DE112016000590T5 - Dc/dc-umsetzer - Google Patents

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Ryota KONDO
Mai Uenaka
Matahiko Ikeda
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Mitsubishi Electric Corp
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Abstract

Der erfindungsgemäß DC/DC-Umsetzer weist Folgendes auf: Betriebsbefehl-Berechnungseinrichtungen (20, 40) zum Berechnen von Betriebsbefehl-Werten (D1, D2) für erste, zweite, dritte und vierte Schaltelemente (S1, S2, S3, S4), und zwar auf der Basis von der Spannungsdifferenz zwischen einem Spannungs-Befehlswert (Vout*) auf der Hochspannungsseite und einem Spannungs-Detektierwert (Vout) auf der Hochspannungsseite; und eine Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Berechnungseinrichtung (30) zum Berechnen eines Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Werts (310), der einer Phasendifferenz zwischen Gatesignalen für das erste und vierte Schaltelement (S1 und S4) und Gatesignalen für das zweite und dritte Schaltelement (S2 und S3) entspricht, und zwar auf der Basis von der Spannungsdifferenz zwischen einem Spannungs-Sollwert (Vcf*) und einem Ladespannungs-Detektierwert (Vcf) eines Lade-/Entlade-Kondensators (101a), wobei die Gatesignale (G1 bis G4) zum Ansteuern des ersten, zweiten, dritten und vierten Schaltelements (S1 bis S4) auf der Basis von den Betriebsbefehl-Werten (D1, D2) und den Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert (310) erzeugt werden.

Description

  • TECHNISCHES GEBIET
  • Die vorliegende Erfindung betrifft einen DC/DC-Umsetzer.
  • STAND DER TECHNIK
  • Ein herkömmlicher DC/DC-Umsetzer steuert die Energiemenge, die in einer Drosselspule gespeichert wird, und die Energiemenge, die von der Drosselspule abgegeben wird, und zwar unter Verwendung eines Ein-/Ausschaltvorgangs eines Halbleiter-Schalters, und führt eine Spannungsumsetzung von DC zu DC durch. Da ein Problem dahingehend besteht, dass die Drosselspule groß und schwer ist, sind Techniken zur Reduzierung der Größe und des Gewichts der Drosselspule bekannt geworden. Eine bekannte Technik ist es, die Spannung zu reduzieren, die an der Drosselspule anliegt, und zwar unter Verwendung eines Ladevorgangs und Entladevorgangs eines Kondensators, und den Induktivitätswert zu reduzieren, der für die Drosselspule erforderlich ist.
  • Ein derartiger DC/DC-Umsetzer weist Folgendes auf: eine Anschlussgruppe, eine Drosselspule, eine Schaltelement-Reihenschaltung, einen Lade-/Entlade-Kondensator, einen Glättungskondensator und eine Steuereinrichtung. Dabei weist die Anschlussgruppe einen ersten bis vierten Anschluss auf, wobei die Schaltelement-Reihenschaltung das erste bis vierte Schaltelement in Reihe schaltet. Ferner ist der Verbindungspunkt des zweiten und dritten Schaltelements über die Drosselspule mit einem ersten Anschluss verbunden, wobei eine Seite des ersten Schaltelements, die entgegengesetzt zu dem Verbindungspunkt mit dem zweiten Schaltelement liegt, mit dem zweiten Anschluss verbunden ist.
  • Ferner ist der Lade-/Entlade-Kondensator zwischen dem Verbindungspunkt des ersten und zweiten Schaltelements und dem Verbindungspunkt des dritten und vierten Schaltelements verbunden, wobei der Glättungskondensator parallel zu der Schaltelement-Reihenschaltung geschaltet ist. Ferner ist die Schaltelement-Reihenschaltung mit dem dritten und vierten Anschluss verbunden, wobei der erste und zweite Anschluss auf einer Niedrigspannungsseite vorgegeben sind, der dritte und vierte Anschluss auf einer Hochspannungsseite vorgegeben sind und DC-Spannungsumsetzung zwischen der Niedrigspannungsseite und der Hochspannungsseite durchgeführt wird.
  • Die Steuereinrichtung weist Folgendes auf: eine erste Recheneinrichtung, eine zweite Recheneinrichtung, und eine Öffnungs-/Schließ-Steuereinrichtung. Die erste Recheneinrichtung berechnet einen ersten Rechenwert auf der Basis von der Spannungsdifferenz zwischen einem Spannungs-Befehlswert auf der Hochspannungsseite und einem Spannungs-Detektierwert auf der Hochspannungsseite, wobei der Spannungs-Befehlswert auf der Hochspannungsseite ein Spannungs-Befehlswert für die Hochspannungsseite ist, und wobei der Spannungs-Detektierwert für die Hochspannungsseite ein detektierter Wert der Spannung auf der Hochspannungsseite ist.
  • Alternativ hierzu berechnet die erste Recheneinrichtung den ersten Rechenwert auf der Basis von der Spannungsdifferenz zwischen einem Spannungs-Befehlswert auf der Niederspannungsseite und einem Spannungs-Detektierwert auf der Niederspannungsseite, wobei der Spannungs-Befehlswert auf der Niederspannungsseite ein Spannungs-Befehlswert für die Niederspannungsseite ist, und wobei der Spannungs-Detektierwert der Niederspannungsseite ein detektierter Wert der Spannung auf der Niederspannungsseite ist.
  • Die zweite Recheneinrichtung berechnet einen zweiten Rechenwert auf der Basis von der Spannungsdifferenz zwischen einem Spannungs-Befehlswert für den Lade-/Entlade-Kondensator und einem Spannungs-Detektierwert für den Lade-/Entlade-Kondensator. Die Öffnungs-/Schließ-Steuereinrichtung berechnet eine Stromleitungsrate auf der Basis von dem ersten Rechenwert und dem zweiten Rechenwert, und steuert die Öffnen-/Schließ-Vorgänge des ersten bis vierten Schaltelements auf der Basis von der Stromleitungsrate (siehe beispielsweise Patentdokument 1).
  • LITERATURLISTE
  • Patentdokument
    • Patentdokument 1: Internationale Verbffentlichung WO 2012/014912 A1 .
  • ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
  • MIT DER ERFINDUNG ZU LÖSENDE PROBLEME
  • Bei dem oben beschriebenen, konventionellen DC/DC-Umsetzer wird durch die zweite Recheneinrichtung zum Konstanthalten der Spannung des Lade-/Entlade-Kondensators, und zwar beispielsweise wenn Energie von der Niederspannungsseite zu der Hochspannungsseite übertragen wird, um die Spannung des Lade-/Entlade-Kondensators zu erhöhen, die Dauer des EIN-Zustands des ersten und dritten Schaltelements länger als die Dauer des EIN-Zustands des zweiten und vierten Schaltelements gestaltet, um die Ladezeit des Lade-/Entlade-Kondensators länger als seine Entladezeit zu gestalten. Um die Spannung des Lade-/Entlade-Kondensators zu verringern, wird andererseits die Dauer des EIN-Zustands des ersten und dritten Schaltelements kürzer als die Dauer des EIN-Zustands des zweiten und vierten Schaltelements gestaltet, um die Entladezeit des Lade-/Entlade-Kondensators länger als seine Ladezeit zu gestalten.
  • Um die Spannung des Lade-/Entlade-Kondensators zu erhöhen, wird andererseits, wenn Energie von der Hochspannungsseite zu der Niederspannungsseite übertragen wird, die Dauer des EIN-Zustands des ersten und dritten Schaltelements kürzer als die Dauer des EIN-Zustands des zweiten und vierten Schaltelements gestaltet. Um die Spannung des Lade-/Entlade-Kondensators zu verringern, wird andererseits die Dauer des EIN-Zustands des ersten und dritten Schaltelements kürzer als die Dauer des EIN-Zustands des zweiten und vierten Schaltelements gestaltet.
  • Daher ist es im Prinzip notwendig, die Erhöhungs-/Verringerungs-Polarität der Dauer des EIN-Zustands des ersten und dritten Schaltelements und die Erhöhungs-/Verringerungs-Polarität der Dauer des EIN-Zustands des zweiten und vierten Schaltelements umzuschalten, und zwar gemäß der Energieübertragungsrichtung zwischen der Niederspannungsseite und der Hochspannungsseite. Die Energieübertragungsrichtung zwischen der Niederspannungsseite und der Hochspannungsseite wird unter Verwendung eines Detektors bestimmt, der den Strom detektiert, der durch die Drosselspule fließt. Allerdings beinhaltet der Strom, der durch die Drosselspule fließt, eine Welligkeitskomponente und bei einer niedrigen Last schaltet die Polarität des Drosselspulenstroms durch den Nullpunkt. Daher ist es unmöglich, die Energieübertragungsrichtung unmittelbar korrekt zu bestimmen. Außerdem tritt eine Detektionsverzögerung auf, falls der Drosselspulenstrom durchschnittlich detektiert wird. Daher ist es unmöglich, die Energieübertragungsrichtung unmittelbar korrekt zu bestimmen, wenn beispielsweise die Energieübertragungsrichtung innerhalb eines kurzen Zeitraumes umschaltet.
  • Wenn die Energieübertragungsrichtung, wie oben beschrieben, fehlerhaft bestimmt wird, ist die Polarität der Spannungssteuerung des Lade-/Entlade-Kondensators invertiert. Daher ist die Erhöhungs-/Verringerungs-Polarität der Spannung des Lade-/Entlade-Kondensators ebenfalls derart invertiert, dass die Spannung des Lade-/Entlade-Kondensators von dem Befehlswert abweichen kann. Daher kann eine Überspannung an das erste bis vierte Schaltelement angelegt werden. Außerdem wird der DC/DC-Umsetzer durch einen Spannungsabnormalitäts-Schutzbetrieb gestoppt, so dass sich die Zuverlässigkeit des DC/DC-Umsetzers verschlechtert.
  • Die vorliegende Erfindung wurde konzipiert, um das obige Problem zu lösen. Daher ist es Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen DC/DC-Umsetzer anzugeben, der unabhängig von der Energieübertragungsrichtung zwischen der Niederspannungsseite und der Hochspannungsseite zu Folgendem fähig ist: Durchführen einer Spannungssteuerung des Lade-/Entlade-Kondensators, und zwar ohne die Polarität der Spannungssteuerung des Lade-/Entlade-Kondensators zu ändern, wenn die Spannung des Lade-/Entlade-Kondensators erhöht wird, und auch ohne die Polarität der Spannungssteuerung des Lade-/Entlade-Kondensators zu ändern, wenn die Spannung des Lade-/Entlade-Kondensators verringert wird.
  • Somit wird eine stabilere Steuerung der Spannung des Lade-/Entlade-Kondensators ermöglicht, und zwar unabhängig davon, ob der Energieübertragungs-Betrieb oder der regenerative Betrieb durchgeführt wird.
  • LÖSUNG DER PROBLEME
  • Ein DC/DC-Umsetzer gemäß der vorliegenden Erfindung weist Folgendes auf:
    • – eine Anschlussgruppe, die einen ersten Anschluss und einen zweiten Anschluss auf einer Niederspannungsseite, und einen dritten Anschluss und einen vierten Anschluss auf einer Hochspannungsseite aufweist;
    • – einen ersten Glättungskondensator, der zwischen den ersten Anschluss und den zweiten Anschluss geschaltet ist;
    • – einen zweiten Glättungskondensator, der zwischen den dritten und den vierten Anschluss geschaltet ist;
    • – eine Schaltelementreihenschaltung, die Folgendes aufweist: ein erstes Schaltelement, ein zweites Schaltelement, ein drittes Schaltelement und ein viertes Schaltelement, die in dieser Reihenfolge in Reihe geschaltet sind, und bei der ein Verbindungspunkt des zweiten und dritten Schaltelements über eine Drosselspule mit dem ersten Anschluss verbunden ist, bei der ein Anschluss des vierten Schaltelements, und zwar auf einer Seite gegenüberliegend zu einem Verbindungspunkt des dritten Schaltelements und des vierten Schaltelements, mit dem dritten Anschluss verbunden ist, und bei der ein Anschluss des ersten Schaltelements, und zwar auf einer Seite gegenüberliegend zu einem Verbindungspunkt des ersten Schaltelements und des zweiten Schaltelements, mit dem zweiten Anschluss und dem vierten Anschluss verbunden ist;
    • – einen Lade-/Entlade-Kondensator, der zwischen den Verbindungspunkt des ersten und zweiten Schaltelements und den Verbindungspunkt des dritten und vierten Schaltelements geschaltet ist; und
    • – eine Steuereinrichtung zum Erzeugen von Gatesignalen zum derartigen Ansteuern des ersten, zweiten, dritten und vierten Schaltelements, dass die Gatesignale für das erste Schaltelement und das vierte Schaltelement eine komplementäre Relation haben, und dass die Gatesignale für das zweite Schaltelement und das dritte Schaltelement eine komplementäre Relation haben, wobei der DC/DC-Umsetzer eine Umsetzung von DC-Spannung (Gleichspannung) durchführt, und zwar zwischen: dem ersten Anschluss und dem zweiten Anschluss auf der Niederspannungsseite; und dem dritten Anschluss und dem vierten Anschluss auf der Hochspannungsseite, wobei die Steuereinrichtung Folgendes aufweist: eine Betriebsbefehl-Berechnungseinrichtung zum Berechnen eines Betriebsbefehlswerts für das erste, zweite, dritte und vierte Schaltelement, und zwar auf der Basis von der Spannungsdifferenz zwischen einem Hochspannungsseiten-Spannungs-Befehlswert und einem Hochspannungsseiten-Spannungs-Detektierwert, wobei der Hochspannungsseiten-Spannungs-Befehlswert ein Spannungs-Befehlswert für die Hochspannungsseite ist, und wobei der Hochspannungsseiten-Spannungs-Detektierwert ein Spannungs-Detektierwert auf der Hochspannungsseite ist; und eine Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Berechnungseinrichtung zum Berechnen eines Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Werts, der einer Phasendifferenz zwischen den Gatesignalen für das erste und vierte Schaltelement und den Gatesignalen für das zweite und dritte Schaltelement entspricht, und zwar auf der Basis von der Spannungsdifferenz zwischen einem Spannungs-Sollwert für den Lade-/Entlade-Kondensator und einem Spannungs-Detektierwert des Lade-/Entlade-Kondensators, und wobei die Steuereinrichtung die Gatesignale zum Ansteuern des ersten, zweiten, dritten, und vierten Schaltelements auf der Basis von dem Betriebsbefehl-Wert S und dem Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert erzeugt.
  • WIRKUNG DER ERFINDUNG
  • Bei dem DC/DC-Umsetzer der vorliegenden Erfindung kann unabhängig von der Energieübertragungsrichtung die Strommenge, die während der Ladeperiode in den Lade-/Entlade-Kondensator hereinfließt, verglichen mit der Strommenge, die während der Entladeperiode aus diesem herausfließt, erhöht werden, so dass die Spannung des Lade-/Entlade-Kondensators erhöht werden kann, und zwar durch ein derartiges Schalten der Phasen der Gatesignale für das zweite und dritte Schaltelement, dass diese relativ zu den Phasen der Gatesignale für das erste und vierte Schaltelement vorauseilen.
  • Ferner kann unabhängig von der Energieübertragungsrichtung die Strommenge, die während der Ladeperiode in den Lade-/Entlade-Kondensator hineinfließt, verglichen mit der Strommenge, die während der Entladeperiode aus diesem herausfließt, verringert werden, so dass die Spannung des Lade-/Entlade-Kondensators verringert werden kann, und zwar durch ein derartiges Schalten der Phasen der Gatesignale für das zweite und dritte Schaltelement, dass diese relativ zu den Phasen der Gatesignale für das erste und vierte Schaltelement nacheilen.
  • Folglich kann die Polarität der Spannungssteuerung des Lade-/Entlade-Kondensators und die Erhöhungs-/Verringerungs-Polarität der Spannung des Lade-/Entlade-Kondensators in einer vorbestimmten Relation gehalten werden, und zwar unabhängig von der Energieübertragungsrichtung zwischen der Niederspannungsseite und der Hochspannungsseite. Somit ist es möglich, die Spannung des Lade-/Entlade-Kondensators stabiler zu steuern, und zwar ohne zu bestimmen, ob der Energieübertragungs-Betrieb oder der regenerative Betrieb durchgeführt wird. Somit wird ferner die Zuverlässigkeit der Spannungssteuerung des Lade-/Entlade-Kondensators erhöht.
  • KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • Die Zeichnungen zeigen in
  • 1: ein Schaltungsdiagramm, das die Konfiguration eines DC/DC-Umsetzers gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung zeigt;
  • 2: ein Blockdiagramm, das die Konfiguration einer Steuereinrichtung gemäß 1 zeigt;
  • 3: ein Diagramm, das die Betriebsmodi des DC/DC-Umsetzers gemäß 1 zeigt;
  • 4: ein Diagramm, das den Betrieb des DC/DC-Umsetzers gemäß 1 zeigt;
  • 5: ein Diagramm, das den Betrieb des DC/DC-Umsetzers gemäß 1 zeigt;
  • 6: ein Diagramm, das den Betrieb des DC/DC-Umsetzers gemäß 1 zeigt;
  • 7: ein Diagramm, das den Betrieb des DC/DC-Umsetzers gemäß 1 zeigt;
  • 8: ein Diagramm, das den Betrieb des DC/DC-Umsetzers gemäß 1 zeigt;
  • 9: ein Diagramm, das den Betrieb des DC/DC-Umsetzers gemäß 1 zeigt;
  • 10: ein Diagramm, das den Betrieb des DC/DC-Umsetzers gemäß 1 zeigt;
  • 11: ein Diagramm, das den Betrieb des DC/DC-Umsetzers gemäß 1 zeigt;
  • 12: ein Diagramm, das den Betrieb des DC/DC-Umsetzers gemäß 1 zeigt;
  • 13: ein Diagramm, das den Betrieb des DC/DC-Umsetzers gemäß 1 zeigt;
  • 14: ein Diagramm, das den Betrieb des DC/DC-Umsetzers gemäß 1 zeigt;
  • 15: ein Diagramm, das den Betrieb des DC/DC-Umsetzers gemäß 1 zeigt;
  • 16: ein Diagramm, das den Betrieb des DC/DC-Umsetzers gemäß 1 zeigt;
  • 17: ein Diagramm, das den Betrieb des DC/DC-Umsetzers gemäß 1 zeigt;
  • 18: ein Diagramm, das den Betrieb des DC/DC-Umsetzers gemäß 1 zeigt;
  • 19: ein Diagramm, das den Betrieb des DC/DC-Umsetzers gemäß 1 zeigt;
  • 20: ein Diagramm, das den Betrieb des DC/DC-Umsetzers gemäß 1 zeigt;
  • 21: ein Diagramm, das den Betrieb des DC/DC-Umsetzers gemäß 1 zeigt;
  • 22: ein Diagramm, das den Betrieb des DC/DC-Umsetzers gemäß 1 zeigt;
  • 23: ein Diagramm, das den Betrieb des DC/DC-Umsetzers gemäß 1 zeigt;
  • 24: ein Diagramm, das die Erzeugung von Gatesignalen des DC/DC-Umsetzers auf 1 zeigt;
  • 25: ein Diagramm, das die Erzeugung von Gatesignalen des DC/DC-Umsetzers auf 1 zeigt;
  • 26: ein Diagramm, das die Erzeugung von Gatesignalen des DC/DC-Umsetzers auf 1 zeigt;
  • 27: ein Diagramm, das die Erzeugung von Gatesignalen des DC/DC-Umsetzers auf 1 zeigt;
  • 28: ein Diagramm, das einen Betriebsbereich des DC/DC-Umsetzers gemäß 1 zeigt;
  • 29: ein Diagramm, das Betriebszeiträume des DC/DC-Umsetzers gemäß 1 zeigt;
  • 30: ein Diagramm, das Betriebszeiträume des DC/DC-Umsetzers gemäß 1 zeigt;
  • 31: ein Diagramm, das die Erzeugung von Gatesignalen des DC/DC-Umsetzers gemäß 1 zeigt;
  • 32: ein Schaltungsdiagramm, das eine andere Konfiguration der Steuereinrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung zeigt;
  • 33: ein Diagramm, das ein Betriebsprinzip eines DC/DC-Umsetzers gemäß Ausführungsform 2 der vorliegenden Erfindung zeigt;
  • 34: ein Diagramm, das ein Betriebsprinzip des DC/DC-Umsetzers gemäß Ausführungsform 2 der vorliegenden Erfindung zeigt;
  • 35: ein Blockdiagramm, das die Konfiguration einer Steuereinrichtung des DC/DC-Umsetzers gemäß Ausführungsform 2 der vorliegenden Erfindung zeigt.
  • BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSFORMEN
  • Ausführungsform 1
  • Im Folgenden wird ein DC/DC-Umsetzer gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben. 1 ist ein Schaltungsdiagramm, das die Konfiguration des DC/DC-Umsetzers in Ausführungsform 1 zeigt. 2 ist ein Blockdiagramm, das die Konfiguration einer Steuerungseinrichtung gemäß 1 zeigt. 3 ist ein Diagramm, das die Betriebsmodi des DC/DC-Umsetzers gemäß 1 zeigt. 4 bis 23 sind Diagramme, die den Betrieb des DC/DC-Umsetzers gemäß 1 zeigen.
  • 24 bis 27 sind Diagramme, die die Erzeugung von Gatesignalen des DC/DC-Umsetzers gemäß 1 zeigen. 28 ist ein Diagramm, das einen Betriebsbereich des DC/DC-Umsetzers gemäß 1 zeigt. 29 und 30 sind Diagramme, die die Betriebszeiträume des DC/DC-Umsetzers gemäß 1 zeigen. 31 ist ein Diagramm, das die Erzeugung von Gatesignalen des DC/DC-Umsetzers gemäß 1 zeigt.
  • 1. KONFIGURATION DES DC/DC-UMSETZERS
  • Der DC/DC-Umsetzer 1 gemäß 1 weist einen ersten, zweiten, dritten, und vierten Anschluss 1a, 1b, 1c, 1d als eine Anschlussgruppe auf. Der DC/DC-Umsetzer 1 setzt die DC-Eingangsspannung Vin auf eine Spannung hoch, die gleich oder höher ist als die Eingangsspannung Vin, wobei die DC-Eingangsspannung Vin zwischen dem ersten Anschluss 1a (VL) und dem zweiten Anschluss 1b (Vcom) zugeführt wird. Ferner gibt der DC/DC-Umsetzer 1 die hochgesetzte Ausgangsspannung Vout zwischen dem dritten Anschluss 1c (VH) und dem vierten Anschluss 1d aus.
  • In 1 ist eine Batterie 2 zwischen den ersten Anschluss 1a und den zweiten Anschluss 1b geschaltet, und ein Elektromotor 3 ist zwischen den dritten Anschluss 1c und den vierten Anschluss 1d geschaltet. Der DC/DC-Umsetzer 1 weist Folgendes auf: einen ersten Glättungskondensator 11 (Ci) auf der Eingangsseite, eine Drosselspule 12 (L), eine DC-Spannungs-Umsetzungseinrichtung 101 als eine Schaltelement-Reihenschaltung, einen Spannungssensor 103, einen Spannungssensor 104, einen Stromsensor 105, einen zweiten Glättungskondensator 108 (Co) auf der Ausgangsseite, und eine Steuereinrichtung 109.
  • Der erste Glättungskondensator 11 auf der Eingangsseite glättet als Kondensator auf der Niederspannungsseite die Eingangsspannung Vin. Die Drosselspule 12 (L) wird zum Speichern von Energie verwendet. Die DC-Spannungs-Umsetzungseinrichtung 101 weist vier Schaltelemente S1, S2, S3 und S4 als erste, zweite, dritte und vierte Schaltelemente, und eine Lade-/Entlade-Kondensator 101a (Cf) auf, und setzt die Eingangsspannung Vin hoch, um die Spannung Vout auszugeben. Als Schaltelemente S1 bis S4 der DC-Spannungs-Umsetzungseinrichtung 101 können beispielsweise IGBTs (Bipolartransistoren mit isolierter Gate-Elektrode) verwendet werden. Bei der vorliegenden Ausführungsform schaltet sich jedes Schaltelement ein, wenn das Gatesignal hierfür hoch ist.
  • Der Spannungssensor 103 detektiert als Ausgangsspannung der Hochspannungsseite eine Spannung zwischen den Anschlüssen des zweiten Glättungskondensators 108 auf der Ausgangsseite als einen Hochspannungsseiten-Kondensator. Der Spannungssensor 104 detektiert die Spannung (Lade-/Entlade-Kondensator-Spannung Vcf) des Lade-/Entlade-Kondensators 108a, der in der DC-Spannungs-Umsetzungseinrichtung 101 angeordnet ist. Der Stromsensor 105 detektiert den Drosselspulenstrom IL, der durch die Drosselspule 12 fließt. Der zweite Glättungskondensator 108 auf der Ausgangsseite glättet die Ausgangsspannung Vout, die mittels der DC-Spannungs-Umsetzungseinrichtung 101 hochgesetzt worden ist.
  • Die Steuereinrichtung 109 empfängt Detektierwerte des Spannungssensors 103, des Spannungssensors 104 und des Stromsensors 105. Ferner erzeugt sie Gatesignale für die vier Schaltelemente S1, S2, S3 und S4, um die vier Schaltelemente S1, S2, S3 und S4 der DC-Spannungs-Umsetzungseinrichtung 101 dazu zu veranlassen, Ein-/Ausschaltvorgänge durchzuführen. Bei dem ersten Glättungskondensator 11 auf der Eingangsseite ist der eine Anschluss mit dem ersten Anschluss 1a verbunden, und der andere Anschluss mit dem zweiten Anschluss 1b verbunden. Bei dem zweiten Glättungskondensator 108 auf der Ausgangsseite ist der eine Anschluss mit dem dritten Anschluss 1c verbunden und der andere Anschluss mit dem vierten Anschluss 1d verbunden. Der zweite Anschluss 1b und der vierte Anschluss 1d sind miteinander verbunden.
  • Die vier Schaltelemente S1, S2, S3 und S4 der DC-Spannungs-Umsetzungseinrichtung 101 sind in Reihe geschaltet. Das heißt, dass der Emitter-Anschluss des ersten Schaltelements S1 mit dem zweiten Anschluss 1b verbunden ist, wobei der Kollektoranschluss des ersten Schaltelements S1 mit dem Emitter-Anschluss des zweiten Schaltelements S2 verbunden ist. Ferner ist der Kollektor-Anschluss des vierten Schaltelements S4 mit dem dritten Anschluss 1c verbunden, wobei der Emitter-Anschluss des vierten Schaltelements S4 mit dem Kollektor-Anschluss des dritten Schaltelements S3 verbunden ist. Ferner sind der Verbindungspunkt des Kollektor-Anschlusses des zweiten Schaltelements S2 und des Emitter-Anschlusses des dritten Schaltelements S3 mit dem ersten Anschluss 1a über die Drosselspule 12 verbunden.
  • Der Lade-/Entlade-Kondensator 101a weist einen ersten Anschluss und einen zweiten Anschluss auf. Dabei ist der erste Anschluss mit dem Verbindungspunkt des Kollektor-Anschlusses des ersten Schaltelements S1 und des Emitter-Anschlusses des zweiten Schaltelements S2 verbunden, und der zweite Anschluss mit dem Verbindungspunkt des Kollektor-Anschlusses des dritten Schaltelements S3 und des Emitter-Anschlusses des vierten Schaltelements S4 verbunden. Der DC/DC-Umsetzer 1 der vorliegenden Ausführungsform wird beispielsweise als eine Energieversorgung für Fahrzeuge verwendet.
  • Das heißt, dass bei der vorliegenden Ausführungsform der erste Anschluss 1a und der zweite Anschluss 1b auf der Niederspannungsseite des DC/DC-Umsetzers 1 mit der Batterie 2 oder einer Speicherbatterie verbunden sind, und dass der dritte Anschluss 1c und der vierte Anschluss 1d auf der Hochspannungsseite des DC/DC-Umsetzers 1 mit dem Motor 3 über einen Motorantriebs-Umrichter (nicht gezeigt) verbunden sind. Bei der vorliegenden Ausführungsform wird eine Verwendung angenommen, bei der eine bidirektionale Energieübertragung zwischen dem Motor 3 und der Batterie 2 durchgeführt wird.
  • In diesem Fall ist die Energieübertragung von der Niederspannungsseite zu der Hochspannungsseite als Energieübertragungs-Betrieb zum Übertragen von Energie von der Batterie 2 aus zu dem Motorantriebs-Umrichter definiert, um den Motor 3 anzutreiben. Die Energieübertragung von der Hochspannungsseite zu der Niederspannungsseite wird als ein regenerativer Betrieb definiert, und zwar zum Laden der Batterie 2 mit von dem Motor 3 erzeugter Energie über den Motorantriebs-Umrichter.
  • 2. KONFIGURATION DER STEUEREINRICHTUNG DES DC/DC-UMSETZERS
  • 2 ist ein Steuerungsblockdiagramm, das die detaillierte Konfiguration der Steuereinrichtung 109 zeigt. Die Steuereinrichtung 109 in 2 weist einen ersten Steuerblock 20, einen zweiten Steuerblock 30 und einen dritten Steuerblock 40 auf.
  • Der erste Steuerblock 20 ist ein Steuerblock, der verursacht, dass der Ausgangs-Spannungs-Detektierwert Vout als der Spannungs-Detektierwert der Hochspannungsseite einem Ausgangs-Spannungs-Sollwert Vout* als ein Spannungs-Befehlswert der Hochspannungsseite folgt. Zudem weist der erste Steuerblock 20 einen Subtrahierer 201 und eine Steuerung 202 auf. Der zweite Steuerblock 30 ist ein Steuerblock, der verursacht, dass der Spannungs-Detektierwert Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators 101a einem Spannungs-Sollwert Vcf* für den Lade-/Entlade-Kondensator 101a folgt. Zudem weist der zweite Steuerblock 30 einen Multiplizierer 301, einen Subtrahierer 302, eine Steuerung 303, einen Umsetzer 305, einen Begrenzer 307, und einen Multiplizierer 309 auf.
  • Der dritte Steuerblock 40 ist ein Block zum Berechnen eines Gatesignals G1 für das erste Schaltelement S1, eines Gatesignals G2 für das zweite Schaltelement S2, eines Gatesignals G3 für das dritte Schaltelement S3 und eines Gatesignals G4 für das vierte Schaltelement S4, und zwar gemäß dem Betriebsbefehls-Wert, der von dem ersten Steuerblock 20 und dem zweiten Steuerblock 30 berechnet worden ist. Der dritte Steuerblock weist einen Addierer 401, einen Komparator 403 einen Addierer 404, einen Komparator 406, einen Subtrahierer 407, einen Addierer 409, einen Addierer 411, einen Komparator 413, einen Addierer 414, einen Addierer 416, und einen Komparator 418 auf.
  • Dabei entsprechen der erste Steuerblock 20, der Addierer 401, der Addierer 404, der Subtrahierer 407, der Addierer 409 und der Addierer 414 des dritten Steuerblocks 40 einer Betriebsbefehl-Berechnungseinrichtung in den Ansprüchen. Der zweite Steuerblock 30 entspricht einer Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Berechnungseinrichtung in den Ansprüchen. Bei dem ersten Steuerblock 20 werden der Ausgangs-Spannungs-Sollwert Vout* und der Ausgangs-Spannungs-Detektierwert Vout, der mittels des Spannungssensors 103 detektiert wird, dem Subtrahierer 201 zugeführt. Eine Spannungsdifferenz ΔVout zwischen ihnen wird der Steuerung 202 zugeführt bzw. in diese zugeführt.
  • Bei dem zweiten Steuerblock 30 wird der Spannungs-Befehlswert Vout* der Hochspannungsseite mit 0,5 multipliziert, und zwar mittels des Multiplizierers 301 mit einer mit 0,5 vorgegebenen Konstante. Der resultierende Wert wird als Spannungs-Sollwert Vcf* des Lade-/Entlade-Kondensators an den Subtrahierer 302 ausgegeben. Der Subtrahierer 302 empfängt die Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators, die ein Spannungs-Detektierwert des Lade-/Entlade-Kondensators 101a ist, die mittels des Spannungssensors 104 detektiert wird.
  • Ferner berechnet der Subtrahierer 302 die Spannungsdifferenz ΔVcf zwischen der Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators und dem Spannungs-Sollwert Vcf* des Lade-/Entlade-Kondensators. Ferner wird die Spannungsdifferenz ΔVcf der Steuerung 303 zugeführt. Bei der vorliegenden Ausführungsform wird der Spannungs-Sollwert Vcf* des Lade-/Entlade-Kondensators wie oben beschrieben mit 1/2 (0,5-mal) der Ausgangsspannung Vout vorgegeben, um den Welligkeitsstrom der Drosselspule 12 zu minimieren.
  • Bei dem ersten Steuerblock 20 multipliziert die Steuerung 202 die Spannungsdifferenz ΔVout zwischen dem Ausgangsspannungs-Sollwert Vout* und dem Ausgangsspannungs-Detektierwert Vout mit einer Verstärkung, um einen Betriebsbefehl-Wert (Einschalt-Betriebsbefehl-Wert) D1 zu berechnen.
  • Bei dem zweiten Steuerblock 30 multipliziert die Steuerung 303 die Spannungsdifferenz ΔVcf zwischen dem Spannungs-Detektierwert Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators und dem Spannungs-Sollwert Vcf* für den Lade-/Entlade-Kondensator mit einer Verstärkung, um einen Strom-Befehlswert 304 zu berechnen. Dann empfängt der Umsetzer 305 den Strom-Befehlswert 304 und multipliziert denselben mit einem Umsetzungskoeffizienten K, so dass der Strom-Befehlswert 304 zu einem Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert 306 konvertiert wird.
  • Dann empfängt der Begrenzer 307 den Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert 306 und berechnet einen Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert 308 (ΔD). Ferner multipliziert der Multiplizierer 309 den Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert 308 mit einer ersten Rechteckwelle SW1, um einen Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert 310 zu berechnen. Wie später beschrieben, hat die erste Rechteckwelle SW1 die gleiche Frequenz wie die Umschaltfrequenz und hat Amplitudenwerte von +1 und –1.
  • Bei dem dritten Steuerblock 40 addiert der Addierer 401 einen Betrieb bzw. Betriebsanteil Td/T, der einer Totzeit entspricht, zu dem Betriebsbefehl-Wert D1, um einen Betriebsbefehl-Wert 402 zu berechnen. Dann empfängt der Komparator 403 den Betriebsbefehl-Wert 402 und eine erste Dreieckswelle TW1 und erzeugt das Gatesignal G1 für das erste Schaltelement S1.
  • Außerdem addiert der Addierer 404 den Betriebsanteil TD/T, der der Totzeit entspricht, zu dem Betriebsbefehl-Wert D1, um einen Betriebsbefehl-Wert 405 zu berechnen. Dann empfängt der Komparator 406 den Betriebsbefehl-Wert 405 und eine zweite Dreieckswelle TW2 und erzeugt das Gatesignal G4 für das vierte Schaltelement S4.
  • Ferner subtrahiert der Subtrahierer 407 den Betriebsbefehl-Wert D1 von 1, um einen Betriebsbefehl-Wert 408 (D2: Einschalt-Betriebsbefehl-Wert) zu berechnen. Aufgrund dieser Berechnung kann die Phase der Gatesignale, die aus dem Betriebsbefehl-Wert D1 erzeugt wird, und die Phase der Gatesignale, die aus dem Betriebsbefehl-Wert D2 erzeugt wird, um 180° zueinander verschoben sein.
  • Um das Gatesignal G3 für das dritte Schaltelement S3 zu berechnen, addiert der Addierer 409 zunächst den Betriebsanteil TD/T, der der Totzeit entspricht, zu dem Betriebsbefehl-Wert D2, um einen Betriebsbefehl-Wert 410 zu berechnen. Dann addiert der Addierer 411 den Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert 310 zu dem Betriebsbefehl-Wert 410, um den Betriebsbefehl-Wert 412 zu berechnen. Dann empfängt der Komparator 413 den Betriebsbefehl-Wert 412 und eine erste Dreieckswelle TW1, und erzeugt das Gatesignal G3.
  • Um das Gatesignal G2 für das zweite Schaltelement S2 zu berechnen, addiert der Addierer 414 zunächst den Betriebsanteil TD/T, der der Totzeit entspricht, zu dem Betriebsbefehl-Wert D2, um einen Betriebsbefehl-Wert 415 zu berechnen. Dann addiert der Addierer 416 den Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert 310 zu dem Betriebsbefehl-Wert 415, um einen Betriebsbefehl-Wert 417 zu berechnen. Dann empfängt der Komparator 418 den Betriebsbefehl-Wert 417 und eine zweite Dreieckswelle TW2, und erzeugt das Gatesignal G2.
  • Die erste Dreieckswelle TW1 in dem ersten Steuerblock 20 weist die gleiche Frequenz auf wie die Umschaltfrequenz und hat einen Amplitudenwert von 0 bis 1. Die zweite Dreieckswelle TW2 weist die gleiche Frequenz wie die Umschaltfrequenz auf und hat einen Amplitudenwert von 0 + (2 TD/T) bis 1 + (2 TD/T). Die Phasen der ersten Dreieckswelle TW1 und der zweiten Dreieckswelle TW2 sind miteinander synchronisiert.
  • 3. BETRIEB DES DC/DC-UMSETZERS IM STATIONÄREN ZUSTAND
  • Im Folgenden wird der Betrieb des DC/DC-Umsetzers 1 in einem stationären Zustand beschrieben. Der stationäre Zustand betrifft einen Zustand, bei dem die Ausgangsspannung stabil über Ein-/Aus-Steuerung der vier Schaltelemente S1, S2, S3 und S4 erhalten wird. Die Betriebszustände des DC/DC-Umsetzers 1 schließen zwei Zustände ein, und zwar einen Zustand, bei dem Energie von der Batterie 2 zu dem Elektromotor 3 zugeführt wird, so dass der Elektromotor 3 angetrieben wird (Energieübertragungs-Betrieb), und einen Zustand, bei dem Energie zu der Batterie 2 zugeführt wird, die mittels des Elektromotors 3 in einem elektrischen Erzeugungszustand erzeugt worden ist (regenerativer Betrieb).
  • Wie in 3 gezeigt, weisen die Betriebsmodi des DC/DC-Umsetzers in einem stationären Zustand vier Modi 1, 2, 3 und 4 auf.
  • Wie in 3(a) gezeigt, sind in dem ersten Modus 1 das erste Schaltelement S1 und das dritte Schaltelement S3 eingeschaltet, und das zweite Schaltelement S2 und das vierte Schaltelement S4 sind ausgeschaltet. Im Energieübertragungs-Betrieb wird Energie in dem Lade-/Entlade-Kondensator 101a gespeichert und in dem regenerativen Betrieb wird Energie des Lade-/Entlade-Kondensators 101a freigegeben.
  • Wie in 3(b) gezeigt, sind in dem Modus 2, das erste Schaltelement S1 und das dritte Schaltelement S3 ausgeschaltet, und das zweite Schaltelement S2 und das vierte Schaltelement S4 sind eingeschaltet. Im Energieübertragungs-Betrieb wird Energie von dem Lade-/Entlade-Kondensator 101a freigegeben, und im regenerativen Betrieb wird Energie in dem Lade-/Entlade-Kondensator 101a gespeichert. Wie in 3(c) gezeigt, sind in dem Modus 3 das erste Schaltelement S1 und das zweite Schaltelement S2 ausgeschaltet, und das dritte Schaltelement S3 und das vierte Schaltelement S4 sind eingeschaltet. Im Energieübertragungs-Betrieb wird Energie der Drosselspule 12 freigegeben, und im regenerativen Betrieb wird Energie in der Drosselspule 12 gespeichert.
  • Wie in 3(d) gezeigt, sind in dem Modus 4 das erste Schaltelement S1 und das zweite Schaltelement S2 eingeschaltet, und das dritte Schaltelement S3 und das vierte Schaltelement S4 sind ausgeschaltet. Im Energieübertragungs-Betrieb wird Energie in der Drosselspule 12 gespeichert, und im regenerativen Betrieb wird Energie von der Drosselspule freigegeben.
  • Durch angemessenes Anpassen des Zeitverhältnisses dieser Betriebsmodi kann die Eingangsspannung Vin, die die Spannung auf der Niederspannungsseite ist, die zwischen dem ersten Anschluss 1a und dem zweiten Anschluss 1b zugeführt wird, auf eine beliebige Spannung hochgesetzt werden. Ferner kann die hochgesetzte Spannung als Ausgangs-Spannung Vout zwischen dem dritten Anschluss 1c und dem vierten Anschluss 1d ausgegeben werden.
  • Der Betrieb in dem stationären Zustand des DC/DC-Umsetzers 1 gemäß Ausführungsform 1 ist untersehiedlich für den Fall, bei dem ein Hochsetz-Verhältnis N der Ausgangsspannung Vout zu der Eingangsspannung Vin kleiner ist als 2, und für den Fall, bei dem das Hochsetz-Verhältnis N gleich oder größer als 2 ist.
  • (a) HOCHSETZ-VERHÄLTNIS N IST IM ENERGIEÜBETRAGUNGSZUSTAND KLEINER ALS 2
  • Zunächst wird ein Betrieb in einem Energieübertragungszustand beschrieben, und zwar für den Fall, bei dem das Hochsetz-Verhältnis kleiner als 2 ist.
  • 4 zeigt Spannungs-Wellenformen der Gatesignale der Schaltelemente S1, S2, S3 und S4, eine Strom-Wellenform IL der Drosselspule, eine Strom-Wellenform Icf des Lade-/Entlade-Kondensators 101a und die Spannung Vcf zwischen den Anschlüssen des Lade-/Entlade-Kondensator 101a, und zwar für den Fall, dass das Hochsetz-Verhältnis N < 2 ist. In 4 werden die Gatesignale für die Schaltelemente S1, S2, S3 und S4 beschrieben, wobei deren Totzeiten weggelassen werden. In einem stationären Zustand wird die Spannung Vcf zwischen den Anschlüssen des Lade-/Entlade-Kondensators 101a derart gesteuert, dass diese etwa 1/2 der Ausgangsspannung Vout beträgt. Ferner ist das Größenverhältnis zwischen der Eingangsspannung Vin, der Ausgangsspannung Vout, und der Spannung Vcf zwischen den Anschlüssen des Lade-/Entlade-Kondensators 101a Folgendes: Vout > Vin > Vcf.
  • Bei einem Zustand, bei dem die Gatesignale für das erste Schaltelement S1 und das dritte Schaltelement S3 hoch sind und die Gatesignale für das zweite Schaltelement S2 und das vierte Schaltelement S4 niedrig sind (Modus 1 (3(a)) gilt Folgendes: Das erste Schaltelement S1 und das dritte Schaltelement S3 werden eingeschaltet, und das zweite Schaltelement S2 und das vierte Schaltelement S4 werden ausgeschaltet. Daher wird Energie von dem ersten Glättungskondensator 11 aus zu der Drosselspule 12 und dem Lade-/Entlade-Kondensator 101a über den folgenden Weg übertragen: Erster Glättungskondensator 11 (Ci) → Drosselspule 12 (L) → drittes Schaltelement S3 → Lade-/Entlade-Kondensator 101a (Cf) → erstes Schaltelement S1.
  • Bei einem Zustand, bei dem die Gatesignale für das erste Schaltelement S1 und das zweiten Schaltelement S2 niedrig sind und die Gatesignale für das dritte Schaltelement S3 und das vierte Schaltelement S4 hoch sind (Modus 3 (3(c)) gilt ferner Folgendes: Das erste Schaltelement S1 und das zweite Schaltelement S2 werden ausgeschaltet, und das dritte Schaltelement S3 und das vierte Schaltelement S4 werden eingeschaltet. Daher wird Energie, die in der Drosselspule 12 gespeichert ist, zu dem ersten Glättungskondensator 11 und dem zweiten Glättungskondensator 108 über den folgenden Weg übertragen: Erster Glättungskondensator 11 (Ci) → Drosselspule 12 (L) → drittes Schaltelement S3 → viertes Schaltelement S4 → zweiter Glättungskondensator 108 (Co).
  • Bei einem Zustand, bei dem die Gatesignale für das erste Schaltelement S1 und das dritte Schaltelement S3 niedrig sind und die Gatesignale für das zweite Schaltelement S2 und das vierte Schaltelement S4 hoch sind (Modus 2 (3(b)) gilt ferner Folgendes: Das erste Schaltelement S1 und das dritte Schaltelement S3 werden ausgeschaltet, und das zweite Schaltelement S2 und das vierte Schaltelement S4 werden eingeschaltet. Daher wird Energie, die in dem Lade-/Entlade-Kondensator 101a gespeichert ist, zu dem ersten Glättungskondensator 11 und dem zweiten Glättungskondensator 108 übertragen, und Energie wird in der Drosselspule 12 über den folgenden Weg gespeichert: Erster Glättungskondensator 11 (Ci) → Drosselspule 12 (L) → zweites Schaltelement S2 → Lade-/Entlade-Kondensator 101a (Cf) → viertes Schaltelement S4 → zweiter Glättungskondensator 108 (Co).
  • Bei einem Zustand, bei dem die Gatesignale des ersten Schaltelements S1 und des zweiten Schaltelements S2 niedrig sind und die Gatesignale des dritten Schaltelements S3 und des vierten Schaltelements S4 hoch sind (Modus 3 (3(c)) gilt Folgendes: Das erste Schaltelement S1 und das zweite Schaltelement S2 werden ausgeschaltet, und das dritte Schaltelement S3 und das vierte Schaltelement S4 werden eingeschaltet. Daher wird die Energie, die in der Drosselspule 12 gespeichert ist, zu dem ersten Glättungskondensator 11 und dem zweiten Glättungskondensator 108 über den folgenden Weg übertragen: Erster Glättungskondensator 11 (Ci) → Drosselspule 12 (L) → drittes Schaltelement S3 → viertes Schaltelement S4 → zweiter Glättungskondensator 108 (Co).
  • Durch das Wiederholen der Reihe von Betrieben „Modus 1 – Modus 3 – Modus 2 – Modus 3” wird die Eingangsspannung Vin, die zwischen dem Anschluss 1 und dem Anschluss 1b zugeführt wird, auf eine beliebige Spannung hochgesetzt, und zwar von 1-mal bis weniger als 2-mal die ursprüngliche Spannung. Ferner wird die hochgesetzte Spannung als Ausgangsspannung Vout zwischen dem Anschluss 1c und dem Anschluss 1b ausgegeben, während Energie der Batterie 2 dem Elektromotor 3 zugeführt wird.
  • (b) HOCHSETZ-VERHÄLTNIS N IST IM ENERGIEÜBERTRAGUNGSZUSTAND GLEICH ODER GRÖSSER ALS 2
  • Im Folgenden wird der Betrieb in einem Energieübertragungszustand für den Fall beschrieben, bei dem das Hochsetz-Verhältnis N gleich oder größer als 2 ist.
  • 5 zeigt Spannungswellenformen der Gatesignale der Schaltelemente S1, S2, S3 und S4, eine Stromwellenform IL der Drosselspule 12, eine Stromwellenform Icf des Lade-/Entlade-Kondensators 101a und die Spannung Vcf zwischen den Anschlüssen des Lade-/Entlade-Kondensators 101a, und zwar für den Fall, bei dem das Hochsetz-Verhältnis N gleich oder größer als 2 ist. In 5 werden die Gatesignale für die Schaltelemente S1, S2, S3 und S4 beschrieben, wobei deren Totzeiten weggelassen werden.
  • In einem stationären Zustand wird die Spannung Vcf zwischen den Anschlüssen des Lade-/Entlade-Kondensators 101a derart angesteuert, dass diese 1/2 der Ausgangsspannung Vout ist. Ferner ist das Größenverhältnis zwischen der Eingangsspannung Vin, der Ausgangsspannung Vout, und der Spannung Vcf zwischen den Anschlüssen des Lade-/Entlade-Kondensators 101a Folgendes: Vout > Vcf > Vin.
  • Bei einem Zustand, bei dem die Gatesignale für das erste Schaltelement S1 und das zweite Schaltelement S2 hoch sind und die Gatesignale für das dritte Schaltelement S3 und das vierte Schaltelement S4 niedrig sind (Modus 4 (3(d)) gilt Folgendes: Das erste Schaltelement S1 und das zweite Schaltelement S2 werden eingeschaltet und das dritte Schaltelement S3 und das vierte Schaltelement S4 werden ausgeschaltet. Daher wird Energie von dem ersten Glättungskondensator 11 zu der Drosselspule 12 über den folgenden Weg übertragen: Erster Glättungskondensator 11 (Ci) → Drosselspule 12 (L) → zweites Schaltelement S2 → erstes Schaltelement S1.
  • Bei einem Zustand, bei dem die Gatesignale für das erste Schaltelement S1 und das dritte Schaltelement S3 hoch sind und die Gatesignale für das zweite Schaltelement S2 und das vierte Schaltelement S4 niedrig sind (Modus 1 (3(a)) gilt Folgendes: Das erste Schaltelement S1 und das dritte Schaltelement S3 werden eingeschaltet und das zweite Schaltelement S2 und das vierte Schaltelement S4 werden ausgeschaltet. Daher wird Energie, die in der Drosselspule 12 gespeichert ist, zu dem ersten Glättungskondensator 11 und dem Lade-/Entlade-Kondensator 101a über den folgenden Weg übertragen: Erster Glättungskondensator 11 (Ci) → Drosselspule 12 (L) → drittes Schaltelement S3 → Lade-/Entlade-Kondensator 101a (Cf) → erstes Schaltelement S1.
  • Bei einem Zustand, bei dem die Gatesignale für das erste Schaltelement S1 und das zweite Schaltelement S2 hoch sind und die Gatesignale für das dritte Schaltelement S3 und das vierte Schaltelement S4 niedrig sind (Modus 4 (3(d)) gilt Folgendes: Das erste Schaltelement S1 und das zweite Schaltelement S2 werden eingeschaltet, und das dritte Schaltelement S3 und das vierte Schaltelement S4 werden ausgeschaltet. Daher wird Energie von dem ersten Glättungskondensator 11 zu der Drosselspule 12 über den folgenden Weg übertragen: Erster Glättungskondensator 11 (Ci) → Drosselspule 12 (L) → zweites Schaltelement S2 → erstes Schaltelement S1.
  • Bei einem Zustand, bei dem die Gatesignale für das erste Schaltelement S1 und das dritte Schaltelement S3 niedrig sind und die Gatesignale für das zweite Schaltelement S2 und das vierte Schaltelement S4 hoch sind (Modus 2 (3(b)) gilt Folgendes: Das erste Schaltelement S1 und das dritte Schaltelement S3 werden ausgeschaltet, und das zweite Schaltelement S2 und das vierte Schaltelement S4 werden eingeschaltet. Daher wird Energie, die in der Drosselspule 12 und in dem Lade-/Entlade-Kondensator 101a gespeichert ist, zu dem ersten Glättungskondensator 11 und dem zweiten Glättungskondensator 108 über den folgenden Weg übertragen: Erster Glättungskondensator 11 (Ci) → Drosselspule 12 (L) → zweites Schaltelement S2 → Lade-/Entlade-Kondensator 101a (Cf) → viertes Schaltelement S4 → zweiter Glättungskondensator 108 (Co).
  • Durch das Wiederholen der Reihe von Betriebsarten „Modus 4 – Modus 1 – Modus 4 – Modus 2” wird die Eingangsspannung Vin, die zwischen dem Anschluss 1a und dem Anschluss 1b zugeführt wird, auf eine gewünschte Spannung hochgesetzt, und zwar gleich oder größer als 2-mal die ursprüngliche Spannung. Ferner wird die hochgesetzte Spannung als Ausgangsspannung Vout zwischen dem Anschluss 1c und dem Anschluss 1d ausgegeben, während Energie der Batterie 2 dem Elektromotor 3 zugeführt wird.
  • (c) HOCHSETZ-VERHÄLTNIS N IST IM ENERGIEERZEUGUNGSZUSTAND KLEINER ALS 2
  • Im Folgenden wird der Betrieb in einem Energieerzeugungszustand für den Fall beschrieben, bei dem das Hochsetz-Verhältnis N kleiner als 2 ist.
  • 6 zeigt Spannungswellenformen der Gatesignale der Schaltelemente S1, S2, S3 und S4, eine Stromwellenform IL der Drosselspule, eine Stromwellenform Icf des Lade-/Entlade-Kondensators 101 und die Spannung Vcf zwischen den Anschlüssen des Lade-/Entlade-Kondensators 101a, und zwar für den Fall, bei dem das Hochsetz-Verhältnis N kleiner als 2 ist. In 6 sind die Gatesignale für die Schaltelemente S1, S2, S3 und S4 beschrieben, wobei deren Totzeiten weggelassen werden.
  • In einem stationären Zustand wird die Spannung Vcf zwischen den Anschlüssen des Lade-/Entlade-Kondensators 101a derart gesteuert, dass diese etwa 1/2 der Ausgangsspannung Vout beträgt. Ferner ist das Größenverhältnis zwischen der Eingangsspannung Vin, der Ausgangsspannung Vout, und der Spannung Vcf zwischen den Anschlüssen des Lade-/Entlade-Kondensators 101a Folgendes: Vout > Vin > Vcf.
  • In einem Zustand, bei dem die Gatesignale für das erste Schaltelement S1 und das dritte Schaltelement S3 hoch sind und die Gatesignale für das zweite Schaltelement S2 und das vierte Schaltelement S4 niedrig sind (Modus 1 (3(a)) gilt Folgendes: Das erste Schaltelement S1 und das dritte Schaltelement S3 werden eingeschaltet, und das zweite Schaltelement S2 und das vierte Schaltelement S4 werden ausgeschaltet. Daher wird Energie von dem Lade-/Entlade-Kondensators 101a und der Drosselspule 12 zu dem ersten Glättungskondensator 11 über den folgenden Weg übertragen: Erster Glättungskondensator 11 (Ci) ← Drosselspule 12 (L) ← drittes Schaltelement S3 ← Lade-/Entlade-Kondensator 101a (Cf) ← erstes Schaltelement S1.
  • Bei einem Zustand, bei dem die Gatesignale für das erste Schaltelement S1 und das zweite Schaltelement S2 niedrig sind und die Gatesignale für das dritte Schaltelement S3 und das vierte Schaltelement S4 hoch sind (Modus 3 (3(c)) gilt Folgendes: Das erste Schaltelement S1 und das zweite Schaltelement S2 werden ausgeschaltet, und das dritte Schaltelement S3 und das vierte Schaltelement S4 werden eingeschaltet. Daher wird Energie von dem zweiten Glättungskondensator 108 zu der Drosselspule 12 und dem ersten Glättungskondensator 11 über den folgenden Weg übertragen: Erster Glättungskondensator 11 (Ci) ← Drosselspule 12 (L) ← drittes Schaltelement S3 ← viertes Schaltelement S4 ← zweiter Glättungskondensator 108 (Co).
  • Bei einem Zustand, bei dem die Gatesignale für das erste Schaltelement S1 und das dritte Schaltelement S3 niedrig sind und die Gatesignale für das zweite Schaltelement S4 und das vierte Schaltelement S4 hoch sind (Modus 2 (3(b)) gilt Folgendes: Das erste Schaltelement S1 und das dritte Schaltelement S3 werden ausgeschaltet, und das zweite Schaltelement S2 und das vierte Schaltelement S4 werden eingeschaltet. Daher wird Energie von dem zweiten Glättungskondensator 108 und der Drosselspule 12 zu Lade-/Entlade-Kondensator 101a und dem ersten Glättungskondensator 11 über den folgenden Weg übertragen: Erster Glättungskondensator 11 (Ci) ← Drosselspule 12 (L) ← zweites Schaltelement S2 ← Lade-/Entlade-Kondensator 101a (Cf) ← viertes Schaltelement S4 ← zweiter Glättungskondensator 108 (Co).
  • Bei einem Zustand, bei dem die Gatesignale für das erste Schaltelement S1 und das zweite Schaltelement S2 niedrig sind und die Gatesignale für das dritte Schaltelement S3 und das vierte Schaltelement S4 hoch sind (Modus 3 (3(c)) gilt Folgendes: Das erste Schaltelement S1 und das zweite Schaltelement S2 werden ausgeschaltet, und das dritte Schaltelement S3 und das vierte Schaltelement S4 werden eingeschaltet. Daher wird Energie von dem zweiten Glättungskondensator 108 zu der Drosselspule 12 und dem ersten Glättungskondensator 11 über den folgenden Weg übertragen: Erster Glättungskondensator 11 (Ci) ← Drosselspule 12 (L) ← drittes Schaltelement S3 ← viertes Schaltelement S4 ← zweiter Glättungskondensator 108 (Co).
  • Durch Wiederholen dieser Reihe von Betrieben „Modus 1 – Modus 3 – Modus 2 – Modus 3” wird die Eingangsspannung Vin, die zwischen dem Anschluss 1a und dem Anschluss 1b zugeführt wird, auf eine beliebige Spannung hochgesetzt und zwar von 1-mal bis weniger als 2-mal die ursprüngliche Spannung. Ferner wird die hochgesetzte Spannung als Ausgangsspannung Vout zwischen dem Anschluss 1c und dem Anschluss 1b ausgegeben, während elektrisch erzeugte Energie des Elektromotors 3 in der Batterie 2 gespeichert wird.
  • (d) HOCHSETZ-VERHÄLNTIS N IST IM REGENERATIVEN BETRIEB GLEICH ODER GRÖSSER ALS 2
  • Im Folgenden wird ein Betrieb in einem regenerativen Zustand für den Fall beschrieben, bei dem das Hochsetz-Verhältnis N gleich oder größer als 2 ist.
  • 7 zeigt Spannungswellenformen der Gatesignale der Schaltelemente S1, S2, S3 und S4, eine Stromwellenform IL der Drosselspule, eine Stromwellenform Icf des Lade-/Entlade-Kondensators 101a, und die Spannung Vcf zwischen den Anschlüssen des Lade-/Entlade-Kondensators 101a, und zwar in einem regenerativen Betrieb für den Fall, bei dem das Hochsetz-Verhältnis N gleich oder größer als 2 ist. In 7 sind die Gatesignale für die Schaltelemente S1, S2, S3 und S4 beschrieben, wobei deren Totzeiten weggelassen werden. In einem stationären Zustand wird die Spannung Vcf zwischen den Anschlüssen des Lade-/Entlade-Kondensators 101a derart gesteuert, dass sie etwa 1/2 der Ausgangsspannung Vout beträgt. Ferner ist das Größenverhältnis zwischen der Eingangsspannung Vin, der Ausgangsspannung Vout, und der Spannung Vcf zwischen den Anschlüssen des Lade-/Entlade-Kondensators 101a Folgendes: Vout > Vcf > Vin.
  • Bei einem Zustand, bei dem die Gatesignale für das erste Schaltelement S1 und das zweite Schaltelement S2 hoch sind und die Gatesignale für das dritte Schaltelement S3 und das vierte Schaltelement S4 niedrig sind (Modus 4 (3(d)) gilt Folgendes: Das erste Schaltelement S1 und das zweite Schaltelement S2 werden eingeschaltet, und das dritte Schaltelement S3 und das vierte Schaltelement S4 werden ausgeschaltet. Daher wird Energie von der Drosselspule 12 zu dem ersten Glättungskondensator 11 über den folgenden Weg übertragen: Erster Glättungskondensator 11 (Ci) ← Drosselspule 12 (L) ← zweites Schaltelement S2 ← erstes Schaltelement S1.
  • Bei einem Zustand, bei dem die Gatesignale für das erste Schaltelement S1 und das dritte Schaltelement S3 hoch sind und die Gatesignale für das zweite Schaltelement S2 und das vierte Schaltelement S4 niedrig sind (Modus 1 (3(a)) gilt Folgendes: Das erste Schaltelement S1 und das dritte Schaltelement S3 werden eingeschaltet, und das zweite Schaltelement S2 und das vierte Schaltelement S4 werden ausgeschaltet. Daher wird Energie von dem Lade-/Entlade-Kondensator 101a zu der Drosselspule 12 und dem ersten Glättungskondensator 11 über den folgenden Weg übertragen: Erster Glättungskondensator 11 (Ci) ← Drosselspule 12 (L) ← drittes Schaltelement S3 ← Lade-/Entlade-Kondensator 101a (Cf) ← erstes Schaltelement S1.
  • Bei einem Zustand, bei dem die Gatesignale für das erste Schaltelement S1 und das zweite Schaltelement S2 hoch sind und die Gatesignale für das dritte Schaltelement S3 und das vierte Schaltelement S4 niedrig sind (Modus 4 (3(d)) gilt Folgendes: Das erste Schaltelement S1 und das zweite Schaltelement S2 werden eingeschaltet und das dritte Schaltelement S3 und das vierte Schaltelement S4 werden ausgeschaltet. Daher wird Energie von der Drosselspule 12 zu dem ersten Glättungskondensator 11 über den folgenden Weg übertragen: Erster Glättungskondensator 11 (Ci) ← Drosselspule 12 (L) ← zweites Schaltelement S2 ← erstes Schaltelement S1.
  • Bei einem Zustand, bei dem die Gatesignale für das erste Schaltelement S1 und das dritte Schaltelement S3 niedrig sind und die Gatesignale für das zweite Schaltelement S2 und das vierte Schaltelement S4 hoch sind (Modus 2 (3(b)) gilt Folgendes: Das erste Schaltelement S1 und das dritte Schaltelement S3 werden ausgeschaltet, und das zweite Schaltelement S2 und das vierte Schaltelement S4 werden eingeschaltet. Daher wird Energie von dem zweiten Glättungskondensator 108 zu der Drosselspule 12, dem Lade-/Entlade-Kondensator 101a, und dem ersten Glättungskondensator 11 über den folgenden Weg übertragen: Erster Glättungskondensator 11 (Ci) ← Drosselspule 12 (L) ← zweites Schaltelement S2 ← Lade-/Entlade-Kondensator 101a (Cf) ← viertes Schaltelement S4 ← zweiter Glättungskondensator 108 (Co).
  • Durch das Wiederholen der Reihe von Betriebsarten „Modus 4 – Modus 1 – Modus 4 – Modus 2” wird die Eingangsspannung Vin, die zwischen dem Anschluss 1a und dem Anschluss 1b zugeführt wird, auf eine beliebige Spannung hochgesetzt, und zwar gleich oder größer als 2-mal die ursprüngliche Spannung. Ferner wird die hochgesetzte Spannung als Ausgangsspannung Vout zwischen dem Anschluss 1c und dem Anschluss 1b ausgegeben, während die elektrisch erzeugte Energie des Elektromotors 3 in der Batterie 2 gespeichert wird.
  • 4. LADE-/ENTLADE-STEUERUNG BEI DER VORLIEGENDEN AUSFÜHRUNGSFORM MITTELS PHASENVERSCHIEBUNG
  • Im Folgenden wird das Prinzip einer Lade-/Entlade-Steuerung des Lade-/Entlade-Kondensators 101a der vorliegenden Ausführungsform beschrieben. Unter Bezugnahme auf 8 bis 22 wird ein Betriebsprinzip zum Erhöhen und zum Verringern der Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators mittels Phasenverschiebung beschrieben, und zwar bei den folgenden vier Betriebszuständen:
    • (a) Hochsetz-Verhältnis ist kleiner als 2, Energieübertragungs-Betrieb (vorauseilende Phase: 8 und 9, nacheilende Phase: 10 und 11)
    • (b) Hochsetz-Verhältnis ist gleich oder größer als 2, Energieübertragungs-Betrieb (vorauseilende Phase: 12 und 13, nacheilende Phase: 14 und 15)
    • (c) Hochsetz-Verhältnis ist kleiner als 2, regenerativer Betrieb (vorauseilende Phase: 16 und 17, nacheilende Phase: 18 und 19)
    • (d) Hochsetz-Verhältnis ist gleich oder größer als 2, regenerativer Betrieb (vorauseilende Phase: 20 und 21, nacheilende Phase: 22 und 23).
  • Bei der vorliegenden Ausführungsform sind die Phasen der Gatesignale G1 und G4 feststehend, und die Phasen der Gatesignale G2 und G3 werden verschoben, um eine vorauseilende Phase oder eine nacheilende Phase zu bilden.
  • Bezogen auf den Drosselspulenstrom bei der vorliegenden Ausführungsform ist die Richtung in 1 nach rechts als die positive Richtung definiert, Änderungen in der positiven Richtung sind als Erhöhung definiert, und Änderungen in der negativen Richtung sind als Verringerung definiert.
  • Bezogen auf den Lade-/Entlade-Kondensatorstrom Icf, ist die Richtung in 1 nach unten als die positive Richtung definiert, der Strom, der in der positiven Richtung fließt, ist als ein Ladestrom definiert, und der Strom, der in die negative Richtung fließt, ist als ein Entladestrom definiert.
  • Wenn der Absolut-Wert des Ladestroms höher ist als der Absolut-Wert des Entladestroms wird die Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators erhöht. Andererseits wird die Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators verringert, wenn der Absolut-Wert des Ladestroms kleiner ist als der Absolut-Wert des Entladestroms.
  • (a) PHASENVERSCHIEBUNGSSTEUERUNG (HOCHSETZ-VERHÄLTNIS N IST KLEINER ALS 2, ENERGIEÜBERTRAGS-BETRIEB)
  • 8 zeigt Spannungswellenformen der Gatesignale der Schaltelemente S1, S2, S3 und S4, eine Stromwellenform IL der Drosselspule, eine Stromwellenform Icf des Lade-/Entlade-Kondensators 101a und die Spannung Vcf zwischen den Anschlüssen des Lade-/Entlade-Kondensators 101a, und zwar in dem Energieübertragungs-Betrieb für den Fall, bei dem das Hochsetz-Verhältnis N kleiner als 2 ist und die Phasen der Gatesignale G2 und G3 in eine vorauseilende Richtung (innerhalb eines Grenzwertes) verschoben werden. 8 zeigt ein derartiges Durchführen der Phasenverschiebung innerhalb eines Phasenverschiebungs-Grenzwertes, dass der Modus 3 nach dem Modus 2 vorliegt, und zwar in den gleichen Betriebsmodi („Modus 1 – Modus 3 – Modus 2 – Modus 3”) wie in 4.
  • In 8 sind die Perioden des Modus 1 und des Modus 2 die gleichen wie in 4, wobei jedoch die Phasen der Gatesignale G2 und G3 verschoben sind, so dass sie relativ zu den Phasen der Gatesignale G1 und G4 vorauseilen. Somit wird die Periode des Modus 3 nach dem Modus 1 erhöht und die Periode des Modus 3 nach dem Modus 2 verringert. Wie in 8 gezeigt, wird daher der Drosselspulenstrom IL in dem Modus 1 größer als der Drosselspulenstrom IL in dem Modus 2.
  • Das heißt bezogen auf den Strom Icf des Lade-/Entlade-Kondensators, dass der Ladestrom des Lade-/Entlade-Kondensators 101a in dem Modus 1 größer ist als der Entladestrom des Lade-/Entlade-Kondensator 101 in dem Modus 2. Daher ist in dem einen Zyklus der Erhöhungswert der Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators in dem Modus 1 höher als der Verringerungswert hiervon in dem Modus 2. Ferner ist der Durchschnittswert der Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators in dem einen Zyklus erhöht.
  • 9 zeigt Spannungswellenformen der Gatesignale der Schaltelemente S1, S2, S3 und S4, eine Stromwellenform IL der Drosselspule, eine Stromwellenform Icf des Lade-/Entlade-Kondensators 101a, und die Spannung Vcf zwischen den Anschlüssen des Lade-/Entlade-Kondensators 101a, und zwar in dem Energieübertragungs-Betrieb für den Fall, bei dem das Hochsetz-Verhältnis N kleiner ist als 2 und die Phasen der Gatesignale G2 und G3 versetzt werden, und zwar in eine vorauseilende Richtung über den Phasenverschiebungswert-Grenzwert hinaus (außerhalb des Grenzwertes), der für die Begrenzung in 8 verwendet worden ist.
  • Bei den Betriebsmodi in 9 wird der Modus 4 neu erzeugt, und der Betrieb von „Modus 4 – Modus 1 – Modus 3 – Modus 2” wird in dem einen Zyklus durchgeführt. Die Periode des Modus 1 und die Periode des Modus 2 werden im Vergleich zu 4 verkürzt, und zwar um eine Länge, die dem neu erzeugten Modus 4 entspricht. Die Periode des Modus 1 und die Periode des Modus 2 sind jedoch gleich lang. Da der Drosselspulenstrom IL sich während der Periode des neu erzeugten Modus 4 erhöht, wird der Drosselspulenstrom IL in dem Modus 1 größer als der Drosselspulenstrom IL in dem Modus 2.
  • Das heißt bezogen auf den Strom Icf des Lade-/Entlade-Kondensators, dass der Ladestrom des Lade-/Entlade-Kondensators 101a in dem Modus 1 größer ist als der Ladestrom des Lade-/Entlade-Kondensators 101a in dem Modus 2. Daher ist in dem einen Zyklus der Erhöhungswert der Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators in dem Modus 1 höher als der Verringerungswert hiervon in dem Modus 2. Ferner wird der Durchschnittswert der Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators in dem einen Zyklus erhöht.
  • Wie oben beschrieben, sind die Phasen der Gatesignale G2 und G3 in 8 und 9 verschoben, und zwar in eine vorauseilende Richtung relativ zu den Phasen der Gatesignale G1 und G4, wobei die Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators erhöht wird.
  • 10 zeigt Spannungswellenformen der Gatesignale der Schaltelemente S1, S2, S3 und S4, eine Stromwellenform IL der Drosselspule, eine Stromwellenform Icf des Lade-/Entlade-Kondensators 101a und die Spannung Vcf zwischen den Anschlüssen des Lade-/Entlade-Kondensators 101a, und zwar in dem Energieübertragungs-Betrieb für den Fall, bei dem das Hochsetz-Verhältnis N kleiner als 2 ist und die Phasen der Gatesignale G2 und G3 in eine nacheilende Richtung verschoben werden (innerhalb eines Grenzwertes).
  • 10 zeigt das Durchführen der Phasenverschiebung innerhalb eines Phasenverschiebungs-Grenzwertes derart, dass der Modus 3 nach dem Modus 1 vorliegt, und zwar in den gleichen Betriebsmodi („Modus 1 – Modus 3 – Modus 2 – Modus 3”) wie in 4. In 10 sind die Perioden des Modus 1 und des Modus 2 die gleichen wie in 4, allerdings sind die Phasen der Gatesignale G2 und G3 verschoben, so dass sie relativ zu den Phasen der Gatesignale G1 und G4 nacheilen, wobei sich die Periode des Modus 3 nach dem Modus 1 verringert und sich die Periode des Modus 3 nach dem Modus 2 erhöht.
  • Daher wird, wie in 10 gezeigt, der Drosselspulenstrom IL in dem Modus 1 kleiner als der Drosselspulenstrom IL in dem Modus 2. Das heißt bezüglich des Stroms Icf des Lade-/Entlade-Kondensators, dass der Ladestrom des Lade-/Entlade-Kondensators 101a in dem Modus 1 kleiner ist als der Entladestrom des Lade-/Entlade-Kondensators 101a in dem Modus 2. Daher ist in dem einen Zyklus der Erhöhungswert der Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators in dem Modus 1 kleiner als der Verringerungswert hiervon in dem Modus 2. Ferner wird der Durchschnittswert der Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators in dem einem Zyklus verringert.
  • 11 zeigt Spannungswellenformen der Gatesignale der Schaltelemente S1, S2, S3 und S4, eine Stromwellenform IL der Drosselspule, eine Stromwellenform Icf des Lade-/Entlade-Kondensators 101a, und die Spannung Vcf zwischen den Anschlüssen des Lade-/Entlade-Kondensators 101a, und zwar in dem Energieübertragungs-Betrieb für den Fall, bei dem das Hochsetz-Verhältnis N kleiner als 2 ist und die Phasen der Gatesignale G2 und G3 verschoben sind, und zwar in eine nacheilende Richtung über den Phasenverschiebungswert-Grenzwert hinaus (außerhalb des Grenzwertes), der für die Begrenzung in 10 verwendet worden ist.
  • Bei den Betriebsmodi in 11 wird der Modus 4 neu erzeugt, und der Betrieb von „Modus 1 – Modus 4 – Modus 2 – Modus 3” wird in dem einen Zyklus durchgeführt. Die Periode des Modus 1 und die Periode des Modus 2 sind im Vergleich zu 4 verkürzt, und zwar um eine Länge, die dem neu erzeugten Modus 4 entspricht. Allerdings sind die Periode des Modus 1 und die Periode des Modus 2 gleich lang. Der Drosselspulenstrom IL erhöht sich während der Periode des neu erzeugten Modus 4. Daher, und zwar aufgrund des neu erzeugten Modus 4, wird der Drosselstrom IL in dem Modus 2 höher als der Drosselstrom IL in dem Modus 1.
  • Das heißt bezogen auf den Strom Icf des Lade-/Entlade-Kondensators, dass der Ladestrom des Lade-/Entlade-Kondensators 101a in dem Modus 1 kleiner ist als der Entladestrom des Lade-/Entlade-Kondensators 101a in dem Modus 2. Daher ist in dem einen Zyklus der Erhöhungswert der Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators in dem Modus 1 kleiner als der Verringerungswert hiervon in dem Modus 2. Ferner wird der Durchschnittswert der Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators in dem einen Zyklus verringert.
  • Wie oben beschrieben, sind in 10 und 11 die Phasen der Gatesignale G2 und G3 verschoben, und zwar in eine nacheilende Richtung relativ zu den Phasen der Gatesignale G1 und G2, wobei sich die Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators verringert.
  • (b) PHASENVERSCHIEBUNGSSTEUERUNG (HOCHSETZ-VERHÄLTNIS N IST GLEICH ODER GRÖSSER ALS 2, ENERGIEOBERTRAGUNGS-BETRIEB)
  • 12 zeigt Spannungswellenformen der Gatesignale der Schaltelemente S1, S2, S3 und S4, eine Stromwellenform IL der Drosselspule, eine Stromwellenform Icf des Lade-/Entlade-Kondensators 101a, und die Spannung Vcf zwischen den Anschlüssen des Lade-/Entlade-Kondensators 101a, und zwar in dem Energieübertragungs-Betrieb für den Fall, bei dem das Hochsetz-Verhältnis N gleich oder größer ist als 2 und die Phasen der Gatesignale G2 und G3 in eine vorauseilende Richtung verschoben sind (innerhalb eines Grenzwertes).
  • 12 zeigt das Durchführen der Phasenverschiebung innerhalb eines Phasenverschiebungs-Grenzwertes derart, dass der Modus 4 vor dem Modus 2 vorliegt, und zwar in den gleichen Betriebsmodi („Modus 4 – Modus 1 – Modus 4 – Modus 2”) wie in 5. In 12 sind die Perioden des Modus 1 und des Modus 2 die gleichen wie in 5, allerdings sind die Phasen der Gatesignale G2 und G3 verschoben, so dass sie relativ zu den Phasen der Gatesignale G1 und G4 voreilen, wobei sich die Periode des Modus 4 vor dem Modus 1 erhöht und sich die Periode 4 vor dem Modus 2 verringert.
  • Daher wird, wie in 12 gezeigt, der Drosselspulenstrom IL in dem Modus 1 größer als der Drosselspulenstrom IL in dem Modus 2. Das heißt bezogen auf den Strom Icf des Lade-/Entlade-Kondensators, dass der Ladestrom des Lade-/Entlade-Kondensators 101a in dem Modus 1 höher ist als der Entladestrom des Lade-/Entlade-Kondensators 101a in dem Modus 2. Daher ist in dem einen Zyklus der Erhöhungswert der Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators in dem Modus 1 höher als der Verringerungswert hiervon in dem Modus 2. Ferner wird der Durchschnittswert der Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators in dem einen Zyklus erhöht.
  • 13 zeigt Spannungswellenformen der Gatesignale der Schaltelemente S1, S2, S3 und S4, eine Stromwellenform IL der Drosselspule, eine Stromwellenform Icf des Lade-/Entlade-Kondensators 101a, und die Spannung Vcf zwischen den Anschlüssen des Lade-/Entlade-Kondensators 101a, und zwar in dem Energieübertragungs-Betrieb für den Fall, bei dem das Hochsetz-Verhältnis gleich oder größer ist als 2 und die Phasen der Gatesignale G2 und G3 verschoben sind, und zwar in eine vorauseilende Richtung über den Phasenverschiebungswert-Grenzwert hinaus (außerhalb des Grenzwertes), der für die Begrenzung in 12 verwendet worden ist.
  • Bei den Betriebsmodi in 13 wird der Modus 3 neu erzeugt, und der Betrieb von „Modus 4 – Modus 1 – Modus 3 – Modus 2” wird in dem einem Zyklus durchgeführt. Die Periode des Modus 1 und die Periode des Modus 2 sind im Vergleich zu 5 verkürzt, und zwar um eine Länge, die dem neu erzeugten Modus 3 entspricht. Allerdings sind die Periode des Modus 1 und die Periode des Modus 2 gleich lang. Da der Drosselspulenstrom IL sich während der Periode des neu erzeugten Modus 3 verringert, wird der Drosselspulenstrom IL in dem Modus 1 höher als der Drosselspulenstrom IL in dem Modus 2.
  • Das heißt bezogen auf den Strom Icf des Lade-/Entlade-Kondensators, dass der Ladestrom des Lade-/Entlade-Kondensators 101a in dem Modus 1 höher ist als der Entladestrom des Lade-/Entlade-Kondensators 101a in dem Modus 2. Daher ist in dem einen Zyklus der Erhöhungswert der Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators in dem Modus 1 höher als der Verringerungswert hiervon in dem Modus 2. Ferner erhöht sich der Durchschnittswert der Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators in dem einen Zyklus.
  • Wie oben beschrieben, sind in 12 und 13 die Phasen der Gatesignale G2 und G3 verschoben, und zwar in eine vorauseilende Richtung relativ zu den Phasen der Gatesignale G1 und G4, wobei sich die Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators erhöht.
  • 14 zeigt Spannungswellenformen der Gatesignale der Schaltelemente S1, S2, S3 und S4, eine Stromwellenform IL der Drosselspule, eine Stromwellenform Icf des Lade-/Entlade-Kondensators 101a, und die Spannung Vcf zwischen den Anschlüssen des Lade-/Entlade-Kondensators 101a, und zwar in dem Energieübertragungs-Betrieb für den Fall, bei dem das Hochsetz-Verhältnis N gleich oder größer als 2 ist und die Phasen der Gatesignale G2 und G3 in eine nacheilende Richtung verschoben sind (innerhalb eines Grenzwertes).
  • 14 zeigt das Durchführen der Phasenverschiebung innerhalb eines Phasenverschiebungs-Grenzwertes derart, dass der Modus 4 vor dem Modus 1 vorliegt, und zwar in den gleichen Betriebsmodi („Modus 4 – Modus 1 – Modus 4 – Modus 2”) wie in 5. In 14 sind die Perioden des Modus 1 und des Modus 2 die gleichen wie in 5, allerdings sind die Phasen der Gatesignale G2 und G3 verschoben, so dass sie relativ zu den Phasen der Gatesignale G1 und G4 nacheilen, wobei sich die Periode des Modus 4 vor dem Modus 1 verringert und sich die Periode des Modus 4 vor dem Modus 2 erhöht.
  • Daher wird, wie in 14 gezeigt, der Drosselspulenstrom IL in dem Modus 1 kleiner als der Drosselspulenstrom IL in dem Modus 2. Das heißt bezogen auf den Strom Icf des Lade-/Entlade-Kondensators, dass der Ladestrom des Lade-/Entlade-Kondensators 101a in dem Modus 1 kleiner ist als der Entladestrom des Lade-/Entlade-Kondensators 101a in dem Modus 2. Daher ist in dem einen Zyklus der Erhöhungswert der Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators in dem Modus 1 kleiner als der Verringerungswert hiervon in dem Modus 2. Ferner verringert sich der Durchschnittswert der Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators in dem einen Zyklus.
  • 15 zeigt Spannungswellenformen der Gatesignale der Schaltelemente S1, S2, S3 und S4, eine Stromwellenform IL der Drosselspule, eine Stromwellenform Icf des Lade-/Entlade-Kondensators 101a und die Spannung Vcf zwischen den Anschlüssen des Lade-/Entlade-Kondensators 101a, und zwar in dem Energieübertragungs-Betrieb für den Fall, bei dem das Hochsetz-Verhältnis N gleich oder größer als 2 ist und die Phasen der Gatesignale G2 und G3 verschoben sind und zwar in eine nacheilende Richtung über den Phasenverschiebungswert-Grenzwert hinaus (außerhalb des Grenzwertes), der für die Begrenzung in 14 verwendet worden ist.
  • Bei den Betriebsmodi in 15 wird der Modus 3 neu erzeugt, und der Betrieb von „Modus 1 – Modus 4 – Modus 2 – Modus 3” wird in dem einen Zyklus durchgeführt. Die Periode des Modus 1 und die Periode des Modus 2 sind im Vergleich zu 5 verkürzt, und zwar um eine Länge, die dem neu erzeugten Modus 3 entspricht. Allerdings sind die Periode des Modus 1 und die Periode des Modus 2 gleich lang. Der Drosselspulenstrom IL verringert sich während der Periode des neu erzeugten Modus 3.
  • Daher wird, und zwar aufgrund des neu erzeugten Modus 3, der Drosselspulenstrom IL in dem Modus 2 größer als der Drosselspulenstrom IL in dem Modus 1. Das heißt bezogen auf den Strom Icf des Lade-/Entlade-Kondensators, dass der Ladestrom des Lade-/Entlade-Kondensators 101a in dem Modus 1 kleiner ist als der Entladestrom des Lade-/Entlade-Kondensators 101a in dem Modus 2.
  • Daher ist in dem einen Zyklus der Erhöhungswert der Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators in dem Modus 1 kleiner als der Verringerungswert hiervon in dem Modus 2. Ferner verringert sich der Durchschnittswert der Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators in dem einen Zyklus.
  • Wie oben beschrieben, sind in 14 und 15 die Phasen der Gatesignale G2 und G3 verschoben, und zwar in eine nacheilende Richtung relativ zu den Phasen der Gatesignale G1 und G4, wobei sich die Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators verringert.
  • (c) PHASENVERSCHIEBUNGSSTEUERUNG (HOCHSETZ-VERHÄLTNIS N IST KLEINER ALS 2, REGENERATIVER BETRIEB)
  • 16 zeigt Spannungswellenformen der Gatesignale der Schaltelemente S1, S2, S3 und S4, eine Stromwellenform Icf des Lade-/Entlade-Kondensators 101a, und die Spannung Vcf zwischen den Anschlüssen des Lade-/Entlade-Kondensators 101a, und zwar in dem regenerativen Betrieb für den Fall, bei dem das Hochsetz-Verhältnis N kleiner als 2 ist und die Phasen der Gatesignale G2 und G3 in eine vorauseilende Richtung verschoben sind (innerhalb eines Grenzwertes).
  • 16 zeigt das Durchführen der Phasenverschiebung innerhalb eines Phasenverschiebungs-Grenzwertes derart, dass der Modus 3 nach dem Modus 2 vorliegt, und zwar in den gleichen Betriebsmodi („Modus 1 – Modus 3 – Modus 2 – Modus 3”) wie in 6. In 16 sind die Perioden des Modus 1 und des Modus 2 die gleichen wie in 6, allerdings sind die Phasen der Gatesignale G2 und G3 verschoben, so dass sie relativ zu den Phasen der Gatesignale G1 und G4 vorauseilen, wobei sich die Periode des Modus 3 nach dem Modus 1 erhöht und sich die Periode des Modus 3 nach dem Modus 2 verringert.
  • Daher wird, wie in 16 gezeigt, der Absolut-Wert des Drosselspulenstroms IL in dem Modus 1 kleiner als der Absolut-Wert des Drosselspulenstroms IL in dem Modus 2. Das heißt bezogen auf den Strom Icf des Lade-/Entlade-Kondensators, dass der Entladestrom des Lade-/Entlade-Kondensators 101a in dem Modus 1 kleiner ist als der Ladestrom des Lade-/Entlade-Kondensators 101a in dem Modus 2. Daher ist in dem einen Zyklus der Verringerungswert der Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators in dem Modus 1 kleiner als der Erhöhungswert hiervon in dem Modus 2. Ferner erhöht sich der Durchschnittswert der Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators in dem einen Zyklus.
  • 17 zeigt Spannungswellenformen der Gatesignale der Schaltelemente S1, S2, S3 und S4, eine Stromwellenform IL der Drosselspule, eine Stromwellenform Icf des Lade-/Entlade-Kondensators 101a, und die Spannung Vcf zwischen den Anschlüssen des Lade-/Entlade-Kondensators 101a, und zwar in dem regenerativen Betrieb für den Fall, bei dem das Hochsetz-Verhältnis N kleiner als 2 ist und die Phasen der Gatesignale G2 und G3 verschoben sind, und zwar in eine vorauseilende Richtung über den Phasenverschiebungswert-Grenzwert hinaus (außerhalb des Grenzwertes), der für die Begrenzung in 16 verwendet wird.
  • Bei den Betriebsmodi in 17 wird der Modus 4 neu erzeugt, und der Betrieb von „Modus 4 – Modus 1 – Modus 3 – Modus 2” wird in dem einen Zyklus durchgeführt. Die Periode des Modus 1 und die Periode des Modus 2 sind im Vergleich zu 6 verkürzt, und zwar um eine Länge, die dem neu erzeugten Modus 4 entspricht. Allerdings sind die Periode des Modus 1 und die Periode des Modus 2 gleich lang. Da der Drosselspulenstrom IL sich während der Periode des neu erzeugten Modus 4 erhöht, wird der Absolut-Wert des Drosselspulenstroms IL in dem Modus 1 kleiner als der Absolut-Wert des Drosselspulenstroms IL in dem Modus 2.
  • Das heißt bezogen auf den Strom Icf des Lade-/Entlade-Kondensators, dass der Entladestrom des Lade-/Entlade-Kondensators 101a in dem Modus 1 kleiner ist als der Ladestrom des Lade-/Entlade-Kondensators 101a in dem Modus 2. Daher ist in dem einen Zyklus der Verringerungswert der Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators in dem Modus 1 kleiner als der Erhöhungswert hiervon in dem Modus 2. Ferner erhöht sich der Durchschnittswert der Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators in dem einen Zyklus.
  • Wie oben beschrieben, sind in 16 und 17 die Phasen der Gatesignale G2 und G3 verschoben, und zwar in eine vorauseilende Richtung relativ zu den Phasen der Gatesignale G1 und G4, wobei sich die Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators erhöht.
  • 18 zeigt Spannungswellenformen der Gatesignale der Schaltelemente S1, S2, S3 und S4, eine Stromwellenform IL der Drosselspule, eine Stromwellenform Icf des Lade-/Entlade-Kondensators 101a, und die Spannung Vcf zwischen den Anschlüssen des Lade-/Entlade-Kondensators 101a, und zwar in dem regenerativen Betrieb für den Fall, bei dem das Hochsetz-Verhältnis N kleiner als 2 ist und die Phasen der Gatesignale G2 und G3 in eine nacheilende Richtung verschoben sind (innerhalb eines Grenzwertes).
  • 18 zeigt das Durchführen der Phasenverschiebung innerhalb eines Phasenverschiebungs-Grenzwerts derart, dass der Modus 3 nach dem Modus 1 vorliegt, und zwar in den gleichen Betriebsmodi („Modus 1 – Modus 3 – Modus 2 – Modus 3”) wie in 6. In 18 sind die Perioden des Modus 1 und des Modus 2 die gleichen wie in 6, allerdings sind die Phasen der Gatesignale G2 und G3 verschoben, so dass sie relativ zu den Phasen der Gatesignale G1 und G4 nacheilen, wobei sich die Periode des Modus 3 nach dem Modus 1 verringert und sich die Periode des Modus 3 nach dem Modus 2 erhöht. Daher wird, wie in 18 gezeigt, der Absolut-Wert des Drosselspulenstroms IL in dem Modus 1 größer als der Absolut-Wert des Drosselspulenstroms IL in dem Modus 2.
  • Das heißt bezogen auf den Strom Icf des Lade-/Entlade-Kondensators, dass der Entladestrom des Lade-/Entlade-Kondensators 101a in dem Modus 1 größer ist als der Ladestrom des Lade-/Entlade-Kondensators 101a in dem Modus 2. Daher ist in dem einem Zyklus der Verringerungswert der Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators in dem Modus 1 höher als der Erhöhungswert hiervon in dem Modus 2. Ferner verringert sich der Durchschnittswert der Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators in dem einen Zyklus.
  • 19 zeigt Spannungswellenformen der Gatesignale der Schaltelemente S1, S2, S3 und S4, eine Stromwellenform IL der Drosselspule, eine Stromwellenform Icf des Lade-/Entlade-Kondensators 101a, und die Spannung Vcf zwischen den Anschlüssen des Lade-/Entlade-Kondensators 101a, und zwar in dem regenerativen Betrieb für den Fall, bei dem das Hochsetz-Verhältnis N kleiner als 2 ist und die Phasen der Gatesignale G2 und G3 verschoben sind, und zwar in eine nacheilende Richtung über den Phasenverschiebungswert-Grenzwert hinaus (außerhalb des Grenzwertes), der für die Begrenzung in 18 verwendet worden ist.
  • In den Betriebsmodi in 19 wird der Modus 4 neu erzeugt, und der Betrieb von „Modus 1 – Modus 4 – Modus 2 – Modus 3” wird in dem einen Zyklus durchgeführt. Die Periode des Modus 1 und die Periode des Modus 2 werden im Vergleich zu 6 verkürzt, und zwar um eine Länge, die dem neu erzeugten Modus 4 entspricht. Allerdings sind die Periode des Modus 1 und die Periode des Modus 2 gleich lang. Der Drosselspulenstrom IL erhöht sich während der Periode des neu erzeugten Modus 4. Daher wird, aufgrund des neu erzeugten Modus 4, der Absolut-Wert des Drosselspulenstroms IL in dem Modus 1 größer als der Absolut-Wert des Drosselspulenstroms IL in dem Modus 2.
  • Das heißt bezogen auf den Strom Icf des Lade-/Entlade-Kondensators, dass der Entladestrom des Lade-/Entlade-Kondensators 101a in dem Modus 1 größer ist als der Ladestrom des Lade-/Entlade-Kondensators 101a in dem Modus 2. Daher ist in dem einen Zyklus der Verringerungswert der Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators höher als der Erhöhungswert hiervon in dem Modus 2. Ferner verringert sich der Durchschnittswert der Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators in dem einen Zyklus.
  • Wie oben beschrieben, sind in 18 und 19 die Phasen der Gatesignale G2 und G3 verschoben, und zwar in eine nacheilende Richtung relativ zu den Phasen der Gatesignale G1 und G4, wobei sich die Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators verringert.
  • (d) PHASENVERSCHIEBUNGSSTEUERUNG (HOCHSETZ-VERHÄLTNIS N IST GLEICH ODER GRÖSSER ALS 2, REGENERATIVER BETRIEB)
  • 20 zeigt Spannungswellenformen der Gatesignale der Schaltelemente S1, S2, S3 und S4, eine Stromwellenform IL der Drosselspule, eine Stromwellenform Icf des Lade-/Entlade-Kondensators 101a, und die Spannung Vcf zwischen den Anschlüssen des Lade-/Entlade-Kondensators 101a, und zwar in dem regenerativen Betrieb für den Fall, bei dem das Hochsetz-Verhältnis N gleich oder größer als 2 ist und die Phasen der Gatesignale G2 und G3 in eine vorauseilende Richtung verschoben sind (innerhalb eines Grenzwertes).
  • 20 zeigt das Durchführen der Phasenverschiebung innerhalb eines Phasenverschiebungs-Grenzwerts derart, dass der Modus 4 vor dem Modus 2 vorliegt, und zwar in den gleichen Betriebsmodi („Modus 4 – Modus 1 – Modus 4 – Modus 2”) wie in 7. In 20 sind die Perioden des Modus 1 und des Modus 2 die gleichen wie in 7, allerdings sind die Phasen der Gatesignale G2 und G3 verschoben, so dass sie relativ zu den Phasen der Gatesignale G1 und G4 vorauseilen, wobei sich die Periode des Modus 4 vor dem Modus 1 erhöht und sich die Periode des Modus 4 vor dem Modus 2 verringert. Daher wird, wie in 20 gezeigt, der Absolut-Wert des Drosselspulenstroms IL in dem Modus 1 kleiner als der Absolut-Wert des Drosselspulenstroms IL in dem Modus 2.
  • Das heißt bezogen auf den Strom Icf des Lade-/Entlade-Kondensators, dass der Entladestrom des Lade-/Entlade-Kondensators 101a in dem Modus 1 kleiner ist als der Ladestrom des Lade-/Entlade-Kondensators 101a in dem Modus 2. Daher ist in dem einem Zyklus der Verringerungswert der Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators in dem Modus 1 kleiner als der Erhöhungswert hiervon in dem Modus 2. Ferner erhöht sich der Durchschnittswert der Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators in dem einen Zyklus.
  • 21 zeigt Spannungswellenformen der Gatesignale der Schaltelemente S1, S2, S3 und S4, eine Stromwellenform IL der Drosselspule, eine Stromwellenform Icf des Lade-/Entlade-Kondensators 101a, und die Spannung Vcf zwischen den Anschlüssen des Lade-/Entlade-Kondensators 101a, und zwar in dem regenerativen Betrieb für den Fall, bei dem das Hochsetz-Verhältnis N gleich oder größer als 2 ist und die Phasen der Gatesignale G2 und G3 verschoben sind, und zwar in eine vorauseilende Richtung über den Phasenverschiebungswert-Grenzwert hinaus (außerhalb des Grenzwertes), der für die Begrenzung in 20 verwendet wird.
  • In den Betriebsmodi in 21 wird der Modus 3 neu erzeugt, und der Betrieb von „Modus 4 – Modus 1 – Modus 3 – Modus 2” wird in dem einen Zyklus durchgeführt. Die Periode des Modus 1 und die Periode des Modus 2 sind im Vergleich zu 7 verkürzt, und zwar um eine Länge, die dem neu erzeugten Modus 3 entspricht. Allerdings sind die Periode des Modus 1 und die Periode des Modus 2 gleich lang.
  • Da der Drosselspulenstrom IL sich während der Periode des neu erzeugten Modus 3 verringert, wird der Absolut-Wert des Drosselspulenstroms IL in dem Modus 1 kleiner als der Absolut-Wert des Drosselspulenstroms IL in dem Modus 2. Das heißt bezogen auf den Strom Icf des Lade-/Entlade-Kondensators, dass der Entladestrom des Lade-/Entlade-Kondensators 101a in dem Modus 1 kleiner ist als der Ladestrom des Lade-/Entlade-Kondensators 101a in dem Modus 2.
  • Daher ist in dem einen Zyklus der Verringerungswert der Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators in dem Modus 1 kleiner als der Erhöhungswert hiervon in dem Modus 2. Ferner erhöht sich der Durchschnittswert der Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators.
  • Wie oben beschrieben, werden in 20 und 21 die Phasen der Gatesignale G2 und G3 verschoben, und zwar in eine vorauseilende Richtung relativ zu den Phasen der Gatesignale G1 und G4, wobei sich die Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators erhöht.
  • 22 zeigt Spannungswellenformen der Gatesignale der Schaltelemente S1, S2, S3 und S4, eine Stromwellenform IL der Drosselspule, eine Stromwellenform Icf des Lade-/Entlade-Kondensators 101a, und die Spannung Vcf zwischen den Anschlüssen des Lade-/Entlade-Kondensators 101a, und zwar in dem regenerativen Betrieb für den Fall, bei dem das Hochsetz-Verhältnis N gleich oder größer als 2 ist und die Phasen der Gatesignale G2 und G3 in eine nacheilende Richtung verschoben sind (innerhalb eines Grenzwertes).
  • 22 zeigt das Durchführen der Phasenverschiebung innerhalb eines Phasenverschiebungs-Grenzwerts derart, dass der Modus 4 vor dem Modus 1 vorliegt, und zwar in den gleichen Betriebsmodi („Modus 4 – Modus 1 – Modus 4 – Modus 2”) wie in 7. In 22 sind die Perioden des Modus 1 und des Modus 2 die gleichen wie in 7, allerdings sind die Phasen der Gatesignale G2 und G3 verschoben, um relativ zu den Phasen der Gatesignale G1 und G4 nachzueilen, wobei sich die Periode des Modus 4 vor dem Modus 1 verringert und sich die Periode des Modus 4 vor dem Modus 2 erhöht. Daher wird, wie in 22 gezeigt, der Absolut-Wert des Drosselspulenstroms IL in dem Modus 1 größer als der Absolut-Wert des Drosselspulenstroms IL in dem Modus 2.
  • Das heißt bezogen auf den Strom Icf des Lade-/Entlade-Kondensators, dass der Entladestrom des Lade-/Entlade-Kondensators 101a in dem Modus 1 höher ist als der Ladestrom des Lade-/Entlade-Kondensators 101a in dem Modus 2. Daher ist in dem einen Zyklus der Verringerungswert der Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators in dem Modus 1 höher als der Erhöhungswert hiervon in dem Modus 2. Ferner verringert sich der Durchschnittswert der Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators in dem einen Zyklus.
  • 23 zeigt Spannungswellenformen der Gatesignale der Schaltelemente S1, S2, S3 und S4, eine Stromwellenform IL der Drosselspule, eine Stromwellenform Icf des Lade-/Entlade-Kondensators 101a, und die Spannung Vcf zwischen den Anschlüssen des Lade-/Entlade-Kondensators 101a, und zwar in dem regenerativen Betrieb für den Fall, bei dem das Hochsetz-Verhältnis N gleich oder größer als 2 ist und die Phasen der Gatesignale G2 und G3 verschoben sind, und zwar in eine nacheilende Richtung über den Phasenverschiebungswert-Grenzwert hinaus (außerhalb des Grenzwertes), der für die Begrenzung in 22 verwendet wird.
  • In den Betriebsmodi in 23 wird der Modus 3 neu erzeugt, und der Betrieb von „Modus 1 – Modus 4 – Modus 2 – Modus 3” wird in dem einen Zyklus durchgeführt. Die Periode des Modus 1 und die Periode des Modus 2 sind im Vergleich zu 7 verkürzt, und zwar um eine Länge, die dem neu erzeugten Modus 3 entspricht. Allerdings sind die Periode des Modus 1 und die Periode des Modus 2 gleich groß. Der Drosselspulenstrom IL verringert sich während der Periode des neu erzeugten Modus 3. Daher wird, und zwar aufgrund des neu erzeugten Modus 3, der Absolut-Wert des Drosselspulenstroms IL in dem Modus 2 kleiner als der Absolut-Wert des Drosselspulenstroms IL in dem Modus 1.
  • Das heißt bezogen auf den Strom Icf des Lade-/Entlade-Kondensators, dass der Entladestrom des Lade-/Entlade-Kondensators 101a in dem Modus 1 größer ist als der Ladestrom des Lade-/Entlade-Kondensators 101a in dem Modus 2. Daher ist in dem einen Zyklus der Verringerungswert der Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators in dem Modus 1 höher als der Erhöhungswert hiervon in dem Modus 2. Ferner verringert sich der Durchschnittswert der Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators in dem einen Zyklus.
  • Wie oben beschrieben, sind in 22 und 23 die Phasen der Gatesignale G2 und G3 verschoben, und zwar in eine nacheilende Richtung relativ zu den Phasen der Gatesignale G1 und G4, wobei sich die Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators verringert.
  • Somit kann unabhängig von dem Hochsetz-Verhältnis N, und unabhängig davon, ob der Energieübertragungs-Betrieb oder der regenerative Betrieb durchgeführt wird, Folgendes erreicht werden: Die Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators kann erhöht werden, und zwar dadurch, dass verursacht wird, dass die Phasen des Gatesignals G2 und G3 relativ zu den Phasen der Gatesignale G1 und G4 vorauseilen; und die Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators kann verringert werden, und zwar dadurch, dass verursacht wird, dass die Phasen der Gatesignale G2 und G3 relativ zu den Phasen der Gatesignale G1 und G4 nacheilen.
  • 5. ERZEUGEN DES PWM-SIGNALS (ERZEUGEN VON JEDEM GATESIGNAL)
  • Im Folgenden wir ein Verfahren zum Erzeugen der Gatesignale G1, G2, G3 und G4 bei der vorliegenden Ausführungsform beschrieben.
  • Die Gatesignale werden derart erzeugt, dass das Gatesignal G1 und das Gatesignal G4 eine komplementäre Relation haben, und dass das Gatesignal G2 und das Gatesignal G3 eine komplementäre Relation haben.
  • 24 zeigt das Gatesignal G1 und das Gatesignal G4, die aus der ersten Dreieckswelle TW1 und der zweiten Dreieckswelle TW2 erzeugt werden. Bezogen auf die Erzeugung des Gatesignals G1 gilt Folgendes: Der Addierer 401 addiert den Betriebsanteil Td/T, der der Totzeit entspricht, zu dem Betriebsbefehl-Wert D1, um den Betriebsbefehl-Wert 402 zu erzeugen. Dann vergleicht der Komparator 403 den Betriebsbefehl-Wert 402 und die erste Dreieckswelle TW1, um das Gatesignal G1 zu erzeugen.
  • Bezüglich der Erzeugung des Gatesignals G4 gilt Folgendes: Der Addierer 404 addiert den Betriebsanteil Td/T, der der Totzeit entspricht, zu dem Betriebsbefehl-Wert D1, um den Betriebsbefehl-Wert 405 zu erzeugen. Dann vergleicht der Komparator 406 den Betriebsbefehl-Wert 405 und die zweite Dreieckswelle TW2, um das Gatesignal G4 zu erzeugen.
  • Bezüglich des Gatesignals G1 gilt Folgendes: Der Betriebsbefehl-Wert D1 wird um Td/T relativ zu der ersten Dreieckswelle TW1 erhöht, wobei das Ansteigen und Abfallen des Gatesignals G1 derart in eine Richtung verschoben wird, dass sich die Dauer des EIN-Zustands um Td verkürzt.
  • Bezüglich des Gatesignals G4 gilt Folgendes: Der Betriebsbefehl-Wert D1 wird durch Td/T relativ zu der zweiten Dreieckswelle TW2 erhöht, wobei das Steigen und Fallen des Gatesignals G4 derart in eine Richtung verschoben wird, dass die Dauer des EIN-Zustands um Td verkürzt wird.
  • Folglich kann eine Totzeitperiode von Td zwischen der Einschaltzeit des Gatesignals G1 und der Einschaltzeit des Gatesignals G4 erzeugt werden. Die Phasenverschiebung des Gatesignals G2 und des Gatesignals G3 wird unter Verwendung der in 25 definierten ersten Rechteckwelle SW1 durchgeführt. In 25 hat die erste Rechteckwelle SW1 die gleiche Frequenz wie die erste Dreieckswelle TW1 und die zweiten Dreieckswelle TW2. Ferner ist die Rechteckwelle SW1 eine Rechteckwelle, die bei einer Anstiegsphase der ersten Dreieckswelle TW1 und der zweiten Dreieckswelle TW2 den Wert +1 annimmt, und die bei einer Abstiegsphase der ersten Dreieckswelle TW1 und der zweiten Dreieckswelle TW2 den Wert –1 annimmt.
  • Im Folgenden wird das Verfahren zum Erzeugen des Gatesignals G2 gemäß 26 beschrieben. In 2 addiert der Addierer 414 zunächst einen Ausgleichswert von Td/T, der der Totzeit entspricht, zu dem Betriebsbefehl-Wert D2 (= 1 – D1), der von dem Subtrahierer 407 ausgegeben worden ist, um den Betriebsbefehl-Wert 415 zu erzeugen. Währenddessen multipliziert der Multiplizierer 309 den Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert 308 (Amplitudenwert ΔD) mit der ersten Rechteckwelle SW1, um eine erste Rechteckwelle zu erzeugen, die eine Amplitude mit dem Amplitudenwert ΔD hat, so dass der Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert 310 erhalten wird. Dann addiert der Addierer 416 den Betriebsbefehl-Wert 415 und den Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert 310, um den Betriebsbefehl-Wert 417 zu erzeugen. Dann vergleicht der Komparator 418 die zweite Dreieckswelle TW2 und den Betriebsbefehl-Wert 417, um das Gatesignal G2 zu erzeugen.
  • In 26 ist ferner das Gatesignal G2 für den Fall gezeigt, bei dem keine Phasenverschiebung durchgeführt wird, d. h. es ist das Gatesignal G2 gezeigt, das aus dem Betriebsbefehl-Wert 415 und der zweiten Dreieckswelle TW2 erzeugt worden ist. Mittels Durchführens der Phasenverschiebung ändert sich der Schnittpunkt des Betriebsbefehl-Werts 417 und der zweiten Dreieckswelle TW2 um + ΔD an einer Anstiegsphase der zweiten Dreieckswelle TW2. Ferner ändert sich der Schnittpunkt um –ΔD an einer Abstiegsphase der zweiten Dreieckswelle TW2, wobei die Phase des Gatesignals G2 um ΔD × (T/2) verschoben wird.
  • Im Folgenden wird das Verfahren zum Erzeugen des Gatesignals G3 in 27 näher beschrieben. In 2 addiert zunächst der Addierer 409 einen Ausgleichswert von Td/T, der der Totzeit entspricht, zu dem Betriebsbefehl-Wert D2 (= 1 – D1), um den Betriebsbefehl-Wert 410 zu erzeugen. Währenddessen multipliziert der Multiplizierer 309 den Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert 308 (Amplitudenwert ΔD) mit der ersten Rechteckwelle SW1, um eine erste Rechteckwelle zu erzeugen, die eine Amplitude mit dem Amplitudenwert ΔD hat, so dass der Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert 310 erhalten wird.
  • Dann addiert der Addierer 411 den Betriebsbefehl-Wert 410 und den Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert 310, um den Betriebsbefehl-Wert 412 zu erzeugen. Dann vergleicht der Komparator 413 die erste Dreieckwelle TW1 und den Betriebsbefehl-Wert 412, um das Gatesignal G3 zu erzeugen.
  • In 27 ist ferner das Gatesignal G3 für den Fall, dass keine Phasenverschiebung durchgeführt gezeigt, d. h. es ist das Gatesignal G3 gezeigt, das aus dem Betriebsbefehl-Wert 410 und der ersten Dreieckswelle TW1 erzeugt worden ist. Mittels Durchführens der Phasenverschiebung ändert sich der Schnittpunkt des Betriebsbefehl-Werts 412 und der ersten Dreieckswelle TW1 um + ΔD bei einer Anstiegsphase der ersten Dreieckswelle TW1. Ferner ändert sich der Schnittpunkt um – ΔD bei einer Abstiegsphase der ersten Dreieckswelle TW1, wobei die Phase des Gatesignals G3 um ΔD × (T/2) verschoben wird.
  • Somit können die Phasen der Gatesignale G2 und G3 verschoben werden, und zwar durch das Addieren einer ersten Rechteckwelle zu dem Betriebsbefehl-Wert, wobei die erste Rechteckwelle bei einer Anstiegsphase der ersten Dreieckswelle TW1 um +D verändert, und wobei die zweite Dreieckswelle TW2 bei einer Abstiegsphase hiervon um –D verändert.
  • In 26 und 27 ist als ein Beispiel der Fall von ΔD > 0 dargestellt. Für den Fall ΔD < 0 gilt Folgendes: Die erste Rechteckwelle wird bei einer Anstiegsphase der ersten Dreieckswelle TW1 –D, und die zweite Dreieckswelle TW2 wird bei einer Abstiegsphase hiervon +D. Ferner werden die Gatesignale G2 und G3 in einer nacheilenden Richtung verschoben.
  • Beim Erzeugen der Phasenverschiebung wie bei der vorliegenden Ausführungsform unter Verwendung der ersten Rechteckwelle existiert eine Beschränkung für den Amplitudenwert ΔD. Diese Beschränkung ist entweder, dass der Betriebsbefehl-Wert 412 den Amplitudenwert von 0 bis 1 der ersten Dreieckswelle TW1 nicht übersteigt, oder dass der Betriebsbefehl-Wert 417 den Amplitudenwert von 2TD/T bis 1 + 2TD/T der zweiten Dreieckswelle TW2 nicht übersteigt. Hier wird ein Grenzwert aus dem Vergleich zwischen dem Betriebsbefehl-Wert 412 und der ersten Dreieckswelle TW1 abgeleitet.
  • Ein Grenzwert des Amplitudenwerts ΔD wird aus einem Vorgang zum Erzeugen des in 27 gezeigten Gatesignals G3 bestimmt. Das Erzeugen des Gatesignals G3 wird durch Vergleichen zwischen der ersten Dreieckswelle TW1 und dem Betriebsbefehl-Wert 410 durchgeführt, der mittels Addierens von TD/T zu dem Betriebsbefehl-Wert D2 erhalten wird. Daher unterscheidet sich der Grenzwert des Amplitudenwerts ΔD von dem Fall, bei dem der Betriebsbefehl-Wert 410 den Wert 0,5 als Grenzbedingung hat. Der Grenzbedingungs-Wert D21 ist folgendermaßen angegeben (Ausdruck 1): D21 = 0,5 – TD/T (Ausdruck 1).
  • Bei dem Fall, bei dem der Betriebsbefehl-Wert D2 kleiner als D21 ist, wird für den Amplitudenwert ΔD ein Grenzwert 1 mittels einer Differenz zwischen dem Betriebsbefehl-Wert 410 und dem Minimalwert 0 der ersten Dreieckswelle TW1 definiert. Das heißt, dass der Amplitudenwert ΔD mittels des Grenzwerts 1 begrenzt wird, der folgendermaßen angegeben ist (Ausdruck 2): Grenzwert 1 = D2 – TD/T (D2 < 0,5 – TD/T) (Ausdruck 2).
  • Bei dem Fall, bei dem der Betriebsbefehl-Wert D2 größer als D21 ist, wird für ΔD ein Grenzwert 2 mittels einer Differenz zwischen dem Betriebsbefehl-Wert 410 und dem Maximalwert 1 der ersten Dreieckswelle TW1 definiert. Das heißt, dass ΔD mittels des Grenzwerts 2 begrenzt wird, der folgendermaßen angegeben ist (Ausdruck 3): Grenzwert 2 = 1 – TD/T – D2 (D2 > 0,5 – TD/T) (Ausdruck 3).
  • Der zulässige Bereich für die Phasenverschiebung, der durch den Grenzwert 1 und den Grenzwert 2 bestimmt wird, ist ein schraffierter Bereich RA in 28. In 28 zeigt die vertikale Achse den Amplitudenwert ΔD (Betrieb: Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert) an, die horizontale Achse zeigt den Betrieb im EIN-Zustand für die Gatesignale G1 bis G4 an, und der schraffierte Bereich RA zeigt den zulässigen Bereich für die Phasenverschiebung an.
  • 6. RELATION ZWISCHEN DER PHASENVERSCHIEBUNGSZEIT UND DEM LADE-/ENTLADESTROM
  • Im Folgenden wird ein relationaler Ausdruck zwischen der Phasenverschiebungszeit und dem Durchschnittsstrom des Lade-/Entlade-Kondensators 101 in einem Schaltzyklus T abgeleitet.
  • Bei der vorliegenden Ausführungsform werden der Fall, bei dem das Hochsetz-Verhältnis kleiner als 2 ist, und der Fall, bei dem das Hochsetz-Verhältnis gleich oder größer als 2 ist, einzeln beschrieben.
  • 29 zeigt die Relation zwischen der Phasenverschiebungszeit, dem Drosselspulenstrom IL, und dem Lade-/Entlade-Strom Icf des Lade-/Entlade-Kondensators, und zwar bei dem Energieübertragungs-Betrieb für den Fall, bei dem das Hochsetz-Verhältnis kleiner als 2 ist und die Phasen der Gatesignale G2 und G3 verschoben sind, um eine vorauseilende Phase zu sein. Wenn die Dauer des EIN-Zustands des Gatesignals G1 als Ton definiert wird, sind die Periode des Modus 1 und die Periode des Modus 2 Ton. Ferner wird ein relationaler Ausdruck zwischen T (dem einen Zyklus), Ton, Vin und Vout durch Ausdruck 4 angegeben: Vout = {T/(T – Ton)} × Vin (Ausdruck 4).
  • Wenn die Phasenverschiebungszeit ΔT ist, dann ist der Modus 3 wie in 29 gezeigt definiert. Im Folgenden wird der Modus 3 nach dem Modus 1 als Modus 31 neu definiert und der Modus 3 nach dem Modus 2 als Modus 32 neu definiert, um die zwei Modi 3 voneinander zu unterscheiden.
  • Das heißt, dass die Periode des Modus 31 T/2 – Ton + ΔT ist, und dass die Periode des Modus 32 mit T/2 – Ton – ΔT bestimmt ist.
  • Wenn der Ursprungswert des Drosselspulenstroms IL in dem Modus 1 als ILa bezeichnet wird und der Endwert hiervon als ILb bezeichnet wird, so wird ein Anfangswert ILa1 in dem Modus 2 durch Ausdruck 5 definiert, und zwar da die Periode des Modus 31 um ΔT erhöht wird. Ferner ist ein Endwert ILb1 in dem Modus 2 durch Ausdruck 6 definiert. Im Folgenden ist L ein Induktivitätswert der Drosselspule 12. ILa1 = ILa – {(Vout – Vin)·ΔT/L} (Ausdruck 5) ILb1 = ILb – {(Vout – Vin)·ΔT/L} (Ausdruck 6).
  • Es sei angemerkt, dass bei dem Fall, bei dem die Phasen der Gatesignale G2 und G3 verschoben werden, um um die Phasenverschiebungszeit ΔT nachzueilen, ΔT als ein negativer Wert (ΔT < 0) in Ausdruck 5 und Ausdruck 6 verwendet werden kann.
  • Ein Durchschnittswert Icf c des Ladestroms zu dem Lade-/Entlade-Kondensator 101a in dem Modus 1 wird durch Ausdruck 7 dargestellt. Ferner wird ein Durchschnittswert des Entladestroms Icf d von dem Lade-/Entlade-Kondensator 101 aus in dem Modus 2 durch den Ausdruck 8 dargestellt. Daher ist der Durchschnittsstrom Icf AVG des Lade-/Entlade-Kondensators 101a durch den Ausdruck 9 dargestellt, so dass die Relation zu der Phasenverschiebungszeit ΔT definiert wird. Icf c = {(ILa + ILb)·Ton/2}/T (Ausdruck 7) Icf d = [(ILa + ILb – 2·(Vout – Vin)·ΔT/L}·Ton/2]/T (Ausdruck 8) Icf AVG = {(Vout – Vin)·ΔT/L }·Ton/T = {(Vout – Vin)^2/(L·Vout)} × ΔT (Ausdruck 9).
  • Es sei angemerkt, dass für den Fall, bei dem die Phasen der Gatesignale G2 und G3 verschoben sind, so dass sie um die Phasenverschiebungszeit ΔT nacheilen, ΔT als ein negativer Wert (ΔT < 0) in Ausdruck 9 verwendet werden kann.
  • Das heißt, dass sowohl für den Fall, bei dem die Phasen der Gatesignale G2 und G3 verschoben sind, um eine vorauseilende Phase zu sein, als auch in dem Fall, bei dem die Phasen der Gatesignale G2 und G3 verschoben sind, so dass sie eine nacheilende Phase bilden, ein Erhöhen und Verringern des Durchschnittsstroms Icf AVG des Lade-/Entlade-Kondensators 101a dadurch definiert werden kann, dass der Phasenverschiebungszeit ΔT in Ausdruck 9 ein Plus-/Minus-Zeichens zugeordnet wird.
  • Aus dem Ausdruck 9 ergibt sich, dass falls ΔT Null ist, der Durchschnittsstrom Icf AVG des Lade-/Entlade-Kondensators 101 Null ist. Falls ΔT größer Null ist, gilt, dass der Durchschnittsstrom Icf AVG des Lade-/Entlade-Kondensators 101a positiv ist und dass der Lade-/Entlade-Kondensator 101a geladen wird. Falls ΔT kleiner Null ist, gilt, dass der Durchschnittsstrom Icf AVG des Lade-/Entlade-Kondensators 101a negativ ist und dass der Lade-/Entlade-Kondensator 101 entladen wird.
  • In 29 ist der Energieübertragungs-Betrieb als ein Beispiel für den Fall beschrieben worden, bei dem das Hochsetz-Verhältnis kleiner als 2 ist, allerdings wird auch bei dem regenerativen Betrieb für den Fall, bei dem das Hochsetz-Verhältnis kleiner als 2 ist, der gleiche Ausdruck 9 erhalten.
  • 30 zeigt die Relation zwischen der Phasenverschiebungszeit, dem Drosselspulenstrom IL, und dem Lade-/Entladestrom Icf des Lade-/Entlade-Kondensators 101a, und zwar in dem Energieübertragungs-Betrieb für den Fall, bei dem das Hochsetz-Verhältnis gleich oder größer als 2 ist und die Phasen der Gatesignale G2 und G3 verschoben sind, um eine vorauseilende Phase zu sein.
  • Wie in 29 sind die Periode des Modus 1 und die Periode des Modus 2 T – Ton, wenn die Dauer des EIN-Zustands des Gatesignals G1 als Ton definiert wird. Ferner ist ein relationer Ausdruck zwischen T (dem einen Zyklus), Ton, Vin, und Vout der gleiche wie Ausdruck 4.
  • Wenn die Phasenverschiebungszeit ΔT ist, ist der Modus 4 wie in 30 definiert. Im Folgenden wird der Modus 4 vor dem Modus 1 als Modus 41 neu definiert und der Modus 4 nach dem Modus 1 als Modus 42 neu definiert, um die zwei Modi 4 voneinander zu unterscheiden.
  • Das heißt, dass die Periode des Modus 41 Ton – T/2 + ΔT ist, und dass die Periode des Modus 42 Ton – T/2 – ΔT ist.
  • Da die Periode des Modus 41 sich um ΔT erhöht und die Periode des Modus 42 sich um ΔT verkürzt, ist ein Anfangswert ILa1 in dem Modus 1 durch den Ausdruck 10 definiert, und zwar falls der Anfangswert des Drosselspulenstroms IL in dem Modus 2 als ILa bezeichnet wird und der Endwert hiervon ILb ist. Ferner wird ein Endwert ILb1 durch den Ausdruck 11 definiert. ILa1 = ILa + Vin·ΔT/L (Ausdruck 10) ILb1 = ILb + Vin·ΔT/L (Ausdruck 11)
  • Es sei angemerkt, dass, wenn die Phasen der Gatesignale G2 und G3 verschoben sind, so dass sie um die Phasenverschiebungszeit ΔT nacheilen, ΔT als ein negativer Wert (ΔT < 0) in Ausdruck 10 und Ausdruck 11 verwendet werden kann.
  • Ein Durchschnittswert Icf c des Ladestroms zu dem Lade-/Entlade-Kondensator 101a in dem Modus 2 wird mittels Ausdruck 12 dargestellt. Ferner wird ein Durchschnittswert des Entladestroms Icf d von dem Lade-/Entlade-Kondensator 101a aus in dem Modus 2 mittels Ausdruck 13 dargestellt.
  • Daher ist der Durchschnittsstrom Icf AVG des Lade-/Entlade-Kondensators 101a mittels Ausdruck 14 dargestellt, so dass die Relation zu der Phasenverschiebungszeit ΔT definiert wird. Icf c = [(ILa + ILb + 2·Vin·ΔT/L)·(T – Ton)/2]/T (Ausdruck 12) Icf d = [(ILa + ILb)·(T – Ton)/2]/T (Ausdruck 13) Icf AVG = Vin·ΔT/L·(T – Ton)/T = {Vin^2/(L·Vout)} × ΔT (Ausdruck 14).
  • Es sei angemerkt, dass dann, wenn die Phasen der Gatesignale G2 und G3 verschoben sind, so dass sie um die Phasenverschiebungszeit ΔT nacheilen, ΔT als ein negativer Wert (ΔT < 0) in Ausdruck 14 verwendet werden kann.
  • Das heißt, dass sowohl bei dem Fall, bei dem Phasen der Gatesignale G2 und G3 verschoben sind, um eine vorauseilende Phase zu sein, als auch bei dem Fall, bei dem die Phasen der Gatesignale G2 und G3 verschoben sind, so dass sie eine nacheilende Phase bilden, ein Erhöhen und Verringern des Durchschnittsstroms Icf AVG des Lade-/Entlade-Kondensators 101a dadurch definiert werden kann, dass der Phasenverschiebungszeit ΔT in Ausdruck 14 ein Plus-/Minus-Zeichen zugeordnet wird.
  • In 30 ist der Energieübertragungs-Betrieb als ein Beispiel für den Fall beschrieben, bei dem das Hochsetz-Verhältnis gleich oder größer als 2 ist, allerdings wird der gleiche Ausdruck wie der Ausdruck 14 auch beim regenerativen Betrieb erhalten, und zwar für den Fall, bei dem das Hochsetz-Verhältnis gleich oder größer als 2 ist.
  • Falls das Hochsetz-Verhältnis 2 ist, ist 2 × Vin = Vout erfüllt, und falls 2 Vin für Vout in Ausdruck 9 substituiert wird und 2 Vin für Vout in Ausdruck 14 substituiert wird, wird grundsätzlich Ausdruck 15 erhalten: Icf AVG = {Vin/(2L)) × ΔT (Ausdruck 15).
  • Wenn das Hochsetz-Verhältnis 2 ist, wird daher die Relation durch Ausdruck 15 dargestellt. Wie oben beschrieben, ist Ausdruck 15 sowohl im Energieübertragungs-Betrieb als auch im regenerativen Betrieb erfüllt.
  • 31 zeigt die Relation zwischen der Phasenverschiebungszeit ΔT und dem Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert ΔD. Hier wird ΔD (Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert 308) als ein Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert ΔD bezeichnet. Wie in 31 gezeigt, entspricht ein halber Zyklus T/2 der ersten Dreieckswelle TW1 dem Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert ΔD. Wenn beispielsweise der Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert ΔD ein oberer Grenzwert 1 ist, ist die Phasenverschiebungszeit ΔT mit T/2 angegeben. Daher ist eine Relation, die durch Ausdruck 16 wiedergegeben wird, zwischen dem Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert ΔD und der Phasenverschiebungszeit ΔT erfüllt. ΔD = ΔT/(T/2) (Ausdruck 16).
  • Gemäß der obigen Beschreibung ist die Relation zwischen dem Durchschnittsstrom Icf AVG des Lade-/Entlade-Kondensators 101 und dem Phasenverschiebungsbefehl ΔD Folgende:
  • (1) FALL, BEI DEM DAS HOCHSETZ-VERHÄLTNIS KLEINER ALS 2 ist
  • Aus dem Ausdruck 9 und dem Ausdruck 16 wird die Relation durch den folgenden Ausdruck 17 definiert: ΔD = [(L·Vout)/{(Vout – Vin)^2}] × (2/T) × Icf AVG (Ausdruck 17)
  • (2) FALL, BEI DEM DAS HOCHSETZ-VERHÄLTNIS 2 IST
  • Aus Ausdruck 15 und dem Ausdruck 16 wird die Relation durch den folgenden Ausdruck definiert: ΔD = (2L/Vin) × (2/T) × Icf AVG (Ausdruck 18)
  • (3) FALL, BEI DEM DAS HOCHSETZ-VERHÄLTNIS GLEICH ODER GRÖSSER ALS 2 ist
  • Aus dem Ausdruck 14 und dem Ausdruck 16 wird die Relation durch den folgenden Ausdruck definiert: ΔD = [(L·Vout)/{(Vin)^2}] × (2/T) × Icf AVG (Ausdruck 19)
  • 7. BETRIEB DER STEUEREINRICHTUNG DES DC/DC-UMSETZERS
  • Im Folgenden wird der Betrieb der Steuereinrichtung 109 unter Bezugnahme auf 2 des DC/DC-Umsetzers 1 der vorliegenden Ausführungsform 1 näher beschrieben.
  • Wie oben beschrieben, weist die Steuereinrichtung 109 Folgendes auf: Den ersten Steuerblock 20 zum Verursachen, dass der Spannungs-Detektierwert Vout der Hochspannungsseite dem Ausgangs-Spannungs-Sollwert Vout* als dem Spannungs-Befehlswert der Hochspannungsseite folgt; den zweiten Steuerblock 30 zum Verursachen, dass der Spannungs-Detektierwert Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators 101a dem Spannungs-Sollwert Vcf* für den Lade-/Entlade-Kondensator 101a folgt; und den dritten Steuerblock 40 zum Erzeugen der Gatesignale G1, G2, G3 und G4 für die Schaltelemente S1, S2, S3 und S4.
  • In dem ersten Steuerblock 20 subtrahiert der Subtrahierer 201 die Ausgangsspannung Vout, die mittels des Spannungssensors 103 detektiert worden ist, von dem Ausgangsspannungsbefehlswert Vout* der Hochspannungsseite. Ferner fuhrt die Steuerung 202 eine proportionale integrale Ansteuerung (PI-Steuerung) durch, um den Betriebsbefehl-Wert D1 zu berechnen. In dem zweiten Steuerblock 30 multipliziert zunächst der Multiplizierer 301 den Ausgangsspannungs-Befehlswert Vout* der Hochspannungsseite mit 0,5, um den Spannungs-Sollwert Vcf* für den Lade-/Entlade-Kondensator zu erzeugen.
  • Dann subtrahiert der Subtrahierer 302 den Spannungs-Detektierwert Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators, der mittels des Spannungssensors 104 detektiert worden ist, von dem Spannungs-Sollwert Vcf* für den Lade-/Entlade-Kondensator. Ferner fuhrt die Steuerung 303 eine proportionale Ansteuerung (P-Steuerung) durch, um den Strom-Befehlswert 304 zu erzeugen. Dann multipliziert der Umsetzer 305 den resultierenden Wert mit dem Umsetzungskoeffizienten K, um den Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert 306 zu erzeugen.
  • Der Umsetzungskoeffizient K, mit dem bei der Umwandlung von dem Strom-Befehlswert 304 zu dem Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert 306 multipliziert wird, wird gemäß dem Hochsetz-Verhältnis N wie folgt geändert:
    • (1) Für den Fall, bei dem das Hochsetz-Verhältnis kleiner als 2 ist, wird der Umsetzungskoeffizient K wie durch den folgenden Ausdruck 20 gezeigt vorgegeben, und zwar auf der Basis von dem Ausdruck 17. K = [(L × Vout)/{(Vout – Vin)2}] × 2/T) (Ausdruck 20)
    • (2) Für den Fall, bei dem das Hochsetz-Verhältnis 2 ist, wird der Umsetzungskoeffizient K wie durch den folgenden Ausdruck 21 gezeigt vorgegeben, und zwar auf der Basis von dem Ausdruck 18: K = (2L/Vin) × (2/T) (Ausdruck 21)
    • (3) Für den Fall, bei dem das Hochsetz-Verhältnis gleich oder größer 2 ist, wird der Umsetzungskoeffizient K wie durch den folgenden Ausdruck 22 gezeigt vorgegeben, und zwar auf der Basis von dem Ausdruck 19: K = [(L· Vout)/{(Vin)2}] × (2/T) (Ausdruck 22).
  • Im Folgenden wird der Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert 306 mittels des Begrenzers 307 begrenzt. Der obere Grenzwert ist gemäß Ausdruck 2 und Ausdruck 3 in dem Begrenzer 307 vorgegeben. Der untere Grenzwert hiervon ist konstant mit dem Wert Null vorgegeben. Falls der obere Grenzwert kleiner als Null ist, wird der obere Grenzwert mit Null vorgegeben. Ein Befehlswert, der unter Verwendung des Begrenzers 307 erzeugt wird, ist der Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert 308 (ΔD).
  • Da die Phasenverschiebung der Gatesignale G2 und G3 über einen Vergleich einer Rechteckwelle und einer Dreieckswelle erreicht wird, multipliziert der Multiplizier 309 bei der vorliegenden Ausführungsform den Phasenverschiebungs-Betriebsbefehls-Wert 308 mit der ersten Rechteckwelle SW1, um den Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert 310 zu erhalten. Ferner wird der Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert 310 dem dritten Steuerblock 40 zugeführt. Es sei angemerkt, dass die erste Rechteckwelle in 25 wie oben beschrieben definiert ist. Der Betrieb des dritten Steuerblocks 40 erfolgt in der oben beschriebenen Weise.
  • 8. STEUEREINRICHTUNG IN EINEM WEITEREN BEISPIEL DER AUSFÜHRUNGSFORM 1
  • Statt den Betrieb über den gesamten Lastbereich durchzuführen, kann die Phasenverschiebungssteuerung der Steuereinrichtung des DC/DC-Umsetzers bei der vorliegenden Ausführungsform 1 lediglich in einem Niedriglastfall durchgeführt werden.
  • 32 ist ein Blockdiagramm, das eine weitere Konfiguration der Steuereinrichtung in Ausführungsform 1 darstellt. In 32 ist ein neuer vierter Steuerblock 50 ausgebildet, und zwar zum Bestimmen der Polarität des Drosselspulenstroms IL. In dem vierten Steuerblock 50 wird bestimmt, ob ein Niedriglastfall durchgeführt wird.
  • In dem vierten Steuerblock 50 wird ein maximaler Spitzenwert 501 des Drosselspulenstroms IL, der mittels des Stromsensors 105 detektiert wird, als ILP+ zugeführt. Ferner wird ein minimaler Spitzenwert 502 hiervon als ILP– zugeführt. Dann werden der maximale Spitzenwert ILP+ und der minimale Spitzenwert ILP– multipliziert, um ein Strompolaritätssignal 503 der Drosselspule zu erhalten. Ein Komparator 505 führt die Bestimmung bezüglich des Strompolaritätssignals 503 der Drosselspule durch, um einen Bestimmungswert 506 zu erhalten, der anzeigt, ob das Strompolaritätssignal 503 der Drosselspule positiv oder negativ ist.
  • Hier wird in dem Fall von (ILP+) X (ILp–) > 0 die Last als groß bestimmt, und der Bestimmungswert 506 (Pole_ILp) wird 1. In dem Fall von (ILp+) × (ILp–) < 0 wird die Last als niedrig bestimmt, und der Bestimmungswert 506 (Pole_ILp) wird 0. Das heißt, für den Fall, bei dem das Strompolaritätssignal 503 der Drosselspule positiv ist, dass der maximale Spitzenwert ILp+ und der minimale Spitzenwert ILp– die gleiche Polarität haben. Ferner sind in dem Energieübertragungs-Betrieb ILp+ > 0 und ILp– > 0 erfüllt und es wird bestimmt, dass die Lastenergie ausreichend hoch ist, und zwar derart, dass der Bestimmungswert 506 (Pole_ILp) nun 1 wird.
  • Ähnlich sind im regenerativen Betrieb ILp+ < 0 und ILp– < 0 erfüllt und es wird bestimmt, dass die Lastenergie ausreichend hoch ist, und zwar derart, dass der Bestimmungswert 506 (Pole_ILp) 1 wird. Der Fall, bei dem das Strompolaritätssignal 503 der Drosselspule negativ ist, bedeutet, dass der maximale Spitzenwert ILp+ und der minimale Spitzenwert ILp– unterschiedliche Polaritäten haben. In diesem Fall ist der Drosselspulenstrom IL etwa bei 0(A), und die Last wird als niedrig bestimmt, und zwar derart, dass der Bestimmungswert 506 (Pole_ILp) 0 wird.
  • In dem zweiten Steuerblock 30 ist der Vorgang, bis der Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert 310 erzeugt wird, der gleiche, wie oben beschrieben. Allerdings wird ein Selektor (MUX) 312 neu ausgebildet. Der Selektor (MUX) 312 empfängt den Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert 310 und den Bestimmungswert Pole_ILp, der in dem vierten Steuerblock 50 erzeugt worden ist, und bestimmt, ob die Phasenverschiebungssteuerung möglich ist, und zwar gemäß dem Bestirnmungswert Pole_ILp.
  • Falls der Bestimmungswert Pole_ILp den 1 hat, d. h., falls die Last als groß bestimmt worden ist, wird 0 als ΔD1 ausgewählt. Das heißt, dass die Phasenverschiebungssteuerung nicht durchgeführt wird. Falls Pole_ILp den Wert 0 hat, d. h., falls die Last als niedrig bestimmt worden ist, wird der Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert 310 als ΔD1 ausgewählt. Das heißt, dass die gleiche Phasenverschiebungssteuerung wie oben beschrieben durchgeführt wird.
  • Mit der Durchführung der Steuerung gemäß den Steuerblocks in 32 wird derart bestimmt, ob die Phasenverschiebungssteuerung möglich ist, dass die Phasenverschiebungssteuerung der Gatesignale G2 und G3 in einem Niedriglastfall durchgeführt wird, wenn die Polarität des Drosselspulenstroms IL sich ändert. Ferner wird die Phasenverschiebungssteuerung der Gatesignale G2 und G3 in einem hohen Lastfall nicht durchgeführt, wenn die Polarität des Drosselspulenstroms IL sich nicht ändert.
  • 9. WIRKUNG DER AUSFÜHRUNGSFORM 1
  • Wie oben beschrieben, werden bei der vorliegenden Ausführungsform 1 die Gatesignale G1, G2, G3 und G4 für das erste, zweite, dritte, vierte Schaltelement S1, S2, S3 und S4 derart erzeugt, dass die Phasen des Gatesignals G2 und des Gatesignals G3 verschoben sind, so dass sie relativ zu den Phasen der Gatesignale G1 und G4 vorauseilen oder nacheilen. Dabei kann ein Erhöhen und Verringern der Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators 101a gesteuert werden.
  • Insbesondere wird die Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators mit der Durchführung der Phasenverschiebung in eine vorauseilende Richtung erhöht. Ferner wird die Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators 101a mit der Durchführung der Phasenverschiebung in eine nacheilende Richtung verringert, wobei die Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators 101a derart gesteuert werden kann, dass diese konstant ist.
  • Bei der vorliegenden Ausführungsform 1 haben die Polarität (vorauseilende Phase oder nacheilende Phase) der Phasenverschiebung der Gatesignale G2 und G3, und die Erhöhungs-/Verringerungs-Polarität (Erhöhen oder Verringern) der Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators 101a eine konstante Relation, und zwar ohne von dem Hochsetz-Verhältnis abzuhängen. Außerdem haben sie eine konstante Relation ohne davon abzuhängen, ob der Energieübertragungs-Betrieb oder der regenerative Betrieb durchgeführt wird.
  • Daher ist es bei einer angenommenen Anwendung der vorliegenden Ausführungsform 1, beispielsweise in einem elektrischen Fahrzeug, möglich, kontinuierlich die Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators derart anzusteuern, dass diese konstant ist, und zwar selbst wenn deutliche Änderungen zwischen dem Energieübertragungs-Betrieb und dem regenerativen Betrieb auftreten, und zwar aufgrund von Beschleunigung und Abbremsen des Fahrzeuges.
  • Auch in dem Fall, bei dem sich die Spitzenwerte des Drosselspulenstroms zwischen positiv und negativ ändern, und zwar wenn die Last niedrig ist, und bei dem somit nicht korrekt bestimmt werden kann, ob der Betrieb im Energieübertragungs-Betrieb oder im regenerativen Betrieb ist, kann die Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators 101a stabil gesteuert werden, um konstant zu sein. Selbst wenn die Lastenergie sich aufgrund von Beschleunigung und Abbremsen deutlich ändert, ist es ferner möglich, die Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators 101a kontinuierlich derart zu steuern, dass diese konstant ist.
  • Bei dem Umsetzer 305 ist der Umsetzungskoeffizient K variabel ausgebildet und hängt von den Betriebszuständen ab, d. h. von dem Hochsetz-Verhältnis ab. Dabei ist es möglich, einen um den gleichen Wert erhöhten Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert 306 aus dem Lade-/Entlade-Strom-Befehlswert 304 für den Lade-/Entlade-Kondensator 101a zu erzeugen, und zwar unabhängig von dem Hochsetz-Verhältnis, so dass das gleiche Steueransprechverhalten sichergestellt werden kann.
  • Der Phasenverschiebungsbetrieb der Gatesignale G2 und G3 wird durch den Vergleich zwischen einer Rechteckwelle und einer Dreieckswelle erreicht. Daher wird er lediglich mittels Addierens der ersten Rechteckwelle in dem konventionellen Erzeugungsvorgang für die Gatesignale G2 und G3 mittels der PWM-Steuerung erreicht, wobei der Amplitudenwert der ersten Rechteckwelle der Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert ΔD ist. Somit kann die Phasenverschiebungssteuerung durch Änderungen oder Ergänzungen eines einfachen Steuersystems erreicht werden.
  • Bei dem Begrenzer 307 wird für den Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert 306 ein Grenzwert gemäß dem Betriebsbefehl-Wert D2 ausgebildet, wobei der Betriebsbefehl-Wert D2 in dem ersten Steuerblock 20 berechnet worden ist. Dabei können die Gatesignale G1, G2, G3 und G4 ohne Überschreiten des Amplitudenwerts der ersten Dreieckswelle oder der zweiten Dreieckswelle in den Komparatoren 413 und 418 berechnet werden. Somit wird die Phasenverschiebungssteuerung ohne Ändern der Dauer des EIN-Zustands der Gatesignale G2 und G3 erreicht, und somit ist es möglich, den Betrieb fortzusetzen, und zwar ohne die Steuerung der Ausgangsspannung der Hochspannungsseite zu beeinflussen, die mittels des ersten Steuerblocks 20 erreicht wird.
  • AUSFÜHRUNGSFORM 2
  • Bei der obigen Ausführungsform 1 sind die Phasen der Gatesignale G2 und G3 relativ zu den Phasen der Gatesignale G1 und G4 verschoben. Bei der vorliegenden Ausführungsform 2 wird zusätzlich zu der Phasenverschiebung der Gatesignale G2 und G3 gleichzeitig eine Phasenverschiebung der Gatesignale G1 und G4 durchgeführt. Die Richtung der Phasenverschiebung der Gatesignale G1 und G4 wird derart vorgegeben, dass diese immer entgegengesetzt zu der Richtung der Phasenverschiebung der Gatesignale G2 und G3 ist.
  • Die Schaltungskonfiguration des DC/DC-Umsetzers der vorliegenden Ausführung ist die gleiche wie die in 1 gezeigte in Ausführungsform 1. Bei der vorliegenden Ausführungsform werden beim Durchführen der Phasenverschiebung in eine vorauseilende Richtung, wie in 33 gezeigt, die Phasen der Gatesignale G2 und G3 verschoben, so dass sie relativ zu den Phasen der Gatesignale G1 und G4 vorauseilen. Ferner werden die Phasen der Gatesignale G1 und G4 verschoben, so dass sie relativ zu den Phasen der Gatesignale G2 und G3 nacheilen.
  • Beim Durchführen der Phasenverschiebung in eine nacheilende Richtung werden, wie in 34 gezeigt, die Phasen der Gatesignale G2 und G3 verschoben, so dass sie relativ zu den Phasen der Gatesignale G1 und G4 nacheilen, und die Phasen der Gatesignale G1 und G4 werden verschoben, so dass sie relativ zu den Phasen der Gatesignale G2 und G3 vorauseilen.
  • In dem Fall gemäß 33(a) (Hochsetz-Verhältnis ist kleiner als 2, Energieübertragungs-Betrieb, vorauseilende Phase) ist das Betriebsprinzip des Drosselspulenstroms IL, des Lade-/Entlade-Strom Icf des Lade-/Entlade-Kondensators 101a, und der Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators 101a das gleiche wie in 10 in Ausführungsform 1. Ferner ist das Betriebsprinzip für den Fall gemäß 33(b) (Hochsetz-Verhältnis ist gleich oder größer als 2, Energieübertragungs-Betrieb, vorauseilende Phase) das gleiche wie in 12.
  • In dem Fall von 34(a) (Hochsetz-Verhältnis ist kleiner als 2, Energieübertragungs-Betrieb, nacheilende Phase) ist das Betriebsprinzip des Drosselspulenstroms IL, des Lade-/Entlade-Stroms Icf des Lade-/Entlade-Kondensators 101a, und der Spannung Vcf des Lade-/Entlade-Kondensators 101a das gleiche wie in 10 in Ausführungsform 1. Ferner ist das Betriebsprinzip für den Fall gemäß 34(b) (Hochsetz-Verhältnis ist gleich oder größer als 2, Energieübertragungs-Betrieb, nacheilende Phase) das gleiche wie in 12.
  • Folglich sind sämtliche Lade-/Entlade-Betriebsprinzipien des Lade-/Entlade-Kondensators 101a auf der Basis von der Phasenverschiebung der Gatesignale G1 und G4 und der Phasenverschiebung der Gatesignale G2 und G3, die bei der vorliegenden Ausführungsform durchgeführt werden, die gleichen wie in Ausführungsform 1.
  • Es sei angemerkt, dass bei der vorliegenden Ausführungsform der Phasenverschiebungswert ΔT der Gatesignale G2 und G3 und der Phasenverschiebungswert ΔT der Gatesignale G1 und G4 derart vorgegeben werden, dass diese immer gleich zueinander sind. 35 ist ein Blockdiagramm, das die Konfiguration der Steuereinrichtung in Ausführungsform 2 zeigt.
  • Der erste Steuerblock 20 ist der gleiche wie in Ausführungsform 1 und berechnet den Betriebsbefehl-Wert D1.
  • In dem zweiten Steuerblock wird der Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert 310 wie in Ausführungsform 1 berechnet. Ferner wird dieser als ein Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert (Rechteckwellen-Betriebsbefehl-Wert) ΔD2 für die Gatesignale G2 und G3 verwendet. Ferner wird ein Multiplizierer 320 neu ausgebildet und der Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert 310 wird mittels des Multiplizierers 320 mit –1 multipliziert, um einen Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert 321 zu berechnen, der als ein Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert (Rechteckwellen-Betriebsbefehl-Wert) ΔD1 für die Gatesignale G1 und G4 verwendet wird. Dann werden die Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Werte ΔD2 und ΔD 1 dem dritten Steuerblock 40 zugeführt.
  • In dem dritten Steuerblock 40 wird der Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert ΔD1 zu dem Gateerzeugungsblock für die Gatesignale G1 und G4 hinzugefügt. Ferner wird der Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert ΔD2 zu dem Gateerzeugungsblock für die Gatesignale G2 und G3 hinzugefügt. Mittels des Multiplizierers 320 wird die Polarität des Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Werts ΔD2 der Polarität des Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert ΔD1 entgegengesetzt. Dabei wird die Phasenverschiebungsrichtung der Gatesignale G2 und G3 und die Phasenverschiebungsrichtung der Gatesignale G1 und G4 entgegengesetzt zueinander. Wie für das Gatesignal G1, addiert ein Addierer 419 den Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert ΔD1 zu dem Betriebsbefehl-Wert 402, um einen Betriebsbefehl-Wert 420 zu berechnen. Dann vergleicht der Komparator 403 den Betriebsbefehl-Wert 420 und die erste Dreieckswelle TW1, so dass das Gatesignal G1 berechnet wird.
  • Wie für das Gatesignal G4, addiert der Addierer 421 den Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert ΔD1 zu dem Betriebsbefehl-Wert 405, um einen Betriebsbefehl-Wert 422 zu berechnen. Dann vergleicht der Komparator 406 den Betriebsbefehl-Wert 422 und die erste Dreieckswelle TW2, so dass das Gatesignal G4 berechnet wird.
  • Wie für das Gatesignal G3, addiert der Addierer 411 den Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert ΔD2 zu dem Betriebsbefehl-Wert 410, um einen Betriebsbefehl-Wert 412 zu berechnen. Dann vergleicht der Komparator 413 den Betriebsbefehl-Wert 412 und die erste Dreieckswelle TW1, so dass das Gatesignal G3 berechnet wird.
  • Wie für das Gatesignal G2, addiert der Addierer 416 den Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert ΔD2 zu dem Betriebsbefehl-Wert 415, um einen Betriebsbefehl-Wert 417 zu berechnen. Dann vergleicht der Komparator 418 den Betriebsbefehl-Wert 417 und die erste Dreieckswelle TW2, so dass das Gatesignal G2 berechnet wird.
  • Beim Laden des Lade-/Entlade-Kondensators 101a werden bei der vorliegenden Ausführungsform die Phasen der Gatesignale G2 und G3 verschoben, um relativ zu den Phasen der Gatesignale G1 und G4 vorauszueilen. Ferner werden die Phasen der Gatesignale G1 und G4 verschoben, so dass sie relativ zu den Phasen der Gatesignale G2 und G3 nacheilen. Beim Entladen des Lade-/Entlade-Kondensators 101a werden die Phasen der Gatesignale G2 und G3 verschoben, so dass sie relativ zu den Phasen der Gatesignale G1 und G4 nacheilen. Ferner werden die Phasen der Gatesignale G1 und G4 verschoben, so dass sie relativ zu den Phasen der Gatesignale G2 und G3 vorauseilen. Durch eine derartige Phasenverschiebungssteuerung kann das Erhöhen und Verringern der Spannung des Lade-/Entlade-Kondensators 101a angepasst werden.
  • Bei der vorliegenden Ausführungsform sind die Polarität (vorauseilende Phase oder nacheilende Phase) der Phasenverschiebung und die Erhöhungs-/Verringerungs-Polarität (Erhöhen/Verringern) der Spannung des Lade-/Entlade-Kondensators 101a konstant, und zwar unabhängig von dem Energieübertragungs-Betrieb, von dem regenerativen Betrieb, und von dem Hochsetz-Verhältnis, und zwar wie in Ausführungsform 1. Daher ist es möglich, die Spannung des Lade-/Entlade-Kondensators 101a derart kontinuierlich zu steuern, dass diese konstant ist, und zwar selbst wenn die Last oder die Spannung sich deutlich ändert.
  • Im Vergleich zu der vorliegenden Ausführungsform 1 kann ferner dadurch, dass die Phasenverschiebung der Gatesignale G1 und G4 gleichzeitig mit der Phasenverschiebung der Gatesignale G2 und G3 durchgeführt wird, der Änderungswert des Phasenverschiebungsbetriebs verdoppelt werden. Ferner kann der Änderungswert des Lade-/Entlade-Stroms des Lade-/Entlade-Kondensators 101a im Vergleich zur Ausführungsform 1 auch verdoppelt werden. Somit kann das Steueransprechverhalten verbessert werden, wenn sich die Lade-/Entlade-Kondensatorspannung verändert.
  • Da der Änderungswert des Phasenverschiebungsbetriebs verdoppelt werden kann, kann der in 28 gezeigte zulässige Bereich für die Phasenverschiebung RA vergrößert werden, um doppelt so groß zu sein. Das heißt, dass es möglich wird, den Phasenverschiebungsänderungswert in einem Betriebszustand zu erweitern, und zwar in einem Betriebszustand, bei dem der Betrieb im EIN-Zustand der Gatesignale G1, G2, G3 und G4 nahe an TD/T oder nahe an 1 – (TD/T) ist, in anderen Worten in einem Betriebszustand, bei dem der Phasenverschiebungswert klein ist. Folglich wird das Steueransprechverhalten verbessert.
  • Es sei angemerkt, dass die obigen Ausführungsformen miteinander frei kombiniert werden können, oder jede Ausführungsform der obigen Ausführungsform geeignet modifiziert oder vereinfacht werden kann, ohne den Geltungsbereich der vorliegenden Erfindung zu verlassen.

Claims (11)

  1. DC/DC-Umsetzer, der Folgendes aufweist: – eine Anschlussgruppe, die einen ersten Anschluss und einen zweiten Anschluss auf einer Niederspannungsseite aufweist, und einen dritten Anschluss und einen vierten Anschluss auf einer Hochspannungsseite aufweist: – einen ersten Glättungskondensator, der zwischen den ersten Anschluss und den zweiten Anschluss geschaltet ist; – einen zweiten Glättungskondensator, der zwischen den dritten Anschluss und den vierten Anschluss geschaltet ist; – eine Schaltelement-Reihenschaltung, die Folgendes aufweist: ein erstes Schaltelement, ein zweites Schaltelement, ein drittes Schaltelement und ein viertes Schaltelement, die in dieser Reihenfolge in Reihe geschaltet sind, und bei der ein Verbindungspunkt des zweiten und dritten Schaltelements über eine Drosselspule mit dem ersten Anschluss verbunden ist, bei der ein Anschluss des vierten Schaltelements, der auf einer Seite entgegengesetzt zu einem Verbindungspunkt des dritten Schaltelements und des vierten Schaltelements ausgebildet ist, mit dem dritten Anschluss verbunden ist, und bei der ein Anschluss des ersten Schaltelements, der auf einer Seite entgegengesetzt zu einem Verbindungspunkt des ersten Schaltelements und des zweiten Schaltelements ausgebildet ist, mit dem zweiten Anschluss und dem vierten Anschluss verbunden ist; – einen Lade-/Entlade-Kondensator, der zwischen den Verbindungspunkt des ersten und zweiten Schaltelements und den Verbindungspunkt des dritten und vierten Schaltelements geschaltet ist; und – eine Steuereinrichtung zum Erzeugen von Gatesignalen zum derartigen Ansteuern des ersten, zweiten, dritten und vierten Schaltelements, dass die Gatesignale für das erste Schaltelement und das vierte Schaltelement eine komplementäre Relation haben, und dass die Gatesignale für das zweite Schaltelement und das dritte Schaltelement eine komplementäre Relation haben, wobei der DC/DC-Umsetzer ein Umsetzen der DC-Spannung zwischen folgenden Anschlüssen durchführt: dem ersten Anschluss und dem zweiten Anschluss auf der Niederspannungsseite; und dem dritten Anschluss und dem vierten Anschluss auf der Hochspannungsseite, wobei die Steuereinrichtung Folgendes aufweist: eine Betriebsbefehl-Berechnungseinrichtung zum Berechnen von Betriebsbefehl-Werten für das erste, zweite, dritte und vierte Schaltelement, und zwar auf der Basis von der Spannungsdifferenz zwischen einem Hochspannungsseiten-Spannungs-Befehlswert und einem Hochspannungsseiten-Spannungs-Detektierwert, wobei der Hochspannungsseiten-Spannungs-Befehlswert ein Spannungs-Befehlswert für die Hochspannungsseite ist und wobei der Hochspannungsseiten-Spannungs-Detektierwert ein Spannungs-Detektierwert auf der Hochspannungsseite ist; und eine Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Berechnungseinrichtung zum Berechnen eines Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Werts, der einem Phasenunterschied zwischen den Gatesignalen für das erste und vierte Schaltelement und den Gatesignalen für das zweite und dritte Schaltelement entspricht, und zwar auf der Basis von der Spannungsdifferenz zwischen einem Spannungs-Sollwert für den Lade-/Entlade-Kondensator und einem Spannungs-Detektierwert des Lade-/Entlade-Kondensators, und wobei die Steuereinrichtung die Gatesignale zum Ansteuern des ersten, zweiten, dritten und vierten Schaltelements auf der Basis von den Betriebsbefehl-Werten und dem Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert erzeugt.
  2. DC/DC-Umsetzer gemäß Anspruch 1, wobei die Steuereinrichtung die Phasen der Gatesignale für das zweite und dritte Schaltelement derart ändert, dass diese relativ zu den Phasen der Gatesignale für das erste und vierte Schaltelement vorauseilen, so dass sich die Spannung des Lade-/Entlade-Kondensators erhöht, und wobei die Steuereinrichtung die Phasen der Gatesignale für das zweite und dritte Schaltelement derart ändert, dass diese relativ zu den Phasen der Gatesignale für das erste und vierte Schaltelement nacheilen, so dass sich die Spannung des Lade-/Entlade-Kondensators verringert.
  3. DC/DC-Umsetzer gemäß Anspruch 1 oder 2, wobei die Betriebsbefehl-Berechnungseinrichtung bewirkt, dass der Spannungs-Detektierwert der Hochspannungsseite dem Spannungs-Befehlswert der Hochspannungsseite folgt, und wobei die Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Berechnungseinrichtung den Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert berechnet, der einer Phasendifferenz zwischen den Phasen der Gatesignale für das erste und vierte Schaltelement und den Phasen der Gatesignale für das zweite und dritte Schaltelement entspricht, und zwar auf der Basis von der Spannungsdifferenz zwischen dem Spannungs-Detektierwert des Lade-/Entlade-Kondensators und dem Spannungs-Sollwert des Lade-/Entlade-Kondensators, so dass die Spannung des Lade-/Entlade-Kondensators erhöht oder verringert wird.
  4. DC/DC-Umsetzer gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei die Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Berechnungseinrichtung den Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert lediglich berechnet, wenn der Drosselspulenstrom, der durch die Drosselspule fließt, gleich oder kleiner als ein vorbestimmter Grenzwert ist, und wobei die Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Berechnungseinrichtung den Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert mit Null vorgibt, wenn der Drosselspulenstrom größer als der Grenzwert ist.
  5. DC/DC-Umsetzer gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei die Steuereinrichtung die Phasen der Gatesignale für das zweite und dritte Schaltelement umschaltet, so dass diese eine vorauseilende Phase oder eine nacheilende Phase sind, während die Phasen der Gatesignale für das erste und das vierte Schaltelement festgesetzt sind.
  6. DC/DC-Umsetzer gemäß Anspruch 5, wobei die Steuereinrichtung die Gatesignale für das erste und vierte Schaltelement mittels Pulsweitenmodulation erzeugt, und zwar auf der Basis von einer Dreieckswelle, die eine Trägerwelle ist, und auf der Basis von dem Betriebsbefehl-Wert für das erste Schaltelement, der von der Betriebsbefehl-Berechnungseinrichtung berechnet worden ist, und wobei die Steuereinrichtung die Gatesignale für das zweite und dritte Schaltelement mittels Pulsweitenmodulation erzeugt, und zwar auf der Basis von der Dreieckswelle und auf der Basis von einem Betriebsbefehl-Wert, der mittels Addierens eines Rechteckwellen-Betriebsbefehl-Werts zu dem Betriebsbefehl-Wert für das zweite Schaltelement erhalten wird, wobei der Betriebsbefehl-Wert für das zweite Schaltelement von der Betriebsbefehl-Berechnungseinrichtung berechnet worden ist, und wobei der Rechteckwellen-Betriebsbefehl-Wert mittels Multiplizierens des von der Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Berechnungseinrichtung berechneten Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Werts mit einer ersten Rechteckwelle erhalten wird, die die gleiche Frequenz wie die Dreieckwelle aufweist.
  7. DC/DC-Umsetzer gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei bei dem Fall, bei dem die Phasen der Gatesignale für das zweite und dritte Schaltelement dazu veranlasst werden, relativ zu den Phasen der Gatesignale für das erste und vierte Schaltelement vorauszueilen, die Steuereinrichtung die Phasen der Gatesignale für das erste und vierte Schaltelement zu einer nacheilenden Seite umschaltet, und die Phasen der Gatesignale für das zweite und dritte Schaltelement zu einer vorauseilenden Phase umschaltet, und wobei bei dem Fall, bei dem die Gatesignale für das zweite und dritte Schaltelement dazu veranlasst werden, relativ zu den Phasen der Gatesignale für das erste und vierte Schaltelement nachzueilen, die Steuereinrichtung die Phasen der Gatesignale für das erste und vierte Schaltelement zu einer vorauseilenden Seite umschaltet, und die Phasen der Gatesignale für das zweite und dritte Schaltelement zu einer nacheilenden Seite umschaltet.
  8. DC/DC-Umsetzer gemäß Anspruch 7, wobei die Steuereinrichtung einen Phasenverschiebungswert der Gatesignale für das erste und vierte Schaltelement vorgibt und ein Phasenverschiebungswert der Gatesignale für das zweite und dritte Schaltelement vorgibt, und zwar derart, dass diese zu einander gleich sind.
  9. DC/DC-Umsetzer gemäß Anspruch 7 oder 8, wobei die Steuereinrichtung die Gatesignale für das erste und vierte Schaltelement mittels Pulsweitenmodulation erzeugt, und zwar auf der Basis von einer Dreieckswelle die eine Trägerwelle ist, und einem Betriebsbefehl-Wert, und zwar mittels Addierens eines ersten Rechteckwellen-Betriebsbefehl-Werts zu dem Betriebsbefehl-Wert für das erste Schaltelement, der von der Betriebsbefehl-Berechnungseinrichtung berechnet worden ist, wobei der erste Rechteckwellen-Betriebsbefehl-Wert mittels Multiplizierens des von der Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Berechnungseinrichtung berechneten Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Werts mit einer ersten Rechteckwelle erhalten wird, die die gleiche Frequenz wie die Dreieckswelle aufweist, und wobei die Steuereinrichtung die Gatesignale für das zweite und dritte Schaltelement mittels Pulsweitenmodulation erzeugt, und zwar auf der Basis von der Dreieckswelle und einem Betriebsbefehl-Wert, der mittels Addierens eines zweiten Rechteckwellen-Betriebsbefehl-Werts zu dem Betriebsbefehl-Wert für das zweite Schaltelement erhalten wird, der von der Betriebsbefehl-Berechnungseinrichtung berechnet worden ist, wobei der zweite Rechteckwellen-Betriebsbefehl-Wert mittels Multiplizierens des von der Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Berechnungseinrichtung berechneten Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert mit einer Rechteckwelle erhalten wird, die eine Polarität aufweist, die der der ersten Rechteckwelle entgegengesetzt ist.
  10. DC/DC-Umsetzer gemäß einem der Ansprüche 1 bis 9, wobei die Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Berechnungseinrichtung den Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert mittels Multiplizierens berechnet, und zwar mittels Multiplizierens eines Strom-Befehlswerts mit einem der Umsetzungskoeffizienten K, die in den folgenden Bedingungen (1), (2), und (3) gezeigt sind, wobei der Strom-Befehlswert mittels Multiplizierens der Spannungsdifferenz zwischen dem Spannungs-Sollwert für den Lade-/Entlade-Kondensator und dem Spannungs-Detektierwert des Lade-/Entlade-Kondensators mit einer Verstärkung erhalten wird, wobei (1) bei einem Spannungszustand, bei dem die Spannung zwischen dem dritten Anschluss und dem vierten Anschluss auf der Hochspannungsseite kleiner ist als 2-mal die Spannung zwischen dem ersten Anschluss und dem zweiten Anschluss auf der Niederspannungsseite, K wie folgt berechnet wird: K = [(L × Vout)/{(Vout – Vin)2}] × (2/T), wobei (2) bei einem Spannungszustand, bei dem die Spannung zwischen dem dritten Anschluss und dem vierten Anschluss auf der Hochspannungsseite 2-mal die Spannung zwischen dem ersten Anschluss und dem zweiten Anschluss auf der Niederspannungsseite ist, K wie folgt berechnet wird: K = (2L/Vin) × (2/T), und (3) bei einem Spannungszustand, bei dem die Spannung zwischen dem dritten Anschluss und dem vierten Anschluss auf der Hochspannungsseite gleich oder größer als 2-mal die Spannung zwischen dem ersten Anschluss und dem zweiten Anschluss auf der Niederspannungsseite ist, K wie folgt berechnet wird: K = [(L· Vout)/{(Vin)2}], wobei L die Drosselspulenkapazität der Drosselspule ist, Vout die Hochspannungsseitenspannung ist, Vin die Niederspannungsseitenspannung ist, und T ein Schaltzyklus des ersten bis vierten Schaltelements ist.
  11. DC/DC-Umsetzer gemäß Anspruch 10, wobei bei dem Fall, bei dem ein Betrieb im EIN-Zustand des ersten bis vierten Schaltelements kleiner als ein Betriebswert ist, der mittels Subtrahierens eines der Totzeit entsprechenden Betriebs von 0,5 erhalten wird, die Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Berechnungseinrichtung eine Grenze für den Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert vorgibt, und zwar unter Verwendung des Betriebswerts als einen oberen Grenzwert, der mittels Subtrahierens des der Totzeit entsprechenden Betriebs von dem Betrieb im EIN-Zustand des ersten bis vierten Schaltelements erhalten wird, und wobei bei dem Fall, bei dem der Betrieb im EIN-Zustand des ersten bis vierten Schaltelements größer ist als der Betriebswert, der mittels Subtrahierens des der Totzeit entsprechenden Betriebs von 0,5 erhalten wird, die Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Berechnungseinrichtung eine Grenze für den Phasenverschiebungs-Betriebsbefehl-Wert vorgibt, und zwar unter Verwendung, des Betriebswerts als einen oberen Grenzwert, der mittels Subtrahierens des der Totzeit entsprechenden Betriebs und des Betriebs im EIN-Zustand für das erste bis vierte Schaltelement von 1 erhalten wird.
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