JP2020048341A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】動作停止時において平滑コンデンサの放電時にモータの回転を抑制可能な三相中性点クランプ式の電力変換装置を提供する。【解決手段】三相中性点クランプ式の電力変換装置１は、平滑部１２の第１のコンデンサ１２ａ及び第２のコンデンサ１２ｂの放電時には、電圧指令の振幅をＶとし、放電時の出力電圧の角周波数をωとしたときの三相のいずれか一相の電圧指令をＶ・ｓｉｎ（ωｔ）とし、他の二相の電圧指令を−Ｖ・ｓｉｎ（ωｔ）／２とする。振幅Ｖは、０≦ωｔ≦πのときには第２のコンデンサ１２ｂの検出電圧に応じて決定され、π≦ωｔ≦２πのときには第１のコンデンサ１２ａの検出電圧に応じて決定される。制御装置４は、三相の電圧指令の各々とキャリア信号とを比較することでインバータ部１３の複数のスイッチング素子のゲート信号を出力し、出力電圧を生成する。【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置に関する。

従来、三相交流電力を回転機に出力することで、出力に接続された交流電動機である回転機を駆動する電力変換装置が広く知られている。
一般に、このような電力変換装置は、交流電源からの交流を直流に変換する整流部と、複数のスイッチング素子のオンオフが制御されることで、この直流を交流に変換するインバータ部と、整流部とインバータ部との間に配された平滑コンデンサとを備える。
この平滑コンデンサには、電力変換装置の動作時に電荷が蓄積しており、電力変換装置の停止後には、この電荷を放電することが求められる。

従来技術の一例である特許文献１には、第３実施例として、モータの固定子に交番磁界を発生させるように高周波電圧を印加することで、モータを回転させることなく平滑コンデンサを放電可能な技術が開示されている。

特開２００４−１５８９２号公報

しかしながら、上記の特許文献１に開示された技術を三相中性点クランプ式の電力変換装置に適用すると、直列接続された２つの平滑コンデンサの電圧が不平衡のときに、モータ端の相電圧は、正負不平衡の振幅となるため出力電圧のベクトルが非対称となり、平滑コンデンサの放電時にモータが回転してしまう、という問題があった。

図１０Ａは、２つの平滑コンデンサの電圧が平衡のときの出力電圧ベクトルを示す図であり、図１０Ｂは、２つの平滑コンデンサの電圧が不平衡のときの出力電圧ベクトルを示す図である。
２つの平滑コンデンサの電圧が平衡のときには、図１０Ａに示すように、Ｕ相電圧のベクトルと、Ｖ相電圧とＷ相電圧との合成ベクトルとが逆向きであって、且つその大きさが等しい。
他方で、図１０Ｂに示すように、Ｕ相電圧のベクトルの大きさと、Ｖ相電圧とＷ相電圧との合成ベクトルの大きさとが相違すると、２つの平滑コンデンサの電圧は不平衡となる。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、動作停止時において平滑コンデンサの放電時にモータの回転を抑制可能な三相中性点クランプ式の電力変換装置を提供することを目的とする。

上述の課題を解決して目的を達成する本発明は、複数のスイッチング素子を有し、直流を三相交流に変換するインバータ部と、該インバータ部の前段のＰ母線に一方の端子が接続された第１のコンデンサと、前記インバータ部の前段のＮ母線に一方の端子が接続され、且つ他方の端子が前記第１のコンデンサの他方の端子に接続された第２のコンデンサとを備える三相中性点クランプ式の電力変換装置であって、前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサの放電時には、電圧指令の振幅をＶとし、放電時の出力電圧の角周波数をωとしたときの三相のいずれか一相の電圧指令をＶ・ｓｉｎ（ωｔ）とし、他の二相の電圧指令を−Ｖ・ｓｉｎ（ωｔ）／２とし、前記振幅は、０≦ωｔ≦πのときには前記第２のコンデンサの検出電圧に応じて決定され、π≦ωｔ≦２πのときには前記第１のコンデンサの検出電圧に応じて決定され、三相の電圧指令の各々とキャリア信号とを比較することで前記インバータ部の複数の前記スイッチング素子のゲート信号を出力し、出力電圧を生成する電力変換装置である。

上記構成の電力変換装置において、前記第１のコンデンサの電圧検出値と前記第２のコンデンサの電圧検出値との比較結果に応じてキャリア信号を切り替え可能であってもよい。

本発明によれば、動作停止時において平滑コンデンサの放電時にモータの回転を抑制可能な三相中性点クランプ式の電力変換装置を提供することができる、という効果を奏する。

実施形態１に係る電力変換装置と、電力変換装置に接続される構成とを示すブロック図である。 図１に示す制御装置の構成を示すブロック図である。 図１に示す電力変換装置の三相電圧指令の波形とキャリア信号の波形とを示す図である。 図３に対応するＵ相の出力電圧の波形を示す図である。 第１の電圧検出値と第２の電圧検出値との間に不平衡がある場合における、図１に示す電力変換装置の三相電圧指令の波形とキャリア信号の波形とを示す図である。 図５に対応するＵ相の出力電圧の波形を示す図である。 実施形態２に係る電力変換装置が備えるＰＷＭ制御部とＰＷＭ制御部に接続される構成とを示すブロック図である。 第１の電圧検出値と第２の電圧検出値との間に不平衡がある場合における、図１に示す電力変換装置の三相電圧指令の波形とキャリア信号の波形とを示す図である。 図８に対応するＵ相の出力電圧の波形を示す図である。 ２つの平滑コンデンサの電圧が平衡のときの出力電圧ベクトルを示す図である。 ２つの平滑コンデンサの電圧が不平衡のときの出力電圧ベクトルを示す図である。

本発明の実施形態について図面を参照して以下に説明する。
ただし、本発明は、以下の実施形態の記載によって限定解釈されるものではない。

＜実施形態１＞
＜構成＞
図１は、本実施形態に係る電力変換装置１と、電力変換装置１に接続される構成とを示すブロック図である。
図１には、電力変換装置１と、電力変換装置１の入力側に接続された三相交流電源２と、電力変換装置１の出力側に接続された回転機３と、電力変換装置１を制御する制御装置４とが示されている。

図１に示す電力変換装置１は、整流部１１と、平滑部１２と、インバータ部１３と、電流検出器群１４とを備え、商用電源である三相交流電源２から入力された交流を異なる周波数に変換して、回転機３の印加電圧として出力する三相中性点クランプ式の電力変換装置である。

整流部１１は、三相交流電源２からの交流を直流に変換する。
整流部１１には、２つの整流素子を直列に接続した直列回路がＵ相、Ｖ相及びＷ相の各相に対して設けられており、整流部１１は６つの整流素子により実現される。

平滑部１２は、第１の平滑コンデンサ１２ａと、第２の平滑コンデンサ１２ｂと、第１の電圧検出器１２ｃと、第２の電圧検出器１２ｄとを備え、整流部１１からの直流電圧、すなわちＰ母線とＮ母線との間の直流電圧を平滑化する。
また、平滑部１２は、第１の平滑コンデンサ１２ａ及び第２の平滑コンデンサ１２ｂによって、Ｐ母線とＮ母線との間の直流電圧を分割する。
第１の平滑コンデンサ１２ａの一方の端子はＰ母線に接続され、第２の平滑コンデンサ１２ｂの一方の端子はＮ母線に接続されている。
第１の平滑コンデンサ１２ａ及び第２の平滑コンデンサ１２ｂの各々の他方の端子は、中性点ＮＰに接続されている。
また、第１の電圧検出器１２ｃは第１の平滑コンデンサ１２ａの端子間電圧を検出して第１の電圧検出値Ｖｄｃ１＿ｄｅｔを出力し、第２の電圧検出器１２ｄは第２の平滑コンデンサ１２ｂの端子間電圧を検出して第２の電圧検出値Ｖｄｃ２＿ｄｅｔを出力する。

インバータ部１３は、複数のスイッチング素子を有し、平滑部１２からの直流を三相交流に変換する。
インバータ部１３は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の各相に対して２つのスイッチング素子を直列に接続した直列回路がＰ母線側とＮ母線側に各々設けられて、各相のＰ母線側の直列回路とＮ母線側の直列回路との間が出力に接続されており、１２個のスイッチング素子により実現される。
具体的には、Ｕ相のＰ母線側にはスイッチング素子１３ｕａ，１３ｕｂをＰ母線側からこの順に直列に接続した直列回路が設けられ、Ｕ相のＮ母線側にはスイッチング素子１３ｕｄ，１３ｕｃをＮ母線側からこの順に直列に接続した直列回路が設けられ、Ｖ相のＰ母線側にはスイッチング素子１３ｖａ，１３ｖｂをＰ母線側からこの順に直列に接続した直列回路が設けられ、Ｖ相のＮ母線側にはスイッチング素子１３ｖｄ，１３ｖｃをＮ母線側からこの順に直列に接続した直列回路が設けられ、Ｗ相のＰ母線側にはスイッチング素子１３ｗａ，１３ｗｂをＰ母線側からこの順に直列に接続した直列回路が設けられ、Ｗ相のＮ母線側にはスイッチング素子１３ｗｄ，１３ｗｃをＮ母線側からこの順に直列に接続した直列回路が設けられており、スイッチング素子１３ｕｂとスイッチング素子１３ｕｃとの間はＵ相の出力に接続され、スイッチング素子１３ｖｂとスイッチング素子１３ｖｃとの間はＶ相の出力に接続され、スイッチング素子１３ｗｂとスイッチング素子１３ｗｃとの間はＷ相の出力に接続されている。
なお、各相のＰ母線側の直列回路内の２つのスイッチング素子の間と、各相のＮ母線側の直列回路内の２つのスイッチング素子の間には、２つの整流素子を直列に接続した直列回路が設けられており、２つの整流素子の間は中性点ＮＰに接続されている。
また、複数のスイッチング素子の各々には逆流防止のために整流素子が設けられている。

電流検出器群１４は、Ｕ相電流検出器１４ｕと、Ｖ相電流検出器１４ｖと、Ｗ相電流検出器１４ｗとを備え、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の各相について、電力変換装置１の出力の電流を検出する。
ここで、Ｕ相電流検出器１４ｕの検出値をＵ相電流検出値Ｉｕとし、Ｖ相電流検出器１４ｖの検出値をＶ相電流検出値Ｉｖとし、Ｗ相電流検出器１４ｗの検出値をＷ相電流検出値Ｉｗとし、これらをまとめて三相電流検出値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと記載する。

三相交流電源２は、真空遮断器であるＶＣＢ（Vacuum Circuit Breaker）２１を介して電力変換装置１に接続される。
なお、ＶＣＢ２１は、電力変換装置１と三相交流電源２とのオンオフを切り替えることができれば、他のスイッチであってもよい。

回転機３は、交流電動機である。
回転機３には、回転機３の位相を検出するエンコーダ３１が設置されている。
エンコーダ３１は、位相検出値θ＿ｄｅｔを出力するロータリーエンコーダであり、このロータリーエンコーダは、インクリメンタル方式であってもよいし、アブソリュート方式であってもよい。
また、ロータリーエンコーダの角度検出は、特定の方式に限定されるものではなく、光電方式であってもよいし、磁気方式であってもよい。

制御装置４は、制御信号を出力することで電力変換装置１を制御する。
制御装置４は、制御部として電力変換装置１内に搭載されていてもよい。

図２は、図１に示す制御装置４の構成を示すブロック図である。
図２に示す制御装置４は、運転モード切替スイッチ４０と、ＡＣＲ（Automatic Current Regulator）４１と、２相３相変換部４２と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御部４３と、３相２相変換部４４と、減算器群４５と、電圧振幅調整器４６と、乗算器４７とを備える。

運転モード切替スイッチ４０は、回転機３の回転時には２相３相変換部４２の入力にＡＣＲ４１が接続され、回転機３の停止時には２相３相変換部４２の入力に乗算器４７が接続されるように接続の切り替えを行うことで運転モードを切り替えるスイッチである。
運転モード切替スイッチ４０には、ＶＣＢ２１のオンオフ信号が入力される。

ＡＣＲ４１は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆ及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｆの各々が減算器群４５で検出値により減じられた値を入力とし、これに追従するように第１のｄ軸電圧指令Ｖｄ＿ｃｍｄ１及びｑ軸電圧指令Ｖｑ＿ｃｍｄを出力する。
なお、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆ及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｆは、回転機３のトルク等を制御する、図示しない上位の制御装置が生成する。

２相３相変換部４２は、第１のｄ軸電圧指令Ｖｄ＿ｃｍｄ１又は第２のｄ軸電圧指令Ｖｄ＿ｃｍｄ２と、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＿ｃｍｄと、エンコーダ３１が検出した位相検出値θ＿ｄｅｔとを入力とし、これらの指令値を位相検出値θ＿ｄｅｔに基づいて座標変換することで、三相電圧指令Ｖｕ＿ｃｍｄ，Ｖｖ＿ｃｍｄ，Ｖｗ＿ｃｍｄを出力する。
第１のｄ軸電圧指令Ｖｄ＿ｃｍｄ１は、回転機３の回転時、すなわち運転モード切替スイッチ４０がＡＣＲ４１側に接続されているときに入力される。
第２のｄ軸電圧指令Ｖｄ＿ｃｍｄ２は、回転機３の停止時、すなわち運転モード切替スイッチ４０が乗算器４７側に接続されているときに入力される。
なお、三相電圧指令Ｖｕ＿ｃｍｄ，Ｖｖ＿ｃｍｄ，Ｖｗ＿ｃｍｄは、ＡＣＲ４１によって振幅が定まる正弦波である。

ＰＷＭ制御部４３は、三相電圧指令Ｖｕ＿ｃｍｄ，Ｖｖ＿ｃｍｄ，Ｖｗ＿ｃｍｄとキャリア信号とを比較し、電力変換装置１に制御信号を出力する。
この制御信号には、インバータ部１３の複数のスイッチング素子の各々のゲートに入力されて複数のスイッチング素子の各々のオンオフを制御するゲート信号が含まれる。
なお、キャリア信号は、ＰＷＭ制御部４３内で生成される。

３相２相変換部４４は、電流検出器群１４が検出した三相電流検出値Ｉｕ＿ｄｅｔ，Ｉｖ＿ｄｅｔ，Ｉｗ＿ｄｅｔと、エンコーダ３１が検出した位相検出値θ＿ｄｅｔとを入力とし、これらの指令値を位相検出値θ＿ｄｅｔに基づいて座標変換することで、二相電流検出値Ｉｄ＿ｄｅｔ，Ｉｑ＿ｄｅｔを出力する。

減算器群４５は、減算器４５ｄ，４５ｑを備え、減算器４５ｄは、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆからｄ軸電流検出値Ｉｄ＿ｄｅｔを減算し、減算器４５ｑは、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｆからｑ軸電流検出値Ｉｑ＿ｄｅｔを減算する。

電圧振幅調整器４６は、第１の電圧検出器１２ｃの検出値である第１の電圧検出値Ｖｄｃ１＿ｄｅｔと、第２の電圧検出器１２ｄの検出値である第２の電圧検出値Ｖｄｃ２＿ｄｅｔとを入力とし、振幅Ｖを出力する。

乗算器４７は、電圧振幅調整器４６が出力する振幅Ｖと、ｓｉｎ（ωｔ）とを乗算する。

＜動作＞
図３は、図１に示す電力変換装置１の三相電圧指令Ｖｕ＿ｃｍｄ，Ｖｖ＿ｃｍｄ，Ｖｗ＿ｃｍｄの波形とキャリア信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２の波形とを示す図である。
なお、ここでは、Ｕ相のスイッチングパターンについて説明するが、Ｖ相及びＷ相についても同様である。

Ｕ相電圧指令Ｖｕ＿ｃｍｄの振幅がキャリア信号ＰＷＭ１の振幅よりも大きい場合には、スイッチング素子１３ｕａ，１３ｕｂがオンし、スイッチング素子１３ｕｃ，１３ｕｄがオフする。
また、Ｕ相電圧指令Ｖｕ＿ｃｍｄの振幅がキャリア信号ＰＷＭ１の振幅以下であってキャリア信号ＰＷＭ２の振幅よりも大きい場合には、スイッチング素子１３ｕａ，１３ｕｄがオフし、スイッチング素子１３ｕｂ，１３ｕｃがオンする。
更には、Ｕ相電圧指令Ｖｕ＿ｃｍｄの振幅がキャリア信号ＰＷＭ２の振幅以下である場合には、スイッチング素子１３ｕｃ，１３ｕｄがオンし、スイッチング素子１３ｕａ，１３ｕｂがオフする。

図４は、図３に対応するＵ相の出力電圧の波形を示す図である。
図４に示すように、上述したスイッチングパターンによって、Ｕ相の出力電圧の正側の振幅は、第１の電圧検出器１２ｃの検出値である第１の電圧検出値Ｖｄｃ１＿ｄｅｔとなり、Ｕ相の出力電圧の負側の振幅は、第２の電圧検出器１２ｄの検出値である第２の電圧検出値Ｖｄｃ２＿ｄｅｔとなる。

上述のように動作すると、第１の平滑コンデンサ１２ａ及び第２の平滑コンデンサ１２ｂには電荷が蓄積される。
しかしながら、第１の平滑コンデンサ１２ａの電圧と第２の平滑コンデンサ１２ｂの電圧との間には不平衡が生じることがある。
第１の平滑コンデンサ１２ａの電圧と第２の平滑コンデンサ１２ｂの電圧との間に不平衡が生じると、Ｕ相の出力電圧は、正負不平衡の振幅となるため出力電圧のベクトルが非対称となり、動作を停止したにも関わらず、第１の平滑コンデンサ１２ａ及び第２の平滑コンデンサ１２ｂの放電時に回転機３が回転してしまう。

そこで、本実施形態においては、図２に示す制御装置４により、停止時には運転モード切替スイッチ４０を切り替えることで、２相３相変換部４２のｄ軸側の入力を乗算器４７側に接続する。
これにより、２相３相変換部４２のｄ軸側には第２のｄ軸電圧指令Ｖｄ＿ｃｍｄ２＝Ｖ・ｓｉｎ（ωｔ）が入力され、ｑ軸側にはｑ軸電圧指令Ｖｑ＿ｃｍｄ＝０が入力される。
また、回転座標変換の基準位相を生成する位相検出値については、位相検出値θ＿ｄｅｔ＝０とする。
これにより、回転座標系で電圧指令を与えても、実際には固定座標系で電圧指令を与えていることと同じになる。
なお、ここで、ωは放電時の出力電圧の角周波数である。

第２のｄ軸電圧指令Ｖｄ＿ｃｍｄ２、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＿ｃｍｄ（＝０）及び位相検出値θ＿ｄｅｔより、Ｕ相電圧指令Ｖｕ＿ｃｍｄ＝Ｖ・ｓｉｎ（ωｔ）であり、Ｖ相電圧指令Ｖｖ＿ｃｍｄ＝−Ｖｕ／２＝−Ｖ・ｓｉｎ（ωｔ）／２であり、Ｗ相電圧指令Ｖｗ＿ｃｍｄ＝−Ｖｕ／２＝−Ｖ・ｓｉｎ（ωｔ）／２である。

そして、電圧振幅調整器４６は、第１の電圧検出値Ｖｄｃ１＿ｄｅｔと第２の電圧検出値Ｖｄｃ２＿ｄｅｔとの大小関係、及びｓｉｎ（ωｔ）の正負に応じて電圧の振幅Ｖを調整する。
まず、Ｖｄｃ１＿ｄｅｔ≧Ｖｄｃ２＿ｄｅｔであり、ｓｉｎ（ωｔ）≧０のときには、Ｖ＝ｋ・Ｖｄｃ２＿ｄｅｔである。
又は、Ｖｄｃ１＿ｄｅｔ≧Ｖｄｃ２＿ｄｅｔであり、ｓｉｎ（ωｔ）＜０のときには、Ｖ＝ｋ・Ｖｄｃ１＿ｄｅｔである。
又は、Ｖｄｃ１＿ｄｅｔ＜Ｖｄｃ２＿ｄｅｔであり、ｓｉｎ（ωｔ）≧０のときには、Ｖ＝ｋ・Ｖｄｃ２＿ｄｅｔである。
又は、Ｖｄｃ１＿ｄｅｔ＜Ｖｄｃ２＿ｄｅｔであり、ｓｉｎ（ωｔ）＜０のときには、Ｖ＝ｋ・Ｖｄｃ１＿ｄｅｔである。
すなわち、ｓｉｎ（ωｔ）≧０、すなわち０≦ωｔ≦πのときにはＶ＝ｋ・Ｖｄｃ２＿ｄｅｔであり、ｓｉｎ（ωｔ）＜０、すなわちπ＜ωｔ＜２πのときにはＶ＝ｋ・Ｖｄｃ１＿ｄｅｔである。

なお、係数ｋは、放電中に電力変換装置１と回転機３との間に流れる電流を設定値以下に調整するために設定される電流抑制係数である。
ここで、係数ｋは、回転機３の巻線のインピーダンス成分と、第１の電圧検出値Ｖｄｃ１＿ｄｅｔ及び第２の電圧検出値Ｖｄｃ２＿ｄｅｔの最大値から算出した固定値としてもよいし、又は、放電による第１の電圧検出値Ｖｄｃ１＿ｄｅｔ及び第２の電圧検出値Ｖｄｃ２＿ｄｅｔの減少に応じて電流が所定値以下となるように設定した可変値としてもよい。
このように係数ｋを可変値とすると、放電に要する時間を短縮可能である。
このように動作することで、第１の電圧検出値Ｖｄｃ１＿ｄｅｔと第２の電圧検出値Ｖｄｃ２＿ｄｅｔとが不平衡であっても、モータ端の相電圧について、正側の実効値と負側の実効値をほぼ等しくすることができる。

図５は、第１の電圧検出値Ｖｄｃ１＿ｄｅｔと第２の電圧検出値Ｖｄｃ２＿ｄｅｔとの間に不平衡がある場合（Ｖｄｃ１＿ｄｅｔ≧Ｖｄｃ２＿ｄｅｔ）における、図１に示す電力変換装置１の三相電圧指令Ｖｕ＿ｃｍｄ，Ｖｖ＿ｃｍｄ，Ｖｗ＿ｃｍｄの波形とキャリア信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２の波形とを示す図である。
ここでは、Ｕ相に着目したスイッチングパターンについて説明するが、Ｖ相及びＷ相についても同様である。
ここで、係数ｋ＝１とする。
Ｖｄｃ１＿ｄｅｔ≧Ｖｄｃ２＿ｄｅｔであるため、ｓｉｎ（ωｔ）≧０のときには、Ｕ相電圧指令Ｖｕ＿ｃｍｄの振幅Ｖ＝Ｖｄｃ２＿ｄｅｔであり、ｓｉｎ（ωｔ）＜０のときには、Ｕ相電圧指令Ｖｕ＿ｃｍｄの振幅Ｖ＝Ｖｄｃ１＿ｄｅｔである。
従って、図５において、点ＡにおけるＵ相電圧指令Ｖｕ＿ｃｍｄの振幅は、点ＢにおけるＵ相電圧指令Ｖｕ＿ｃｍｄの振幅よりも小さい。

図６は、図５に対応するＵ相の出力電圧の波形を示す図である。
図６に示すＵ相の出力電圧の波形は、図５に示すＵ相電圧指令Ｖｕ＿ｃｍｄと２つのキャリア信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２とを比較することで生成される。
図６においては、Ｖｄｃ１＿ｄｅｔ≧Ｖｄｃ２＿ｄｅｔであるため、Ｕ相の出力電圧の正側の振幅のほうがＵ相の出力電圧の負側の振幅よりも大きい。
しかしながら、オンデューティについては、正側のほうが負側よりも小さくなる。
そのため、振幅とオンデューティとの相殺によって正側の実効値と負側の実効値がほぼ等しくなり、回転機３の停止時における平滑コンデンサの放電に伴う回転が抑制される。

三相電圧指令については、上述のように、Ｖｕ＿ｃｍｄ＝Ｖ・ｓｉｎ（ωｔ）と、Ｖｖ＿ｃｍｄ＝−Ｖｕ／２＝−Ｖ・ｓｉｎ（ωｔ）／２と、Ｖｗ＿ｃｍｄ＝−Ｖｕ／２＝−Ｖ・ｓｉｎ（ωｔ）／２とが成立していればよい。
ここで、電圧指令は回転座標系のｄ軸成分としたが、ｑ軸成分としてもよく、固定座標系の成分としてもよい。
又は、電圧指令は、相電圧指令としてもよい。

また、２相３相変換部４２による座標変換を行わずに、三相電圧指令１の三相電圧指令Ｖｕ＿ｃｍｄ，Ｖｖ＿ｃｍｄ，Ｖｗ＿ｃｍｄに対して単振動するような振幅Ｖの電圧指令を与えても同様の効果を奏する。

なお、ここでは上述のように電圧指令を正弦波としたが、本発明はこれに限定されるものではなく、正負の波形がほぼ対称であればよい。

また、スイッチング素子がオンオフを繰り返すことによる、スイッチング損失の発生又はリアクトル等の主回路部品若しくは回転機３のインピーダンス成分による損失の発生から、これらの損失分のエネルギーは平滑コンデンサより供給されることになるので、平滑コンデンサを放電させることが可能となる。

なお、図１には３レベルインバータを示しているが、本発明を適用可能な電力変換装置はこれに限定されるものではなく、直列接続した平滑コンデンサを備えた電力変換装置であればよい。

以上説明したように、本実施形態によれば、平滑コンデンサの放電時にモータの回転を抑制可能な三相中性点クランプ式の電力変換装置を提供することができる。

（実施形態２）
実施形態１では、スイッチング素子等の特性が均一であるとして説明したが、スイッチング素子等の特性にはばらつきがあるため、第１の平滑コンデンサ１２ａの放電に要する時間と第２の平滑コンデンサ１２ｂの放電に要する時間との間に差を生じてしまうことがある。
そこで、本実施形態においては、第１の電圧検出値Ｖｄｃ１＿ｄｅｔと第２の電圧検出値Ｖｄｃ２＿ｄｅｔとを比較し、比較結果に応じてＰＷＭ制御部におけるキャリア周波数を切り替えることで２つのコンデンサの放電時間の差を抑えることが可能な形態について説明する。

なお、本実施形態に係る電力変換装置及びこの電力変換装置に接続される構成は、図１に示すＰＷＭ制御部４３に代えてキャリアの切替可能なＰＷＭ制御部４３ａを備える点のみが異なり、その他の構成は同じである。

図７は、本実施形態に係る電力変換装置が備えるＰＷＭ制御部４３ａとＰＷＭ制御部４３ａに接続される構成とを示すブロック図である。
図７には、ＰＷＭ制御部４３ａと、電圧検出値比較部４３０と、第１のキャリア生成部４３１と、第２のキャリア生成部４３２と、キャリア切替部４３３とが示されている。

ＰＷＭ制御部４３ａは、三相電圧指令Ｖｕ＿ｃｍｄ，Ｖｖ＿ｃｍｄ，Ｖｗ＿ｃｍｄとキャリア信号とを比較し、電力変換装置１に制御信号を出力する。
この制御信号には、インバータ部１３の複数のスイッチング素子の各々のゲートに入力されて複数のスイッチング素子の各々のオンオフを制御するゲート信号が含まれる。
なお、キャリア信号の生成は、後述する。

電圧検出値比較部４３０は、第１の電圧検出器１２ｃの検出値である第１の電圧検出値Ｖｄｃ１＿ｄｅｔと、第２の電圧検出器１２ｄの検出値である第２の電圧検出値Ｖｄｃ２＿ｄｅｔとを入力とし、その比較結果を出力する。

第１のキャリア生成部４３１は、電圧検出値比較部４３０が出力する比較結果がＶｄｃ１＿ｄｅｔ＞Ｖｄｃ２＿ｄｅｔである場合に第１のキャリアを生成して出力する。

第２のキャリア生成部４３２は、電圧検出値比較部４３０が出力する比較結果がＶｄｃ１＿ｄｅｔ≦Ｖｄｃ２＿ｄｅｔである場合に第２のキャリアを生成して出力する。

キャリア切替部４３３は、第１のキャリア及び第２のキャリアを入力とし、第１のキャリア生成部４３１から出力された第１のキャリア又は第２のキャリア生成部４３２から出力された第２のキャリアを出力することで、第１の電圧検出値Ｖｄｃ１＿ｄｅｔと第２の電圧検出値Ｖｄｃ２＿ｄｅｔの大小に応じて出力するキャリアを切り替える。
キャリア切替部４３３から出力された第１のキャリア又は第２のキャリアは、ＰＷＭ制御部４３ａに入力される。

ここで、第２のキャリアのキャリア周波数は、第１のキャリアのキャリア周波数よりも高いものとする。
Ｖｄｃ１＿ｄｅｔ＞Ｖｄｃ２＿ｄｅｔである場合には、第２のキャリアを正側のキャリア信号として、正側のキャリア信号のキャリア周波数が高くなるように制御する。
Ｖｄｃ１＿ｄｅｔ≦Ｖｄｃ２＿ｄｅｔである場合には、第２のキャリアを負側のキャリア信号として、負側のキャリア信号のキャリア周波数が高くなるように制御する。

なお、ここでは、第１の電圧検出値Ｖｄｃ１＿ｄｅｔと第２の電圧検出値Ｖｄｃ２＿ｄｅｔとが等しい場合には、負側のキャリア信号のキャリア周波数が高くなるようにしているが、正側のキャリア信号のキャリア周波数が高くなるようにしてもよい。

図８は、第１の電圧検出値Ｖｄｃ１＿ｄｅｔと第２の電圧検出値Ｖｄｃ２＿ｄｅｔとの間に不平衡がある場合（Ｖｄｃ１＿ｄｅｔ≧Ｖｄｃ２＿ｄｅｔ）における、図１に示す電力変換装置１の三相電圧指令の波形とキャリア信号の波形とを示す図である。
ここでは、Ｕ相に着目したスイッチングパターンについて説明するが、Ｖ相及びＷ相についても同様である。

図９は、図８に対応するＵ相の出力電圧の波形を示す図である。
図９に示すＵ相の出力電圧の波形は、図８に示すＵ相電圧指令Ｖｕ＿ｃｍｄと２つのキャリア信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２とを比較することで生成される。
図９においても、振幅とオンデューティとの相殺によって正側の実効値と負側の実効値がほぼ等しくなるように制御することで、回転機３の停止時における平滑コンデンサの放電に伴う回転が抑制される。

このように制御することで、第１の電圧検出値Ｖｄｃ１＿ｄｅｔと第２の電圧検出値Ｖｄｃ２＿ｄｅｔの間の差を抑えつつ、第１の平滑コンデンサ１２ａ及び第２の平滑コンデンサ１２ｂの放電を行うことができる。
そのため、第１の平滑コンデンサ１２ａの放電に要する時間と第２の平滑コンデンサ１２ｂの放電に要する時間との間の差を抑えることができる。

また、このように制御した場合にも出力電圧のベクトルは対象の単振動となるため、放電時のモータの回転を抑えることができる。

なお、本実施形態においても３レベルインバータを示しているが、本発明を適用可能な電力変換装置はこれに限定されるものではなく、直列接続した平滑コンデンサを備えた電力変換装置であればよい。

また、本実施形態においても実施形態１と同様に、電圧指令は回転座標系としてもよいし、固定座標系としてもよいし、相電圧指令としてもよい。

なお、上述の説明では、キャリア切替部４３３には比較結果が入力されていないが、本発明はこれに限定されるものではなく、第１のキャリアと、第２のキャリアと、比較結果とがキャリア切替部４３３に入力されて、キャリア切替部４３３がこの比較結果に応じたいずれかのキャリアを選択して出力する構成であってもよい。

１ 電力変換装置
２ 三相交流電源
３ 回転機
４ 制御装置
１１ 整流部
１２ 平滑部
１２ａ 第１の平滑コンデンサ
１２ｂ 第２の平滑コンデンサ
１２ｃ 第１の電圧検出器
１２ｄ 第２の電圧検出器
１３ インバータ部
１３ｕａ，１３ｕｂ，１３ｕｃ，１３ｕｄ，１３ｖａ，１３ｖｂ，１３ｖｃ，１３ｖｄ，１３ｗａ，１３ｗｂ，１３ｗｃ，１３ｗｄ スイッチング素子
１４ 電流検出器群
１４ｕ Ｕ相電流検出器
１４ｖ Ｖ相電流検出器
１４ｗ Ｗ相電流検出器
２１ ＶＣＢ
３１ エンコーダ
４０ 運転モード切替スイッチ
４１ ＡＣＲ
４２ ２相３相変換部
４３，４３ａ ＰＷＭ制御部
４４ ３相２相変換部
４５ 減算器群
４５ｄ 減算器
４５ｑ 減算器
４６ 電圧振幅調整器
４７ 乗算器
４３０ 電圧検出値比較部
４３１ 第１のキャリア生成部
４３２ 第２のキャリア生成部
４３３ キャリア切替部

Claims (2)

1. 複数のスイッチング素子を有し、直流を三相交流に変換するインバータ部と、該インバータ部の前段のＰ母線に一方の端子が接続された第１のコンデンサと、前記インバータ部の前段のＮ母線に一方の端子が接続され、且つ他方の端子が前記第１のコンデンサの他方の端子に接続された第２のコンデンサとを備える三相中性点クランプ式の電力変換装置であって、
   前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサの放電時には、電圧指令の振幅をＶとし、放電時の出力電圧の角周波数をωとしたときの三相のいずれか一相の電圧指令をＶ・ｓｉｎ（ωｔ）とし、他の二相の電圧指令を−Ｖ・ｓｉｎ（ωｔ）／２とし、
   前記振幅は、０≦ωｔ≦πのときには前記第２のコンデンサの検出電圧に応じて決定され、π≦ωｔ≦２πのときには前記第１のコンデンサの検出電圧に応じて決定され、
   三相の電圧指令の各々とキャリア信号とを比較することで前記インバータ部の複数の前記スイッチング素子のゲート信号を出力し、出力電圧を生成する電力変換装置。
2. 前記キャリア信号は、第１のキャリアと、該第１のキャリアとはキャリア周波数が異なる第２のキャリアとを備え、
   前記第１のコンデンサの電圧検出値と前記第２のコンデンサの電圧検出値との比較結果に応じて、前記キャリア信号を前記第１のキャリアと前記第２のキャリアとで切り替えることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
   
   

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