KR20140084328A

KR20140084328A - 매트릭스 컨버터

Info

Publication number: KR20140084328A
Application number: KR1020147014803A
Authority: KR
Inventors: 다카시 다나카; 에이지 야마모토; 쥰-이치 이토; 히로키 다카하시
Original assignee: 가부시키가이샤 야스카와덴키; 고쿠리츠다이가쿠호진 나가오카기쥬츠가가쿠다이가쿠
Priority date: 2011-11-30
Filing date: 2012-11-02
Publication date: 2014-07-04
Also published as: TWI497896B; EP2787621A4; US20140268970A1; EP2787621A1; JPWO2013080744A1; CN103999340A; TW201342786A; WO2013080744A1

Abstract

실시 형태에 따른 매트릭스 컨버터는, 복수의 쌍방향 스위치를 갖는 전력 변환부와, 전력 변환부를 제어하는 제어부와, 전력 변환부의 출력측에 흐르는 전류를 검출하는 전류 검출부를 구비한다. 제어부는, 전류 검출부에 의해 검출된 전류에 포함되는 고주파 성분을 추출하고, 이 고주파 성분에 근거하여 출력 전류 지령을 조정하고, 조정한 출력 전류 지령에 근거하여 전력 변환부를 제어한다.

Description

매트릭스 컨버터{MATRIX CONVERTER}

개시된 실시 형태는, 매트릭스 컨버터에 관한 것이다.

종래, 전력 변환 장치로서, 교류 전원의 전력을 임의의 주파수·전압의 교류 전력으로 직접 변환하는 매트릭스 컨버터가 알려져 있고, 이러한 매트릭스 컨버터는, 전원 회생이나 입력 역률 제어가 가능하므로, 새로운 전력 변환 장치로서 주목받고 있다.

매트릭스 컨버터는, 반도체 스위치 등의 스위칭 소자를 갖고 있고, 이러한 스위칭 소자를 스위칭하는 것에 의해 전력 변환을 행하므로, 스위칭에 기인하는 고조파 노이즈가 발생한다. 그 때문에, 종래의 매트릭스 컨버터에 있어서는, 입력측에 필터가 배치된다(예를 들면, 특허 문헌 1 참조).

이와 같이 입력측에 필터를 배치했을 경우, 필터를 구성하는 인덕터와 캐패시터에 의한 공진에 의해 입력 전류에 왜곡이 발생하는 경우가 있으므로, 비특허 문헌 1에 기재된 매트릭스 컨버터에서는, 공진을 억제하는 댐핑(damping) 제어를 출력 전류 제어와 동시에 행하고 있다.

(선행 기술 문헌)

(특허 문헌)

특허 문헌 1 : 일본 특개 제2002－354815호 공보

(비특허 문헌)

비특허 문헌 1 : 하루나 준오스케 및 이토 준이치, 「발전기와 전동기를 접속한 매트릭스 컨버터에 있어서의 입출력 제어의 통합에 관한 일 고찰」, SPC－10－90, 반도체 전력 변환 연구회, 사단법인 전기 학회, 2010년

그러나, 비특허 문헌 1에 기재된 매트릭스 컨버터에서는, 출력 전류의 기본파에 대한 전류 응답이 제한된다.

실시 형태의 한 형태는, 상기를 감안하여 이루어진 것으로, 출력 전류의 기본파에 대한 전류 응답성을 저하시키는 일 없이, 공진에 의한 입력 전류 왜곡을 억제할 수 있는 매트릭스 컨버터를 제공하는 것을 목적으로 한다.

실시 형태의 한 형태에 따른 매트릭스 컨버터는, 복수의 쌍방향 스위치를 갖는 전력 변환부와, 상기 전력 변환부를 제어하는 제어부와, 상기 전력 변환부의 출력측에 흐르는 전류를 검출하는 전류 검출부를 구비한다. 상기 제어부는, 상기 전류 검출부에 의해 검출된 전류에 포함되는 고주파 성분을 추출하고, 상기 고주파 성분에 근거하여 출력 전류 지령을 조정하고, 상기 조정한 출력 전류 지령에 근거하여 상기 전력 변환부를 제어한다.

실시 형태의 한 형태에 의하면, 출력 전류의 기본파에 대한 전류 응답성을 저하시키는 일 없이, 공진에 의한 입력 전류 왜곡을 억제할 수 있는 매트릭스 컨버터를 제공할 수 있다.

도 1은, 제 1 실시 형태에 따른 매트릭스 컨버터의 구성을 나타내는 도면이다.
도 2는, 전력 변환 셀의 구성을 나타내는 도면이다.
도 3은, 제어부의 구성을 나타내는 도면이다.
도 4a는, q축 전류 제어기의 구성을 나타내는 도면이다.
도 4b는, d축 전류 제어기의 구성을 나타내는 도면이다.
도 5는, 제 2 실시 형태에 따른 매트릭스 컨버터의 구성을 나타내는 도면이다.
도 6은, 제 3 실시 형태에 따른 매트릭스 컨버터의 구성을 나타내는 도면이다.

이하, 첨부 도면을 참조하여, 본원이 개시하는 매트릭스 컨버터의 몇몇의 실시 형태를 상세하게 설명한다. 또한, 이하에 나타내는 각 실시 형태에 의해 본 발명이 한정되는 것은 아니다.

(제 1 실시 형태)

우선, 제 1 실시 형태에 따른 매트릭스 컨버터의 구성에 대해, 도 1을 참조하여 설명한다. 도 1은, 제 1 실시 형태에 따른 매트릭스 컨버터의 구성을 나타내는 도면이다. 도 1에 나타낸 바와 같이, 제 1 실시 형태에 따른 매트릭스 컨버터(1)는, 교류 전원(2)과 부하(3)의 사이에 마련된다.

매트릭스 컨버터(1)는, 교류 전원(2)으로부터 입력한 교류 전력을 소정의 전압 및 주파수의 교류 전력으로 변환하여 부하(3)에 출력한다. 또한, 교류 전원(2)으로서, 예를 들면, 전력 계통의 전압을 변압하여 공급하는 전원 설비나 교류 발전기를 적용할 수 있고, 부하(3)로서, 예를 들면, 교류 전동기 등을 적용할 수 있다. 이하에 있어서는, 일례로서 부하(3)가 교류 전동기인 것으로 하여, 부하(3)를 교류 전동기(3)로 기재하는 경우가 있다. 또한, 매트릭스 컨버터(1)는, 교류 전원(2)으로부터 부하(3)로의 전력 변환에 부가하여, 부하(3)로부터 교류 전원(2)으로의 전력 변환을 행할 수도 있다.

도 1에 나타낸 바와 같이, 매트릭스 컨버터(1)는, 교류 전원(2)과 부하(3)의 사이에 마련되고, 다중 변압기(10)와, 전력 변환 블록(20)과, 전류 검출부(30)와, 제어부(50)를 구비한다.

다중 변압기(10)는, 1차 코일(11)과 복수의 2차 코일(12)을 구비하고 있고, 1차 코일(11)에 교류 전원(2)의 R상, S상 및 T상이 접속된다. 한편, 복수의 2차 코일(12)의 각각에 전력 변환 블록(20)(전력 변환부의 일례에 상당)의 전력 변환 셀(21a∼21i)(단위 단상 전력 변환부의 일례에 상당)이 접속된다. 이와 같이, 다중 변압기(10)는, 1차 코일(11)에 입력되는 3상 교류 전력을 부하(3)측의 각 상마다 각각 복수의 2차 코일(12)에 분배한다. 2차 코일(12)로부터는, 1차 코일(11)에 입력된 R상, S상 및 T상의 각 상의 전압 및 위상이 조정된 r상, s상, t상의 각 상이 출력된다. 다중 변압기(10)는, 각 전력 변환 셀(21a∼21i)(이하, 전력 변환 셀(21)로 총칭하는 경우가 있음)의 절연을 행함과 아울러, 각 전력 변환 셀(21)에 입력되는 전압의 위상을, 예를 들면 20도씩 위상 쉬프트하도록 구성되어 있고, 이에 의해, 다중 변압기(10)의 1차측의 고조파 저감을 도모할 수 있다.

전력 변환 블록(20)은, 위상차가 120도로 되는 U상, V상 및 W상을 Y 결선으로 접속하여 형성된다. 구체적으로는, 전력 변환 블록(20)은, 복수의 전력 변환 셀(21)(단위 단상 전력 변환부의 일례에 상당)을 구비하며, U상, V상 및 W상은, 각각 3개의 전력 변환 셀(21)이 직렬로 복수단 접속하여 형성된다. 또한, 여기에서는, U상, V상 및 W상의 각 상을, 3개의 전력 변환 셀(21)로 구성했지만, 2개의 전력 변환 셀(21)로 구성해도 좋고, 또한, 4개 이상의 전력 변환 셀(21)로 구성하도록 해도 좋다.

전류 검출부(30)는, 출력 전류를 검출한다. 구체적으로는, 전류 검출부(30)는, 전력 변환 블록(20)과 부하(3)의 U상의 사이에 흐르는 전류의 순간치 Iu(이하, U상 전류치 Iu라고 기재함)와, 전력 변환 블록(20)과 W상의 사이에 흐르는 전류의 순간치 Iw(이하, W상 전류치 Iw라고 기재함)를 검출한다. 또한, 전류 검출부(30)로서, 예를 들면, 자전(磁電) 변환 소자인 홀 소자를 이용하여 전류를 검출하는 전류 센서를 이용할 수 있다.

제어부(50)는, 출력 전압 지령 Vu^*, Vv^*, Vw^*를 포함하는 제어 신호를 생성하여 각 전력 변환 셀(21)에 출력한다. 구체적으로는, 제어부(50)는, U상을 구성하는 각 전력 변환 셀(21)에 대해서 출력 전압 지령 Vu^*를 포함하는 제어 신호를 출력하고, V상을 구성하는 각 전력 변환 셀(21)에 대해서 출력 전압 지령 Vv^*를 포함하는 제어 신호를 출력하고, W상을 구성하는 각 전력 변환 셀(21)에 대해서 출력 전압 지령 Vw^*를 포함하는 제어 신호를 출력한다. 이에 의해, 각 전력 변환 셀(21)에 있어서, 제어 신호에 근거한 전력 변환 동작이 행해진다.

다음에, 전력 변환 셀(21)의 구성에 대해 도 2를 참조하여 설명한다. 도 2는, 전력 변환 셀(21)의 구성을 나타내는 도면이다.

도 2에 나타낸 바와 같이, 전력 변환 셀(21)은, 셀 콘트롤러(22)와, 스위칭부(23)와, 콘덴서 블록(25)를 구비한다. 셀 콘트롤러(22)는, 제어부(50)로부터 출력되는 제어 신호에 근거하여 공지의 매트릭스 컨버터의 PWM 제어 방법에 따라 스위칭부(23)를 제어한다. 예를 들면, 입력 전압의 위상으로부터, r상, s상, t상의 각 상의 전압의 대소 관계를 판정하고, 이러한 대소 관계, 각 상의 전압 검출치 및 전압 지령에 근거하여, 후술하는 각 쌍방향 스위치(24a∼24f)의 온 시간을 결정하는 PWM 제어 방법이다. 예를 들어, 입력 전압의 검출부 등은 생략하고 있다.

스위칭부(23)는, 단상 매트릭스 컨버터라고도 불리며, 셀 콘트롤러(22)의 제어에 의해 다중 변압기(10)의 2차 코일(12)과 단자 Ta, Tb의 사이에 전력 변환 동작을 행한다. 스위칭부(23)는, 쌍방향 스위치(24a∼24f)(이하, 쌍방향 스위치(24)라 총칭하는 경우가 있음)를 구비한다. 쌍방향 스위치(24a∼24c)의 일단에는 스위칭부(23)의 단자 Ta가 접속되고, 쌍방향 스위치(24d∼24f)의 일단에는 스위칭부(23)의 단자 Tb가 접속된다.

또한, 쌍방향 스위치(24a)의 타단은 쌍방향 스위치(24d)의 타단에 접속되고, 또한 2차 코일(12)의 r상에 접속된다. 마찬가지로, 쌍방향 스위치(24b)의 타단은 쌍방향 스위치(24e)의 타단에 접속되고, 또한 2차 코일(12)의 s상에 접속된다. 또한, 쌍방향 스위치(24c)의 타단은 쌍방향 스위치(24f)의 타단에 접속되고, 또한 2차 코일(12)의 t상에 접속된다.

쌍방향 스위치(24a∼24f)는, 예를 들면, 단일 방향의 스위칭 소자를 역방향으로 병렬 접속한 2 소자로 구성할 수 있다. 스위칭 소자로서, 예를 들면, IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor) 등의 반도체 스위치가 이용된다. 그리고, 이러한 반도체 스위치의 게이트에 신호를 입력하여 각 반도체 스위치의 온/오프를 제어함으로써, 통전 방향이 제어된다. 즉, 셀 콘트롤러(22)에 의해 쌍방향 스위치(24)의 온/오프의 타이밍을 조정하는 것에 의해, 소망하는 입출력 전류가 흐른다.

콘덴서 블록(25)는, 콘덴서 C5a∼C5c를 구비한다. 콘덴서 C5a∼C5c는, 각각의 일단이 2차 코일(12)의 각 상(r상, s상, t상)에 접속되고, 타단이 공통으로 접속된다. 이러한 콘덴서 블록(25)과 다중 변압기(10)의 사이에서 필터가 구성된다. 구체적으로는, 다중 변압기(10)의 누설 인덕턴스와 콘덴서 C5a∼C5c에 의해 입력 필터가 구성된다.

다음에, 제어부(50)의 구성에 대해 도 3을 참조하여 설명한다. 도 3은, 제어부(50)의 구성을 나타내는 도면이다.

도 3에 나타낸 바와 같이, 제어부(50)는, 3상/회전 좌표 변환기(52)와, q축 전류 지령 출력기(53)와, d축 전류 지령 출력기(54)와, q축 전류 제어기(55)와, d축 전류 제어기(56)와, 회전 좌표/3상 변환기(58)를 구비한다.

3상/회전 좌표 변환기(52)는, U상 전류치 Iu 및 W상 전류치 Iw에 근거하여, 부하(3)측에 흐르는 3상의 출력 전류를 d－q 좌표계의 dq 성분으로 변환한다. 구체적으로는, 3상/회전 좌표 변환기(52)는, U상 전류치 Iu 및 W상 전류치 Iw로부터 V상 전류치 Iv를 구하고, 이러한 전류치 Iu, Iv, Iw를, 공지의 3상 2상 변환 방법에 의해 2상으로 변환한 후, 출력 위상 θout에 따라 회전하는 좌표상의 직교한 2축의 dq 성분으로 변환한다. 이에 의해, q축 방향의 전류치인 q축 출력 전류치 Iqout와 d축 방향의 전류치인 d축 출력 전류치 Idout가 생성된다. 또한, 출력 위상 θout는, 교류 전동기(3)에의 도시하지 않은 출력 주파수 지령을 적분한 것에 근거하여 연산한 것이 사용되거나, 교류 전동기(3)의 회전자 위치를 도시하지 않은 검출기로 검출한 값 혹은 추정한 값에 근거하여 연산한 것이 사용된다. 이들 출력 위상 θout를 얻는 방법도 공지의 방법을 사용할 수 있기 때문에 여기에서는 상세한 설명은 생략한다.

q축 전류 지령 출력기(53)는, q축 출력 전류 지령 Iqout^*를 생성하여 q축 전류 제어기(55)에 출력한다. q축 출력 전류 지령 Iqout^*는, 예를 들면 교류 전동기(3)의 토크 지령에 비례한 목표 전류치로 할 수 있다. 또한, d축 전류 지령 출력기(54)는, d축 출력 전류 지령 Idout^*를 생성하여 d축 전류 제어기(56)에 출력한다. d축 출력 전류 지령 Idout^*는, 교류 전동기(3)의 종류에 의해 여자 지령에 비례한 목표 전류치로 하거나, 영 전류 지령으로 할 수 있다.

q축 전류 제어기(55)는, q축 전류 지령 출력기(53)로부터 출력되는 q축 출력 전류 지령 Iqout^*와, 3상/회전 좌표 변환기(52)로부터 출력되는 q축 출력 전류치 Iqout에 근거하여, q축 출력 전압 지령 Vqout^*를 생성한다. 또한, d축 전류 제어기(56)는, d축 전류 지령 출력기(54)로부터 출력되는 d축 출력 전류 지령 Idout^*와, 3상/회전 좌표 변환기(52)로부터 출력되는 d축 출력 전류치 Idout에 근거하여, d축 출력 전압 지령 Vdout^*를 생성한다.

이와 같이 하여 구해진 d축 출력 전압 지령 Vdout^* 및 q축 출력 전압 지령 Vqout^*는 회전 좌표/3상 변환기(58)에 입력된다. 회전 좌표/3상 변환기(58)는, q축 전류 제어기(55)로부터 출력된 q축 출력 전압 지령 Vqout^*와, d축 전류 제어기(56)로부터 출력된 d축 출력 전압 지령 Vdout^*에 근거하여, 출력 전압 지령 Va^*를 구한다. 구체적으로는, 회전 좌표/3상 변환기(58)는, 예를 들면, 이하의 식(1), (2)로부터 출력 전압 지령 Va^*와 출력 위상 지령 θa^*를 구한다. 또한, 하기 식(1), (2)는 일례에 지나지 않고, 적절히 변경이 가능하다.

회전 좌표/3상 변환기(58)는, 출력 위상 지령 θa^*에 출력 위상 θout를 가산하여, 출력 위상 지령 θb를 연산한다. 그리고, 회전 좌표/3상 변환기(58)는, 출력 전압 지령 Va^*와 출력 위상 지령 θb에 근거하여, 3상 교류 전압 지령, 즉, 부하(3)의 각 상에 대한 출력 전압 지령 Vu^*, Vv^*, Vw^*를 구한다. 구체적으로는, 회전 좌표/3상 변환기(58)는, 예를 들면, 이하의 식(3)∼(5)로부터, U상 출력 전압 지령 Vu^*, V상 출력 전압 지령 Vv^*, 및 W상 출력 전압 지령 Vw^*를 구한다. 이러한 부하(3)의 각 상에 대한 출력 전압 지령 Vu^*, Vv^*, Vw^*는, 회전 좌표/3상 변환기(58)로부터 전력 변환 블록(20)에 출력된다.

다음에, q축 전류 제어기(55) 및 d축 전류 제어기(56)의 구성을 도 4a 및 도 4b를 참조하여 설명한다. 도 4a는, 제 1 실시 형태에 따른 q축 전류 제어기(55)의 구성을 나타내는 도면이며, 도 4b는, 제 1 실시 형태에 따른 d축 전류 제어기(56)의 구성을 나타내는 도면이다.

도 4a에 나타낸 바와 같이, q축 전류 제어기(55)는, 댐핑 제어기(61)와, 가산기(64)와, 감산기(65)와, PI 제어기(66)를 구비한다. 이러한 q축 전류 제어기(55)는, q축 출력 전류 지령 Iqout^*와 q축 출력 전류치 Iqout에 근거하여, 댐핑 제어를 실시한 q축 출력 전압 지령 Vqout^*를 생성한다.

댐핑 제어는 댐핑 제어기(61)에 의해 행해진다. 댐핑 제어기(61)는, 하이 패스 필터(62)와, 비례 연산기(63)를 구비한다. 하이 패스 필터(62)는, 3상/회전 좌표 변환기(52)로부터 입력되는 q축 출력 전류치 Iqout의 저역 성분을 필터링함으로써, 공진에 기인하는 q축 전류의 고주파 성분을 추출한다.

3상/회전 좌표 변환기(52)로부터 출력되는 q축 출력 전류치 Iqout는, 출력 위상 θout에 근거하여 회전 좌표 변환하여 생성된다. 그 때문에, q축 출력 전류치 Iqout에 있어서, 출력 전류의 기본파 성분은 직류 성분으로서 나타나고, 공진에 기인하는 고주파 성분은 직류 성분에 중첩된 리플 성분으로서 나타난다. 하이 패스 필터(62)는, 이러한 리플 성분을 q축 출력 전류치 Iqout로부터 분리하는 것에 의해, q축 전류의 고주파 성분을 추출한다.

비례 연산기(63)는, 하이 패스 필터(62)에 의해 추출된 q축 전류의 고주파 성분에 댐핑 이득 Kd(소정의 계수의 일례에 상당)를 승산하고, 이러한 승산 결과를 댐핑 제어량 Iqdump로서 가산기(64)에 출력한다. 일반적으로, 정전력 부하시에 입력측의 필터 등에 공진 현상이 발생하는 경우, 입력측의 전압 변동분과 전류 변동분 사이에 등가 부성(負性) 저항이 나타난다. 등가 부성 저항을 Rm으로 했을 경우, 댐핑 이득 Kd는, 예를 들면, 1/Rm보다 크게 한다. 이에 의해, 댐핑 제어량 Iqdump를, 제어적으로 등가 부성 저항을 상쇄하는 크기로 할 수 있어, 공진이 억제된다. 입력측의 전류에 대해서 댐핑 제어를 행하는 것에 의해 입력측의 등가 부성 저항을 상쇄할 수도 있다. 그러나, 매트릭스 컨버터(1)는 입출력의 순간 전력을 일치시켜, 입력 전력을 직접 출력 전력으로 변환하는 전력 변환 장치이기 때문에, 상술한 바와 같이 출력측의 전류에 대해서 댐핑 제어를 행하는 댐핑 제어기(61)를 배치할 수 있다.

가산기(64)는, q축 전류 지령 출력기(53)로부터 출력되는 q축 출력 전류 지령 Iqout^*에 대해서 비례 연산기(63)로부터 출력되는 댐핑 제어량 Iqdump를 가산하여, q축 출력 전류 지령 Iqout^**를 생성한다. 감산기(65)는, 가산기(64)로부터 출력되는 q축 출력 전류 지령 Iqout^**와 q축 출력 전류치 Iqout의 편차를 산출하고, 이러한 산출 결과를 PI 제어기(66)에 출력한다. PI 제어기(66)는, q축 출력 전류 지령 Iqout^**와 q축 출력 전류치 Iqout의 편차에 대해서 PI 제어(비례 적분 제어)를 행하여, q축 출력 전압 지령 Vqout^*를 생성하여 출력한다.

이와 같이, q축 전류 제어기(55)는, q축 전류에 포함되는 고주파 성분에 근거하여 댐핑 제어량 Iqdump를 산출하고, 이러한 댐핑 제어량 Iqdump에 근거하여, q축 출력 전류 지령 Iqout^*를 조정한다. 그리고, q축 전류 제어기(55)는, 조정 후의 q축 출력 전류 지령 Iqout^**를 PI 제어하는 것에 의해, q축 출력 전압 지령 Vqout^*를 생성하여 출력한다. PI 제어에 대해서 직렬로 로우 패스 필터가 접속되도록 하는 구성으로 되지 않기 때문에, 출력 전류의 기본파에 대한 전류 응답성을 저하시키는 일 없이, 교류 전원(2)으로부터의 입력 전류의 공진에 의한 왜곡을 억제할 수 있다.

d축 전류 제어기(56)는, q축 전류 제어기(55)와 마찬가지의 구성을 갖는다. 구체적으로는, 도 4b에 나타낸 바와 같이, d축 전류 제어기(56)는, 댐핑 제어기(71)와, 가산기(74)와, 감산기(75)와, PI 제어기(76)를 구비한다. 또한 댐핑 제어기(71)는, 하이 패스 필터(72) 및 비례 연산기(73)를 구비한다. 이러한 d축 전류 제어기(56)에서는, 댐핑 제어기(71)의 하이 패스 필터(72) 및 비례 연산기(73)가 d축 출력 전류치 Idout에 근거하여 댐핑 제어량 Iddump를 생성하고, 가산기(74)에 의해 d축 출력 전류 지령 Idout^*에 댐핑 제어량 Iddump가 가산된다. PI 제어기(76)는, 조정 후의 d축 출력 전류 지령 Idout^**를 PI 제어하는 것에 의해, d축 출력 전압 지령 Vdout^*를 생성하여 출력한다.

이상과 같이, 제 1 실시 형태에 따른 매트릭스 컨버터(1)에서는, 출력 전류에 포함되는 고주파 성분에 근거하여 댐핑 제어량을 산출하고, 이러한 댐핑 제어량에 근거하여, 출력 전류 지령을 조정한다. 그 때문에, 출력 전류의 기본파에 대한 전류 응답성을 저하시키는 일 없이, 출력 전류 제어와 댐핑 제어를 동시에 실현할 수 있다.

또한, 매트릭스 컨버터(1)는, 소위, 직렬 다중 매트릭스 컨버터이며, 입력 필터로서, 다중 변압기(10)의 누설 인덕턴스가 이용된다. 그 때문에, 다중 변압기(10)의 누설 인덕턴스에는 병렬로 댐핑 저항을 접속할 수 없지만, 상술한 바와 같이, 댐핑 제어를 행하는 것에 의해, 교류 전원(2)으로부터의 입력 전류의 공진에 의한 왜곡을 억제하는 것이 가능해진다.

또한, 매트릭스 컨버터(1)는, 댐핑 제어를 출력측에서 행하므로, 입출력 제어의 이득 조정이 복잡하게 되지 않고, 또한, 전력 변환 셀(21)의 수에 의존하지 않는 댐핑 제어를 행할 수 있다.

(제 2 실시 형태)

다음에, 제 2 실시 형태에 따른 매트릭스 컨버터에 대해 설명한다. 도 5는, 제 2 실시 형태에 따른 매트릭스 컨버터의 구성을 나타내는 도면이다. 또한, 상술한 제 1 실시 형태의 구성요소에 대응하는 구성요소에는 동일한 부호를 부여하여, 제 1 실시 형태와 중복하는 설명에 대해서는 적절히 생략한다.

도 5에 나타낸 바와 같이, 제 2 실시 형태에 따른 매트릭스 컨버터(1A)는, 입력 필터(80)와, 스위칭부(81)와, 전류 검출부(82)와, 제어부(84)와, PWM 신호 생성부(85)를 구비하며, 교류 전원(2)과 부하(3)의 사이에서 전력 변환을 행한다.

입력 필터(80)는, 스위칭부(81)에 의한 스위칭에 기인하는 고조파 노이즈를 억제한다. 이러한 입력 필터(80)는, 교류 전원(2)의 각 상(R상, S상, T상)과 스위칭부(81)의 사이에 각각 마련되는 인덕터 L6a∼L6c와, 일단이 교류 전원(2)의 각 상과 접속되고, 타단이 공통으로 접속되는 콘덴서 C6a∼C6c를 구비한다.

스위칭부(81)는, 교류 전원(2)과 부하(3)를 각각 접속하는 복수의 쌍방향 스위치(26a∼26i)를 갖는 전력 변환부이다. 구체적으로는, 쌍방향 스위치(26a, 26d, 26g)는, 교류 전원(2)의 R상과 부하(3)의 각 상(U상, V상, W상)을 각각 접속한다. 쌍방향 스위치(26b, 26e, 26h)는, 교류 전원(2)의 S상과 부하(3)의 각 상을 각각 접속한다. 쌍방향 스위치(26c, 26f, 26i)는, 교류 전원(2)의 T상과 부하(3)의 각 상을 각각 접속한다. 또한, 쌍방향 스위치(26a∼26i)는, 쌍방향 스위치(24)와 마찬가지의 구성이다.

전류 검출부(82)는, 전류 검출부(30)와 마찬가지의 구성을 갖고, U상 전류치 Iu 및 W상 전류치 Iw를 검출한다.

제어부(84)는, U상 전류치 Iu 및 W상 전류치 Iw에 근거하여, 부하(3)의 각 상에 대한 출력 전압 지령 Vu^*, Vv^*, Vw^*를 구하여, PWM 신호 생성부(85)에 출력한다. PWM 신호 생성부(85)는, 출력 전압 지령 Vu^*, Vv^*, Vw^*에 근거하여 쌍방향 스위치(26a∼26i)를 제어하는 PWM 신호를 생성하고, 이러한 PWM 신호에 의해 입출력 제어를 행한다. 또한, 이러한 PWM 제어 방법은 공지이며, 예를 들면 상술한 PWM 제어 방법이 이용된다.

제어부(84)는, 제어부(50)와 마찬가지의 구성(도 3 참조)을 갖고 있고, 출력 전류 제어와 댐핑 제어를 동시에 행하여 공진에 의한 입력 전류 왜곡을 억제한다. 즉, 제어부(84)는, 출력 전류에 포함되는 고주파 성분에 근거하여 댐핑 제어량을 산출하고, 이러한 댐핑 제어량에 근거하여, 출력 전류 지령을 조정한다. 그 후, 제어부(84)는, 조정 후의 출력 전류 지령을 PI 제어하는 것에 의해, 출력 전압 지령을 생성하여 출력한다.

따라서, 매트릭스 컨버터(1A)에서는, PI 제어에 대해서 직렬로 로우 패스 필터가 접속되도록 하는 구성으로 되지 않기 때문에, 출력 전류의 기본파에 대한 전류 응답성을 저하시키는 일 없이, 공진에 의한 입력 전류 왜곡을 억제할 수 있다.

이상과 같이, 제 2 실시 형태에 따른 매트릭스 컨버터(1A)는, 교류 전원(2)측의 각 상에 대해서 각각 부하(3)의 U상, V상 및 W상을 접속하는 쌍방향 스위치(26a∼26i)를 갖는다. 이러한 구성의 매트릭스 컨버터(1A)에 있어서도, 제 1 실시 형태에 따른 매트릭스 컨버터(1)와 마찬가지로, 교류 전원(2)으로부터의 입력 전류의 공진에 의한 왜곡을 억제할 수 있다.

(제 3 실시 형태)

다음에, 제 3 실시 형태에 따른 매트릭스 컨버터에 대해 설명한다. 도 6은, 제 3 실시 형태에 따른 매트릭스 컨버터의 구성을 나타내는 도면이다. 또한, 상술한 제 1 및 제 2 실시 형태의 구성요소에 대응하는 구성요소에는 동일한 부호를 부여하여, 제 1 및 제 2 실시 형태와 중복하는 설명에 대해서는 적절히 생략한다.

도 6에 나타낸 바와 같이, 제 3 실시 형태에 따른 매트릭스 컨버터(1B)는, 병렬 다중 매트릭스 컨버터이다. 이러한 매트릭스 컨버터(1B)는, 복수의 스위칭부(81A, 81B)(단위 전력 변환부의 일례에 상당)를 갖는 전력 변환부(90)를 구비한다. 전력 변환부(90)의 입력측에는, 각 스위칭부(81A, 81B)에 대해서 개별적으로 입력 필터(80A, 80B)가 마련되어 있다. 입력 필터(80A, 80B)는, 제 2 실시 형태에 따른 입력 필터(80)와 마찬가지의 구성이다. 병렬 다중 방식의 전력 변환 장치에서는, 병렬로 접속된 전력 변환기의 출력 전압 간의 차이에 기인하는 순환 전류 억제를 위해, 각 전력 변환기의 출력에 리액터를 마련하지만, 본 실시 형태에서는 그 리액터를 입력 필터(80A, 80B)의 리액터(인덕터 L6a∼L6c)로 대용하는 구성으로 하고 있다. 각 스위칭부(81A, 81B)는, 제 2 실시 형태에 따른 스위칭부(81)와 마찬가지의 구성이며, PWM 신호 생성부(85)로부터 출력되는 PWM 신호에 의해 제어된다.

PWM 신호 생성부(85)로부터 각 스위칭부(81A, 81B)에 공급되는 PWM 신호는 동일한 신호로 할 수 있지만, 이것으로 한정되는 것은 아니다. 예를 들면, 스위칭부(81A)와 부하(3)에 흐르는 전류와, 스위칭부(81B)와 부하(3)에 흐르는 전류를 각각 검출하고, 이러한 전류의 차분을 고려하여, 스위칭부(81A, 81B)에 대해 개별적으로 PWM 신호를 생성할 수도 있다. 이에 의해, 스위칭부(81A)와 부하(3)의 사이에 흐르는 전류와 스위칭부(81B)와 부하(3)의 사이에 흐르는 전류의 밸런스를 취할 수 있다. 이 경우, 도 6에 있어서의 U상 전류치 Iu, W상 전류치 Iw로서는, 스위칭부(81A)와 부하(3)의 사이에 흐르는 전류와 스위칭부(81B)와 부하(3)의 사이에 흐르는 전류를, U상, W상마다 가산한 값으로 하면 좋다.

제 3 실시 형태에 따른 매트릭스 컨버터(1B)에서는, 상술한 제 1 및 제 2 실시 형태에 따른 매트릭스 컨버터(1, 1A)와 마찬가지로, PI 제어에 대해서 직렬로 로우 패스 필터가 접속되는 구성으로 되지 않기 때문에, 출력 전류의 기본파에 대한 전류 응답성을 저하시키는 일 없이, 교류 전원(2)으로부터의 입력 전류의 공진에 의한 왜곡을 억제할 수 있다.

제 3 실시 형태에서는, 상술한 바와 같이 스위칭부(81A, 81B)에 대해서 각각 개별적으로 입력 필터(80A, 80B)를 마련했지만, 본 발명은 이 구성에 한정되지 않는다. 스위칭부(81A, 81B)에 대해서 공통의 하나의 입력 필터를 마련하여, 스위칭부(81A, 81B)의 출력측에 개별적으로 리액터를 마련함으로써 출력 전류의 밸런스를 취하는 구성으로 해도 좋다.

새로운 효과나 변형예는, 당업자에 의해 용이하게 도출할 수 있다. 이 때문에, 본 발명의 보다 광범위한 형태는, 이상과 같이 나타내고 또한 기술한 특정의 상세 및 대표적인 실시 형태로 한정되는 것은 아니다. 따라서, 첨부된 특허 청구 범위 및 그 균등물에 의해 정의되는 총괄적인 발명의 개념의 정신 또는 범위로부터 일탈하는 일 없이, 각종 변경이 가능하다.

예를 들면, d축 출력 전압 지령 Vdout^*나 q축 출력 전압 지령 Vqout^*의 생성 방법은 상술의 실시 형태의 생성 방법으로 한정되지 않는다. 예를 들면, d축 전류 제어기(56)의 출력에, q축 출력 전류 지령 Iqout^** 또는 q축 출력 전류 Iqout와, 출력 주파수 지령에 근거하여 연산되는 간섭(유기) 전압을 가산하는 것에 의해, d축 출력 전압 지령 Vdout^*를 구해도 좋다. 또한, q축 전류 제어기(55)의 출력에, d축 출력 전류 지령치 Idout^** 또는 d축 출력 전류 Idout와 출력 주파수 지령에 근거하여 연산되는 간섭(유기) 전압을 가산하는 것에 의해, q축 출력 전압 지령 Vqout^*를 구해도 좋다.

또한, 상술한 실시 형태에서는, 스위칭부를 복수 갖는 매트릭스 컨버터로서, 직렬 다중 매트릭스 컨버터나 병렬 다중 매트릭스 컨버터의 예를 나타냈지만, 이것으로 한정되는 것은 아니다. 예를 들면, 직병렬 다중 매트릭스 컨버터이더라도 마찬가지로 제어부를 구성함으로서, 출력 전류의 기본파에 대한 전류 응답성을 저하시키는 일 없이, 공진에 의한 입력 전류 왜곡을 억제할 수 있다.

1, 1A, 1B : 매트릭스 컨버터
10 : 다중 변압기
20 : 전력 변환 블록
21a∼21i : 전력 변환 셀
23, 81, 81A, 81B : 스위칭부
25 : 콘덴서 블록
30, 82 : 전류 검출부
50, 84 : 제어부
62, 72 : 하이 패스 필터
63, 73 : 비례 연산기
64, 74 : 가산기
80, 80A, 80B : 입력 필터
85 : PWM 신호 생성부

Claims

복수의 쌍방향 스위치를 갖는 전력 변환부와,
상기 전력 변환부를 제어하는 제어부와,
상기 전력 변환부의 출력측에 흐르는 전류를 검출하는 전류 검출부
를 구비하며,
상기 제어부는,
상기 전류 검출부에 의해 검출된 전류에 포함되는 고주파 성분을 추출하고, 상기 고주파 성분에 근거하여 출력 전류 지령을 조정하고, 상기 조정한 출력 전류 지령에 근거하여 상기 전력 변환부를 제어하는
것을 특징으로 하는 매트릭스 컨버터.
제 1 항에 있어서,
상기 제어부는,
상기 전류 검출부에 의해 검출된 전류에 포함되는 고주파 성분을 추출하는 하이 패스 필터와,
상기 하이 패스 필터의 출력에 소정의 계수를 승산하는 연산기와,
상기 연산기의 출력과 상기 출력 전류 지령을 가산하여, 상기 출력 전류 지령을 조정하는 가산기
를 구비하는 것을 특징으로 하는 매트릭스 컨버터.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
상기 전력 변환부는, 출력의 각 상을 구성하는 출력이 직렬로 접속된 복수의 단위 단상 전력 변환부를 구비하는 것을 특징으로 하는 매트릭스 컨버터.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
상기 전력 변환부는 서로 병렬로 접속된 복수의 단위 전력 변환부를 구비하는 것을 특징으로 하는 매트릭스 컨버터.