JP4807516B2 - 並列多重マトリクスコンバータ装置 - Google Patents
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Description
本発明は、多相交流電源から任意の多相交流または直流電圧出力を行うマトリクスコンバータ装置を並列多重接続構成にして大容量化する装置に関する。
マトリクスコンバータ装置の大容量化を実現するには、複数のマトリクスコンバータ装置を準備し、これら各装置の出力側を互いに並列接続する並列多重構成を用いる手段があるが、出力側を直接並列接続すると、並列接続された各装置の出力側電位は常に同電位になるというわけではないので、マトリクスコンバータ各装置間で出力短絡を生じる恐れがある。また並列接続された各マトリクスコンバータ装置を流れる電流に関し、各装置間での電流バランスを均等に保てないという問題も生じる。
そこで従来のマトリクスコンバータ装置の並列多重構成においては、図７に示すように並列接続した各マトリクスコンバータ装置の各出力相にリアクトル５１ないし５６を挿入接続し、前記各リアクトルについて生じる電圧降下の作用により、マトリクスコンバータ装置間で生じる前記出力短絡を防止し、電流バランスの均等化をも確保してきた（例えば特許文献１参照）。
なおマトリクスコンバータ装置による双方向スイッチのオンオフＰＷＭ制御により、交流電源の各相を流れる電源電流が断続的になるのを防止するため、入力側には電源入力相ごとにフィルタ用入力リアクトル４１ないし４３及びフィルタ用コンデンサ６１ないし６３を接続するのが一般的であり、これによって交流電源電流を連続的で滑らかな波形にすることができる。
そこで従来のマトリクスコンバータ装置の並列多重構成においては、図７に示すように並列接続した各マトリクスコンバータ装置の各出力相にリアクトル５１ないし５６を挿入接続し、前記各リアクトルについて生じる電圧降下の作用により、マトリクスコンバータ装置間で生じる前記出力短絡を防止し、電流バランスの均等化をも確保してきた（例えば特許文献１参照）。
なおマトリクスコンバータ装置による双方向スイッチのオンオフＰＷＭ制御により、交流電源の各相を流れる電源電流が断続的になるのを防止するため、入力側には電源入力相ごとにフィルタ用入力リアクトル４１ないし４３及びフィルタ用コンデンサ６１ないし６３を接続するのが一般的であり、これによって交流電源電流を連続的で滑らかな波形にすることができる。
図９に示す前記従来の並列多重マトリクスコンバータ装置は、入力側と出力側の双方にリアクトルが必要となり、リアクトルを含む全体装置が大型化してしまうという問題がある。また、出力側にリアクトルがあるため双方向スイッチを遮断した際のサージ電圧が大きくなるという問題もある。
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、全体装置の大型化を抑えることができ、双方向スイッチを遮断した際のサージ電圧を低減できる並列多重マトリクスコンバータ装置を提供することを目的とする。
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、全体装置の大型化を抑えることができ、双方向スイッチを遮断した際のサージ電圧を低減できる並列多重マトリクスコンバータ装置を提供することを目的とする。
上記課題を解決するため請求項１記載の発明は、交流電源を入力電源とし、各入力相ごとに一の入力相と各出力相とを接続する複数の双方向スイッチと、一方端を前記交流電源に接続し他方端を前記双方向スイッチに接続した第１のリアクトルと、前記第１のリアクトルの他方端に接続され各相間を単数あるいは複数で接続するコンデンサとを備え、前記複数の双方向スイッチをＰＷＭ制御して任意の直交流電圧を前記各出力相から出力するマトリクスコンバータ装置を、少なくとも２台以上並列接続することによって構成する並列多重マトリクスコンバータ装置において、前記各出力相の並列接続はリアクトルを介さない直接接続によって構成されており、前記各入力相の並列接続は、前記第１の各リアクトルの一方端の直接接続によって構成されていることを特徴としている。
マトリクスコンバータ装置においては、双方向スイッチの出力側および入力側ともに出力電流が流れることに着目し、従来例では出力側に接続していたリアクトルを入力側であってしかも出力電流の流れる位置に移動させ、これによってマトリクスコンバータ装置相互間の短絡防止や電流バランスの均等化を確保しつつ、入力リアクトルとの共用化をも実現して全体装置としての小型化を図っている。
また、フィルタ用入力リアクトルと共用化された第１のリアクトルとフィルタ用コンデンサとを用いて第１のリアクトルと前記コンデンサと交流電源との間において電流の流れるルートができるので、双方向スイッチが遮断された際にも第１のリアクトルを流れる電流の連続性を確保でき、第１のリアクトルから生じる双方向スイッチ遮断時のサージ電圧を抑制することもできる。
緊急遮断時や双方向スイッチのオンオフ切替え順序を誤った場合においては、双方向遮断により電流ルートが無くなって大きなサージ電圧が発生しやすくなるが、このような場合にもサージ電圧を抑制することが可能となる。
マトリクスコンバータ装置においては、双方向スイッチの出力側および入力側ともに出力電流が流れることに着目し、従来例では出力側に接続していたリアクトルを入力側であってしかも出力電流の流れる位置に移動させ、これによってマトリクスコンバータ装置相互間の短絡防止や電流バランスの均等化を確保しつつ、入力リアクトルとの共用化をも実現して全体装置としての小型化を図っている。
また、フィルタ用入力リアクトルと共用化された第１のリアクトルとフィルタ用コンデンサとを用いて第１のリアクトルと前記コンデンサと交流電源との間において電流の流れるルートができるので、双方向スイッチが遮断された際にも第１のリアクトルを流れる電流の連続性を確保でき、第１のリアクトルから生じる双方向スイッチ遮断時のサージ電圧を抑制することもできる。
緊急遮断時や双方向スイッチのオンオフ切替え順序を誤った場合においては、双方向遮断により電流ルートが無くなって大きなサージ電圧が発生しやすくなるが、このような場合にもサージ電圧を抑制することが可能となる。
請求項２記載の発明は、前記交流電源と前記第１の各リアクトルとの共通接続点において、前記共通接続点と前記交流電源との間に挿入接続される第２のリアクトルを備えたことを特徴としている。
各マトリクスコンバータ装置共通の入力リアクトル、言い換えれば第２のリアクトルを備えつつ、更に各マトリクスコンバータ装置ごとに第１の各リアクトルを備えて、電流バランス均等化の確保等も実現したものである。
第１のリアクトルがフィルタ用入力リアクトルとして共用化されてないため、インダクタンス値などの定数選定に際し、双方のリアクトルについて自由度を確保することが可能になる。
各マトリクスコンバータ装置共通の入力リアクトル、言い換えれば第２のリアクトルを備えつつ、更に各マトリクスコンバータ装置ごとに第１の各リアクトルを備えて、電流バランス均等化の確保等も実現したものである。
第１のリアクトルがフィルタ用入力リアクトルとして共用化されてないため、インダクタンス値などの定数選定に際し、双方のリアクトルについて自由度を確保することが可能になる。
本発明によれば、並列多重マトリクスコンバータ装置において、各マトリクスコンバータ装置の出力相を出力リアクトルを介さずに直接並列接続し、前記各マトリクスコンバータ装置の交流電源入力部と交流電源との間に各々挿入接続する第１のリアクトルを備え、これをフィルタ用入力リアクトルと共用化したことで、並列多重化にもかかわらず出力リアクトルを不要にでき、全体装置の小型化を実現できるという効果がある。
また、入力側に接続されたフィルタ用コンデンサとの関係で、双方向スイッチを遮断した際の電流ルートを確保できるので、双方向スイッチ遮断時のサージ電圧を抑制できるという効果もある。
また、入力側に接続されたフィルタ用コンデンサとの関係で、双方向スイッチを遮断した際の電流ルートを確保できるので、双方向スイッチ遮断時のサージ電圧を抑制できるという効果もある。
１ 三相交流電源
４Ａ、４Ｂ マトリクスコンバータ装置
５ 三相交流電動機
６ マトリクスコンバータ装置４Ａ内にある双方向スイッチ
７ マトリクスコンバータ装置４Ｂ内にある双方向スイッチ
１１〜１６ ダイオード
１７〜１９ ＩＧＢＴ
２１，３１ 単相交流電源
２２Ａ、２２Ｂ、３２ リアクトル
２３Ａ、２３Ｂ、３３Ａ、３３Ｂ ＩＧＢＴ等価電源
４１，４２，４３ フィルタ用入力リアクトル
４７，４８，４９ 第２のリアクトル
５１〜５６ 出力側リアクトル
６１，６２，６３ フィルタ用コンデンサ
７１〜７６ 第１のリアクトル
８１〜８６ フィルタ用コンデンサ
４Ａ、４Ｂ マトリクスコンバータ装置
５ 三相交流電動機
６ マトリクスコンバータ装置４Ａ内にある双方向スイッチ
７ マトリクスコンバータ装置４Ｂ内にある双方向スイッチ
１１〜１６ ダイオード
１７〜１９ ＩＧＢＴ
２１，３１ 単相交流電源
２２Ａ、２２Ｂ、３２ リアクトル
２３Ａ、２３Ｂ、３３Ａ、３３Ｂ ＩＧＢＴ等価電源
４１，４２，４３ フィルタ用入力リアクトル
４７，４８，４９ 第２のリアクトル
５１〜５６ 出力側リアクトル
６１，６２，６３ フィルタ用コンデンサ
７１〜７６ 第１のリアクトル
８１〜８６ フィルタ用コンデンサ
以下、本発明の各実施形態について図を用いて説明する。
図１は本発明の第１の実施例として、三相交流電源入力三相交流出力によるマトリクスコンバータ装置を２台並列接続して構成した並列多重マトリクスコンバータ装置を示したものである。
図１において、１は三相交流電源であり、交流電源と各マトリクスコンバータ装置への交流電源入力部との間には、それぞれフィルタ用入力リアクトルと共用化された第１のリアクトル７１ないし７３及び７４ないし７６が接続されている。８１ないし８３及び８４ないし８６はフィルタ用コンデンサであり、それぞれ第１のリアクトル７１ないし７３及び７４ないし７６に接続され、フィルタ用入力リアクトルおよびフィルタ用コンデンサとして各々のマトリクスコンバータ装置に対して入力フィルタを形成している。４Ａ及び４Ｂはマトリクスコンバータ装置であり、ともに三相交流電源入力三相交流出力となっている。マトリクスコンバータ装置４Ａと４Ｂとは、対応する互いの出力相どおしを直接に並列接続されており、こうして形成された三相出力の各相が三相電動機５に接続されることでこの電動機を駆動するものである。
図１において、１は三相交流電源であり、交流電源と各マトリクスコンバータ装置への交流電源入力部との間には、それぞれフィルタ用入力リアクトルと共用化された第１のリアクトル７１ないし７３及び７４ないし７６が接続されている。８１ないし８３及び８４ないし８６はフィルタ用コンデンサであり、それぞれ第１のリアクトル７１ないし７３及び７４ないし７６に接続され、フィルタ用入力リアクトルおよびフィルタ用コンデンサとして各々のマトリクスコンバータ装置に対して入力フィルタを形成している。４Ａ及び４Ｂはマトリクスコンバータ装置であり、ともに三相交流電源入力三相交流出力となっている。マトリクスコンバータ装置４Ａと４Ｂとは、対応する互いの出力相どおしを直接に並列接続されており、こうして形成された三相出力の各相が三相電動機５に接続されることでこの電動機を駆動するものである。
マトリクスコンバータ装置に用いる双方向スイッチは、図１に示すような２個のＩＧＢＴを逆並列接続した場合だけでなく、図２や図３に示すようなＩＧＢＴ及びダイオードとの接続構成体の場合もある。いずれの場合にも、ＩＧＢＴ等の自己消弧形半導体スイッチング素子を各々オンオフＰＷＭ制御することで双方向スイッチとして機能させ、交流電源電圧を出力相からＰＷＭ出力して任意の電圧出力が行われる。
このように双方向スイッチはＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子で構成されているため、互いの出力相を直接に並列接続してしまうと各出力相に対応するＩＧＢＴ、すなわちマトリクスコンバータ装置４Ａ側のＩＧＢＴと４Ｂ側のＩＧＢＴとの飽和電圧等の特性差により、各々のＩＧＢＴを流れる電流に大きなアンバランスが生じてしまうこととなる。
そこで、両マトリクスコンバータ装置の入力側にリアクトル７１ないし７３，７４ないし７６を挿入接続し、これらのリアクトルにおいてＩＧＢＴ特性差を問題としないだけの電圧降下を生じさせることとしている。
また、マトリクスコンバータ装置４Ａ，４Ｂの各出力電圧値が異なる場合でも、その電圧差をリアクトルの電圧降下として吸収でき、出力側短絡電流の発生を抑制できる。例えばマトリクスコンバータ装置４Ａ（双方向スイッチ６がオン），４Ｂ（双方向スイッチ７がオン）の各Ｕ相出力電圧値が異なっている場合、その電圧差をリアクトル７１および７５とが電圧降下として瞬時に吸収できる。
また例えば、リアクトル７１から双方向スイッチ６、モータ５、双方向スイッチ７、リアクトル７５へと流れていた出力電流に対し、双方向スイッチ６または７が遮断されたとしても、前記出力電流にはリアクトル７１からコンデンサ８１、コンデンサ８２および８３、リアクトル７２および７３へと流れるルート、リアクトル７４および７６、コンデンサ８４および８６、コンデンサ８５、リアクトル８５へと流れるルートとが存在するのでリアクトルに蓄積された電磁エネルギーの放電に伴うサージ電圧の発生は抑制されることとなる。
このように双方向スイッチはＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子で構成されているため、互いの出力相を直接に並列接続してしまうと各出力相に対応するＩＧＢＴ、すなわちマトリクスコンバータ装置４Ａ側のＩＧＢＴと４Ｂ側のＩＧＢＴとの飽和電圧等の特性差により、各々のＩＧＢＴを流れる電流に大きなアンバランスが生じてしまうこととなる。
そこで、両マトリクスコンバータ装置の入力側にリアクトル７１ないし７３，７４ないし７６を挿入接続し、これらのリアクトルにおいてＩＧＢＴ特性差を問題としないだけの電圧降下を生じさせることとしている。
また、マトリクスコンバータ装置４Ａ，４Ｂの各出力電圧値が異なる場合でも、その電圧差をリアクトルの電圧降下として吸収でき、出力側短絡電流の発生を抑制できる。例えばマトリクスコンバータ装置４Ａ（双方向スイッチ６がオン），４Ｂ（双方向スイッチ７がオン）の各Ｕ相出力電圧値が異なっている場合、その電圧差をリアクトル７１および７５とが電圧降下として瞬時に吸収できる。
また例えば、リアクトル７１から双方向スイッチ６、モータ５、双方向スイッチ７、リアクトル７５へと流れていた出力電流に対し、双方向スイッチ６または７が遮断されたとしても、前記出力電流にはリアクトル７１からコンデンサ８１、コンデンサ８２および８３、リアクトル７２および７３へと流れるルート、リアクトル７４および７６、コンデンサ８４および８６、コンデンサ８５、リアクトル８５へと流れるルートとが存在するのでリアクトルに蓄積された電磁エネルギーの放電に伴うサージ電圧の発生は抑制されることとなる。
従来の並列多重接続は、出力側に挿入したリアクトルを介して相互に並列接続しているが、本発明は双方向スイッチを介して交流電源電圧を直接電圧出力するマトリクスコンバータ装置の特徴から、入力側リアクトルで出力側リアクトルを代替できることに着目し、そのまま入力側リアクトルを出力側リアクトルとして代替している。
これによって、出力側リアクトルを不要にできフィルタ用入力リアクトルとも共用化できるので、全体装置としての小型化を実現することができる。
これによって、出力側リアクトルを不要にできフィルタ用入力リアクトルとも共用化できるので、全体装置としての小型化を実現することができる。
次に入力側に設置した第１の各リアクトルの電流バランスに対する有効性について説明する。図４は従来技術に沿った並列多重マトリクスコンバータ装置の簡易等価回路である。一般にＩＧＢＴのような半導体スイッチング素子は、入力電流の大きさによって値が大きくなる電圧を発生する電源とも考えられる。そこで図４では電流に比例した電圧を発生する電源として３３Ａ、３３Ｂとして各ＩＧＢＴを表記している。二つのＩＧＢＴの特性が異なれば発生電圧の電流に対する比例係数が異なることになり、この比例係数をそれぞれα1、α２としている。この場合前記二つのＩＧＢＴ等価電源３３Ａ、３３Ｂは並列に接続されるため以下の式（１）が成立する。
α１＊Ｉ１＝α２＊Ｉ２
∴Ｉ１：Ｉ２＝α２：α１ …（１）
従って並列接続された各ＩＧＢＴには比例係数α１及びα２に応じた比率で電流が流れるため、このバランスを改善しようとすれば出力側にリアクトルを設置する等の手段が必要となる。
α１＊Ｉ１＝α２＊Ｉ２
∴Ｉ１：Ｉ２＝α２：α１ …（１）
従って並列接続された各ＩＧＢＴには比例係数α１及びα２に応じた比率で電流が流れるため、このバランスを改善しようとすれば出力側にリアクトルを設置する等の手段が必要となる。
これに対し図５に示すのは本発明に基づく並列多重マトリクスコンバータの簡易等価回路である。この回路では二つのＩＧＢＴ２３Ａ、２３Ｂと直列にそれぞれ個別にリアクトル２２Ａ、２２Ｂが接続されており、この２組のＩＧＢＴ、リアクトル直列回路が並列に接続されている。リアクトルには流れる電流に比例した電圧降下を生じるため、交流電源２１の角周波数をωとすると以下の式（２）が成り立つ。
(α１＋ωＬ)＊Ｉ１＝(α２＋ωＬ)＊Ｉ２
∴Ｉ１：Ｉ２＝(α２＋ωＬ)：（α１＋ωＬ）…（２）
式（２）を見れば二つのＩＧＢＴを流れる電流のバランスはＩＧＢＴの特性で決まる比例係数α１、α２で定まるアンバランス比率よりも小さなアンバランス比率となり、（１）式の場合よりも電流バランスが改善されていることがわかる。また、バランス比率はリアクトルのインダクタンス値Ｌで調整することも可能となる。
従って出力フィルタが有していた電流バランス機能は、入力側にリアクトルを設置しても同様に実現できることとなる。
本実施例ではリアクトル７１ないし７３，７４ないし７６をマトリクスコンバータ装置４Ａ，４Ｂの外側に設置しているが、リアクトル７１ないし７３をマトリクスコンバータ装置４Ａに内蔵し、リアクトル７４ないし７６をマトリクスコンバータ装置４Ｂに内蔵した場合にも同様な効果を奏するのはもとよりである。
また、図１に示す実施例は２台による並列多重マトリクスコンバータ装置の構成例であるが、本発明は２台に限られるわけではなく、３台以上の並列接続であっても本発明を同様に用いることができるのはもとよりである。
また、本実施例におけるフィルタ用コンデンサ８１ないし８３および８４ないし８６は交流電源各相に接続され、相互にＹ結線されたものであるが、これを相互にΔ結線したものであっても差し支えはない。
(α１＋ωＬ)＊Ｉ１＝(α２＋ωＬ)＊Ｉ２
∴Ｉ１：Ｉ２＝(α２＋ωＬ)：（α１＋ωＬ）…（２）
式（２）を見れば二つのＩＧＢＴを流れる電流のバランスはＩＧＢＴの特性で決まる比例係数α１、α２で定まるアンバランス比率よりも小さなアンバランス比率となり、（１）式の場合よりも電流バランスが改善されていることがわかる。また、バランス比率はリアクトルのインダクタンス値Ｌで調整することも可能となる。
従って出力フィルタが有していた電流バランス機能は、入力側にリアクトルを設置しても同様に実現できることとなる。
本実施例ではリアクトル７１ないし７３，７４ないし７６をマトリクスコンバータ装置４Ａ，４Ｂの外側に設置しているが、リアクトル７１ないし７３をマトリクスコンバータ装置４Ａに内蔵し、リアクトル７４ないし７６をマトリクスコンバータ装置４Ｂに内蔵した場合にも同様な効果を奏するのはもとよりである。
また、図１に示す実施例は２台による並列多重マトリクスコンバータ装置の構成例であるが、本発明は２台に限られるわけではなく、３台以上の並列接続であっても本発明を同様に用いることができるのはもとよりである。
また、本実施例におけるフィルタ用コンデンサ８１ないし８３および８４ないし８６は交流電源各相に接続され、相互にＹ結線されたものであるが、これを相互にΔ結線したものであっても差し支えはない。
図６は本発明の第２の実施例を示したものである。図６において、並列接続されたマトリクスコンバータ装置２台に共通のフィルタ用入力リアクトルとして第２のリアクトル４７，４８，４９を追加挿入した点を除けば、前記第１の実施例と同じである。
共通のフィルタ用入力リアクトルである第２のリアクトルと電流バランス用の第１の各リアクトルとに分離した点を特徴としており、これによってフィルタ用入力リアクトルとしてのインダクタンス値および電流バランス用のリアクトル値とを自由に定数設定することが可能となる。
また、本実施例では電流バランス用の各リアクトルを各マトリクスコンバータ装置の外側に設置しているが、各リアクトルを各マトリクスコンバータ装置に内蔵しても同様の効果を奏することができるのはもとよりである。
共通のフィルタ用入力リアクトルである第２のリアクトルと電流バランス用の第１の各リアクトルとに分離した点を特徴としており、これによってフィルタ用入力リアクトルとしてのインダクタンス値および電流バランス用のリアクトル値とを自由に定数設定することが可能となる。
また、本実施例では電流バランス用の各リアクトルを各マトリクスコンバータ装置の外側に設置しているが、各リアクトルを各マトリクスコンバータ装置に内蔵しても同様の効果を奏することができるのはもとよりである。
なお、前記第１、第２の実施例では３相出力を備えるマトリクスコンバータ装置を並列接続した構成例を示したが、本発明はこれに限られるわけではなく、出力相を１または２を備えたマトリクスコンバータ装置を並列接続しても同様に構成することができ、このような場合をも含む趣旨であるのはもとよりである。
本発明は電源回生も可能なマトリクスコンバータ装置に関し、小容量のこれら複数のマトリクスコンバータ装置を並列多重マトリクスコンバータ装置として構成し、電源回生可能な大出力装置として利用する技術分野に関するものであり、更に各マトリクスコンバータ装置の出力側を互いに直接並列接続する一方で入力側は各マトリクスコンバータ装置ごとリアクトルを挿入接続することで、全体装置の低コスト・小型化をも実現することができ、本全体装置を使用した電機装置のレイアウト設計の容易化を図ることが可能となる。大容量で回生可能な並列多重マトリクスコンバータ装置の特徴を生かした用途として、例えばエレベータ・クレーン用途等に適用可能である。
Claims (2)
- 交流電源を入力電源とし、各入力相ごとに一の入力相と各出力相とを接続する複数の双方向スイッチと、一方端を前記交流電源に接続し他方端を前記双方向スイッチに接続した第１のリアクトルと、前記第１のリアクトルの他方端に接続され各相間を単数あるいは複数で接続するコンデンサとを備え、前記複数の双方向スイッチをＰＷＭ制御して任意の直交流電圧を前記各出力相から出力するマトリクスコンバータ装置を、少なくとも２台以上並列接続することによって構成する並列多重マトリクスコンバータ装置において、
前記各出力相の並列接続はリアクトルを介さない直接接続によって構成されており、
前記各入力相の並列接続は、前記第１の各リアクトルの一方端の直接接続によって構成されていることを特徴とする並列多重マトリクスコンバータ装置。 - 前記交流電源と前記第１の各リアクトルとの共通接続点において、前記共通接続点と前記交流電源との間に挿入接続される第２のリアクトルを備えたことを特徴とする請求項１記載の並列多重マトリクスコンバータ装置。
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