JP4086056B2 - 直接周波数変換回路の制御方法 - Google Patents
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Description
本発明は、直流中間回路が不要であり、入力交流電流を高力率で正弦波化することが可能な、例えば単相または三相の交流入力から任意周波数の単相または三相の交流出力を得る電源装置、いわゆるＡＣ／ＡＣ変換器における直接周波数変換回路の制御方法に関する。
図４は、この種の直接周波数変換回路の主回路構成を示す図である。図４において、５Ｒ，５Ｓ，５Ｔは交流スイッチ、１１〜１３は交流電源、２１〜２３は負荷、３０はスナバ回路、ＳＲ１，ＳＲ２，ＳＳ１，ＳＳ２，ＳＴ１，ＳＴ２はコンバータを構成する入力側スイッチング素子、ＣＲ，ＣＳ，ＣＴはコンデンサ、ＤＲ，ＤＳ，ＤＴはダイオード、ＲＲ，ＲＳ，ＲＴは抵抗、Ｕ１〜Ｕ３，Ｖ１〜Ｖ３，Ｗ１〜Ｗ３，Ｘ１〜Ｘ３，Ｙ１〜Ｙ３，Ｚ１〜Ｚ３は三相ブリッジインバータを構成する出力側スイッチング素子、ＰＲ１，ＰＲ２，ＰＲ３，ＰＳ１，ＰＳ２，ＰＳ３，ＰＴ１，ＰＴ２，ＰＴ３は出力側スイッチング素子の相互接続点（出力端子）、Ｒ，Ｓ，Ｔは三相入力端子、Ｕ，Ｖ，Ｗは三相出力端子である。
図５は、図４の変換回路の制御方法を示す波形図である。なお、図５において、ＶINは入力電圧、Ｒ１，Ｒ２はＲ相コンバータパターン、ＣＶｕはＵ相電圧指令波形、ＣＶｖはＶ相電圧指令波形、ＣＶｗはＷ相電圧指令波形、ＣＲはキャリア信号、ＵＰ，ＵＮはＵ相の出力ＰＷＭ信号、ＶＰ，ＶＮはＶ相の出力ＰＷＭ信号、ＷＰ、ＷＮはＷ相の出力ＰＷＭ信号である。
図５は、図４の変換回路の制御方法を示す波形図である。なお、図５において、ＶINは入力電圧、Ｒ１，Ｒ２はＲ相コンバータパターン、ＣＶｕはＵ相電圧指令波形、ＣＶｖはＶ相電圧指令波形、ＣＶｗはＷ相電圧指令波形、ＣＲはキャリア信号、ＵＰ，ＵＮはＵ相の出力ＰＷＭ信号、ＶＰ，ＶＮはＶ相の出力ＰＷＭ信号、ＷＰ、ＷＮはＷ相の出力ＰＷＭ信号である。
図４に示した直接周波数変換回路では、各相入力電流の制御及び出力の制御を一つのコンバータで同時に行なわなければならない。
そこで従来では、入力電流を制御するコンバータパターンと出力電圧指令波形から得られる出力ＰＷＭ信号とのＡＮＤ条件でインバータのスイッチング素子のオン信号を決定し、入力側と出力側の制御を同時に実現している。
例えば、第１の従来技術である図５に示すごとく、Ｒ相正側のコンバータパターンＲ１はＲ相電圧の０°〜６０°区間において、６０°区間毎に上昇、下降を繰り返す三角波指令波形（図示せず）がキャリア信号ＣＲよりも大きくなる区間で「Ｈｉｇｈ」、６０°〜１２０°区間では直流指令波形（図示せず）がキャリア信号ＣＲよりも大きくなる区間で「Ｈｉｇｈ」、１２０°〜１８０°区間ではキャリア信号ＣＲが三角波指令波形よりも大きくなる区間で「Ｈｉｇｈ」となり、Ｒ相負側のコンバータパターンＲ２は、Ｒ１よりも１８０°位相が遅れた形でＲ１と同様に作成される。また、Ｓ相及びＴ相のコンバータパターンも、Ｒ相よりそれぞれ１２０°及び２４０°位相が遅れた形で同様に作成される。このとき、入力電流の高調波成分を各相の直流指令波形にフィードバックすることで入力電流の瞬時制御を実現している。
そこで従来では、入力電流を制御するコンバータパターンと出力電圧指令波形から得られる出力ＰＷＭ信号とのＡＮＤ条件でインバータのスイッチング素子のオン信号を決定し、入力側と出力側の制御を同時に実現している。
例えば、第１の従来技術である図５に示すごとく、Ｒ相正側のコンバータパターンＲ１はＲ相電圧の０°〜６０°区間において、６０°区間毎に上昇、下降を繰り返す三角波指令波形（図示せず）がキャリア信号ＣＲよりも大きくなる区間で「Ｈｉｇｈ」、６０°〜１２０°区間では直流指令波形（図示せず）がキャリア信号ＣＲよりも大きくなる区間で「Ｈｉｇｈ」、１２０°〜１８０°区間ではキャリア信号ＣＲが三角波指令波形よりも大きくなる区間で「Ｈｉｇｈ」となり、Ｒ相負側のコンバータパターンＲ２は、Ｒ１よりも１８０°位相が遅れた形でＲ１と同様に作成される。また、Ｓ相及びＴ相のコンバータパターンも、Ｒ相よりそれぞれ１２０°及び２４０°位相が遅れた形で同様に作成される。このとき、入力電流の高調波成分を各相の直流指令波形にフィードバックすることで入力電流の瞬時制御を実現している。
更に、出力電圧指令波形ＣＶｕ，ＣＶｖ，ＣＶｗがキャリア信号ＣＲよりも大きくなる区間が「Ｈｉｇｈ」となる信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰと、出力電圧指令波形ＣＶｕ，ＣＶｖ，ＣＶｗがキャリア信号ＣＲよりも小さくなる区間が「Ｈｉｇｈ」となる信号ＵＮ，ＶＮ，ＷＮとにより、出力ＰＷＭ信号が決定される。
このとき、出力電圧の高調波成分を各相出力電圧指令波形にフィードバックすることで、出力電圧波形の瞬時制御を実現する。
ここで、Ｒ１とＵＰ、Ｒ１とＶＰ、Ｒ１とＷＰのＡＮＤ条件でそれぞれスイッチング素子Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１の周波数変換動作の基本的なオン信号を決定し、Ｒ２とＵＮ、Ｒ２とＶＮ、Ｒ２とＷＮのＡＮＤ条件でそれぞれスイッチング素子Ｘ１，Ｙ１，Ｚ１の周波数変換動作の基本的なオン信号を決定する。
このとき、出力電圧の高調波成分を各相出力電圧指令波形にフィードバックすることで、出力電圧波形の瞬時制御を実現する。
ここで、Ｒ１とＵＰ、Ｒ１とＶＰ、Ｒ１とＷＰのＡＮＤ条件でそれぞれスイッチング素子Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１の周波数変換動作の基本的なオン信号を決定し、Ｒ２とＵＮ、Ｒ２とＶＮ、Ｒ２とＷＮのＡＮＤ条件でそれぞれスイッチング素子Ｘ１，Ｙ１，Ｚ１の周波数変換動作の基本的なオン信号を決定する。
また、各相の入力側のスイッチング素子のオンは、同相の同一アームの出力側スイッチング素子のオンのＯＲ条件で決定する。
例えば、スイッチング素子Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１のオンのＯＲ条件でスイッチング素子ＳＲ１のオンが決定し、スイッチング素子Ｘ１，Ｙ１，Ｚ１のオンのＯＲ条件でスイッチング素子ＳＲ２のオンが決定する。このようにオン信号を決定することで、入力電流の正弦波化、入力力率１、出力波形の正弦波化、周波数変換動作を可能としている。
しかし、入力電流の瞬時制御を行なう場合、従来の方式ではスイッチング素子が全部オフの期間が生じ、全部オフの期間では、負荷がモータである場合にモータから電力を回生することができない。
また、スイッチング素子が全部オフの期間ではリアクトル負荷などの還流電流、またはモータ負荷の場合のモータからの回生電流はスナバ回路に流れ、スナバコンデンサにエネルギーが貯えられる。
例えば、スイッチング素子Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１のオンのＯＲ条件でスイッチング素子ＳＲ１のオンが決定し、スイッチング素子Ｘ１，Ｙ１，Ｚ１のオンのＯＲ条件でスイッチング素子ＳＲ２のオンが決定する。このようにオン信号を決定することで、入力電流の正弦波化、入力力率１、出力波形の正弦波化、周波数変換動作を可能としている。
しかし、入力電流の瞬時制御を行なう場合、従来の方式ではスイッチング素子が全部オフの期間が生じ、全部オフの期間では、負荷がモータである場合にモータから電力を回生することができない。
また、スイッチング素子が全部オフの期間ではリアクトル負荷などの還流電流、またはモータ負荷の場合のモータからの回生電流はスナバ回路に流れ、スナバコンデンサにエネルギーが貯えられる。
例えば、図４においてスイッチング素子が全部オフの時、出力端子Ｖ，Ｕ間に流れる電流は、出力端子Ｖ→接続点ＰＲ２，ＰＳ２，ＰＴ２→スイッチング素子Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３の逆並列ダイオード→スナバ回路３０のコンデンサＣＲ，ＣＳ，ＣＴ→スナバ回路３０のダイオードＤＲ，ＤＳ，ＤＴ→スイッチング素子Ｘ１，Ｘ２，Ｘ３の逆並列ダイオード→接続点ＰＲ１，ＰＳ１，ＰＴ１→出力端子Ｕの経路をとり、コンデンサＣＲ，ＣＳ，ＣＴが充電される。こうしてスナバコンデンサＣＲ，ＣＳ，ＣＴに貯えられたエネルギーを回生するためには、スナバ回路３０やスイッチング素子、ダイオードなどで損失が生じてしまう。
次に、図４の主回路に対する第２の従来技術として、次のような制御方法がある。例えば、図４において、スイッチング素子Ｕ１とＹ２をオンすることによって、入力端子Ｒ→スイッチング素子ＳＲ１の逆並列ダイオード→スイッチング素子Ｕ１→接続点ＰＲ１→出力端子Ｕ，Ｖ（負荷２２）→接続点ＰＳ２→スイッチング素子Ｙ２→スイッチング素子ＳＳ２の逆並列ダイオード→入力端子Ｓの経路で、入力端子Ｒ，Ｓ間の線間電圧は負荷２２側の出力端子Ｕ，Ｖ間に印加される。
次に、図４の主回路に対する第２の従来技術として、次のような制御方法がある。例えば、図４において、スイッチング素子Ｕ１とＹ２をオンすることによって、入力端子Ｒ→スイッチング素子ＳＲ１の逆並列ダイオード→スイッチング素子Ｕ１→接続点ＰＲ１→出力端子Ｕ，Ｖ（負荷２２）→接続点ＰＳ２→スイッチング素子Ｙ２→スイッチング素子ＳＳ２の逆並列ダイオード→入力端子Ｓの経路で、入力端子Ｒ，Ｓ間の線間電圧は負荷２２側の出力端子Ｕ，Ｖ間に印加される。
ここで、負荷２２がリアクトル負荷などの低力率負荷である場合、負荷電圧と負荷電流との位相が異なり、電圧と電流の極性が反転する期間が生じる。このため従来技術では、入力側のスイッチング素子ＳＲ１とＳＳ２とをオンさせることで、出力端子Ｕ→接続点ＰＲ１→スイッチング素子Ｕ１の逆並列ダイオード→スイッチング素子ＳＲ１→入力端子Ｒ，Ｓ→スイッチング素子ＳＳ２→スイッチング素子Ｙ２の逆並列ダイオード→接続点ＰＳ２→出力端子Ｖの経路で、負荷電圧とは逆極性である負荷電流の経路を確保している。
一方、スナバコンデンサＣＲに貯えられたエネルギーは、スイッチング素子ＳＲ１，ＳＳ２，Ｕ１がオンしているときにＹ１をオンすると、スナバコンデンサＣＲ→スイッチング素子ＳＲ１→入力端子Ｒ，Ｓ→スイッチング素子ＳＳ２→スイッチング素子Ｙ２のダイオード→接続点ＰＳ２→接続点ＰＲ２→スイッチング素子Ｙ１→スナバ回路３０の抵抗ＲＲ→スナバコンデンサＣＲの経路で入力側に回生される。
一方、スナバコンデンサＣＲに貯えられたエネルギーは、スイッチング素子ＳＲ１，ＳＳ２，Ｕ１がオンしているときにＹ１をオンすると、スナバコンデンサＣＲ→スイッチング素子ＳＲ１→入力端子Ｒ，Ｓ→スイッチング素子ＳＳ２→スイッチング素子Ｙ２のダイオード→接続点ＰＳ２→接続点ＰＲ２→スイッチング素子Ｙ１→スナバ回路３０の抵抗ＲＲ→スナバコンデンサＣＲの経路で入力側に回生される。
更に、その他のスナバコンデンサＣＳ，ＣＴに貯えられたエネルギーも同様に、上下アームのスイッチング素子を同時にオンすることによって入力側に回生される。
ここで、スナバ回路３０の抵抗ＲＲ，ＲＳ，ＲＴは、スナバエネルギーの回生時にスナバ回生電流をスイッチング素子の定格電流以下に減流するために設けられ、ダイオードＤＲ，ＤＳ，ＤＴはスナバエネルギーの回生時にだけスナバ回生電流が抵抗ＲＲ，ＲＳ，ＲＴを流れるように設けられる。
このように従来では、負荷が低力率負荷であるときに負荷電圧と負荷電流との位相が異なり、これによって電圧と電流の極性が反転するので、負荷電圧とは逆極性の電流を流すために入力側スイッチング素子をオンさせることにより、無効電流を入力側に流していた。
次に、第３の従来技術を図６に基づいて説明する。図６（ａ）はこの従来技術における制御ブロック図、図６（ｂ）は動作波形である。図６（ａ）において、３１ＲはＲ相電流波形の高調波検出回路、３２Ｒは出力電圧の高調波検出回路、３４Ｒ〜３６ＲはＵ，Ｖ，Ｗの各相出力電圧指令波形に出力電圧高調波のマイナーフィードバックを加えた波形をキャリア信号ＣＲと比較してＰＷＭ波形ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮを出力するコンパレータ、３７Ｒは図４におけるＲ相の三相ブリッジインバータの各スイッチング素子Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１，Ｘ１，Ｙ１，Ｚ１に対するパルス分配回路、３８Ｒ，３９ＲはＲ相入力電圧の６０°〜１２０°区間、２４０°〜３００°区間のコンバータ直流指令波形にＲ相電流高調波のマイナーフィードバックを加えた直流指令波形（リプル補正を加えた波形）と、Ｒ相入力電圧の０°〜６０°区間、１２０°〜２４０°区間、３００°〜３６０°区間のコンバータ三角波指令波形とを各々キャリア信号ＣＲと比較して、図６（ｂ）のようなＲ相のコンバータパターンＲ１，Ｒ２を出力するコンパレータである。
ここで、スナバ回路３０の抵抗ＲＲ，ＲＳ，ＲＴは、スナバエネルギーの回生時にスナバ回生電流をスイッチング素子の定格電流以下に減流するために設けられ、ダイオードＤＲ，ＤＳ，ＤＴはスナバエネルギーの回生時にだけスナバ回生電流が抵抗ＲＲ，ＲＳ，ＲＴを流れるように設けられる。
このように従来では、負荷が低力率負荷であるときに負荷電圧と負荷電流との位相が異なり、これによって電圧と電流の極性が反転するので、負荷電圧とは逆極性の電流を流すために入力側スイッチング素子をオンさせることにより、無効電流を入力側に流していた。
次に、第３の従来技術を図６に基づいて説明する。図６（ａ）はこの従来技術における制御ブロック図、図６（ｂ）は動作波形である。図６（ａ）において、３１ＲはＲ相電流波形の高調波検出回路、３２Ｒは出力電圧の高調波検出回路、３４Ｒ〜３６ＲはＵ，Ｖ，Ｗの各相出力電圧指令波形に出力電圧高調波のマイナーフィードバックを加えた波形をキャリア信号ＣＲと比較してＰＷＭ波形ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮを出力するコンパレータ、３７Ｒは図４におけるＲ相の三相ブリッジインバータの各スイッチング素子Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１，Ｘ１，Ｙ１，Ｚ１に対するパルス分配回路、３８Ｒ，３９ＲはＲ相入力電圧の６０°〜１２０°区間、２４０°〜３００°区間のコンバータ直流指令波形にＲ相電流高調波のマイナーフィードバックを加えた直流指令波形（リプル補正を加えた波形）と、Ｒ相入力電圧の０°〜６０°区間、１２０°〜２４０°区間、３００°〜３６０°区間のコンバータ三角波指令波形とを各々キャリア信号ＣＲと比較して、図６（ｂ）のようなＲ相のコンバータパターンＲ１，Ｒ２を出力するコンパレータである。
第１の従来技術において説明したように、入力電流の瞬時制御は、図６（ｂ）に示す如く入力電流高調波を直流指令波形にフィードバックし、コンバータパターンを変化させて行なっている。しかし、コンバータパターンは台形波変調であり、台形波変調された入力電流を正弦波化するためのフィードバックゲインとその他の高調波を低減するためのフィードバックゲインとは異なる。
このため、図６（ｂ）のような入力電流制御方法では、高調波が残ってしまう。
次いで、第４の従来技術を、図７の動作波形を参照しつつ説明する。
直接周波数変換回路は直流中間回路を持たず、電解コンデンサ等のエネルギー蓄積要素を用いずに入力電力を出力電力に直接変換することにより周波数変換を行っているため、入力電流波形と出力電流波形との間に相互作用が生じる。例えば、出力側には入力周波数に同期した高調波が発生し、入力電流波形には出力周波数に同期した高調波が発生する。
このため、図６（ｂ）のような入力電流制御方法では、高調波が残ってしまう。
次いで、第４の従来技術を、図７の動作波形を参照しつつ説明する。
直接周波数変換回路は直流中間回路を持たず、電解コンデンサ等のエネルギー蓄積要素を用いずに入力電力を出力電力に直接変換することにより周波数変換を行っているため、入力電流波形と出力電流波形との間に相互作用が生じる。例えば、出力側には入力周波数に同期した高調波が発生し、入力電流波形には出力周波数に同期した高調波が発生する。
この入力電流高調波は出力電流の全波整流波形と同じ周波数成分の高調波となり、図６に示したような入力電流のフィードバック制御を行なわず、図７のように直流指令波形が一定値である場合には、図示するように入力電流に出力電流の全波整流波形のリプルが重畳することになる。
最後に、第５の従来技術を、図８を参照しつつ説明する。
従来では、図８（ａ）に示す振幅調節回路４０によって出力指令波形の振幅を変えて出力電圧を変化させており、この出力指令波形に出力電圧のフィードバック信号を加え、コンパレータ３４〜３６にてキャリア信号ＣＲと比較することにより出力ＰＷＭ信号を決定している。
一方、コンバータパターンは、図６に示したように各相入力電圧の６０°〜１２０°区間、２４０°〜３００°区間において直流指令波形に入力電流フィードバック信号を加えた信号とキャリア信号ＣＲとをコンパレータ３８により比較して得られる信号、及び、各相入力電圧の０°〜６０°区間、１２０°〜２４０°区間、３００°〜３６０°区間において三角波指令波形とキャリア信号ＣＲとをコンパレータ３９により比較して得られる信号である。
最後に、第５の従来技術を、図８を参照しつつ説明する。
従来では、図８（ａ）に示す振幅調節回路４０によって出力指令波形の振幅を変えて出力電圧を変化させており、この出力指令波形に出力電圧のフィードバック信号を加え、コンパレータ３４〜３６にてキャリア信号ＣＲと比較することにより出力ＰＷＭ信号を決定している。
一方、コンバータパターンは、図６に示したように各相入力電圧の６０°〜１２０°区間、２４０°〜３００°区間において直流指令波形に入力電流フィードバック信号を加えた信号とキャリア信号ＣＲとをコンパレータ３８により比較して得られる信号、及び、各相入力電圧の０°〜６０°区間、１２０°〜２４０°区間、３００°〜３６０°区間において三角波指令波形とキャリア信号ＣＲとをコンパレータ３９により比較して得られる信号である。
よって、図８（ｂ）に示す如く、コンバータパターンは入力電流フィードバック信号で変化する以外は固定の信号である。また、インバータの出力オン信号はコンバータパターンと出力ＰＷＭ信号とのＡＮＤ条件で決定する。
ここで、出力電圧の変調率が低いときには、入力電流のフィードバック制御の効果が少なくなる。例えば、変調率が低いときにコンバータパターンのパルス幅を変化させても出力ＰＷＭ信号のパルス幅の変化は少なくなる。よって、出力電圧の変調率が低いときには入力電流の制御性が悪くなり、高調波が多く含まれることになる。
ここで、出力電圧の変調率が低いときには、入力電流のフィードバック制御の効果が少なくなる。例えば、変調率が低いときにコンバータパターンのパルス幅を変化させても出力ＰＷＭ信号のパルス幅の変化は少なくなる。よって、出力電圧の変調率が低いときには入力電流の制御性が悪くなり、高調波が多く含まれることになる。
上述したように、第３〜第５の従来技術の方法では入力電流に高調波が多く含まれるという問題があることから、本願発明はその解決を課題としている。
上述の課題を解決するため、第1の発明は、ダイオードがそれぞれ逆並列接続された２個のスイッチング素子の直列回路によりコンバータを構成し、かつ、複数のスイッチング素子と各スイッチング素子にそれぞれ逆並列接続されたダイオードとからなるブリッジインバータを前記コンバータに並列に接続して一相分の交流スイッチを構成し、この交流スイッチを交流入力の相数分設けると共に、これらの交流スイッチの各コンバータを構成するスイッチング素子の相互接続点を交流電源に接続し、かつ、各インバータのスイッチング素子の相互接続点を同一相どおし一括して各相出力端子に接続して構成される直接周波数変換回路の制御方法であって、各相入力電圧の６０°〜１２０°区間及び２４０°〜３００°区間では直流指令波形とキャリア信号とを比較して得られる信号、各相入力電圧の０°〜６０°区間、１２０°〜２４０°区間及び３００°〜３６０°区間では三角波指令波形とキャリア信号とを比較して得られる信号により各相のコンバータのスイッチング素子の制御信号を作成し、各相出力電圧指令波形とキャリア信号とを比較して得られるＰＷＭ信号と各相のコンバータのスイッチング素子の制御信号とのＡＮＤ条件で各インバータのスイッチング素子に対する制御信号を決定すると共に、各相入力電流の高調波を直流指令波形にフィードバックするようにした制御方法において、新たに各相入力電流の高調波の特定周波数成分を増幅して直流指令波形にフィードバックするフィードバックループを設けるものである。
第2の発明は、ダイオードがそれぞれ逆並列接続された２個のスイッチング素子の直列回路によりコンバータを構成し、かつ、複数のスイッチング素子と各スイッチング素子にそれぞれ逆並列接続されたダイオードとからなるブリッジインバータを前記コンバータに並列に接続して一相分の交流スイッチを構成し、この交流スイッチを交流入力の相数分設けると共に、これらの交流スイッチの各コンバータを構成するスイッチング素子の相互接続点を交流電源に接続し、かつ、各インバータのスイッチング素子の相互接続点を同一相どおし一括して各相出力端子に接続して構成される直接周波数変換回路の制御方法であって、各相入力電圧の６０°〜１２０°区間及び２４０°〜３００°区間では直流指令波形とキャリア信号とを比較して得られる信号、各相入力電圧の０°〜６０°区間、１２０°〜２４０°区間及び３００°〜３６０°区間では三角波指令波形とキャリア信号とを比較して得られる信号により各相のコンバータのスイッチング素子の制御信号を作成し、各相出力電圧指令波形とキャリア信号とを比較して得られるＰＷＭ信号と各相のコンバータのスイッチング素子の制御信号とのＡＮＤ条件で各インバータのスイッチング素子に対する制御信号を決定すると共に、各相入力電流の高調波を直流指令波形にフィードバックするようにした制御方法において、各相の直流指令波形に出力電流の全波整流波形の交流変動分をフィードバックして各相のコンバータのスイッチング素子の制御信号を作成するものである。
第3の発明は、ダイオードがそれぞれ逆並列接続された２個のスイッチング素子の直列回路によりコンバータを構成し、かつ、複数のスイッチング素子と各スイッチング素子にそれぞれ逆並列接続されたダイオードとからなるブリッジインバータを前記コンバータに並列に接続して一相分の交流スイッチを構成し、この交流スイッチを交流入力の相数分設けると共に、これらの交流スイッチの各コンバータを構成するスイッチング素子の相互接続点を交流電源に接続し、かつ、各インバータのスイッチング素子の相互接続点を同一相どおし一括して各相出力端子に接続して構成される直接周波数変換回路の制御方法であって、各相入力電圧の６０°〜１２０°区間及び２４０°〜３００°区間では直流指令波形とキャリア信号とを比較して得られる信号、各相入力電圧の０°〜６０°区間、１２０°〜２４０°区間及び３００°〜３６０°区間では三角波指令波形とキャリア信号とを比較して得られる信号により各相のコンバータのスイッチング素子の制御信号を作成し、各相出力電圧指令波形とキャリア信号とを比較して得られるＰＷＭ信号と各相のコンバータのスイッチング素子の制御信号とのＡＮＤ条件で各インバータのスイッチング素子に対する制御信号を決定すると共に、各相入力電流の高調波を直流指令波形にフィードバックするようにした制御方法において、各相入力電圧の６０°〜１２０°区間及び２４０°〜３００°区間の直流指令波形の振幅を調整して各相のコンバータのスイッチング素子の制御信号を作成するものである。
第1の発明によれば、入力電流高調波の特定周波数成分を低減することができるので、従来では除去できない入力電流高調波の低減が可能である。
第2の発明によれば、出力電流の影響によって生じる入力電流高調波を低減することができる。
第３の発明によれば、変調率が低い場合でも入力電流の制御性を損なうことなく、入力電流高調波を低減することができる。
第2の発明によれば、出力電流の影響によって生じる入力電流高調波を低減することができる。
第３の発明によれば、変調率が低い場合でも入力電流の制御性を損なうことなく、入力電流高調波を低減することができる。
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、請求項１に記載した発明の実施形態を示しており、従来技術である図６と同一の構成要素には同一番号を付してある。なお、図１ではＲ相分の制御ブロック図を示してあるが、Ｓ相、Ｔ相についても同様である。
この実施形態では、図６における入力電流の高調波成分のフィードバックループに新たにバンドパスフィルタ４２Ｒを並列接続し、このバンドパスフィルタ４２Ｒによって高調波成分のうち特定周波数成分だけを取り出して直流指令波形にマイナーフィードバックするようにした。直接周波数変換回路の主回路構成は、図４と同一である。
本実施形態において、バンドパスフィルタ４２により得られた信号を、入力相電圧の６０°〜１２０°区間、２４０°〜３００°区間のコンバータ直流指令波形に従来のフィードバック信号と共に加えることで、特定周波数成分を増幅したフィードバック制御を可能とする。
この実施形態では、図６における入力電流の高調波成分のフィードバックループに新たにバンドパスフィルタ４２Ｒを並列接続し、このバンドパスフィルタ４２Ｒによって高調波成分のうち特定周波数成分だけを取り出して直流指令波形にマイナーフィードバックするようにした。直接周波数変換回路の主回路構成は、図４と同一である。
本実施形態において、バンドパスフィルタ４２により得られた信号を、入力相電圧の６０°〜１２０°区間、２４０°〜３００°区間のコンバータ直流指令波形に従来のフィードバック信号と共に加えることで、特定周波数成分を増幅したフィードバック制御を可能とする。
この実施形態によれば、従来方式では除去できない高調波成分をバンドパスフィルタ４２を通してフィードバックすることで、入力電流高調波を一層低減することができる。
図２は請求項２に記載した発明の実施形態を示す動作波形図である。この実施形態は、出力電流に起因する入力電流波形の高調波の低減方法に関するものである。なお、主回路構成は図４と同一である。
まず、主回路から出力電流を検出し、図２に示すように出力電流の全波整流波形を作成する。更に、この全波整流波形における交流変動分の反転波形を作成し、コンバータパターンの６０°〜１２０°区間、２４０°〜３００°区間の直流指令波形にフィードバックする。
ここで、出力電流の影響で入力電流が大きくなるときにはコンバータパターンのパルス幅は狭くなり、逆に入力電流が小さくなるときにはコンバータパターンのパルス幅は広くなる。このように出力電流の全波整流波形の交流変動分を直流指令波形にフィードバックしたコンバータパターンを用いてスイッチング素子のオン信号を決定することによって、従来技術を示す図７との比較から明らかなように、出力電流の影響によって生じる入力電流の高調波を低減することができる。図２ではＲ相における制御方法を示しているが、Ｓ相、Ｔ相においても同様に出力電流の全波整流波形の交流変動分をフィードバックすることにより、全ての相、全ての区間の出力電流の影響による入力電流高調波を低減することができる。
まず、主回路から出力電流を検出し、図２に示すように出力電流の全波整流波形を作成する。更に、この全波整流波形における交流変動分の反転波形を作成し、コンバータパターンの６０°〜１２０°区間、２４０°〜３００°区間の直流指令波形にフィードバックする。
ここで、出力電流の影響で入力電流が大きくなるときにはコンバータパターンのパルス幅は狭くなり、逆に入力電流が小さくなるときにはコンバータパターンのパルス幅は広くなる。このように出力電流の全波整流波形の交流変動分を直流指令波形にフィードバックしたコンバータパターンを用いてスイッチング素子のオン信号を決定することによって、従来技術を示す図７との比較から明らかなように、出力電流の影響によって生じる入力電流の高調波を低減することができる。図２ではＲ相における制御方法を示しているが、Ｓ相、Ｔ相においても同様に出力電流の全波整流波形の交流変動分をフィードバックすることにより、全ての相、全ての区間の出力電流の影響による入力電流高調波を低減することができる。
図３は請求項３に記載した発明の実施形態を示している。なお、図３（ａ）において、図８（ａ）と同一の構成要素には同一の番号を付してある。
図８の従来技術では、出力指令波形の振幅を変えて出力電圧を変化させていたが、図３に示す実施形態では、コンバータパターンの所定区間の直流指令波形の振幅を振幅調節回路４３により変化させて出力電圧を変化させるようにした。
すなわち、直流指令波形が高くなるほど出力電圧も高くなり、直流指令波形のレベルに応じて所望の出力電圧を得ることができる。
コンバータパターンは、必要とされる出力電圧に相当する直流指令波形を用いて、従来技術と同様に作成される。変調率はコンバータパターンで変化するため、出力指令波形の振幅は固定とし、従来技術と同様にコンパレータ３４〜３６により出力ＰＷＭ信号を決定する。そして、このようにして得られたコンバータパターンと出力ＰＷＭ信号とを用いて従来技術と同様にＡＮＤ条件でインバータのスイッチング素子のオン信号を決定する。
図８の従来技術では、出力指令波形の振幅を変えて出力電圧を変化させていたが、図３に示す実施形態では、コンバータパターンの所定区間の直流指令波形の振幅を振幅調節回路４３により変化させて出力電圧を変化させるようにした。
すなわち、直流指令波形が高くなるほど出力電圧も高くなり、直流指令波形のレベルに応じて所望の出力電圧を得ることができる。
コンバータパターンは、必要とされる出力電圧に相当する直流指令波形を用いて、従来技術と同様に作成される。変調率はコンバータパターンで変化するため、出力指令波形の振幅は固定とし、従来技術と同様にコンパレータ３４〜３６により出力ＰＷＭ信号を決定する。そして、このようにして得られたコンバータパターンと出力ＰＷＭ信号とを用いて従来技術と同様にＡＮＤ条件でインバータのスイッチング素子のオン信号を決定する。
ここで、変調率が低い場合でも、入力電流のフィードバックにより出力オン信号のパルス幅の変化は従来技術よりも顕著にあらわれる。従って、変調率が低い場合も入力電流の制御性を悪くすることなく、入力電流の高調波を低減することができる。
ＳＲ１，ＳＲ２，Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１，Ｘ１，Ｙ１，Ｚ１，ＳＳ１，ＳＳ２，Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２，Ｘ２，Ｙ２，Ｚ２，ＳＴ１，ＳＴ２，Ｕ３，Ｖ３，Ｗ３，Ｘ３，Ｙ３，Ｚ３：スイッチング素子
ＰＲ１，ＰＲ２，ＰＲ３，ＰＳ１，ＰＳ２，ＰＳ３，ＰＴ１，ＰＴ２，ＰＴ３：接続点
ＣＲ，ＣＳ，ＣＴ：コンデンサ
ＲＲ，ＲＳ，ＲＴ：抵抗
ＤＲ，ＤＳ，ＤＴ：ダイオード
Ｒ１，Ｒ２ コンバータパターン
ＣＶｕ，ＣＶｖ，ＣＶｗ：出力指令波形
ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮ：出力ＰＷＭ信号
Ｒ，Ｓ，Ｔ：入力端子 Ｕ，Ｖ，Ｗ：出力端子
５Ｒ，５Ｓ，５Ｔ，６Ｒ，６Ｓ，６Ｔ：交流スイッチ
１１，１２，１３：交流電源
２１，２２，２３：負荷
３０，４１：スナバ回路
３１Ｒ，３２Ｒ：高調波検出回路
３４，３５，３６，３８，３９，３４Ｒ，３５Ｒ，３６Ｒ，３８Ｒ，３９Ｒ：コンパレータ
３７，３７Ｒ：パルス分配回路
４２Ｒ：バンドパスフィルタ
４３：振幅調節回路
ＰＲ１，ＰＲ２，ＰＲ３，ＰＳ１，ＰＳ２，ＰＳ３，ＰＴ１，ＰＴ２，ＰＴ３：接続点
ＣＲ，ＣＳ，ＣＴ：コンデンサ
ＲＲ，ＲＳ，ＲＴ：抵抗
ＤＲ，ＤＳ，ＤＴ：ダイオード
Ｒ１，Ｒ２ コンバータパターン
ＣＶｕ，ＣＶｖ，ＣＶｗ：出力指令波形
ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮ：出力ＰＷＭ信号
Ｒ，Ｓ，Ｔ：入力端子 Ｕ，Ｖ，Ｗ：出力端子
５Ｒ，５Ｓ，５Ｔ，６Ｒ，６Ｓ，６Ｔ：交流スイッチ
１１，１２，１３：交流電源
２１，２２，２３：負荷
３０，４１：スナバ回路
３１Ｒ，３２Ｒ：高調波検出回路
３４，３５，３６，３８，３９，３４Ｒ，３５Ｒ，３６Ｒ，３８Ｒ，３９Ｒ：コンパレータ
３７，３７Ｒ：パルス分配回路
４２Ｒ：バンドパスフィルタ
４３：振幅調節回路
Claims (3)
- ダイオードがそれぞれ逆並列接続された２個のスイッチング素子の直列回路によりコンバータを構成し、かつ、複数のスイッチング素子と各スイッチング素子にそれぞれ逆並列接続されたダイオードとからなるブリッジインバータを前記コンバータに並列に接続して一相分の交流スイッチを構成し、この交流スイッチを交流入力の相数分設けると共に、
これらの交流スイッチの各コンバータを構成するスイッチング素子の相互接続点を交流電源に接続し、かつ、各インバータのスイッチング素子の相互接続点を同一相どおし一括して各相出力端子に接続して構成される直接周波数変換回路の制御方法であって、
各相入力電圧の６０°〜１２０°区間及び２４０°〜３００°区間では直流指令波形とキャリア信号とを比較して得られる信号、各相入力電圧の０°〜６０°区間、１２０°〜２４０°区間及び３００°〜３６０°区間では三角波指令波形とキャリア信号とを比較して得られる信号により各相のコンバータのスイッチング素子の制御信号を作成し、各相出力電圧指令波形とキャリア信号とを比較して得られるＰＷＭ信号と各相のコンバータのスイッチング素子の制御信号とのＡＮＤ条件で各インバータのスイッチング素子に対する制御信号を決定すると共に、各相入力電流の高調波を直流指令波形にフィードバックするようにした制御方法において、
新たに各相入力電流の高調波の特定周波数成分を増幅して直流指令波形にフィードバックするフィードバックループを設けたことを特徴とする直接周波数変換回路の制御方法。 - ダイオードがそれぞれ逆並列接続された２個のスイッチング素子の直列回路によりコンバータを構成し、かつ、複数のスイッチング素子と各スイッチング素子にそれぞれ逆並列接続されたダイオードとからなるブリッジインバータを前記コンバータに並列に接続して一相分の交流スイッチを構成し、この交流スイッチを交流入力の相数分設けると共に、
これらの交流スイッチの各コンバータを構成するスイッチング素子の相互接続点を交流電源に接続し、かつ、各インバータのスイッチング素子の相互接続点を同一相どおし一括して各相出力端子に接続して構成される直接周波数変換回路の制御方法であって、
各相入力電圧の６０°〜１２０°区間及び２４０°〜３００°区間では直流指令波形とキャリア信号とを比較して得られる信号、各相入力電圧の０°〜６０°区間、１２０°〜２４０°区間及び３００°〜３６０°区間では三角波指令波形とキャリア信号とを比較して得られる信号により各相のコンバータのスイッチング素子の制御信号を作成し、各相出力電圧指令波形とキャリア信号とを比較して得られるＰＷＭ信号と各相のコンバータのスイッチング素子の制御信号とのＡＮＤ条件で各インバータのスイッチング素子に対する制御信号を決定すると共に、各相入力電流の高調波を直流指令波形にフィードバックするようにした制御方法において、
各相の直流指令波形に出力電流の全波整流波形の交流変動分をフィードバックして各相のコンバータのスイッチング素子の制御信号を作成することを特徴とする直接周波数変換回路の制御方法。 - ダイオードがそれぞれ逆並列接続された２個のスイッチング素子の直列回路によりコンバータを構成し、かつ、複数のスイッチング素子と各スイッチング素子にそれぞれ逆並列接続されたダイオードとからなるブリッジインバータを前記コンバータに並列に接続して一相分の交流スイッチを構成し、この交流スイッチを交流入力の相数分設けると共に、
これらの交流スイッチの各コンバータを構成するスイッチング素子の相互接続点を交流電源に接続し、かつ、各インバータのスイッチング素子の相互接続点を同一相どおし一括して各相出力端子に接続して構成される直接周波数変換回路の制御方法であって、
各相入力電圧の６０°〜１２０°区間及び２４０°〜３００°区間では直流指令波形とキャリア信号とを比較して得られる信号、各相入力電圧の０°〜６０°区間、１２０°〜２４０°区間及び３００°〜３６０°区間では三角波指令波形とキャリア信号とを比較して得られる信号により各相のコンバータのスイッチング素子の制御信号を作成し、各相出力電圧指令波形とキャリア信号とを比較して得られるＰＷＭ信号と各相のコンバータのスイッチング素子の制御信号とのＡＮＤ条件で各インバータのスイッチング素子に対する制御信号を決定すると共に、各相入力電流の高調波を直流指令波形にフィードバックするようにした制御方法において、
各相入力電圧の６０°〜１２０°区間及び２４０°〜３００°区間の直流指令波形の振幅を調整して各相のコンバータのスイッチング素子の制御信号を作成することを特徴とする直接周波数変換回路の制御方法。
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