JPH0710174B2 - Ｐｗｍコンバータ装置 - Google Patents
Ｐｗｍコンバータ装置Info
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- JPH0710174B2 JPH0710174B2 JP1132847A JP13284789A JPH0710174B2 JP H0710174 B2 JPH0710174 B2 JP H0710174B2 JP 1132847 A JP1132847 A JP 1132847A JP 13284789 A JP13284789 A JP 13284789A JP H0710174 B2 JPH0710174 B2 JP H0710174B2
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- phase signal
- power supply
- signal
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
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- H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は、電力変換器の直流電圧出力を制御するPWM
コンバータ装置に関し、特に電源電圧位相の誤検出を防
止して直流電圧制御を高精度にすると共に、過電流によ
る電力変換器内のスイッチング素子破壊を防止したPWM
コンバータ装置に関するものである。
コンバータ装置に関し、特に電源電圧位相の誤検出を防
止して直流電圧制御を高精度にすると共に、過電流によ
る電力変換器内のスイッチング素子破壊を防止したPWM
コンバータ装置に関するものである。
［従来の技術］ 第４図は、例えば特開昭59-194697号公報に記載され
た、エレベータ電動機駆動用の従来のPWMコンバータ装
置を示すブロック図である。
た、エレベータ電動機駆動用の従来のPWMコンバータ装
置を示すブロック図である。
図において、交流電源（１）は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の
三相交流電力を供給しており、各相の供給端子にはリア
クトル（２）を介して電力変換器（３）が接続されてい
る。
三相交流電力を供給しており、各相の供給端子にはリア
クトル（２）を介して電力変換器（３）が接続されてい
る。
電力変換器（３）は、スイッチング素子としてのトラン
ジスタ（3a）〜（3f）及び整流素子としてのダイオード
（3g）〜（3l）からなり、PWMコンバータを構成してい
る。トランジスタ（3a）〜（3f）及びダイオード（3g）
〜（3l）はそれぞれ３組のトランジスタ対及びダイオー
ド対を構成しており、第１のトランジスタ対（3a）、
（3b）及びダイオード対（3g）、（3h）の各接続点には
Ｕ相電力が供給され、第２のトランジスタ（3c）、（3
d）及びダイオード対（3i）、（3j）の各接続点にはＶ
相電力が供給され、第３のトランジスタ対（3e）、（3
f）及びダイオード対（3k）、（3l）の各接続点にはＷ
相電力が供給されている。電力変換器（３）の各トラン
ジスタ対及びダイオード対の両端間には、直流電圧Ｅを
平均化する平滑コンデンサ（４）と、直流電圧Ｅを検出
する電圧検出器（５）と、直流電圧Ｅを三相交流電力に
変換する電力変換器（インバータ）及びこのインバータ
を介して駆動される三相誘導電動機を含む負荷（６）と
が接続されている。
ジスタ（3a）〜（3f）及び整流素子としてのダイオード
（3g）〜（3l）からなり、PWMコンバータを構成してい
る。トランジスタ（3a）〜（3f）及びダイオード（3g）
〜（3l）はそれぞれ３組のトランジスタ対及びダイオー
ド対を構成しており、第１のトランジスタ対（3a）、
（3b）及びダイオード対（3g）、（3h）の各接続点には
Ｕ相電力が供給され、第２のトランジスタ（3c）、（3
d）及びダイオード対（3i）、（3j）の各接続点にはＶ
相電力が供給され、第３のトランジスタ対（3e）、（3
f）及びダイオード対（3k）、（3l）の各接続点にはＷ
相電力が供給されている。電力変換器（３）の各トラン
ジスタ対及びダイオード対の両端間には、直流電圧Ｅを
平均化する平滑コンデンサ（４）と、直流電圧Ｅを検出
する電圧検出器（５）と、直流電圧Ｅを三相交流電力に
変換する電力変換器（インバータ）及びこのインバータ
を介して駆動される三相誘導電動機を含む負荷（６）と
が接続されている。
リアクトル（２）と電力変換器（３）との間には、交流
電源（１）から電力変換器（３）に供給される入力電流
Ｉを検出する変流器（７）が各相毎に設けられており、
又、交流電源（１）とリアクトル（２）との間には、交
流電源（１）の電源電圧Voを検出するトランス（８）が
設けられている。ここでは、三相交流電源（１）の各相
毎の出力が理想的にバランスしているものとみなして、
トランス（８）をＵ−Ｖ相間に設けたが、三相にそれぞ
れ設けてもよい。
電源（１）から電力変換器（３）に供給される入力電流
Ｉを検出する変流器（７）が各相毎に設けられており、
又、交流電源（１）とリアクトル（２）との間には、交
流電源（１）の電源電圧Voを検出するトランス（８）が
設けられている。ここでは、三相交流電源（１）の各相
毎の出力が理想的にバランスしているものとみなして、
トランス（８）をＵ−Ｖ相間に設けたが、三相にそれぞ
れ設けてもよい。
電源電圧Voと同期をとりながら電力変換器（３）内のト
ランジスタ（3a）〜（3f）を開閉する制御手段（10）
は、電源電圧Voの零位相φｏを検出する零位相検出器
（11）と、零位相φｏを基点としたパルス列φを出力す
るPLL（位相同期ループ）発振器（12）と、パルス列φ
を計数して位相信号φ（ｔ）を出力するカウンタ（21）
と、位相信号φ（ｔ）に基づいて三相の正弦波信号Ｇを
生成する正弦波発生器（13）と、直流電圧Ｅの出力電圧
指令Ｅ＊を発生する電圧指令器（14）と、直流電圧Ｅと
出力電圧指令Ｅ＊との差をとって電圧偏差ΔＥを出力す
る減算器（15）と、正弦波信号Ｇ及び電圧偏差ΔＥに基
づいて入力電流Ｉの入力電流指令Ｉ＊を各相毎に演算す
る電圧制御装置（16）と、電流指令Ｉ＊と入力電流Ｉと
の差をとって各相毎の電流偏差ΔＩを出力する減算器
（17）と、電流偏差ΔＩに基づいて入力電圧指令Ｖ＊を
演算する電流制御装置（18）と、入力電圧指令Ｖ＊に基
づいてトランジスタ制御用のPWM信号Ｐを生成するPWM信
号作成回路（19）とを備えている。
ランジスタ（3a）〜（3f）を開閉する制御手段（10）
は、電源電圧Voの零位相φｏを検出する零位相検出器
（11）と、零位相φｏを基点としたパルス列φを出力す
るPLL（位相同期ループ）発振器（12）と、パルス列φ
を計数して位相信号φ（ｔ）を出力するカウンタ（21）
と、位相信号φ（ｔ）に基づいて三相の正弦波信号Ｇを
生成する正弦波発生器（13）と、直流電圧Ｅの出力電圧
指令Ｅ＊を発生する電圧指令器（14）と、直流電圧Ｅと
出力電圧指令Ｅ＊との差をとって電圧偏差ΔＥを出力す
る減算器（15）と、正弦波信号Ｇ及び電圧偏差ΔＥに基
づいて入力電流Ｉの入力電流指令Ｉ＊を各相毎に演算す
る電圧制御装置（16）と、電流指令Ｉ＊と入力電流Ｉと
の差をとって各相毎の電流偏差ΔＩを出力する減算器
（17）と、電流偏差ΔＩに基づいて入力電圧指令Ｖ＊を
演算する電流制御装置（18）と、入力電圧指令Ｖ＊に基
づいてトランジスタ制御用のPWM信号Ｐを生成するPWM信
号作成回路（19）とを備えている。
図中、零位相検出器（11）、PLL発振器（12）及びカウ
ンタ（21）は、電源電圧Voの位相を検出してデジタル演
算のサンプリング周期に対応した演算サイクルｔ毎の位
相信号φ（ｔ）を生成する位相検出手段（10a）を構成
している。
ンタ（21）は、電源電圧Voの位相を検出してデジタル演
算のサンプリング周期に対応した演算サイクルｔ毎の位
相信号φ（ｔ）を生成する位相検出手段（10a）を構成
している。
通常、PLL発振器（12）は、電源電圧Voを商用周波数を1
000〜2000分割して、電源電圧Voの位相を検出するため
のパルス列φを生成するものであり、PLL発振器（12）
の周波数は、電源電圧Voの周波数（例えば、60Hz）の2
10（1024）倍程度に設定されている。この場合、零位相
φｏを基点として生成されるパルス列φのパルス数は、
電源電圧Voの１サイクル毎に1024個となる。
000〜2000分割して、電源電圧Voの位相を検出するため
のパルス列φを生成するものであり、PLL発振器（12）
の周波数は、電源電圧Voの周波数（例えば、60Hz）の2
10（1024）倍程度に設定されている。この場合、零位相
φｏを基点として生成されるパルス列φのパルス数は、
電源電圧Voの１サイクル毎に1024個となる。
又、カウンタ（21）は、PLL発振器（12）からのパルス
列φを計数して段階状のカウント値を生成し、電源電圧
Voの理想波形の１サイクル分のカウント値Ｋ（例えば、
1024）に達すると零にクリアされる。従って、制御手段
（10）によって演算サイクルｔ毎に読み出されるカウン
タ（21）のカウント値は、演算サイクルｔにおける電源
電圧Voの位相φ（ｔ）を表わすことになる。尚、演算サ
イクルｔの周期Ｔ（前回の演算サイクルtn-1から今回の
演算サイクルtnまでの時間）は、数ｍ秒〜数100μ秒程
度であり、パルス列φの生成周期よりも長く設定されて
いる。
列φを計数して段階状のカウント値を生成し、電源電圧
Voの理想波形の１サイクル分のカウント値Ｋ（例えば、
1024）に達すると零にクリアされる。従って、制御手段
（10）によって演算サイクルｔ毎に読み出されるカウン
タ（21）のカウント値は、演算サイクルｔにおける電源
電圧Voの位相φ（ｔ）を表わすことになる。尚、演算サ
イクルｔの周期Ｔ（前回の演算サイクルtn-1から今回の
演算サイクルtnまでの時間）は、数ｍ秒〜数100μ秒程
度であり、パルス列φの生成周期よりも長く設定されて
いる。
又、リアクトル（２）、変流器（７）、正弦波信号Ｇ、
電流指令Ｉ＊、減算器（17）、電流偏差ΔＩ、電流制御
装置（18）、入力電圧指令Ｖ＊、PWM信号作成回路（1
9）及びPWM信号Ｐについては、各相毎に同様なのでＵ相
に関してのみ符号が付されている。
電流指令Ｉ＊、減算器（17）、電流偏差ΔＩ、電流制御
装置（18）、入力電圧指令Ｖ＊、PWM信号作成回路（1
9）及びPWM信号Ｐについては、各相毎に同様なのでＵ相
に関してのみ符号が付されている。
次に、第４図に示した従来のPWMコンバータ装置の動作
について説明する。
について説明する。
トランス（８）は、交流電源（１）の出力と同期がとら
れた電圧信号として電源電圧Voを取り出し、これを制御
手段（10）内の零位相検出器（11）に入力する。又、変
流器（７）は、三相の入力電流Ｉを各相毎に取り出して
制御手段（10）内の各減算器（17）に入力し、電圧検出
器（５）は、電力変換器（３）から出力される直流電圧
Ｅを検出して制御手段（10）内の減算器（15）に入力す
る。
れた電圧信号として電源電圧Voを取り出し、これを制御
手段（10）内の零位相検出器（11）に入力する。又、変
流器（７）は、三相の入力電流Ｉを各相毎に取り出して
制御手段（10）内の各減算器（17）に入力し、電圧検出
器（５）は、電力変換器（３）から出力される直流電圧
Ｅを検出して制御手段（10）内の減算器（15）に入力す
る。
制御手段（10）において、零位相検出器（11）は電源電
圧Voの零位相φｏを検出し、PLL発振器（12）は、零位
相φｏを基点とした電源電圧Voの位相に対応したパルス
列φを出力する。これにより、正弦波発生器（13）は、
位相信号φ（ｔ）に基づいて、電源電圧各相と位相が同
期した三相の正弦波信号Ｇを生成する。減算器（15）
は、出力電圧指令Ｅ＊と直流電圧Ｅとの電圧偏差ΔＥを
生成し、電圧制御装置（16）は正弦波信号Ｇ及び出力電
圧偏差ΔＥから電流指令Ｉ＊を演算する。減算器（17）
は、電流指令Ｉ＊と入力電流Ｉとの電流偏差ΔＩを生成
し、電流制御装置（18）は電流偏差ΔＩから入力電圧指
令Ｖ＊を演算する。PWM信号作成回路（19）は、入力電
圧指令Ｖ＊に基づいて各相毎のPWM信号Ｐを生成し、電
力変換器（３）内の各トランジスタ（3a）〜（3f）のベ
ースに印加する。
圧Voの零位相φｏを検出し、PLL発振器（12）は、零位
相φｏを基点とした電源電圧Voの位相に対応したパルス
列φを出力する。これにより、正弦波発生器（13）は、
位相信号φ（ｔ）に基づいて、電源電圧各相と位相が同
期した三相の正弦波信号Ｇを生成する。減算器（15）
は、出力電圧指令Ｅ＊と直流電圧Ｅとの電圧偏差ΔＥを
生成し、電圧制御装置（16）は正弦波信号Ｇ及び出力電
圧偏差ΔＥから電流指令Ｉ＊を演算する。減算器（17）
は、電流指令Ｉ＊と入力電流Ｉとの電流偏差ΔＩを生成
し、電流制御装置（18）は電流偏差ΔＩから入力電圧指
令Ｖ＊を演算する。PWM信号作成回路（19）は、入力電
圧指令Ｖ＊に基づいて各相毎のPWM信号Ｐを生成し、電
力変換器（３）内の各トランジスタ（3a）〜（3f）のベ
ースに印加する。
これにより、PWM制御された所定の直流電圧Ｅが負荷
（６）に供給され、例えばエレベータ駆動用の三相誘導
電動機が駆動される。
（６）に供給され、例えばエレベータ駆動用の三相誘導
電動機が駆動される。
［発明が解決しようとする課題］ 従来のPWMコンバータ装置は以上のように、制御手段（1
0）内において、位相検出手段（10a）からの位相信号φ
（ｔ）を、そのまま用いて電流指令Ｉ＊を演算し、これ
に基づいてPWM信号Ｐを出力しているので、例えば、PLL
発振器（12）及びカウンタ（21）などがノイズなどによ
り誤動作して、電源電圧Voの位相を誤って読み込み、誤
検出された位相信号φ（ｔ）を出力すると、電流制御装
置（18）が電源電圧Voに対して誤った位相の入力電圧指
令Ｖ＊を出力してしまうことになる。従って、PWM信号
Ｐが不安定となり、電力変換器（3a）を高精度に制御す
ることができないという問題点があった。又、過電流に
よりトランジスタ（3a）〜（3f）を破壊するおそれがあ
るため、これを防止しようとすると装置が高価になると
いう問題点があった。
0）内において、位相検出手段（10a）からの位相信号φ
（ｔ）を、そのまま用いて電流指令Ｉ＊を演算し、これ
に基づいてPWM信号Ｐを出力しているので、例えば、PLL
発振器（12）及びカウンタ（21）などがノイズなどによ
り誤動作して、電源電圧Voの位相を誤って読み込み、誤
検出された位相信号φ（ｔ）を出力すると、電流制御装
置（18）が電源電圧Voに対して誤った位相の入力電圧指
令Ｖ＊を出力してしまうことになる。従って、PWM信号
Ｐが不安定となり、電力変換器（3a）を高精度に制御す
ることができないという問題点があった。又、過電流に
よりトランジスタ（3a）〜（3f）を破壊するおそれがあ
るため、これを防止しようとすると装置が高価になると
いう問題点があった。
この発明は上記のような問題点を解決するためになされ
たもので、誤検出による異常な位相信号の出力を防止し
て、常に安定な位相信号を生成することにより、制御精
度が高く安定なうえ、過電流によるトランジスタ破壊を
防止した安価なPWMコンバータ装置を得ることを目的と
する。
たもので、誤検出による異常な位相信号の出力を防止し
て、常に安定な位相信号を生成することにより、制御精
度が高く安定なうえ、過電流によるトランジスタ破壊を
防止した安価なPWMコンバータ装置を得ることを目的と
する。
［課題を解決するための手段］ この発明に係るPWMコンバータ装置は、交流電源からの
電源電圧Voを直流電圧Ｅに変換するための複数のスイッ
チング素子を含む電力変換器と、スイッチング素子を開
閉するためのPWM信号Ｐを生成する制御手段とを備えたP
WMコンバータ装置であって、制御手段は、電源電圧Voの
位相を検出してデジタル演算のサンプリング周期に対応
した演算サイクルｔ毎の位相信号φ（ｔ）を生成する位
相検出手段と、位相信号φ（ｔ）又は予測値を今回の位
相信号φ＊として出力する誤検出防止装置と、今回の位
相信号φ＊に基づいてPWM信号Ｐを生成するための正弦
波信号Ｇを出力する正弦波発生器とを備え、位相検出手
段は、電源電圧Voの零位相φｏを検出する零位相検出器
と、零位相φｏを基点としたパルス列φを出力するPLL
発振器と、パルス列φを計数して位相信号φ（ｔ）を出
力するカウンタとを有し、誤検出防止装置は、電源電圧
Voの周波数fvと、前回の演算サイクルtn-1から今回の演
算サイクルtnまでの周期tn−tn-1に相当する演算サイク
ル時間Ｔと、理想電源電圧波形の１サイクル中のカウン
タによるカウント値Ｋとを用い、演算サイクル時間Ｔ経
過後の電源電圧Voの位相の進み分として、予測増分Δφ
（ｔ）＊を、Δφ（ｔ）＊＝fv・Ｔ・Ｋにより演算する
予測増分演算手段と、前回の演算サイクルtn-1で得られ
た位相信号を前回の位相信号φ（ｔ−１）として格納す
るメモリと、前回の位相信号φ（ｔ−１）に予測増分Δ
φ（ｔ）＊を加算して予測値φ（ｔ−１）＋Δφ（ｔ）
＊を算出する予測値算出手段と、位相信号φ（ｔ）と予
測値φ（ｔ−１）＋Δφ（ｔ）＊との差｜Δφ｜が所定
値｜Δφ｜＊以上異なるときに比較出力Ｄを生成する判
定手段と、比較出力Ｄが生成されないときには位相信号
φ（ｔ）を今回の位相信号φ＊として出力するととも
に、比較出力Ｄに応答して予測値（ｔ−１）＋Δφ
（ｔ）＊を今回の位相信号φ＊として出力する選択回路
とを有するものである。
電源電圧Voを直流電圧Ｅに変換するための複数のスイッ
チング素子を含む電力変換器と、スイッチング素子を開
閉するためのPWM信号Ｐを生成する制御手段とを備えたP
WMコンバータ装置であって、制御手段は、電源電圧Voの
位相を検出してデジタル演算のサンプリング周期に対応
した演算サイクルｔ毎の位相信号φ（ｔ）を生成する位
相検出手段と、位相信号φ（ｔ）又は予測値を今回の位
相信号φ＊として出力する誤検出防止装置と、今回の位
相信号φ＊に基づいてPWM信号Ｐを生成するための正弦
波信号Ｇを出力する正弦波発生器とを備え、位相検出手
段は、電源電圧Voの零位相φｏを検出する零位相検出器
と、零位相φｏを基点としたパルス列φを出力するPLL
発振器と、パルス列φを計数して位相信号φ（ｔ）を出
力するカウンタとを有し、誤検出防止装置は、電源電圧
Voの周波数fvと、前回の演算サイクルtn-1から今回の演
算サイクルtnまでの周期tn−tn-1に相当する演算サイク
ル時間Ｔと、理想電源電圧波形の１サイクル中のカウン
タによるカウント値Ｋとを用い、演算サイクル時間Ｔ経
過後の電源電圧Voの位相の進み分として、予測増分Δφ
（ｔ）＊を、Δφ（ｔ）＊＝fv・Ｔ・Ｋにより演算する
予測増分演算手段と、前回の演算サイクルtn-1で得られ
た位相信号を前回の位相信号φ（ｔ−１）として格納す
るメモリと、前回の位相信号φ（ｔ−１）に予測増分Δ
φ（ｔ）＊を加算して予測値φ（ｔ−１）＋Δφ（ｔ）
＊を算出する予測値算出手段と、位相信号φ（ｔ）と予
測値φ（ｔ−１）＋Δφ（ｔ）＊との差｜Δφ｜が所定
値｜Δφ｜＊以上異なるときに比較出力Ｄを生成する判
定手段と、比較出力Ｄが生成されないときには位相信号
φ（ｔ）を今回の位相信号φ＊として出力するととも
に、比較出力Ｄに応答して予測値（ｔ−１）＋Δφ
（ｔ）＊を今回の位相信号φ＊として出力する選択回路
とを有するものである。
［作用］ この発明においては、各演算サイクルで読み込まれる位
相信号の異常に基づいて、位相信号の誤検出を判定する
と、演算により基まる予測値を今回の位相信号とする。
相信号の異常に基づいて、位相信号の誤検出を判定する
と、演算により基まる予測値を今回の位相信号とする。
［実施例］ 以下、この発明の一実施例を図について説明する。第１
図はこの発明の一実施例を示すブロック図であり、
（１）〜（８）及び（10）〜（19）は前述と同様のもの
である。
図はこの発明の一実施例を示すブロック図であり、
（１）〜（８）及び（10）〜（19）は前述と同様のもの
である。
位相検出手段（10a）と正弦波発生器（13）との間に挿
入された誤検出防止装置（20）は、位相検出手段（10
a）からの位相信号φ（ｔ）を誤検出と判定した場合に
は、誤検出防止装置（20）内で演算された予測値を今回
の位相信号φ＊として出力するようになっている。
入された誤検出防止装置（20）は、位相検出手段（10
a）からの位相信号φ（ｔ）を誤検出と判定した場合に
は、誤検出防止装置（20）内で演算された予測値を今回
の位相信号φ＊として出力するようになっている。
誤検出防止装置（20）は、通常ソフトウェアで構成され
るが、機能ブロックで表わすと第２図のように表わされ
る。即ち、前回の演算サイクルで得られた位相信号φ
（t-1）（以下、前回の位相信号という）を格納するメ
モリ（22）と、各演算サイクルで読み込まれて得られた
位相信号φ（ｔ）と前回の位相信号φ（t-1）との差を
とってΔφ（ｔ）を出力する減算器（23）と、電源電圧
Voの周波数fv及び演算サイクル時間Ｔに基づいて各演算
サイクル毎の予測増分Δφ（ｔ）＊を生成する予測増分
演算器（24）と、前回の位相信号φ（ｔ−１）と予測増
分Δφ（ｔ）＊とを加算する加算器（25）と、増分Δφ
（ｔ）と予測増分Δφ（ｔ）＊との差の絶対値を増分偏
差｜Δφ｜として出力する減算器（26）と、増分偏差｜
Δφ｜を所定値｜Δφ｜＊と比較する比較器（27）と、
比較器（27）からの比較出力Ｄに基づいて、カウンタ
（21）の出力又は加算器（25）の出力を今回の位相信号
φ＊として出力する選択回路（28）とを備えている。
るが、機能ブロックで表わすと第２図のように表わされ
る。即ち、前回の演算サイクルで得られた位相信号φ
（t-1）（以下、前回の位相信号という）を格納するメ
モリ（22）と、各演算サイクルで読み込まれて得られた
位相信号φ（ｔ）と前回の位相信号φ（t-1）との差を
とってΔφ（ｔ）を出力する減算器（23）と、電源電圧
Voの周波数fv及び演算サイクル時間Ｔに基づいて各演算
サイクル毎の予測増分Δφ（ｔ）＊を生成する予測増分
演算器（24）と、前回の位相信号φ（ｔ−１）と予測増
分Δφ（ｔ）＊とを加算する加算器（25）と、増分Δφ
（ｔ）と予測増分Δφ（ｔ）＊との差の絶対値を増分偏
差｜Δφ｜として出力する減算器（26）と、増分偏差｜
Δφ｜を所定値｜Δφ｜＊と比較する比較器（27）と、
比較器（27）からの比較出力Ｄに基づいて、カウンタ
（21）の出力又は加算器（25）の出力を今回の位相信号
φ＊として出力する選択回路（28）とを備えている。
加算器（25）の出力［φ（ｔ−１）＋Δφ（ｔ）＊］
は、前回の位相信号φ（ｔ−１）、電源電圧Voの周波数
fv及び演算サイクル時間Ｔに基づいて、演算により求ま
る位相信号φ（ｔ）の予測値となっている。加算器（2
5）は、前回の位相信号φ（ｔ−１）に予測増分Δφ
（ｔ）＊を加算して予測値φ（ｔ−１）＋Δφ（ｔ）＊
を算出する予測値算出手段を構成している。又比較器
（27）は、各演算サイクル毎の位相信号φ（ｔ）が予測
値φ（ｔ−１）＋Δφ（ｔ）＊から所定値｜Δφ｜＊以
上異なるか否かを判定する判定手段を構成している。
は、前回の位相信号φ（ｔ−１）、電源電圧Voの周波数
fv及び演算サイクル時間Ｔに基づいて、演算により求ま
る位相信号φ（ｔ）の予測値となっている。加算器（2
5）は、前回の位相信号φ（ｔ−１）に予測増分Δφ
（ｔ）＊を加算して予測値φ（ｔ−１）＋Δφ（ｔ）＊
を算出する予測値算出手段を構成している。又比較器
（27）は、各演算サイクル毎の位相信号φ（ｔ）が予測
値φ（ｔ−１）＋Δφ（ｔ）＊から所定値｜Δφ｜＊以
上異なるか否かを判定する判定手段を構成している。
次に、第３図のフローチャート図を参照しながら、第１
図及び第２図に示したこの発明の一実施例の動作につい
て説明する。尚、誤検出防止装置（20）以外の構成要素
の動作については、前述した通りなのでここでは説明し
ない。
図及び第２図に示したこの発明の一実施例の動作につい
て説明する。尚、誤検出防止装置（20）以外の構成要素
の動作については、前述した通りなのでここでは説明し
ない。
PLL発振器（12）で得られた電源電圧Voの位相に対応し
たパルス列φは、カウンタ（21）により計数されて、各
演算サイクル毎に増加する位相信号φ（ｔ）のデータと
なり、減算器（23）及び選択回路（28）に入力される。
初期状態においては、メモリ（22）内にデータがなく、
又、比較器（27）の比較出力Ｄが発生していないので、
最初の位相信号φ（t0）は選択回路（28）を介してメモ
リ（22）に格納される（ステップS1）。
たパルス列φは、カウンタ（21）により計数されて、各
演算サイクル毎に増加する位相信号φ（ｔ）のデータと
なり、減算器（23）及び選択回路（28）に入力される。
初期状態においては、メモリ（22）内にデータがなく、
又、比較器（27）の比較出力Ｄが発生していないので、
最初の位相信号φ（t0）は選択回路（28）を介してメモ
リ（22）に格納される（ステップS1）。
カウンタ（21）が次の位相信号φ（t1）を出力したとき
には、メモリ（22）から前回の位相信号φ（t0）が出力
されているので、減算器（23）は、演算サイクルt1及び
前回t0の位相信号φ（t1）及びφ（t0）を比較して、 Δφ（t1）＝φ（t1）−φ（t0） から両者の偏差を演算し、これを増分Δφ（t1）として
減算器（26）に出力する（ステップS2）。
には、メモリ（22）から前回の位相信号φ（t0）が出力
されているので、減算器（23）は、演算サイクルt1及び
前回t0の位相信号φ（t1）及びφ（t0）を比較して、 Δφ（t1）＝φ（t1）−φ（t0） から両者の偏差を演算し、これを増分Δφ（t1）として
減算器（26）に出力する（ステップS2）。
一方、予測増分演算器（24）は、電源電圧Voの周波数fv
及び演算サイクルｔの関係から、演算サイクルt1におけ
る予測増分Δφ（t1）＊を求め、加算器（25）及び減算
器（26）に入力している。
及び演算サイクルｔの関係から、演算サイクルt1におけ
る予測増分Δφ（t1）＊を求め、加算器（25）及び減算
器（26）に入力している。
加算器（25）は、前回の位相信号φ（t0）と予測増分Δ
φ（t1）＊との和［φ（t0）＋Δφ（t1）＊］を選択回
路（28）に入力し、減算器（26）は、増分Δφ（t1）及
び予測増分Δφ（t1）＊を比較して、 ｜Δφ｜＝｜Δφ（t1）−Δφ（t1）＊｜ から両者の絶対偏差を演算し、増分偏差｜Δφ｜として
比較器（27）の比較端子（＋）に入力する。この増分偏
差｜Δφ｜は、位相信号の増分Δφ（t1）が予測増分Δ
φ（t1）＊からどれだけ異なっているかを示している。
φ（t1）＊との和［φ（t0）＋Δφ（t1）＊］を選択回
路（28）に入力し、減算器（26）は、増分Δφ（t1）及
び予測増分Δφ（t1）＊を比較して、 ｜Δφ｜＝｜Δφ（t1）−Δφ（t1）＊｜ から両者の絶対偏差を演算し、増分偏差｜Δφ｜として
比較器（27）の比較端子（＋）に入力する。この増分偏
差｜Δφ｜は、位相信号の増分Δφ（t1）が予測増分Δ
φ（t1）＊からどれだけ異なっているかを示している。
比較器（27）の基準端子（−）には所定値｜Δφ｜＊が
入力されており、この所定値｜Δφ｜＊は増分誤差｜Δ
φ｜の許容最大値に相当するように予め設定されてい
る。
入力されており、この所定値｜Δφ｜＊は増分誤差｜Δ
φ｜の許容最大値に相当するように予め設定されてい
る。
比較器（27）は、増分偏差｜Δφ｜と所定値｜Δφ｜＊
とを比較して、増分Δφ（t1）が予測増分Δφ（t1）＊
から所定値｜Δφ｜＊以上異なるか否かを判定し（ステ
ップS3）、増分偏差｜Δφ｜が所定値｜Δφ｜＊以上の
場合には比較出力Ｄを生成する。
とを比較して、増分Δφ（t1）が予測増分Δφ（t1）＊
から所定値｜Δφ｜＊以上異なるか否かを判定し（ステ
ップS3）、増分偏差｜Δφ｜が所定値｜Δφ｜＊以上の
場合には比較出力Ｄを生成する。
この比較出力Ｄにより、選択回路（28）は、加算器（2
5）の出力即ち予測値［φ（t0）＋Δφ（t1）＊］を今
回の位相信号φ＊として選択し、正弦波発生器（13）に
出力すると共にメモリ（22）に格納する（ステップS
4）。
5）の出力即ち予測値［φ（t0）＋Δφ（t1）＊］を今
回の位相信号φ＊として選択し、正弦波発生器（13）に
出力すると共にメモリ（22）に格納する（ステップS
4）。
メモリ（22）に格納されたデータは、上述と同様に、次
の誤検出判定演算に用いられ、順次、各演算サイクル毎
の位相信号φ（ｔ）に対する前回の位相信号φ（t-1）
となる。このとき、予測増分演算器（24）は、各演算サ
イクル毎の予測増分Δφ（ｔ）＊を常に演算し、この予
測増分Δφ（ｔ）＊は、加算器（25）及び減算器（26）
に入力されて、誤検出の判定演算に用いられる。尚、予
測増分Δφ（ｔ）＊は、電源電圧の周波数fvと演算サイ
クルｔの周期即ち演算サイクル時間Ｔ＝（tn−tn-1）と
を用い、演算サイクル時間Ｔ後の電源位相の進み分とし
て、以下の演算規則で表わされる。
の誤検出判定演算に用いられ、順次、各演算サイクル毎
の位相信号φ（ｔ）に対する前回の位相信号φ（t-1）
となる。このとき、予測増分演算器（24）は、各演算サ
イクル毎の予測増分Δφ（ｔ）＊を常に演算し、この予
測増分Δφ（ｔ）＊は、加算器（25）及び減算器（26）
に入力されて、誤検出の判定演算に用いられる。尚、予
測増分Δφ（ｔ）＊は、電源電圧の周波数fvと演算サイ
クルｔの周期即ち演算サイクル時間Ｔ＝（tn−tn-1）と
を用い、演算サイクル時間Ｔ後の電源位相の進み分とし
て、以下の演算規則で表わされる。
Δφ（ｔ）＊＝fv・Ｔ・Ｋ 上式において、Ｋは理想電源電圧波形の１サイクル中の
カウンタ（21）によるカウント数である。従って、予測
増分Δφ（ｔ）＊は、電源電圧の周波数fv等が一定とす
れば、実際には、ほぼ定数と見なされる値である。
カウンタ（21）によるカウント数である。従って、予測
増分Δφ（ｔ）＊は、電源電圧の周波数fv等が一定とす
れば、実際には、ほぼ定数と見なされる値である。
一方、ステップS3において、増分偏差｜Δφ｜が所定値
｜Δφ｜＊以上でないと判定されたときには、選択回路
（28）は、カウンタ（21）から入力される位相信号φ
（ｔ）をそのまま位相信号φ＊として出力する。
｜Δφ｜＊以上でないと判定されたときには、選択回路
（28）は、カウンタ（21）から入力される位相信号φ
（ｔ）をそのまま位相信号φ＊として出力する。
このように、誤検出防止装置（20）は、各演算サイクル
毎の位相信号φ（ｔ）の増分Δφ（ｔ）の異常に基づい
て誤検出を判定した場合には、前回の位相信号φ（t-
1）と予測増分Δφ（ｔ）＊との和によって演算補正さ
れた値を今回の位相信号φ＊として出力するので、位相
検出手段（10a）において位相信号φ（ｔ）の誤検出が
発生しても、異常な位相信号が正弦波発生器（13）に入
力されることはなく、PWM信号作成回路（19）からは、
トランジスタ（3a）〜（3f）を高精度に制御するPWM信
号Ｐが常に出力される。従って、電力変換器（３）のト
ランジスタ（3a）〜（3f）を過電流に耐えられるように
大形化する必要もなく、安価な装置で実現できる。
毎の位相信号φ（ｔ）の増分Δφ（ｔ）の異常に基づい
て誤検出を判定した場合には、前回の位相信号φ（t-
1）と予測増分Δφ（ｔ）＊との和によって演算補正さ
れた値を今回の位相信号φ＊として出力するので、位相
検出手段（10a）において位相信号φ（ｔ）の誤検出が
発生しても、異常な位相信号が正弦波発生器（13）に入
力されることはなく、PWM信号作成回路（19）からは、
トランジスタ（3a）〜（3f）を高精度に制御するPWM信
号Ｐが常に出力される。従って、電力変換器（３）のト
ランジスタ（3a）〜（3f）を過電流に耐えられるように
大形化する必要もなく、安価な装置で実現できる。
［発明の効果］ 以上のようにこの発明によれば、交流電源からの電源電
圧Voを直流電圧Ｅに変換するための複数のスイッチング
素子を含む電力変換器と、スイッチング素子を開閉する
ためのPWM信号Ｐを生成する制御手段とを備えたPWMコン
バータ装置であって、制御手段は、電源電圧Voの位相を
検出してデジタル演算のサンプリング周期に対応した演
算サイクルｔ毎の位相信号φ（ｔ）を生成する位相検出
手段と、位相信号φ（ｔ）又は予測値を今回の位相信号
φ＊として出力する誤検出防止装置と、今回の位相信号
φ＊に基づいてPWM信号Ｐを生成するための正弦波信号
Ｇを出力する正弦波発生器とを備え、位相検出手段は、
電源電圧Voの零位相φｏを検出する零位相検出器と、零
位相φｏを基点としたパルス列φを出力するPLL発振器
と、パルス列φを計数して位相信号φ（ｔ）を出力する
カウンタとを有し、誤検出防止装置は、電源電圧Voの周
波数fvと、前回の演算サイクルtn-1から今回の演算サイ
クルtnまでの周期tn−tn-1に相当する演算サイクル時間
Ｔと、理想電源電圧波形の１サイクル中のカウンタによ
るカウント値Ｋとを用い、演算サイクル時間Ｔ経過後の
電源電圧Voの位相の進み分として、予測増分Δφ（ｔ）
＊を、Δφ（ｔ）＊＝fv・Ｔ・Ｋにより演算する予測増
分演算手段と、前回の演算サイクルtn-1で得られた位相
信号を前回の位相信号φ（ｔ−１）として格納するメモ
リと、前回の位相信号φ（ｔ−１）に予測増分Δφ
（ｔ）＊を加算して予測値φ（ｔ−１）＋Δφ（ｔ）＊
を算出する予測値算出手段と、位相信号φ（ｔ）と予測
値φ（ｔ−１）＋Δφ（ｔ）＊との差｜Δφ｜が所定値
｜Δφ｜＊以上異なるときに比較出力Ｄを生成する判定
手段と、比較出力Ｄが生成されないときには位相信号φ
（ｔ）を今回の位相信号φ＊として出力するとともに、
比較出力Ｄに応答して予測値（ｔ−１）＋Δφ（ｔ）＊
を今回の位相信号φ＊として出力する選択回路とを有
し、誤検出された位相信号を出力しないようにしたの
で、制御精度が高く安定なうえ、過電流によるトランジ
スタ破壊を防止した安価なPWMコンバータ装置が得られ
る効果がある。
圧Voを直流電圧Ｅに変換するための複数のスイッチング
素子を含む電力変換器と、スイッチング素子を開閉する
ためのPWM信号Ｐを生成する制御手段とを備えたPWMコン
バータ装置であって、制御手段は、電源電圧Voの位相を
検出してデジタル演算のサンプリング周期に対応した演
算サイクルｔ毎の位相信号φ（ｔ）を生成する位相検出
手段と、位相信号φ（ｔ）又は予測値を今回の位相信号
φ＊として出力する誤検出防止装置と、今回の位相信号
φ＊に基づいてPWM信号Ｐを生成するための正弦波信号
Ｇを出力する正弦波発生器とを備え、位相検出手段は、
電源電圧Voの零位相φｏを検出する零位相検出器と、零
位相φｏを基点としたパルス列φを出力するPLL発振器
と、パルス列φを計数して位相信号φ（ｔ）を出力する
カウンタとを有し、誤検出防止装置は、電源電圧Voの周
波数fvと、前回の演算サイクルtn-1から今回の演算サイ
クルtnまでの周期tn−tn-1に相当する演算サイクル時間
Ｔと、理想電源電圧波形の１サイクル中のカウンタによ
るカウント値Ｋとを用い、演算サイクル時間Ｔ経過後の
電源電圧Voの位相の進み分として、予測増分Δφ（ｔ）
＊を、Δφ（ｔ）＊＝fv・Ｔ・Ｋにより演算する予測増
分演算手段と、前回の演算サイクルtn-1で得られた位相
信号を前回の位相信号φ（ｔ−１）として格納するメモ
リと、前回の位相信号φ（ｔ−１）に予測増分Δφ
（ｔ）＊を加算して予測値φ（ｔ−１）＋Δφ（ｔ）＊
を算出する予測値算出手段と、位相信号φ（ｔ）と予測
値φ（ｔ−１）＋Δφ（ｔ）＊との差｜Δφ｜が所定値
｜Δφ｜＊以上異なるときに比較出力Ｄを生成する判定
手段と、比較出力Ｄが生成されないときには位相信号φ
（ｔ）を今回の位相信号φ＊として出力するとともに、
比較出力Ｄに応答して予測値（ｔ−１）＋Δφ（ｔ）＊
を今回の位相信号φ＊として出力する選択回路とを有
し、誤検出された位相信号を出力しないようにしたの
で、制御精度が高く安定なうえ、過電流によるトランジ
スタ破壊を防止した安価なPWMコンバータ装置が得られ
る効果がある。
第１図はこの発明の一実施例を示すブロック図、第２図
は第１図内の誤検出防止装置の構成を示す機能ブロック
図、第３図は第２図の動作を説明するためのフローチャ
ート図、第４図は従来のPWMコンバータ装置を示すブロ
ック図である。 （１）……交流電源、（３）……電力変換器 （3a）〜（3f）……トランジスタ（スイッチング素子） （10）……制御手段、（10a）……位相検出手段、（1
1）……零位相検出器 （12）……PLL発振器、（20）……誤検出防止装置、（2
1）……カウンタ、Ｇ……正弦波信号 （22）……メモリ、（24）……予測増分演算器、（25）
……加算器、（26）……減算器、（27）……比較器、
（28）……選択回路、Ｄ……比較出力、Vo……電源電
圧、Ｅ……直流電圧 φ……パルス列、φｏ……零位相、Ｐ……PWM信号 φ（ｔ）……演算サイクル毎の位相信号 φ（t-1）……前回の位相信号 Δφ（ｔ）……増分、Δφ（ｔ）＊……予測増分 φ（ｔ−１）＋Δφ（ｔ）＊……予測値 φ＊……今回の位相信号、｜Δφ｜＊……所定値 fv……電源電圧の周波数、ｔ……演算サイクル 尚、図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。
は第１図内の誤検出防止装置の構成を示す機能ブロック
図、第３図は第２図の動作を説明するためのフローチャ
ート図、第４図は従来のPWMコンバータ装置を示すブロ
ック図である。 （１）……交流電源、（３）……電力変換器 （3a）〜（3f）……トランジスタ（スイッチング素子） （10）……制御手段、（10a）……位相検出手段、（1
1）……零位相検出器 （12）……PLL発振器、（20）……誤検出防止装置、（2
1）……カウンタ、Ｇ……正弦波信号 （22）……メモリ、（24）……予測増分演算器、（25）
……加算器、（26）……減算器、（27）……比較器、
（28）……選択回路、Ｄ……比較出力、Vo……電源電
圧、Ｅ……直流電圧 φ……パルス列、φｏ……零位相、Ｐ……PWM信号 φ（ｔ）……演算サイクル毎の位相信号 φ（t-1）……前回の位相信号 Δφ（ｔ）……増分、Δφ（ｔ）＊……予測増分 φ（ｔ−１）＋Δφ（ｔ）＊……予測値 φ＊……今回の位相信号、｜Δφ｜＊……所定値 fv……電源電圧の周波数、ｔ……演算サイクル 尚、図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。
Claims (1)
- 【請求項１】交流電源からの電源電圧Voを直流電圧Ｅに
変換するための複数のスイッチング素子を含む電力変換
器と、前記スイッチング素子を開閉するためのPWM信号
Ｐを生成する制御手段とを備えたPWMコンバータ装置で
あって、 前記制御手段は、 前記電源電圧Voの位相を検出してデジタル演算のサンプ
リング周期に対応した演算サイクルｔ毎の位相信号φ
（ｔ）を生成する位相検出手段と、 前記位相信号φ（ｔ）又は予測値を今回の位相信号φ＊
として出力する誤検出防止装置と、 前記今回の位相信号φ＊に基づいて前記PWM信号Ｐを生
成するための正弦波信号Ｇを出力する正弦波発生器とを
備え、 前記位相検出手段は、 前記電源電圧Voの零位相φｏを検出する零位相検出器
と、 前記零位相φｏを基点としたパルス列φを出力するPLL
発振器と、 前記パルス列φを計数して前記位相信号φ（ｔ）を出力
するカウンタとを有し、 前記誤検出防止装置は、 前記電源電圧Voの周波数fvと、前回の演算サイクルtn-1
から今回の演算サイクルtnまでの周期tn−tn-1に相当す
る演算サイクル時間Ｔと、理想電源電圧波形の１サイク
ル中の前記カウンタによるカウント値Ｋとを用い、前記
演算サイクル時間Ｔ経過後の前記電源電圧Voの位相の進
み分として、予測増分Δφ（ｔ）＊を、 Δφ（ｔ）＊＝fv・Ｔ・Ｋ により演算する予測増分演算手段と、 前回の演算サイクルtn-1で得られた位相信号を前回の位
相信号φ（ｔ−１）として格納するメモリと、 前記前回の位相信号φ（ｔ−１）に前記予測増分Δφ
（ｔ）＊を加算して予測値φ（ｔ−１）＋Δφ（ｔ）＊
を算出する予測値算出手段と、 前記位相信号φ（ｔ）と前記予測値φ（ｔ−１）＋Δφ
（ｔ）＊との差｜Δφ｜が所定値｜Δφ｜＊以上異なる
ときに比較出力Ｄを生成する判定手段と、 前記比較出力Ｄが生成されないときには前記位相信号φ
（ｔ）を前記今回の位相信号φ＊として出力するととも
に、前記比較出力Ｄに応答して前記予測値（ｔ−１）＋
Δφ（ｔ）＊を前記今回の位相信号φ＊として出力する
選択回路と を有することを特徴とするPWMコンバータ装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1132847A JPH0710174B2 (ja) | 1989-05-29 | 1989-05-29 | Ｐｗｍコンバータ装置 |
| CN90101836A CN1015848B (zh) | 1989-05-29 | 1990-03-30 | 脉宽调制变换装置 |
| US07/519,774 US5034874A (en) | 1989-05-29 | 1990-05-07 | PWM converter apparatus |
| KR1019900006911A KR930001048B1 (ko) | 1989-05-29 | 1990-05-15 | Pwm 컨버터 장치 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1132847A JPH0710174B2 (ja) | 1989-05-29 | 1989-05-29 | Ｐｗｍコンバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH033665A JPH033665A (ja) | 1991-01-09 |
| JPH0710174B2 true JPH0710174B2 (ja) | 1995-02-01 |
Family
ID=15090908
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1132847A Expired - Lifetime JPH0710174B2 (ja) | 1989-05-29 | 1989-05-29 | Ｐｗｍコンバータ装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5034874A (ja) |
| JP (1) | JPH0710174B2 (ja) |
| KR (1) | KR930001048B1 (ja) |
| CN (1) | CN1015848B (ja) |
Families Citing this family (27)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2781602B2 (ja) * | 1989-06-12 | 1998-07-30 | 株式会社日立製作所 | 電力変換器の制御装置及びそのシステム |
| FI90294C (fi) * | 1990-05-03 | 1994-01-10 | Kone Oy | Menetelmä tasasuuntaajan tasajännitteen säätämiseksi |
| JP3156269B2 (ja) * | 1991-04-10 | 2001-04-16 | 松下電器産業株式会社 | ディジタル三相ｐｗｍ波形発生装置 |
| JP3237719B2 (ja) * | 1992-06-10 | 2001-12-10 | 富士電機株式会社 | 電力回生制御装置 |
| JP2739027B2 (ja) * | 1993-08-19 | 1998-04-08 | 三菱電機株式会社 | 電力変換器の制御装置 |
| JP3404105B2 (ja) * | 1994-02-10 | 2003-05-06 | 松下エコシステムズ株式会社 | 整流器 |
| JP3246224B2 (ja) * | 1994-09-27 | 2002-01-15 | 富士電機株式会社 | Ｐｗｍコンバータ |
| CN1046542C (zh) * | 1994-12-18 | 1999-11-17 | 吕瑞东 | 锅炉烟灰管道高温耐磨涂料 |
| JP3229520B2 (ja) * | 1995-06-16 | 2001-11-19 | 三菱電機株式会社 | 相回転異常検出装置 |
| US5694310A (en) * | 1995-08-14 | 1997-12-02 | International Business Machines Corporation | Three phase input boost converter |
| JP3252688B2 (ja) * | 1996-01-19 | 2002-02-04 | 富士電機株式会社 | Ｐｗｍ制御自励式整流装置 |
| JP3254999B2 (ja) * | 1996-01-26 | 2002-02-12 | 富士電機株式会社 | Ｐｗｍ制御自励式整流装置 |
| US6075717A (en) * | 1996-05-01 | 2000-06-13 | General Electric Company | PWM rectifier control with switching losses equally distributed among multiple switching devices |
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