WO2023176280A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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WO2023176280A1
WO2023176280A1 PCT/JP2023/005384 JP2023005384W WO2023176280A1 WO 2023176280 A1 WO2023176280 A1 WO 2023176280A1 JP 2023005384 W JP2023005384 W JP 2023005384W WO 2023176280 A1 WO2023176280 A1 WO 2023176280A1
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WO
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arm switching
lower arm
switching element
switching elements
phase
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PCT/JP2023/005384
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English (en)
French (fr)
Inventor
康平 ▲高▼田
辰樹 柏原
孝次 小林
Original Assignee
サンデン株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device that applies voltage at a connection point between upper and lower arm switching elements to a load.
  • this type of power converter has connected an upper arm switching element (IGBT, etc.) and a lower arm switching element (IGBT, etc.) in series between the positive side power supply line and the negative side power supply line, and this connection point (in the arm (point) to a load such as an electric compressor motor. Then, by controlling the switching of each switching element, the AC-converted voltage is applied to the load to drive it (see, for example, Patent Document 1 and Patent Document 2).
  • the present invention has been made in order to solve such conventional technical problems, and provides a power conversion device that can easily reduce noise (common mode current) flowing out from switching elements via parasitic capacitance.
  • the purpose is to reduce noise (common mode current) flowing out from switching elements via parasitic capacitance.
  • the power conversion device applies the voltage at the connection point of the upper and lower arm switching elements to the load, and the parasitic capacitance between the lower arm switching element and the heat sink is smaller than the parasitic capacitance between the upper arm switching element and the heat sink. It is characterized by being smaller than the parasitic capacitance.
  • the power conversion device applies the voltage at the connection point of the upper and lower arm switching elements to the load, and the dielectric constant between the lower arm switching element and the heat sink is equal to that between the upper arm switching element and the heat sink. It is characterized by a smaller dielectric constant.
  • the power conversion device of the invention of claim 3 is provided with a sheet interposed between the upper and lower arm switching elements and the heat sink in each of the above inventions, and the thickness dimension of the sheet interposed between the lower arm switching element and the heat sink is: It is characterized by being larger than the thickness of the sheet interposed between the upper arm switching element and the heat sink.
  • the power conversion device of the invention according to claim 4 is provided with a control device for controlling switching of the upper and lower arm switching elements in the above invention, and this control device is configured to set the conduction time of the upper arm switching element to be longer than the conduction time of the lower arm switching element. It is also characterized by making it longer.
  • the power conversion device of the invention of claim 5 is provided with upper and lower arm switching elements of multiple phases in the above invention, and the control device adds an equal voltage to the command voltage for switching the upper and lower arm switching elements of each phase. , is characterized by increasing the conduction time of the upper arm switching element.
  • the control device includes a bootstrap capacitor for switching the upper arm switching element, and secures charging time of the bootstrap capacitor by controlling the voltage to be added. It is characterized by
  • the power conversion device of the invention of claim 7 is provided with a cooling device for cooling the upper and lower arm switching elements in the invention of claim 1 or 2, and the lower arm switching element is cooled by the cooling device more than the upper arm switching element. It is characterized by being arranged so that it is strongly affected.
  • the power conversion device of the invention of claim 8 is the invention of claim 1 or claim 2, in which the phase voltage at the connection point of the three-phase upper and lower arm switching elements is applied to the motor that drives the compression mechanism of the electric compressor. , the upper and lower arm switching elements of each phase are arranged in a heat exchange relationship with the refrigerant sucked into the electric compressor, and the lower arm switching element is arranged upstream of the refrigerant sucked in than the upper arm switching element. It is characterized by the presence of
  • the power conversion device of the invention of claim 9 is the invention of claim 3, and includes upper and lower arm switching elements of multiple phases, and the thickness of the sheet is equal to the wiring length between the upper and lower arm switching elements of each phase and the smoothing capacitor. , is set by utilizing the ratio of the parasitic capacitance between the lower arm switching element and the heat sink.
  • the impedance of the inductance of the path from the DC power source to the upper and lower arm switching elements of each phase and the impedance of the parasitic capacitance between the upper and lower arm switching elements and the heat sink are balanced. It is characterized by
  • switching elements such as IGBTs have a heat spreader on the collector electrode (in the case of IGBTs) to increase heat dissipation efficiency. Almost all high-voltage, large-current switching elements correspond to this structure.
  • the heat spreader is then connected to a heat sink (for example, a casing of an electric compressor) via an insulation or an insulation sheet.
  • a heat sink for example, a casing of an electric compressor
  • six switching elements are connected to the same heat sink for heat dissipation.
  • this sheet has a constant dielectric constant
  • the structure between the collector electrode and the heat sink is the same as that of a parallel plate capacitor, and the center point of the arm has a negative effect on EMI noise. That is, there is a large parasitic capacitance (intermediate capacitance) of several tens of pF to several hundred pF between the collector electrode of the lower arm switching element and the heat sink.
  • the parasitic capacitance between the lower arm switching element and the heat sink is reduced by the upper arm switching element.
  • the thickness of the sheet interposed between the lower arm switching element and the heat sink is made larger than the thickness of the sheet interposed between the upper arm switching element and the heat sink.
  • control device adds an equal voltage to the command voltage for switching the upper and lower arm switching elements of each phase, thereby increasing the conduction time of the upper arm switching elements.
  • the charging time of the bootstrap capacitor for switching the upper arm switching element becomes shorter. If the charging time of the bootstrap capacitor is ensured by controlling the voltage to be added, the switching of the upper arm switching element can be performed without any trouble.
  • the lower arm switching element by arranging the lower arm switching element so as to receive a stronger cooling effect from the cooling device than the upper arm switching element, the problem associated with the deterioration of the heat dissipation performance of the lower arm switching element can be solved. It becomes possible to eliminate the problem.
  • the upper and lower arm switching elements of each phase exchange heat with the refrigerant drawn into the electric compressor, as in the invention of claim 8.
  • the thickness of the sheet is determined by using the ratio of the wiring length between the upper and lower arm switching elements and the smoothing capacitor of each phase and the parasitic capacitance between the lower arm switching element and the heat sink.
  • FIG. 1 is an electrical circuit diagram of a power conversion device according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a longitudinal side view of an electric compressor according to an embodiment including the power conversion device of FIG. 1.
  • FIG. 3 is a side view of the electric compressor of FIG. 2 viewed from the inverter housing side, excluding a cover and a board.
  • FIG. 3 is an enlarged sectional view of a main part of the electric compressor of FIG. 2 illustrating the mounting structure of the upper and lower arm switching elements. It is a figure explaining the internal structure of an upper arm switching element, and its attachment structure. It is a figure explaining the internal structure of a lower arm switching element, and its attachment structure.
  • FIG. 3 is a diagram showing parasitic capacitance between upper and lower arm switching elements and a housing.
  • FIG. 9 is a diagram showing the magnitude of current flowing through the upper arm switching element and lower arm switching element of the U phase in FIG. 8 when the voltage and current phase are equal.
  • FIG. 11 is a diagram showing the magnitude of current flowing through the upper arm switching element and lower arm switching element of the U phase in FIG. 10 when the voltage and current phase are equal.
  • FIG. FIG. 3 is a diagram illustrating a PWM signal generation operation by a PWM signal generation section. It is a figure explaining the measurement result of EMI noise.
  • 14 is a diagram illustrating the difference between the two measurement results shown in FIG. 13.
  • FIG. 2 is a diagram showing the internal configuration of the gate driver in FIG. 1.
  • FIG. FIG. 7 is a diagram showing two-phase modulation pulse width command values for each phase when zero-phase voltage addition control is performed.
  • 17 is a diagram showing the magnitude of the current flowing through the U-phase upper arm switching element and lower arm switching element in the case of FIG. 16.
  • an electric compressor (inverter-integrated electric compressor) 16 of an embodiment integrally equipped with the power conversion device 1 of the present invention will be described.
  • the electric compressor 16 of the embodiment constitutes a part of a refrigerant circuit of a vehicle air conditioner mounted on an electric vehicle.
  • the inside of the metal casing 2 (heat sink) of the electric compressor 16 includes a partition wall 3 (a part of the casing 2) that intersects in the axial direction of the casing 2. ) into a compression mechanism housing part 4 and an inverter housing part 6, and the compression mechanism housing part 4 houses, for example, a scroll-type compression mechanism 7 and a motor 8 (load) that drives this compression mechanism 7.
  • the motor 8 is an IPMSM (Interior Permanent Magnet Synchronous Motor) consisting of a stator 9 fixed to the housing 2 and a rotor 11 rotating inside the stator 9.
  • IPMSM Interior Permanent Magnet Synchronous Motor
  • a bearing part 12 is formed in the center of the partition wall 3 on the side of the compression mechanism housing part 4.
  • One end of the drive shaft 13 of the rotor 11 is supported by this bearing part 12, and the other end of the drive shaft 13 is connected to the compression mechanism housing part 4. It is connected to 7.
  • a suction port 14 is formed near the partition wall 3 at a position corresponding to the compression mechanism housing portion 4 of the housing 2, and the rotor 11 (drive shaft 13) of the motor 8 rotates to drive the compression mechanism 7. Then, a low-temperature refrigerant, which is a working fluid, flows into the compression mechanism accommodating portion 4 of the housing 2 from the suction port 14, is sucked into the compression mechanism 7, and is compressed.
  • the refrigerant compressed by the compression mechanism 7 to a high temperature and high pressure is discharged to the refrigerant circuit outside the housing 2 from a discharge port (not shown). Further, the low-temperature refrigerant flowing in from the suction port 14 passes near the partition wall 3, passes around the motor 8, and is sucked into the compression mechanism 7, so that the partition wall 3 is also cooled.
  • the power conversion device 1 of the present invention that drives and controls the motor 8 (load) is housed in the inverter housing section 6 that is separated from the compression mechanism housing section 4 by the partition wall 3.
  • the power conversion device 1 is configured to supply power to the motor 8 via a sealed terminal or a lead wire that penetrates the partition wall 3 .
  • the power conversion device 1 includes a substrate 17, six upper and lower arm switching elements 18A to 18F wired on one side of the substrate 17, and a control section 21 wired on the other side of the substrate 17. It is composed of an HV connector, an LV connector, etc. (not shown).
  • each of the switching elements 18A to 18F is composed of an insulated gate bipolar transistor (IGBT) in which a MOS structure is incorporated in the gate portion.
  • IGBT insulated gate bipolar transistor
  • the upper arm switching element 18A of the U-phase inverter 19U of the three-phase inverter circuit (three-phase inverter circuit) 28 the upper arm switching element 18B of the V-phase inverter 19V, and the W-phase inverter 19W which will be described later.
  • the three upper arm switching elements 18C are lined up, the lower arm switching element 18D of the U-phase inverter 19U, the lower arm switching element 18E of the V-phase inverter 19V, and the lower arm switching element 18F of the W-phase inverter 19W are lined up. And, as shown in FIG. 3, they are arranged on the substrate 17.
  • the lower arm switching element 18D of the U-phase inverter 19U, the lower arm switching element 18E of the V-phase inverter 19V, and the lower arm switching element 18F of the W-phase inverter 19W are located on the suction port 14 side.
  • the upper arm switching element 18A of the U-phase inverter 19U, the upper arm switching element 18B of the V-phase inverter 19V, and the upper arm switching element 18C of the W-phase inverter 19W are arranged at a position opposite to the suction port 14. .
  • the lower arm switching element 18D of the U-phase inverter 19U, the lower arm switching element 18E of the V-phase inverter 19V, and the lower arm switching element 18F of the W-phase inverter 19W are located on the upstream side (in the present invention) with respect to the flow of suction refrigerant.
  • the upper arm switching element 18A of the U-phase inverter 19U, the upper arm switching element 18B of the V-phase inverter 19V, and the upper arm switching element 18C of the W-phase inverter 19W are located downstream of it. It becomes the shape in which it is arranged. Further, the terminal portions 22 of each of the switching elements 18A to 18F are connected to the substrate 17 in a state where the terminal portions 22 are located at the center of the substrate 17.
  • the power converter 1 assembled in this way is housed in the inverter accommodating portion 6 and attached to the partition wall 3 with one side on which the switching elements 18A to 18F are located facing the partition wall 3, and the cover is attached to the partition wall 3. Closed at 23. In this case, the substrate 17 will be fixed to the partition wall 3 via the boss portion 24 that stands up from the partition wall 3.
  • each of the switching elements 18A to 18F is in close contact with the partition wall 3 via an insulating and/or heat dissipating sheet 26 as shown in FIG. It is in a heat exchange relationship with the partition wall 3 of the casing 2.
  • each of the switching elements 18A to 18F is arranged at a position that avoids locations corresponding to the bearing 12 and the drive shaft 13 (FIG. 3).
  • each of the switching elements 18A to 18F is in a heat exchange relationship with the sucked refrigerant via the partition wall 3.
  • the switching elements 18A to 18F themselves radiate heat to the refrigerant through the partition wall 3. That is, the partition wall 3 (part of the housing 2) of the electric compressor 16 is an example of the heat sink and cooling device in the present invention.
  • the upper and lower arm switching elements 18A to 18F which are composed of IGBTs in the embodiment, all have the same structure, and as shown in FIGS. 5 and 6. It consists of an IGBT element 41 made of a semiconductor, a collector electrode 42, an emitter electrode 43, a gate electrode 44, and a heat spreader 47 connected to the collector electrode 42 via an insulating layer 46.
  • the heat spreader 47 is attached to the partition wall 3 (casing 2) in close contact with the sheet 26 mentioned above.
  • the thickness H1 of the sheet 26 interposed between the lower arm switching elements 18D to 18F and the partition wall 3 is as follows: The thickness is larger than the thickness H2 (FIG. 5) of the provided sheet 26 (H2 ⁇ H1). Since the sheet 26 has a constant dielectric constant that is inversely proportional to the thickness, with this configuration, the dielectric constant between the lower arm switching elements 18D to 18F and the partition wall 3 (casing 2: heat sink) is lower than that of the upper arm switching element. The dielectric constant is made smaller than that between 18A to 18C and the partition wall 3. In other words, the parasitic capacitance between the lower arm switching elements 18D to 18F and the partition wall 3 (casing 2: heat sink) is smaller than the parasitic capacitance between the upper arm switching elements 18A to 18C and the partition wall 3. .
  • the power converter 1 includes the aforementioned three-phase inverter circuit (three-phase inverter circuit) 28 and a control unit 21.
  • the inverter circuit 28 is a circuit that converts a DC voltage (for example, DC 300V) from a DC power source (battery of an electric vehicle) 29 into a three-phase AC voltage and applies it to the armature coil of the stator 9 of the motor 8.
  • This inverter circuit 28 has the above-mentioned U-phase inverter 19U, V-phase inverter 19V, and W-phase inverter 19W, and each phase inverter 19U to 19W has the above-mentioned upper arm switching elements 18A to 18C and a lower arm It has individual switching elements 18D to 18F. Further, a flywheel diode 31 is connected in antiparallel to each of the switching elements 18A to 18F.
  • the collector electrodes 42 of the upper arm switching elements 18A to 18C of the inverter circuit 28 are connected to the DC power supply 29 and the positive power supply line 45 (HV+) of the smoothing capacitor 32.
  • the smoothing capacitor 32 is also provided on the substrate 17 and constitutes the power converter 1, but is not shown in FIGS. 2 and 3 in order to make the arrangement of the switching elements 18A to 18F easier to understand.
  • the emitter electrodes 43 of the lower arm switching elements 18D to 18F of the inverter circuit 28 are connected to the DC power supply 29 and the negative power line 50 (HV-) of the smoothing capacitor 32.
  • the emitter electrode 43 of the upper arm switching element 18A of the U-phase inverter 19U and the collector electrode 42 of the lower arm switching element 18D are connected, and their connection point (arm midpoint) is connected to the U-phase armature coil of the motor 8. It is connected. Further, the emitter electrode 43 of the upper arm switching element 18B of the V-phase inverter 19V and the collector electrode 42 of the lower arm switching element 18E are connected, and their connection point (arm midpoint) is connected to the V-phase armature coil of the motor 8. It is connected.
  • the emitter electrode 43 of the upper arm switching element 18C of the W-phase inverter 19W and the collector electrode 42 of the lower arm switching element 18F are connected, and their connection point (arm midpoint) is connected to the W-phase armature coil of the motor 8. It is connected.
  • 51 is a common mode coil, which is connected to the downstream of the DC power supply 29.
  • 52 and 53 are Y capacitors; the Y capacitor 52 is connected between the positive power line 45 and the housing 2, and the Y capacitor 53 is connected between the negative power line 50 and the housing 2, respectively.
  • These common mode coil 51 and Y capacitors 52 and 53 constitute an EMI filter.
  • 54 is a shunt resistor, which is connected to the negative side power supply line 50 and used to detect the phase current of the motor 8.
  • FIG. 7 shows the parasitic capacitance between the upper and lower arm switching elements 18A to 18F and the housing 2 (partition wall 3).
  • 56 is a parasitic capacitance between the collector electrode 42 of the upper arm switching elements 18A to 18C and the housing 2, and has a value of about several tens to several hundred pF.
  • 57 is a parasitic capacitance between the collector electrode 42 (arm midpoint) of the lower arm switching elements 18D to 18F and the housing 2, and this also has a value of about several tens to several hundred pF.
  • control unit 21 is composed of a microcomputer with a processor, and inputs the rotation speed command value from the electric vehicle ECU and the phase current of the motor 8 from the shunt resistor 54. Based on these, the ON/OFF state of each switching element 18A to 18F of the inverter circuit 28 is controlled. Specifically, the gate voltage applied to the gate electrode 44 of each switching element 18A to 18F is controlled.
  • This control section 21 includes a phase voltage command calculation section 33, a line modulation calculation section 34, a PWM signal generation section 36, and a gate driver 37.
  • the phase voltage command calculation unit 33 calculates a PWM three-phase modulation pulse width command value Cu (U-phase pulse width command value), Cv (V-phase pulse width command value), and Cw (W-phase pulse width command value).
  • These three-phase modulation pulse width command values Cu, Cv, and Cw are the values after normalization (after correction to 0 to 1) of the voltage command value when performing three-phase modulation control of the motor 8, and are shown in FIG. (Modulation rate 0.2). Further, FIG. 9 shows the magnitude of the current flowing through the U-phase upper arm switching element 18A and lower arm switching element 18D when the voltage and current phase are equal (current in the direction from the collector electrode 42 to the emitter electrode 43). .
  • the line modulation calculation unit 34 calculates the two-phase modulation pulse width command value Cu′ (U-phase pulse) based on the three-phase modulation pulse width command values Cu, Cv, and Cw calculated by the phase voltage command calculation unit width command value), Cv' (V-phase pulse width command value), and Cw' (W-phase pulse width command value).
  • This line modulation calculation unit 34 adds an equal voltage (an arbitrary zero-phase voltage of 0 or more) to the three-phase modulation pulse width command values Cu, Cv, and Cw of each phase. Modulated pulse width command values Cu', Cv', and Cw' are generated.
  • the voltage is added so that the U-phase two-phase modulation pulse width command value Cu' becomes 1 at the phases of 0° to 60° and 300° to 360°, and for the V phase, the two-phase modulation pulse width command
  • the voltage is added so that the value Cv' becomes 1 in the phase between 60° and 180°
  • the voltage is added so that the two-phase modulation pulse width command value Cw' becomes 1 in the phase between 180° and 300°. Add.
  • FIG. 10 state where the zero-sequence voltage is added up to the maximum).
  • the U-phase upper arm switching element 18A remains ON, and the lower arm switching element 18D remains OFF.
  • the V-phase upper arm switching element 18B remains ON, and the lower arm switching element 18E remains OFF.
  • the W-phase upper arm switching element 18C remains ON, and the lower arm switching element 18F remains OFF. In any phase, switching is performed by the upper and lower arm switching elements of the other two phases (two-phase modulation).
  • FIG. 11 shows the magnitude of the current flowing through the U-phase upper arm switching element 18A and lower arm switching element 18D in that case.
  • the conduction time of the upper arm switching element 18A becomes longer than the conduction time of the lower arm switching element 18D, heat generation is concentrated in the upper arm switching element 18A, and heat generation of the lower arm switching element 18D is reduced.
  • the other V-phase and W-phase The same applies to the other V-phase and W-phase.
  • the PWM signal generation unit 36 operates the U-phase inverter 19U of the inverter circuit 28, PWM signals Vu, Vv, and Vw, which serve as drive command signals for the V-phase inverter 19V and the W-phase inverter 19W, are generated by comparing their magnitudes with the carrier triangular wave X1.
  • FIG. 12 shows this situation, this is not the period of the above-mentioned phase.
  • the gate driver 37 generates gate voltages Vuu and Vul of the switching elements 18A and 18D of the U-phase inverter 19U and switching element 18B of the V-phase inverter 19V based on the PWM signals Vu, Vv, and Vw output from the PWM signal generation section 36. , 18E and gate voltages Vwu and Vwl of switching elements 18C and 18F of W-phase inverter 19W are generated. These gate voltages Vuu, Vul, Vvu, Vvl, Vwu, and Vwl can be expressed by duty, which is the time ratio of ON state in a predetermined time.
  • Each of the switching elements 18A to 18F of the inverter circuit 28 is driven ON/OFF based on the gate voltages Vuu, Vul, Vvu, Vvl, Vwu, and Vwl output from the gate driver 37. That is, when the gate voltage is in the ON state (predetermined voltage value), the transistor is turned on, and when the gate voltage is in the OFF state (zero), the transistor is turned off.
  • this gate driver 37 is a circuit for applying a gate voltage to the IGBTs based on a PWM signal, and in addition to the bootstrap circuit 58 described later, an insulating circuit It has an upper arm gate drive circuit 59 and a lower arm gate drive circuit 61 (shown in FIG. 15), which are composed of push-pull circuits (photocouplers, logic ICs, transistors, etc.). Note that the bootstrap circuit 58 and each gate drive circuit 59, 61 will be described in detail later.
  • the arm midpoint which has a negative effect on EMI noise, is the collector electrode 42 and the partition wall 3 of the lower arm switching elements 18D to 18F.
  • the collector electrode 42 and the partition wall 3 of the lower arm switching elements 18D to 18F is the collector electrode 42 and the partition wall 3 of the lower arm switching elements 18D to 18F.
  • the thickness dimension H1 is set to be larger than the thickness dimension H2 of the sheet 26 interposed between the upper arm switching elements 18A to 18C and the partition wall 3 (H2 ⁇ H1), and the lower arm switching elements 18D to 18F and the partition wall 3 are separated.
  • the dielectric constant between the upper arm switching elements 18A to 18C and the partition wall 3 is made smaller than that between the lower arm switching elements 18D to 18F and the partition wall 3. (The capacitance is made smaller than the parasitic capacitance between the upper arm switching elements 18A to 18C and the partition wall 3.)
  • the thickness dimension H1 of the sheet 26 interposed between the lower arm switching elements 18D to 18F and the partition wall 3 (casing 2: heat sink) is set between the upper arm switching elements 18A to 18C and the partition wall 3.
  • the dielectric constant (parasitic capacitance) between the lower arm switching elements 18D to 18F and the partition wall 3 is made larger than the thickness dimension H2 of the sheet 26 interposed in the upper arm switching elements 18A to 18C. Since the dielectric constant is smaller than the dielectric constant between the upper arm switching elements 18A to 18C, the conventional sheets 26 can be used, and EMI noise can be easily and inexpensively reduced. It becomes like this.
  • the area above 0 dB means the improved area.
  • the thickness H1 of the sheet 26 of the lower arm switching elements 18D to 18F is made larger than the thickness H2 of the sheet 26 of the upper arm switching elements 18A to 18C (three times in each figure) It can be seen that the noise reduction effect is particularly noticeable below the 10 MHz band.
  • each switching element 18A to 18F Adjusting the thickness of the sheet 26 of the upper and lower arm switching elements 18A to 18F If the wiring lengths between the upper and lower arm switching elements 18A to 18F of each phase and the smoothing capacitor 32 are different, each switching element 18A to 18F The thickness dimensions H2 and H1 of the sheet 26 are determined by the wiring length between the upper and lower arm switching elements 18A to 18F of each phase and the smoothing capacitor 32, and the lower arm switching elements 18D to 18F and the partition wall 3 (casing 2: It is recommended to adjust and set using the ratio of the parasitic capacitance between the heat sink and the parasitic capacitance.
  • the heat generation (loss) of the lower arm switching elements 18D to 18F is reduced by concentrating the heat generation on the upper arm switching elements 18A to 18C by the above-mentioned two-phase modulation by the line modulation calculation unit 34 of the control unit 21. It's suppressed. Thereby, it is possible to supplement the heat dissipation performance of the lower arm switching elements 18D to 18F and avoid the inconvenience of overheating.
  • the lower arm switching elements 18D to 18F are arranged upstream of the upper arm switching elements 18A to 18C with respect to the flow of suction refrigerant (FIG. 3). As a result, the lower arm switching elements 18D to 18F are strongly cooled by the lower temperature suction refrigerant, so that overheating of the lower arm switching elements 18D to 18F is also avoided.
  • 58 is the aforementioned bootstrap circuit
  • 59 is the aforementioned upper arm gate drive circuit
  • 61 is the aforementioned lower arm gate drive circuit (both U-phase).
  • the upper arm gate drive circuit 59 generates the aforementioned gate voltage Vuu and applies it to the gate of the upper arm switching element 18A based on the U-phase upper gate command generated inside the gate driver 37, and serves as a bootstrap circuit. It is connected to a DC 15V power supply 62 via 58.
  • the lower arm gate drive circuit 61 generates the aforementioned gate voltage Vul based on the U-phase lower gate command generated inside the gate driver 37 and applies it to the gate of the lower arm switching element 18D. 62.
  • the bootstrap circuit 58 is composed of a bootstrap capacitor 63 (bootstrap capacitor for switching the upper arm switching element), a diode 64, and a current limiting resistor 66, and a gate drive circuit 59 of the upper arm and a DC 15V It is connected between the power supplies 62 as shown in FIG.
  • the gate voltage Vul for driving the lower arm switching element 18D may be +15V with respect to HVGND (casing). Therefore, it can be driven without any special measures.
  • the gate voltage Vuu of the upper arm switching element 18A needs to be +15V with respect to the midpoint of the arm connected to the motor 8. Therefore, the bootstrap circuit 58 is used to generate +15V for driving the upper arm switching element 18A.
  • the lower arm switching element 18D is turned ON/OFF at a specified switching frequency (for example, 20 kHz for the electric compressor 16), so the bootstrap capacitor 63 maintains the necessary potential for 50 ⁇ s, for example. As long as there is sufficient capacity. Further, the bootstrap capacitor 63 is required for three phases of UVW, and needs to be placed near the upper and lower arm switching elements 18A to 18F and the gate drive circuits 59 and 61. Therefore, especially in the electric compressor 16, the place where it can be placed is limited, and a large capacity capacitor cannot be used.
  • a specified switching frequency for example, 20 kHz for the electric compressor 16
  • the line modulation calculation unit 34 of the control unit 21 of the present invention periodically combines the two-phase modulation shown in FIGS. 10 and 11 with zero-phase voltage addition control. Specifically, as shown in FIGS. 16 and 17, for example, by subtracting 0.1 cnt (same value) every approximately 30 degrees from the three-phase pulse width command values Cu', Cv', and Cw'. , a period of time is provided for the lower arm switching elements 18D to 18F to be turned on periodically.
  • timing of subtraction from the pulse width command values Cu', Cv', and Cw' may be arbitrary, and may be determined based on the capacitance of the bootstrap capacitor 63 and the rotation speed. Further, if two-phase modulation is not concerned, subtraction may be performed over the entire 360° range.
  • a switching element made of an IGBT has been described, but a MOSFET may also be used.
  • the present invention is applied to the power conversion device 1 that drives and controls the motor 8 of the electric compressor 16, and the heat sink is used as the housing 2 (partition wall 3) of the electric compressor 16, but the present invention is not limited thereto.
  • the present invention is effective for various power conversion devices that apply voltage at the connection point of upper and lower arm switching elements to a load.
  • Power converter 2 Housing (heat sink) 3 Partition wall 8 Motor 16 Electric compressor 18A to 18F Switching element 19U U-phase inverter 19V V-phase inverter 19W W-phase inverter 21 Control section 26 Seat 28 Three-phase inverter circuit 33 Phase voltage command calculation section 34 Line-to-line modulation calculation section 36 PWM Signal generation section 37 Gate driver 42 Collector electrode 43 Emitter electrode 44 Gate electrode 47 Heat spreader 63 Bootstrap capacitor

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Abstract

【課題】スイッチング素子から寄生容量を介して流出するノイズ（コモンモード電流）を容易に低減することができる電力変換装置を提供する。 【解決手段】電力変換装置１は、上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆの接続点における電圧をモータ８に印加するものであって、下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆと筐体２（仕切壁３：ヒートシンク）間の寄生容量が、上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃと筐体２（仕切壁３：ヒートシンク）間の寄生容量よりも小さい。或いは、下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆと筐体２（仕切壁３：ヒートシンク）間の誘電率が、上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃと筐体２（仕切壁３：ヒートシンク）間の誘電率よりも小さい。

Description

電力変換装置
　本発明は、上下アームスイッチング素子の接続点における電圧を負荷に印加する電力変換装置に関するものである。
　従来よりこの種電力変換装置は、正側電源ラインと負側電源ラインの間に上アームスイッチング素子（ＩＧＢＴ等）と下アームスイッチング素子（ＩＧＢＴ等）を直列に接続し、この接続点（アーム中点）を電動圧縮機のモータ等の負荷に接続する。そして、各スイッチング素子のスイッチングを制御することにより、交流変換された電圧を負荷に印加し、駆動する構成とされていた（例えば、特許文献１、特許文献２参照）。
特開平４－２４２９９７号公報 特許第５０３０５５１号公報
　ここで、この種電力変換装置、特に三相インバータ回路においては、スイッチング素子のアーム中点と筐体間の寄生容量を介して流出するノイズが多い。そのため、制御回路の入力部に大型のＥＭＩフィルタを搭載し、コモンモードコイルやＹコンデンサを用いてノイズ源（スイッチング素子）から寄生容量を介して筐体（例えば、電動圧縮機の筐体）に流出するノイズ（コモンモード電流）をノイズ源に還流させるノイズ低減対策を行っていた。しかしながら、この方法ではノイズ源であるスイッチング素子から筐体に流出したノイズ（コモンモード電流）に対し、ＥＭＩフィルタまでの配線長が長く、Ｙコンデンサのフィルタ効果を十分得られにくいため、十分なインピーダンスを持つ大型のコモンモードコイルを挿入する必要があった。
　本発明は、係る従来の技術的課題を解決するためになされたものであり、スイッチング素子から寄生容量を介して流出するノイズ（コモンモード電流）を容易に低減することができる電力変換装置を提供することを目的とする。
　請求項１の発明の電力変換装置は、上下アームスイッチング素子の接続点における電圧を負荷に印加するものであって、下アームスイッチング素子とヒートシンク間の寄生容量が、上アームスイッチング素子とヒートシンク間の寄生容量よりも小さいことを特徴とする。
　請求項２の発明の電力変換装置は、上下アームスイッチング素子の接続点における電圧を負荷に印加するものであって、下アームスイッチング素子とヒートシンク間の誘電率が、上アームスイッチング素子とヒートシンク間の誘電率よりも小さいことを特徴とする。
　請求項３の発明の電力変換装置は、上記各発明において上下アームスイッチング素子とヒートシンク間に介設されたシートを備え、下アームスイッチング素子とヒートシンク間に介設されたシートの厚さ寸法が、上アームスイッチング素子とヒートシンク間に介設されたシートの厚さ寸法よりも大きいことを特徴とする。
　請求項４の発明の電力変換装置は、上記発明において上下アームスイッチング素子のスイッチングを制御する制御装置を備え、この制御装置は、上アームスイッチング素子の導通時間を、下アームスイッチング素子の導通時間よりも長くすることを特徴とする。
　請求項５の発明の電力変換装置は、上記発明において複数相の上下アームスイッチング素子を備え、制御装置は、各相の上下アームスイッチング素子をスイッチングする指令電圧に対して等しい電圧を加算することにより、上アームスイッチング素子の導通時間を長くすることを特徴とする。
　請求項６の発明の電力変換装置は、上記発明において制御装置は、上アームスイッチング素子をスイッチングするためのブートストラップコンデンサを備え、加算する電圧を制御することで、ブートストラップコンデンサの充電時間を確保することを特徴とする。
　請求項７の発明の電力変換装置は、請求項１又は請求項２の発明において上下アームスイッチング素子を冷却する冷却装置を備え、下アームスイッチング素子は、上アームスイッチング素子よりも、冷却装置による冷却作用を強く受けるように配置されていることを特徴とする。
　請求項８の発明の電力変換装置は、請求項１又は請求項２の発明において三相の上下アームスイッチング素子の接続点における相電圧を、電動圧縮機の圧縮機構を駆動するモータに印加すると共に、各相の上下アームスイッチング素子は、電動圧縮機に吸入される冷媒と熱交換関係に配置され、下アームスイッチング素子は、上アームスイッチング素子よりも、吸入される冷媒の上流側に配置されていることを特徴とする。
　請求項９の発明の電力変換装置は、請求項３の発明において複数相の上下アームスイッチング素子を備え、シートの厚さは、各相の上下アームスイッチング素子と平滑コンデンサとの間の配線長と、下アームスイッチング素子とヒートシンク間の寄生容量との比率を利用することにより設定されていることを特徴とする。
　請求項１０の発明の電力変換装置は、上記発明において直流電源から各相の上下アームスイッチング素子に至る経路のインダクタンスのインピーダンスと、上下アームスイッチング素子とヒートシンク間の寄生容量のインピーダンスがバランスされていることを特徴とする。
　通常ＩＧＢＴ等のスイッチング素子は、放熱効率を上げるためにコレクタ電極（ＩＧＢＴの場合）にヒートスプレッダを持つ。高電圧大電流のスイッチング素子においては略全てがこの構造に該当する。そして、ヒートスプレッダは絶縁若しくは絶縁用のシートを介してヒートシンク（例えば、電動圧縮機の筐体）に接続される。例えば三相のインバータの場合、６個のスイッチング素子が放熱のために同一のヒートシンクに接続される。
　このシートは一定の誘電率を持つため、コレクタ電極がヒートスプレッダに接続されている場合、このコレクタ電極とヒートシンクの間は平行平板コンデンサと同一の構造になり、ＥＭＩノイズに悪影響を及ぼすアーム中点、即ち、下アームスイッチング素子のコレクタ電極とヒートシンク間に数１０ｐＦ～数１００ｐＦの大きな寄生容量（中間容量）を持つことになる。
　そこで、請求項１や請求項２の発明によれば、上下アームスイッチング素子の接続点における電圧を負荷に印加する電力変換装置において、下アームスイッチング素子とヒートシンク間の寄生容量を、上アームスイッチング素子とヒートシンク間の寄生容量よりも小さくした、或いは、下アームスイッチング素子とヒートシンク間の誘電率を、上アームスイッチング素子とヒートシンク間の誘電率よりも小さくしたので、アーム中点から流出するコモンモード電流によるＥＭＩノイズを著しく低減させることができるようになる。
　特に、請求項３の発明の如く下アームスイッチング素子とヒートシンク間に介設されたシートの厚さ寸法を、上アームスイッチング素子とヒートシンク間に介設されたシートの厚さ寸法よりも大きくすることで、容易且つ安価にＥＭＩノイズの低減を実現することができるようになる。
　ここで、シートの厚さ寸法を大きくすると、下アームスイッチング素子の放熱性能が悪化する。そこで、請求項４の発明の如く制御装置により、上アームスイッチング素子の導通時間を、下アームスイッチング素子の導通時間よりも長くすることで、上アームスイッチング素子に発熱を集中させて、下アームスイッチング素子の発熱を抑制し、シートの厚さ寸法拡大による放熱性能の悪化を補うことができるようになる。
　この場合、請求項５の発明の如く制御装置が、各相の上下アームスイッチング素子をスイッチングする指令電圧に対して等しい電圧を加算することで、上アームスイッチング素子の導通時間を長くすることができる。
　尚、上記のように上アームスイッチング素子の導通時間を長くすると、上アームスイッチング素子をスイッチングするためのブートストラップコンデンサの充電時間が短くなってしまうが、請求項６の発明の如く制御装置が、加算する電圧を制御することでブートストラップコンデンサの充電時間を確保するようにすれば、上アームスイッチング素子のスイッチングも支障無く行うことができるようになる。
　また、請求項７の発明の如く下アームスイッチング素子を、上アームスイッチング素子よりも、冷却装置による冷却作用を強く受けるように配置することで、下アームスイッチング素子の放熱性能の悪化に伴う問題を解消することが可能となる。
　例えば電力変換装置が電動圧縮機の圧縮機構を駆動するモータに相電圧を印加する場合は、請求項８の発明の如く各相の上下アームスイッチング素子を電動圧縮機に吸入される冷媒と熱交換関係に配置し、下アームスイッチング素子を、上アームスイッチング素子よりも、吸入される冷媒の上流側に配置することで、下アームスイッチング素子の放熱性能の悪化に伴う問題を解消することができる。
　また、請求項９の発明の如くシートの厚さを、各相の上下アームスイッチング素子と平滑コンデンサとの間の配線長と、下アームスイッチング素子とヒートシンク間の寄生容量との比率を利用することにより設定することで、請求項１０の発明の如きインピーダンスのバランスをとりやすくなり、ＥＭＩノイズを効果的に低減することができるようになる。
本発明の一実施例の電力変換装置の電気回路図である。 図１の電力変換装置を備えた一実施例の電動圧縮機の縦断側面図である。 図２の電動圧縮機をインバータ収容部側から見たカバーと基板を除く側面図である。 上下アームスイッチング素子の取付構造を説明する図２の電動圧縮機の要部拡大断面図である。 上アームスイッチング素子の内部構造とその取付構造を説明する図である。 下アームスイッチング素子の内部構造とその取付構造を説明する図である。 上下アームスイッチング素子と筐体間の寄生容量を示す図である。 モータの三相変調制御を行う場合の三相変調パルス幅指令値を示す図である。 電圧と電流位相が等しい場合の図８のＵ相の上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子に流れる電流の大きさを示す図である。 各相の二相変調パルス幅指令値を示す図である。 電圧と電流位相が等しい場合の図１０のＵ相の上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子に流れる電流の大きさを示す図である。 ＰＷＭ信号生成部によるＰＷＭ信号の生成動作を説明する図である。 ＥＭＩノイズの測定結果を説明する図である。 図１３に示した二つの測定結果の差異を説明する図である。 図１のゲートドライバの内部構成を示す図である。 零相電圧加算制御を行った場合の各相の二相変調パルス幅指令値を示す図である。 図１６の場合にＵ相の上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子に流れる電流の大きさを示す図である。
　以下、本発明の実施の形態について、図面に基づいて詳細に説明する。先ず、図２と図３を参照しながら本発明の電力変換装置１を一体に備えた実施例の電動圧縮機（インバータ一体型電動圧縮機）１６について説明する。尚、実施例の電動圧縮機１６は、電動車両に搭載される車両用空気調和装置の冷媒回路の一部を構成するものである。
　（１）電動圧縮機１６の構成
　図２において、電動圧縮機１６の金属性の筐体２（ヒートシンク）内は、当該筐体２の軸方向に交差する仕切壁３（筐体２の一部）により圧縮機構収容部４とインバータ収容部６とに区画されており、圧縮機構収容部４内に例えばスクロール型の圧縮機構７と、この圧縮機構７を駆動するモータ８（負荷）が収容されている。この場合、モータ８は筐体２に固定されたステータ９と、このステータ９の内側で回転するロータ１１から成るＩＰＭＳＭ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ　Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　Ｍａｇｎｅｔ　Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ　Ｍｏｔｏｒ）である。
　仕切壁３の圧縮機構収容部４側の中心部には軸受部１２が形成されており、ロータ１１の駆動軸１３の一端はこの軸受部１２に支持され、駆動軸１３の他端は圧縮機構７に連結されている。筐体２の圧縮機構収容部４に対応する位置の仕切壁３近傍には吸入口１４が形成されており、モータ８のロータ１１（駆動軸１３）が回転して圧縮機構７が駆動されると、この吸入口１４から筐体２の圧縮機構収容部４内に作動流体である低温の冷媒が流入し、圧縮機構７に吸引されて圧縮される。
　そして、この圧縮機構７で圧縮され、高温・高圧となった冷媒は、図示しない吐出口より筐体２外の前記冷媒回路に吐出される構成とされている。また、吸入口１４から流入した低温の冷媒は、仕切壁３近傍を通ってモータ８の周囲を通過し、圧縮機構７に吸引されることから、仕切壁３も冷却されることになる。
　そして、この仕切壁３で圧縮機構収容部４と区画されたインバータ収容部６内には、モータ８（負荷）を駆動制御する本発明の電力変換装置１が収容される。この場合、電力変換装置１は、仕切壁３を貫通する密封端子やリード線を介してモータ８に給電する構成とされている。
　（２）電力変換装置１の構造（上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆの配置）
　実施例の場合、電力変換装置１は、基板１７と、この基板１７の一面側に配線された６個の上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆと、基板１７の他面側に配線された制御部２１と、図示しないＨＶコネクタ、ＬＶコネクタ等から構成されている。各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは、実施例ではＭＯＳ構造をゲート部に組み込んだ絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）から構成されている。
　この場合、実施例では後述する三相のインバータ回路（三相インバータ回路）２８のＵ相インバータ１９Ｕの上アームスイッチング素子１８Ａと、Ｖ相インバータ１９Ｖの上アームスイッチング素子１８Ｂと、Ｗ相インバータ１９Ｗの上アームスイッチング素子１８Ｃの三つが並び、Ｕ相インバータ１９Ｕの下アームスイッチング素子１８Ｄと、Ｖ相インバータ１９Ｖの下アームスイッチング素子１８Ｅと、Ｗ相インバータ１９Ｗの下アームスイッチング素子１８Ｆの三つが並んだかたちで、図３に示す如く基板１７に配置されている。
　この場合、実施例ではＵ相インバータ１９Ｕの下アームスイッチング素子１８Ｄと、Ｖ相インバータ１９Ｖの下アームスイッチング素子１８Ｅと、Ｗ相インバータ１９Ｗの下アームスイッチング素子１８Ｆが吸入口１４側に位置しており、Ｕ相インバータ１９Ｕの上アームスイッチング素子１８Ａと、Ｖ相インバータ１９Ｖの上アームスイッチング素子１８Ｂと、Ｗ相インバータ１９Ｗの上アームスイッチング素子１８Ｃは吸入口１４とは反対側の位置に配置されている。
　そして、吸入口１４から吸入された冷媒は、図３中破線矢印の如く筐体２の軸を中心として反時計回りに回転する。そのため、吸入冷媒の流れに対してＵ相インバータ１９Ｕの下アームスイッチング素子１８Ｄと、Ｖ相インバータ１９Ｖの下アームスイッチング素子１８Ｅと、Ｗ相インバータ１９Ｗの下アームスイッチング素子１８Ｆは上流側（本発明における冷却作用を強く受ける場所）に位置し、それの下流側にＵ相インバータ１９Ｕの上アームスイッチング素子１８Ａと、Ｖ相インバータ１９Ｖの上アームスイッチング素子１８Ｂと、Ｗ相インバータ１９Ｗの上アームスイッチング素子１８Ｃが配置されたかたちとなる。また、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆの端子部２２は、基板１７の中心側となった状態で基板１７に接続されている。
　そして、このように組み立てられた電力変換装置１は、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆがある一面側が仕切壁３側となった状態でインバータ収容部６内に収容されて仕切壁３に取り付けられ、カバー２３にて塞がれる。この場合、基板１７は仕切壁３から起立するボス部２４を介して仕切壁３に固定されることになる。
　このように電力変換装置１が仕切壁３に取り付けられた状態で、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは仕切壁３に、図４に示す如く絶縁及び／又は放熱用のシート２６を介して密着し、筐体２の仕切壁３と熱交換関係となる。このとき、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは軸受１２及び駆動軸１３に対応する箇所を避けた位置に配置される（図３）。
　そして、前述した如く仕切壁３は圧縮機構収容部４内に吸入される冷媒によって冷やされているので、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは仕切壁３を介して吸入冷媒と熱交換関係となり、仕切壁３を介して圧縮機構収容部４内に吸入された冷媒によって冷却され、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆ自体は仕切壁３を介して冷媒に放熱するかたちとなる。即ち、電動圧縮機１６の仕切壁３（筐体２の一部）が本発明におけるヒートシンク及び冷却装置の実施例となる。
　（３）上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆ内部構造とそれらの取付構造
　実施例でＩＧＢＴから構成された上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは、何れも同様の構造であり、図５及び図６に示すように、半導体から成るＩＧＢＴ素子４１と、コレクタ電極４２と、エミッタ電極４３と、ゲート電極４４と、絶縁層４６を介してコレクタ電極４２に接続されたヒートスプレッダ４７とから成る。そして、このヒートスプレッダ４７が前述したシート２６を介して仕切壁３（筐体２）に密着して取り付けられている。
　この場合、実施例では下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆと仕切壁３間に介設されたシート２６の厚さ寸法Ｈ１は（図６）、上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃと仕切壁３間に介設されたシート２６の厚さ寸法Ｈ２（図５）よりも大きい値（Ｈ２＜Ｈ１）とされている。シート２６は厚さに反比例した一定の誘電率を有するので、係る構成により、下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆと仕切壁３（筐体２：ヒートシンク）との間の誘電率は、上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃと仕切壁３との間の誘電率よりも小さくされている。言い換えれば、下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆと仕切壁３（筐体２：ヒートシンク）との間の寄生容量は、上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃと仕切壁３との間の寄生容量よりも小さくなる。
　（４）電力変換装置１の回路構成
　次に、図１において電力変換装置１は、前述した三相のインバータ回路（三相インバータ回路）２８と、制御部２１を備えている。インバータ回路２８は、直流電源（電動車両のバッテリ）２９の直流電圧（例えば、ＤＣ３００Ｖ）を三相交流電圧に変換してモータ８のステータ９の電機子コイルに印加する回路である。このインバータ回路２８は、前述したＵ相インバータ１９Ｕ、Ｖ相インバータ１９Ｖ、Ｗ相インバータ１９Ｗを有しており、各相インバータ１９Ｕ～１９Ｗは、それぞれ前述した上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃと、下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆを個別に有している。更に、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆには、それぞれフライホイールダイオード３１が逆並列に接続されている。
　そして、インバータ回路２８の上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃのコレクタ電極４２は、直流電源２９及び平滑コンデンサ３２の正側電源ライン４５（ＨＶ＋）に接続されている。尚、平滑コンデンサ３２も基板１７に設けられて電力変換装置１を構成するものであるが、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆの配置を分かり易くするため、図２、図３では示していない。一方、インバータ回路２８の下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆのエミッタ電極４３は、直流電源２９及び平滑コンデンサ３２の負側電源ライン５０（ＨＶ－）に接続されている。
　そして、Ｕ相インバータ１９Ｕの上アームスイッチング素子１８Ａのエミッタ電極４３と下アームスイッチング素子１８Ｄのコレクタ電極４２が接続され、それらの接続点（アーム中点）はモータ８のＵ相の電機子コイルに接続されている。また、Ｖ相インバータ１９Ｖの上アームスイッチング素子１８Ｂのエミッタ電極４３と下アームスイッチング素子１８Ｅのコレクタ電極４２が接続され、それらの接続点（アーム中点）はモータ８のＶ相の電機子コイルに接続されている。更に、Ｗ相インバータ１９Ｗの上アームスイッチング素子１８Ｃのエミッタ電極４３と下アームスイッチング素子１８Ｆのコレクタ電極４２が接続され、それらの接続点（アーム中点）はモータ８のＷ相の電機子コイルに接続されている。
　図中５１はコモンモードコイルであり直流電源２９の後段に接続されている。５２、５３はＹコンデンサであり、Ｙコンデンサ５２は正側電源ライン４５と筐体２間に、Ｙコンデンサ５３は負側電源ライン５０と筐体２間にそれぞれ接続されている。これらコモンモードコイル５１とＹコンデンサ５２、５３でＥＭＩフィルタが構成される。また、５４はシャント抵抗であり、負側電源ライン５０に接続されてモータ８の相電流を検出するために用いられる。
　（５）上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆのコレクタ電極４２と筐体２間の寄生容量
　図７は上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆと筐体２（仕切壁３）間の寄生容量を示している。図中５６は上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃのコレクタ電極４２と筐体２間の寄生容量であり、数１０～数１００ｐＦ程度の値である。５７は下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆのコレクタ電極４２（アーム中点）と筐体２間の寄生容量であり、これも数１０～数１００ｐＦ程度の値である。前述した如くこれら下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆのコレクタ電極４２（アーム中点）と筐体２間の寄生容量５７を介して流出するコモンモード電流（ノイズ）が多いため、実施例では前述した如く下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆのシート２６の厚さ寸法Ｈ１を大きくしているが、その効能については後に詳述する。
　（６）制御部２１の構成
　次に、制御部２１はプロセッサを有するマイクロコンピュータから構成されており、電動車両ＥＣＵから回転数指令値を入力し、シャント抵抗５４からのモータ８の相電流を入力して、これらに基づき、インバータ回路２８の各スイッチング素子１８Ａ～１８ＦのＯＮ／ＯＦＦ状態を制御する。具体的には、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆのゲート電極４４に印加するゲート電圧を制御する。
　この制御部２１は、相電圧指令演算部３３と、線間変調演算部３４と、ＰＷＭ信号生成部３６と、ゲートドライバ３７を有している。相電圧指令演算部３３は、モータ８の電気角、電流指令値と相電流に基づいてモータ８の各相の電機子コイルに印加するＰＷＭの三相変調パルス幅指令値Ｃｕ（Ｕ相のパルス幅指令値）、Ｃｖ（Ｖ相のパルス幅指令値）、Ｃｗ（Ｗ相のパルス幅指令値）を演算する。
　この三相変調パルス幅指令値Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗは、モータ８の三相変調制御を行う場合における電圧指令値の正規化後（０～１に補正後）の値であり、図８に示す（変調率０．２）。また、図９には電圧と電流位相が等しい場合のＵ相の上アームスイッチング素子１８Ａと下アームスイッチング素子１８Ｄに流れる電流の大きさを示している（コレクタ電極４２～エミッタ電極４３方向の電流）。
　線間変調演算部３４は、相電圧指令演算部３３により演算され、算出された三相変調パルス幅指令値Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗに基づき、二相変調パルス幅指令値Ｃｕ’（Ｕ相のパルス幅指令値）、Ｃｖ’（Ｖ相のパルス幅指令値）、Ｃｗ’（Ｗ相のパルス幅指令値）を演算する。この線間変調演算部３４は、各相の三相変調パルス幅指令値Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗに対して等しい電圧（０以上の任意の零相電圧）を加算することで、各相の二相変調パルス幅指令値Ｃｕ’、Ｃｖ’、Ｃｗ’を生成する。
　実施例ではＵ相の二相変調パルス幅指令値Ｃｕ’が０°～６０°、３００°～３６０°の位相で１となるように電圧を加算し、Ｖ相については二相変調パルス幅指令値Ｃｖ’が６０°～１８０°の位相で１となるように電圧を加算し、Ｗ相については二相変調パルス幅指令値Ｃｗ’が１８０°～３００°の位相で１となるように電圧を加算する。その様子を図１０に示す（零相電圧を最大まで加算した状態）。
　これにより、０°～６０°、３００°～３６０°の位相においてはＵ相の上アームスイッチング素子１８ＡがＯＮしたままとなり、下アームスイッチング素子１８ＤはＯＦＦしたままとなる。また、６０°～１８０°の位相においてはＶ相の上アームスイッチング素子１８ＢがＯＮしたままとなり、下アームスイッチング素子１８ＥはＯＦＦしたままとなる。更に、１８０°～３００°の位相においてはＷ相の上アームスイッチング素子１８ＣがＯＮしたままとなり、下アームスイッチング素子１８ＦはＯＦＦしたままとなる。そして、何れの位相においてもスイッチングは他の二相の上下アームスイッチング素子で行われることになる（二相変調）。
　図１１にはその場合のＵ相の上アームスイッチング素子１８Ａと下アームスイッチング素子１８Ｄに流れる電流の大きさを示す。これにより、上アームスイッチング素子１８Ａの導通時間は下アームスイッチング素子１８Ｄの導通時間よりも長くなり、発熱は上アームスイッチング素子１８Ａに集中し、下アームスイッチング素子１８Ｄの発熱は低下することになる。他のＶ相、Ｗ相についても同様である。
　次に、ＰＷＭ信号生成部３６は、線間変調演算部３４により演算され、算出された二相変調パルス幅指令値Ｃｕ’、Ｃｖ’、Ｃｗ’に基づき、インバータ回路２８のＵ相インバータ１９Ｕ、Ｖ相インバータ１９Ｖ、Ｗ相インバータ１９Ｗの駆動指令信号となるＰＷＭ信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを、キャリア三角波Ｘ１と大小を比較することにより発生させる。図１２はその様子を示しているが、これは上記位相の期間ではない。
　ゲートドライバ３７は、ＰＷＭ信号生成部３６から出力されるＰＷＭ信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに基づき、Ｕ相インバータ１９Ｕのスイッチング素子１８Ａ、１８Ｄのゲート電圧Ｖｕｕ、Ｖｕｌと、Ｖ相インバータ１９Ｖのスイッチング素子１８Ｂ、１８Ｅのゲート電圧Ｖｖｕ、Ｖｖｌと、Ｗ相インバータ１９Ｗのスイッチング素子１８Ｃ、１８Ｆのゲート電圧Ｖｗｕ、Ｖｗｌを発生させる。これらのゲート電圧Ｖｕｕ、Ｖｕｌ、Ｖｖｕ、Ｖｖｌ、Ｖｗｕ、Ｖｗｌは、所定時間におけるＯＮ状態の時間割合であるデューティにて表すことができる。
　そして、インバータ回路２８の各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは、ゲートドライバ３７から出力されるゲート電圧Ｖｕｕ、Ｖｕｌ、Ｖｖｕ、Ｖｖｌ、Ｖｗｕ、Ｖｗｌに基づき、ＯＮ／ＯＦＦ駆動される。即ち、ゲート電圧がＯＮ状態（所定の電圧値）となるとトランジスタがＯＮ動作し、ゲート電圧がＯＦＦ状態（零）となるとトランジスタがＯＦＦ動作する。このゲートドライバ３７は、スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆが前述したＩＧＢＴである場合には、ＰＷＭ信号に基づいてゲート電圧をＩＧＢＴに印加するための回路であり、後述するブートストラップ回路５８の他、絶縁回路やプッシュプル回路（フォトカプラやロジックＩＣ、トランジスタ等）から成る上アームのゲートドライブ回路５９及び下アームのゲートドライブ回路６１を有する（図１５に示す）。尚、ブートストラップ回路５８や各ゲートドライブ回路５９、６１については後に詳述する。
　（７）下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆのシート２６の厚さ寸法の効能
　前述した如く、ＥＭＩノイズに悪影響を及ぼすアーム中点、即ち、下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆのコレクタ電極４２と仕切壁３（筐体２：ヒートシンク）間には数１０ｐＦ～数１００ｐＦの大きな寄生容量（中間容量）を持つが、実施例では下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆと仕切壁３間に介設されたシート２６の厚さ寸法Ｈ１を、上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃと仕切壁３間に介設されたシート２６の厚さ寸法Ｈ２よりも大きい値（Ｈ２＜Ｈ１）とし、下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆと仕切壁３との間の誘電率を、上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃと仕切壁３との間の誘電率よりも小さくしている（下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆと仕切壁３との間の寄生容量を、上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃと仕切壁３との間の寄生容量よりも小さくする）。
　これにより、アーム中点（下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆのコレクタ電極４２）から筐体２に流出するコモンモード電流によるＥＭＩノイズを著しく低減させることができるようになる。特に、実施例では下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆと仕切壁３（筐体２：ヒートシンク）間に介設されたシート２６の厚さ寸法Ｈ１を、上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃと仕切壁３間に介設されたシート２６の厚さ寸法Ｈ２よりも大きくすることで、下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆと仕切壁３との間の誘電率（寄生容量）を、上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃと仕切壁３との間の誘電率よりも小さくしているので、上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃのシート２６については従前のものを使用でき、容易且つ安価にＥＭＩノイズの低減を実現することができるようになる。
　図１３は上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃのシート２６の厚さ寸法Ｈ２と、下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆのシートの厚さ寸法Ｈ１が同一の場合（Ｈ２＝Ｈ１）のコモンモード電流によるＥＭＩノイズの測定結果（Ｎｏ．０）と、下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆのシート２６の厚さ寸法Ｈ１を、上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃのシートの厚さ寸法Ｈ２の３倍とした場合（３×Ｈ２＝Ｈ１）のコモンモード電流によるＥＭＩノイズの測定結果（Ｎｏ．１）を示し、図１４には測定結果（Ｎｏ．１）と測定結果（Ｎｏ．１）の差異（Ｎｏ．０－Ｎｏ．１）を示している。
　図１４で０ｄＢより上が改善された領域を意味している。各図から明らかな如く、下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆのシート２６の厚さ寸法Ｈ１を、上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃのシート２６の厚さ寸法Ｈ２より大きくしたとき（各図では３倍）、特に１０ＭＨｚ帯以下でノイズ低減効果が顕著に表れていることが分かる。
　（８）上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆのシート２６の厚さ調整
　尚、各相の上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆと平滑コンデンサ３２との間の配線長が異なる場合は、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆのシート２６の厚さ寸法Ｈ２、Ｈ１を、各相の上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆと平滑コンデンサ３２との間の配線長と、下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆと仕切壁３（筐体２：ヒートシンク）間の寄生容量との比率を利用し、調整して設定するとよい。
　直流電源２９から上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃに至る正側電源ライン４５のインダクタンスのインピーダンスと、直流電源２９から下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆに至る負側電源ライン５０のインダクタンスのインピーダンスと、上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆと筐体２間の寄生容量のインピーダンスのバランスが阻害されるとＥＭＩノイズが増大することになるが、上記のようにシート２６の厚さ寸法Ｈ２、Ｈ１を調整し、下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆと筐体２間の寄生容量を小さくすることで、インピーダンスバランスがとりやすくなり、ＥＭＩノイズを効果的に低減することができるようになる。即ち、インピーダンスバランスを行う上で、不要な中間容量の容易な削除手段としても有効である。
　（９）下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆのシート２６の厚さ寸法の拡大に伴う放熱性能低下の解決策
　しかしながら、シート２６の厚さ寸法による寄生容量の調整とスイッチング素子の放熱性能とはトレードオフの関係となり、実施例の如く下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆのシート２６の厚さ寸法Ｈ１を大きくすると下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆの放熱性能は低下することになる。
　そこで、実施例では制御部２１の線間変調演算部３４による前述した二相変調で上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃに発熱を集中させることにより、下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆの発熱（損失）を抑制している。これにより、下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆの放熱性能を補い、過熱する不都合を回避することができる。
　尚、上記のように上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃに発熱を集中させても、依然として下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆに熱が集中する可能性もあるが、実施例では前述した如く電動圧縮機１６の吸入冷媒の流れに対して下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆを上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃよりも上流側に配置している（図３）。これにより、下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆはより低温の吸入冷媒により、強く冷却されることになるので、下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆの過熱も回避される。
　また、実施例の如く二相変調により上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃに発熱を集中させた結果、上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃに熱が集中し過ぎる場合は、二相変調を行わない、或いは、図８と図１０の間の状態となるように加算する零相電圧を小さくすればよい。
　（１０）ゲートドライバ３７のブートストラップ回路５８に関する制御の対策
　次に、図１５を参照しながら、ゲートドライバ３７のブートストラップ回路５８に関する制御の対策について説明する。尚、図１５において図１と同一符号で示すものは同一とする。また、図１５ではＵ相のみ示しているが、Ｖ相、Ｗ相についても同様の回路構成であるものとする。
　図中において、５８は前述したブートストラップ回路、５９は前述した上アームのゲートドライブ回路、６１は前述した下アームのゲートドライブ回路（何れもＵ相）である。上アームのゲートドライブ回路５９は、ゲートドライバ３７内部で生成されるＵ相上ゲート指令に基づき、前述したゲート電圧Ｖｕｕを生成して上アームスイッチング素子１８Ａのゲートに印加するもので、ブートストラップ回路５８を介してＤＣ１５Ｖ電源６２に接続されている。また、下アームのゲートドライブ回路６１はゲートドライバ３７内部で生成されるＵ相下ゲート指令に基づき、前述したゲート電圧Ｖｕｌを生成して下アームスイッチング素子１８Ｄのゲートに印加するもので、ＤＣ１５Ｖ電源６２に接続されている。
　一方、ブートストラップ回路５８はブートストラップコンデンサ６３（上アームスイッチング素子をスイッチングするためのブートストラップコンデンサ）と、ダイオード６４と、電流制限抵抗６６から構成されており、上アームのゲートドライブ回路５９とＤＣ１５Ｖ電源６２の間に図１５のように接続されている。ここで、上下アームスイッチング素子１８Ａ、１８Ｄはゲート電圧が１５Ｖ必要なＩＧＢＴであるものとすると、下アームスイッチング素子１８Ｄを駆動するためのゲート電圧Ｖｕｌは、ＨＶＧＮＤ（筐体）に対して＋１５Ｖでよいため、特に特殊な対策を施すことなく駆動可能である。
　他方、上アームスイッチング素子１８Ａを駆動するためには、上アームスイッチング素子１８Ａのゲート電圧Ｖｕｕは、モータ８に接続されているアーム中点に対して＋１５Ｖである必要がある。そこで、ブートストラップ回路５８を用いて上アームスイッチング素子１８Ａを駆動するための＋１５Ｖを作る。
　図１５で下アームスイッチング素子１８ＤがＯＮし、上アームスイッチング素子１８ＡがＯＦＦした状態の場合、アーム中点の電圧はＨＶＧＮＤになり、図中破線矢印の経路で電流が流れ、ブートストラップコンデンサ６３に充電が行われる。次に、下アームスイッチング素子１８ＤをＯＦＦし、上アームスイッチング素子１８ＡをＯＮする。こうすることで、アーム中点の電圧に対して上アームスイッチング素子１８Ａのゲート電圧Ｖｕｕは、１５Ｖ高い電位に保たれる。
　しかしながら、上アームスイッチング素子１８ＡのＯＮ状態が連続すると、ブートストラップコンデンサ６３の電荷が放出され、上アームスイッチング素子１８Ａを駆動するのに必要な電位よりも低くなってしまう。これを回避するためには、定期的に下アームスイッチング素子１８ＤをＯＮする必要がある。
　通常の三相変調の場合は、規定のスイッチング周波数（例えば、電動圧縮機１６であれば２０ｋＨｚ）で下アームスイッチング素子１８ＤをＯＮ／ＯＦＦさせるため、ブートストラップコンデンサ６３は例えば５０μｓだけ必要な電位を確保できる容量があればよい。また、ブートストラップコンデンサ６３はＵＶＷの三相分必要となり、上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆやゲートドライブ回路５９、６１付近に配置する必要がある。そのため、特に電動圧縮機１６では配置できる場所が限られ、大容量のコンデンサを使用することができない。
　しかしながら、前述した如き二相変調で上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃを連続してＯＮ状態とし、導通時間を長くすると、図１１のＵ相の例では０°～６０°、３００°～３６０°の区間は下アームスイッチング素子１８ＤがＯＮされないので、この区間はブートストラップコンデンサ６３を充電することができない。そのため、ブートストラップコンデンサ６３の容量を大きくしなければ、特に低速駆動時に前述した二相変調を実施できなくなり、電動圧縮機１６には極めて不利となる問題があった。
　この問題を解決するため、本発明の制御部２１の線間変調演算部３４は、図１０や図１１に示した二相変調に零相電圧加算制御を定期的に組み合わせる。具体的には、例えば図１６や図１７に示すように、略３０°毎に０．１ｃｎｔ分（同じ値）を三相のパルス幅指令値Ｃｕ’、Ｃｖ’、Ｃｗ’から減算することで、定期的に下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８ＦがＯＮする時間を設けている。このように、定期的に下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８ＦのＯＮ期間を設けることで、下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆの導通時間の増加を抑えながら、ブートストラップコンデンサ６３を充電時間を確保し、上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃの導通時間を長くする二相変調を支障無く実現する。
　尚、図１６、図１７では一例を示したが、パルス幅指令値Ｃｕ’、Ｃｖ’、Ｃｗ’から減算するタイミングは任意でよく、ブートストラップコンデンサ６３の容量や回転数により決定すればよい。また、二相変調に拘らない場合は、３６０°全域で減算してもよい。
　また、実施例ではＩＧＢＴから成るスイッチング素子で説明したが、ＭＯＳＦＥＴでもよい。更に、実施例では電動圧縮機１６のモータ８を駆動制御する電力変換装置１に本発明を適用し、ヒートシンクを電動圧縮機１６の筐体２（仕切壁３）としたが、それに限らず、上下アームスイッチング素子の接続点における電圧を負荷に印加する各種電力変換装置に本発明は有効である。
　１　電力変換装置
　２　筐体（ヒートシンク）
　３　仕切壁
　８　モータ
　１６　電動圧縮機
　１８Ａ～１８Ｆ　スイッチング素子
　１９Ｕ　Ｕ相インバータ
　１９Ｖ　Ｖ相インバータ
　１９Ｗ　Ｗ相インバータ
　２１　制御部
　２６　シート
　２８　三相インバータ回路
　３３　相電圧指令演算部
　３４　線間変調演算部
　３６　ＰＷＭ信号生成部
　３７　ゲートドライバ
　４２　コレクタ電極
　４３　エミッタ電極
　４４　ゲート電極
　４７　ヒートスプレッダ
　６３　ブートストラップコンデンサ

Claims (10)

  1. 　上下アームスイッチング素子の接続点における電圧を負荷に印加する電力変換装置において、
    　前記下アームスイッチング素子とヒートシンク間の寄生容量が、前記上アームスイッチング素子と前記ヒートシンク間の寄生容量よりも小さいことを特徴とする電力変換装置。
  2. 　上下アームスイッチング素子の接続点における電圧を負荷に印加する電力変換装置において、
    　前記下アームスイッチング素子とヒートシンク間の誘電率が、前記上アームスイッチング素子と前記ヒートシンク間の誘電率よりも小さいことを特徴とする電力変換装置。
  3. 　前記上下アームスイッチング素子と前記ヒートシンク間に介設された絶縁及び／又は放熱用のシートを備え、
    　前記下アームスイッチング素子と前記ヒートシンク間に介設された前記シートの厚さ寸法が、前記上アームスイッチング素子と前記ヒートシンク間に介設された前記シートの厚さ寸法よりも大きいことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記上下アームスイッチング素子のスイッチングを制御する制御装置を備え、
    　該制御装置は、前記上アームスイッチング素子の導通時間を、前記下アームスイッチング素子の導通時間よりも長くすることを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 　複数相の前記上下アームスイッチング素子を備え、
    　前記制御装置は、各相の上下アームスイッチング素子をスイッチングする指令電圧に対して等しい電圧を加算することにより、前記上アームスイッチング素子の導通時間を長くすることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
  6. 　前記制御装置は、前記上アームスイッチング素子をスイッチングするためのブートストラップコンデンサを備え、前記加算する電圧を制御することで、前記ブートストラップコンデンサの充電時間を確保することを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
  7. 　前記上下アームスイッチング素子を冷却する冷却装置を備え、
    　前記下アームスイッチング素子は、前記上アームスイッチング素子よりも、前記冷却装置による冷却作用を強く受けるように配置されていることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置。
  8. 　三相の前記上下アームスイッチング素子の接続点における相電圧を、電動圧縮機の圧縮機構を駆動するモータに印加すると共に、
    　前記各相の上下アームスイッチング素子は、前記電動圧縮機に吸入される冷媒と熱交換関係に配置され、前記下アームスイッチング素子は、前記上アームスイッチング素子よりも、前記吸入される冷媒の上流側に配置されていることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置。
  9. 　複数相の前記上下アームスイッチング素子を備え、
    　前記シートの厚さは、前記各相の上下アームスイッチング素子と平滑コンデンサとの間の配線長と、前記下アームスイッチング素子とヒートシンク間の寄生容量との比率を利用することにより設定されていることを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
  10. 　直流電源から前記各相の上下アームスイッチング素子に至る経路のインダクタンスのインピーダンスと、前記上下アームスイッチング素子と前記ヒートシンク間の寄生容量のインピーダンスがバランスされていることを特徴とする請求項９に記載の電力変換装置。
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