電力変換装置１に対して直流電力を供給する場合（回生）とがある。負荷３の一端は第５のノードｎ_５でＡＣ／ＤＣコンバータ３０に接続され、負荷３の他端は第６のノードｎ_６でＡＣ／ＤＣコンバータ３０に接続される。以下では、第６のノードｎ_６の電圧に対する第５のノードｎ_５の電圧を電圧Ｖ_ｄｃと称し、第５のノードｎ_５から負荷３に向かって流れる電流を電流Ｉ_ｄｃと称する。

ＡＣ／ＤＣコンバータ３０は、一端が第５のノードｎ_５に接続され、他端が第３のノードｎ_３に接続されたスイッチ素子Ｇ_１（第１の片方向スイッチ素子）と、一端が第６のノードｎ_６に接続され、他端が第３のノードｎ_３に接続されたスイッチ素子Ｇ_２（第２の片方向スイッチ素子）と、一端が第５のノードｎ_５に接続され、他端が第４のノードｎ_４に接続されたスイッチ素子Ｇ_３（第３の片方向スイッチ素子）と、一端が第６のノードｎ_６に接続され、他端が第４のノードｎ_４に接続されたスイッチ素子Ｇ_４（第４の片方向スイッチ素子）と、一端が第５のノードｎ_５に接続され、他端が第６のノードｎ_６に接続されたキャパシタＣ１とを有して構成される。

スイッチ素子Ｇ_１〜Ｇ_４はそれぞれ、例えばＭＯＳＦＥＴ(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)やＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)などの半導体素子と、この半導体素子と並列に接続されたダイオード及びスナバキャパシタとを含んで構成される片方向スイッチである。なお、スナバキャパシタは、半導体素子の寄生容量であってもよいし、独立した容量素子であってもよい。スイッチ素子Ｇ_１は、ダイオードのアノードが第３のノードｎ_３に接続されるように回路に組み込まれ、スイッチ素子Ｇ_２は、ダイオードのカソードが第３のノードｎ_３に接続されるように回路に組み込まれ、スイッチ素子Ｇ_３は、ダイオードのアノードが第４のノードｎ_４に接続されるように回路に組み込まれ、スイッチ素子Ｇ_４は、ダイオードのカソードが第４のノードｎ_４に接続されるように回路に組み込まれる。

スイッチ素子Ｇ_１〜Ｇ_４を構成する半導体素子の制御電極のそれぞれには、制御装置４から個別の制御信号が供給される。各制御信号は、それぞれハイ又はローいずれかの値を取る信号である。制御装置４は、これらの制御信号の値を個別に制御することにより、スイッチ素子Ｇ_１〜Ｇ_４それぞれのオンオフ状態を個別に制御する。

マトリックスコンバータ１０は、三相交流電圧（系統電源２側）と単相交流電圧（コイル２０ａ側）とを相互に変換する装置である。系統電源２は、互いに２π／３ずつ位相のずれた正弦波信号によって表される交流電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗを生成する三相交流電源であり、例えば商用電源である。交流電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗを数式で表すと、次の式（２）のようになる。ただし、Ｅは入力線間電圧実効値（定数）であり、ωｔは入力電圧の位相角（定数）である。

図１に示すように、ｕ相（第１相）に対応する交流電圧ｅ_ｕに対応する系統電源２の出力端は第７のノードｎ_７でマトリックスコンバータ１０に接続され、ｖ相（第２相）に対応する交流電圧ｅ_ｖに対応する系統電源２の出力端は第８のノードｎ_８でマトリックスコンバータ１０に接続され、ｗ相（第３相）に対応する交流電圧ｅ_ｗに対応する系統電源２の出力端は第９のノードｎ_９でマトリックスコンバータ１０に接続される。以下では、第７乃至第９のノードｎ_７〜ｎ_９を流れる電流をそれぞれ電流ｉ_ｅｕ，ｉ_ｅｖ，ｉ_ｅｗと称する。

マトリックスコンバータ１０は、一端が第７のノードｎ_７に接続され、他端が第１のノードｎ_１に接続されたスイッチ素子Ｓ_ｕｐ（第１の双方向スイッチ素子）と、一端が第８のノードｎ_８に接続され、他端が第１のノードｎ_１に接続されたスイッチ素子Ｓ_ｖｐ（第２の双方向スイッチ素子）と、一端が第９のノードｎ_９に接続され、他端が第１のノードｎ_１に接続されたスイッチ素子Ｓ_ｗｐ（第３の双方向スイッチ素子）と、一端が第７のノードｎ_７に接続され、他端が第２のノードｎ_２に接続されたスイッチ素子Ｓ_ｕｎ（第４の双方向スイッチ素子）と、一端が第８のノードｎ_８に接続され、他端が第２のノードｎ_２に接続されたスイッチ素子Ｓ_ｖｎ（第５の双方向スイッチ素子）と、一端が第９のノードｎ_９に接続され、他端が第２のノードｎ_２に接続されたスイッチ素子Ｓ_ｗｎ（第６の双方向スイッチ素子）と、交流リアクトルＬｆと、ダンピング抵抗Ｒｆと、入力キャパシタＣｆとを有して構成される。

交流リアクトルＬｆは、第７のノードｎ_７とスイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｕｎの接続点である第１０のノードｎ_１０との間に挿入されたインダクタと、第８のノードｎ_８とスイッチ素子Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｖｎの接続点である第１１のノードｎ_１１との間に挿入されたインダクタと、第９のノードｎ_９とスイッチ素子Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｗｎの接続点である第１２のノードｎ_１２との間に挿入されたインダクタとによって構成される。ダンピング抵抗Ｒｆは、これらのインダクタのそれぞれと並列に接続された３つの抵抗素子によって構成される。入力キャパシタＣｆは、デルタ結線又はスター結線によって互いに接続された３つのキャパシタによって構成されており、その３つの接続点はそれぞれ第１０乃至第１２のノードｎ_１０〜ｎ_１２に接続される。以下では、第１０乃至第１２のノードｎ_１０〜ｎ_１２を流れる電流をそれぞれ電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗと称する。

スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎはそれぞれ、直列に接続された２つのスイッチ素子を含んで構成される双方向スイッチである。具体的には、スイッチ素子Ｓ_ｕｐは、直列に接続されたスイッチ素子Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｕｐと、これらと並列に接続されたスナバキャパシタとによって構成される。また、スイッチ素子Ｓ_ｖｐは、直列に接続されたスイッチ素子Ｇ_ｐｖ，Ｇ_ｖｐと、これらと並列に接続されたスナバキャパシタとによって構成され、スイッチ素子Ｓ_ｗｐは、直列に接続されたスイッチ素子Ｇ_ｐｗ，Ｇ_ｗｐと、これらと並列に接続されたスナバキャパシタとによって構成され、スイッチ素子Ｓ_ｕｎは、直列に接続されたスイッチ素子Ｇ_ｎｕ，Ｇ_ｕｎと、これらと並列に接続されたスナバキャパシタとによって構成され、スイッチ素子Ｓ_ｖｎは、直列に接続されたスイッチ素子Ｇ_ｎｖ，Ｇ_ｖｎと、これらと並列に接続されたスナバキャパシタとによって構成され、スイッチ素子Ｓ_ｗｎは、直列に接続されたスイッチ素子Ｇ_ｎｗ，Ｇ_ｗｎと、これらと並列に接続されたスナバキャパシタとによって構成される。これらスイッチ素子Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｐｖ，Ｇ_ｖｐ，Ｇ_ｐｗ，Ｇ_ｗｐ，Ｇ_ｎｕ，Ｇ_ｕｎ，Ｇ_ｎｖ，Ｇ_ｖｎ，Ｇ_ｎｗ，Ｇ_ｗｎはそれぞれ、例えばＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどの半導体素子と、この半導体素子と並列に接続されたダイオードとを含んで構成される片方向スイッチである。

スイッチ素子Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｕｐは、第１のノードｎ_１と第１０のノードｎ_１０との間にこの順で、かつ、それぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続される。スイッチ素子Ｇ_ｐｖ，Ｇ_ｖｐは、第１のノードｎ_１と第１１のノードｎ_１１との間にこの順で、かつ、それぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続される。スイッチ素子Ｇ_ｐｗ，Ｇ_ｗｐは、第１のノードｎ_１と第１２のノードｎ_１２との間にこの順で、かつ、それぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続される。スイッチ素子Ｇ_ｎｕ，Ｇ_ｕｎは、第２のノードｎ_２と第１０のノードｎ_１０との間にこの順で、かつ、それぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続される。スイッチ素子Ｇ_ｎｖ，Ｇ_ｖｎは、第２のノードｎ_２と第１１のノードｎ_１１との間にこの順で、かつ、それぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続される。スイッチ素子Ｇ_ｎｗ，Ｇ_ｗｎは、第２のノードｎ_２と第１２のノードｎ_１２との間にこの順で、かつ、それぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続される。なお、双方向スイッチを構成する２つのスイッチ素子の接続について、ここではそれぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続されるとしたが、それぞれのダイオードのカソードが相互に接続される向きで接続されることとしてもよい。

スイッチ素子Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｐｖ，Ｇ_ｖｐ，Ｇ_ｐｗ，Ｇ_ｗｐ，Ｇ_ｎｕ，Ｇ_ｕｎ，Ｇ_ｎｖ，Ｇ_ｖｎ，Ｇ_ｎｗ，Ｇ_ｗｎを構成する半導体素子の制御電極のそれぞれには、制御装置４から個別の制御信号が供給される。各制御信号は、それぞれハイ又はローいずれかの値を取る信号である。制御装置４は、これらの制御信号の値を個別に制御することにより、スイッチ素子Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｐｖ，Ｇ_ｖｐ，Ｇ_ｐｗ，Ｇ_ｗｐ，Ｇ_ｎｕ，Ｇ_ｕｎ，Ｇ_ｎｖ，Ｇ_ｖｎ，Ｇ_ｎｗ，Ｇ_ｗｎそれぞれのオンオフ状態を個別に制御する。

保護回路３５は、転流失敗時のリアクトル電流ｉ_Ｌを吸収するための回路であり、フルブリッジ接続された４つのダイオードからなる整流回路と、この整流回路と並列に接続された平滑コンデンサ及び負荷とによって構成される。負荷の両端電圧はＶ_ｐである。整流回路の２つの入力端はそれぞれ、第１のノードｎ_１及び第２のノードｎ_２に接続される。

図２は、電力変換装置１の高周波等価回路を示す図である。同図に示すように、電力変換装置１は、高周波数で動作する場合においては、電圧ｖ_ＭＣを出力する電源回路と、電圧ｎｖ_ＩＮＶを出力する電源回路とがリアクトルＬを挟んで直列に接続された回路と等価である。

図１に戻り、制御装置４は、外部から供給される電力指令値Ｐ^＊及び力率角指令値α^＊と、電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗ，Ｖ_ｄｃの各値とに基づき、スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎ，Ｇ_１〜Ｇ_４それぞれのオンオフ状態を制御する装置である。制御装置４がこの制御を行うことにより、電力指令値Ｐ^＊により指定された電力を力率角指令値α^＊により指定された力率角で、系統電源２から負荷３に対し（力行の場合）、又は、負荷３から系統電源２に対し（回生の場合）、伝送することが実現される。力行時と回生時のそれぞれにおける制御装置４の動作は、後述する位相差δの符号が入れ替わることのほかは、基本的に同一である。そこで以下では、力行時に着目して説明を続ける。

図３は、力行時における電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗ，ｖ_ＭＣ，ｖ_ＩＮＶ、電流ｉ_ｅｕ，ｉ_ｅｖ，ｉ_ｅｗ，Ｉ_ｄｃ，ｉ_Ｌ、及び電流Ｉ_ｄｃの指令値Ｉ_ｄｃ ^＊（＝Ｐ^＊／Ｖ_ｄｃ）の各波形のシミュレーション結果を示す信号波形図である。詳しいシミュレーション条件は、表１に記載したとおりである。図３には、電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗによって表される三相交流の１周期分を示している。図４は、図３の一部（０．０１秒から０．０００１４秒分）の拡大図である。

三相交流の１周期は、電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗの位相に応じて、図３に示すように１２個の空間Ｉ〜ＸＩＩに分けることができる。具体的には、電圧ｅ_ｕの位相が０以上π／６未満である空間Ｉ、π／６以上π／３未満である空間ＩＩ、π／３以上π／２未満である空間ＩＩＩ、π／２以上２π／３未満である空間ＩＶ、２π／３以上５π／６未満である空間Ｖ、５π／６以上π未満である空間ＶＩ、π以上７π／６未満である空間ＶＩＩ、７π／６以上４π／３未満である空間ＶＩＩＩ、４π／３以上３π／２未満である空間ＩＸ、３π／２以上５π／３未満である空間Ｘ、５π／３以上１１π／６未満である空間ＸＩ、１１π／６以上２π未満である空間ＸＩＩに分けることができる。図４に示した波形は、このうち空間ＩＶの一部に相当する。

空間Ｉ〜ＸＩＩそれぞれにおける制御装置４の動作は、電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗの大小関係に応じて制御対象となるスイッチ素子が入れ替わること、及び、電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗのうち中間の値を取るものの符号に応じて出力電圧が変わる場合があることのほかは、基本的に同一である。そこで以下では、空間ＩＶ（ｅ_ｕ＞ｅ_ｖ＞ｅ_ｗ）に着目して説明を続ける。

図５及び図６はそれぞれ、電圧ｖ_ＭＣ，ｎｖ_ＩＮＶ及びリアクトル電流ｉ_Ｌの力行時の波形を模式的に示す信号波形図である。図５には、図１に示した電圧Ｖ_ｄｃの値が相対的に小さい例（具体的には、ｎＶ_ｄｃ／ｅ_Ｍ＝０．２５）を示し、図６には、図１に示した電圧Ｖ_ｄｃの値が相対的に大きい例（具体的には、ｎＶ_ｄｃ／ｅ_Ｍ＝０．５）を示している。なお、図５及び図６に示した電圧ｅ_Ｍ及びｅ_ｍは、それぞれ次の式（３）（４）により表される。ただし、式（３）に示した電流ｉ_ｖ ^＊は電流ｉ_ｖの指令値である。電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの指令値ｉ_ｕ ^＊，ｉ_ｖ ^＊，ｉ_ｗ ^＊は、式（５）によって表される。

図５を参照しながら制御装置４の動作の概要を説明すると、制御装置４はまず、マトリックスコンバータ１０を周期Ｔ（第１の周期）で周期的に制御するよう構成される。図５に示した時刻ｔ_１はこの制御周期の始期に対応し、時刻ｔ_１０は終期に対応している。マトリックスコンバータ１０の制御の詳細については、後述する。

また、制御装置４は、ＡＣ／ＤＣコンバータ３０についても、同じ周期Ｔ（第１の周期）で周期的に制御するよう構成される。図５に示した時刻ｔ_２はこの制御周期の始期に対応し、時刻ｔ_１１は終期に対応している。具体的に説明すると、制御装置４は、各周期の前半でスイッチＧ１，Ｇ４をオン、スイッチＧ２，Ｇ３をオンとし、各周期の後半でスイッチＧ２，Ｇ３をオン、スイッチＧ１，Ｇ４をオンとするよう構成される。したがって、電圧ｎｖ_ｉｎｖの値は、図５に示すように、各周期の前半でｎＶ_ｄｃとなり、各周期の後半で−ｎＶ_ｄｃとなる。なお、以下の説明では、マトリックスコンバータ１０の制御周期の始期から、その後に初めて到来するＡＣ／ＤＣコンバータ３０の制御周期の始期までの経過時間長を位相差δと称する。

図７〜図１１は、マトリックスコンバータ１０の制御の詳細を示す図である。同図に示した矢印付きの破線は、電流ｉ_Ｌの経路と向きを表している。以下、図５とともにこれらの図も参照しながら、マトリックスコンバータ１０の制御について詳細に説明する。なお、実際には各スイッチ素子のオンオフの切り替えを行う際に転流動作が行われるが、ここでは転流動作を無視して説明する。転流動作については、後ほど図１２及び図１３を参照して詳しく説明する。

まず図５に示すように、制御装置４は、各周期において、第１のモードＭＯＤＥ１から第７のモードＭＯＤＥ７までの７つのモードを順次実行することにより、マトリックスコンバータ１０の制御を行うよう構成される。第１のモードＭＯＤＥ１及び第７のモードＭＯＤＥ７の継続時間（デューティー）は互いに同一であり、以下では、この継続時間をｄ_ｚ／２と表記する。第４のモードＭＯＤＥ４の継続時間は第１のモードＭＯＤＥ１及び第７のモードＭＯＤＥ７の継続時間の２倍（＝ｄ_ｚ）である。第３のモードＭＯＤＥ３及び第６のモードＭＯＤＥ７の継続時間も互いに同一であり、以下では、この継続時間をｄ_ｍと表記する。第２のモードＭＯＤＥ２及び第５のモードＭＯＤＥ５の継続時間も互いに同一（＝Ｔ／２−ｄ_ｚ−ｄ_ｍ）である。図５の例ではδ＜ｄ_ｚ／２であり、第１のモードＭＯＤＥ１の実行中にＡＣ／ＤＣコンバータ３０の制御周期の始期が到来する。

図７（ａ）には、第１のモードＭＯＤＥ１の始期である時刻ｔ_１における各スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎの状態を示している。また、図７（ｂ）には、ＡＣ／ＤＣコンバータ３０の制御周期の始期である時刻ｔ_２における各スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎの状態を示している。これらの図に示すように、第１のモードＭＯＤＥ１においては、制御装置４は、スイッチ素子Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｗｎをオンとし、その他のスイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎをオフとする。これにより、第１のノードｎ_１と第２のノードｎ_２との間が短絡されるので、リアクトルＬは電圧ｎｖ_ＩＮＶのみが印加された状態となる。そして、時刻ｔ_１〜時刻ｔ_２ではｎｖ_ＩＮＶ＝−ｎＶ_ｄｃであることから、図５に示すように、電流ｉ_Ｌは増加する方向に変化する。一方、時刻ｔ_２〜時刻ｔ_３ではｎｖ_ＩＮＶ＝ｎＶ_ｄｃであることから、図５に示すように、電流ｉ_Ｌは減少する方向に変化する。

図８（ａ）には、第２のモードＭＯＤＥ２の始期である時刻ｔ_３における各スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎの状態を示している。同図に示すように、第２のモードＭＯＤＥ２においては、制御装置４は、スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｗｎをオンとし、その他のスイッチ素子Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎをオフとする。これにより、第１のノードｎ_１と第２のノードｎ_２との間に電圧ｅ_Ｍが印加されるので、リアクトルＬは電圧ｅ_Ｍ−ｎｖ_ＩＮＶが印加された状態となる。そして、時刻ｔ_３〜時刻ｔ_４ではｎｖ_ＩＮＶ＝ｎＶ_ｄｃであるが、一般に電圧ｅ_Ｍは電圧ｎＶ_ｄｃより大きい値に設定される（ｅ_Ｍ＞ｎＶ_ｄｃ）ので、図５に示すように、電流ｉ_Ｌは増加する方向に変化する。

図８（ｂ）には、第３のモードＭＯＤＥ３の始期である時刻ｔ_４における各スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎの状態を示している。同図に示すように、第３のモードＭＯＤＥ３においては、制御装置４は、スイッチ素子Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｎをオンとし、その他のスイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎをオフとする。これにより、第１のノードｎ_１と第２のノードｎ_２との間に電圧ｅ_ｍが印加されるので、リアクトルＬは電圧ｅ_ｍ−ｎｖ_ＩＮＶが印加された状態となる。そして、時刻ｔ_４〜時刻ｔ_５ではｎｖ_ＩＮＶ＝ｎＶ_ｄｃであるが、一般に電圧ｅ_ｍも電圧ｎＶ_ｄｃより大きい値に設定される（ｅ_ｍ＞ｎＶ_ｄｃ）ので、図５に示すように、電流ｉ_Ｌは増加する方向に変化する。ただし、電圧ｅ_ｍは電圧ｅ_Ｍより小さい値になる（ｅ_Ｍ＞ｅ_ｍ）ので、電流ｉ_Ｌの増加率は、図５に示すように時刻ｔ_３〜時刻ｔ_４での増加率に比べて小さくなる。

図９（ａ）には、第４のモードＭＯＤＥ４の始期である時刻ｔ_５における各スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎの状態を示している。また、図９（ｂ）には、スイッチ素子Ｇ_１〜Ｇ_４の切り替えタイミングである時刻ｔ_６（ｔ_６−ｔ_２＝Ｔ／２）における各スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎの状態を示している。これらの図に示すように、第４のモードＭＯＤＥ４においては、制御装置４は、スイッチ素子Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｗｎをオンとし、その他のスイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎをオフとする。これは、第１のモードＭＯＤＥ１と同じ状態である。したがって、第１のノードｎ_１と第２のノードｎ_２との間が短絡されるので、リアクトルＬは電圧ｎｖ_ＩＮＶのみが印加された状態となる。そして、時刻ｔ_５〜時刻ｔ_６ではｎｖ_ＩＮＶ＝ｎＶ_ｄｃであることから、図５に示すように、電流ｉ_Ｌは減少する方向に変化する。一方、時刻ｔ_６〜時刻ｔ_７ではｎｖ_ＩＮＶ＝−ｎＶ_ｄｃであることから、図５に示すように、電流ｉ_Ｌは増加する方向に変化する。

図１０（ａ）には、第５のモードＭＯＤＥ５の始期である時刻ｔ_７における各スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎの状態を示している。同図に示すように、第５のモードＭＯＤＥ５においては、制御装置４は、スイッチ素子Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎをオンとし、その他のスイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎをオフとする。これにより、第１のノードｎ_１と第２のノードｎ_２との間に電圧−ｅ_Ｍが印加されるので、リアクトルＬは電圧−ｅ_Ｍ−ｎｖ_ＩＮＶが印加された状態となる。そして、時刻ｔ_７〜時刻ｔ_８ではｎｖ_ＩＮＶ＝−ｎＶ_ｄｃであるので、上記したようにｅ_Ｍ＞ｎＶ_ｄｃが成り立つとすると、図５に示すように、電流ｉ_Ｌは減少する方向に変化する。

図１０（ｂ）には、第６のモードＭＯＤＥ６の始期である時刻ｔ_８における各スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎの状態を示している。同図に示すように、第６のモードＭＯＤＥ６においては、制御装置４は、スイッチ素子Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｖｎをオンとし、その他のスイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｗｎをオフとする。これにより、第１のノードｎ_１と第２のノードｎ_２との間に電圧−ｅ_ｍが印加されるので、リアクトルＬは電圧−ｅ_ｍ−ｎｖ_ＩＮＶが印加された状態となる。そして、時刻ｔ_８〜時刻ｔ_９ではｎｖ_ＩＮＶ＝−ｎＶ_ｄｃであるので、上記したようにｅ_ｍ＞ｎＶ_ｄｃが成り立つとすると、図５に示すように、電流ｉ_Ｌは減少する方向に変化する。ただし、上記したようにｅ_Ｍ＞ｅ_ｍが成り立つので、電流ｉ_Ｌの減少率は、図５に示すように時刻ｔ_７〜時刻ｔ_８での減少率に比べて小さくなる。

図１１には、第７のモードＭＯＤＥ７の始期である時刻ｔ_９における各スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎの状態を示している。同図に示すように、第７のモードＭＯＤＥ７においては、制御装置４は、スイッチ素子Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｗｎをオンとし、その他のスイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎをオフとする。これは、第１のモードＭＯＤＥ１と同じ状態である。したがって、第１のノードｎ_１と第２のノードｎ_２との間が短絡されるので、リアクトルＬは電圧ｎｖ_ＩＮＶのみが印加された状態となる。そして、時刻ｔ_９〜時刻ｔ_１０ではｎｖ_ＩＮＶ＝−ｎＶ_ｄｃであることから、図５に示すように、電流ｉ_Ｌは増加する方向に変化する。

ここまでで説明したように、本実施の形態においては、スイッチ素子Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｗｎが同時にオンとなるモード（すなわちＶ_ＭＣ＝０となるモード。具体的には、第１、第４、第７のモードＭＯＤＥ１，ＭＯＤＥ４，ＭＯＤＥ７）を各周期に１回以上実施しているので、ＡＣ／ＤＣコンバータ３０側の出力電圧ｎＶ_ｄｃが下がった場合の循環電流の上昇を抑制できる。したがって、電力変換装置１を広い電圧範囲で運転する際に、力率の低下を抑制することが可能になる。

なお、制御装置４が以上のような制御を行った結果として得られる伝送電力Ｐ及び電流ｉ_ｖそれぞれの一周期平均値を式（１）と図２の等価回路とを用いて求めると、次の式（６）及び式（７）となる。ただし、式（６）中のＰ_１は、式（８）のとおりである。また、ｆは高周波リンク周波数である。

次に、スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎのオンオフの切り替えの際に実施される転流動作について説明する。

スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎのオンオフの切り替えは、必ず、スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎのいずれか１つを転流元とし、スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎのいずれか他の１つを転流先として実行される。そして、制御装置４は、転流元の双方向スイッチ素子を構成する２つのスイッチ素子のうちの１つをオフ、転流先の双方向スイッチ素子を構成する２つのスイッチ素子のうちの１つをオン、転流元の双方向スイッチ素子を構成する２つのスイッチ素子のうちの残る１つをオフ、転流先の双方向スイッチ素子を構成する２つのスイッチ素子のうちの残る１つをオン、という順序で転流動作を実行する。転流元の双方向スイッチ素子を構成する２つのスイッチ素子のうち先にオフとなるスイッチ素子は、オフとなった後も、そのスイッチ素子と並列に配置されるダイオード経由で電流ｉ_Ｌを流すことができるよう、転流動作開始時の電流ｉ_Ｌの向きに応じて選択される。同様に、転流先の双方向スイッチ素子を構成する２つのスイッチ素子のうち先にオンとなるスイッチ素子は、もう１つのスイッチ素子をオンにしなくても、そのもう１つのスイッチ素子と並列に配置されるダイオード経由で電流ｉ_Ｌを流すことができるよう、こちらも転流開始時の電流ｉ_Ｌの向きに応じて選択される。

図１２及び図１３はそれぞれ、上述した第１のモードＭＯＤＥ１から第２のモードＭＯＤＥ２への切り替えの際のスイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｗｐの状態を示す図である。この場合、スイッチ素子Ｓ_ｗｐが転流元、スイッチ素子Ｓ_ｕｐが転流先となる。転流動作と特に関係しない他のスイッチ素子Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎについては、図示を省略している。

図１２には、転流動作を開始する直前の状態（図１２（ａ）に示す状態）における電流ｉ_Ｌがマイナスであった場合を示している。この場合の制御装置４はまず、図１２（ｂ）に示すように転流元のスイッチ素子Ｇ_ｐｗをオフにする。電流ｉ_Ｌはその後、スイッチ素子Ｇ_ｐｗ内のダイオードを経由し、それまでと同様に流れる。

次に制御装置４は、図１２（ｃ）に示すように転流先のスイッチ素子Ｇ_ｕｐをオンにする。ここで、スイッチ素子Ｓ_ｗｐ内のスナバキャパシタには、リアクトルＬ側の電極をマイナスとする電荷が事前に蓄積されている。この電荷によるブロック作用のためにスイッチ素子Ｇ_ｕｐの両端には電圧がかからないので、スイッチ素子Ｇ_ｕｐのオン動作はいわゆるソフトターンオンとなってＺＶＳが成立する。

次に制御装置４は、図１２（ｄ）に示すように転流元のスイッチ素子Ｇ_ｗｐをオフにする。この場合、スイッチ素子Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｐ内のスナバキャパシタによりスイッチ素子Ｇ_ｗｐの両端の電圧上昇が緩和されるので、スイッチ素子Ｇ_ｗｐのオフ動作はいわゆるソフトターンオフとなってＺＶＳが成立する。スイッチ素子Ｇ_ｗｐがオフになった後、スナバキャパシタに蓄積されている電荷が放電され、放電が終了した段階で、図１２（ｅ）に示すようにスイッチ素子Ｇ_ｕｐに電流が流れ始める。

最後に制御装置４は、図１２（ｆ）に示すように転流先のスイッチ素子Ｇ_ｐｕをオンにする。これで転流動作が完了する。

図１３には、転流動作を開始する直前の状態（図１３（ａ）に示す状態）における電流ｉ_Ｌがプラスであった場合を示している。この場合の制御装置４はまず、図１３（ｂ）に示すように転流元のスイッチ素子Ｇ_ｗｐをオフにする。スイッチ素子Ｇ_ｐｗではなくスイッチ素子Ｇ_ｗｐをオフにするのは、そうしないとスイッチ素子Ｓ_ｗｐ内を電流が流れなくなってしまうからである。スイッチ素子Ｇ_ｗｐがオフになった後の電流ｉ_Ｌは、スイッチ素子Ｇ_ｗｐ内のダイオードを経由し、それまでと同様に流れる。

次に制御装置４は、図１３（ｃ）に示すように転流先のスイッチ素子Ｇ_ｐｕをオンにする。この場合、スイッチ素子Ｇ_ｐｕのオンと同時に電流ｉ_Ｌの転流が発生するため、スイッチ素子Ｇ_ｐｕのオン動作はいわゆるハードターンオンとなってＺＶＳが成立しなくなる。

次に制御装置４は、図１３（ｄ）に示すように転流元のスイッチ素子Ｇ_ｐｗをオフにする。この時点で電流ｉ_Ｌは既に転流しているので、このオフ動作はいわゆるソフトターンオンとなってＺＶＳが成立する。

最後に制御装置４は、図１３（ｅ）に示すように転流先のスイッチ素子Ｇ_ｕｐをオンにする。これで転流動作が完了する。

以上がマトリックスコンバータ１０における転流動作であるが、このような転流動作が行われるのは、各スイッチ素子の切り替えに一定の時間がかかるため、転流時に電源の短絡やインダクタの電流の遮断が起きるおそれがあるからである。上記の転流動作を実施することにより、このような事態の発生を防止することが可能になる。同様の事態はＡＣ／ＤＣコンバータ３０においても起こり得るので、制御装置４は、ＡＣ／ＤＣコンバータ３０においても転流動作を実行する。具体的には、スイッチ素子Ｇ_１〜Ｇ_４のオンオフを切り替えるときに、一定時間、スイッチ素子Ｇ_１〜Ｇ_４のすべてをオフにする時間（デッドタイム）を設けるように構成される。

さて、図１２及び図１３を参照して説明したように、転流動作の際には、電流ｉ_Ｌの向きによってＺＶＳが成立する場合と成立しない場合とがある。ＺＶＳが成立しない状態で電力変換装置１を運用するとスイッチング損失が大きくなるので、ＺＶＳは常に成立することが好ましい。ここで、転流動作の際の電流ｉ_Ｌの向きは、上述した位相差δ及びデューティーｄ_ｍ，ｄ_ｚの値によって制御可能である。そこで、本実施の形態による制御装置４は、ＺＶＳが成立し、かつ、できるだけ大きな力率が得られるようにδ，ｄ_ｍ，ｄ_ｚの値を決定し、決定したδ，ｄ_ｍ，ｄ_ｚに従ってマトリックスコンバータ１０及びＡＣ／ＤＣコンバータ３０の制御を行う。具体的には、次の式（９）を満たすようにδ，ｄ_ｍ，ｄ_ｚの値を決定するよう構成される。

式（９）中のＸ，Ｙ，Ｚは、δとｄ_ｚの関係に応じて次の式（１０）又は式（１１）により表される値である。ただし、Ｍ＝ｅ_Ｍ／ｎＶ_ｄｃ、ｍ＝ｅ_ｍ／ｎＶ_ｄｃである。また、ｄ_ｚ１は、式（１４）によって得られるｄ_ｍ１を用いて、式（１２）のように表される値である。δ_１は、式（１３）に示すように、ｄ_ｚ１の１／２の値である。なお、式（１４）中のＡ，Ｂ，Ｃは、式（１５）のように表される。

なお、式（１４）に示すｄ_ｍ１は、次の式（１６）を２δ＝ｄ_ｚのときに満たす値であり、式（１６）に式（６）（７）（１３）を代入することによって得られる式（１７）にさらに式（１２）を代入し、その結果をｄ_ｍ１について解くことによって得られる。ただし、式（１６）中の｜ｉ_ｖ（δ_１，ｄ_ｍ１，ｄ_ｚ１）｜及びＰ（δ_１，ｄ_ｍ１，ｄ_ｚ１）はそれぞれ、式（７）及び式（６）にδ＝δ_１，ｄ_ｍ＝ｄ_ｍ１，ｄ_ｚ＝ｄ_ｚ１を代入することによって得られる値を表す。

以下、式（９）の導出方法について、詳しく説明する。

電力変換装置１においてＺＶＳが成立する条件を一般化すると、スイッチング後に第１のノードｎ_１の電位が上昇する場合（図５の例では、例えば時刻ｔ_３。図６の例では、例えば時刻ｔ_２）にあっては、第１のノードｎ_１に電流が流れ込んでいることがＺＶＳが成立する条件であり、スイッチング後に第１のノードｎ_１の電位が下降する場合（図５の例では、例えば時刻ｔ_４，ｔ_５。図６の例では、例えば時刻ｔ_４，ｔ_５）にあっては、第１のノードｎ_１に電流が流れ込んでいることがＺＶＳの成立条件となる。したがって、図５及び図６に示した電流値Ｉ_Ｌ０〜Ｉ_Ｌ３を用いると、次の式（１８）が満たされるときにＺＶＳが成立すると言える。ただし、電流値Ｉ_ＺＶＳは、マトリックスコンバータ１０の転流動作中又はＡＣ／ＤＣコンバータ３０のデッドタイム中にスナバキャパシタを完全に充放電できる最小の電流値である。

電流値Ｉ_Ｌ０は第１のモードＭＯＤＥ１から第２のモードＭＯＤＥ２に切り替わるときの電流ｉ_Ｌの値であり、電流値Ｉ_Ｌ１は第２のモードＭＯＤＥ２から第３のモードＭＯＤＥ３に切り替わるときの電流ｉ_Ｌの値であり、電流値Ｉ_Ｌ２は第３のモードＭＯＤＥ３から第４のモードＭＯＤＥ４に切り替わるときの電流ｉ_Ｌの値であり、電流値Ｉ_Ｌ３はスイッチ素子Ｇ_１〜Ｇ_４の制御によって電圧ｎｖ_ｉｎｖの値がｎＶ_ｄｃに変化するときの電流ｉ_Ｌの値である。電流値Ｉ_Ｌ０〜Ｉ_Ｌ３を具体的に数式で表すと、δとｄ_ｚの関係に応じて次の式（１９）又は式（２０）となる。ただし、これらの式に示した値は、Ｉ_ＢＡＳＥ＝Ｖ_ｄｃ／４ｆＬで規格化した値である。

以下、式（１８）が満たされることになるようなδ，ｄ_ｍ，ｄ_ｚの関係を求めることを考える。

図１４は、δとｄ_ｚの関係を示す図である。図１４（ａ）は図６と同じｎＶ_ｄｃ／ｅ_Ｍ＝０．５の場合を示し、図１４（ｂ）は図５と同じｎＶ_ｄｃ／ｅ_Ｍ＝０．２５の場合を示している。ただし、ｄ_ｍの影響は小さいと仮定し、ここではｄ_ｍ＝０とした。

図１４に示した「最適な関係」は、上掲した表１に示す各パラメータを用いたシミュレーションにより、高力率を得られるδ，ｄ_ｍ（＝０），ｄ_ｚの関係を求めた結果である。したがって、この「最適な関係」にできるだけ近く、かつ、式（１８）を満足するようなδ，ｄ_ｍ，ｄ_ｚの関係を求めることがここでの目的となる。以下、詳しく説明する。

初めにδ＜ｄ_ｚ／２の領域に着目すると、まず電流値Ｉ_Ｌ１，Ｉ_Ｌ２については、式（１９）から、通常のＩ_ＺＶＳの範囲では常に式（１８）が成立すると考えてよい。一方、電流値Ｉ_Ｌ０，Ｉ_Ｌ３については、式（１９）よりＩ_Ｌ３−Ｉ_Ｌ０＝ｄ_ｚ−２δであり、この値はδ＜ｄ_ｚ／２という条件の下では常に正（（ｄ_ｚ−２δ）＞０）なので、図５から理解されるように、例えば−Ｉ_Ｌ０＝Ｉ_Ｌ３であれば、式（１８）が成立する。そこで、−Ｉ_Ｌ０＝Ｉ_Ｌ３に式（１９）を代入して得られる式をｄ_ｚについて解くと、式（９）（Ｘ，Ｙ，Ｚは式（１０）に示すもの）が得られる。

図１４（ａ）（ｂ）の各図では、左上半分がδ＜ｄ_ｚ／２に相当する領域である。これらの図に示すように、少なくともこの領域では、式（９）により求めたδ，ｄ_ｍ，ｄ_ｚの関係と、「最適な関係」とがよく一致している。したがって、少なくともδ＜ｄ_ｚ／２が成立する場合においては、δ，ｄ_ｍ，ｄ_ｚの関係（第１の関係）として式（９）を用いればよいことが理解される。

次にδ＞ｄ_ｚ／２の領域に着目すると、図１４から理解されるように、「最適な関係」では、δの増加に対してｄ_ｚが単調減少する。また、電流ｉ_Ｌが最大になるのは（δ，ｄ_ｚ）＝（δ_２，０）（ただし、δ_２＝０．５）のときであるが、この点を通り得るようにδ，ｄ_ｍ，ｄ_ｚの関係を定めることが好ましい。さらに、δ，ｄ_ｍ，ｄ_ｚの関係は、δ＜ｄ_ｚ／２の領域とδ＞ｄ_ｚ／２の領域との境界で不連続にならないことが好ましい。

そこで、式（９）とｄ_ｚ＝２δとの交点（δ_１，ｄ_ｚ１）と、電流ｉ_Ｌが最大になる点（０，０．５）とを通る直線により、δ，ｄ_ｍ，ｄ_ｚの関係を定めることとする。式（１１）に示したＸ，Ｙ，Ｚを代入することによって得られる式（９）は、そのようにして定めたδ，ｄ_ｍ，ｄ_ｚの関係（第２の関係）を表している。こうすることにより、図１４から理解されるように、δ＞ｄ_ｚ／２に相当する領域でも、「最適な関係」と概ね一致し、かつ、電流ｉ_Ｌが最大になる点（０，０．５）と、δ＜ｄ_ｚ／２の場合と連続するための点（ｄ_ｚ１，δ_１）とを通る関係が得られる。

加えて、詳細な計算は省略するが、式（１１）に示したＸ，Ｙ，Ｚを代入することによって得られる式（９）に基づいて電流値Ｉ_Ｌ０〜Ｉ_Ｌ３を試算すると、式（１８）を満たす結果が得られる。したがって、δ＞ｄ_ｚ／２が成立する場合においても、δ，ｄ_ｍ，ｄ_ｚの関係として式（９）を用いればよいと言える。

以上、式（９）の導出方法について説明した。次に、力率の観点から、式（９）の妥当性について検討する。

図１５は、電流Ｉ_ｄｃと電力変換装置１の高周波リンク力率λとの関係を示す図である。図１５（ａ）は図６と同じｎＶ_ｄｃ／ｅ_Ｍ＝０．５の場合を示し、図１５（ｂ）は図５と同じｎＶ_ｄｃ／ｅ_Ｍ＝０．２５の場合を示している。ただし、ｄ_ｍの影響は小さいと仮定し、ここではｄ_ｍ＝０とした。また、式（９）による高周波リンク力率λは、以下の式（２１）により求めた。ただし、ｉ_Ｌｒｍｓは、式（１９）及び式（２０）から算出される電流ｉ_Ｌの実効値である。また、電流Ｉ_ｄｃは、式（６）より得られる伝送電力Ｐを電圧Ｖ_ｄｃで除することによって得た。

図１５に示した「最適な関係」は、図１４に示した「最適な関係」に対応する。また、同図には、ｄ_ｚ＝０の場合（すなわち、マトリックスコンバータ１０の制御周期にＶ_ＭＣ＝０とする期間を含まない場合＝背景技術）の高周波リンク力率λについても図示している。同図に示すように、背景技術では、高周波リンク力率λは「最適な関係」から大きく離れた値となるが、式（９）を満たすδ，ｄ_ｍ（＝０），ｄ_ｚを用いた場合には、「最適な関係」と同程度の高周波リンク力率λを得ることができる。この結果から、力率の面からも、式（９）を用いることが好ましいことが理解される。

次に、式（９）に基づいてδ，ｄ_ｍ，ｄ_ｚの各値を具体的に決定し、決定した値によって電力変換装置１を制御するための制御装置４の具体的な構成について、説明する。

図１６は、制御装置４の機能ブロックを示す略ブロック図である。同図に示すように、制御装置４は、機能的に、演算部４０、デューティサイクル制御部４１、位相シフト制御部４２、電圧検出部４３，４４を有して構成される。

電圧検出部４３は、系統電源２から出力される電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗを測定し、演算部４０に供給する機能部である。また、電圧検出部４４は、電圧Ｖ_ｄｃを測定し、演算部４０に供給する機能部である。

演算部４０は、外部から供給される電力指令値Ｐ^＊及び力率角指令値α^＊と、電圧検出部４３から供給される電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗと、電圧検出部４４から供給される電圧Ｖ_ｄｃとに基づいてδ，ｄ_ｍ，ｄ_ｚの各値を算出し、ｄ_ｍ及びｄ_ｚをデューティサイクル制御部４１に、δを位相シフト制御部４２にそれぞれ供給する機能部である。

デューティサイクル制御部４１は、演算部４０から供給されたｄ_ｍ及びｄ_ｚに従ってマトリックスコンバータ１０を制御する機能部である。具体的には、複数のスイッチ素子Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｐｖ，Ｇ_ｖｐ，Ｇ_ｐｗ，Ｇ_ｗｐ，Ｇ_ｎｕ，Ｇ_ｕｎ，Ｇ_ｎｖ，Ｇ_ｖｎ，Ｇ_ｎｗ，Ｇ_ｗｎそれぞれの制御信号を生成し、供給するよう構成される。位相シフト制御部４２は、演算部４０から供給されたδに従ってＡＣ／ＤＣコンバータ３０を制御する機能部である。具体的には、複数のスイッチ素子Ｇ_１〜Ｇ_４それぞれの制御信号を生成し、供給するよう構成される。

演算部４０によるδ，ｄ_ｍ，ｄ_ｚの算出は、原理的には、次の式（２２）及び式（２３）と式（９）とをδ，ｄ_ｍ，ｄ_ｚの３元連立方程式とみなして解くことによって実行され得る。ただし、式（２２）の左辺のＰは式（６）によって表され、式（２３）の左辺の｜ｉ_Ｖ｜は式（７）によって表される。また、式（２３）の右辺の｜ｉ_Ｖ ^＊｜は、式（５）に電力指令値Ｐ^＊及び力率角指令値α^＊を代入することによって得られる値である。

しかし、式（２２）、式（２３）、及び式（９）には多くの変数と場合分けが含まれるため、普通に演算していたのでは制御が間に合わなくなってしまう。そこで本実施の形態による演算部４０は、２分法を用いてδ，ｄ_ｍ，ｄ_ｚの算出を行うように構成される。以下、その処理の詳細について、処理フロー図を参照しながら詳しく説明する。

図１７は、演算部４０が行うδ，ｄ_ｍ，ｄ_ｚの算出処理を示す処理フロー図である。この処理において演算部４０は、初めに、式（２４）の演算を行うことにより、δ＝δ_１，ｄ_ｍ＝ｄ_ｍ１，ｄ_ｚ＝ｄ_ｚ１のときの電流Ｉ_ｄｃ（δ_１，ｄ_ｍ１，ｄ_ｚ１）（以下、電流Ｉ_ｄｃ−１とする）を求める（ステップＳ１）。なお、式（２４）の最後の式は、δ＝ｄ_ｚ／２の場合における式（６）にδ＝δ_１，ｄ_ｍ＝ｄ_ｍ１，ｄ_ｚ＝ｄ_ｚ１を代入することによって得られる数式である。δ_１，ｄ_ｍ１，ｄ_ｚ１は、式（１４）、式（１２）、式（１３）により順次求まる数値であるので、電流Ｉ_ｄｃ−１も１つの数値となる。

次に演算部４０は、電流Ｉ_ｄｃの指令値Ｉ_ｄｃ ^＊（＝Ｐ^＊／Ｖ_ｄｃ）と、ステップＳ１で求めた電流Ｉ_ｄｃ−１とを比較する（ステップＳ２）。その結果、指令値Ｉ_ｄｃ ^＊が電流Ｉ_ｄｃ−１未満であれば、式（９）中のＸ，Ｙ，Ｚを式（１０）に示した値に設定し（ステップＳ３ａ）、さらに、δの区間下限δ_Ｌに０を代入するとともにδの区間上限δ_Ｈにδ_１を代入する（ステップＳ４ａ）。一方、指令値Ｉ_ｄｃ ^＊が電流Ｉ_ｄｃ−１以上であれば、式（９）中のＸ，Ｙ，Ｚを式（１１）に示した値に設定し（ステップＳ３ｂ）、さらに、δの区間下限δ_Ｌにδ_１を代入するとともにδの区間上限δ_Ｈに０．５を代入する（ステップＳ４ｂ）。

次に演算部４０は、ループ変数ｉに０を設定した後（ステップＳ５）、次の式（２５）により区間上限δ_Ｈと区間下限δ_Ｌの中間点δ_Ｍを算出する（ステップＳ６）。

続いて演算部４０は、δ＝δ_Ｍのときのｄ_ｚ（以下、ｄ_ｚＭとする）を算出する（ステップＳ７）。この算出は、具体的には、式（９）にδ＝δ_Ｍ、ｄ_ｍ＝ｄ_ｍ１を代入することによって行う。このとき、Ｘ，Ｙ，Ｚの値としては、ステップＳ３ａ，Ｓ３ｂで設定した値を用いる。

次に演算部４０は、δ＝δ_Ｍ，ｄ_ｍ＝ｄ_ｍ１，ｄ_ｚ＝ｄ_ｚＭのときの電流Ｉ_ｄｃ（δ_Ｍ，ｄ_ｍ１，ｄ_ｚＭ）を算出する（ステップＳ８）。この算出は、式（６）によって伝送電力Ｐを算出し、さらに、算出した伝送電力ＰをＶ_ｄｃで除することによって行う。その際の場合分けは、δ_Ｍとｄ_ｚＭに基づいて行う。そして、算出したＩ_ｄｃ（δ_Ｍ，ｄ_ｍ１，ｄ_ｚＭ）と電流Ｉ_ｄｃの指令値Ｉ_ｄｃ ^＊との比較を行う（ステップＳ９）。

ステップＳ９において電流Ｉ_ｄｃ（δ_１，ｄ_ｍ１，ｄ_ｚＭ）が指令値Ｉ_ｄｃ ^＊に等しいと判定した場合（Ｉ_ｄｃ（δ_Ｍ，ｄ_ｍ１，ｄ_ｚＭ）＝Ｉ_ｄｃ ^＊）、演算部４０は、その時点でのδ_Ｍ，ｄ_ｍ１，ｄ_ｚＭを出力し、処理を終了する。

一方、ステップＳ９において電流Ｉ_ｄｃ（δ_１，ｄ_ｍ１，ｄ_ｚＭ）が指令値Ｉ_ｄｃ ^＊より小さいと判定した場合（Ｉ_ｄｃ（δ_Ｍ，ｄ_ｍ１，ｄ_ｚＭ）＜Ｉ_ｄｃ ^＊）、演算部４０は、区間下限δ_Ｌにδ_Ｍを代入する（ステップＳ１０）。また、ステップＳ９において電流Ｉ_ｄｃ（δ_１，ｄ_ｍ１，ｄ_ｚＭ）が指令値Ｉ_ｄｃ ^＊より大きいと判定した場合（Ｉ_ｄｃ（δ_Ｍ，ｄ_ｍ１，ｄ_ｚＭ）＞Ｉ_ｄｃ ^＊）、演算部４０は、区間上限δ_Ｈにδ_Ｍを代入する（ステップＳ１１）。

ステップＳ１０又はステップＳ１１の終了後、演算部４０は、ループ変数ｉに１を加算した後（ステップＳ１２）、ループ変数ｉが所定値（例えば５）を下回っているか否かを判定する（ステップＳ１３）。ここで下回っていると判定した場合には、ステップＳ６に戻って処理を繰り返す。一方、上回っていると判定した場合には、その時点でのδ_Ｍ，ｄ_ｍ１，ｄ_ｚＭを出力し、処理を終了する。

演算部４０は、以上のようにして出力したδ_Ｍ，ｄ_ｍ１，ｄ_ｚＭのうち、ｄ_ｍ１及びｄ_ｚＭをデューティサイクル制御部４１に供給し、δ_Ｍを位相シフト制御部４２に供給する。こうして、電力指令値Ｐ^＊により指定された電力を力率角指令値α^＊により指定された力率角で伝送するとともに、力率の低下を抑制しつつスイッチング損失の増大を回避することが実現される。

以下、本実施の形態により奏される効果について、具体例を示して説明する。

図１９及び図２０は、ｄ_ｚ＝０とした点以外は図３及び図４と同じ条件で、力行時における電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗ及び電流ｉ_ｅｕ，ｉ_ｅｖ，ｉ_ｅｗ，ｉ_Ｌ，ｉ_ｕの波形をシミュレーションした結果を示す信号波形図である。

図４及び図２０それぞれのリアクトル電流ｉ_Ｌを見ると、図２０の例では少なくとも電流ｉ_Ｌ３が式（１８）を満たしておらず、ＺＶＳが実現されていないのに対し、図４の例では電流ｉ_Ｌ０〜ｉ_Ｌ３のすべてが式（１８）を満たし、ＺＶＳが実現されている。このように、本実施の形態によればＺＶＳが実現されており、その結果として、スイッチング損失の増大の回避が実現されている。この効果は、ＺＶＳの条件が満たされるようにδ，ｄ_ｍ，ｄ_ｚの各値を決定していることによって奏されるものである。

また、図４におけるリアクトル電流ｉ_Ｌの振幅は、図２０におけるリアクトル電流ｉ_Ｌの振幅と比べると半分程度となっている。このことは、本実施の形態では上述した循環電流が低減されていることを示している。電力伝送に寄与しない循環電流の減少は、力率の向上をもたらす。

図１８（ａ）は、図３及び図４に示したシミュレーションにより得られたＶ_ｄｃ，Ｉ_ｄｃに対する力率特性（実施例）を示す図であり、図１８（ｂ）は、図１９及び図２０に示したシミュレーションにより得られたＶ_ｄｃ，Ｉ_ｄｃに対する力率特性（比較例）を示す図である。これらの図を見ると、比較例ではＶ_ｄｃの低下とともに力率が大きく低下するのに対し、実施例では力率がＶ_ｄｃにあまり依存せず、広い運転範囲で高い力率が達成されていることが理解される。したがって、本実施の形態によれば、広い電圧範囲で運転する際に、力率の低下を抑制することが可能になると言える。別の言い方をすれば、本実施の形態は、広い電圧範囲での高効率運転に有効であると言える。

以上説明したように、本実施の形態によれば、ＡＣ／ＤＣコンバータ３０側の出力電圧Ｖ_ｄｃが下がった場合の循環電流の上昇を抑制できるので、ＭＣ式ＤＡＢ型双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータである電力変換装置１を広い電圧範囲で運転する際に、力率の低下を抑制することが可能になる。また、ＺＶＳでの運転が可能になるので、電力変換装置１を広い電圧範囲で運転する際に、力率低下の抑制に加えて、スイッチング損失の増大を抑制することが可能になる。

以上、本発明の好ましい実施の形態について説明したが、本発明はこうした実施の形態に何等限定されるものではなく、本発明が、その要旨を逸脱しない範囲において、種々なる態様で実施され得ることは勿論である。

例えば、上記実施の形態では、図３に示した空間ＩＶ（ｅ_ｕ＞ｅ_ｖ＞ｅ_ｗ）に着目して説明したが、本発明は、図３に示した空間Ｉ〜ＸＩＩのいずれにも適用可能である。この場合、適用する空間によって、Ｖ_ＭＣ＝０となるモードがスイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｕｎが同時にオンとなるモード、スイッチ素子Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｖｎが同時にオンとなるモード、スイッチ素子Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｗｎが同時にオンとなるモードのいずれかとなることは勿論である。

１ 電力変換装置
２ 系統電源
３ 負荷
４ 制御装置
１０ 三相単相マトリックスコンバータ
２０ トランス
２０ａ，２０ｂ コイル
３０ ＡＣ／ＤＣコンバータ
３５ 保護回路
４０ 演算部
４１ デューティサイクル制御部
４２ 位相シフト制御部
４３，４４ 電圧検出部
Ｃ１ キャパシタ
Ｃｆ 入力キャパシタ
Ｇ_１〜Ｇ_４ 片方向スイッチ素子
Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｐｖ，Ｇ_ｖｐ，Ｇ_ｐｗ，Ｇ_ｗｐ 片方向スイッチ素子
Ｇ_ｎｕ，Ｇ_ｕｎ，Ｇ_ｎｖ，Ｇ_ｖｎ，Ｇ_ｎｗ，Ｇ_ｗｎ 片方向スイッチ素子
Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎ 双方向スイッチ素子
Ｌ リアクトル
Ｌｆ 交流リアクトル
Ｒｆ ダンピング抵抗

Claims (7)

1. 互いに磁気結合する第１及び第２のコイルを有するトランスと、
   一端が直流電源の一端を構成する第５のノードに接続され、他端が前記第２のコイルの一端を構成する第３のノードに接続された第１の片方向スイッチ素子、一端が前記直流電源の他端を構成する第６のノードに接続され、他端が前記第３のノードに接続された第２の片方向スイッチ素子、一端が前記第５のノードに接続され、他端が前記第２のコイルの他端を構成する第４のノードに接続された第３の片方向スイッチ素子、及び、一端が前記第６のノードに接続され、他端が前記第４のノードに接続された第４の片方向スイッチ素子を有するＡＣ／ＤＣコンバータと、
   一端が三相交流の第１相に対応する第７のノードに接続され、他端が前記第１のコイルの一端を構成する第１のノードに接続された第１の双方向スイッチ素子、一端が前記三相交流の第２相に対応する第８のノードに接続され、他端が前記第１のノードに接続された第２の双方向スイッチ素子、一端が前記三相交流の第３相に対応する第９のノードに接続され、他端が前記第１のノードに接続された第３の双方向スイッチ素子、一端が前記第７のノードに接続され、他端が前記第１のコイルの他端を構成する第２のノードに接続された第４の双方向スイッチ素子、一端が前記第８のノードに接続され、他端が前記第２のノードに接続された第５の双方向スイッチ素子、及び、一端が前記第９のノードに接続され、他端が前記第２のノードに接続された第６の双方向スイッチ素子を有するマトリックスコンバータと、
   前記第１のノードと前記第１のコイルとの間に挿入されたリアクトルと、
   を有する電力変換装置の制御装置であって、
   前記第１及び第４の双方向スイッチ素子が同時にオンとなるモード、前記第２及び第５の双方向スイッチ素子が同時にオンとなるモード、及び、前記第３及び第６の双方向スイッチ素子が同時にオンとなるモードのいずれか１つを各周期に１回以上実行するよう、前記マトリックスコンバータを第１の周期で周期的に制御する、
   制御装置。
2. 前記第１相の相電圧が前記第２相の相電圧より大きく、前記第２相の相電圧が前記第３相の相電圧より大きい場合に、前記各周期において、前記第３及び第６の双方向スイッチ素子が同時にオンとなる第１のモードと、前記第１及び第６の双方向スイッチ素子が同時にオンとなる第２のモードと、前記第２及び第６の双方向スイッチ素子が同時にオンとなる第３のモードと、前記第３及び第６の双方向スイッチ素子が同時にオンとなる第４のモードと、前記第３及び第４の双方向スイッチ素子が同時にオンとなる第５のモードと、前記第３及び第５の双方向スイッチ素子が同時にオンとなる第６のモードと、前記第３及び第６の双方向スイッチ素子が同時にオンとなる第７のモードとをこの順で実行するよう構成される、
   請求項１に記載の制御装置。
3. 各周期の前半で前記第１及び第４の片方向スイッチ素子がオンとなり、各周期の後半で前記第２及び第３の片方向スイッチ素子をオンとなるよう、前記ＡＣ／ＤＣコンバータを前記第１の周期で周期的に制御する、
   請求項２に記載の制御装置。
4. 前記第１のモードの継続時間は、前記ＡＣ／ＤＣコンバータ及び前記マトリックスコンバータそれぞれのスイッチングがゼロ電圧スイッチングとなるように決定される、
   請求項３に記載の制御装置。
5. 前記リアクトルに流れる電流ｉ_Ｌの前記第２のモードの開始タイミングにおける値をＩ_Ｌ０、前記電流ｉ_Ｌの第１及び第４の片方向スイッチ素子がオンとなるタイミングにおける値をＩ_Ｌ３、前記第１のモードの継続時間をｄ_ｚ／２、前記マトリックスコンバータの制御周期と前記ＡＣ／ＤＣコンバータの制御周期の位相差をδとすると、
   前記ｄ_ｚは、δ＜ｄ_ｚ／２である場合に、−Ｉ_Ｌ０＝Ｉ_Ｌ３とすることによって得られる前記ｄ_ｚと前記δとの第１の関係に従って決定される、
   請求項３に記載の制御装置。
6. 前記ｄ_ｚは、δ＞ｄ_ｚ／２である場合に、前記第１の関係とｄ_ｚ＝２δとの交点（δ_１，ｄ_ｚ１）と、前記電流ｉ_Ｌが最大になる点（δ_２，０）とを通る前記ｄ_ｚと前記δとの第２の関係に従って決定される、
   請求項５に記載の制御装置。
7. 前記ｄ_ｚ及び前記δは、前記第１及び第２の関係に基づく二分法により決定される、
   請求項６に記載の制御装置。

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