JP2005509388A - 電圧変換装置及び方法 - Google Patents

Abstract

直流電圧を交流電圧に及びその逆に変換する装置は、直流電圧中間リンク（９）及び少なくとも１つの相脚（１２、１３）を有するＶＳＣコンバータ（８）を具備する。当該相脚の各電流バルブ（１４〜１７）は少なくとも１つのターンオフ型の半導体素子とそれと逆並列に接続された整流部材を有する。変圧器（１９）は、第１巻線（２０）の両端がＶＳＣコンバータのそれぞれ出力部（２１、２２）に接続され、第２巻線（２３）の両端が少なくとも１の相脚を有する直流コンバータに接続されている。直流コンバータの各電流バルブは双方向において通電及び電圧阻止、かつゲート制御によるオン切り換えが可能である。直流コンバータの相脚の中間点（２７）には相出力部が設けられ、この出力部と別の相出力部（２８）との間に交流相電圧用の端子を形成する。

Description

本発明は、送電用及び鉄道車両等の車両推力プラントといった、あらゆる種類の用途において、直流から交流へ、及びその逆への電圧変換に関する問題点に関連する。特に、取り扱い電圧が５ｋＶ−５００ｋＶの範囲の電圧を取り扱う中圧及び高圧の用途に適しているが、任意の範囲の電圧、電流及び電力を想定することができる。

本発明は、さらに詳細には、正及び負極と、該２つの電極に相互接続した少なくとも１つの相脚とを有する直流電圧中間リンクと、直列に接続された少なくとも２つの電流バルブを有するＶＳＣコンバータ（電圧源コンバータ）を具備するような装置に関係する。各電流バルブは、少なくとも１つのターンオフ型の半導体素子と、それと逆並列(Anti-parallel)に接続された整流部材とを具備する。当該装置は、さらに、第１次側の巻線部の両端がＶＳＣコンバータのそれぞれの出力部に接続され、第２次側の巻線部が交流相電圧を形成する電圧パルスの生成に適した配線に接続された変圧器を具備する。当該装置はまた、ＶＳＣコンバータ及び前記電圧変換を取得する前記配線の制御に適したユニットと、方法の独立請求項の序文に記載された直流電圧を交流電圧に、及びその逆に変換する方法も含む。

「第１次側の巻線部」と「第２次側の巻線部」は、本明細書では区別していないが、電圧変換に使用される変圧器の第１次及び第２次側の巻線部と解釈すべきことに注意されたい。

「整流部材」は、本明細書及び請求の範囲を通じて広義に解釈され、少なくとも１方向に電圧及び遮断電流を取得することができる任意の部材でよく、ダイオードである必要はなく、例えば、サイリスタ（例えば、本明細書の図３参照）といった制御可能な部材とすることができる。さらに、整流部材及び半導体素子は、単一の半導体素子又はスイッチング素子に集積されてもよい。これは、ＶＳＣコンバータが固有の「ボディダイオード」を備えたＭＯＳＦＥＴといった逆導電特性を有する半導体素子であることを示す。

この種類の装置は、直流電圧側と交流電圧側との間に電気性絶縁を得ることが重要となる場合に、直流電圧から交流電圧へ、及びその逆への変換のために使用することができる。さらに、この種類の装置により、交流電圧側に周波数及び振幅が可変である電圧を取得することができ、また双方向の電力フロー及び変圧、並びに変流を得ることができる。

このような公知の装置は、一般的には周波数が低い交流電圧側の周波数で動作する大重量で大型の変圧器を具備する。これにより、変圧器及びその装置の効率は、より高い周波数で動作可能な変圧器よりもかなり低下する。

独国特許第２６１４４４５号 米国特許第４８７８１６３号

変圧器を交流電圧周波数より高い周波数で動作させることができるこの種類の装置は特許文献１により公知であり、図１に示されている。図示された参照番号は、直流電圧中間リンク１、電圧源コンバータ２、変圧器３、配列４、直流電圧側５及び交流電圧側６である。ここでは、変圧器の交流電圧側の配列は、自然転流で動作し、電圧源コンバータからの高周波数の交流電圧を所望の周波数の交流電圧に変換するサイクロコンバータ(cycloconverter)である。しかし、電圧源コンバータは、強制転流、及びハードスイッチで動作するので、電流バルブの半導体素子に比較的高い応力がかかり、スイッチング損失が比較的高くなる。さらに、電圧源コンバータの電流バルブは、ゼロ電圧の間隔が存在しない方形電圧パルスを生じる方法に従って制御ユニット７により制御され、その結果交流電圧側の電流曲線に含まれる高調波が間接的に増加する。熱状態の電力損失が相当な費用を招くことに加えて、電流バルブの半導体素子は高熱応力に耐えることができるように形成する必要があるので高価となるか、或いは、低周波数のＶＳＣコンバータを適用する必要があるために結果的に変圧器がより大型となり、交流電圧曲線の曲線形状が劣化する。

特許文献２でも当該種類の装置を開示しているが、変換に使用される方法は同様にＶＳＣコンバータにより発生したゼロ電圧の間隔を含んでいる。

直流から交流へ、及びその逆への変換をする装置のスイッチング損失を軽減するためにいわゆるソフトスイッチングを利用することも公知であり、この構成では、一般的にそれ自体は電力変換に関与しない追加の半導体素子が含まれる。その追加された（補助）半導体素子と、そこに付随する制御回路により、このような装置の費用と複雑性が増大する。さらに、ピーク電流又はピーク電圧の観点から見て、電流バルブにおける主要半導体素子の出力レベルの低下を頻繁に巻き起こす。

要旨
本発明の目的は、既知の前記装置の特徴を改善した、冒頭で定義した種類の装置を提供することである。

本目的は、本発明の装置において、ＶＳＣコンバータがその前記電流バルブに接続された少なくとも１つのスナバキャパシタを具備し、前記配列が、直流コンバータの両端を介して変圧器の前記第２次側の巻線の両端に接続された少なくとも１つの相脚と、それぞれが双方向に通電及び電圧阻止可能で、且つゲート制御によりオンに切り換え可能な、直列接続された少なくとも２つの電流バルブとを有する直流コンバータを具備し、及び、直流コンバータの前記相脚の中間点には相出力部が設けられ、この出力部と直列コンバータの別の相出力部との間に前記交流相電圧のための端子を形成することにより達成される。

ＶＳＣコンバータ、変圧器及び直流コンバータを具備するこの形態の装置において少なくとも１つのこのようなスナバキャパシタを使用することにより、ＶＳＣコンバータの半導体素子のソフトスイッチングを取得することが可能になる。当該キャパシタは、エネルギー格納手段として使用され、ＶＳＣコンバータのスイッチング状態を変更する際に放電及び再充電がなされることにより、バルブが切り換えられた際の誘導電圧が著しく軽減される。電流を転流する直流コンバータは、半導体素子と整流部材のスイッチング損失及び応力に関して更なる利点を生み、前記半導体素子もゼロ電圧及び低誘導電流でオンに切り換えることができる。ダイオード等の整流部材は、低誘導電圧でオンに切り換わり、ゼロ電圧及び低誘導電流でオフに切り換わる。直流コンバータでは、ハード的なスイッチのオフ切り換え能力は必要とされないが、バルブは従来のサイリスタコンバータにおけるスイッチのオフ切り換えプロセスと同様な電流ゼロ交差で非常に適切にオフに切り換わる。したがって、この種類の装置における損失は、従来のこのような装置と比べて軽減され、それにより費用も節約される。熱応力が軽減されたおかげで安価な半導体素子を使用することもできる。交流電圧側における可変周波数で変圧する形態のこの種類の装置の基本的な機能、双方向の電力フロー、電磁変圧器(Magnetic transformer)による電気的絶縁、並びに電圧及び電流変換は、当然確保される。さらに、当該装置の本構成により、装置の動作を一般的な状態に適応させるための様々な制御形態が可能となる。当該装置の動作の基本原理は、ＶＳＣコンバータのスイッチング状態が変圧器にかかる電圧符号を決定し、直流コンバータのスイッチング状態が変圧器を流れる電流方向を決定するということである。根本的に、直流コンバータの転流を可能にするには、ＶＳＣコンバータを転流する、つまり、ＶＳＣコンバータの転流を再度可能にする等に必要な変圧器の電圧の符号を変更する必要がある。また、ＶＳＣコンバータは、変圧器の磁束を制限するために定期的に転流される必要があり、直流コンバータは、前記端子において交流電圧パルスパターンを取得するために変調される。「直流コンバータ」とは、本明細書では、直流電圧中間リンク等のエネルギー格納手段を具備しないコンバータと定義される。

本発明の好ましい実施形態によれば、ＶＳＣコンバータの前記電流バルブのそれぞれは、前記半導体素子と並列に接続される前記スナバキャパシタと整流部材とを具備する。本発明の別の好ましい実施例によれば、ＶＳＣコンバータが、前記変圧器の第１次側の巻線と並列に接続された１つの前記スナバキャパシタを具備することにより、前記少なくとも１つのスナバキャパシタの機能を提供する代替手段が提供される。

本発明の好ましい実施形態によれば、前記ＶＳＣコンバータは、２つの前記相脚を有し、前記変圧器の１次側の巻線の端部に接続された前記出力は、各相脚の電流バルブ間の中間点により形成され、本発明の別の好ましい実施形態によれば、ＶＳＣコンバータは前記相脚を１つ有し、前記変圧器の１次側巻線の端部に接続された前記出力の１つは、前記相脚の電流バルブ間の中間点により形成され、変圧器の１次側巻線の反対端部に接続された出力は、少なくとも１つのキャパシタにより正極と負極の双方から分離された直流電圧中間リンクの中間点により形成される。相脚を２つ有するＶＳＣコンバータの実施形態は、前記変圧器の第１次側巻線の電圧をゼロにすることができるという利点を有する。しかし、相脚が１つしかない実施形態は、相脚が２つの構成に対して部品数が少ないという利点を有する。

本発明の別の好ましい実施形態によれば、前記直流コンバータは、前記交流相電圧のための前記端子を１つだけ有する。本明細書では、コンバータの交流電圧側が単相交流電圧である本事例を特に検討する。

本発明の好ましい実施形態によれば、単相の場合、直流コンバータは前記相脚を２つ又は１つ有し、２つ有する場合、前記端子を形成する前記２つの相出力部は、各相脚の電流バルブ間の中間点により形成され、１つ有する場合、前記相出力部の一方は、前記相脚の電流バルブ間の中間点により形成され、相出力部の他方は、２次側巻線の両端の間に位置する前記変圧器の第２次側巻線の中間点により形成される。

既に上述した本発明の好ましい実施形態によれば、直流コンバータのバルブは、オフに切り換えるのに適した半導体素子を有し、それにより、半導体素子を流れる電流のゼロ交差によりバルブをオフに切り換え、ソフトスイッチング特性を有する。

本発明の別の好ましい実施形態によれば、直流コンバータのバルブの整流部材は、価電子帯と伝導帯との間に広域なエネルギーギャップ、つまり、２ｅＶを超える帯域ギャップを有する物質からなり、好ましくは、炭化珪素からなる。特に、スイッチング素子が電流ゼロ交差でスイッチがオフに切り換えられると、従来のシリコンダイオードが使用された場合、ダイオードの逆回復によりバルブ間には過剰電圧が発生し、スイッチング損失が増大する。しかし、この問題は、逆回復の観点から見て、ほぼ理想的な挙動を示す物質、特に炭化珪素からなるダイオードを使用することにより解決される。

本発明の別の好ましい実施形態によれば、前記制御ユニットは、半導体素子のオフ切換えにおける誘導電圧を低下させるために、前記スナバキャパシタの充電及び放電中に前記直流電圧中間リンクの一方の極から他方の極に対して前記出力部の少なくとも一方の接続部を変更することにより、ＶＳＣコンバータの半導体素子を制御して該コンバータのスイッチング状態を変更する。ＶＳＣコンバータが前記相脚を２つ有する実施形態において、前記制御ユニットは、前記２つの中間点が直流電圧中間リンクの別々の電極に接続された状態から、同中間点が同一電極に接続される中間状態に移行して変圧器の第１次側の巻線にゼロ電圧を印加することにより、前記ＶＳＣコンバータの相脚を一度に１つ転流する。したがって、ＶＳＣコンバータのスイッチング状態を変更する当該方法により、前記交流相電圧端子でもゼロ電圧間隔を取得することができる。さらに、本発明の別の好ましい実施形態によれば、前記制御ユニットは、ＶＳＣコンバータの相脚を転流する順序を適宜変更し、該順序変更により、ダイオード及び半導体スイッチの損失を数回以上のスイッチングサイクルに分散することができる。

本発明の別の好ましい実施形態によれば、前記制御ユニットは、２つの中間点がそれぞれ通電した半導体素子を介して直流電圧中間リンクの異なる電極に接続されている状態から、ＶＳＣコンバータの両方の電流バルブの半導体素子をオフに切り換えることにより両相脚を同時に転流するように、当該半導体素子を制御する。当該制御方式は、一度に１相脚を転流する方式に比べて多少扱い易いという利点がある。

本発明の別の好ましい実施形態によれば、前記制御ユニットは、前記相脚の電流バルブを制御することにより、該相脚の出力部の接続を前記変圧器の第２次側の巻線の一端から同他端へ変更し、それにより前記変圧器の第２次側の巻線を流れる電流方向を変更してＶＳＣコンバータのスイッチング状態を変更可能にすることで、装置内の電力の流れが交流電圧側から直流電圧側に、つまり、直流コンバータからＶＳＣコンバータに向かうとき、直流コンバータの１又は複数の相脚を転流する。変圧器の電流方向を変更するために、直流コンバータの全相脚を当該方法により転流する必要がある。このような制御により交流相電圧端子において所望の電圧パルス幅変調パターンが現れる。

上述の実施形態をさらに改良した本発明の別の好ましい実施形態によれば、前記制御ユニットは、通電した第１電流バルブを介して前記直流コンバータの相脚の出力部が変圧器の第２次側の巻線の第１端に接続されて、前記端子から当該相脚に電力が流れる状態から、相脚の他方の第２電流バルブをオンに切り換えて相脚を短絡化し、変圧器の電圧の方向に変圧器の巻線を流れる電流経路を開放する。それにより、第２電流バルブが変圧器を流れる電流を次第に引き継ぎ、第１電流バルブを流れる電流がゼロに近づくにつれて第１電流バルブはオフに切り替わる。この制御処理により、スイッチング損失が低減し、既述したように、前記第１電流バルブは好ましくはそこを流れる電流のゼロ交差により自然にオフに切り換わる。

本発明の別の好ましい実施形態によれば、前記制御ユニットは、２つの相出力部を短絡する、つまり、前記２つの相出力部を前記変圧器の第２次側の巻線端部の同一端に接続し、この接続状態を維持することで、交流相電圧端子にゼロ電圧の間隔を形成するように、直流コンバータの電流バルブを制御する。本構成は所望すれば別の方法で前記端子におけるゼロ電圧間隔を得ることができる。

本発明の別の好ましい実施形態によれば、前記制御ユニットは、相脚の出力を転流するためにＶＳＣコンバータの相脚の導電している電流バルブをオフに切り換えるように制御し、それと同時に、通電した第１電流バルブを介して直流コンバータの相脚の出力部が変圧器の第２次側の巻線の第１端に接続されている状態から、同相脚の他方の第２電流バルブをオンに切り換えるように制御し、それにより該相脚を介して変圧器の第２次側の巻線を短絡して変圧器の電圧の方向に当該変圧器の第２次側の巻線を流れる電流経路を開放する。その結果、変圧器の漏れインダクタンス及びＶＳＣコンバータのスナバキャパシタのキャパシタンスにより共振回路が形成され、前記変圧器の第１次側の巻線を流れる電流が増大し、よって前記スナバキャパシタを充電及び放電することによりＶＳＣコンバータの前記相脚の転流を補助することができる。この実施形態は、特定の条件下、即ち、通常の方法でＶＳＣコンバータを転流することは不可能であるような、当該装置の交流電圧側の電流が低い場合の困難な課題を克服する。変圧器を流れる電流では、直流コンバータのスイッチ状態とは無関係にスナバキャパシタを再充電するには不十分である。スナバキャパシタの再充電に時間がかかり過ぎるか、極端な場合には全く再充電されない。この方法で共振回路を形成することにより、スナバキャパシタンスと漏れインダクタンスで制御される共振プロセスが開始される。このプロセスを通じて、スナバキャパシタは、ＶＳＣコンバータの相脚の相出力の電位が直流電圧中間リンクの対極に向きを変えるように再充電される。これは、変圧器の電圧が方向を変更することも意味する。

本発明の別の好ましい実施形態によれば、当該装置は、前記共振回路のインダクタンスを増大させるために、前記変圧器の第１次側の巻線と直列接続されたインダクタをさらに具備する。これはＶＳＣコンバータのスイッチング状態を変更するための所要時間を延長することができることを意味する。

本発明の別の好ましい実施形態によれば、前記制御ユニットは、ａ）少なくとも１つの前記コンバータの出力部の接続を前記直流電圧中間リンクの一方の電極から他方の電極に変更して前記変圧器の第１次側の巻線の電圧の符号を変更することにより、このコンバータのスイッチング状態を変更するようにＶＳＣコンバータの半導体素子を制御し、ｂ）直流コンバータの相脚を転流し、前記端子において所望の電圧パルスが取得されるような系列かつ遅延で各相出力が接続される変圧器の第２次側の巻線の端部を変更し、変圧器の第２次側の巻線を流れる電流が方向を変えるまでこれを続け、次いで、ＶＳＣコンバータの制御をやり直してスイッチング状態を再び変更する。これが使用される好ましい一般的な転流方策であり、当該方策では電力が初期的に直流電圧側から交流電圧側に流れることを前提としており、反対の場合には、ステップｂ）から開始して、次いでステップａ）、さらに、再度ステップｂ）を実施する。

本発明の別の好ましい実施形態によれば、制御ユニットは、そのスイッチング状態を変更するようにＶＳＣコンバータの半導体素子を制御する。ＶＳＣコンバータの転流後にシステムが陥る状態を回避したい場合、ＶＳＣコンバータのスイッチング状態の変更が完了する前に、１又は複数の相脚の電流バルブを制御することにより直流コンバータの該相脚の転流を開始する。２つのコンバータにこのようなインターレース転流方式を採用することにより、所望の方向と反対方向に電力が流れる各スイッチングサイクル間隔を減少させることができ、全体的な転流速度を増すことができる。当該装置は、変圧器の第１次側の巻線の電圧を検出するための手段を有することが好ましく、制御ユニットは、ＶＳＣコンバータのスイッチング状態の変更を開始した結果、変圧器の第１次側の巻線の電圧が符号を変更して所定の閾値電圧を上回った際、前記電圧検出手段からの情報に基づいて直流コンバータの転流を開始する。それにより、直流コンバータの転流が開始される前に変圧器電圧の極性を反転して特定の大きさに到達することが必要となるため、双方のコンバータが完全に転流されることが確実になる。

本発明の別の好ましい実施形態によれば、さらにインターレース方式の転流にも関して、制御ユニットは、相脚の電流バルブを制御することにより直流コンバータの全相脚を転流する。直流コンバータの全相脚を転流した後にシステムが陥る状態を回避したい場合、直流コンバータの全相脚の転流が完了する前にそのスイッチング状態を変更するためにＶＳＣコンバータの半導体素子の制御を開始する。また、その方向に電力を流したい場合、変圧器の第２次側の巻線を流れる電流を検出する手段を当該装置に具備することも好ましく、該制御ユニットは、直流コンバータの相脚の転流を開始した結果、変圧器の第２次側の巻線を流れる電流が方向を変更して所定の閾値電流を上回った際に、前記電流検出手段からの情報に基づいてスイッチング状態を変更するようにＶＳＣコンバータの制御を開始する。ＶＳＣコンバータの転流が開始される前に変圧器の電流方向が反転して特定の大きさに到達したとき、双方のコンバータが完全に転流されることが確実になる。

本発明は、直流電圧を直流電圧に変換するための装置及び本発明の独立請求項に記載の同目的の方法にも関する。上記のような装置は、明らかにＤＣ−ＤＣコンバータとしても用いることができるが、そのような装置の主な利点は、恐らく直流電圧を交流電圧に、及びその逆に変換する方式にあり、それが本明細書の導入部でそのような応用例を論議する理由である。ただし、本発明は、いかなる意味でもそれに限定されない。そのような装置がＤＣ−ＤＣコンバータとして用いられると、当該装置は、直流コンバータの端子にＤＣ電圧を取得して、該端子に接続された誘導フィルタの外部端子をＤＣ源又はＤＣ負荷に接続するように制御される。したがって、直流電圧を交流電圧に、又はその逆に変換するための装置の上記実施形態全てが、直流電圧を本発明による直流電圧に変換する装置についても可能であり、請求項に記載された内容に限定されず、これらへの適用も包含することを目的とする。同じことが、直流電圧を直流電圧に変換する本発明の方法に関して本発明による方法の請求項にもいえる。

本発明は、直流電圧を交流電圧へ、及びその逆へ変換する方法と、独立請求項に記載の方法により直流電圧を直流電圧に変換する方法にも関する。そのような方法及び従属項に記載の方法の、本発明の好ましい実施形態の利点は、本発明の好ましい実施形態による装置の説明から明確である。

本発明は、対応する請求項に記載のコンピュータプログラム製品及びコンピュータで読取り可能な媒体にも関する。前記従属項に記載の本発明による方法は、当該プログラムステップを有するコンピュータプログラムを動作させるプロセッサからのプログラム指令により実行するのに好適である。

本発明のさらなる長所及び有利な特徴は、以下の説明と請求項から明らかとなる。

以下に添付図面を引用して本発明の好ましい実施形態を詳細に説明する。

本発明の好ましい実施形態の詳細な説明
図２は、正極１０と負極１１を有する直流電圧中間リンク９と、該２つの電極に相互接続し、直列接続された２つの電流バルブ１４〜１７を有する２相脚１２、１３（以下の式に付された１と２）とを具備するＶＳＣコンバータ８を示している。各電流バルブは、ＩＧＢＴ等のターンオフ型の１つの半導体素子１８と、それと逆並列に接続された整流ダイオード等の整流部材４２とを有する。スナバキャパシタ３３〜３６は、それぞれ１つの前記半導体素子１８とダイオード４２とに並列に接続される。変圧器１９においては、第１次側の巻線２０の両端がＶＳＣコンバータの各出力部２１、２２に接続され、（接地を目的とした第２次側の巻線の中間点への接続７０を有する）第２次側の巻線２３が直流コンバータ２６の２つの相脚２４、２５（以下の式に付された１と２）の両端に接続されている。各直流コンバータの相脚には、２つの電流バルブが直列に接続されており、各電流バルブは、少なくとも１つの半導体素子と、それと逆並列に接続された整流部材とを有し、双方向に通電及び電圧阻止が可能で、かつオンに切り換えるようにバルブを制御可能である。直流コンバータの各相脚の中間点２７、２８には、相出力部が設けられ、相出力部間の交流相電圧用端子２９を形成する。交流電圧側の電流ｉ_ＡＣは、本明細書に示されるように、正に規定される。電圧Ｕ_ＡＣも同様に正である。

図示された各電流バルブは、直列接続された複数の電流バルブで代用することができ、該複数の電流バルブは単一の電流バルブと同一の機能を有し、また同一の方法で制御される。高電圧を取扱わねばならない場合は、各バルブの半導体素子及びダイオードが装置により処理される電圧に対して十分に高い電圧を単独では遮断することはできないので、そのように複数の電流バルブを直列に接続することが必要となる場合がある。

図３は、直流コンバータの電流バルブに可能な３つの構成を図示している。一番左の図は２つのサイリスタを互いに逆並列に接続して構成されている。それに対し、他の２図は、一方で第１ダイオードと逆並列に接続したＩＧＢＴと、他方で第２ダイオードと逆並列に接続された、最初に述べたＩＧＢＴと反対の導電方向を有するＩＧＢＴとの直列接続により形成されている。前記２図のうち一方の図では、ＩＧＢＴのエミッタ同士が、他方の図ではＩＧＢＴのコレクタ同士が互いに接続されている。

図４は図２とは異なる装置を図示している。図２との相違点は、直流コンバータが１相脚のみを有し、該１相脚の１相出力部が変圧器の第２次側の巻線の中間点４３に接続されていることである。

図５ａは、図２による装置の別の変更例を図示している。図２との相違点は、ＶＳＣコンバータが１相脚のみを有し、少なくとも１つのキャパシタ３１、３２を介して前記正極と負極の双方から隔てられた直流電圧中間リンクの中間点３０によって該コンバータの出力部の１つが形成されていることである。これらの実施形態による装置の半導体素子は、図２にのみ概略的に図示した制御ユニット７により制御される。

図５ｂは、図２による装置のさらに別の変更例を図示している。本図に示すＶＳＣコンバータは、各電流バルブのスナバキャパシタを相脚１２、１３の中間点同士を相互接続した単一キャパシタ５０で置換した点で、図４による実施形態と異なる。これにより、図４と同一特性のＶＳＣコンバータが得られ、同様に制御される。しかし、４つのキャパシタの代わりに単一のキャパシタしか必要としない点で有利である。

図５ｃは、図２による装置のさらに別の変更例を図示している。本図に示すＶＳＣコンバータは、各電流バルブのスナバキャパシタを相脚１２の中間点と直流電圧中間リンクの中間点とを相互接続した単一のキャパシタ５１に置換した点で、図５ａによる実施形態と異なる。これにより、図５ａと同一特性のＶＳＣコンバータが得られ、同様に制御される。しかし、２つのキャパシタの代わりに単一のキャパシタしか必要としない点で有利である。

また、本発明は、図４と５ａに例示されたようにスナバキャパシタが電流バルブと並列に配設された実施形態と、図５ｂと５ｃに示されたようにスナバキャパシタが中間点同士の間に配設された実施形態の双方を含むことに注意されたい。

これらの実施形態の異なる特性及び動作挙動の相違を以下に説明する。

様々な事象を説明する際に必要な幾つかの定義を説明する。

ＡＣ側に２相脚を有する場合の結合関数を下式に示す。
Ｕ_ＡＣ＝Ｎ_ｔｒＵ_ｔｒ（ｋ_ＡＣ，１−ｋ_ＡＣ，２）
ｉ_ｔｒ＝Ｎ_ｔｒｉ_ＡＣ（ｋ_ＡＣ，１−ｋ_ＡＣ，２）

相脚が１つの場合は、

Ｕ_ＡＣ＝Ｎ_ｔｒＵ_ｔｒｋ_ＡＣ，１
ｉ_ｔｒ＝Ｎ_ｔｒｉ_ｔｒｋ_ＡＣ，１

ここで、ｋ_ＡＣ，ｉは、相脚ｉにおいて対応するＡＣ側の端子を変圧器の第２次側の巻線の下端に接続する場合は−１／２、ＡＣ端子を変圧器の第２次側の巻線の上端に接続する場合は＋１／２となる。Ｎ_ｔｒは変圧器の巻線比である。

これに対して、２相脚を有する場合のＤＣ側のコンバータは以下の関係を示す。

Ｕ_ｔｒ＝Ｕ_ｄ（ｋ_ＤＣ，１−ｋ_ＤＣ，２）

相脚が１つの場合は、

Ｕ_ｔｒ＝Ｕ_ｄｋ_ＤＣ，１

ここで、ｋ_ＤＣ，ｉは、相脚ｉにおいて対応する変圧器の端子を下側のＤＣリンク電極（負）に接続する場合は−１／２、変圧器の端子を上側のＤＣリンク電極（正）に接続する場合は＋１／２となる。

ＶＳＣコンバータと直流コンバータのスイッチング状態は、相脚の転流により変更することができる。これは、ＶＳＣコンバータでは、相脚の出力部が直流電圧中間リンクの一方の電極から同他方の電極に接続変更されることを意味する。直流コンバータの場合、相脚の出力部が変圧器の第２次側の巻線の一端から同他端に接続変更される。ラインフィルタ５０のインダクタンスは、変圧器の漏れインダクタンスよりはるかに大きく、且つ、当該システムにおけるコンバータの転流の間、交流電圧側の電流ｉ_ＡＣを一定に維持するのに十分に大きいと仮定する。同様に、直流電圧リンクのキャパシタンスは、ＶＳＣコンバータのバルブのスナバキャパシタンスよりはるかに大きく、且つ、当該システムにおけるコンバータの転流の間、直流電圧Ｕ_ｄを一定に維持するのに十分に大きいと仮定する。これらの仮定の下では以下のことがいえる。

変圧器を流れる電流ｉ_ｔｒの方向は、直流コンバータのスイッチング状態と交流電圧側の電流ｉ_ＡＣの方向により決定される。それに対して、変圧器の交差電圧の符号Ｕ_ｔｒは、ＶＳＣコンバータのスイッチング状態により決定される。

ＶＳＣコンバータの転流を可能にするために満たすべき条件は、Ｕ_ｔｒｉ_ｔｒ＞０であり、つまり、電力の流れはＶＳＣコンバータからＡＣ側に向けられている。

図６ａ〜ｄは、ＶＳＣコンバータのスイッチング状態を変更するための手順を図示している。本回路図及び以下の回路図では、瞬時電流経路を太線で示している。図６ａ〜ｄでは、直流コンバータのスイッチング状態が変更されないと仮定し、これは、変圧器を流れる電流ｉ_ｔｒが一定であることを示す。まず、電流を導く電流バルブの２つの半導体素子をオフに切り換え（図６ｂ）、これにより、電流をスナバキャパシタ３３〜３６に迂回させる。キャパシタが再充電されると、Ｕ_ｔｒは＋Ｕ_ｄから−Ｕ_ｄに変化する。電圧誘導及びそれによるバルブに対する応力は、前記キャパシタの存在により顕著に低減する。最後に、対向するバルブのダイオードが該電流を引き継いで転流を完了する。この段階で、通電しているダイオードと逆並列の半導体素子（ＩＧＢＴ）は電圧がゼロ及び電流がゼロの状態でオンに切り換えられる（図６ｄ）。

図７ａ〜ｆはＶＳＣコンバータを転流する別の方法を示しており、一度に１相脚が転流される。第１相脚の転流後、Ｕ_ｔｒ及びそれによりＵ_ＡＣが電流フリーホイール(current freewheels)としてゼロになる（図７ｃ）。説明した転流プロセスは、Ｕ_ｔｒとｉ_ｔｒが共に負である場合にも同様に実行することができる。しかし、図６ｄ及び図７ｆによるスイッチング状態に達した際、予め直流コンバータのスイッチング状態を変更して変圧器を流れる電流ｉ_ｔｒの向きを変更せずに、図６ａ及び図７ａによるスイッチング状態にそれぞれ戻すことはできない。

直流コンバータの相脚の転流が可能となるには以下の条件を満たす必要がある。

Ｕ_ＡＣｉ_ＡＣ＜０

これは、交流相電圧端子から直流コンバータに対して流れる電力に等しい。直流コンバータの１相脚の転流効果により、直流コンバータの出力部は変圧器の第２次側の巻線の一端から同他端に接続が移行される。これは結合関数ｋ_ＡＣ，ｉの符号反転(sign reversal)に相当する。図８ａ〜ｃは、相脚の転流がどのように行われるかを図示している。最初に、上側のバルブが通電する、つまり、ｋ_ＡＣ,ｉ＝１／２である。転流を開始するために、相脚への印加電圧を遮断する下側バルブ３７の半導体スイッチがオンに切り換えられる。それにより、相脚は短絡されて、代わりに変圧器の漏れインダクタンスに電圧が発生する。変圧器における電流は移行を開始し、それに応じて下側バルブが上側バルブ３８からの電流を引き継ぐ。最後に、上側バルブを流れる電流がゼロになり、初期に通電していたダイオードはオフに切り換えられる。この後、初期に通電していた半導体スイッチがゼロ電流でオフに切り換えられる。相脚が２つある場合には、双方を同時に転流することができることに注意されたい。一部の例では、転流シーケンスの速度を向上させるためにこれが非常に有利である。

概略的に述べたように、図６と図７を引用して説明した方法でＶＳＣコンバータを転流することはできない場合がある。変圧器を流れる電流は、直流コンバータのスイッチ状態とは無関係にスナバキャパシタを再充電するのに不十分な場合がある。スナバキャパシタの再充電に時間が掛かり過ぎるか、或いは、極端な場合、ｉ_ＡＣ＝０の際は、全く再充電しない。これらの状況では、補助共振転流に基づいた方法を使用することができる。図９ａ〜ｆを参照して当該方法を説明する。要約すると、当該方法は、スナバキャパシタと変圧器の漏れインダクタンスとの間に共振回路を形成するように双方のコンバータを同時にスイッチングする。図９ａ〜ｆは、直流電圧側に相脚を１つ設けた場合に補助共振転流の分析に使用可能な当該システムの簡略構造図を示している。第１ステップ（図９ｂ）において、Ｕ_ｔｒの向きに電流経路を形成するように交流電圧側のコンバータの１又は複数の相脚を切り換える。変圧器を流れる電流は直線的に増加し始める。この状態において、電流は増加電流ｉ_ｅｎｈで示された一定量だけ増加が許容される。所要の持続時間は、下式により求められる。

ｔ_ｅｎｈ＝２Ｌ_λ・ｉ_ｅｎｈ／Ｎ^２ _ｔｒ・Ｕ_ｄ

Ｌ_λは第２次側の巻線に対して発生した変圧器の漏れインダクタンスである。ｔ_ｅｎｈが経過すると、通電しているＶＳＣコンバータの半導体素子はオフに切り換えられる。それにより、スナバキャパシタンスと変圧器の漏れインダクタンスにより制御される共振プロセス（図９ｃ）が開始される。このプロセスを通じて、スナバキャパシタンスは、相脚の端子の電位が逆向きの直流電圧レールに転換するように再充電される。同様に、これは、Ｕ_ｔｒが＋Ｕ_ｄ／２から−Ｕ_ｄ／２に、又はその逆に移行することを意味する。これが完了すると、初期に直流電圧を遮断していたダイオードが電流を引き継ぎ、それと逆並列の半導体素子がゼロ電圧及びゼロ電流の状態でオンに切り換えられる。電流ｉ_ｔｒは初期レベルに到達するまで直線的に降下する。この段階で、初期にオンに切り換えられた交流電圧側のコンバータのバルブは自然転流によりオフに切り換られ、当該プロセスが完了する。共振回路における損失を補償するために増加電流を使用して、交流電圧側の自由電流経路が遮断される前にスナバキャパシタの再充電を確実に完了することができることに注意されたい。また、該増加電流は、転流プロセスにおいて交流電圧側の電流ｉ_ＡＣの変化量を補償するためにも使用することができる。

図１０には、図９ａ〜ｆに図示された様々な状態においてＵ_ＡＣ、Ｕ_ｔｒ及びｉ_ｔｒが時間の経過と共にどのように変化するかが図示されている。この図では、単純化のために、Ｎ_ｔｒを１とみなしている。

図１１は、ＶＳＣコンバータが２つの相脚を備えている場合に補助共振転流の分析に使用可能な当該システムの簡略模式図を示している。ＶＳＣコンバータの標準的な転流と同じように、補助共振転流を実施する方法は主に２つある。双方の相脚が同時に転流される第１の方法が図１１ａ〜ｆに図示されている。第１ステップ（図１１ｂ）では、交流電圧側のコンバータの１又は複数の相脚は、Ｕ_ｔｒの向きに電流経路を設けるようにスイッチが切り換えられる。変圧器を流れる電流は直線的に増加し始める。この状態において電流は、ｉ_ｅｎｈと表記される所定量だけ増加が許容される。所要の持続時間は、下式により求められる。

ｔ_ｅｎｈ＝Ｌ_λ・ｉ_ｅｎｈ／Ｎ^２ _ｔｒ・Ｕ_ｄ

ｔ_ｅｎｈが経過すると、通電しているＶＳＣコンバータのスイッチが双方ともオフに切り換えられる。それによって、スナバキャパシタンスと変圧器の漏れインダクタンスとにより制御される共振プロセス（図１１ｃ）が開始される。このプロセスを通じて、スナバキャパシタンスは、相脚双方の相端子の電位が逆向きの直流電圧レールに転換するように再充電される。これは、Ｕ_ｔｒが＋Ｕ_ｄから−Ｕ_ｄに、又はその逆に移行することをも意味する。これが完了すると、初期に直流電圧を遮断していたダイオードが電流を引き継ぎ、該ダイオードと逆並列のスイッチがゼロ電圧及びゼロ電流の状態でオンに切り換えられる。電流ｉ_ｔｒは、初期レベルに到達するまで直線的に降下させられる。この段階で、初期にオンに切り換えられた直流コンバータのバルブは、自然転流によりオフに切り換えられ、当該プロセスが完了する。共振回路における損失を補償するために増加電流を使用して、交流電圧側の自由電流経路が遮断される前にスナバキャパシタの再充電を確実に完了することができることに注意されたい。また、該増加電流は、転流プロセスにおいて交流電圧側の電流ｉ_ＡＣの変化量を補償するために使用することもできる。

図１２では、図１１ａ〜ｆに図示された様々な状態においてＵ_ＡＣ、Ｕ_ｔｒ及びｉ_ｔｒが時間の経過と共にどのように変化するかが図示されている。１相脚（図９ａ〜ｆ）及び２相脚（図１１ａ〜ｆ）の場合の手順は、それぞれ図１０と図１２に示された変数に関して基本的に同じであることに注意されたい。この図では単純化のために、Ｎ_ｔｒを１とみなしている。

上記説明では共振転流方法を最大限に活用していることに注目されたい。別の方法は、ＶＳＣコンバータのスイッチのオフ切り換え後に前記電流経路を設けるように直流コンバータの相脚を切り換えることである。それにより、まず、非共振法により部分的にスナバキャパシタを再充電し、その後、一時期的に共振電流が転流に加わり、最終的には共振電流なしで転流が完了する。この方法は、変圧器を流れるピーク電流が低下するという利点を有し、それにより損失がより低下する。共振プロセスを行うためには、Ｕ_ｔｒがゼロに到達する前に直流コンバータの相脚を切り換える必要がある。

図１３ａ〜ｈに図示された第２の方法では、ＶＳＣの相脚が１回でオンに切り換えられる。まず、直流コンバータは、上述と同じ方法で変圧器を短絡し、所定量だけ変圧器の電流を増加させる。次のステップでは、導電しているスイッチの１つだけがオフに切り換えられ、かかる相脚のスナバキャパシタンスと変圧器の漏れインダクタンスとの間に共振を発生させる。しばらくしてから、転流している相脚のダイオードが電流を引き継ぎ、このダイオードと逆並列の半導体素子がゼロ電圧及びゼロ電流の状態でオンに切り換えられる。それにより、当該システムでは、変圧器の電圧がゼロになり、よって交流電圧側の電圧がゼロに等しい状態になる。共振電流は、まだ変圧器を流れている。転流を完了するために、通電している残りの半導体素子をオフに切り換えることにより他の相脚を転流する。スナバキャパシタと漏れインダクタンスとの共振により、電流が減少し、相電位が逆向きで直流電圧レールに導かれる。しばらくしてから、転流している相脚のダイオードが再度電流を引き継ぎ、このダイオードと逆並列の半導体素子がゼロ電圧及びゼロ電流の状態でオンに切り換えられる。最終的に、変圧器の電圧は初期値に降下させられ、交流電圧側は自然転流により初期状態に戻る。同様に、本事例では、ＶＳＣコンバータの転流を素早く確実に完了するための手段として増加電流を使用することができる。また、転流プロセスにおいて、交流電流ｉ_ＡＣの変化量を補償するために該増加電流を使用することもできる。

図１４では、図１３ａ〜ｈに図示された様々な状態において、Ｕ_ＡＣ、Ｕ_ｔｒ及びｉ_ｔｒが時間の経過と共にどのように変化するかが図示されている。本図では単純化のためにＮ_ｔｒを１とみなしている。

上記説明では共振転流方法を最大限に活用していることに注意されたい。別の方法は、直流コンバータの相脚のスイッチを切り換えることにより、ＶＳＣコンバータの第１相脚のスイッチをオフに切り換えた後に前記電流経路が設けられるようにすることである。それにより、第１にスナバキャパシタが非共振法により部分的に再充電され、続いて、共振電流が転流に加わり、最終的に共振電流なしに転流が完了するプロセスが得られる。当該方法は、変圧器を流れるピーク電流が低下するという利点を有し、それにより損失が低下する。共振プロセスを行うためには、Ｕ_ｔｒがゼロになる前に直流コンバータの相脚が切り換えられなければならない。

本発明によるコンバータシステムは、交流電圧側の端子に制御可能な電圧パルス連鎖を供給するという意味で電圧源双方向性ＤＣ／ＡＣコンバータと同様の特性を有する。交流電圧側の電流ｉ_ＡＣの向き及び大きさとは無関係に、正又は負の電圧パルスからなる交流電圧側の電圧Ｕ_ＡＣを生成することができる。当該パルス連鎖の形状、つまり、パルスの極性及び持続時間は、特定の対象条件を満足するように決定される。このような対象の幾つかを以下に記す。
１． 直流電圧側から交流電圧側へ、又はその逆へ向かう所望の電力の移動
２． 交流電圧側の電圧又は間接的には交流電圧側の電流における所定の高調波の含有量
３． 交流電圧側の端子からみた所定のインピーダンス

所望されるパルスパターンの性質は、一般的に、用途の種類及びコンバータシステムの交流電圧側に接続された回路の性質に大きく影響される。上述のような対象条件を満足するためのパルスパターンの形状を決定する方法は、例えば、John Wiley, 1995, Mohan, Undeland and Robbinsによる文献「Power Electronics-Converters, Applications and Design」第２版に詳細に記載されているため、本明細書では詳述しない。図１５には、パルスの平均電圧が特定の基準電圧Ｕ_ｒｅｆと一致する場合のパルス連鎖の一実施例が示されている。

可能な転流シーケンスを詳述する。本明細書において転流シーケンスという表現は、特定の目的を達成するために実行される、当該システムの２つのコンバータの相脚を転流するための任意の長さのシーケンスを意味する。一般的な転流シーケンスは、直流電圧側の全相脚の転流と交流電圧側の全相脚の転流とを切り換えることからなる。コンバータの初期状態は、交流電圧側の端子の電圧が同端子の電流と同符号を有する状態である、つまり、Ｕ_ＡＣｉ_ＡＣ＞０、又はｉ_ＡＣ＝０であることを前提とする。

１． ＶＳＣコンバータの相脚を転流する。これは、様々な方法で行うことができる。第１に、転流は非共振型又は共振型とすることができる。共振型の転流は、十分な高速転流を達成するには交流電圧側の電流の大きさが不十分である場合に採用される必要がある。第２に、ＶＳＣコンバータが２つの相脚を備えている場合、該２つの相脚は、２つ同時か、又は一度に１つずつ転流することができる。相脚が一度に１つずつ転流される場合、転流の間隔は、所望の交流電圧出力のゼロ電圧間隔が得られるように選択される。
２． ＶＳＣコンバータの全相脚を転流した後、交流電圧側の電圧Ｕ_ＡＣは、交流電圧側の電流ｉ_ＡＣとは反対の符号を有する、つまり、当該システムの電流は、交流電圧側から直流電圧側に流れている。当該システムは、所望の交流電圧側の電圧パルスパターン及びその他の考慮すべき事項により決定される一定期間、この状態に維持される。この時間間隔がゼロであることも十分にあり得ることに注意されたい。これは、例えば、所望の平均電力の流れが直流電圧側から交流電圧側に向かっている場合が当てはまる。
３． 交流電圧側のコンバータの相脚を転流する。交流電圧側のコンバータが２つの相脚を備えている場合、該相脚は同時か、又は一度に１つずつ転流される。該相脚が一度に１つずつ転流される場合、転流の間隔は、所望の交流電圧出力のゼロ電圧間隔が得られるように選択される。
４． 交流電圧側のコンバータの全相脚を転流した後、交流電圧側の電圧Ｕ_ＡＣは、交流電圧側の電流ｉ_ＡＣと同符号を有する、つまり、当該システムの電力は、直流電圧側から交流電圧側に流れている。当該システムは、所望の交流電圧側の電圧パルスパターン及びその他の考慮すべき事項により決定される一定期間、この状態に維持される。該時間間隔はゼロであることも十分にあり得ることに注意されたい。その後、再度１に戻ってシーケンスを開始する。

上記ステップ１ないし４により説明されたシーケンスを、以後転流サイクルと称す。初期状態がＵ_ｔｒｉ_ｔｒ＞０でない場合、他のいずれかの適用可能なステップから当該サイクルを開始することができる。転流シーケンスは連続する多数の転流サイクルからなる。シーケンスの転流サイクルは互いに相違してもよいことに注意されたい。上記転流間の時間間隔は、以下のような複数の検討事項に基づいて決定される。
１．上述したような所望の交流電圧側の出力電圧パルスパターン
２．変圧器の適切な動作を達成し、変圧器の巻芯の飽和を回避する必要性

転流サイクルが常時一定周波数で実行されるように上記遅延時間を選択することができる。

上記検討事項に基づいて時間間隔を選択するアルゴリズムは、転流の際、変圧器の電圧及び交流電圧側の出力電圧が瞬時的に変更しないことを修正することを含む。

ＶＳＣコンバータが２つの相脚を備えており、該相脚が数回の転流サイクルの間に一度に１つずつ転流される場合、相脚のバルブの負荷が均等となるような措置を取ることができる。これは、適切な方法で相脚が転流される順序を変更することにより行うことができる。この順序は、コンバータが直流電圧キャパシタを変圧器に結合する際に何ら影響を与えないことに注意されたい。

同様に、直流コンバータが２つの相脚を備えており、該相脚が数回の転流サイクルの間に一度に１つずつ転流される場合に、相脚のバルブの負荷が均等となるような措置を取ることができる。これは、適切な方法で相脚が転流される順序を変更することにより行うことができる。この順序は、コンバータが変圧器を交流電圧側の端子に結合する方法に何ら影響を与えないことに注意されたい。

多くの場合、数回の転流サイクルの平均電力の流れは、交流電圧側の電流ｉ_ＡＣの向きとは無関係に、同一方向であることが望ましい。これは、転流サイクルのステップ２又はステップ４で説明した時間間隔がゼロであるべきことと、交流電圧側の転流が直流電圧側の転流の直後に行われるか、又はその逆であるべきこととを含意している。本明細書では、交流電圧側の転流が、交流電圧側のコンバータの全相脚を同時又は一度に１つずつ転流することを意味しており、一方、直流電圧側の転流は、直流電圧側のコンバータの全相脚を同時又は一度に１つずつ転流することを意味している。交流電圧側の転流から直流電圧側の転流への移行、又はその逆の移行を素早く実行するための複数手段を以下に開示する。

非共振転流を適用し、転流サイクルのステップ２で説明した時間間隔がゼロである場合、交流電圧出力の電圧Ｕ_ＡＣの符号が交流電圧側の電流ｉ_ＡＣの反対になる短い間隔が存在する。当該間隔は、直流電圧側を転流する際に、変圧器の電圧の符号が変化し、よって交流電圧側の出力電圧の符号が変化したときに発生する。様々な理由で、この間隔又はこの間隔の電圧時間領域を減少させることが重要である。これは、直流電圧側の転流を完了する前に交流電圧側の転流を開始することにより達成することができる。これは、変圧器の電圧Ｕ_ｔｒが直流電圧側の転流によって符号を変更し、所定のレベルまで上昇した際に、交流電圧側のコンバータの関連する（１又は複数の）半導体素子をオンに切り換えることにより行われる。この電圧レベルの最少許容値は、変圧器電流がゼロに到達する前に直流電圧側の転流を完了する必要性により決定される。

非共振転流を適用し、転流サイクルのステップ４で説明した時間間隔がゼロである場合、交流電圧の出力電圧Ｕ_ＡＣの符号が交流電圧側の電流ｉ_ＡＣの符号と同一になる短い間隔が存在する。当該間隔は、変圧器電圧の符号が変化し、よって交流電圧側の出力電圧の符号が変化する前の、直流電圧側の転流期間に発生する。様々な理由で、この間隔又はこの間隔の電圧時間領域を減少させることが重要である。これは、交流電圧側の転流を完了する前に直流電圧側の転流を開始することにより達成することができる。これは、変圧器の電流ｉ_ｔｒが交流電圧側の転流によって符号を変更し、所定のレベルまで上昇した際に、直流電圧側のコンバータの関連する（１又は複数の）半導体素子をオフに切り換えることにより行われる。この電流レベルの最少許容値は、変圧器の電圧がゼロに到達する前に交流電圧側の転流を完了する必要性により決定される。上述した従来の転流を修正する２つの方法を、以後インターレース式転流と称す。

双方のコンバータのインターレース式転流を使用する方法の１つが、図１６ａ〜ｉに図示されている。この場合、電力は直流電圧側から交流電圧側に流れている、つまり、交流電圧側の電圧パルスの極性は交流電圧側の電流と同一である。ＶＳＣコンバータは、直流コンバータの前に転流を開始し、ＶＳＣコンバータの転流の完了前に直流コンバータの転流が開始される。それにより、スナバキャパシタ及び変圧器の漏れインダクタンスにより制御される共振プロセスが開始される。次の段階で、ＶＳＣコンバータの転流が完了し、直流コンバータの転流もそれが完了するまで続行する。双方のコンバータの転流を確実に完了するため、変圧器の電圧の極性は直流コンバータの転流が開始される前に反転されて特定の大きさに達している必要があり、これは、変圧器の第1次側の巻線間の電圧を検出するための手段３９を配置することにより保証される。この大きさは、漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーがスナバキャパシタの再充電に十分な程度に設定される。さらに、コンバータ間の総インダクタンスを増加させるために変圧器と直列に補助インダクタ４０をさらに接続してもよく、その場合転流速度が減速する。これにより、半導体素子のスイッチング損失及び半導体素子の応力も減少させることができる。インダクタが変圧器の直流コンバータ側に配設されるかＶＳＣコンバータ側に配設されるかは重要でない。図１６ａ〜ｉは、ＶＳＣコンバータの相脚が一度に１つずつ転流される場合を図示しており、図１７は、Ｕ_ｔｒ、ｉ_ｔｒ及びＵ_ＡＣが、図１６ａ〜ｉの状態においてどのように変化するかを図示している。本図では単純化のためにＮ_ｔｒを１とみなしている。

図１６ａ：初期状態
電流がＶＳＣコンバータの半導体スイッチを流れ、電力は直流電圧側から交流電圧側に流れる。
図１６ｂ：
通電する半導体スイッチの１つをオフに切り換えることによりＶＳＣコンバータの相脚の１つの転流が開始される。それにより、Ｕ_ｔｒは直線的に減少し始め、最終的にはゼロとなる。
図１６ｃ：
Ｕ_ｔｒがゼロになると、転流しているＶＳＣコンバータの相脚の対向するダイオードが電流を引き継ぐ。電流を引き継ぐダイオードと逆並列のスイッチがゼロ電圧及びゼロ電流の状態でオンに切り換えられる。この間隔の持続時間は、モジュレータにより指定されたゼロ電圧間隔が供給されるように設定される。
図１６ｄ：
ＶＳＣコンバータの他方の相脚の転流が開始されて、Ｕ_ｔｒは初期状態とは逆向きに増加し始める。当該電力は所望の向きと逆向きに流れるので、この間隔の持続時間はできるだけ短くしなければならない。
図１６ｅ：
Ｕ_ｔｒの符号が変化してＵ_ｔｒが逆向きに十分に増加すると、直流コンバータの相脚双方の転流が同時に開始される。変圧器の漏れインダクタンスのエネルギーが、１相脚のスナバキャパシタの再充電を完了するのに必要なエネルギーを上回っていなければならない。この状態で、当該システムは、共振プロセスによって、双方がスナバキャパシタの再充電を完了し、ｉ_ｔｒの減少を開始する。
図１６ｆ：
ＶＳＣコンバータの第２相脚の転流が完了して、初期に通電していた半導体スイッチと対向するダイオードが電流を引き継ぐ。電流を引き継ぐダイオードと逆並列の半導体スイッチが、ゼロ電圧及びゼロ電流の状態でオンに切り換えられる。
図１６ｇ：
変圧器を流れる電流の向きが変わり、それにより、電流はダイオードからＶＳＣコンバータの半導体スイッチに移流する。
図１６ｈ及び図１６ｉ：
直流コンバータの転流が完了すると、当該システムは基本的に初期状態に戻って再度ステップ１からシーケンスを開始することができる。

直流電圧側のコンバータに対して共振転流が適用されて、不要な遅延を起こすことなく、交流電圧側の転流から直流電圧側の転流に素早く移行することが望ましい場合、これは、交流電圧側の転流の完了前に、交流電圧側のコンバータの関連する（１又は複数の）半導体素子をオンに切り換えることで直流電圧側の共振転流を開始することにより実施することができる。これは、交流電圧側の転流が完了する前に半導体素子をいくらかの電流が流れるということではなく、２つのコンバータの転流の間の遅延が回避されることを示すことに注意されたい。

同様に、直流電圧側のコンバータのために共振転流が適用されて、不要な遅延を起こすことなく、直流電圧側の転流から交流電圧側の転流に素早く移行することが望ましい場合、これは、直流電圧側の共振転流の完了前に、交流電圧側のコンバータの関連する（１又は複数の）半導体素子をオンに切り換えることで交流電圧側の転流を開始することにより実施することができる。これは、直流電圧側の転流が完了する前にこれら半導体素子をいくらかの電流が流れるということではなく、２つのコンバータの転流の間の遅延が回避されることを示すことに注意されたい。

図１８ａ〜ｉには、交流電圧側から直流電圧側に流れる所望の電力流を有するＶＳＣコンバータの共振転流を含む転流サイクルの実施例が図示されている。図１９には、このプロセスにおけるＵ_ｔｒ、ｉ_ｔｒ及びＵ_ＡＣの変化が図示されている。この図では、単純化のためにＮ_ｔｒを１とみなしている。図１８ｆには、当該装置が変圧器の第２次側の巻線を流れる電流を検出するための手段４１を具備しており、該手段により、ＶＳＣコンバータのスイッチング状態を変更する該コンバータの制御が開始される前に、変圧器の第２次側の巻線を流れる電流が向きを変えて所定の増加電流値を上回ることが保証される様子が概略的に図示されている。

この転流サイクルのステップは以下の通りである。
図１８ａ：
初期段階であり、ＶＳＣコンバータのダイオードに電流が流れ、交流電圧側から直流電圧側に電力が流れる（図１９参照）。
図１８ｂ：
直流コンバータの相脚の１つが転流を開始する。
図１８ｃ：
直流コンバータの第１相脚の転流が完了し、直流コンバータの相出力部を短絡した結果、直流電圧側の電流はゼロである。この間隔の持続期間は、モジュレータで指定されたゼロ電圧間隔が供給されるように設定される。
図１８ｄ：
直流コンバータの他方の相脚の転流が開始される。初期に通電する該相脚のバルブは双方向に導通するように設けられる。ＶＳＣコンバータでは、初期に通電していたダイオードと逆並列の半導体素子を流れる電流が増加し始める。
図１８ｅ：
増加段階である。変圧器の電流が（直流電圧側から見て）交流電圧側の電流より大きくなると、直流コンバータは変圧器の端子の短絡を継続する。同様に、初めに転流された直流コンバータの相脚は、Ｕ_ｔｒの向きに導電するように設けられ、これにより共振電流経路が追加形成される。これは必須ではないが、交流電圧側のバルブの応力を軽減するので好ましい解決法である。
図１８ｆ：
共振段階である。変圧器の電流が電流検出手段４１で示された所定量、いわゆる増加電流まで増加したら、ＶＳＣコンバータにおいて通電する半導体スイッチの双方がオフに切り換えられる。これにより、共振プロセスが開始され、スナバキャパシタが再充電されてＵ_ｔｒの極性が反転する。
図１８ｇ：
極性が完全に反転すると、ダイオードがＶＳＣコンバータの電流を引き継ぐ。このダイオードと逆並列の半導体スイッチはゼロ電圧及びゼロ電流の状態でオンに切り換えられる。変圧器を流れる電流は直線的に増加する。
図１８ｈ及び図１８ｉ：
ｉ_ｔｒがｉ_ＡＣのレベルに達すると、共振回路を開設するためにオンに切り換えられた直流コンバータのスイッチが自然にオフに切り換わる。それにより、当該システムは基本的に初期状態に戻る。シーケンスを再開することができる。

転流シーケンスは動作条件に適応し、特定の条件においては以下の通りである。例えば、電流が交流であるために交流電圧側の電流ｉ_ＡＣの向きが動作中に変更する場合、転流サイクルに幾つかの修正が必要な場合がある。これは、前述したようにシステムが新しいステップから処理を開始することができるように、前述した順序に従わずに転流サイクルの新しいステップに移行することを意味する。

これを達成する幾つかの方法を説明する。

ｉ_ＡＣの向きが転流サイクルのステップ２において変わる場合、当該システムは、ステップ２が終了するとステップ１に直接進むことができる。
ｉ_ＡＣの向きが転流サイクルのステップ４において変わる場合、当該システムは、ステップ４が終了するとステップ３に直接進むことができる。

直流電圧側のコンバータが２つの相脚を備えており、該相脚が非共振転流により一度に１つずつ転流されて、第１の相脚が転流される間にｉ_ＡＣが符号を変更する場合、当該システムは、所望のゼロ電圧間隔が完了するとこの相脚を再度転流し、その後ステップ２に進むことができる。

ｉ_ＡＣがゼロ交差する場合は通電する直流コンバータのバルブが双方向に導電するように制御されるような準備がなされている。

交流電圧側が単相端子の場合、２つの相脚を有する実施形態には４つの異なるスイッチ状態がある。すなわち、（ｋ_ＡＣ，１＝−１，ｋ_ＡＣ，２＝−１）でＵ_ＡＣ＝０を示す状態、（ｋ_ＡＣ，１＝１，ｋ_ＡＣ，２＝１）でＵ_ＡＣ＝０を示す状態、（ｋ_ＡＣ，１＝１，ｋ_ＡＣ，２＝−１）でＵ_ＡＣ＝Ｎ_ｔｒＵ_ｔｒを示す状態、及び最後に（ｋ_ＡＣ，１＝−１，ｋ_ＡＣ，２＝１）でＵ_ＡＣ＝−Ｎ_ｔｒＵ_ｔｒを示す状態である。よって、この場合、所望のゼロ電圧間隔は、ＶＳＣコンバータの相脚を一度に１つずつ転流するか、或いは、直流コンバータが２つの相脚の出力部を短絡する状態の一方に当該システムを維持することにより達成することができる。直流コンバータが図４の実施形態のように相脚を１つしか有さない場合、直流コンバータを用いて相出力部を短絡する方法はない。よって、所望のパルスパターンを得るための唯一の方法は、ＶＳＣコンバータの相脚を一度に１つずつ転流する方法を採用することである。

当該装置の交流電圧側に正の電圧パルスパターンを得るための複数の転流シーケンスを上述したが、交流相電圧端子に所望の負の電圧パルス間隔を得るためにも同様の転流シーケンスが実行されることは自明である。

直流コンバータの電流バルブには、前記バルブのオフ切り換えの際の逆回復プロセスによる過電圧を防止するために適切なスナバ回路を設けることができる。直流コンバータのダイオード又はサイリスタの逆回復は、高い電流誘導と、それによる過電圧を招く可能性がある。本発明の主要部ではないが、本明細書に記載の内容においてスナバ回路を使用することが可能であり、さらには殆どの場合において必須であることは周知である。

結論として、提起したコンバータの技術的思想は、直流コンバータの最適な特性と電圧源コンバータの最適な特性とを組み合わせて、部品数が少なく、スイッチング損失を大幅に削減し、非常に効果的な一連の機能性を兼ね備えたシステムを実現する。

当然のことながら、本発明は上記の好ましい実施形態に限定されず、特許請求の範囲に記載された本発明の基本的思想から逸脱せずに多様な実施形態の変更が可能であることは当業者には自明である。

上記及び対応する請求項において電流検出手段４１に対して使用された「検出」とは、変圧器の第２次側の巻線を流れる電流を間接的に検出する場合も含むと理解されたい。この手段は、変圧器の第１次側の巻線における電流を測定し、変圧器の変圧比を使用して変圧器の第２次側の巻線における電流を取得するために接続することができる。インターレース方式の転流の際の半導体素子のスイッチング間の適切な時間間隔も、システムの他のパラメータ及び変数から予測及び計算できる。

図１は、従来技術による装置の概略回路図である。 図２は、本発明の好ましい第１実施形態による装置の概略回路図である。 図３は、本発明による装置の直流コンバータのバルブを構成する別の選択肢も概略的に図示している。 図４は、本発明の好ましい第２実施形態による装置の回路図である。 図５ａ、５ｂ及び５ｃは、本発明のさらに好ましい実施形態による装置の一部を図示した回路図である。 図６ａ〜ｄは、同時に２相脚を転流する手順に対して異なる状態の図２ないし図４による装置の直流電圧側の回路図である。 図７ａ〜ｆは、一度に１相脚を転流する手順に対して図６ａ〜ｄの対応図である。 図８ａ〜ｃは、当該相脚を転流する手順に対して異なる状態の本発明による装置の直流コンバータの１相脚の簡略回路図である。 図９ａ〜ｆは、前記ＶＳＣコンバータの補助共振転流の手順に対して異なる状態で１相脚を有するＶＳＣコンバータを具備する本発明による装置の回路図である。 図１０は、図９ａ〜ｆによる手順に対する電圧及び電流と時間とのグラフ図である。 図１１ａ〜ｆは、ＶＳＣコンバータの２相脚を同時に転流するＶＳＣコンバータの補助共振転流の手順に対して異なる状態の本発明による装置の回路図である。 図１２は、図１１ａ〜ｆによる手順に対する電圧及び電流と時間とのグラフ図である。 図１３ａ〜ｈは、２相脚を同時に転流するＶＳＣコンバータの補助共振転流の手順に対して異なる状態の本発明による装置の回路図である。 図１４は、図１３ａ〜ｈによる手順に対する電圧及び電流と時間とのグラフ図である。 図１５は、本発明による装置の交流相電圧の可能性のあるパルス幅変調パターンの概略図である。 図１６ａ〜ｉは、電力をＤＣ側からＡＣ側に流したい場合に双方のコンバータのインターレース式転流手順に対して異なる状態の本発明による装置の回路図である。 図１７は、図１６ａ〜ｉに図示された手順に対して図１０に対応するグラフである。 図１８ａ〜ｉは、電力をＡＣ側からＤＣ側に流したい場合にＶＳＣコンバータの補助共振転流の手順に対して異なる状態の本発明による装置の回路図である。 図１９は、図１８ａ〜ｉに図示された手順に対して図１０に対応するグラフである。

Claims (66)

1. 正（１０）及び負極（１１）と該２つの電極を相互接続する少なくとも１つの相脚（１２、１３）とを有する直流電圧中間リンク（９）と、それぞれが少なくとも１つのターンオフ型の半導体素子（１８）とそれと逆並列に接続された整流部材（４２）とを有する直列接続された少なくとも２つの電流バルブ（１４〜１７）を有するＶＳＣコンバータ（電圧源コンバータ）（８）を備える、直流から交流へ及びその逆へ電圧を変換する装置であって、当該装置は、さらに、第１次側の巻線（２０）の両端がＶＳＣコンバータの各出力部（２１、２２、３０）に接続され、第２次側の巻線（２３）が交流相電圧を形成する電圧パルスの生成に適した配線に接続された変圧器（１９）と、ＶＳＣコンバータ及び前記配線を前記の電圧変換を行うように制御するユニット（７）とを具備し、
   前記ＶＳＣコンバータが、前記電流バルブに接続された少なくとも１のスナバキャパシタ（３３〜３６、５０）を具備することと、前記配線が、両端を介して変圧器の（１９）の前記第２次側の巻線（２３）の両端に接続された少なくとも１の相脚（２４、２５）と、直列に接続された少なくとも２つの電流バルブ（３７、３８）とを有する直流コンバータ（２６）を具備し、各電流バルブが、双方向に導電及び電圧阻止可能で、且つゲート制御によるオン切り換えが可能であることと、直流コンバータの前記相脚の中間点（２７）に相出力部を設け、この出力部と直流コンバータの別の相出力部（２８）との間に前記交流相電圧のための端子（２９）を形成することを特徴とする装置。
2. ＶＳＣコンバータの前記電流バルブはそれぞれ前記半導体素子及び整流部材と並列に接続されたスナバキャパシタ（３３〜３６）を具備することを特徴とする請求項１に記載の装置。
3. 前記ＶＳＣコンバータは、２つの前記相脚（１２、１３）を有し、前記変圧器の１次側の巻線（２０）の端部に接続された前記出力部は、各相脚の電流バルブ間の中間点（２１、２２）により形成されることを特徴とする請求項１に記載の装置。
4. ＶＳＣコンバータは前記相脚を１つ（１２）有し、前記変圧器の１次側の巻線の端部に接続された前記出力の１つは、前記相脚の電流バルブ間の中間点（２１）により形成され、変圧器の１次側の巻線の反対端部に接続された出力は、少なくとも１つのキャパシタ（３１、３２）により正極（１０）と負極（１１）の双方から分離された直流電圧中間リンクの中間点（３０）により形成されることを特徴とする請求項１に記載の装置。
5. ＶＳＣコンバータが、前記変圧器の第１次側の巻線（２０）と並列に接続された１つの前記スナバキャパシタ（５０、５１）を具備することを特徴とする請求項３又は４に記載の装置。
6. 前記直流コンバータ（２６）は、前記交流相電圧のための前記端子を１つだけ有することを特徴とする請求項１ないし５のいずれかに記載の装置。
7. 直流コンバータは前記相脚を２つ（２４、２５）有し、前記端子を形成する前記２つの相出力部は、各相脚の電流バルブ間の中間点（２７、２８）により形成されることを特徴とする請求項６に記載の装置。
8. 直流コンバータは前記相脚を１つ（２４）有し、前記相出力部の一方は、前記相脚の電流バルブ間の中間点（２７）により形成され、相出力部の他方は、第２次側の巻線の両端の間に位置する前記変圧器の第２次側の巻線の中間点（４３）により形成されることを特徴とする請求項６に記載の装置。
9. ＶＳＣコンバータの各バルブの半導体素子（１８）及び整流部材（４２）は、固有のボディダイオードを備えたＭＯＳＦＥＴ等の、同一の半導体素子に集積されることを特徴とする請求項１ないし８のいずれかに記載の装置。
10. 直流コンバータのバルブ（３７、３８）は、オフに切り換えるのに適した半導体素子を有し、それにより、半導体を流れる電流のゼロ交差によりバルブをオフに切り換えることを特徴とする請求項１ないし９のいずれかに記載の装置。
11. 直流コンバータの前記電流バルブ（３７、３８）が、該バルブが接続されている外部回路での事象に応じて、オフ切り換えされて該バルブを流れる電流をゼロまで降下させるように調節されることを特徴とする請求項１０に記載の装置。
12. 直流コンバータの前記電流バルブ（３７、３８）の各々が、逆並列に接続された２つの逆阻止制御可能な第２バルブを具備することを特徴とする請求項１１に記載の装置。
13. 前記第２バルブの各々が、サイリスタ等の単一の逆阻止制御可能な半導体素子を具備することを特徴とする請求項１２に記載の装置。
14. 前記単一の逆阻止制御可能な半導体素子が、ベース基材として炭化珪素を有することを特徴とする請求項１３に記載の装置。
15. 前記第２バルブの各々が、ゲート制御によりオン切り換えすることができる半導体素子と、ダイオード等の整流部材との直列接続部を具備することを特徴とする請求項１２に記載の装置。
16. ２つの第２バルブにおける半導体素子と整流部材との相互接続部が直接接続されることを特徴とする請求項１５に記載の装置。
17. 直流コンバータのバルブの整流部材は、価電子帯と伝導帯との間に広域なエネルギーギャップ、つまり、２ｅＶを超える帯域ギャップを有する物質をベースとしていることを特徴とする請求項１５又は１６に記載の装置。
18. 前記ダイオード（４２）が炭化珪素をベースとしていることを特徴とする請求項１７に記載の装置。
19. 各第２バルブの前記半導体素子は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）、ゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ）、ゲート転流形サイリスタ（ＧＣＴ）、集積型ゲート転流形サイリスタ（ＩＧＣＴ）、ＭＯＳ制御サイリスタ（ＭＣＴ）、ＭＯＳＦＥＴ及びＪＦＥＴのうちの１つであることを特徴とする請求項１５又は１６に記載の装置。
20. ＶＳＣコンバータ及び／又は直流コンバータは、相脚の前記中間点の各側に複数の電流バルブを有する少なくとも１相脚を具備し、該電流バルブは、集合的に、それらが属する相脚部の電圧を阻止状態に維持していることを特徴とする請求項１ないし１９のいずれかに記載の装置。
21. 直流コンバータの電流バルブ（３７、３８）が適切なスナバ回路又はクランプ回路を備えており、それにより前記バルブをオフ切り換えしている間の逆回復プロセスによる過電圧を防止することを特徴とする請求項１ないし２０のいずれかに記載の装置。
22. 前記制御ユニット（７）は、半導体素子をオフ切換えしている間の誘導電圧を低下させるために、前記スナバキャパシタ（３３〜３６、５０）の充電及び放電を行いながら、前記出力部（２１、２２）の少なくとも一方の接続部を前記直流電圧中間リンクの一方の極から他方の極に変更することにより、ＶＳＣコンバータの半導体素子（１８）を制御して該コンバータのスイッチング状態を変更することを特徴とする請求項１ないし２１のいずれかに記載の装置。
23. 前記制御ユニット（７）は、実質的にゼロ電圧及びゼロ電流で半導体素子（１８）をオン切り換えするようにバルブの整流部材（４２）が通電しているとき、ＶＳＣコンバータの電流バルブ（１４〜１７）の半導体素子をオン切り換えすることを特徴とする請求項２２に記載の装置。
24. 前記制御ユニット（７）は、前記２つの中間点（２１、２２）が直流電圧中間リンクの異なる電極に接続された状態から、同中間点が同一電極に接続される中間状態に移行して変圧器の第１次側の巻線（２０）にゼロ電圧を印加することにより、前記ＶＳＣコンバータの相脚（１２、１３）を一度に１つ転流することを特徴とする請求項３、２２又は２３に記載の装置。
25. 前記制御ユニット（７）が、ＶＳＣコンバータのバルブの伝導損失が均等に分配されるようにＶＳＣコンバータの相脚（１２、１３）を転流する順序を変更することを特徴とする請求項２４に記載の装置。
26. 前記制御ユニット（７）は、２つの中間点（２１、２２）がそれぞれ通電した半導体素子を介して直流電圧中間リンクの異なる電極に接続されている状態から、ＶＳＣコンバータの両方の電流バルブの半導体素子をオフに切り換えることにより両相脚（１２、１３）を同時に転流するように、当該半導体素子（１８）を制御することを特徴とする請求項３又は２２に記載の装置。
27. ＶＳＣコンバータの前記相脚の中間点（２１、２２）が直流電圧中間リンクの第１電極に接続されている状態から、前記制御ユニット（７）が、出力部を前記第１電極に接続する電流バルブの半導体素子をオフに切り換えることにより、前記半導体素子と並列のスナバキャパシタが充電され、他方の電流バルブを介して前記中間点が直流電圧中間リンクの第２電極に接続して前記変圧器の第１次側の巻線（２０）の電圧の符号が変更されることを特徴とする請求項２、４又は２２に記載の装置。
28. 前記制御ユニット（７）は、装置内の電力の流れが交流電圧側から直流電圧側に、つまり、直流コンバータからＶＳＣコンバータに向かうとき、直流コンバータの１又は複数の相脚の電流バルブを制御することにより、該相脚の出力部の接続を前記変圧器の第２次側の巻線（２３）の一端から同他端へ変更し、それにより前記変圧器の第２次側の巻線を流れる電流方向を変更してＶＳＣコンバータのスイッチング状態を変更可能にすることで、前記相脚（２４、２５）を転流することを特徴とする請求項１ないし２７のいずれかに記載の装置。
29. 通電した第１電流バルブを介して前記直流コンバータの相脚（２４、４５）の出力部が変圧器の第２次側の巻線（２３）の第１端に接続されている状態から、前記制御ユニットは、相脚の他方の第２電流バルブをオンに切り換えて相脚を短絡化し、変圧器の電圧の方向に変圧器の巻線を流れる電流経路を開放し、それにより、第２電流バルブが変圧器を流れる電流を次第に引き継ぎ、第１電流バルブを流れる電流がゼロに近づくにつれて第１電流バルブはオフに切り替わることを特徴とする請求項２８に記載の装置。
30. 制御ユニット（７）は、前記２つの相出力部（２７、２８）を短絡する、つまり、前記変圧器の第２次側の巻線（２３）端部の同一端に接続し、この接続状態を維持することで、交流相電圧端子にゼロ電圧の間隔を形成するように、直流コンバータの電流バルブを制御することを特徴とする請求項６、２８又は２９に記載の装置。
31. 前記制御ユニット（７）は、相脚の出力を転流するためにＶＳＣコンバータの相脚（１２、１３）の導電している電流バルブをオフに切り換えるように制御し、それと同時に、通電した第１電流バルブを介して直流コンバータの相脚の出力部が変圧器の第２次側の巻線（２３）の第１端に接続されている状態から、同相脚の他方の第２電流バルブをオンに切り換えるように制御し、それにより該相脚を介して変圧器の第２次側の巻線を短絡して変圧器の電圧の方向に当該変圧器を流れる電流経路を開放することにより、変圧器の漏れインダクタンス及びＶＳＣコンバータのスナバキャパシタ（３３〜３６、５０）のキャパシタンスにより共振回路が形成され、前記変圧器の第１次側の巻線を流れる電流が増大し、よって前記スナバキャパシタを充電及び放電することによりＶＳＣコンバータの前記相脚の転流を補助することができることを特徴とする請求項２３に記載の装置。
32. 制御ユニット（７）は、前記電流経路が開放された結果、変圧器を流れる電流が特定値まで上昇すると、通電しているＶＳＣコンバータの１又は２の半導体素子をオフに切り換えてスナバキャパシタを再充電する共振プロセスを開始し、それにより相脚の相端子の電位を直流電圧の反対の極に移行し、次いで制御ユニット（７）は、最初に直流電圧を阻止していた整流部材（４２）が電流を引き継いだ後、ゼロ電圧及びゼロ電流で整流部材と逆並列の半導体素子をオンに切り換えることを特徴とする請求項３１に記載の装置。
33. 前記共振回路のインダクタンスを増大させるために、前記変圧器と直列接続されたインダクタ（４０）をさらに具備することを特徴とする請求項３１又は３２に記載の装置。
34. 変圧器の第２次側の巻線（２３）の中間点に接地用の接続部（７０）を設けることを特徴とする請求項７に記載の装置。
35. 前記制御ユニット（７）は、前記端子（２９）に前記交流相電圧の所望のパルス幅変調パターンを取得するために、直流コンバータ（２６）の電流バルブを制御することを特徴とする請求項２８に記載の装置。
36. 前記制御ユニット（７）は、ａ）少なくとも１つのＶＳＣコンバータの出力部の接続を前記直流電圧中間リンク（９）の一方の電極から他方の電極に変更して前記変圧器の第１次側の巻線（２０）の電圧の符号を変更することにより、このコンバータのスイッチング状態を変更するようにＶＳＣコンバータ（８）の半導体素子を制御し、ｂ）直流コンバータの相脚（２４、２５）を転流し、前記端子において所望の電圧パルスが取得されるような系列かつ遅延で各相出力が接続される変圧器の第２次側の巻線（２３）の端部を変更し、変圧器の第２次側の巻線を流れる電流が方向を変えるまでこれを続け、次いで、ＶＳＣコンバータの制御をやり直してスイッチング状態を再び変更することを特徴とする請求項１ないし３５に記載の装置。
37. 制御ユニット（７）は、スイッチング状態を変更するようにＶＳＣコンバータ（８）の半導体素子を制御し、ＶＳＣコンバータの転流後にシステムが陥る状態を回避したい場合、スイッチング状態の変更が完了する前に、１又は複数の相脚（２４、２５）の電流バルブを制御することにより直流コンバータの該相脚の転流を開始することを特徴とする請求項２２又は２８に記載の装置。
38. 変圧器の電圧を検出するための手段（３９）を有し、制御ユニット（７）は、ＶＳＣコンバータのスイッチング状態の変更を開始した結果、変圧器の第１次側の巻線（２０）の電圧が符号を変更して所定の閾値電圧を上回った際、前記電圧検出手段からの情報に基づいて直流コンバータ（２６）の転流を開始することを特徴とする請求項３７に記載の装置。
39. 制御ユニット（７）は、相脚の電流バルブを制御することにより直流コンバータ（２６）の全相脚（２４、２５）を転流し、直流コンバータの全相脚を転流した後にシステムが陥る状態を回避したい場合、直流コンバータの全相脚の転流が完了する前にそのスイッチング状態を変更するためにＶＳＣコンバータの半導体素子（１８）の制御を開始することを特徴とする請求項２２又は２８に記載の装置。
40. 変圧器の巻線（２０、２３）の一方を流れる電流を検出する手段（４１）を具備し、制御ユニット（７）は、直流コンバータの相脚の転流を開始した結果、変圧器の第２次側の巻線を流れる電流が方向を変更して所定の閾値電流を上回った際に、前記電流検出手段からの情報に基づいてスイッチング状態を変更するようにＶＳＣコンバータ（８）の制御を開始することを特徴とする請求項３９に記載の装置。
41. 正（１０）及び負極（１１）と該２つの電極を相互接続する少なくとも１つの相脚（１２、１３）とを有する直流電圧中間リンク（９）と、各電流バルブが少なくとも１つのターンオフ型の半導体素子（１８）と、それと逆並列に接続された整流部材（４２）とを有する、直列に接続された少なくとも２つの電流バルブ（１４〜１７）を有するＶＳＣコンバータ（電圧源コンバータ）（８）とを具備する直流電圧から直流電圧に電圧を変換する装置であって、当該装置は、さらに、第１次側の巻線（２０）の両端がＶＳＣコンバータの各出力部（２１、２２、３０）に接続され、第２次側の巻線（２３）が直流電圧を形成するのに適した配線に接続された変圧器（１９）と、また、前記電圧変換を行うようにＶＳＣコンバータ及び前記配線を制御するユニット（７）と、を具備し、
    前記ＶＳＣコンバータが、前記電流バルブに接続された少なくとも１のスナバキャパシタ（３３〜３６、５０）を具備することと、前記配線が、両端を介して変圧器（１９）の前記第２次側の巻線（２３）の両端に接続された少なくとも１の相脚（２４、２５）と、直列に接続された少なくとも２つの電流バルブ（３７、３８）とを有する直流コンバータ（２６）を具備し、各電流バルブが、双方向に導電及び電圧阻止可能で、且つゲート制御によるオン切り換えが可能であることと、直流コンバータの前記相脚の中間点（２７）に出力部を設け、この出力部と直流コンバータの別の相出力部（２８）との間に前記直流電圧のための端子（２９）を形成することを特徴とする装置。
42. 正及び負極と該２つの電極を相互接続する少なくとも１つの相脚とを有する直流電圧中間リンク（９）と、それぞれが少なくとも１つのターンオフ型の半導体素子と、それと逆並列に接続された整流部材とを有する、直列に接続された少なくとも２つの電流バルブを備えるＶＳＣコンバータ（８）を具備する装置を介して直流を交流に電圧を変換する方法であって、当該装置は、さらに、第１次側の巻線の両端がＶＳＣコンバータの各出力部に接続され、第２次側の巻線が交流相電圧を形成する電圧パルスの生成に適した配線に接続された変圧器を有し、前記ＶＳＣコンバータと前記配線は電圧変換を行うように制御されており、
    前記ＶＳＣコンバータが、前記電流バルブに接続された少なくとも１のスナバキャパシタ（３３〜３６、５０）を具備し、前記配線が、両端を介して変圧器の前記第２次側の巻線（２３）の両端に接続された少なくとも１の相脚と、直列に接続された少なくとも２つの電流バルブを有する直流コンバータ（２６）を具備し、各電流バルブが、双方向に導電及び電圧阻止可能で、且つゲート制御によるオン切り換えが可能で、直流コンバータの前記相脚の中間点に相出力部を設け、出力部（２７）と直流コンバータの別の相出力部（２８）との間に前記交流相電圧のための端子を形成する装置の制御を行うことと、該制御が、
    ａ）前記出力部の少なくとも一方の出力部の接続を直流電圧中間リンクの一方の電極から他方に変更して前記変圧器の第１次側の巻線（２０）の電圧の符合を変更することによりＶＳＣコンバータのスイッチング状態を変更するようにＶＳＣコンバータの半導体素子（１８）を制御するステップと、
    ｂ）前記端子に所望の電圧パルスを取得するような系列及び遅延で各相出力が接続される変圧器の第２次側の巻線（２３）の端部を変更するように直流コンバータの相脚（２４、２５）を転流し、変圧器の第２次側の巻線を流れる電流が方向を変更するまでこれを続けるステップと、
    ｃ）ＶＳＣコンバータを制御してスイッチング状態を変更することを再開するステップと、
    を含むことを特徴とする方法。
43. ＶＳＣコンバータの前記電流バルブがそれぞれ前記半導体素子及び整流部材と並列に接続されたスナバキャパシタ（３３〜３６）を具備する前記装置に対して実行することを特徴とする請求項４２に記載の方法。
44. ＶＳＣコンバータは２相脚（１２、１３）を有し、前記変圧器の第１次側の巻線端部に接続された前記出力部は各相脚の電流バルブ間の中間点（２１、２２）により形成され、該ＶＳＣコンバータが２相脚の電流バルブ間の前記中間点（２１、２２）同士を相互接続した１つの前記スナバキャパシタ（５０）を具備することを特徴とする請求項４２に記載の方法。
45. 直流コンバータ（２６）のバルブの半導体素子が、該半導体素子を流れる電流がゼロ交差であることによりオフに切り換えるように制御されることを特徴とする請求項４２ないし４４のいずれかに記載の方法。
46. ＶＳＣコンバータ（８）の半導体素子は、前記少なくとも１つの出力部（２１、２２）の接続を前記直流電圧中間リンクの一方の電極から同他方の電極に変更する一方で、前記スナバキャパシタを充電及び放電して半導体素子のオフ切り換えの間の誘導電圧を低下させることにより、ＶＳＣコンバータのスイッチング状態を変更するように制御することを特徴とする請求項４２ないし４５のいずれかに記載の方法。
47. バルブのダイオードが通電しているときに、ＶＳＣコンバータの電流バルブの半導体素子（１８）が実質的にゼロ電圧及びゼロ電流でオンに切り換わることを特徴とする請求項４６に記載の方法。
48. ＶＳＣコンバータ（８）が２つの相脚（１２、１３）を有し、前記変圧器の第１次側の巻線に接続された前記出力部が各相脚の電流バルブ間の中間点（２１、２２）により形成され、
    前記２つの中間点が直流電圧中間リンクの異なる電極に接続された状態から、同中間点が同一電極に接続される中間状態に移行して変圧器の第１次側の巻線（２０）にゼロ電圧を印加することにより、前記ＶＳＣコンバータの相脚を一度に１つ転流することを特徴とする請求項４６に記載の方法。
49. ＶＳＣコンバータ（８）が２つの相脚（１２、１３）を有し、前記変圧器の第１次側の巻線に接続された前記出力部が各相脚の電流バルブ間の中間点（２１、２２）により形成され、
    ２つの中間点（２１、２２）がそれぞれ通電した半導体素子を介して直流電圧中間リンクの異なる電極に接続されている状態から、ＶＳＣコンバータの両方の電流バルブの半導体素子をオフに切り換えることにより両相脚を同時に転流するように、当該半導体素子を制御することを特徴とする請求項４６に記載の方法。
50. ＶＳＣコンバータが、一度に１相脚を転流する制御方式と両相脚を同時に転流する制御方式とを交互に採用することを特徴とする請求項４８又は４９に記載の方法。
51. ＶＳＣコンバータは前記相脚を１つ（１２）だけ有し、前記変圧器の１次側の巻線（２０）の端部に接続された前記出力部の１つは、前記相脚の電流バルブ間の中間点により形成され、変圧器の１次側巻線の反対端部に接続された出力部（３０）は、少なくとも１つのキャパシタ（３１、３２）により正極と負極の双方から分離された直流電圧中間リンクの中間点により形成され、
    ＶＳＣコンバータの前記相脚の中間点が直流電圧中間リンクの第１電極に接続されている状態から、出力部を前記第１電極に接続する電流バルブの半導体素子をオフに切り換えることにより、該半導体素子と並列のスナバキャパシタ（３３〜３６）を充電し、他の電流バルブを介して前記中間点を直流電圧中間リンクの他の第２電極に接続し、よって前記変圧器の第１次側の巻線の電圧の符号を変更することを特徴とする請求項４３ないし４６のいずれかに記載の方法。
52. 前記相脚の電流バルブ（３７、３８）を制御することにより、直流コンバータの１又は複数の相脚（２４、２５）を転流し、よって該相脚の出力部（２７、２８）の接続を前記変圧器の第２次側の巻線（２３）の一端から同他端へ変更し、それにより前記変圧器の第２次側の巻線を流れる電流方向を変更してＶＳＣコンバータ（８）のスイッチング状態を変更可能にすることを特徴とする請求項４２ないし５１のいずれかに記載の方法。
53. 通電した第１電流バルブを介して前記直流コンバータの相脚（２４、２５）の出力部が変圧器の第２次側の巻線（２３）の第１端に接続されている状態から、該相脚の他方の第２電流バルブをオンに切り換えて相脚を短絡化し、変圧器の電圧の方向に変圧器の巻線を流れる電流経路を開放し、それにより、第２電流バルブが変圧器を流れる電流を次第に引き継ぎ、第１電流バルブを流れる電流がゼロに近づくにつれて第１電流バルブがオフに切り換わることを特徴とする請求項５２に記載の方法。
54. 前記直流コンバータ（２６）が前記交流相電圧及び２つの相脚（２４、２５）の前記端子（２９）を１つだけ有し、前記端子を形成する前記２つの相出力部（２７、２８）が各相脚の電流バルブ間の中間点により形成され、
    ２つの相出力部を短絡する、つまり、前記２つの相出力部を前記変圧器の第２次側の巻線端（２３）の同一端に接続し、この接続状態を維持することで、交流相電圧端子にゼロ電圧の間隔を形成するように、直流コンバータの電流バルブ（３７、３８）を制御することを特徴とする請求項５２又は５３に記載の方法。
55. ＶＳＣコンバータ（８）の相脚（１２、１３）の導電している電流バルブをオフに切り換えるように制御することにより該相脚の出力を転流し、同時に、通電した第１電流バルブを介して直流コンバータの相脚の出力部が変圧器の第２次側の巻線（２３）の第１端に接続されている状態から、直流コンバータの同相脚の他方の第２電流バルブをオンに切り換えるように制御し、それにより該相脚を介して変圧器の第２次側の巻線を短絡して変圧器の電圧の方向に当該変圧器の第２次側の巻線を流れる電流経路を開放し、その結果、変圧器の漏れインダクタンス及びＶＳＣコンバータのスナバキャパシタ（３３〜３６、５０）のキャパシタンスにより共振回路を形成し、前記変圧器の第１次側の巻線を流れる電流を増大させ、よって前記スナバキャパシタを充電及び放電することによりＶＳＣコンバータの前記相脚の転流を補助することを特徴とする請求項４６に記載の方法。
56. 前記電流経路を開放してスナバキャパシタを再充電する共振プロセスを開始した結果、変圧器を流れる電流が所定値だけ増加した場合に、通電しているＶＳＣコンバータの１又は２の半導体素子をオフに切り換え、それにより、１又は複数の相脚の相端子の電位が直流電圧の反対の極に移行し、初めに直流電圧を阻止していた整流部材（４２）が電流を引き継いだ後、整流部材と逆並列の半導体素子をゼロ電圧及びゼロ電流の状態でオンに切り換えることを特徴とする請求項５５に記載の方法。
57. 直流コンバータの電流バルブ（３７、３８）を、前記端子（２９）に前記交流相電圧の所望のパルス幅変調パターンを取得するように制御することを特徴とする請求項５２に記載の方法。
58. ＶＳＣコンバータ（８）の半導体素子（１８）を該半導体素子のスイッチング状態を変更するように制御し、ＶＳＣコンバータの転流後にシステムが陥る状態を回避したい場合、スイッチング状態の変更が完了する前に、１又は複数の相脚の電流バルブを制御することにより直流コンバータ（２６）の１又は２の相脚の転流を開始することを特徴とする請求項４６又は５２に記載の方法。
59. 変圧器の電圧を検出し、ＶＳＣコンバータのスイッチング状態を変更した結果、変圧器の第１次側の巻線の電圧が符号を変更して所定の閾値電圧を上回った際、前記電圧検出からの情報に基づいて直流コンバータ（２６）の転流を開始することを特徴とする請求項５８に記載の方法。
60. 直流コンバータ（２６）の全相脚（２４、２５）を、該コンバータの相脚の電流バルブ（３７、３８）を制御することにより転流し、直流コンバータの全相脚が転流された後にシステムが陥る状態を回避したい場合、直流コンバータの全相脚の転流が完了する前にそのスイッチング状態を変更するようにＶＳＣコンバータ（８）の半導体素子（１８）の制御を開始することを特徴とする請求項４６又は５２に記載の方法。
61. 変圧器の巻線の一方（２３）を流れる電流を検出し、直流コンバータ（２６）の相脚の転流を開始した結果、変圧器の第２次側の巻線を流れる電流が方向を変更して所定の閾値電流を上回った際に、前記電流検出からの情報に基づいてそのスイッチング状態を変更するようにＶＳＣコンバータの制御を開始することを特徴とする請求項６０に記載の方法。
62. 交流電圧側、つまり、当該装置の直流コンバータ側の電流の方向が装置の動作の際に変わる場合、転流サイクルに従って相脚を転流するために実行されるステップの順序を随意的に変更することを特徴とする請求項４２ないし６１に記載の方法。
63. 正及び負極と該２つの電極を相互接続する少なくとも１つの相脚とを有する直流電圧中間リンク（９）と、それぞれが少なくとも１つのターンオフ型の半導体素子と、それと逆並列に接続された整流部材とを有する直列に接続された少なくとも２つの電流バルブを有するＶＳＣコンバータ（８）を具備する装置を介して直流電圧から直流電圧に変換する方法であって、当該装置は、さらに、第１次側の巻線の両端がＶＳＣコンバータの各出力部に接続され、第２次側の巻線が直流電圧の生成に適した配線に接続された変圧器を具備し、ＶＳＣコンバータと、前記配線は前記電圧変換を行うように制御され、
    前記ＶＳＣコンバータが、前記電流バルブに接続された少なくとも１のスナバキャパシタ（３３〜３６、５０）を具備し、前記配線が、両端を介して変圧器の前記第２次側の巻線（２３）の両端に接続された少なくとも１の相脚と、直列に接続された少なくとも２つの電流バルブとを有する直流コンバータ（２６）を具備し、各電流バルブが、双方向に導電及び電圧阻止可能で、且つゲート制御によるオン切り換えが可能で、直流コンバータの前記相脚の中間点に出力部を設け、出力部（２７）と直流コンバータの別の相出力部（２８）との間に前記直流電圧のための端子を形成する装置の制御を行うことと、該制御が、
    ａ）前記出力部の少なくとも一方の接続を直流電圧中間リンクの一方の電極から他方の電極に変更して前記変圧器の第１次側の巻線（２０）の電圧の符合を変更することによりＶＳＣコンバータのスイッチング状態を変更するようにＶＳＣコンバータの半導体素子（１８）を制御するステップと、
    ｂ）前記端子において所望の一定電圧パルスを取得するような系列及び遅延で各相出力が接続される変圧器の第２次側の巻線（２３）の端部を変更するように直流コンバータの相脚（２４、２５）を転流し、変圧器の第２次側の巻線を流れる電流が方向を変更するまでこれを続けるステップと、
    ｃ）ＶＳＣコンバータを制御してスイッチング状態を変更することを再開するステップと、
    を含むことを特徴とする方法。
64. ディジタルコンピュータの内部メモリに直接ロード可能なコンピュータプログラム製品であって、コンピュータ上で実行されると、請求項４２ないし６３のいずれかに記載のステップを実施するソフトウェアコード部分を含むコンピュータプログラム製品。
65. 少なくとも部分的にインターネットのようなネットワークを通じて提供される請求項６４に記載のコンピュータプログラム製品。
66. コンピュータで読み取り可能な媒体であって、コンピュータに請求項４２ないし６３のいずれかのステップを制御させるソフトウェアコード部分を含むプログラムが記録されている媒体。

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