JP2005253262A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 絶縁トランスを用いずに三相３線式と三相４線式に適用でき、必要な直流電圧を低くして装置に使用する部品の耐圧を下げることにより、装置を小型、軽量、安価に構成することができる無停電電源装置を提供する。
【解決手段】 入力端子が三相交流電源２１に接続されたコンバータ回路２３と、コンデンサ２９ａ，２９ｂ、蓄電池３０からなる直流回路と、出力端子が三相負荷装置２２に接続されたインバータ回路２６とを備え、各相のコンバータ入力端子とインバータ出力端子とをスイッチ４２を介して接続しバイパス回路を構成する。
更に、接地相であるｖ相の、コンバータ入力端子４９ｂとインバータ出力端子５０ｂとを渡り線４３により直接接続する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、コンバータ回路により三相交流電源からの交流を直流に変換して平滑回路と蓄電装置に充電し、更に、この直流をインバータ回路により交流に変換して三相交流負荷に供給する電力変換装置に係り、更に適切には、バイパス回路を構成し、供給電源を上記三相交流電源と上記蓄電装置とで切り換える無停電電源装置として機能させる電力変換装置に関するものである。

図２１は、従来の無停電電源装置で、三相交流電源２１に接続され、スイッチング素子からなる３相フルブリッジアームで構成され三相交流電源２１からの交流を直流に変換するコンバータ回路２３と、このコンバータ回路２３の直流出力端子に接続された蓄電池３０およびコンデンサ２９と、このコンデンサ２９の直流端子に接続され、スイッチング素子からなる３相フルブリッジアームで構成されコンデンサ２９からの直流を３相交流に変換して負荷装置２２に出力するインバータ回路２６とを備えている。
更に、コンバータ入力端子４９ａ、４９ｂ、４９ｃとインバータ出力端子５０ａ、５０ｂ、５０ｃとが、スイッチ４２と絶縁トランス８３とを介して接続されバイパス回路を構成している。

そして、スイッチ４２を開閉切り換えることにより、スイッチ４２を閉路した場合は、このバイパス回路を経て三相交流電源２１から直接負荷装置２２に交流電力を供給し、スイッチ４２を開路した場合は、蓄電池３０の直流をインバータ回路２６で変換した交流電力を負荷装置２２に供給する。
ところで、インバータ回路２６は３相平衡電圧を発生しているが、電源側の３相各相電位と負荷側の３相各相電位とは正確に一致している補償はない。しかるに、コンバータ回路２３とインバータ回路２６とは両者の直流側で直接接続されているので、上述したバイパス回路の切換時、電源側と負荷側の各相電位に差があると、スイッチ４２の閉路でこの差電圧に基づき過電流が流れ保護回路等が働いて円滑な切換動作が出来ない。そこで、図２１に示すように、バイパス回路に絶縁トランス８３を挿入し、たとえ、電源側と負荷側の各相電位に差があってもその電位差を絶縁トランス８３で吸収することにより過電流が発生しないようにしている。
従って、この絶縁トランス８３が必要な分、装置が大型化しコストも増大するという問題があった。

これに対し、例えば特許文献１には、絶縁トランスが不要な回路を提示されている。ここでは、コンバータ回路とインバータ回路とをそれぞれいわゆるハーフブリッジアームで構成し、コンバータ入力端子の１相とインバータ出力端子の１相と直流中性点とを共通線で接続するとともにこの共通線をアース電位に保持している。
従って、この電源回路を無停電電源として使用する場合に、入出力間に絶縁トランスを設けなくても、この電源回路とバイパスとを切り換えるときに、バイパスに短絡電流が流れることはない。

しかし、三相４線式の電源や負荷は、三相交流電源の中性点を接地し、この中性点から引き出した中性線に零相電流が流れる。特許文献１では、３相のうち１相が接地されて共通線に接続されているため交流電圧中性点はアース電位ではなく、コンバータ入力端子やインバータ出力端子の中性点電位が電源や負荷と不一致であり、中性線に接続する端子も持たない。そのため特許文献１の回路は絶縁トランスを用いなければ三相４線式に適用できない。

また、共通線の電流は直流電圧中性点に流れるため、直流電圧中性点に接続されている平滑コンデンサの電圧が大きく変動し、出力電圧波形を歪ませるため例えば特許文献２のように平滑コンデンサの電圧を調整する回路が必要になる。さらに、直流電圧中性点は常に接地相と同電位になるため、三相交流電圧を出力するためには、直流電圧中性点から直流母線までの電位差は最低でも出力線間電圧ピーク値相当必要であり、直流母線間の電位差は最低でも線間電圧ピーク値の２倍が必要になる。

特許第３３１６８５８号 図１ 特許第３２２１８２８号 図１

従来の電力変換装置，特に無停電電源装置に適用した場合は、以上のように、絶縁トランスを必要としたり、トランスレスのものでは三相４線式には適用できず、また、平滑コンデンサの電圧平衡手段が必要であった。更に、必要な直流母線間電圧が高いものであった。

この発明の目的は、以上の問題点を解消するため、絶縁トランスを用いずに三相３線式と三相４線式に適用でき、さらに直流回路に用いられるコンデンサ電圧を平衡させるための装置を不要とし、必要な直流電圧を低くして装置に使用する部品の耐圧を下げることにより、部品点数を少なく、低価格な部品を使用できるようにすることにより、装置を小型、軽量、安価に構成することができる電力変換装置を提供することにある。

この発明に係る電力変換装置は、三相交流電源に接続され、スイッチング素子からなる３相フルブリッジアームで構成され三相交流電源からの交流を直流に変換するコンバータ回路と、このコンバータ回路の直流出力端子に接続され、直流中性点端子を備えたコンデンサからなる平滑回路と、この平滑回路の直流端子に接続され、スイッチング素子からなる３相フルブリッジアームで構成され平滑回路からの直流を３相交流に変換して三相交流負荷に出力するインバータ回路と、三相交流電源の電圧検出値を電圧指令としてインバータ回路の出力電圧を制御するインバータ制御回路とを備えた電力変換装置において、インバータ回路の交流出力側の内、任意の相とコンバータ回路の交流入力側の内、上記任意の相と同一の相とを直接接続するようにしたものである。

この発明では、以上のように、コンバータ回路、インバータ回路をフルブリッジアームで構成するので、三相平衡電圧を確実に出力でき、電源側と負荷側の１相を直接接続するので、この相を基準にして電源側と負荷側の３相各相の電位を確実に一致させることが出来、バイパス切換も円滑になし得る。

実施の形態１．
以下、本発明の実施の形態１を図１に基づいて説明する。図１は本発明の電力変換装置を適用した実施の形態１の無停電電源装置を示す全体構成図である。図１において、無停電電源装置は、コンバータ回路２３、インバータ回路２６、コンデンサ２９ａ、２９ｂ、蓄電池３０を主要素として構成されている。コンバータ回路２３は、リアクトル３３ａ、３３ｂ、３３ｃを介してコンバータ入力端子４９ａ、４９ｂ、４９ｃに接続され、コンバータ入力端子４９ａ、４９ｂ、４９ｃには三相交流電源２１を接続する。
インバータ回路２６は、リアクトル３１ａ、３１ｂ、３１ｃを介してインバータ出力端子５０ａ、５０ｂ、５０ｃに接続され、インバータ出力端子５０ａ、５０ｂ、５０ｃには三相交流負荷である負荷装置２２が接続されている。

直流電圧の中性点である平滑コンデンサ２９ａ、２９ｂ間には直流電圧中性線４４を接続する。三相交流電源２１とリアクトル３３ａ、３３ｂ、３３ｃとの間にコンデンサ３５ａ、３５ｂ、３５ｃを介して直流電圧中性線４４を接続し、フィルタを構成する。リアクトル３１ａ、３１ｂ、３１ｃと負荷装置２２との間にはコンデンサ３２ａ、３２ｂ、３２ｃを接続し、コンデンサ３２ａ、３２ｂ、３２ｃの一端は直流電圧中性線４４を接続し、フィルタを構成する。接地相であるｖ相は、コンバータ入力とインバータ出力を渡り線４３で結線する。また、インバータ回路２６、コンバータ回路２３と並列にバイパス回路を設け、スイッチ４２でインバータ回路２６から負荷装置２２へ給電する場合と、バイパス回路を通して負荷装置２２へ給電する場合の切り換えを行う。

コンバータ回路２３の入力電圧は電圧センサ４０ａ、４０ｂで検出し、コンバータ回路２３の交流入力側で電流センサ３９ａ、３９ｂ、３９ｃによりコンバータ回路２３に入力される電流の検出を行う。コンバータ回路２３の入力電圧・電流をコンバータ制御回路４５に入力し、コンバータ制御回路４５でＰＷＭ変調された出力電圧信号を出力しコンバータドライブ回路４６へ送り、コンバータドライブ回路４６にてゲートパルスを作成し、コンバータ回路２３のスイッチング素子を制御する。

コンバータ制御回路４５の一例を図２に示す。
図２において、コンバータ制御回路４５は直流電圧制御回路５２、ＰＬＬ５３、電流制御回路５６、ＰＷＭ回路５７で構成される。

インバータ制御回路４７の一例を図３に示す。
図３において、インバータ制御回路４７は、減算器６０ａ、６０ｂ、６０ｃ、補償器６１ａ、６１ｂ、６１ｃ、加算器６２ａ、６２ｂ、６２ｃ、減算器６３ａ、６３ｂ、６３ｃ、補償器６４ａ、６４ｂ、６４ｃ、加算器６５ａ、６５ｂ、６５ｃ、ＰＷＭ回路６７、ＰＬＬ６８、瞬時値出力電圧指令作成回路６９で構成される。

次に動作について説明する。図２のコンバータ制御回路４５では、電圧センサ４１で検出された直流電圧と直流電圧指令を直流電圧制御回路５２に入力し、例えばＰＩ制御等を用いた直流電圧制御回路５２において電流指令を作成する。この電流指令を電流制御回路５６に入力する。また、電圧センサ４０ａ、４０ｂで測定した電圧値をＰＬＬ５３に入力し、三相交流電源２１の位相をＰＬＬ５３から出力する。ＰＬＬ５３が出力する位相信号は電流制御回路５６に入力する。また、電流センサ３９ａ、３９ｂ、３９ｃが出力するコンバータ回路２３に流入する電流値を電流制御回路５６に入力する。
電流制御回路５６は入力された信号からコンバータ回路２３が出力するコンバータ電圧指令を作成し、ＰＷＭ回路５７に入力する。ＰＷＭ回路５７では入力されたコンバータ電圧指令をパルス信号に変換して出力する。ＰＷＭ回路５７から出力されたパルス信号は、図１のコンバータドライブ回路４６に入力する。コンバータドライブ回路４６は入力された信号に基づき、ゲートパルスを出力してコンバータ回路２３のスイッチング素子を動作させる。

次に、図３のインバータ制御回路４７の動作を説明する。電圧センサ４０ａ、４０ｂの出力をＰＬＬ６８に入力し、ＰＬＬ６８は三相交流電源２１の電圧の位相を演算し、出力する。ＰＬＬ６８より出力された位相と実効値出力電圧指令とから瞬時値出力電圧指令作成回路６９により、三相交流の正弦波出力電圧指令を作成する。ここでＰＬＬ６８が出力する位相信号をθＬとし、実効値出力電圧指令から得られる出力相電圧ピーク値をＶｍｒとする。また瞬時値出力電圧指令作成回路６９により作成される三相交流の正弦波出力電圧指令のｕ相、ｖ相、ｗ相の指令をそれぞれ、VIur、VIvr、VIwrとする。ここで、瞬時値出力電圧指令作成回路６９で作成される電圧指令は以下のものである。

VIur＝Vmr×sin（θL） （１ａ）
VIvr＝Vmr×sin（θL−120°） （１ｂ）
VIwr＝Vmr×sin（θL−240°） （１ｃ）

この各相の正弦波出力電圧指令と電圧センサ３８ａ、３８ｂ、３８ｃにより検出された電圧を減算器６０ａ、６０ｂ、６０ｃで差分を求めて、補償器６１ａ、６１ｂ、６１ｃに入力し、各相のフィルタコンデンサ電流指令を得る。このフィルタコンデンサ電流指令は、コンデンサ３２ａ、３２ｂ、３２ｃに流れる電流に相当する。また、補償器６１ａ、６１ｂ、６１ｃにはＰＩ制御等を用いればよい。このフィルタコンデンサ電流指令に電流センサ３７ａ、３７ｂ、３７ｃで検出した負荷電流を加算器６２ａ、６２ｂ、６２ｃで加算してインバータ出力電流指令とする。
このインバータ出力電流指令は電流センサ３６ａ、３６ｂ、３６ｃで検出される電流の指令値となる。このインバータ電流指令と電流センサ３６ａ、３６ｂ、３６ｃで検出した電流の差分を補償器６４ａ、６４ｂ、６４ｃに入力し、補償器６４ａ、６４ｂ、６４ｃの出力と電圧センサ３８ａ、３８ｂ、３８ｃで検出した電圧を加算器６５ａ、６５ｂ、６５ｃで加算することによりインバータ電圧指令が得られる。補償器６４ａ、６４ｂ、６４ｃはＰＩ制御等で構成できる。インバータ電圧指令をＰＷＭ回路６７に入力してＰＷＭ変調されたインバータ電圧指令が得られる。ＰＷＭ変調されたインバータ電圧指令をインバータドライブ回路４８に入力し、インバータドライブ回路４８はＰＷＭ変調されたインバータ電圧指令に基づき、ゲートパルスを出力してインバータ回路２６を動作させる。

ここで渡り線４３の作用について説明する。
三相交流電源２１または負荷装置２２のいずれか片方が接地されていない場合は、渡り線４３をコンバータｖ相とインバータｖ相に接続することによりコンバータ入力端子４９ａ、４９ｂ、４９ｃ、インバータ出力端子５０ａ、５０ｂ、５０ｃは同電位に保たれ、バイパスとの切り換えを行っても負荷装置２２に過電流を発生することがない。そのためインバータの出力端子あるいはバイパス回路に必要とされていた絶縁トランスが不要である。
三相交流電源２１、負荷装置２２ともに接地され、コンバータ入力端子４９ｂ、インバータ出力端子５０ｂがともに必ずアース電位にある場合は渡り線４３を設けるまでもなく両端子は同電位（アース電位）になる。また、ハーフブリッジ回路の従来例と違いフルブリッジ回路であるため、平滑コンデンサ２９ａ、２９ｂは同電圧に保たれ、平滑コンデンサ２９ａ、２９ｂの電圧不平衡により出力電圧に歪みを生じることがなく、さらに平滑コンデンサ２９ａ、２９ｂを同じ電圧に保つためのバランサ回路が不要である。

また、従来例ではハーフブリッジ回路であるため、片方のコンデンサで所望の出力線間電圧ピーク値以上の電圧が必要であり、直流電圧は出力線間電圧最大値の２倍以上の電圧が必要である。しかし、図１の回路はフルブリッジ回路であり、直流電圧中性点とインバータ出力端子５０ａ、５０ｂ、５０ｃとの間の電位差がインバータ出力相電圧に一致するように制御されるため、直流電圧中性点電位はインバータ出力電圧の中性点電位と一致する。このことから直流電圧中性点と直流母線間との電位差は相電圧ピーク値分必要であり、必要な直流電圧は相電圧ピーク値の２倍となる。これは従来例の（１／√３）倍、すなわち約５８パーセントである。このことにより主回路に用いられるコンデンサ・素子・リアクトルの耐圧が５８パーセントですむため安価な部品を使用することができ、コストが低減される。

また、図１は三相３線式に適用する場合であるが、三相４線式に適用する場合は、渡り線４３をはずして、直流電圧中性線４４に三相交流電源２１および負荷装置２２の中性線を接続する。このときの回路構成は図４のようになる。図４の構成ならば、三相交流電源２１と負荷装置２２の中性点電位が共通に保たれ、バイパスとの切り換えを行っても負荷装置２２に過電流を発生することがない。絶縁トランスが不要なので、容易に三相４線式の電源、負荷に適用することができる。よって従来は別の主回路を使用するか、絶縁トランスの付加が必要だったが、本実施の形態の適用により三相３線式と三相４線式のトランスレス無停電電源装置の主回路、制御回路を共用でき、量産効果によりコストが低減される。

実施の形態２．
この実施の形態２は、実施の形態１の各相相電圧指令に、各相共通の高調波成分を重畳することにより、インバータ回路２６の出力電圧を変化させずに必要な直流電圧の低減が可能となるもので、三相３線式の場合に適用するものである。
新たな図示は省略するが、実施の形態１の図３に示すインバータ制御回路４７において、瞬時値出力電圧指令作成回路６９における瞬時値電圧指令の作成方法を以下の要領で変更する。

ここでＰＬＬ６８が出力する位相信号をθLとし、出力電圧指令から得られる相電圧のピーク値をVmrとする。また、瞬時値出力電圧指令作成回路６９により作成される三相交流の正弦波出力電圧指令のｕ相、ｖ相、ｗ相の指令を、それぞれVIur、VIvr、VIwrとする。ここで瞬時値出力電圧指令作成回路６９において作成される電圧指令は以下のものとする。

即ち、重畳する高調波成分は、波高値が基本波の１／６倍の三次高調波である。
実施の形態１で運転した場合のコンバータ入力端子電位、直流母線電位、インバータ出力端子電位の変動を図５に図示する。図５（ａ）には、インバータ出力端子電位とインバータ出力電圧中性点電位、直流母線電位、直流電圧中性点電位を示す。図５（ｂ）には、コンバータ入力端子電位、コンバータ入力電圧中性点電位、直流母線電位、直流電圧中性点電位を示す。

ｖ相のコンバータ入力端子４９ｂとインバータ出力端子５０ｂとは接地されているのでアース電位に保たれており、インバータ制御回路４７は直流電圧中性点とインバータ出力端子５０ａ、５０ｂ、５０ｃの電位差を制御しているため、直流電圧中性点の電位変動はｖ相出力電圧波形の正負を逆転したものとなる。
そして、実施の形態１ではインバータ出力電圧の中性点電位と直流電圧中性点電位は一致するが、実施の形態２では、出力電圧指令に三次高調波を重畳することにより、直流電圧中性点とインバータ出力端子５０ａ、５０ｂ、５０ｃとの間の電位差は正弦波に三次高調波が重畳し、ピーク値が低下した波形となる。このときのコンバータ入力端子電位、直流母線電位とインバータ出力端子電位変動を図６に図示する。

図６（ａ）にはインバータ出力端子電位、インバータ出力電圧中性点電位、直流母線電位、直流電圧中性点電位を示す。図６（ｂ）には、コンバータ入力端子電位、コンバータ入力電圧中性点電位、直流母線電位、直流電圧中性点電位を示す。
出力電圧指令に三次高調波が重畳することにより、直流母線電位は図５のような正弦波ではなく、図６のようにピーク値が低下した台形波に近い波形になる。インバータ出力電圧指令に重畳される高調波成分は、各相共通（同一）であるので、出力端子間ではこの高調波成分は相殺され正弦波のインバータ出力電圧が得られる。

先の（２ａ）式では、θＬ＝６０°、１２０°のとき最大値√３／２Ｖｍｒとなり、（２ｂ）（２ｃ）式でも最大値は√３／２Ｖｍｒである。よってこの実施の形態２では、実施の形態１の場合に比較して直流電圧は√３／２倍に低減できる。

なお、実施の形態１と同様に三相４線式にも適用したい場合は、図１の図４のように渡り線４３をはずして、直流電圧中性線４４に三相交流電源２１および負荷装置２２の中性線を接続する。さらに、インバータ制御回路４７を、元の、出力電圧指令に三次高調波を重畳しないものに変更すればよい。この変更は極めて簡単であるので、実用上、三相３線式、三相４線式の両方式への対応が可能である。
再度の説明は省略するが、以下の実施の形態もすべて三相３線式に適用する場合のものであるが、上述と同様、簡単な変更で三相４線式への対応も可能である。

実施の形態３．
先の実施の形態では、電源側と負荷側とでは電圧の位相にずれはないとしていた。先の図３で説明したとおり、インバータ制御回路４７の瞬時値出力電圧指令作成回路６９では、電圧センサ４０ａ、４０ｂで検出された三相交流電源２１の電圧信号をＰＬＬ６８で処理して得られた位相信号θLを基にインバータ回路２６の瞬時値出力電圧指令を作成している。従って、少なくとも、定常状態では、インバータ出力側の電圧位相とコンバータ入力側の電圧位相は一致していることになる。
しかし、何らかの要因で三相交流電源２１の電圧位相が急変した場合、ＰＬＬ６８を含めた制御系の応答特性により、インバータ出力側の電圧位相は、三相交流電源２１の電圧位相の急変に瞬時には追随できず、両者の電圧位相に差が生じることになる。

直流回路を介して結合されたコンバータ回路２３とインバータ回路２６とからなり、その１相の入力端子４９ｂと出力端子５０ｂとを直接接続した本願の電力変換装置にあっては、上述した電圧位相差の発生は、本来の変換機能を維持できるか否かに関わる重要な問題となる。この実施の形態３は、上記位相差がいかなる値となっても支障無く運転できるようにしたものである。以下、この位相差に基づく各相電位の変化現象を含めて説明を進める。

実施の形態２の場合と同様、新たな図示は省略するが、実施の形態１の図３に示すインバータ制御回路４７において、瞬時値出力電圧指令作成回路６９における瞬時値電圧指令の作成方法を以下の要領で変更する。

ＰＬＬ６８が出力する位相信号をθLとし、出力電圧指令を線間電圧に変更した時の値をVLmrとする。瞬時値出力電圧指令作成回路６９により作成される三相交流の正弦波出力電圧指令のｕ相、ｖ相、ｗ相の指令をそれぞれ、以下の式で表されるVIur、VIvr、VIwrとする。

VIur＝VLmr×sin（θL＋30°） （３ａ）
VIvr＝0 （３ｂ）
VIwr＝VLmr×sin（θL＋90°） （３ｃ）

即ち、（３）式は、電源側と負荷側との接続相、ここではｖ相は零に、他の非接続２相、ここではｕ、ｗ相は、接続相のｖ相との間の線間電圧としたもので、本願では、これを便宜上、各相異形線間電圧指令と称することにする。
他の構成要素は実施の形態１と同様とする。

瞬時値出力電圧指令作成回路６９で作成する上記の出力電圧指令の変更による動作の相違点を以下に説明する。
瞬時値出力電圧指令作成回路６９が出力する電圧指令をインバータが出力することにより、ｖ相のインバータ出力端子５０ｂと直流電圧中性点の電位差は０Vに制御される。負荷装置２２のｖ相はアース電位であるので、直流電圧中性点もアース電位になるよう制御され、直流母線電位は一定の値となる。また、直流電圧中性点電位がアース電位なので、瞬時値出力電圧指令作成回路６９が出力するｕ相電圧指令は、インバータ出力端子５０ａの電位に相当する値である。ｗ相電圧指令も、インバータ出力端子５０ｃの電位に相当する値である。

実施の形態１の構成でのコンバータ入力端子電位と直流母線電位、インバータ出力端子電位の変動を示した図５のようにコンバータ入力端子電位とインバータ出力端子電位は２本の直流母線電位の間に位置していなければインバータ・コンバータの運転が継続できない。図５では、三相交流電源２１と負荷装置２２の間に位相差がなく、コンバータ入力端子電位やインバータ出力端子電位が等しいので、コンバータ入力端子電位とインバータ出力端子電位は２本の直流母線電位の間に位置しておりインバータ・コンバータの運転が継続できる。この場合、コンバータ入力端子とインバータ出力端子の６端子間で最大の電位差が生じた場合、その電位差は線間電圧ピーク値VLmに等しい。

しかし、三相交流電源２１と負荷装置２２との間に位相差が生じた場合は、コンバータ入力端子とインバータ出力端子との端子間で電位差が最大となるケースは、例えばコンバータ入力端子のｖｗ間の電位差が線間電圧ピーク値VLmとなって、インバータ出力端子のｖｗ間の電位差が符号反転した線間電圧ピーク値−VLmとなった場合などで、最大で線間電圧ピーク値VLmの２倍の電位差が生じる。このときのコンバータに入力する電圧のベクトルと、インバータが出力する電圧ベクトルは図７のようになる。

図８はこの場合の波形図で、コンバータ側電位が直流母線電位の範囲に収まらなくなり、現実には、インバータとコンバータとを同時に運転することが出来なくなる。

しかるに、この実施の形態３では、コンバータ入力端子電位とインバータ出力端子電位においてｖ相は常に０であり、ｕ相およびｗ相の電位は振幅が線間電圧ピーク値の正弦波で正弦波の中心電位は０なので、直流電圧中性点電位が０に固定されるようにインバータ電圧制御を行えば、線間電圧の２倍の直流電圧で、三相交流電源２１と負荷装置２２にどのような位相差が生じても安定したインバータ・コンバータの運転が可能になる。

図９はこの状態の波形図を示したものである。即ち、接地相であるｖ相の出力電圧を０Ｖになるよう制御することによって、直流電圧中性点電位が０Ｖに制御されるため、直流母線電位は一定の電位をとるようになる。ｖ相がアース電位にあるので、ｕ相、ｗ相の電位はｕｖ間線間電圧、ｗｖ間線間電圧の正弦波となり、図９から判るように、直流電圧中性点から直流母線電位までの電位差が線間電圧ピーク値以上あれば、電源側と負荷側の位相差にかかわらず、常に直流母線電位間にインバータおよびコンバータの電位があるので、インバータおよびコンバータを停止させることなく運転することが出来るわけである。

また、従来例と違いフルブリッジ回路であるため、平滑コンデンサ２９ａ、２９ｂは同電圧に保たれ、平滑コンデンサ２９ａ、２９ｂの電圧不平衡により出力電圧に歪みを生じることがなく、さらに平滑コンデンサ２９ａ、２９ｂを同じ電圧に保つためのバランサ回路が不要である。

このように、実施の形態３のようなインバータ制御回路によりインバータ制御を行うことにより、三相交流電源２１、負荷装置２２がいかなる位相関係にあっても運転可能であり、勿論、三相４線式用にも容易に変更可能な無停電電源装置が得られる。

実施の形態４．
先の実施の形態３では、電源側と負荷側の電圧位相差がいかなる値であってもインバータ・コンバータの運転が可能となる制御方式としたが、結果として、直流母線電圧が線間電圧ピーク値の２倍の高い値を必要とする。
この実施の形態４以降では、位相差に応じて電圧指令を変化させることにより、直流母線電圧を極力高くすることなく位相差存在下でのインバータ・コンバータ運転の実現可能性を追求するものである。

ここでは、前提として、電源側と負荷側の位相差を求める必要があるので、先ず、図１０につき、この実施の形態４で適用するインバータ制御回路４７について説明する。
図１０と図３との相違点は、ＰＬＬ８１を追加し、電圧センサ４０ａ、４０ｂの出力がＰＬＬ８１に入力される点と、図３の瞬時値出力電圧指令作成回路６９を図１０では瞬時値出力電圧指令作成回路８２へ置き換え、実効値出力電圧指令とＰＬＬ６８、８１が出力する位相信号が入力されるようにしたことである。

以下、図１０に示す無停電電源装置の動作に関して説明する。ただし、実施の形態１と共通な部分については省略する。
ＰＬＬ６８とＰＬＬ８１とが出力する位相信号は瞬時値出力電圧指令作成回路８２に入力する。瞬時値出力電圧指令作成回路８２では実効値出力電圧指令とＰＬＬ６８、８１が出力する位相信号からインバータが出力する出力電圧指令を作成する。実効値出力電圧指令を線間電圧ピーク値に変更したものをVLmrとする。また、ＰＬＬ６８の出力をθLとし、負荷の電圧位相はθLに同期するよう制御する。また、ＰＬＬ８１の出力をθSとする。
そして、この新たなＰＬＬ８１は、ＰＬＬ６８よりも高速に三相交流電源２１に追従するようその応答特性を設定している。従って、三相交流電源２１の電圧位相が急変した場合、ＰＬＬ６８の出力θLとＰＬＬ８１の出力θSとの差（θL−θS）＝Δθが電源側と負荷側との電圧位相差を示すことになる。

この瞬時値出力電圧指令作成回路８２で作成する出力電圧指令VIur、VIvr、VIwrは以下の（４）式で表されるもので、実施の形態３の（３）式の各相異形線間電圧指令に下記（４ｂ）式の右辺で示される電圧成分を重畳したもので、ここでは、各相第２異形線間電圧指令と呼ぶものとする。

この重畳する電圧成分は、各相共通であって、その波高値は相電圧波高値としている。そして、その位相は、非接続２相、ここではｕ、ｗ相の線間電圧の合成位相を反転（１８０゜位相差）した位相から（θL−θS）／２＝Δθ／２進めた位相としている。

この電圧指令に基づきインバータから電圧が出力された場合の電圧ベクトル図を図１１に示す。図１１は負荷装置２２の電圧位相が三相交流電源２１の電圧位相より進んでいる場合の電圧ベクトル図である。図１１では負荷装置２２に印加される相電圧をVLu、VLv、VLw、三相交流電源２１の相電圧をVSu、VSv、VSw、インバータが出力する電圧をVIu、VIv、VIwとしている。ｖ相は接地されているので、ｖ相電圧ベクトルVLv、VSv、VIvの先端が固定され、固定された点を中心に各相の電圧ベクトルが回転している。

接地相であるｖ相を基準と考え、ｖ相の電圧指令VIvrから説明する。
負荷装置２２と三相交流電源２１との位相差である（θL−θS）を一定値とすると、上記の出力電圧指令の式のうちｖ相の指令（４ｂ）式は、振幅がVLmr／√３で位相が（θL−120°−（θL−θS）／２）の正弦波である。このVIvrの振幅は三相交流電源２１や負荷装置２２の相電圧の振幅に等しく、位相が三相交流電源２１のｖ相電圧位相と負荷装置２２のｖ相電圧位相の中間にある。

ｕ相出力電圧指令VIurは、ｖ相出力電圧指令VIvrを基に考えると、ｖ相出力電圧指令にｕｖ間線間電圧指令を足す形にすればよく、VIurの右辺第一項はｕｖ間線間電圧指令、右辺第二項はｖ相出力電圧指令である。ｗ相もｕ相と同様に考えてｖ相出力電圧指令にｗｖ間線間電圧指令を足す形にしており、VIｗrの右辺第一項はｗｖ間線間電圧指令、右辺第二項はｖ相出力電圧指令である。

三相交流電源２１の電圧中性点と、負荷装置２２の電圧中性点は図１１の電圧ベクトル図でアース電位であるｖ相電位を中心に、相電圧ピーク値を半径として（θL−θS）の位相差をもって回転しており、直流電圧中性点は三相交流電源２１の電圧中性点、負荷装置２２の電圧中性点と同じ回転半径で中間の位相で回転するように制御されている。
このことにより、直流電圧中性点は三相交流電源２１の電圧中性点と負荷装置２２の電圧中性点との中間の位相であり、直流電圧中性点からインバータ出力端子５０ａ、５０ｂ、５０ｃの電位差を負荷装置２２の電位に合わせて運転することにより、三相交流電源２１と負荷装置２２の位相差に対応してインバータおよびコンバータの運転ができる。

この実施の形態４のケースを各相電圧波形図で説明すると以下の通りである。
図１２は実施の形態１の制御で運転している状態で、電源側と負荷側とに位相差が生じたと仮定した場合の波形図である。コンバータ側の電位が直流母線電位からはみ出してしまうためにインバータとコンバータを同時に運転することはできない。

これに対し、（４）式の電圧指令に基づき制御する実施の形態４では、図１３に示す通りとなる。即ち、図１３は、電源側と負荷側との位相差を図１２と同じ条件で実施の形態４を適用した場合の波形図で、直流電圧中性点電位は、コンバータ入力電圧中性点とインバータ出力電圧中性点の中間の位相で同じ振幅の正弦波となる。図１２と図１３の直流電圧（直流母線間電位差）は同じであるが、（対地）電位を見た場合は図１２では直流電圧中性点がインバータ出力電圧中性点に同期しているため、コンバータ側電位は直流母線間に入らなくなっているが、図１３では、直流電圧中性点の電位振動をずらすことにより、インバータ側電位・コンバータ側電位を２つの直流母線電位間に内包することになり、インバータおよびコンバータを同時に運転することができるようになる。

図１４にインバータ出力電圧指令最大値を位相差（θL−θS）に応じてプロットした図を示す。図１４の（ａ）はｕ相の電圧指令VIurのピーク値、（ｂ）はｖ相の電圧指令VIvrのピーク値、（ｃ）はｗ相の電圧指令VIwrのピーク値である。
このときの電圧指令の最大値は図１４に示すように、位相差が大きくなるにつれていずれかが大きくなり、それに合わせて必要な直流電圧が大きくなる。通常、直流電圧は一定に制御されており、設定された直流電圧に応じて許容できる位相差が決まる。

なお、このような位相差が生じるのは、前述したように、電力系統の切り換えなどで三相交流電源２１の位相が急変した場合である。そして、通常は三相交流電源２１に同期してインバータを運転し、三相交流電源２１の位相が急変した場合、許容範囲の位相差の場合はコンバータを運転し、位相差が許容範囲を超えた場合はコンバータを停止して、蓄電池３０によってインバータを駆動するようにする。この後、負荷装置２２に許容される範囲でインバータの運転周波数を変更して位相差が小さくなるようインバータを運転する。そして、位相差が許容範囲に戻った時にコンバータの運転を再開すれば、蓄電池３０による運転時間を短くすることができる。
また、電圧指令の演算が簡単で制御に用いる演算装置の演算時間に与える影響が小さい。

このように、実施の形態４の方式でインバータ制御を行うことにより、三相交流電源２１、負荷装置２２間に位相差が生じた場合でも直流電圧値から決定される位相差許容範囲で運転可能であり、三相４線式用にも容易に変更可能な無停電電源装置が得られる。

実施の形態５．
ここでは、インバータ制御回路４７で設定する電圧指令を、実施の形態４の各相第２異形線間電圧指令から更に変形し、以下に示す各相第３異形線間電圧指令としている。

ここで、重畳する電圧成分は、各相共通であって、その波高値を、VLmr×cos｛（θL−θS）／２＋30°｝とし、その位相を（θL−120°−（θL−θS）／２）とする正弦波である。

この重畳分の電圧は、図１５の電圧ベクトル図上で、電圧ベクトルの先端が最も遠いもの同士を直線で結び、この直線に対して負荷装置２２のｖ相電圧ベクトル先端から降ろした垂線に相当する。図１５では、三相交流電源２１のｕ相電圧ベクトルVSuと負荷装置２２のｗ相電圧ベクトルVLwとを結んだ直線に降ろした垂線がインバータが出力する電圧VIvの電圧ベクトルであり、垂線の足が直流電圧中性点となる。
ｕ相出力電圧指令VIurはｖ相出力電圧指令VIvrを基準に考えると、ｖ相出力電圧指令にｕｖ間線間電圧指令を足す形にすればよいので、VIurの右辺第一項はｕｖ間線間電圧指令、右辺第二項はｖ相出力電圧指令である。ｗ相もｕ相と同様に考えてｖ相出力電圧指令にｗｖ間線間電圧指令を足す形にしており、VIｗrの右辺第一項はｗｖ間線間電圧指令、右辺第二項はｖ相出力電圧指令である。

図１６は実施の形態５を適用した場合の波形図である。直流電圧は図１３と同じで、電源側と負荷側との位相差は図１３の場合より大きくなっている。
実施の形態５の電圧指令をインバータから出力することにより、コンバータおよびインバータの端子間電位差で最大電位差となる組み合わせ（図１５および図１６ではインバータｗ相、コンバータｕ相）の中間に常に直流電圧中性点が位置するように制御される。従って、直流電圧で決まる最大の位相差までインパークおよびコンバータを同時に運転することができる。

この電圧指令での各相電圧指令のピーク値を位相差に応じてプロットすると図１７のようになる。図１７で（ａ）はｕ相の電圧指令VIurのピーク値、（ｂ）はｖ相の電圧指令VIvrのピーク値、（ｃ）はｗ相の電圧指令VIwrのピーク値である。
図１７に示すように、位相差が０の場合はｖ相の指令が最も大きくこのときの値は線間電圧ピーク値の√３／２である。位相差が３０°のときｖ相とｗ相が等しくなり、その後ｗ相がｖ相より大きくなる。位相差が負の場合は、位相差−３０°以下でｕ相がｖ相より大きくなる。直流電圧中性点と直流母線の電位差が線間電圧ピーク値の√３／２倍以上、すなわち直流電圧が線間電圧ピーク値の√３倍以上あれば、このような電圧指令を用いることにより、三相交流電源２１と負荷装置２２との位相差をもった運転に対応でき、特に位相差が３０°以上ある場合、コンバータ入力端子４９ａ、４９ｂ、４９ｃ、インバータ出力端子５０ａ、５０ｂ、５０ｃのうち電位差が最大となる組み合わせの中間点に直流電圧中性点をあわせるように制御するので、直流電圧が許容する限界の負荷と電圧の位相差まで運転できる。

このように、実施の形態５の方式でインバータ制御を行うことにより、三相交流電源２１、負荷装置２２間に位相差が生じた場合でも直流電圧値から決定される位相差許容範囲で運転可能であり、三相４線式用にも容易に変更可能な無停電電源装置が得られる。

実施の形態６．
先の実施の形態４では、直流電圧中性点とコンバータ入力端子４９ａの電位差、直流電圧中性点とコンバータ入力端子４９ｃの電位差、直流電圧中性点とインバータ出力端子５０ａの電位差、直流電圧中性点とインバータ出力端子５０ｃの電位差のうち、最大のものが直流電圧の半分以下の範囲で三相交流電源２１と負荷装置２２との位相差を許容できる。しかし、必ずしも直流電圧が許容できる最大の位相差を決定するものとはならない。

実施の形態５では、コンバータ入力端子４９ａとインバータ出力端子５０ｃとの電位差、コンバータ入力端子４９ｃとインバータ出力端子５０ａとの電位差のうち、最大のものが直流電圧以下である位相差までを許容できる。ただし、ｖ相については位相差３０°以下の領域では電圧指令が他相より大きくなり線間電圧ピーク値の√３倍以上の直流電圧が必要である。

実施の形態４の位相差と各相電圧指令ピーク値をプロットした図１４と実施の形態５の位相差と各相電圧指令ピーク値をプロットした図１７とを重ねると図１８になる。図１８で（ａ）、（ｂ）、（ｃ）はそれぞれ実施の形態４に則ったｕ相、ｖ相、ｗ相電圧指令VIur、VIvr、VIwrのピーク値であり、（ｄ）、（e）、（ｆ）はそれぞれ実施の形態５に則ったｕ相、ｖ相、ｗ相電圧指令VIur、VIvr、VIwrのピーク値である。
図１８で、θL−θS≧０°の場合、電圧指令ピーク値が最大となっているのは０°≦θL−θS＜２８．９°の範囲で（ｅ）、２８．９°≦θL−θSの範囲で（ｃ）であり、（ｅ）と（ｃ）の交点はθL−θS＝２８．９°、電圧指令ピーク値／線間電圧ピーク値＝０．７２である。
（ｃ）は実施の形態４に則った曲線であり、（ｅ）は実施の形態５に則った曲線であるので、位相差２８．９°までは実施の形態４の方が電圧指令ピーク値は小さくなり、すなわち必要な直流電圧が小さく、位相差が２８．９°以上では実施の形態５の方が電圧指令ピーク値は小さく、すなわち必要とされる直流電圧が小さくなる。

そこでこの実施の形態６では、電圧指令を位相差の絶対値に応じて実施の形態４と実施の形態５のものに切り換える。
即ち、位相差の絶対値が０≦｜θL−θS｜＜θ１、θ１≦｜θL−θS｜≦θ２の２つの場合によってインバータ出力電圧指令の作成方法を変更する。
ここで、θ１、θ２は直流電圧の値によって設定を変え、以下のように決定する。

０≦｜θL−θS｜＜θ１の範囲では実施の形態４と同じ動作とする。θ１は図１９の電圧ベクトル図上で示すθL−θSが正の場合はw相、θL−θSが負の場合はｕ相の電圧ベクトルの先端と直流電圧中性点の距離が直流電圧の半分となる値である。
線間電圧ピーク値をVLm、直流電圧をVdcとして、位相差がθ１の場合に電圧ベクトルが図１４のような関係にあるとして図１９の電圧ベクトル図から以下の連立方程式を解くことにより求められる。

これを解いて得ることができるθ１は、

この０≦｜θL−θS｜＜θ１の場合はインバータ出力電圧指令は実施の形態４と同様に以下のものとする。

θ２は図２０の電圧ベクトル図に示すようにθL−θSが正の場合、インバータｗ相、コンバータｕ相、θL−θSが負の場合、インバータｕ相、コンバータｗ相の距離が直流電圧と等しくなる位相差である。
このとき以下の式が成立する。

この式を解くと以下のθ２が得られる。

θ１≦｜θL−θS｜≦θ２の間の電圧指令は以下の式で表されるものとする。

位相差（θL−θS）／２が一定の場合、v相の電圧指令は位相が（θL−１２０°−（θL−θS）／２）で、振幅がVLm×cos｛３０°+（θL−θS）／２｝−Vdc／２×sin[cos^-1[２×VLm／Vdc×sin｛３０°+（θL−θS）／２｝]]の正弦波であり、θL−θS＝θ１のときは振幅がVLm／√３になり、θL−θS＝θ２のときは振幅がVLm×cos｛３０°＋（θL−θS）／２｝となるので、先に挙げた０≦｜θL−θS｜＜θ１の場合の電圧指令と連続性があり、θL−θS＝θ２のときは実施の形態５と同じ電圧指令になる。
このように電圧指令を位相差に応じて切り換えを行うことにより実施の形態５より低い直流電圧のインバータで、実施の形態４より大きな位相差に対応できる。

このように、電圧指令を位相差に応じて切り換える実施の形態６の方式でインバータ制御を行うことにより、三相交流電源２１、負荷装置２２間に位相差が生じた場合でも直流電圧値から決定される位相差許容範囲で運転可能であり、三相４線式用にも容易に変更可能な無停電電源装置が得られる。

この発明に係る電力変換装置は以上のように、上記三相交流電源および三相交流負荷が三相３線式の場合、上記インバータ回路の３相交流出力端子の内、任意の相の特定出力端子と上記コンバータ回路の３相交流入力端子の内、上記特定出力端子と同相の特定入力端子とを直接接続するようにしたので、インバータ回路の各相出力端子の電位とコンバータ回路の各相入力端子の電位を確実に一致させることが出来る。従って、バイパス切換を行う場合にも過電流が流れる恐れはない。

また、上記三相交流電源および三相交流負荷のいずれかに接地相がある場合、上記直接接続する相を当該接地相としたので、各相電位の絶対値が決まり一層信頼性の高い運転が可能となる。

また、上記三相交流電源および三相交流負荷が三相４線式の場合、上記三相交流電源の中性線相と上記三相交流負荷の中性線相とを直接接続するようにしたので、三相３線式の場合と同様、インバータ回路の各相出力端子の電位とコンバータ回路の各相入力端子の電位を確実に一致させることが出来る。従って、バイパス切換を行う場合にも過電流が流れる恐れはない。

また、上記インバータ制御回路は、上記インバータ回路の各相の出力端子と上記直流中性点端子との間に出力する電圧を、各相相電圧指令に基づき制御するようにしたので、比較的低い直流電圧で、インバータ・コンバータの運転が可能となる。

また、上記インバータ制御回路は、上記インバータ回路の各相の出力端子と上記直流中性点端子との間に出力する電圧を、上記各相相電圧指令に上記各相共通の高調波成分を重畳した各相第２相電圧指令に基づき制御するものとし、上記高調波成分を重畳することにより、上記各相相電圧指令の波高値より上記各相第２相電圧指令の波高値が低減するようにしたので、インバータ回路の出力電圧に影響を与えることなく直流電圧を低減することが可能となる。

また、上記インバータ回路の出力端子と上記コンバータ回路の入力端子とを直接接続する相を接続相、他の２相を非接続２相としたとき、上記インバータ制御回路は、上記インバータ回路の各相の出力端子と上記直流中性点端子との間に出力する電圧を、上記接続相は零に、上記非接続２相は上記接続相との間の線間電圧にする各相異形線間電圧指令に基づき制御するようにしたので、三相交流電源側と負荷装置側とに位相差が生じても、インバータ・コンバータの運転が支障無く行える。

また、上記三相交流電源の位相に対し上記三相交流負荷の位相がΔθ遅れた場合、上記インバータ制御回路は、上記インバータ回路の各相の出力端子と上記直流中性点端子との間に出力する電圧を、上記各相異形線間電圧指令に、上記各相共通であって、相電圧波高値を有し上記非接続２相の線間電圧の合成位相を反転した位相から（Δθ／２）進めた位相の電圧成分を重畳した各相第２異形線間電圧指令に基づき制御するようにしたので、生じ得る位相差において運転を可能にする直流電圧を低減することが出来る。

また、上記三相交流電源の位相に対し上記三相交流負荷の位相がΔθ遅れた場合、上記インバータ制御回路は、上記インバータ回路の各相の出力端子と上記直流中性点端子との間に出力する電圧を、上記各相異形線間電圧指令に、上記各相共通であって、線間電圧波高値×ｃｏｓ（（Δθ／２）＋３０゜）の波高値を有し上記非接続２相の線間電圧の合成位相を反転した位相から（Δθ／２）進めた位相の電圧成分を重畳した各相第３異形線間電圧指令に基づき制御するようにしたので、生じ得る位相差において運転を可能にする直流電圧を低減することが出来る。

また、上記平滑回路の直流電圧がより低い値で上記位相差Δθを吸収できるように、上記インバータ制御回路は、上記インバータ回路の各相の出力端子と上記直流中性点端子との間に出力する電圧を、上記位相差Δθが所定値より小さい範囲では、上記各相第２異形線間電圧指令に基づき、上記位相差Δθが上記所定値以上の範囲では、上記各相第３異形線間電圧指令に基づき制御するようにしたので、生じ得る位相差において運転を可能にする直流電圧を一層低減することが出来る。

また、上記平滑回路と並列に接続された蓄電装置を備えるとともに、上記コンバータ回路の各相入力端子と上記インバータ回路の各相出力端子とをスイッチを介して接続するバイパス回路を構成し、上記スイッチの開閉を切り換えることにより、供給電源を上記三相交流電源と上記蓄電装置とで切り換える無停電電源装置として機能させるようにしたので、上記切り換えの動作が円滑に成される。

実施の形態１、２、３、４、５，６による三相３線式電源および負荷に適用する無停電電源装置の構成を示す図である。 実施の形態１，２，３，４，５，６による三相３線式電源、負荷および三相４線式電源、負荷に適用する無停電電源装置におけるコンバータ制御回路４５の詳細なブロック図である。 実施の形態１、２、３による三相３線式電源、負荷に適用する無停電電源装置におけるインバータ制御回路４７および実施の形態１，２，３，４，５，６による三相４線式電源、負荷に適用する無停電電源装置におけるインバータ制御回路４７の詳細なブロック図である。 実施の形態１，２，３，４，５，６による三相４線式電源および負荷に適用する無停電電源装置の構成を示す図である。 実施の形態１による三相３線式電源および負荷に適用する無停電電源装置のインバータ出力端子５０ａ、５０ｂ、５０ｃの電位変動および直流母線・直流電圧中性点の電位変動、コンバータ入力端子４９ａ、４９ｂ、４９ｃの電位変動を表す図である。 実施の形態２による三相３線式電源および負荷に適用する無停電電源装置のインバータ出力端子５０ａ、５０ｂ、５０ｃの電位変動および直流母線・直流電圧中性点の電位変動、コンバータ入力端子４９ａ、４９ｂ、４９ｃの電位変動を表す図である。 実施の形態３における三相３線式電源および負荷に適用する無停電電源装置のインバータ出力端子５０ａ、５０ｂ、５０ｃ、コンバータ入力端子４９ａ、４９ｂ、４９ｃの電位差が最大となる場合の電圧ベクトル図である。 実施の形態３の説明のため、実施の形態１の場合に最大の位相差が発生した場合の各相端子の電位変動を表す図である。 実施の形態３の場合に最大の位相差が発生した場合の各相端子の電位変動を表す図である。 実施の形態４，５，６による三相３線式電源および負荷に適用する無停電電源装置におけるインバータ制御回路４７の詳細なブロック図である。 実施の形態４による三相３線式電源および負荷に適用する無停電電源装置のインバータ出力電圧ベクトルと負荷装置２２に印加される電圧のベクトルと、三相交流電源２１の電圧ベクトルを示す図である。 実施の形態４の説明のため、実施の形態１の場合に位相差が発生した場合の各相端子の電位変動を表す図である。 実施の形態４の場合に位相差が発生した場合の各相端子の電位変動を表す図である。 実施の形態４による三相３線式電源および負荷に適用する無停電電源装置のインバータ出力電圧指令のピーク値を三相交流電源２１と負荷装置２２の位相差に応じてプロットした図である。 実施の形態５による三相３線式電源および負荷に適用する無停電電源装置のインバータ出力電圧ベクトルと負荷装置２２に印加される電圧ベクトルと、三相交流電源２１の電圧ベクトルを示す図である。 実施の形態５の場合に位相差が発生した場合の各相端子の電位変動を表す図である。 実施の形態５による三相３線式電源および負荷に適用する無停電電源装置のインバータ出力電圧指令のピーク値を三相交流電源２１と負荷装置２２の位相差に応じてプロットした図である。 実施の形態４，５による三相３線式電源および負荷に適用する無停電電源装置のインバータ出力電圧指令のピーク値を三相交流電源２１と負荷装置２２の位相差に応じてプロットした図である。 実施の形態６による三相３線式電源および負荷に適用する無停電電源装置において電圧指令の計算式切り換えを行う三相交流電源２１と負荷装置２２の位相差θ１におけるインバータ出力電圧ベクトルと負荷装置２２に印加される電圧のベクトルと、三相交流電源２１の電圧ベクトルを示す図である。 実施の形態６による三相３線式電源および負荷に適用する無停電電源装置において電圧指令の計算式切り換えを行う三相交流電源２１と負荷装置２２の位相差θ２におけるインバータ出力電圧ベクトルと負荷装置２２に印加される電圧のベクトルと、三相交流電源２１の電圧ベクトルを示す図である。 バイパス回路を備えた従来の三相３線式電源および負荷に適用する無停電電源装置の構成を示す図である。

符号の説明

２１ 三相交流電源、２２ 負荷装置、２３ コンバータ回路、
２６ インバータ回路、２９ａ，２９ｂ コンデンサ、３０ 蓄電池、
４０ａ，４０ｂ 電圧センサ、４２ スイッチ、４３ 渡り線、４４ 直流電圧中性線、
４７ インバータ制御回路、４９ａ，４９ｂ，４９ｃ コンバータ入力端子、
５０ａ，５０ｂ，５０ｃ インバータ入力端子、６８，８１ ＰＬＬ、
６９，８２ 瞬時値出力電圧指令作成回路。

Claims (11)

1. 三相交流電源に接続され、スイッチング素子からなる３相フルブリッジアームで構成され上記三相交流電源からの交流を直流に変換するコンバータ回路と、このコンバータ回路の直流出力端子に接続され、直流中性点端子を備えたコンデンサからなる平滑回路と、この平滑回路の直流端子に接続され、スイッチング素子からなる３相フルブリッジアームで構成され上記平滑回路からの直流を３相交流に変換して三相交流負荷に出力するインバータ回路と、上記三相交流電源の電圧検出値を電圧指令として上記インバータ回路の出力電圧を制御するインバータ制御回路とを備えた電力変換装置において、
   上記インバータ回路の交流出力側の内、任意の相と上記コンバータ回路の交流入力側の内、上記任意の相と同一の相とを直接接続するようにしたことを特徴とする電力変換装置。
2. 上記三相交流電源および三相交流負荷が三相３線式の場合、上記インバータ回路の３相交流出力端子の内、任意の相の特定出力端子と上記コンバータ回路の３相交流入力端子の内、上記特定出力端子と同相の特定入力端子とを直接接続することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 上記三相交流電源および三相交流負荷のいずれかに接地相がある場合、上記直接接続する相を当該接地相とすることを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
4. 上記三相交流電源および三相交流負荷が三相４線式の場合、上記三相交流電源の中性線相と上記三相交流負荷の中性線相とを直接接続することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
5. 上記インバータ制御回路は、上記インバータ回路の各相の出力端子と上記直流中性点端子との間に出力する電圧を、各相相電圧指令に基づき制御することを特徴とする請求項２または３に記載の電力変換装置。
6. 上記インバータ制御回路は、上記インバータ回路の各相の出力端子と上記直流中性点端子との間に出力する電圧を、上記各相相電圧指令に上記各相共通の高調波成分を重畳した各相第２相電圧指令に基づき制御するものとし、上記高調波成分を重畳することにより、上記各相相電圧指令の波高値より上記各相第２相電圧指令の波高値が低減するようにしたことを特徴とする請求項５記載の電力変換装置。
7. 上記インバータ回路の出力端子と上記コンバータ回路の入力端子とを直接接続する相を接続相、他の２相を非接続２相としたとき、上記インバータ制御回路は、上記インバータ回路の各相の出力端子と上記直流中性点端子との間に出力する電圧を、上記接続相は零に、上記非接続２相は上記接続相との間の線間電圧にする各相異形線間電圧指令に基づき制御することを特徴とする請求項２または３に記載の電力変換装置。
8. 上記三相交流電源の位相に対し上記三相交流負荷の位相がΔθ遅れた場合、上記インバータ制御回路は、上記インバータ回路の各相の出力端子と上記直流中性点端子との間に出力する電圧を、上記各相異形線間電圧指令に、上記各相共通であって、相電圧波高値を有し上記非接続２相の線間電圧の合成位相を反転した位相から（Δθ／２）進めた位相の電圧成分を重畳した各相第２異形線間電圧指令に基づき制御することを特徴とする請求項７記載の電力変換装置。
9. 上記三相交流電源の位相に対し上記三相交流負荷の位相がΔθ遅れた場合、上記インバータ制御回路は、上記インバータ回路の各相の出力端子と上記直流中性点端子との間に出力する電圧を、上記各相異形線間電圧指令に、上記各相共通であって、線間電圧波高値×ｃｏｓ（（Δθ／２）＋３０゜）の波高値を有し上記非接続２相の線間電圧の合成位相を反転した位相から（Δθ／２）進めた位相の電圧成分を重畳した各相第３異形線間電圧指令に基づき制御することを特徴とする請求項７記載の電力変換装置。
10. 上記平滑回路の直流電圧がより低い値で上記位相差Δθを吸収できるように、上記インバータ制御回路は、上記インバータ回路の各相の出力端子と上記直流中性点端子との間に出力する電圧を、上記位相差Δθが所定値より小さい範囲では、請求項８の各相第２異形線間電圧指令に基づき、上記位相差Δθが上記所定値以上の範囲では、請求項９の各相第３異形線間電圧指令に基づき制御することを特徴とする電力変換装置。
11. 上記平滑回路と並列に接続された蓄電装置を備えるとともに、上記コンバータ回路の各相入力端子と上記インバータ回路の各相出力端子とをスイッチを介して接続するバイパス回路を構成し、上記スイッチの開閉を切り換えることにより、供給電源を上記三相交流電源と上記蓄電装置とで切り換える無停電電源装置として機能させることを特徴とする請求項１ないし１０のいずれかに記載の電力変換装置。
    

Images