JP2013162529A - 変調方式の選択部を有するモータ駆動用のｐｗｍ整流器 - Google Patents

Abstract

【課題】最大出力を低下させず、かつ制御系の応答性を悪化させずにスイッチング損失を低減できるモータ駆動用のＰＷＭ整流器を実現する。
【解決手段】ＰＷＭ整流器１は、ＰＷＭ電圧指令をＰＷＭ搬送波と比較しＰＷＭ信号を生成する三相変調方式、または三相変調方式のＰＷＭ電圧指令を構成する３相のうち１相分の電圧指令をＰＷＭ搬送波の最大値もしくは最小値に一致させ、一致させるために必要なオフセット分を他２相にも適用したものをＰＷＭ搬送波と比較しＰＷＭ信号を生成する二相変調方式、に従ってＰＷＭ信号を生成する制御部４０と、三相交流電流の電流検出値を出力する検出部２８と、電流検出値と第１の閾値と第１の閾値より大きい第２の閾値とを比較し、電流検出値が第１の閾値よりも大きく第２の閾値よりも小さい場合は二相変調方式、それ以外の場合は三相変調方式、をＰＷＭ信号の生成のための変調方式として選択する選択部４２とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）を用いてスイッチング素子を制御して三相交流電力を直流電力に変換するモータ駆動用のＰＷＭ整流器に関する。

工作機械や産業機械、ロボット等を駆動するモータ制御装置においては、商用の交流電力を直流電力に変換し、これをモータを駆動する逆変換器（インバータ）に供給する、モータ駆動用の順変換器（整流器もしくはコンバータと称する）が用いられている。

このような順変換器（整流器）として、ダイオード整流方式の整流器がある。ダイオード整流方式の整流器は、安価であるという利点があるものの、電源高調波や無効電力が大きくなるという欠点がある。

これに対し近年は、電源高調波の低減や無効電力の低減への要求から、パルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）を用いた整流器（以下、「ＰＷＭ整流器」と称する。）の適用が広がっている。

図９は、一般的なＰＷＭ整流器の構成を示す図である。このＰＷＭ整流器１００の主回路部１０は、図示されているように接続されたトランジスタ１２〜１７、ダイオード１８〜２３および平滑コンデンサ２４から構成されている。主回路部１０の入力側には、交流リアクトル２６を介して三相交流電源３０が接続され、出力側には、ＰＷＭ逆変換器などの負荷３２が接続される。

加算器３６は、ＰＷＭ整流器１００の出力電圧すなわち平滑コンデンサ２４の電圧の、電圧指令からの偏差（電圧偏差）を出力する。電圧制御器３４は、加算器３６が出力する電圧偏差と三相交流電源３０の電圧とから、三相交流電源３０に同期した電流指令を出力する。加算器３８は、ＰＷＭ整流器１００の交流入力側に設けられた電流検出器２８において検出される電流の、電流指令からの偏差（電流偏差）を出力する。電流制御器１４０は、この電流偏差から生成したＰＷＭ電圧指令と一定振幅一定周波数のＰＷＭ搬送波（パルス幅変調搬送波）と比較し、その比較結果に基づいてトランジスタ１２〜１７の制御のためのＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）を出力する。

図１０は、ＰＷＭ整流器における三相変調方式を説明する図である。図１０において、三相変調方式におけるＲ相、Ｓ相およびＴ相のＰＷＭ電圧指令を実線で示し、これらと比較されるＰＷＭ搬送波を破線で示す。電流制御器１４０において各相のＰＷＭ電圧指令と三角波のＰＷＭ搬送波とが比較され、ＰＷＭ電圧指令がＰＷＭ搬送波より大きい場合には、図９における上側のトランジスタ１２、１４または１６がオンに、下側のトランジスタ１３、１５または１７がオフにされ、ＰＷＭ電圧指令がＰＷＭ搬送波より小さい場合には、図９における下側のトランジスタ１３、１５または１７がオンにされ、上側のトランジスタ１２、１４または１６がオフにされる。図１０に示すように、各相のＰＷＭ電圧指令の値の変化と共に各相のトランジスタがオンになる期間の割合が変化し、ＰＷＭ電圧指令の値がＰＷＭ搬送波の最大値に近づくとその相の上側のトランジスタがオンになる期間が長くなり、最小値に近づくとその相の下側のトランジスタがオンになる期間が長くなる。

このように、ＰＷＭ整流器においては、スイッチング素子による高速スイッチングが行われるため、スイッチング損失が増大する。したがって、ＰＷＭ整流器は、従来のダイオード整流方式の整流器に比べ、装置全体における損失が大きくなり、装置の容積が増大するという問題がある。

従来、この問題を解決するために、交流入力側の電流の振幅が大きい領域でＰＷＭ周波数を下げるという手法が用いられている。この方法により、スイッチング素子におけるスイッチング損失（発熱）および装置の容積増大を抑えることができる。しかしながら従来の方法においては、ＰＷＭ周波数の低下に伴いフィードバックのサンプリング周期が長くなるため制御系の応答性が悪化してしまうという問題がある。

これに対し、スイッチング損失が増大する電流値が大きい領域では三相ＰＷＭ電圧指令のいずれか一相をＰＷＭ搬送波の最大値もしくは最小値に一致させることによりスイッチング素子のスイッチング回数を低減させる二相変調方式を適用することで制御性を悪化させずにスイッチング損失を抑えることができるＰＷＭ整流器が提案されている（例えば、特許文献１参照。）。

なお、ＰＷＭ逆変換器においても、ＰＷＭ信号を用いて直流電圧を変換して交流電圧を出力する際に、電流制御の精度重視か発熱の抑制重視かに応じて変調方式として三相変調方式もしくは二相変調方式を選択する技術が提案されている（例えば、特許文献２参照。）。

また、同じくＰＷＭ逆変換器において、変調方式を三相変調方式から二相変調方式に切り換えることで、モータ回生状態での実電流波形の歪み低減や、モータ回生状態から力行状態への変化時に電流やトルクの過度変動を抑制する技術が提案されている（例えば、特許文献３参照。）。

特開２０１０−２００４１２号公報 特開２００４−０４８８８５号公報 特開平８−０２３６９８号公報

上述の二相変調方式によれば、スイッチング素子におけるスイッチング損失（発熱）を抑えることができるが、三相変調方式よりもスイッチング回数が少ないため、交流入力側の電流の基本波成分に対するリプル成分（高調波成分）の比率が大きくなる。すなわち、二相変調方式および三相変調方式の下で交流入力側の電流の基本波成分が同一であると仮定した場合、二相変調方式による方が交流電流のピーク時の値が大きくなるという問題がある。

一般に、ＰＷＭ整流器には、スイッチング素子が最大定格電流を超えて使用されないように、交流入力側の電流をリアルタイムで監視し、当該電流値が所定の値を超えた場合に、強制的にスイッチングを停止してハードウェア的に電流を制限したり、アラームを発行してＰＷＭ動作を停止するといった保護機能が設けられている。

しかしながら、上述のように二相変調方式によると交流入力側の電流の基本波成分に対するリプル成分の比率が大きくなるので、二相変調方式は、三相変調方式の場合に比べて上記の保護機能が早く作動してしまう問題がある。図１１は、ＰＷＭ整流器における三相変調方式および二相変調方式により生じる交流入力側の電流のリプルを説明する図であって、（ａ）は三相変調方式により生じる電流リプルを示し、（ｂ）は二相変調方式により生じる電流リプルを示す図である。図１１において、交流入力側の電流の基本波成分とリプル分を実線で示し、交流入力側の電流の基本波成分を破線で示す。図１１（ａ）に示すような三相変調方式における電流リプルに比較して、二相変調方式では、図１１（ｂ）に示すように、電流ピーク時におけるスイッチング素子のスイッチング回数が三相変調方式の場合よりも少なくなるので、交流入力側の電流の基本波成分に対する電流リプルの比率が大きくなる。図１１に示すような保護機能作動レベルが設定されているとし、二相変調方式および三相変調方式の下で交流入力側の電流の基本波成分が同一であると仮定した場合、二相変調方式では、三相変調方式よりも電流リプル幅が大きくなるので、交流電流のピーク時の値が大きくなり、上記の保護機能が作動しやすくなる。

そのため、ＰＷＭ整流器の変調方式として交流入力側の電流値が小さい領域では三相変調方式を適用し交流入力側の電流値が大きい領域では二相変調方式を適用する方法によると、ＰＷＭ整流器を上記保護機能が作動しないよう出力を落として運転する必要があり、交流入力側の電流値にかかわらず三相変調方式を常時適用する方法に比べ、スイッチング素子の電流を有効に活用することができず、ＰＷＭ整流器の最大出力が低下してしまうという問題があった。

従って本発明の目的は、上記問題に鑑み、最大出力を低下させることなく、なおかつ制御系の応答性を悪化させずにスイッチング素子のスイッチング損失を低減することができるモータ駆動用のＰＷＭ整流器を提供することにある。

上記目的を実現するために、本発明においては、ＰＷＭ信号を用いてスイッチング素子を制御して三相交流電力を直流電力に変換するモータ駆動用のＰＷＭ整流器は、ＰＷＭ電圧指令を一定振幅一定周波数のＰＷＭ搬送波と比較してＰＷＭ信号を生成する三相変調方式、または、三相変調方式におけるＰＷＭ電圧指令を構成する３相のうち選択された１相分のＰＷＭ電圧指令をＰＷＭ搬送波の最大値もしくは最小値に所定期間中は一致させ、一致させるために必要なオフセット分を他の２相にも適用したものをＰＷＭ搬送波と比較してＰＷＭ信号を生成する二相変調方式、に従ってＰＷＭ信号を生成する制御部と、三相交流の電流を検出して電流検出値として出力する検出部と、電流検出値と、ゼロより大きい第１の閾値と、第１の閾値より大きい第２の閾値とを比較し、制御部におけるＰＷＭ信号の生成に用いられる変調方式として、電流検出値が第１の閾値よりも大きく第２の閾値よりも小さい場合は二相変調方式を選択し、それ以外の場合は三相変調方式を選択する選択部と、を備える。

選択部で第１の閾値および第２の閾値との比較に用いられる上記電流検出値は、三相交流の各相の電流振幅の絶対値の最大値、または三相交流の電流を二相座標軸上に変換して得られる電流ベクトルのベクトルノルムである。

第１の閾値は、スイッチング素子が有する熱定格とＰＷＭ搬送波の搬送波周波数とのうちの少なくとも１つに基づいて決定される。

第２の閾値は、スイッチング素子が有する最大定格電流と三相交流の電流に生じる電流リプル成分とＰＷＭ搬送波の搬送波周波数とのうちの少なくとも１つに基づいて決定される。

本発明によれば、ＰＷＭ信号を用いてスイッチング素子を制御して三相交流電力を直流電力に変換するモータ駆動用のＰＷＭ整流器において、交流入力側の電流検出値と、ゼロより大きい第１の閾値およびこの第１の閾値より大きい第２の閾値とを比較し、電流指令値が第１の閾値より大きく第２の閾値より小さいときには、三相変調方式ではなく二相変調方式を選択してＰＷＭ信号を生成するので、スイッチング素子のスイッチング損失（発熱）を抑制することができる。そして、上記電流指令値が第２の閾値を超えたときにはＰＷＭ信号の生成に用いられる変調方式を二相変調方式から三相変調方式に切り換えることで交流入力側の電流の基本波成分に対する電流リプルを抑制するので、スイッチング素子の最大定格電流近傍でのモータ駆動用のＰＷＭ整流器の運転が可能となる。従来はＰＷＭ整流器に一般的に設けられている半導体のスイッチング素子を保護するための機能を作動させないようにするためにＰＷＭ整流器の出力を落として運転する必要があったが、本発明によればその必要はなく、モータ駆動用のＰＷＭ整流器の最大出力を低下させることがない。このように、本発明によれば、最大出力を低下させることなく、なおかつ制御系の応答性を悪化させずにスイッチング素子のスイッチング損失を低減することができるモータ駆動用のＰＷＭ整流器を実現することができる。

本発明の実施例によるＰＷＭ整流器の構成を示す図である。 本発明の実施例によるＰＷＭ整流器における変調方式の状態遷移図である。 本発明の実施例によるＰＷＭ整流器における変調方式設定部で用いられる閾値を説明する模式図である。 電流ベクトルの三相座標上から二相座標上への変換を説明する図である。 本発明の実施例によるＰＷＭ整流器における二相変調方式の第１の例を説明する図である。 本発明の実施例によるＰＷＭ整流器における二相変調方式の第２の例を説明する図である。 本発明の実施例によるＰＷＭ整流器における二相変調方式の第３の例を説明する図である。 本発明の実施例によるＰＷＭ整流器における二相変調方式の第４の例を説明する図である。 一般的なＰＷＭ整流器の構成を示す図である。 ＰＷＭ整流器における三相変調方式を説明する図である。 ＰＷＭ整流器における三相変調方式および二相変調方式により生じる交流入力側の電流のリプルを説明する図であって、（ａ）は三相変調方式により生じる電流リプルを示し、（ｂ）は二相変調方式により生じる電流リプルを示す図である。

図１は、本発明の実施例によるＰＷＭ整流器の構成を示す図である。図１に示すように、本発明の実施例によるモータ駆動用のＰＷＭ整流器１は、交流入力側には三相交流電源３０が接続され、ＰＷＭ信号を用いてスイッチング素子を制御して三相交流電源３０からの三相交流電力を直流電力に変換し、直流出力側に接続された負荷３２へ出力する。負荷３２は、モータを交流駆動するための逆変換器である。

本発明の実施例によるＰＷＭ整流器１は、ＰＷＭ電圧指令を一定振幅一定周波数のＰＷＭ搬送波（パルス幅変調搬送波）と比較してＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）を生成する三相変調方式、または、三相変調方式におけるＰＷＭ電圧指令を構成する３相のうち選択された１相分のＰＷＭ電圧指令をＰＷＭ搬送波の最大値もしくは最小値に所定期間中は一致させ、一致させるために必要なオフセット分を他の２相にも適用したものをＰＷＭ搬送波と比較してＰＷＭ信号を生成する二相変調方式、に従ってＰＷＭ信号を生成する制御部として電流制御器４０と、三相交流電源３０の三相交流の電流を電流検出器２８により検出して電流検出値として出力する検出部と、上記電流検出値と、ゼロより大きい第１の閾値と、第１の閾値より大きい第２の閾値とを比較し、制御部（電流制御器４０）におけるＰＷＭ信号の生成に用いられる変調方式として、上記電流検出値が第１の閾値よりも大きく第２の閾値よりも小さい場合は二相変調方式を選択し、それ以外の場合は三相変調方式を選択する選択部として変調方式設定部４２と、を備える。第１の閾値および第２の閾値はメモリ４４に記憶され、変調方式設定部４２は、メモリ４４から第１の閾値および第２の閾値を適宜読み出して、上記電流検出値との比較に用いる。

このように、変調方式設定部４２は、三相変調方式または二相変調方式のいずれかを選択する。変調方式設定部４２により選択された変調方式にしたがって、電流制御器４０はＰＷＭ信号を生成する。変調方式設定部４２の動作の詳細については後述する。

ＰＷＭ整流器１の主回路部１０は、図示されているように接続されたトランジスタ１２〜１７、ダイオード１８〜２３および平滑コンデンサ２４から構成されている。主回路部１０の入力側には、交流リアクトル２６を介して三相交流電源３０が接続され、出力側には、負荷３２が接続される。なお、本発明の実施例では、ＰＷＭ整流器１のスイッチング素子を一例としてトランジスタとしたが、スイッチング素子の種類自体は本発明を限定するものではなく、その他の半導体素子であってもよい。

加算器３６は、ＰＷＭ整流器１の出力電圧すなわち平滑コンデンサ２４の電圧の、電圧指令からの偏差（電圧偏差）を出力する。電圧制御器３４は、加算器３６が出力する電圧偏差と三相交流電源３０の電圧とから、三相交流電源３０に同期した電流指令を出力する。加算器３８は、ＰＷＭ整流器１の交流入力側に設けられた電流検出器２８において検出される電流の、電流指令からの偏差（電流偏差）を電流制御器４０へ出力する。

電流制御器４０は、上記のように変調方式設定部４２により選択された変調方式にしたがってＰＷＭ信号を生成する。すなわち、変調方式設定部４２により選択された変調方式が三相変調方式であるときは、加算器３８からの電流偏差から生成されたＰＷＭ電圧指令と、該ＰＷＭ電圧指令を一定振幅一定周波数のＰＷＭ搬送波と比較し、その比較結果をトランジスタ１２〜１７の制御のためのＰＷＭ信号として出力する。また、変調方式設定部４２により選択された変調方式が二相変調方式であるときは、二相変調方式に従って生成されたＰＷＭ電圧指令をＰＷＭ搬送波と比較し、その比較結果をＰＷＭ信号として出力する。

上述の電圧制御器３４、加算器３６および３８、電流制御器４０、ならびに変調方式設定部４２における各処理は、例えばＤＳＰ、ＦＰＧＡあるいはマイコンなどの演算処理装置を用いて実現される。

続いて、変調方式設定部４２の動作の詳細について説明する。

図２は、本発明の実施例によるＰＷＭ整流器における変調方式の状態遷移図である。また、図３は、本発明の実施例によるＰＷＭ整流器における変調方式設定部で用いられる閾値を説明する模式図である。

変調方式設定部４０において電流検出器２８により検出された電流検出値との比較に用いられる第１の閾値はゼロ（０）より大きい値に予め設定され、第２の閾値は第１のしきい値より大きい値に予め設定される。

ここで、上述の第１の閾値は、スイッチング素子が有する熱定格とＰＷＭ搬送波の搬送波周波数とのうちの少なくとも１つに基づいて決定される。このように、第１の閾値を決定する際の判断材料として、ＰＷＭ搬送波の搬送波周波数以外にスイッチング素子が有する熱定格が挙げられるのは、第１の閾値は、三相変調方式と二相変調方式との切換条件を意味するものであり、二相変調方式は電流値が大きい領域でスイッチング素子に生じるスイッチング損失（発熱）を抑制するために採用されるものだからである。

また、第２の閾値は、スイッチング素子が有する最大定格電流と三相交流の電流に生じる電流リプル成分とＰＷＭ搬送波の搬送波周波数とのうちの少なくとも１つに基づいて決定される。このように、第２の閾値を決定する際の判断材料として、ＰＷＭ搬送波の搬送波周波数以外にスイッチング素子が有する最大定格電流と三相交流の電流に生じる電流リプル成分とが挙げられるのは、第２の閾値は、電流検出値の増加時に二相変調方式から再び三相変調方式に切り換えるときの切換条件を意味するものであり、スイッチング素子の最大定格電流近くでのＰＷＭ整流器の運転を可能とし、スイッチング素子の電流を有効に活用することにより、ＰＷＭ整流器の出力を下げないためである。

変調方式設定部４２は、メモリ４４から第１の閾値および第２の閾値を適宜読み出して、上記電流検出値との比較に用いることになる。すなわち、図３に示すように、変調方式設定部４２は、上記電流検出値と、ゼロより大きい第１の閾値およびこの第１の閾値より大きい第２の閾値とを比較し、上記電流検出値が第１の閾値よりも大きく第２の閾値よりも小さい場合は二相変調方式を選択してこれを電流制御器４０におけるＰＷＭ信号の生成に用い、それ以外の場合は三相変調方式を選択して電流制御器４０におけるＰＷＭ信号の生成に用いる。これを、図２に示す状態遷移図を用いてより詳細に説明すると次の通りである。

まず、初期状態Ｓ０にあるときに、ＰＷＭ整流器１のＰＷＭ動作を開始すると、初期状態Ｓ０から状態Ｓ１へ遷移する。状態Ｓ１は、交流入力側の電流検出値が第１の閾値を超えるまで維持される。状態Ｓ１にある間は、変調方式設定部４２は、電流制御器４０におけるＰＷＭ信号の生成に用いられる変調方式として、図１０に示すような三相変調方式を選択する。

交流入力側の電流検出値が第１の閾値を超えると、状態Ｓ１から状態Ｓ２へ遷移する。状態Ｓ２は、交流入力側の電流検出値が第２の閾値を超えるまで、または、交流入力側の電流検出値が「第１の閾値−第１のヒステリシス」以下になるまで、維持される。すなわち、切換条件の判定による切り換えにはヒステリシスが持たされる。状態Ｓ２にある間は、変調方式設定部４２は、電流制御器４０におけるＰＷＭ信号の生成に用いられる変調方式として二相変調方式を選択する。電流指令値が第１の閾値を超えたことは、交流入力側の電流値が大きい領域に入ったことを意味するが、本発明の実施例によれば、ＰＷＭ信号の生成に用いられる変調方式を三相変調方式から二相変調方式に切り換えるので、スイッチング素子のスイッチング損失が、三相変調方式を用いる場合に比べて抑制される。

交流入力側の電流検出値が第２の閾値を超えると、状態Ｓ２から状態Ｓ３へ遷移し、変調方式設定部４２は三相変調方式を再度選択することになる。状態Ｓ３は、交流入力側の電流検出値が「第２の閾値−第２のヒステリシス」以下になるまで維持される。すなわち、切換条件の判定による切り換えにはヒステリシスが持たされる。状態Ｓ３にある間は、変調方式設定部４２は、電流制御器４０におけるＰＷＭ信号の生成に用いられる変調方式として三相変調方式を選択する。電流指令値が第２の閾値を超えたことは、交流入力側の電流検出値が最大定格電流近くにあることを意味するが、本発明の実施例によれば、ＰＷＭ信号の生成に用いられる変調方式を電流リプルの大きい二相変調方式から電流リプルの小さい三相変調方式に切り換えることで交流入力側の電流の基本波成分に対する電流リプルを抑制する。これにより、スイッチング素子の最大定格電流近くでのＰＷＭ整流器の運転が可能となる。従来はＰＷＭ整流器に一般的に設けられているスイッチング素子を保護するための機能を作動させないようにするためにＰＷＭ整流器の出力を落として運転する必要があったが、本発明によればその必要はなく、スイッチング素子の電流を有効に活用することができるため、ＰＷＭ整流器の最大出力を低下させることがない。なお、交流入力側からＰＷＭ整流器１に入力される最大定格電流近くの電流は、負荷３２がモータに交流の駆動電力を供給するための逆変換器であることからモータ加減速時等の過渡状態において一瞬印加されるだけであり、常時印加されることはない。このため、上述のようにスイッチング素子の最大定格電流値近くで二相変調方式から三相変調方式に再度切り換えることによるスイッチング損失の増加は、装置全体の損失からみれば無視できる値である。したがって、本発明の実施例によるＰＷＭ整流器１では、スイッチング素子には変調方式切換による熱的な問題は生じない。

交流入力側の電流検出値が「第２の閾値−第２のヒステリシス」以下になると、状態Ｓ３から状態Ｓ２へ遷移し、変調方式設定部４２は二祖変調方式を選択することになる。上述のように、状態Ｓ２は、交流入力側の電流検出値が第２の閾値を超えるまで、または、交流入力側の電流検出値が「第１の閾値−第１のヒステリシス」以下になるまで、維持される。

交流入力側の電流検出値が「第１の閾値−第１のヒステリシス」以下になると、状態Ｓ２から状態Ｓ１へ遷移し、変調方式設定部４２は三相変調方式を選択することになる。上述のように、状態Ｓ１は、交流入力側の電流検出値が第１の閾値を超えるまで維持される。

上述の第１の閾値および第２の閾値は、変調方式設定部４２において、交流入力側の電流検出値と比較される。ここで、変調方式設定部４２で第１の閾値および第２の閾値との比較に用いられる上記電流検出値は、三相交流の各相の電流振幅の絶対値の最大値、または三相交流の電流を二相座標軸上に変換して得られる電流ベクトルのベクトルノルムである。ここで、電流ベクトルのベクトルノルムを用いる場合について説明すると次の通りである。図４は、電流ベクトルの三相座標上から二相座標上への変換を説明する図である。図４に示すように、ＲＳＴ各軸で表される三相座標上にある電流ベクトルは、三相二相変換（いわゆるαβ変換）すると、αβ各軸で表される二相座標上にある電流ベクトルに変換される。このような三相交流の電流を二相座標軸上に変換して得られる電流ベクトルのベクトルノルムを、第１の閾値および第２の閾値との比較に用いてもよい。

次に、本発明の実施例によるＰＷＭ整流器における二相変調方式について説明する。二相変調方式では、三相変調方式におけるＰＷＭ電圧指令を構成する３相のうち選択された１相分の電圧指令をＰＷＭ搬送波の最大値もしくは最小値に所定期間中は一致させ、一致させるために必要なオフセット分を他の２相にも適用したものをＰＷＭ搬送波と比較してＰＷＭ信号を生成する。本発明の実施例によるＰＷＭ整流器における二相変調方式には、例えば次に説明する第１〜第４の例がある。

図５は、本発明の実施例によるＰＷＭ整流器における二相変調方式の第１の例を説明する図である。

図５に示すように、第１の例による二相変調方式は、三相変調方式におけるＰＷＭ電圧指令を構成する３相のうち、ＰＷＭ電圧指令の絶対値が最大となる相のＰＷＭ電圧指令が、当該ＰＷＭ電圧指令の絶対値が最大となる時を間に含む上記所定期間中にＰＷＭ搬送波の最大値もしくは最小値に一致するよう構成され、かつ、一致させるために必要なオフセット分を他の２相にも適用したものである。すなわち、図５に示すように、Ｒ相、Ｓ相およびＴ相のＰＷＭ電圧指令のうち最大の相をＰＷＭ搬送波の最大値のレベルまで増加させ、そのオフセット分（増加分）を他の２相にも適用し、同様にＲ相、Ｓ相およびＴ相のＰＷＭ電圧指令のうち最小の相をＰＷＭ搬送波の最小値のレベルまで減少させ、そのオフセット分（減少分）を他の２相にも適用する。

図６は、本発明の実施例によるＰＷＭ整流器における二相変調方式の第２の例を説明する図である。

図６に示すように、第２の例による二相変調方式は、三相変調方式におけるＰＷＭ電圧指令を構成する３相のうちＰＷＭ電圧指令が最大となる相のＰＷＭ電圧指令が、当該ＰＷＭ電圧指令が最大となる時を間に含む上記所定期間中にＰＷＭ搬送波の最大値に一致するよう構成され、かつ、一致させるために必要なオフセット分（増加分）を他の２相にも適用したものである。すなわち、図６に示すように、Ｒ相、Ｓ相およびＴ相のＰＷＭ電圧指令のうち最大の相をＰＷＭ搬送波の最大値のレベルまで増加させ、そのオフセット分（増加分）を他の２相にも適用する。

図７は、本発明の実施例によるＰＷＭ整流器における二相変調方式の第３の例を説明する図である。

図７に示すように、第３の例による二相変調方式は、三相変調方式におけるＰＷＭ電圧指令を構成する３相のうちＰＷＭ電圧指令が最小となる相のＰＷＭ電圧指令が、当該ＰＷＭ電圧指令が最小となる時を間に含む上記所定期間中にＰＷＭ搬送波の最小値に一致するよう構成され、かつ、一致させるために必要なオフセット分（減少分）を他の２相にも適用したものである。すなわち、図７に示すように、Ｒ相、Ｓ相およびＴ相のＰＷＭ電圧指令のうち最小の相をＰＷＭ搬送波の最小値のレベルまで減少させ、そのオフセット分（減少分）を他の２相にも適用する。

図８は、本発明の実施例によるＰＷＭ整流器における二相変調方式の第４の例を説明する図である。

図８に示すように、第４の例による二相変調方式は、三相変調方式におけるＰＷＭ電圧指令を構成する３相のうちＰＷＭ電圧指令最大となる相のＰＷＭ電圧指令がＰＷＭ搬送波の最大値に一致するよう構成された期間と、三相変調方式におけるＰＷＭ電圧指令を構成する３相のうちＰＷＭ電圧指令が最小となる相のＰＷＭ電圧指令がＰＷＭ搬送波の最小値に一致するよう構成された期間と、が交互に組み合わさるよう構成されたものである。すなわち、図８に示すように、図６に示した第２の例における最大のＰＷＭ電圧指令をＰＷＭ搬送波の最大値のレベルまで増加させることと、図７に示した第３の例における最小のＰＷＭ電圧指令をＰＷＭ搬送波の最小値のレベルまで減少させることとを交互に繰り返すものである。なお、図８では繰り返しの周期が搬送波の周期の２倍となっていて両者は同期しているように描かれているが、繰り返しの周期は搬送波の周期の２倍である必要も整数倍である必要もなく、両者が同期している必要もない。

上述の第１〜第４の例による二相変調方式によれば、ＰＷＭ電圧指令がＰＷＭ搬送波に一致している相においてはスイッチングが行われないため、スイッチング体素子のスイッチング回数が三相変調方式の場合に比べ、２／３倍になるので、ＰＷＭ変調方式を三相変調方式から二相変調方式へ切り換えることでスイッチング損失を低減することができる。

本発明は、工作機械や産業機械、ロボット等を駆動するモータ制御装置において、商用の交流電力を直流電力に変換し、これをモータ駆動する逆変換器に供給するための順変換器として使用されるＰＷＭ整流器に適用することができる。

１ ＰＷＭ整流器
１０ 主回路部
１２、１３、１４、１５、１６、１７ トランジスタ
１８、１９、２０、２１、２２、２３ ダイオード
２６ 交流リアクトル
２８ 電流検出器
３０ 三相交流電源
３２ 負荷
３４ 電圧制御器
３６、３８ 加算器
４０ 電流制御器
４２ 変調方式設定部
４４ メモリ

加算器３６は、ＰＷＭ整流器１００の出力電圧すなわち平滑コンデンサ２４の電圧の、電圧指令からの偏差（電圧偏差）を出力する。電圧制御器３４は、加算器３６が出力する電圧偏差と三相交流電源３０の電圧とから、電流指令を出力する。加算器３８は、ＰＷＭ整流器１００の交流入力側に設けられた電流検出器２８において検出される電流の、電流指令からの偏差（電流偏差）を出力する。電流制御器１４０は、この電流偏差から生成したＰＷＭ電圧指令と一定振幅一定周波数のＰＷＭ搬送波（パルス幅変調搬送波）と比較し、その比較結果に基づいてトランジスタ１２〜１７の制御のためのＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）を出力する。

上記目的を実現するために、本発明においては、ＰＷＭ信号を用いてスイッチング素子を制御して三相交流電力を直流電力に変換するモータ駆動用のＰＷＭ整流器は、ＰＷＭ電圧指令を一定振幅一定周波数のＰＷＭ搬送波と比較してＰＷＭ信号を生成する三相変調方式、または、三相変調方式におけるＰＷＭ電圧指令を構成する３相のうち選択された１相分のＰＷＭ電圧指令をＰＷＭ搬送波の最大値もしくは最小値に所定期間中は一致させたものと、上記一致させるために必要なオフセット分を上記選択された１相分とは異なる他の２相にも適用したものと、からなるＰＷＭ電圧指令を、ＰＷＭ搬送波と比較してＰＷＭ信号を生成する二相変調方式、に従ってＰＷＭ信号を生成する制御部と、三相交流の電流を検出して電流検出値として出力する検出部と、電流検出値と、ゼロより大きい第１の閾値と、第１の閾値より大きい第２の閾値とを比較し、制御部におけるＰＷＭ信号の生成に用いられる変調方式として、電流検出値が第１の閾値よりも大きく第２の閾値よりも小さい場合は二相変調方式を選択し、それ以外の場合は三相変調方式を選択する選択部と、を備える。

本発明の実施例によるＰＷＭ整流器の構成を示す図である。 本発明の実施例によるＰＷＭ整流器における変調方式の状態遷移図である。 本発明の実施例によるＰＷＭ整流器における変調方式選択部で用いられる閾値を説明する模式図である。 電流ベクトルの三相座標上から二相座標上への変換を説明する図である。 本発明の実施例によるＰＷＭ整流器における二相変調方式の第１の例を説明する図である。 本発明の実施例によるＰＷＭ整流器における二相変調方式の第２の例を説明する図である。 本発明の実施例によるＰＷＭ整流器における二相変調方式の第３の例を説明する図である。 本発明の実施例によるＰＷＭ整流器における二相変調方式の第４の例を説明する図である。 一般的なＰＷＭ整流器の構成を示す図である。 ＰＷＭ整流器における三相変調方式を説明する図である。 ＰＷＭ整流器における三相変調方式および二相変調方式により生じる交流入力側の電流のリプルを説明する図であって、（ａ）は三相変調方式により生じる電流リプルを示し、（ｂ）は二相変調方式により生じる電流リプルを示す図である。

本発明の実施例によるＰＷＭ整流器１は、ＰＷＭ電圧指令を一定振幅一定周波数のＰＷＭ搬送波（パルス幅変調搬送波）と比較してＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）を生成する三相変調方式、または、三相変調方式におけるＰＷＭ電圧指令を構成する３相のうち選択された１相分のＰＷＭ電圧指令をＰＷＭ搬送波の最大値もしくは最小値に所定期間中は一致させたものと、上記一致させるために必要なオフセット分を上記選択された１相分とは異なる他の２相にも適用したものと、からなるＰＷＭ電圧指令を、ＰＷＭ搬送波と比較してＰＷＭ信号を生成する二相変調方式、に従ってＰＷＭ信号を生成する制御部として電流制御器４０と、三相交流電源３０の三相交流の電流を電流検出器２８により検出して電流検出値として出力する検出部と、上記電流検出値と、ゼロより大きい第１の閾値と、第１の閾値より大きい第２の閾値とを比較し、制御部（電流制御器４０）におけるＰＷＭ信号の生成に用いられる変調方式として、上記電流検出値が第１の閾値よりも大きく第２の閾値よりも小さい場合は二相変調方式を選択し、それ以外の場合は三相変調方式を選択する選択部として変調方式選択部４２と、を備える。第１の閾値および第２の閾値はメモリ４４に記憶され、変調方式選択部４２は、メモリ４４から第１の閾値および第２の閾値を適宜読み出して、上記電流検出値との比較に用いる。

このように、変調方式選択部４２は、三相変調方式または二相変調方式のいずれかを選択する。変調方式選択部４２により選択された変調方式にしたがって、電流制御器４０はＰＷＭ信号を生成する。変調方式選択部４２の動作の詳細については後述する。

加算器３６は、ＰＷＭ整流器１の出力電圧すなわち平滑コンデンサ２４の電圧の、電圧指令からの偏差（電圧偏差）を出力する。電圧制御器３４は、加算器３６が出力する電圧偏差と三相交流電源３０の電圧とから、電流指令を出力する。加算器３８は、ＰＷＭ整流器１の交流入力側に設けられた電流検出器２８において検出される電流の、電流指令からの偏差（電流偏差）を電流制御器４０へ出力する。

電流制御器４０は、上記のように変調方式選択部４２により選択された変調方式にしたがってＰＷＭ信号を生成する。すなわち、変調方式選択部４２により選択された変調方式が三相変調方式であるときは、加算器３８からの電流偏差から生成されたＰＷＭ電圧指令と、該ＰＷＭ電圧指令を一定振幅一定周波数のＰＷＭ搬送波と比較し、その比較結果をトランジスタ１２〜１７の制御のためのＰＷＭ信号として出力する。また、変調方式選択部４２により選択された変調方式が二相変調方式であるときは、二相変調方式に従って生成されたＰＷＭ電圧指令をＰＷＭ搬送波と比較し、その比較結果をＰＷＭ信号として出力する。

上述の電圧制御器３４、加算器３６および３８、電流制御器４０、ならびに変調方式選択部４２における各処理は、例えばＤＳＰ、ＦＰＧＡあるいはマイコンなどの演算処理装置を用いて実現される。

続いて、変調方式選択部４２の動作の詳細について説明する。

図２は、本発明の実施例によるＰＷＭ整流器における変調方式の状態遷移図である。また、図３は、本発明の実施例によるＰＷＭ整流器における変調方式選択部で用いられる閾値を説明する模式図である。

変調方式選択部４２において電流検出器２８により検出された電流検出値との比較に用いられる第１の閾値はゼロ（０）より大きい値に予め設定され、第２の閾値は第１のしきい値より大きい値に予め設定される。

変調方式選択部４２は、メモリ４４から第１の閾値および第２の閾値を適宜読み出して、上記電流検出値との比較に用いることになる。すなわち、図３に示すように、変調方式選択部４２は、上記電流検出値と、ゼロより大きい第１の閾値およびこの第１の閾値より大きい第２の閾値とを比較し、上記電流検出値が第１の閾値よりも大きく第２の閾値よりも小さい場合は二相変調方式を選択してこれを電流制御器４０におけるＰＷＭ信号の生成に用い、それ以外の場合は三相変調方式を選択して電流制御器４０におけるＰＷＭ信号の生成に用いる。これを、図２に示す状態遷移図を用いてより詳細に説明すると次の通りである。

まず、初期状態Ｓ０にあるときに、ＰＷＭ整流器１のＰＷＭ動作を開始すると、初期状態Ｓ０から状態Ｓ１へ遷移する。状態Ｓ１は、交流入力側の電流検出値が第１の閾値を超えるまで維持される。状態Ｓ１にある間は、変調方式選択部４２は、電流制御器４０におけるＰＷＭ信号の生成に用いられる変調方式として、図１０に示すような三相変調方式を選択する。

交流入力側の電流検出値が第１の閾値を超えると、状態Ｓ１から状態Ｓ２へ遷移する。状態Ｓ２は、交流入力側の電流検出値が第２の閾値を超えるまで、または、交流入力側の電流検出値が「第１の閾値−第１のヒステリシス」以下になるまで、維持される。すなわち、切換条件の判定による切り換えにはヒステリシスが持たされる。状態Ｓ２にある間は、変調方式選択部４２は、電流制御器４０におけるＰＷＭ信号の生成に用いられる変調方式として二相変調方式を選択する。電流検出値が第１の閾値を超えたことは、交流入力側の電流値が大きい領域に入ったことを意味するが、本発明の実施例によれば、ＰＷＭ信号の生成に用いられる変調方式を三相変調方式から二相変調方式に切り換えるので、スイッチング素子のスイッチング損失が、三相変調方式を用いる場合に比べて抑制される。

交流入力側の電流検出値が第２の閾値を超えると、状態Ｓ２から状態Ｓ３へ遷移し、変調方式選択部４２は三相変調方式を再度選択することになる。状態Ｓ３は、交流入力側の電流検出値が「第２の閾値−第２のヒステリシス」以下になるまで維持される。すなわち、切換条件の判定による切り換えにはヒステリシスが持たされる。状態Ｓ３にある間は、変調方式選択部４２は、電流制御器４０におけるＰＷＭ信号の生成に用いられる変調方式として三相変調方式を選択する。電流検出値が第２の閾値を超えたことは、交流入力側の電流検出値が最大定格電流近くにあることを意味するが、本発明の実施例によれば、ＰＷＭ信号の生成に用いられる変調方式を電流リプルの大きい二相変調方式から電流リプルの小さい三相変調方式に切り換えることで交流入力側の電流の基本波成分に対する電流リプルを抑制する。これにより、スイッチング素子の最大定格電流近くでのＰＷＭ整流器１の運転が可能となる。従来はＰＷＭ整流器に一般的に設けられているスイッチング素子を保護するための機能を作動させないようにするためにＰＷＭ整流器の出力を落として運転する必要があったが、本発明によればその必要はなく、スイッチング素子の電流を有効に活用することができるため、ＰＷＭ整流器１の最大出力を低下させることがない。なお、交流入力側からＰＷＭ整流器１に入力される最大定格電流近くの電流は、負荷３２がモータに交流の駆動電力を供給するための逆変換器であることからモータ加減速時等の過渡状態において一瞬印加されるだけであり、常時印加されることはない。このため、上述のようにスイッチング素子の最大定格電流値近くで二相変調方式から三相変調方式に再度切り換えることによるスイッチング損失の増加は、装置全体の損失からみれば無視できる値である。したがって、本発明の実施例によるＰＷＭ整流器１では、スイッチング素子には変調方式切換による熱的な問題は生じない。

交流入力側の電流検出値が「第２の閾値−第２のヒステリシス」以下になると、状態Ｓ３から状態Ｓ２へ遷移し、変調方式選択部４２は二祖変調方式を選択することになる。上述のように、状態Ｓ２は、交流入力側の電流検出値が第２の閾値を超えるまで、または、交流入力側の電流検出値が「第１の閾値−第１のヒステリシス」以下になるまで、維持される。

交流入力側の電流検出値が「第１の閾値−第１のヒステリシス」以下になると、状態Ｓ２から状態Ｓ１へ遷移し、変調方式選択部４２は三相変調方式を選択することになる。上述のように、状態Ｓ１は、交流入力側の電流検出値が第１の閾値を超えるまで維持される。

上述の第１の閾値および第２の閾値は、変調方式選択部４２において、交流入力側の電流検出値と比較される。ここで、変調方式選択部４２で第１の閾値および第２の閾値との比較に用いられる上記電流検出値は、三相交流の各相の電流振幅の絶対値の最大値、または三相交流の電流を二相座標軸上に変換して得られる電流ベクトルのベクトルノルムである。ここで、電流ベクトルのベクトルノルムを用いる場合について説明すると次の通りである。図４は、電流ベクトルの三相座標上から二相座標上への変換を説明する図である。図４に示すように、ＲＳＴ各軸で表される三相座標上にある電流ベクトルは、三相二相変換（いわゆるαβ変換）すると、αβ各軸で表される二相座標上にある電流ベクトルに変換される。このような三相交流の電流を二相座標軸上に変換して得られる電流ベクトルのベクトルノルムを、第１の閾値および第２の閾値との比較に用いてもよい。

次に、本発明の実施例によるＰＷＭ整流器における二相変調方式について説明する。二相変調方式では、三相変調方式におけるＰＷＭ電圧指令を構成する３相のうち選択された１相分の電圧指令をＰＷＭ搬送波の最大値もしくは最小値に所定期間中は一致させたものと、上記一致させるために必要なオフセット分を上記選択された１相分とは異なる他の２相にも適用したものと、からなるＰＷＭ電圧指令を、ＰＷＭ搬送波と比較してＰＷＭ信号を生成する。本発明の実施例によるＰＷＭ整流器における二相変調方式には、例えば次に説明する第１〜第４の例がある。

図５に示すように、第１の例による二相変調方式は、三相変調方式におけるＰＷＭ電圧指令を構成する３相のうち、ＰＷＭ電圧指令の絶対値が最大となる１相のＰＷＭ電圧指令が、当該ＰＷＭ電圧指令の絶対値が最大となる時を間に含む上記所定期間中にＰＷＭ搬送波の最大値もしくは最小値に一致するよう構成され、かつ、この一致させるために必要なオフセット分を他の２相にも適用したものである。すなわち、図５に示すように、Ｒ相、Ｓ相およびＴ相のＰＷＭ電圧指令のうち最大の相をＰＷＭ搬送波の最大値のレベルまで増加させ、そのオフセット分（増加分）を他の２相にも適用し、同様にＲ相、Ｓ相およびＴ相のＰＷＭ電圧指令のうち最小の相をＰＷＭ搬送波の最小値のレベルまで減少させ、そのオフセット分（減少分）を他の２相にも適用する。

図６に示すように、第２の例による二相変調方式は、三相変調方式におけるＰＷＭ電圧指令を構成する３相のうちＰＷＭ電圧指令が最大となる１相のＰＷＭ電圧指令が、当該ＰＷＭ電圧指令が最大となる時を間に含む上記所定期間中にＰＷＭ搬送波の最大値に一致するよう構成され、かつ、この一致させるために必要なオフセット分（増加分）を他の２相にも適用したものである。すなわち、図６に示すように、Ｒ相、Ｓ相およびＴ相のＰＷＭ電圧指令のうち最大の相をＰＷＭ搬送波の最大値のレベルまで増加させ、そのオフセット分（増加分）を他の２相にも適用する。

図７に示すように、第３の例による二相変調方式は、三相変調方式におけるＰＷＭ電圧指令を構成する３相のうちＰＷＭ電圧指令が最小となる１相のＰＷＭ電圧指令が、当該ＰＷＭ電圧指令が最小となる時を間に含む上記所定期間中にＰＷＭ搬送波の最小値に一致するよう構成され、かつ、この一致させるために必要なオフセット分（減少分）を他の２相にも適用したものである。すなわち、図７に示すように、Ｒ相、Ｓ相およびＴ相のＰＷＭ電圧指令のうち最小の相をＰＷＭ搬送波の最小値のレベルまで減少させ、そのオフセット分（減少分）を他の２相にも適用する。

図８に示すように、第４の例による二相変調方式は、三相変調方式におけるＰＷＭ電圧指令を構成する３相のうちＰＷＭ電圧指令最大となる１相のＰＷＭ電圧指令がＰＷＭ搬送波の最大値に一致するよう構成された期間と、三相変調方式におけるＰＷＭ電圧指令を構成する３相のうちＰＷＭ電圧指令が最小となる１相のＰＷＭ電圧指令がＰＷＭ搬送波の最小値に一致するよう構成された期間と、が交互に組み合わさるよう構成されたものである。すなわち、図８に示すように、図６に示した第２の例における最大のＰＷＭ電圧指令をＰＷＭ搬送波の最大値のレベルまで増加させることと、図７に示した第３の例における最小のＰＷＭ電圧指令をＰＷＭ搬送波の最小値のレベルまで減少させることとを交互に繰り返すものである。なお、図８では繰り返しの周期が搬送波の周期の２倍となっていて両者は同期しているように描かれているが、繰り返しの周期は搬送波の周期の２倍である必要も整数倍である必要もなく、両者が同期している必要もない。

１ ＰＷＭ整流器
１０ 主回路部
１２、１３、１４、１５、１６、１７ トランジスタ
１８、１９、２０、２１、２２、２３ ダイオード
２６ 交流リアクトル
２８ 電流検出器
３０ 三相交流電源
３２ 負荷
３４ 電圧制御器
３６、３８ 加算器
４０ 電流制御器
４２ 変調方式選択部
４４ メモリ

Claims (4)

1. ＰＷＭ信号を用いてスイッチング素子を制御して三相交流電力を直流電力に変換するモータ駆動用のＰＷＭ整流器であって、
   ＰＷＭ電圧指令を一定振幅一定周波数のＰＷＭ搬送波と比較してＰＷＭ信号を生成する三相変調方式、または、前記三相変調方式におけるＰＷＭ電圧指令を構成する３相のうち選択された１相分のＰＷＭ電圧指令を前記ＰＷＭ搬送波の最大値もしくは最小値に所定期間中は一致させ、一致させるために必要なオフセット分を他の２相にも適用したものを前記ＰＷＭ搬送波と比較して前記ＰＷＭ信号を生成する二相変調方式、に従って前記ＰＷＭ信号を生成する制御部と、
   三相交流の電流を検出して電流検出値として出力する検出部と、
   前記電流検出値と、ゼロより大きい第１の閾値と、前記第１の閾値より大きい第２の閾値とを比較し、前記制御部における前記ＰＷＭ信号の生成に用いられる変調方式として、前記電流検出値が前記第１の閾値よりも大きく前記第２の閾値よりも小さい場合は前記二相変調方式を選択し、それ以外の場合は前記三相変調方式を選択する選択部と、
   を備えることを特徴とするモータ駆動用のＰＷＭ整流器。
2. 前記電流検出値は、三相交流の各相の電流振幅の絶対値の最大値、または三相交流の電流を二相座標軸上に変換して得られる電流ベクトルのベクトルノルムである請求項１に記載のモータ駆動用のＰＷＭ整流器。
3. 前記第１の閾値は、前記スイッチング素子が有する熱定格と前記ＰＷＭ搬送波の搬送波周波数とのうちの少なくとも１つに基づいて決定される請求項１に記載のモータ駆動用のＰＷＭ整流器。
4. 前記第２の閾値は、前記スイッチング素子が有する最大定格電流と三相交流の電流に生じる電流リプル成分と前記ＰＷＭ搬送波の搬送波周波数とのうちの少なくとも１つに基づいて決定される請求項１に記載のモータ駆動用のＰＷＭ整流器。

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