KR20110056297A - 전력 변환기, 그 제어 방법 및 다이렉트 매트릭스 컨버터 - Google Patents

전력 변환기, 그 제어 방법 및 다이렉트 매트릭스 컨버터 Download PDF

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Abstract

유도성 부하에 교류 전압을 출력한 경우에, 당해 부하에 흐르는 전류의 홀수차조파 성분에 기인한 유효 전력의 맥동을 저감한다. 인버터(4)의 전압 제어율(Ks)은, 직류 성분(Ks1)과, 교류 성분(－Ks6·cos(6ωLt))를 가지고 있다. 당해 교류 성분은 인버터(4)가 출력하는 교류 전압(Vu, Vｖ, Vw)의 기본 주파수(Φ/2πt)의 6배의 주파수(6Φ/2πt)를 가진다. 부하 전류(iu, iｖ, iw)의 5차조파 성분 뿐만 아니라, 7차조파 성분이 존재해도, 교류 성분의 크기(Ks6)와 직류 성분(Ks1)의 비를 적절하게 설정하고, 이들 고조파 성분에 기인한 소비 전력의 맥동을 저감할 수 있다. 당해 맥동의 저감은 전원 고조파의 억제에 이바지한다.

Description

전력 변환기, 그 제어 방법 및 다이렉트 매트릭스 컨버터{POWER CONVERTER, MANUFACTURING METHOD THEREOF AND DIRECT MATRIX CONVERTER}
이 발명은, 소위 교류 전력 변환기에 있어서, 부하 전류의 고조파를 저감하는 기술에 관한 것이다.
교류―교류 전력 변환기의 구성으로서는, 간접형 교류 전력 변환기가 일반적으로 이용되고 있다. 간접형 교류 전력 변환기에서는, 정류회로에 의해 상용 교류를 직류로 변환하고, 또한 평활 회로를 거쳐 전압형 변환기에 전력이 공급되어, 당해 전압형 변환기로부터 교류 출력이 얻어진다.
한편, 매트릭스 컨버터와 같이, 평활 회로를 이용하지 않고 교류―교류 변환을 행하는, 직접형 교류 전력 변환기도 알려져 있다. 매트릭스 컨버터는, 스위칭 소자군에서의 전류(轉流)를 이용함으로써, 교류―교류 변환을 행한다.
단, 매트릭스 컨버터는 아래에 게시한 특허 문헌 5 및 비특허 문헌 3에 소개되어 있는 바와 같이, 실제로는 직류 링크는 설치되지 않지만, 평활 회로를 수반하지 않는 가상적인 직류 링크를 통해 가상적인 교류―직류 변환기와 가상적인 직류―교류 변환기가 결합된 구성의 동작에 의거해, 상기 스위칭 소자군의 전류를 제어할 수 있다. 이러한 매트릭스 컨버터는 다이렉트 매트릭스 컨버터라고 칭해진다.
또, 비특허 문헌 1에 소개된 바와 같이, 평활 회로를 수반하지 않는 직류 링크를 통해, 교류―직류 변환기와 직류―교류 변환기가 결합된 구성도, 매트릭스 컨버터의 한 양태로서 제안되어 있다. 이러한 매트릭스 컨버터는 인다이렉트 매트릭스 컨버터라고 칭해진다.
또한, 특허 문헌 6에는, 직류 링크에 콘덴서가 설치되어 있어도, 당해 콘덴서의 용량이 평활 회로로서 기능하기 보다도 작게 선정된 인버터도 소개되어 있다. 당해 기술에 있어서 직류 링크의 전압은 맥동하는 것이 전제로 되어 있다.
따라서 형식상에서 직류 링크를 가지고 있는지 아닌지, 혹은 콘덴서가 설치되어 있는지 아닌지를 불문하고, 실질적인 평활 회로를 통하지 않고 교류 전력 변환을 행하는 회로를, 본원에서는 직접형 교류 전력 변환기라고 칭한다.
그리고 직접형 교류 전력 변환기에서는, 상용 주파수에 의한 전압 맥동을 평활하는 대형의 콘덴서, 리액터가 불필요해지는 점으로부터, 변환기의 소형화를 기대할 수 있고, 차세대 전력 변환기로서 최근 주목되고 있다.
직접형 교류 전력 변환기에 있어서의 맥동 에너지 처리의 필요성에 대해서는 비특허 문헌 2에서 언급되고 있다.
일본국 특허 공개 2005―27422호 공보 일본국 특허 공개 2007―110827호 공보 일본국 특허 공개 2007―312589호 공보 일본국 특허 공개 평 6―81514호 공보 일본국 특허 공개 2004―222338호 공보 일본국 특허 제 4067021호 공보
Lixiang Wei, Thomas.A Lipo, " A Novel Matrix Converter To pology With Simple Commutation", IEEE IAS 2001, vol.3, 2001, pp1749―1754. 「직접형 교류 전력 변환기와 그 관련 기술의 현상과 과제」전기 학회 기술 보고, 제998호, pp24―25 「매트릭스 컨버터에 있어서의 입출력 무효 전력의 비간섭 제어법」, 이토 리에, 타카하시 이사오, 전기 학회 반도체 전력 변환 연구회 SPC―01―121, IEA―01―64
그런데, 직접형 교류 전력 변환기의 부하로서 모터가 채용되는 경우, 당해 모터의 전기자 권선의 권회방식으로서 집중권이 채용되는 일이 많다. 이는 동손 저감에 따른 효율 향상, 동량 삭감이 요구되고 있기 때문이다.
그러나, 집중권이 채용된 전기자 권선에 흐르는 전류(전기자 전류)에는, 인버터로부터 출력되는 전압과 회전 전기의 유도 기전력의 차전압에 기인한 고조파 성분, 특히 5차 성분, 7차 성분이 함유되어 있는 점이, 상기의 특허 문헌 1에서 지적되어 있다.
도 9는, 집중 권선으로 감겨진 전기자 권선을 가지는 어느 모터를 인버터로 구동할 때에, 전력 변환기의 출력전압의 주파수를 90Hz에서 30Hz 단위당 330 Hz까지 변화시킨 경우의, 입력측 전류의 고조파 함유율을 나타내는 그래프이다. 당해 주파수에 의하지 않고, 고조파는 5차와 7차에서 현저하게 발생하고 있는 것이 나타나 있다.
이러한, 고조파 성분을 포함하는 부하를 직접형 전력 변환기로 구동하면, 전원측에 고조파 전류가 발생하는 문제가 있었다. 이는 직접형 전력 변환기에 있어서는, 비록 그것이 직류 링크를 가지는 타입이었다고 해도 에너지 축적 요소를 가지지 않기 때문에, 유효 전력에 맥동이 발생하기 때문이다.
상기 비특허 문헌 2에서는, 직접형 전력 변환기에 대해서 전원측과 부하측의 유효 전력, 무효 전력의 사이의 관계나, 고조파 전류가 발생하는 경우에 있어서의 순간 유효 전력의 변동에 대해서 언급되어 있고, 직류 링크에 있어서의 에너지 축적 요소의 필요성을 설명하고 있다. 그러나(직류 링크를 가지고 있는 경우이더라도 평활 콘덴서를 가지지 않는다) 직접형 전력 변환기에 있어서는, 그 구체적인 대처 방법에 대해서 시사되어 있지 않다.
특허 문헌 2에서는 단상교류 전원을 교류―교류 변환하는 장치에 있어서, 전압 지령치에 대해 보상 신호를 중첩하는 기술을 제시한다. 그러나 다상 교류의 변환에 대해서는 구체적인 수법이 나타나 있지 않다. 그리고 특허 문헌 2에서 개시된 기술을 단순히 다상 교류에 적용해도, 후술되는 바와 같이 유효하지 않다.
여기서, 본원의 목적은, 모터로 예시되는 유도성 부하에 교류 전압을 출력한 경우에, 당해 부하에 흐르는 전류의 홀수차조파 성분에 기인한 유효 전력의 맥동을 저감하는 것을 목적으로 한다. 이는, 직류 링크를 가지고 있는 경우이더라도, 평활 콘덴서를 가지지 않는 직접형 전력 변환기에 있어서, 직류 링크의 유효 전력의 맥동을 억제하는 것으로 이어져, 나아가서는 전원 고조파를 억제할 수 있다.
이 발명에 따른 전력 변환기의 제어 방법은, 제1의 교류 전압(Vr, Vs, Vt)을 입력하고, 상기 제1의 교류 전압에 의거해 제2의 교류 전압(Vu, Vv, Vw)을 출력하는 직접형 교류 전력 변환기(9)를 제어하는 방법이다.
그리고 그 제1의 양태에서는, 상기 직접형 전력 변환기는, 상기 제1의 교류 전압을 입력해서 정류 전압(Vdc)을 출력하는 정류회로(3)와, 상기 정류 전압을 입력해서 상기 제2의 교류 전압(Vu, Vv, Vw)을 출력하는 전압형 인버터를 가진다. 상기 전압형 인버터의 전압 제어율(Ks)이, 직류 성분(Ks1)과, 상기 제2의 교류 전압의 기본 주파수(Φ/2πt)의 6배의 주파수(6Φ/2πt)의 교류 성분(Ks6·cos(6ωLt))을 가지는 것을 특징으로 한다.
또 그 제2의 양태에서는, 제1의 양태에 있어서, 상기 전압 제어율의 상기 교류 성분의 절대치(Ks6)의 상기 전압 제어율의 상기 직류 성분(Ks1)에 대한 비(Ks6/Ks1)는, 상기 전압형 인버터(4)의 출력측에 흐르는 전류의 기본파 성분의 절대치(IL)에 대한 상기 전류의 5차조파 성분의 절대치(IL5)의 비와 동일하다.
또 그 제3의 양태에서는, 제1의 양태에 있어서, 상기 전압 제어율의 상기 교류 성분의 절대치(Ks6)의 상기 전압 제어율의 상기 직류 성분(Ks1)에 대한 비(Ks6/Ks1)는, 상기 전압형 인버터(4)의 출력측에 흐르는 전류의 5차조파 성분의 절대치(IL5)와 7차조파 성분의 절대치(IL7)의 합의 상기 전류의 기본파 성분의 절대치(IL)에 대한 비와 동일하다.
또 그 제4의 양태에서는, 제1 내지 제 3의 양태에 있어서, 상기 제2의 교류 전압(Vu, Vv, Vw)은 삼상이며, 상기 전압 제어율(Ks)은 상기 제2의 교류 전압의 위상(Φ)의 60도 구간마다 갱신된다.
또 그 제5의 양태에서는, 제1 내지 제 4의 양태에 있어서, 상기 전압형 인버터(4)는, 캐리어(C)와 신호파(Vu*, Vv*, Vw*)의 비교 결과에 의거해 펄스폭 변조로 제어되고, 상기 신호파는, 상기 제2의 교류 전압의 진폭, 위상, 주파수의 각각의 지령치(v*, Φ*, f*)와, 상기 전압 제어율(Ks)에 의거하는 공간 벡터 변조에 따라 결정된다.
또 그 제6의 양태에서는, 상기 직접형 전력 변환기는, 다이렉트 매트릭스 컨버터(MCV)이며, 그 가상 AC/DC/AC제어에 있어서, 상기 제1의 교류 전압을 가상적으로 정류하여 가상적인 정류 전압을 얻는 가상 정류회로(3)와, 상기 가상적인 정류 전압으로부터 상기 제2의 교류 전압을 얻는 가상 전압형 인버터(4)가 상정되는 것이다. 그리고 상기 가상 전압형 인버터의 전압 제어율(Ks)이, 직류 성분(Ks1)과, 상기 제2의 교류 전압의 기본 주파수(Φ/2πt)의 6배의 주파수(6Φ/2πt)의 교류 성분(Ks6·cos(6ωLt))을 가지는 것을 특징으로 한다.
또 그 제7의 양태에서는, 제6의 양태에 있어서, 상기 전압 제어율의 상기 교류 성분의 절대치(Ks6)의 상기 전압 제어율의 상기 직류 성분(Ks1)에 대한 비(Ks6/Ks1)는, 상기 가상 전압형 인버터(4)의 출력측에 흐르는 전류의 기본파 성분의 절대치(IL)에 대한 상기 전류의 5차조파 성분의 절대치(IL5)의 비와 동일하다.
또 그 제8의 양태에서는, 제6의 양태에 있어서, 상기 전압 제어율의 상기 교류 성분의 절대치(Ks6)의 상기 전압 제어율의 상기 직류 성분(Ks1)에 대한 비(Ks6/Ks1)는, 상기 가상 전압형 인버터(4)의 출력측에 흐르는 전류의 5차조파 성분의 절대치(IL5)와 7차조파 성분의 절대치(IL7)의 총 상기 전류의 기본파 성분의 절대치(IL)에 대한 비와 동일하다.
또 그 제9의 양태에서는, 제6 내지 제8의 양태에 있어서, 상기 제2의 교류 전압(Vu, Vv, Vw)은 삼상이며, 상기 전압 제어율(Ks)은 상기 제2의 교류 전압의 위상(Φ)의 60도 구간마다 갱신된다.
또 그 제10의 양태에서는, 제6 내지 제9의 양태에 있어서, 상기 가상 전압형 인버터(4)는, 캐리어(C)와 신호파(Vu*, Vv*, Vw*)의 비교 결과에 의거해 펄스폭 변조로 제어되고, 상기 신호파는, 상기 제2의 교류 전압의 진폭, 위상, 주파수의 각각의 지령치(v*, Φ*, f*)와, 상기 전압 제어율(Ks)에 의거하는 공간 벡터 변조에 따라 결정된다.
또 이 발명에 따른 전력 변환기(9)의 제1의 양태는, 상기의 전력 변환기의 제어 방법의 제1 내지 제5의 양태 중 어느 하나에 의해 제어되고, 상기 정류회로(3)와 전압형 인버터(4)를 구비하는 직접형 교류 전력 변환기이다.
또 이 발명에 따른 전력 변환기(9)의 제2의 양태는, 상기의 전력 변환기의 제어 방법의 제6 내지 제10의 양태 중 어느 하나에 의해 제어되는 다이렉트 매트릭스 컨버터(MCV)이다.
이 발명의 목적, 특징, 국면, 및 이점은, 이하의 상세한 설명과 첨부 도면에 의해, 보다 명백하게 된다.
이 발명에 따른 전력 변환기의 제어 방법의 제1의 양태에 의하면, 제2의 교류 전압을 유도성 부하에 인가한 경우에, 당해 부하에 흐르는 전류의 홀수차조파 성분에 기인한 유효 전력의 맥동을 저감할 수 있다.
이 발명에 따른 전력 변환기의 제어 방법의 제2의 양태에 의하면, 부하에 흐르는 전류의 5차조파 성분에 기인한 유효 전력의 맥동을 효과적으로 저감할 수 있다.
이 발명에 따른 전력 변환기의 제어 방법의 제3의 양태에 의하면, 부하에 흐르는 전류의 5차조파 성분 및 7차조파 성분에 기인한 유효 전력의 맥동을 효과적으로 저감할 수 있다.
이 발명에 따른 전력 변환기의 제어 방법의 제4의 양태에 의하면, 전압 지령의 진폭이 캐리어의 진폭을 넘지 않고 출력할 수 있는 전압의 기본파 성분의 최대치를 크게 할 수 있다.
이 발명에 따른 전력 변환기의 제어 방법의 제5의 양태에 의하면, 공간 벡터 변조에 있어서 제1 내지 제 4의 양태의 제어 방법의 효과가 향수된다.
이 발명에 따른 전력 변환기에 의하면, 제1 내지 제 5의 양태의 제어 방법의 효과가 향수된다.
도 1은 본 발명이 적용 가능한 직접형 전력 변환기의 구성을 나타내는 회로도이다.
도 2는 인버터 제어부의 구성을 나타내는 블럭도이다.
도 3은 전압 지령과 게이트 신호의 관계를 나타내는 그래프이다.
도 4는 전압 지령을 나타내는 그래프이다.
도 5는 전압, 전류를 나타내는 그래프이다.
도 6은 선전류의 스펙트럼이다.
도 7은 전압, 전류를 나타내는 그래프이다.
도 8은 선전류의 스펙트럼이다.
도 9는 입력측 전류의 고조파 함유율을 나타내는 그래프이다.
도 10은 본 발명이 적용 가능한 다이렉트 매트릭스 컨버터의 구성을 나타내는 회로도이다.
도 11은 다이렉트 매트릭스 컨버터를 제어하는 신호를 생성하는 회로의 블럭도이다.
A. 직접형 전력 변환기의 구성
도 1은, 본 발명이 적용 가능한 직접형 전력 변환기(9)의 구성을 나타내는 회로도이다. 직접형 전력 변환기(9)는, 컨버터(3)와 인버터(4)와, 양자를 접속하는 한 쌍의 직류 전원선(L1, L2)을 가지고 있다.
컨버터(3)는 정류회로로서 기능하고, 교류 전원(1)으로부터 얻어지는 삼상(여기에서는 R상, S상, T상으로 한다) 교류 전압(Vr, Vs, Vt)을 정류하고, 한 쌍의 직류 전원선(L1, L2)에 대해 정류 전압(Vdc)을 출력한다.
컨버터(3)는 예를 들면 전류형 정류기이며, 펄스폭 변조로 동작한다. 컨버터(3)는 직류 전원선(L1, L2)의 사이에 서로 병렬로 접속된 복수의 전류 경로를 가진다. 컨버터(3)의 전류 경로 중 R상에 대응하는 것은, 직류 전원선(L1, L2)간에 직렬로 접속된 한 쌍의 스위칭 소자(Srp, Srn)를 포함한다. 스위칭 소자(Srp, Srn)끼리의 접속점에는 전압(Vr)이 인가된다. 컨버터(3)의 전류 경로 중 S상에 대응하는 것은, 직류 전원선(L1, L2)간에 직렬로 접속된 한 쌍의 스위칭 소자(Ssp, Ssn)를 포함한다. 스위칭 소자(Ssp, Ssn)끼리의 접속점에는 전압(Vs)이 인가된다. 컨버터(3)의 전류 경로 중 T상에 대응하는 것은, 직류 전원선(L1, L2)간에 직렬로 접속된 한 쌍의 스위칭 소자(Stp, Stn)를 포함한다. 스위칭 소자(Stp, Stn)끼리의 접속점에는 전압(Vt)이 인가된다.
스위칭 소자 Srp, Ssp, Stp는 직류 전원선 L1측에, 스위칭 소자 Srn, Ssn, Stn은 직류 전원선 L2측에, 각각 접속된다.
인버터(4)는 예를 들면 전압형 인버터이며, 순시 공간 벡터 제어(이하, 단순히 「벡터 제어」라고 칭한다)에 따른 펄스폭 변조로 동작한다. 인버터(4)는 삼상(여기에서는 U상, V상, W상으로 한다) 교류 전압을 출력한다.
인버터(4)는, 직류 전원선(L1, L2)간에 병렬로 접속된 복수의 전류 경로를 가진다.
인버터(4)의 전류 경로 중 U상에 대응하는 것은, 직류 전원선(L1, L2)간에 직렬로 접속된 한 쌍의 스위칭 소자 Sup, Sun을 포함한다. 스위칭 소자 Sup, Sun끼리의 접속점으로부터는 출력전압 Vu이 얻어진다. 인버터(4)의 전류 경로 중 V상에 대응하는 것은, 직류 전원선(L1, L2)간에 직렬로 접속된 한 쌍의 스위칭 소자 Svp, Svn을 포함한다. 스위칭 소자 Svp, Svn끼리의 접속점으로부터는 출력전압 Vv1이 얻어진다. 인버터(4)의 전류 경로 중 W상에 대응하는 것은, 직류 전원선(L1, L2)간에 직렬로 접속된 한 쌍의 스위칭 소자 Swp, Swn를 포함한다. 스위칭 소자 Swp, Swn끼리의 접속점으로부터는 출력전압 Vw이 얻어진다.
스위칭 소자 Sup, Svp, Swp는 직류 전원선 L1측에 접속된다. 이하에서는 이러한 스위칭 소자를 상암측의 스위칭 소자로서 파악한다. 스위칭 소자 Sun, Svn, Swn는 직류 전원선 L2측에 접속된다. 이하에서는 이러한 스위칭 소자를 하암측의 스위칭 소자로서 파악한다. 즉 직류 전원선 L1의 전위는 직류 전원선 L2의 전위보다도 높다.
상술한 스위칭 소자 Srp, Ssp, Stp, Srn, Ssn, Stn, Sup, Svp, Swp, Sun, Svn, Swn 자체의 구성은 공지로서, 예를 들면 비특허 문헌 1에도 예시되어 있다.
인버터(4)는 벡터 제어하에서 동작한다. 스위칭 소자 Sup, Svp, Swp, Sun, Svn, Swn은 제어 신호인 게이트 신호 Sup*, Svp*, Swp*, Sun*, Svn*, Swn*에 의해 그 동작이 제어되고, 이들 게이트 신호가 논리치 "1"/"0"를 취할 때에 대응하는 스위칭 소자가 각각 도통/비도통하는 것으로서 설명한다. 이른바 데드 타임을 제외하고 생각하면, 게이트 신호 Sup*, Svp*, Swp*는, 게이트 신호 Sun*, Svn*, Swn*와 상보적인 값을 취한다. 즉 첨자 u, v, w를 대표해 첨자 q를 이용하면, 신호 Sqp*, Sqn*의 배타적 논리합은 "1"이다.
이러한 벡터 제어에 있어서 채용되는 벡터 Vx(x=0∼7의 정수)의 첨자 x는, 4·Sup*＋2·Svp*＋Swp*로 주어진다. 예를 들면 상암측의 스위칭 소자 Sup, Svp, Swp가 전부 비도통이면 하암측의 스위칭 소자 Sun, Svn, Swn의 전부가 도통한다. 이 경우 x=0이며, 인버터(4)는 벡터 V0라는 영벡터의 하나의 상태에 있게 된다.
반대로 상암측의 스위칭 소자 Sup, Svp, Swp가 전부 도통하면 하암측의 스위칭 소자 Sun, Svn, Swn의 전부가 비도통이다. 이 경우 x=7이며, 인버터(4)는 벡터 V7이라고 하는, 벡터 V0과는 다른 영벡터의 상태에 있게 된다.
부하(2)는 유도성 부하로서 인버터(4)에 접속된다. 구체적으로는 부하(2)는, Y결선되어 전압 Vu, Vv, Vw가 인가되는 삼상 코일을 가지는 모터이다. 회로도상은 삼상 코일의 각각의 저항 성분이, 당해 코일에 직렬 접속되는 저항으로서 기재되어 있다. 당해 코일 중, U상, V상, W상에 상당하는 것에는 각각 전류 iu, iv, iw가 흐른다. 이들 전류는 전류 센서(도시 생략)에 의해 모니터링 된다.
도 2는 인버터 제어부(6)의 구성을 나타내는 블럭도이다. 인버터 제어부(6)는, 게이트 신호 Sup*, Svp*, Swp*, Sun*, Svn*, Swn*를 생성한다.
인버터 제어부(6)는 전압 지령 생성부(601)와, 캐리어 생성부(604)와, 비교부(603)와, 게이트 신호 생성부(609)를 구비하고 있다.
전압 지령 생성부(601)는 전압 Vr의 위상을 나타내는 각도 θr(이것은 전원 동기 신호로서 기능한다)과, 인버터(4)의 운전 주파수의 지령치 f*, 전압 지령치 v*, 위상 지령치 Φ*를 입력하고, 이들에 의거해 전압 Vr의 위상을 기준으로 하는 인버터(4)의 전압 지령 Vu*, Vv*, Vw*를 생성한다.
비교부(603)는 전압 지령 Vu*, Vv*, Vw*와 캐리어(C)를 비교한다. 통상은 캐리어(C)로서 삼각파가 채용된다. 이 비교 결과에 의거해, 게이트 신호 생성부(609)가 게이트 신호 Sup*, Svp*, Swp*, Sun*, Svn*, Swn*를 출력한다.
도 3은 전압 지령 Vu*, Vv*, Vw*와 게이트 신호 Sup*, Svp*, Swp*, Sun*, Svn*, Swn*의 관계를 나타내는 그래프이다. 여기에서는 캐리어(C)에는, 최소치 ―1, 최대치 1을 각각 취하는 삼각파가 채용된다.
캐리어(C)의 일주기는 T0이며, 기간 τ0, τ4, τ6, τ7은, 각각 벡터 V0, V4, V6, V7이 인버터(4)의 스위칭 양태로서 채용되는 기간이다. 예를 들면 인버터(4)의 스위칭 양태로서 벡터 V0가 채용될 때는, 게이트 신호 Sup*, Svp*, Swp*가 모두 비활성화 된다. 즉 캐리어(C)가 전압 지령 Vu*, Vv*, Vw* 중 어느 것보다도 큰 기간이 기간 τ0이 된다.
구체적으로는 캐리어(C)가 전압 지령 Vu* 이하이면 게이트 신호 Sup*는 활성화 하고, 전압 지령 Vv* 이하이면 게이트 신호 Svp*는 활성화하며, 전압 지령 Vw* 이하이면 게이트 신호 Swp*는 활성화한다. 이와 같이 전압 지령 Vu*, Vv*, Vw*는 캐리어(C)와 비교되므로, 신호파라고도 칭해진다.
즉 전압 지령 Vu*, Vv*, Vw*는 상기의 각 지령치 v*, Φ*, f*에 의거하는 공간 벡터 변조에 따라 결정된다. 단 전압 지령 Vu*, Vv*, Vw*는 또한, 후술하는 전압 제어율(Ks)에도 의거하여 결정된다.
B. 고조파의 저감
우선, 부하(2)의 소비 전력에 있어서의 고조파에 대해서 설명한다. 부하(2)에 인가되는 전압 Vu, Vv, Vw 및 흐르는 전류(이하 「부하 전류」라고 칭한다) iu, iv, iw를, 각각 하기의 식(1) 및 식(2)와 같이 수식화해도 일반성을 잃지 않는다. 부하(2)는 유도성 부하이며, 여기에서 발생하는 전력의 맥동은 부하 전류 iu, iv, iw의 고조파가 원인이기 때문이다. 도 9를 이용하여 나타낸 바와 같이, 5차조파가 고조파 성분의 주된 성분이므로, 여기에서는 우선, 5차조파만을 고려한다.
Figure pct00001
Figure pct00002
단, 인버터(4)의 출력 주파수 ωL/2π, 전압 Vu, Vv, Vw의 각각의 실효치 Eu, Ev, Ew, 전류 iu, iv, iw의 각각의 기본파 성분의 실효치 Iu, Iv, Iw, 전류 iu, iv, iw의 각각의 5차조파 성분의 실효치 Iu5, Iv5, Iw5, 시간 t를 도입했다. 또 여기에서는 편이를 위해, 전류 위상에는 지연이 없는 것으로 하고 있다.
따라서 상 마다의 전력 Pu, Pv, Pw는 식(3)으로 나타난다.
Figure pct00003
정상 상태에서 실효치 Eu, Ev, Ew는 서로 동일한 값을 취한다고 생각되므로, 그 값을 EL로 한다. 동일하게 해서 실효치 Iu, Iv, Iw는 모두 값 IL를 취하고, 실효치 Iu5, Iv5, Iw5는 모두 값 IL5를 취하는 것으로 한다. 이에 의해, 전력 Pu, Pv, Pw의 총합인 전력 PL는 식(4)로 나타난다.
Figure pct00004
식(4)의 제1항은 전류 iu, iv, iw의 기본파 성분에 의한 전력이며, 제2항은 전류 iu, iv, iw의 5차조파 성분에 의한 전력이다. 식(4)로부터 알 수 있듯이, 제2항이 부하(2)의 소비 전력 PL의 맥동 성분이 된다. 따라서 본원 발명의 목적을 달성하기 위해서는, 제2항의 3ELIL5 ·cos6ωLt를 저감하면 되게 된다.
한편, 특허 문헌 2에 개시된 기술에서는, 전동기의 극대수와 전동기 회전수의 적을 정수배한 주파수의 보상 신호를, 인버터의 전압 지령에 중첩시킴으로써, 부하 전류의 고조파 보상을 행하는 방식이 나타나 있다. 그러나, 당해 고조파와, 특허 문헌 1에서 지적된 5차조파 성분, 7차조파 성분의 관계에 대해서는 나타나있지 않다.
만약 특허 문헌 2에서 저감의 대상으로 된 고조파와, 특허 문헌 1에서 지적된 5차조파 성분, 7차조파 성분을 동시(同視)했다고 가정하고, 또한 상술한 바와 같이 특허 문헌 2에서 개시된 기술을 단순히 다상 교류에 적용했다고 가정하면, 전압 Vu, Vv, Vw의 각각에 대해 개별적으로 5차조파의 보정을 행하고, 식(5)에서 나타나는 값으로 설정하게 될 것이다.
Figure pct00005
단, 전압 Vu, Vv, Vw의 각각의 5차조파의 보정치의 실효치 Eu5, Ev5, Ew5를 도입했다.
식(5) 및 식(2)로부터, 상 마다의 전력 Pu, Pv, Pw 중, 기본파 성분 이외를 구하면 식(6)으로 나타난다.
Figure pct00006
따라서, 실효치 Eu, Ev, Ew는 모두 값 EL을, 실효치 Iu, Iv, Iw는 모두 값 IL을, 실효치 Iu5, Iv5, Iw5는 모두 값 IL5를 취한다고 하면, 전력 Pu, Pv, Pw의 총합인 전력 PL는 식(7)으로 나타난다.
Figure pct00007
이에 의해 전력 PL의 맥동은 없어진다. 그러나 전압 Vu, Vv, Vw의 각각에 대해 상마다 위상의 어긋남도 고려하여 보정을 행하지 않으면 안 된다. 또한 7차조파도 저감하기 위해서는, 또한 7차조파의 보정도 행하지 않으면 안될 것이다. 이러한 전압 Vu, Vv, Vw의 보정은 번잡하다.
여기서 본 실시형태에서는, 상마다의 위상의 어긋남을 고려할 필요가 없고 전력의 맥동을 저감하는 기술을 제공한다. 또 맥동의 보정이 5차조파에 관한 경우 뿐만 아니라, 또한 7차조파에 관한 경우에도, 그 수법이 대부분 다름없는 처리를 제안한다. 이것은 우선, 하기의 지견을 얻은 것에 의거한다. 즉, 부하 전류 iu, iv, iw의 7차조파 성분만을 고려한 경우의 전력 PL의 맥동항은, 부하 전류 iu, iv, iw의 5차조파 성분만을 고려한 경우의 전력 PL의 맥동항(식(4)의 제2항)과 같은 형태로 나타난다고 하는 것이다.
부하 전류 iu, iv, iw의 7차조파 성분의 실효치 IL7을 도입하면, 전류 iu, iv, iw의 7차조파 성분만을 고려한 경우의 전력 PL은, 식(8)으로 나타난다.
Figure pct00008
식(8)은 식(4)와 비교해, 실효치 IL5를 실효치 IL7로 치환한 형태를 나타내고 있다. 즉, 부하 전류의 고조파 성분이 5차이어도, 7차이어도, 전력 PL의 맥동항은 인버터(4)의 출력 주파수의 6차 성분으로서 변동하는 것이 명확해졌다.
이러한 지견을 감안하여, 발명자는 6차조파로 전압 Vu, Vv, Vw를 보정하는 완전히 새로운 기술적 사상에 상도했다. 이하, 구체적으로 설명한다.
전압 Vu, Vv, Vw의 각각에 대해 개별적으로 6차조파의 보정을 행하고, 식(9)로 나타나는 값으로 설정한다.
Figure pct00009
식(5)의 보정항은 단순히 역상의 보정항을 추가하고 있는데 반해, 식(9)에서는 기본 주파수의 실효치를, 6차조파 성분을 가지는 보정치로 보정하고 있다. 전압 Vu를 예로 취하면, 기본파 성분의 실효치 Eu에 대해 보정함으로써, 당해 실효치는 (Eu―Eu6·cos6ωLt)로 수정되어 있다.
식(2)에서 나타낸 바와 같이, 부하 전류 iu, iv, iw의 5차조파 성분만을 고려하면, 전력 Pu는 식(10)으로 나타난다.
Figure pct00010
기본파 성분의 실효치 Eu는 전압 지령 생성부(601)에서 전압 지령 Vu*를 설정할 때에 결정되고, 부하 전류 iu는 전류 센서로 모니터링 하는 것이 가능하므로, 값 Iu, Iu5를 알 수 있다. 여기서, 전압 지령 생성부(601)에서, 식(11)을 만족시키도록 보정치의 계수 Eu6를 설정한다.
Figure pct00011
이에 의해 식(10)의 맥동항은 Eu6Iu5·(1/2)·(1＋cos12ωLt)가 된다. 정상 상태에서 실효치 Iu5, Iv5, Iw5는 모두 값 IL5를 취하므로, 계수 Eu6, Ev6, Ew6가 모두 값 EL6를 취한다. 따라서 소비 전력의 총합인 전력 PL은, 식(12)으로 나타난다.
Figure pct00012
식(12)에 있어서의 전력 PL의 맥동항의 계수 EL6, IL5는, 각각 6차조파 성분, 5차조파 성분의 크기를 나타내고, 이들은 기본파 성분의 실효치 EL, IL와 비교해 작아진다. 따라서 전압에 보상을 행하지 않는 경우를 나타내는 식(4)의 맥동항과 비교하면, 식(12)의 맥동항은 저감된다. 예를 들면 부하(2)에 집중권이 채용된 모터를 채용한 경우, IL5/IL는 5% 정도이다. 이 때, 식(12)로부터 EL6/EL도 5% 정도이며, 맥동항은 3×0.05×0.05=0.075%가 되어, 그 영향을 무시할 수 있다.
이와 같이, 교류 전압 Vu, Vv, Vw를 유도성의 부하(2)에 인가한 경우에, 부하 전류의 홀수차조파 성분에 기인한 유효 전력의 맥동을 저감할 수 있다.
게다가, 식(9)에서 나타난 보상을 행함으로써, 부하 전류에 5차조파 성분 뿐만 아니라, 7차조파 성분이 포함되는 경우에도, 맥동항을 저감할 수 있다. 이 이점에 대해서 이하에 설명한다.
부하 전류 iu, iv, iw가 5차조파 성분과 7차조파 성분의 양쪽 모두를 포함할 때, 부하 전류 iu, iv, iw는, 식(13)으로 나타난다.
Figure pct00013
따라서, 식(9)에서 나타난 전압 Vu를 이용하면, 전력 Pu는 식(14)로 나타난다.
Figure pct00014
부하 전류 iu는 전류 센서에서 모니터링하는 것이 가능하므로, 값 Iu, Iu5, Iu7를 알 수 있다. 여기서, 전압 지령 생성부(601)에서, 식(15)를 만족시키도록 보정치의 계수 Eu6를 설정한다.
Figure pct00015
이에 의해 식(14)의 맥동항은 Eu6(Iu5＋Iu7)·(1/2)·(1＋cos12ωLt)가 된다. 정상 상태에서 실효치 Iu5, Iv5, Iw5는 모두 값 IL5를 취하고, 실효치 Iu7, Iv7, Iw7는 모두 값 IL7를 취하므로, 계수 Eu6, Ev6, Ew6가 모두 값 EL6를 취한다. 따라서 소비 전력의 총합인 전력 PL은, 식(16)으로 나타난다.
Figure pct00016
식(16)에 있어서의 전력 PL의 맥동항의 계수 EL6, (IL5＋IL7)는, 각각 6차조파 성분, 5차 성분 고조파 성분과 7차조파 성분의 합의 크기를 나타내고, 이들은 기본파 성분의 실효치 EL, IL와 비교해 작아진다. 따라서 식(12)과 동일하게, 식(16)의 맥동항도 저감된다.
이상으로부터, 식(9)를 채용하여 전압 지령을 설정함으로써, 부하 전류가 5차 성분 고조파를 가지는 경우뿐만 아니라, 또한 7차 성분 고조파를 가지는 경우에도 전력의 맥동항을 저감할 수 있다.
식(9)의 형태로부터 명백한 바와 같이, 전압 Vu는, 실효치를 (Eu―Eu6·cos6ωLt)로 하고, cosωLt로 변조한 값을 채용하고 있다. 따라서 전압 지령 생성부(601)에서의 전압 제어율(Ks)로서 (Ks1―Ks6·cos6Φ)를 채용하면, 상기의 전압 Vu에 대응하는 전압 지령 Vu*이 얻어진다. 여기서 Ks6/Ks1=Eu6/Eu이다.
즉 식(9)에 준거해 말하면, 전압 제어율의 교류 성분의 절대치의 직류 성분에 대한 비(Ks6/Ks1)는, 부하 전류의 기본파 성분의 절대치에 대한 부하 전류의 5차조파 성분의 절대치의 비(IL5/IL)에 동일하다. 또 식(12)에 준거해 말하면, 전압 제어율의 교류 성분의 절대치의 직류 성분에 대한 비(Ks6/Ks1)는, 부하 전류의 5차조파 성분의 절대치와 7차조파 성분의 절대치의 합의 부하 전류의 기본파 성분의 절대치에 대한 비((IL5＋IL7) /IL)와 동일하다. 단, 전압 제어율 Ks의 최대치가 1 이하가 되도록, Ks1＋Ks6는 1 이하로 설정하는 것이 바람직하다.
즉, 인버터(4)의 전압 제어율(Ks)은, 직류 성분(Ks1)과, 교류 성분(―Ks6·cos(6ωLt))를 가지고 있고, 당해 교류 성분은 인버터(4)가 출력하는 교류 전압 Vu, Vv, Vw의 기본 주파수(Φ/2πt)의 6배의 주파수(6Φ/2πt)를 가진다.
예를 들면, 교류 성분을 가지지 않는 경우의 인버터(4)의 전압 지령 Vu*, Vv*, Vw*로서는, 특허 문헌 3이나 특허 문헌 4에 예시된 바와 같이, 60도 증가할 때마다
Figure pct00017
·Ks·sin(θ―π/6)→Ks·sin(θ)→Ks·sin(θ―π/3)→
Figure pct00018
Ks·sin(θ―π/6)→Ks·sin(θ)→Ks·sin(θ―π/3)→…을 반복해서 나타내는 파형(이하 「유사 사다리꼴 파형」이라고 칭한다)을 채용할 수 있다(단 위상 θ은 각 상끼리에서 2π/3 어긋난다). 특허 문헌 4에서 설명되어 있는 바와 같이, 이러한 유사 사다리꼴 파형을 채용함으로써, 전압 지령 Vu*, Vv*, Vw*의 진폭이 캐리어(C)의 진폭을 넘지 않고 출력할 수 있는 전압의 기본파 성분의 최대치를 크게 할 수 있다.
또, 이에 의해 인버터(4)에서 채용되는 벡터는 하기 중 어느 하나를 반복하여 천이한다. 즉, (i) V0→V4→V6→V7→V6→V4→…, (ii) V0→V2→V6→V7→V6→V2→…, (iii) V0→V2→V3→V7→V3→V2→…, (iv) V0→V1→V3→V7→V3→V1→…, (v) V0→V1→V5→V7→V5→V1→…, (vi) V0→V4→V5→V7→V5→V4→…이다.
상술한 바와 같이, 유사 사다리꼴 파형을 가지는 전압 지령 Vu*, Vv*, Vw*끼리의 (즉 상간에서의) 위상 어긋남은 120도이나, 이것은 60도의 정수배이다. 따라서 전압 지령 Vu*, Vv*, Vw*로서는, 위상이 60도 증가할 때마다 상이한 식으로 나타나는 파형을 나타내게 된다. 환언하면 전압 제어율(Ks)을, 인버터(4)가 출력하는 전압 Vu, Vv, Vw의 위상 Φ의 60도 구간마다(즉 6개의 천이 패턴이 갱신될 때마다), 갱신하면 된다. 게다가 고조파 성분의 삼상분을 일괄하여 보상할 수 있다. 통상, 위상 Φ는 위상의 지령치 Φ*와 일치하도록 제어되므로, 전압 지령 생성부(601)는 지령치 Φ*에 의거해 전압 제어율(Ks)을 갱신할 수 있다.
또한, 전압 제어율(Ks)의 교류 성분은, 교류 전압 Vu, Vv, Vw의 6(=3×2)배의 주파수로 변동한다. 따라서 서로 120도(=2π/3) 어긋난 삼상의 유사 사다리꼴 파형에 대해서도 위상이 어긋나지 않고, 전압 제어율(Ks)의 교류 성분으로서 같은 값을 채용할 수 있다(cos6(Φ±2π/3) =cos6Φ이기 때문).
물론, 교류 전압 Vu, Vv, Vw의 진폭, 위상, 주파수의 각각의 지령치 v*,Φ*, f*에 의거해, 전압 지령 Vu*, Vv*, Vw*가 생성된다. 상기의 전압 제어율(Ks)이 교류 성분을 포함하는 이외는 공지의 방법에 의해 전압 지령 Vu*, Vv*, Vw*가 생성된다.
도 4는, Ks1=0.45, Ks=0.65로 한 경우의 전압 지령 Vu*, Vv*, Vw*를 나타내는 그래프이다. 위상 Φ가 0∼60도의 구간에서, Vu*=Ks·sin(Φ＋π/3), Vv*=
Figure pct00019
·Ks·sin(Φ―π/6), Vw*=―Ks·sin(Φ＋π/3)를 채용하고 있다.
도 4에 있어서, 도 3에서 나타난 그래프에 대응하는 위상각에 있어서의 기간τ0, τ4, τ6, τ7을, 캐리어(C)의 주기 T0에 대한 비로 나타냈다. 도 3도 참조하여, 캐리어(C)는 ―1∼1의 사이를 천이하는 삼각파로서 시간 경과와 전압 변화는 선형의 관계에 있으므로, 신호파끼리의 크기의 차, 혹은 캐리어(C)의 최대치 1, 최소치 ―1과의 차는, 벡터가 발생하는 기간에 비례한다.
여기에서는 벡터가 천이하는 패턴은 상술의 (i)의 패턴이므로, 캐리어(C)의 일주기 중에는 벡터 V4, V6가 2회 발생하고, 도 4에서는 이러한 벡터가 발생하는 기간은 각각 2τ4/T0, 2τ6/T0로서 나타나 있다.
캐리어(C)가 신호파의 최대상의 값 내지 캐리어(C) 자신의 최대치 1을 취하는 경우, 벡터 V0가 채용된다. 또 캐리어(C)가 신호파의 최소상의 값 내지 캐리어(C) 자신의 최소치 ―1을 취하는 경우, 벡터 V7가 채용된다. 또 캐리어(C)가 신호파의 최대상과 중간상의 사이의 값, 혹은 신호파의 최소상과 중간상의 사이의 값을 취하는 경우, 벡터가 천이하는 패턴 (i)∼(vi)에 따라 상이한 벡터가 채용된다. 도 4에는 이와 같이 하여 채용되는 벡터를 기호 Sx(첨자 x는 벡터 Vx의 첨자와 일치)로 하여 추기하고 있다.
도 5 및 도 7은 모두, 정류 전압 Vdc, R상 전압 Vr, R상의 선전류 Ir, U상의 부하 전류 iu를 나타내는 그래프이다. 도 6 및 도 8은 모두, 선전류 Ir의 스펙트럼을 나타낸다. 도 5 및 도 6은 전압 제어율(Ks)이 직류 성분(Ks1)만을 가지는 경우를, 도 7 및 도 8은 전압 제어율(Ks)이 직류 성분(Ks1) 뿐만 아니라 교류 성분 (―Ks6·cos6Φ)도 가지는 경우를, 각각 나타내고 있다.
스펙트럼에서 저차측에 피크를 나타내는 주파수 f0는 입력측의 전압 Vr의 주파수를 나타낸다. 여기에서는 f0=50(Hz)를 채용했다. 스펙트럼에서 1∼1.2kHz에서 피크를 나타내는 주파수 f2, f3는, 후술하는 이유에 의해, 출력측의 전압 Vu의 주파수 f1를 도입하여 각각 주파수 6·f1―f0, 6·f1＋f0에 동일하다. 여기에서는, f1=180(Hz)이며, f2=1030(Hz), f3=1130(Hz)이 된다.
식(4), (8)를 이용하여 설명한 바와 같이, 발명자의 지견에 의해, 전력 PL의 맥동항은, 부하 전류의 5차조파 성분 및 7차조파 성분 중 어느 하나에 기인하는 경우이더라도, 출력 주파수 ωL/2π의 6배의 주파수로 맥동한다. 따라서 정류 전압 Vdc를 일정하게 제어했을 때조차 직류 링크를 흐르는 전류는 cos6ωLt에서 변동한다. 그런데, 컨버터(3)로서 전류형 변환기를 이용할 때는 각 상의 통류비를 고려해, 직류 링크를 흐르는 전류를 정현파로 변조함으로써, 입력 전류를 정현파로 할 수 있다(예를 들면 비특허 문헌 1이나 특허 문헌 3 참조). 구체적으로는 전압 Vr, Vs, Vt의 각주파수 ωS를 도입해 cosωSt로 변조한다. 이 때문에 입력 전류 Ir는 cosωSt·cos6ωLt로 맥동하게 된다. 이 맥동 성분에 대해서는, cosωSt·cos6ωLt=cosωSt·cos6ωLt=(1/2)(cos(6ωLt―ωSt)＋cos(6ωLt＋ωSt))로 나타난다. 따라서 상술한 바와 같이, 주파수 6·f1―f0, 6·f1＋f0에서 스펙트럼에 피크가 발생하는 것이다.
정류 전압 Vdc의 맥동이 있다고 해도, 도 8에 나타난 경우가, 도 6에 나타난 경우와 비교해 부하 전류의 5차조파 성분 및/또는 7차조파 성분에 기인한 스펙트럼의 피크는 저감하고 있다. 따라서 전력 PL의 맥동항을 저감함으로써, 전원 고조파가 억제되는 것이 시인된다.
물론 본 실시형태는, 컨버터(3)로서 전류형 변환기를 이용할 때에 직류 링크를 흐르는 전류를 정현파로 변조하는 경우에는 한정되지 않는다. 식(1),(2)에서 나타낸 바와 같이, 본 실시형태는 부하 전류의 고조파에 의거한 전력의 맥동에 대해서 고찰하고 있고, 부하측에서의 전압 Vu, Vv, Vw나 전류 iu, iv, iw에 의거해, 바람직한 제어 방법을 제안하고 있기 때문이다. 환언하면 컨버터(3)의 전류의 영향은 전압 Vu, Vv, Vw나 전류 iu, iv, iw에 편입되어 있다고 할 수 있다.
또, 전압 지령 Vu*, Vv*, Vw*가 유사 사다리꼴 파형을 가지는 경우에 한정되지 않는다. 전압 제어율 Ks가 직류 성분 Ks1와 교류 성분(Ks6·cos(6ωLt))를 가진다면, 다른 파형을 가지고 있어도, 이미 수식을 이용하여 설명한 효과를 얻을 수 있다.
또, 본 실시형태를 적용하는 주회로 방식은 도 1에 예시된 직류 링크가 설치된 경우에 한정되지 않는다. 즉, 특허 문헌 5나 비특허 문헌 3에서 소개된 가상 직류 링크 방식의 직접형 교류 전력 변환기에 적용되어도 된다.
도 10은 본 실시형태가 적용되는 다른 직접형 전력 변환기의 구성을 나타내는 회로도이다. 여기에서는 직접형 전력 변환기로서 다이렉트 매트릭스 컨버터 MCV가 예시된다.
다이렉트 매트릭스 컨버터 MCV는, 입력단 Pr, Ps, Pt와, 출력단 Pu, Pv, Pw를 구비하고 있다. 입력단 Pr, Ps, Pt에는 각각 교류 전압 Vr, Vs, Vt가 입력되고, 출력단 Pu, Pv, Pw로부터는 각각 삼상 교류 출력전압 Vu, Vv, Vw가 출력된다.
다이렉트 매트릭스 컨버터 MCV는, 스위칭 소자 Sur, Sus, Sut, Svr, Svs, Svt, Swr, Sws, Swt를 구비하고 있다. 3개의 스위칭 소자 Sur, Sus, Sut는, 입력단 Pr, Ps, Pt의 각각과 출력단 Pu의 사이에 접속되어 있다. 3개의 스위칭 소자 Svr, Svs, Svt는, 입력단 Pr, Ps, Pt의 각각과 출력단 Pv의 사이에 접속되어 있다. 3개의 스위칭 소자 Swr, Sws, Swt는, 입력단 Pr, Ps, Pt의 각각과 출력단 Pw의 사이에 접속되어 있다.
다이렉트 매트릭스 컨버터 MCV에 대해 본 실시형태의 형태에 따른 제어 방법을 적용하는 경우, 가상 AC/DC/AC제어가 채용된다. 이 가상 AC/DC/AC제어에서는, 예를 들면, 도 1에 나타내는 컨버터(3), 인버터(4)를 가상한다. 양자를 연결하는 가상적인 직류 링크로서 한 쌍의 직류 전원선(L1, L2)을 상정할 수 있다. 즉, 다이렉트 매트릭스 컨버터 MCV에 대해 채용되는 가상 AC/DC/AC제어에서는, 교류 전압 Vr, Vs, Vt를 가상적으로 정류해 가상적인 정류 전압 Vdc를 얻는 가상 정류회로로서 컨버터(3)가, 가상적인 정류 전압 Vdc로부터 교류 전압 Vu, Vv, Vw를 얻는 가상 전압형 인버터로서 인버터(4)가, 각각 상정된다. 그리고 이미 설명된 사항과 동일하게 하여, 가상 전압형 인버터의 전압 제어율(Ks)에, 직류 성분(Ks1)과, 교류 전압(Vu, Vv, Vw)의 기본 주파수(Φ/2πt)의 6배의 주파수(6Φ/2πt)의 교류 성분 (Ks6·cos(6ωLt))을 포함시키도록, 게이트 신호 Sup*, Svp*, Swp*, Sun*, Svn*, Swn*를 생성한다. 이러한 게이트 신호의 생성 방법은 기술한 바와 같고, 가상 전압 인버터로서의 인버터(4)의 동작을 제어한다.
가상 정류회로로서의 컨버터(3)의 스위칭에 대해서도, 실제의 컨버터(3)의 스위칭과 동일하게, 예를 들면 비특허 문헌 1이나 특허 문헌 3을 참조하여, 스위칭 소자 Srp, Ssp, Stp, Srn, Ssn, Stn의 도통/비도통을 제어하는 게이트 신호 Srp*, Ssp*, Stp*, Srn*, Ssn*, Stn*를 얻는다.
도 11은 다이렉트 매트릭스 컨버터를 제어하는 신호를 생성하는 회로의 블럭도이다. 당해 회로는, 도 2에서 나타난 인버터 제어(6)에 대해, 컨버터 제어부(5)를 추가한 구성을 가지고 있다. 컨버터 제어부(5)는 사다리꼴 파상 전압 지령 신호 생성부(51)와, 비교부(52)와, 캐리어 발생부(55)와, 전류형 게이트 논리 변환부(53)를 가지고 있다.
사다리꼴 파상 전압 지령 신호 생성부(51)는 전원 동기 신호(θr)에 의거해 사다리꼴 파상 전압 지령 신호(Vr*, Vs*, Vt*)을 생성하고, 캐리어 발생부(55)는 캐리어(C1)를 생성한다. 비교부(52)에서 사다리꼴 파상 전압 지령 신호(Vr*, Vs*, Vt*)와 캐리어(C1)가 비교된다. 이 비교 결과가 전류형 게이트 논리 변환부(53)에 의해 변환되어, 게이트 신호 Srp*, Ssp*, Stp*, Srn*, Ssn*, Stn*이 얻어진다.
전류형 게이트 논리 변환부(53)에 의한 변환이 필요하게 되는 것은, 컨버터(3)가 전류형이므로, 비교기(52)에 주어지는 지령 신호는 전압 지령 신호인 것에 의거한다. 그러나 그 상세는, 본 실시형태의 제어 방법에 직접 관계하지는 않고, 또 비특허 문헌 1이나 특허 문헌 3 등에 의해 주지의 기법이므로, 여기에서는 할애 한다.
게이트 논리 합성부(56)는, 게이트 신호 Srp*, Ssp*, Stp*, Srn*, Ssn*, Stn*, Sup*, Svp*, Swp*, Sun*, Svn*, Swn*으로부터 다음 식에 의해 행렬 변환하여, 직접형 변환부 MCV의 스위치 신호로서 출력한다.
Figure pct00020
스위치 신호 S11, S12, S13, S21, S22, S23, S31, S32, S33은, 각각 스위치 소자 Sur, Sus, Sut, Svr, Svs, Svt, Swr, Sws, Swt에 대한 스위치 신호이다. 이러한 행렬 변환이 타당한 것은, 이미 특허 문헌 5나 비특허 문헌 3으로부터 주지되어 있다.
또 특허 문헌 6에서 소개된 바와 같이, 매우 작은 콘덴서가 이용되는 변환 회로에 적용해도 된다. 혹은 직류 링크에 출력하는 컨버터(3)의 입력측이 단상 입력이어도 다상 입력이어도 상관없다.
이 발명은 상세하게 설명되었는데, 상기한 설명은, 모든 국면에 있어서, 예시이며, 이 발명이 이에 한정되는 것은 아니다. 예시되어 있지 않은 무수한 변형예가, 이 발명의 범위로부터 벗어나지 않고 상정될 수 있는 것이라고 해석된다.
2 : 부하
3 : 컨버터
4 : 인버터
9 : 직접형 교류 전력 변환기
Vr, Vs, Vt, Vu, Vv, Vw : 교류 전압
C : 캐리어
Vu*, Vv*, Vw* : 전압 지령

Claims (12)

  1. 제1의 교류 전압(Vr, Vs, Vt)을 입력하고, 정류 전압(Vdc)을 출력하는 정류회로(3)와,
    상기 정류 전압을 입력하고, 제2의 교류 전압(Vu, Vv, Vw)을 출력하는 전압형 인버터(4)를 구비하는 직접형 교류 전력 변환기(9)를 제어하는 방법으로서,
    상기 전압형 인버터의 전압 제어율(Ks)은, 직류 성분(Ks1)과, 상기 제2의 교류 전압의 기본 주파수(Φ/2πt)의 6배의 주파수(6Φ/2πt)의 교류 성분(Ks6·cos(6ωLt))를 가지는 것을 특징으로 하는, 전력 변환기의 제어 방법.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 전압 제어율의 상기 교류 성분의 절대치(Ks6)의 상기 전압 제어율의 상기 직류 성분(Ks1)에 대한 비(Ks6/Ks1)는, 상기 전압형 인버터(4)의 출력측에 흐르는 전류의 기본파 성분의 절대치(IL)에 대한 상기 전류의 5차조파 성분의 절대치(IL5)의 비와 동일한, 전력 변환기의 제어 방법.
  3. 청구항 1에 있어서,
    상기 전압 제어율의 상기 교류 성분의 절대치(Ks6)의 상기 전압 제어율의 상기 직류 성분(Ks1)에 대한 비(Ks6/Ks1)는, 상기 전압형 인버터(4)의 출력측에 흐르는 전류의 5차조파 성분의 절대치(IL5)와 7차조파 성분의 절대치(IL7)의 합의 상기 전류의 기본파 성분의 절대치(IL)에 대한 비와 동일한, 전력 변환기의 제어 방법.
  4. 청구항 1에 있어서,
    상기 제2의 교류 전압(Vu, Vv, Vw)은 삼상이며,
    상기 전압 제어율(Ks)은 상기 제2의 교류 전압의 위상(Φ)의 60도 구간마다 갱신되는, 전력 변환기의 제어 방법.
  5. 청구항 1에 있어서,
    상기 전압형 인버터(4)는, 캐리어(C)와 신호파(Vu*, Vv*, Vw*)의 비교 결과에 의거해 펄스폭 변조로 제어되고,
    상기 신호파는, 상기 제2의 교류 전압의 진폭, 위상, 주파수의 각각의 지령치(v*, Φ*, f*)와, 상기 전압 제어율(Ks)에 의거하는 공간 벡터 변조에 따라 결정되는, 전력 변환기의 제어 방법.
  6. 제1의 교류 전압(Vr, Vs, Vt)을 입력하고 제2의 교류 전압(Vu, Vv, Vw)을 출력하는 직접형 교류 전력 변환기인 다이렉트 매트릭스 컨버터(MCV)를 제어하는 방법으로서,
    상기 제1의 교류 전압을 가상적으로 정류하여 가상적인 정류 전압을 얻는 가상 정류회로(3)와, 상기 가상적인 정류 전압으로부터 상기 제2의 교류 전압을 얻는 가상 전압형 인버터(4)가 상정되는 가상 AC/DC/AC 제어에 있어서,
    상기 가상 전압형 인버터의 전압 제어율(Ks)은, 직류 성분(Ks1)과, 상기 제2의 교류 전압의 기본 주파수(Φ/2πt)의 6배의 주파수(6Φ/2πt)의 교류 성분(Ks6·cos(6ωLt))를 가지는 것을 특징으로 하는, 전력 변환기의 제어 방법.
  7. 청구항 6에 있어서,
    상기 전압 제어율의 상기 교류 성분의 절대치(Ks6)의 상기 전압 제어율의 상기 직류 성분(Ks1)에 대한 비(Ks6/Ks1)는, 상기 가상 전압형 인버터(4)의 출력측에 흐르는 전류의 기본파 성분의 절대치(IL)에 대한 상기 전류의 5차조파 성분의 절대치(IL5)의 비와 동일한, 전력 변환기의 제어 방법.
  8. 청구항 6에 있어서,
    상기 전압 제어율의 상기 교류 성분의 절대치(Ks6)의 상기 전압 제어율의 상기 직류 성분(Ks1)에 대한 비(Ks6/Ks1)는, 상기 가상 전압형 인버터(4)의 출력측에 흐르는 전류의 5차조파 성분의 절대치(IL5)와 7차조파 성분의 절대치(IL7)의 합의 상기 전류의 기본파 성분의 절대치(IL)에 대한 비와 동일한, 전력 변환기의 제어 방법.
  9. 청구항 6에 있어서,
    상기 제2의 교류 전압(Vu, Vv, Vw)은 삼상이며,
    상기 전압 제어율(Ks)은 상기 제2의 교류 전압의 위상(Φ)의 60도 구간마다 갱신되는, 전력 변환기의 제어 방법.
  10. 청구항 6에 있어서,
    상기 가상 전압형 인버터(4)는, 캐리어(C)와 신호파(Vu*, Vv*, Vw*)의 비교 결과에 의거해 펄스폭 변조로 제어되고,
    상기 신호파는, 상기 제2의 교류 전압의 진폭, 위상, 주파수의 각각의 지령치(v*, Φ*, f*)와, 상기 전압 제어율(Ks)에 의거하는 공간 벡터 변조에 따라 결정되는, 전력 변환기의 제어 방법.
  11. 청구항 1 내지 5 중 어느 한 항에 기재된 전력 변환기의 제어 방법에 의해 제어되고,
    상기 정류회로(3)와 전압형 인버터(4)를 구비하는 전력 변환기(9).
  12. 청구항 6 내지 10 중 어느 한 항에 기재된 전력 변환기의 제어 방법에 의해 제어되는, 다이렉트 매트릭스 컨버터(MCV).
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