WO2019123911A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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switching
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辰樹 柏原
貴博 三枝
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サンデンホールディングス株式会社
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    • H02P29/60—Controlling or determining the temperature of the motor or of the drive
    • H02P29/68—Controlling or determining the temperature of the motor or of the drive based on the temperature of a drive component or a semiconductor component

Definitions

  • the present invention relates to a power converter that supplies power to a motor to drive it.
  • a conventional power converter for driving a motor performs PWM (Pulse Width Modulation) control of switching elements of UVW phases of a three-phase inverter circuit, but in recent years the purpose of reducing loss and heat generation of the switching elements Thus, a power conversion apparatus (inverter apparatus) has been proposed in which a method called two-phase modulation is applied to this PWM control unit.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • This two-phase modulation type power conversion device fixes the ON / OFF state of any one of the UVW phases and controls the other two phases while modulating the ON / OFF state, thereby three-phase control.
  • the PWM control is performed while reducing the number of switching times of the switching element compared to the modulation method and reducing the switching loss and the heat generation amount (see, for example, Patent Document 1).
  • a power conversion device having a three-phase inverter circuit is integrally provided in a motor-driven compressor used in a vehicle air conditioner for air conditioning the interior of a vehicle, and switching elements of each phase of UVW (for power A semiconductor element is cooled by a suction refrigerant (a low temperature gas refrigerant) (see, for example, Patent Document 2).
  • a suction refrigerant a low temperature gas refrigerant
  • Patent Document 3 it may be considered to control the refrigerant flow path as shown in Patent Document 3, for example, to level the temperature of the switching element of each phase, but in order to complicate the structure
  • Patent Document 2 it is difficult to realize an inverter-integrated electric compressor as disclosed in Patent Document 2 in particular.
  • the present invention has been made to solve such conventional technical problems, and a power conversion apparatus capable of eliminating the disadvantage that the temperature of the switching element rises sharply by using a two-phase modulation method.
  • a power conversion device includes a three-phase inverter circuit for driving a motor, a phase voltage command calculation unit for calculating a three-phase modulation voltage command value to be applied to the motor, and a three-phase inverter based on the three-phase modulation voltage command value.
  • a line-to-line modulation operation unit for calculating a two-phase modulation voltage command value for fixing the ON / OFF state of a predetermined one-phase switching element of a circuit and modulating the ON / OFF state of another two-phase switching element; And a PWM signal generation unit for generating a PWM signal for performing PWM control of the three-phase inverter circuit based on the two-phase modulation voltage command value, wherein the line modulation operation unit comprises at least one phase switching element. It is characterized in that it is possible to make the switching density different from other phases.
  • the power conversion device of the invention of claim 2 is characterized in that, in the above-mentioned invention, the line-to-line modulation operation unit changes the switching density in accordance with the temperature of the switching element.
  • the power converter of the invention of claim 3 is characterized in that, in the above-mentioned invention, the line-to-line modulation operation unit reduces the switching density of the phase of the switching element whose temperature is higher than that of the switching element of the other phase.
  • the inter-line modulation operation unit compares the three-phase modulation voltage command values of the respective phases, and turns on / off the switching element of the phase whose absolute value becomes maximum. While fixing the three-phase modulation voltage command values of each phase, at least after multiplying the predetermined bias value by the three-phase modulation voltage command value of a phase that makes the switching density different from other phases, The three-phase modulation voltage command values of the respective phases are compared.
  • a power converter according to a fifth aspect of the invention is characterized in that, in the above-mentioned invention, the inter-line modulation operation unit sets the bias value to a value larger than 1 and 2 or less.
  • the bias value is set to 1, It is characterized in that the bias value is not multiplied when comparing the three-phase modulation voltage command value of each phase.
  • the power conversion device of the invention of claim 7 is characterized in that, in each of the above-mentioned inventions, the switching element is disposed in heat exchange relationship with the refrigerant drawn into the electric compressor.
  • a three-phase inverter circuit for driving a motor, a phase voltage command operation unit for calculating a three-phase modulation voltage command value to be applied to the motor, and a three-phase inverter circuit based on the three-phase modulation voltage command value
  • a line-to-line modulation operation unit that calculates a two-phase modulation voltage command value that fixes the ON / OFF state of a predetermined one-phase switching element and modulates the ON / OFF state of another two-phase switching element
  • a PWM signal generation unit that generates a PWM signal for performing PWM control of the three-phase inverter circuit based on the modulation voltage command value, and in the power conversion device, the inter-line modulation operation unit is a switching density of at least one phase switching element.
  • the line modulation operation section reduces the switching density of the phase of the switching element whose temperature is higher than that of the switching element of the other phase as in the invention of claim 3 to switch the switching element of the phase whose temperature is high. By suppressing the heat generation due to the loss, it is possible to prevent the disadvantage that the temperature of the switching element of the phase significantly rises.
  • the inter-line modulation operation unit compares the three-phase modulation voltage command values of the respective phases and fixes the ON / OFF state of the switching element of the phase whose absolute value becomes maximum.
  • the three-phase modulation voltage command value of a phase having a switching density different from other phases is multiplied by a predetermined bias value, and then three-phase modulation of each phase is performed.
  • the inter-line modulation operation unit sets the bias value to a value larger than 1 and 2 or less as in the invention of claim 5, it is possible to prevent the two-phase modulation from being broken. .
  • the inter-line modulation operation section sets the bias value to 1 as in the invention of claim 6, or compares the three-phase modulation voltage command values of each phase. In this case, the bias value may not be multiplied.
  • the present invention to the power conversion device in which the switching element is disposed in a heat exchange relationship with the refrigerant sucked into the electric compressor as in the invention according to claim 7, the cooling efficiency by the suction refrigerant becomes worse. It is possible to reduce the switching density of the switching element of the phase disposed in the position, to avoid the problem that the temperature of the switching element is sharply increased, and to eliminate the inconvenience such as the forced stop of the electric compressor. It will be
  • FIG. 3 is a side view of the motor-driven compressor of FIG. 2 as viewed from the side of the inverter housing except for a cover and a substrate. It is a figure which shows the three-phase modulation
  • FIG. 10 is a diagram showing a two-phase modulation voltage command value, a PWM waveform, and a carrier triangular wave in the case of a bias value of 1.4 in FIG. 9.
  • FIG. 10 is a diagram showing a two-phase modulation voltage command value, a PWM waveform, and a carrier triangular wave in the case of a bias value of 1.8 in FIG. 9.
  • FIG. 10 is a diagram showing a two-phase modulation voltage command value, a PWM waveform, and a carrier triangular wave in the case of a bias value of 2.0 in FIG. 9. It is a figure which shows a PWM waveform etc.
  • FIG. 14 is a diagram showing a two-phase modulation voltage command value, a PWM waveform, and a carrier triangular wave when the bias value is 1.4 in FIG. 13.
  • an electric compressor (a so-called inverter-integrated electric compressor) 16 according to an embodiment integrally provided with the power conversion device 1 of the present invention will be described with reference to FIGS. 2 and 3.
  • the electric compressor 16 of the embodiment constitutes a part of a refrigerant circuit of a vehicle air conditioner mounted on a vehicle such as an engine drive automobile, a hybrid automobile, and an electric automobile.
  • a bearing portion 12 is formed at the central portion of the partition wall 3 on the compression mechanism accommodating portion 4 side, one end of the drive shaft 13 of the rotor 11 is supported by the bearing portion 12, and the other end of the drive shaft 13 is a compression mechanism It is linked to 7.
  • a suction port 14 is formed in the vicinity of the partition wall 3 at a position corresponding to the compression mechanism accommodating portion 4 of the housing 2, and when the rotor 11 (drive shaft 13) of the motor 8 rotates and the compression mechanism 7 is driven.
  • a low temperature refrigerant which is a working fluid, flows from the suction port 14 into the compression mechanism accommodating portion 4 of the housing 2 and is sucked and compressed by the compression mechanism 7.
  • the refrigerant compressed by the compression mechanism 7 and brought to a high temperature and high pressure is discharged from the discharge port (not shown) to the refrigerant circuit outside the housing 2. Further, since the low temperature refrigerant flowing from the suction port 14 passes around the partition wall 3 and passes around the motor 8 and is sucked by the compression mechanism 7, the partition wall 3 is also cooled.
  • the power conversion device 1 of the present invention for driving and controlling the motor 8 is housed in the inverter housing portion 6 which is partitioned from the compression mechanism housing portion 4 by the partition wall 3.
  • the power conversion device 1 is configured to supply power to the motor 8 through the sealing terminal and the lead wire penetrating the dividing wall 3.
  • the power conversion device 1 includes a substrate 17, six switching elements 18 A to 18 F wired on one surface side of the substrate 17, and a control unit 21 wired on the other surface side of the substrate 17. It comprises an HV connector, an LV connector, etc. which are not shown.
  • the switching elements 18A to 18F are formed of an insulated gate bipolar transistor (IGBT) or the like in which a MOS structure is incorporated in a gate portion.
  • IGBT insulated gate bipolar transistor
  • the switching element 18B, the switching element 18E on the lower arm side, and the switching element 18C on the upper arm side and the switching element 18F on the lower arm side of the W-phase inverter 19W are two by two, respectively.
  • Switching elements 18A and 18D, switching elements 18B and 18E, and switching elements 18C and 18F are radially disposed around the center of the substrate 17 as shown in FIG.
  • the term “radial” also includes a U-shape as shown in FIG.
  • the switching elements 18A to 18F may be arranged in a circular arc (fan shape) around the center of the substrate 17 without being limited to the arrangement shown in FIG.
  • the switching elements 18C and 18F of the W-phase inverter 19W are located on the suction port 14 side, while the switching elements 18B and 18E of the V-phase inverter 19V are located 90 ° counterclockwise in FIG. Are arranged, and the switching elements 18A and 18D of the U-phase inverter 19U are arranged at a position opposite to the suction port 14. Then, the refrigerant drawn from the suction port 14 rotates counterclockwise around the axis of the housing 2 as indicated by the broken line arrow in FIG.
  • switching elements 18C and 18F of W-phase inverter 19W are located most upstream with respect to the flow of the suction refrigerant, and switching elements 18B and 18E of V-phase inverter 19V are located downstream thereof, and U is most downstream
  • the switching elements 18A and 18D of the phase inverter 19U are arranged.
  • a temperature sensor (thermistor) 26A for detecting the temperatures of the switching elements 18A and 18D is disposed on the substrate 17 in the vicinity of the terminal portions 22 of the switching elements 18A and 18D of the U-phase inverter 19U.
  • a temperature sensor 26B for detecting the temperatures of the switching elements 18B and 18E is disposed on the substrate 17 near the terminal portions 22 of the switching elements 18B and 18E of the V-phase inverter 19V, and the switching element 18C of the W-phase inverter 19W is disposed.
  • a temperature sensor 26C for detecting the temperatures of the switching elements 18C and 18F is disposed on the substrate 17 in the vicinity of the terminal portion 22 of the and 18F, and the temperature sensors 26A to 26C are connected to the control unit 21.
  • the power conversion device 1 assembled in this manner is housed in the inverter housing portion 6 in a state where one side of each of the switching elements 18A to 18F is on the partition wall 3 side and attached to the partition wall 3 It is closed at 23.
  • the substrate 17 is fixed to the partition wall 3 via the bosses 24 that stand up from the partition wall 3.
  • the switching elements 18 A to 18 F are in close contact with the partition wall 3 directly or through a predetermined insulating heat conductive material. It becomes a heat exchange relation.
  • the switching elements 18A to 18F are disposed at positions avoiding the portions corresponding to the bearings 12 and the drive shaft 13, and are disposed so as to surround the periphery thereof (FIG. 3).
  • the switching elements 18A to 18F are in a heat exchange relationship with the suction refrigerant via the partition wall 3, and the partition wall The refrigerant is cooled by the refrigerant drawn into the compression mechanism housing 4 through the thickness 3, and the switching elements 18 A to 18 F themselves dissipate heat to the refrigerant via the partition wall 3.
  • the power conversion device 1 includes the three-phase inverter circuit (three-phase inverter circuit) 28 and the control unit 21 described above.
  • the inverter circuit 28 is a circuit that converts the DC voltage of the DC power supply (battery) 29 into a three-phase AC voltage and applies it to the armature coil of the stator 9 of the motor 8.
  • the inverter circuit 28 includes the U-phase inverter 19U, the V-phase inverter 19V, and the W-phase inverter 19W described above, and the phase inverters 19U to 19W include the switching elements 18A to 18C on the upper arm side described above, The lower arm side switching elements 18D to 18F are individually provided. Further, flywheel diodes 31 are connected in antiparallel to the switching elements 18A to 18F, respectively.
  • the upper ends of the switching elements 18A to 18C on the upper arm side of the inverter circuit 28 are connected to the positive electrodes of the DC power supply 29 and the smoothing capacitor 32.
  • the smoothing capacitor 32 is also provided on the substrate 17 to constitute the power conversion device 1, it is not shown in FIGS. 2 and 3 in order to make the arrangement of the switching elements 18A to 18F easy to understand.
  • the lower ends of the switching elements 18 D to 18 F on the lower arm side of the inverter circuit 28 are connected to the negative electrodes of the DC power supply 29 and the smoothing capacitor 32.
  • the U-phase inverter 19U is connected to the U-phase armature coil of the motor 8 between the switching element 18A on the upper arm side and the switching element 18D on the lower arm side, and switching on the upper arm side of the V-phase inverter 19V.
  • the element 18B and the lower arm side switching element 18E are connected to the V phase armature coil of the motor 8, and the W phase inverter 19W is connected between the upper arm side switching element 18C and the lower arm side switching element 18F.
  • the interval is connected to the W-phase armature coil of the motor 8.
  • control unit 21 is configured of a microcomputer having a processor, receives the rotation speed command value from the vehicle ECU, receives the phase current from the motor 8, and based on these.
  • the on / off states of the switching elements 18A to 18F of the inverter circuit 28 are controlled. Specifically, the gate voltage applied to the gate terminal of each of the switching elements 18A to 18F is controlled.
  • the control unit 21 includes a phase voltage command calculation unit 33, an inter-line modulation calculation unit 34, a PWM signal generation unit 36, and a gate driver 37.
  • Three-phase modulation voltage command value U '(U-phase voltage command value) to be applied to the armature coil of each phase of motor 8 based on the electrical angle, current command value and phase current of motor 8 , V ′ (V-phase voltage command value) and W ′ (W-phase voltage command value) are calculated.
  • the three-phase modulation voltage command values U ′, V ′, W ′ are values after normalization (after correction to ⁇ 1 to 1) of the voltage command value in the case of performing three-phase modulation control of the motor 8, It is shown in FIG. Note that FIG.
  • Vu shown in FIG. 4 is a PWM signal (U phase) described later in the case of performing three-phase modulation control of the motor 8, and in the case where the UV inter-line voltage in FIG. Is a potential difference between the U phase and the V phase described later.
  • Two-phase modulation voltage command value U (U-phase voltage command is calculated based on the calculated three-phase modulation voltage command values U ', V', W 'calculated by phase voltage command calculation unit 33. Values), V (V-phase voltage command value), W (W-phase voltage command value) are calculated. The operation of this inter-line modulation operation unit 34 will be described in detail later.
  • the PWM signal generation unit 36 calculates the U-phase inverter 19 U of the inverter circuit 28, the V-phase inverter 19 V, and the W-phase based on the calculated two-phase modulation voltage command values U, V, W calculated by the line modulation operation unit 34.
  • the PWM signals Vu, Vv, Vw, which become drive command signals for the inverter 19 W, are generated by comparing the magnitude with the carrier triangular wave.
  • the gate driver 37 is based on the PWM signals Vu, Vv, Vw output from the PWM signal generation unit 36, the gate voltages Vuu, Vul of the switching elements 18A, 18D of the U-phase inverter 19U, and the switching element 18B of the V-phase inverter 19V.
  • the gate voltages Vvu and Vvl of 18E and the gate voltages Vwu and Vwl of the switching elements 18C and 18F of the W-phase inverter 19W are generated.
  • These gate voltages Vuu, Vul, Vvu, Vvl, Vwu, and Vwl can be represented by a duty that is a time ratio of the ON state in a predetermined time.
  • the switching elements 18A to 18F of the inverter circuit 28 are ON / OFF driven based on the gate voltages Vuu, Vul, Vvu, Vvl, Vwu, and Vwl output from the gate driver 37. That is, when the gate voltage is turned on (predetermined voltage value), the transistor is turned on, and when the gate voltage is turned off (zero), the transistor is turned off.
  • the gate driver 37 is a circuit for applying a gate voltage to the IGBT based on the PWM signal when the switching elements 18A to 18F are the above-described IGBT, and comprises a photocoupler, a logic IC, a transistor or the like. Ru.
  • the two-phase modulation voltage command values U, V, W calculated by the line-to-line modulation calculation unit 34 are after normalization of the voltage command value for performing two-phase modulation control of the motor 8 (after correction to -1 to 1) And an example is shown in FIG. Note that FIG. 5 also shows the carrier triangular wave to be compared by the PWM signal generator 36 at the same time. Further, Vu shown in FIG. 5 is a PWM signal (U phase) for performing two-phase modulation control of the motor 8, and the UV line voltage in FIG. 5 is between U-phase and V phase in the two-phase modulation control. The potential difference of
  • the inter-line modulation operation unit 34 is basically a U-phase modulation voltage command value of each phase calculated by the phase voltage command operation unit 33. Voltage command value U ', V-phase voltage command value V' and W-phase voltage command value W 'are compared, and ON / OFF states of switching elements 18A to 18F of the phase for which the absolute value is maximum are ON or OFF.
  • U-phase voltage command value U which is a two-phase modulation voltage command value to be fixed to V
  • V-phase voltage command value V a W-phase voltage command value W
  • two-phase modulation control is performed to reduce the number of switchings of the switching elements 18A to 18F.
  • the inter-line modulation operation unit 34 of the embodiment determines each value as in the following formulas (i) to (iii)
  • the comparison values U'comp, V'comp, W'comp are calculated by multiplying the bias values biasU, biasV, biasW.
  • U'comp biasU ⁇ U '(i)
  • V'comp bias V ⁇ V '(ii)
  • W'comp biasW ⁇ W '(iii)
  • the comparison values U'comp, V'comp and W'comp are compared by the equations (iv) and (v) to calculate the maximum value K1 and the minimum value K2 of them.
  • K1 max (U'comp, V'comp, W'comp) (iv)
  • K2 min (U'comp, V'comp, W'comp) (v) If the maximum value K1 is greater than or equal to the absolute value of the minimum value K2, that is, if K1 1 abs (K2), then the maximum value K1 is K3 and the absolute value of the minimum value K2 is greater than the maximum value K1. That is, when K1 ⁇ abs (K2), the minimum value K2 is set to K3.
  • U U '-K + sign (K) ... (vi)
  • V V '-K + sign (K) ... (vii)
  • W W '-K + sign (K) ... (viii)
  • sign (K) is 1 when K is a positive value, and -1 when K is a negative value.
  • V-phase voltage command value V ' is K
  • comparison value V'comp is maximum value K1
  • comparison value V'comp is minimum value K2.
  • the V-phase voltage command value V is -1.
  • FIG. 5 shows the U-phase voltage command value U and the V-phase voltage command output from the inter-line modulation operation unit 34 when the bias values biasU, biasV, and biasW multiplied by the equations (i) to (iii) are all 1s.
  • the U-phase voltage command value U is 1 or -1
  • the ON / OFF states of the switching elements 18A and 18D of the U-phase inverter 19U are fixed
  • the V-phase voltage command value V is 1 or -1.
  • the ON / OFF states of the switching elements 18B and 18E of the V-phase inverter 19V are fixed, and the ON / OFF states of the switching elements 18C and 18F of the W-phase inverter 19W are fixed.
  • switching elements 18C and 18F of W-phase inverter 19W are located most upstream with respect to the flow of suction refrigerant, and switching elements 18B and 18E of V-phase inverter 19V are located downstream thereof.
  • the switching elements 18A and 18D of the U-phase inverter 19U are disposed at the most downstream side, the switching elements 18B and 18E of the V-phase inverter 19V located downstream of the switching elements 18C and 18F of the W-phase inverter 19W.
  • the cooling effect of the W phase is worse than that of the W phase, and the cooling effect of the switching elements 18A and 18D of the U phase inverter 19U located downstream of the switching elements 18B and 18E of the V phase inverter 19V is even worse.
  • the controller 21 may break the three-phase inverter circuit 28.
  • the line modulation calculation unit 34 of the control unit 21 suppresses the temperature rise of the switching element in the phase where the temperature rise is severe. Execute control.
  • the temperature of the switching elements 18A and 18D of the U-phase inverter 19U detected by the temperature sensor 26A is another V-phase inverter 19V detected by the temperature sensor 26B or the temperature sensor 26C. If the temperature of the switching elements 18B and 18E or the temperature of the switching elements 18C and 18F of the W-phase inverter 19W is higher than that of the switching elements 18C and 18F or if the high state continues for a predetermined time, The bias value biasU to be multiplied by iii) is a value larger than 1, and biasV and biasW are 1.
  • the inter-line modulation operation unit 34 determines the bias values biasU, biasV, biasW in a range of 1 or more and 2 or less (1 ⁇ bias value ⁇ 2). The reason will be described with reference to FIGS. If an intermediate value among the three-phase modulation voltage command values U ', V' and W 'is adopted as K described above, the three-phase modulation voltage command values of the other phases are out of the range of -1 to 1. Interline modulation breaks down. This can be understood by adopting an intermediate value for K in the above-mentioned formulas (vi) to (viii).
  • the three-phase modulation voltage command values U ', V' and W ' are shown in FIG. 6.
  • the thick solid line in FIG. 6 is the maximum value
  • the thin solid line is the minimum value
  • the broken line is an intermediate value.
  • the absolute value of FIG. 6 is shown in FIG. In FIG. 7, the middle value (broken line) is closest to the maximum value (thick solid line) and the minimum value (thin solid line) when the middle value is 0.5.
  • the middle value is 0.5
  • it is doubled to 1 and matches the maximum value and the minimum value (since the middle value 0.5 matches the maximum value and the minimum value here)
  • Interline modulation does not break even if adopted to K).
  • the bias values biasU, biasV and biasW set by the inter-line modulation operation unit 34 are set to 2 or less.
  • the line modulation calculation unit 34 sets the bias value biasU.
  • the value is larger than 1, and biasV and biasW are 1.
  • the bias value biasU is determined according to the temperature rise of the switching elements 18A and 18D of the U-phase inverter 19U with respect to the other phase. Specifically, the bias value biasU is increased as the temperature of the switching elements 18A and 18D of the U-phase inverter 19U is higher than that of the other phases, and the difference between the temperatures is larger. However, it is a range larger than 1 and 2 or less.
  • the bias value biasU increases, the ON / OFF state of the switching elements 18A and 18D of the U-phase inverter 19U is fixed (the U-phase voltage command value U becomes 1 or -1). Period), and the number of switchings per cycle is reduced accordingly to reduce the switching density.
  • the switching frequency of switching elements 18A and 18D of U-phase inverter 19U is 2/6, and switching elements 18B and 18E of V-phase inverter 19V and switching elements 18C of W-phase inverter 19W.
  • the switching frequency of 18F are both 5/6 (the total is 2/6 + 5/6 + 5/6, which is 1 less than 6/6 + 6/6 + 6/6 of three-phase modulation control).
  • the switching density of the switching elements 18A and 18D of the U-phase inverter 19U having a rapid temperature rise becomes a value different from the switching density of the other phases, and the switching elements 18B and 18E of the V-phase inverter 19V and the switching of the W-phase inverter 19W It is lower than the switching density of the elements 18C and 18F.
  • the heat generation of switching elements 18A and 18D of U-phase inverter 19U is suppressed, so that the temperature is lowered to the same value as the switching elements of other phases even in the situation where the cooling efficiency by the suction refrigerant is bad. Thermal destruction will not occur.
  • the bias values biasU and biasV are determined according to the temperature rise of the switching elements 18A and 18D of the U phase inverter 19U and the switching elements 18B and 18E of the V phase inverter 19V with respect to the W phase. Specifically, as the temperatures of switching elements 18A and 18D of U-phase inverter 19U and switching elements 18B and 18E of V-phase inverter 19V are higher than those of W-phase, and the difference is larger, bias values biasU and biasV are increased. Go. However, in this case also, it is in the range of more than 1 and 2 or less.
  • the ON / OFF states of the switching elements 18A and 18D of the U-phase inverter 19U and the switching elements 18B and 18E of the V-phase inverter 19V are fixed (U The period in which the phase voltage command value U and the V-phase voltage command value V are 1 or -1 becomes longer, and accordingly, the number of switchings per cycle decreases and the switching density decreases.
  • the number of switchings of the switching elements 18A and 18D of the U-phase inverter 19U and the switching elements 18B and 18E of the V-phase inverter 19V is 3/6, and the switching of the W-phase inverter 19W is performed.
  • the number of switching times of the elements 18C and 18F is 6/6 (constant switching) (total is 3/6 + 3/6 + 6/6, and in this case, it is also reduced by 1 over 6/6 + 6/6 + 6/6 of the three-phase modulation control ).
  • the switching density of the switching elements 18A and 18D of the U-phase inverter 19U and the switching elements 18B and 18E of the V-phase inverter 19V having a rapid temperature rise is different from the switching density of the W phase, and the switching elements 18C of the W-phase inverter 19W And the switching density of 18F.
  • heat generation of switching elements 18A and 18D of U-phase inverter 19U and switching elements 18B and 18E of V-phase inverter 19V is suppressed. Therefore, even in a situation where the cooling efficiency by the suction refrigerant is worse than W phase, W The temperature drops to a value equivalent to that of the switching elements 18C and 18F of the phase inverter 19W, and thermal destruction does not occur.
  • the ON / OFF states of predetermined one-phase switching elements (for example, 18A and 18D) of the three-phase inverter circuit 28 are fixed based on the modulation voltage command values U ′, V ′, W ′, and other two phases
  • the switching density of the switching element of one phase can be made to be a value different from that
  • the temperatures of the switching elements 18A to 18F of each phase are leveled, and the thermal destruction or thermal destruction is It is possible to prevent in advance the stop of the electric compressor 16 associated with the risk of occurrence.
  • the line-to-line modulation operation unit 34 changes the switching density in accordance with the temperature of the switching elements 18A to 18F, it is possible to control the change of the switching density of the switching elements 18A to 18F accurately. It will be.
  • the line-to-line modulation operation unit 34 reduces the switching density of the phase of the switching element (for example, 18A and 18D) whose temperature is higher than the switching elements of other phases, the temperature is high. By suppressing the heat generation due to the switching loss of the switching element of the phase, it is possible to prevent in advance the disadvantage that the temperature of the switching element (for example, 18A and 18D) of the phase increases sharply.
  • the line-to-line modulation operation unit 34 compares the three-phase modulation voltage command values U ', V' and W 'of each phase, and turns on / off the switching element of the phase whose absolute value becomes maximum.
  • the three-phase modulation voltage command values of each phase are compared after multiplying the bias values biasU, biasV, biasW, the reduction degree of the number of switchings can be easily allocated to each phase by setting the bias value, and the switching density Change control can be performed smoothly.
  • the inter-line modulation operation unit 34 sets the bias values biasU, biasV, and biasW to values greater than 1 and 2 or less, it is possible to prevent the two-phase modulation from being broken.
  • the inter-line modulation operation unit 34 sets the bias values biasU, biasV and biasW to 1, but three-phase modulation of each phase The bias value may not be multiplied when comparing the voltage command values U ′, V ′, W ′.
  • the present invention to the power conversion device 1 in which the switching elements 18A to 18F are disposed in heat exchange relation with the refrigerant drawn into the electric compressor 16 as in the embodiment, the cooling efficiency by the suctioned refrigerant is obtained.
  • the switching density of the switching element (for example, 18A and 18D) of the phase disposed at the position where it gets worse is lowered to avoid the problem that the temperature of the switching element rises sharply, and the electric compressor 16 is forcibly stopped It is possible to eliminate the inconvenience of
  • the temperatures of the switching elements 18A to 18F are detected by the temperature sensors 26A to 26C.
  • the present invention is not limited thereto, and the control unit 21 determines the states of the temperatures of the switching elements 18A to 18F from the characteristics at the time of driving. You may make it estimate.
  • all the three-phase modulation voltage command values U ′, V ′, W ′ are multiplied by the bias values biasU, biasV, biasW and then compared, but the switching density is different from other phases. Only the three-phase modulation voltage command value of the phase to be converted into a value may be compared after being multiplied by the bias value.
  • the present invention is applied to the power conversion device 1 which drives and controls the motor 8 of the electric compressor 16 in the embodiment, the present invention is not limited thereto, and the temperature of the switching element of any phase may be higher than other phases.
  • the present invention is effective in the drive control of the motor of various devices having the same property.

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Abstract

【課題】二相変調方式を用いて、スイッチング素子が激しく温度上昇する不都合を解消することができるようにした電力変換装置を提供する。 【解決手段】モータ８に印加する三相変調電圧指令値を演算する相電圧指令演算部３３と、三相変調電圧指令値に基づき、三相インバータ回路２８の一相のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を固定させ、他の二相のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させる二相変調電圧指令値を演算する線間変調演算部３４と、ＰＷＭ信号生成部３６を備え、線間変調演算部は、少なくとも一相のスイッチング素子のスイッチング密度を、他の相とは異なる値とする。

Description

電力変換装置
　本発明は、モータに電力を供給して駆動する電力変換装置に関するものである。
　従来よりモータを駆動するための電力変換装置は、三相インバータ回路のＵＶＷ各相のスイッチング素子をＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御するものであるが、近年ではスイッチング素子の損失と発熱を低減する目的で、このＰＷＭ制御部に二相変調と称される方式を適用した電力変換装置（インバータ装置）が提案されている。
　この二相変調方式の電力変換装置は、ＵＶＷの各相のうち何れか一相のＯＮ／ＯＦＦ状態を固定し、他の二相のみＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させながら制御することにより、三相変調方式よりもスイッチング素子のスイッチング回数を減少させ、スイッチング損失と発熱量を減少させつつ、ＰＷＭ制御するものであった（例えば、特許文献１参照）。
　一方、例えば車両の車室内を空調する車両用空気調和装置に使用される電動圧縮機には、三相インバータ回路を有する電力変換装置が一体に設けられ、ＵＶＷの各相のスイッチング素子（電力用半導体素子）を吸入冷媒（低温のガス冷媒）によって冷却する構成が採られている（例えば、特許文献２参照）。
特開平８－３４０６９１号公報 特開２０１０－２７５９５１号公報 特開２０１７－１８４３６８号公報
　しかしながら、前記特許文献２のように吸入冷媒によってスイッチング素子を冷却する場合、吸入冷媒の下流側に配置された相のスイッチング素子の冷却効率は、上流側に配置された相のスイッチング素子よりも悪化する。そのため、下流側に配置された相のスイッチング素子の動作時のスイッチング損失に起因する発熱で、当該相のスイッチング素子の温度が激しく上昇し、インバータ回路の熱破壊が発生する危険性が生じると共に、係るインバータ回路の破損を防止するために電動圧縮機が強制停止されると云う問題もあった。
　このような問題を解決するために、例えば特許文献３に示されるような冷媒流路の制御を行って各相のスイッチング素子の温度を平準化することも考えられるが、構造が複雑化するため、特に特許文献２に示されるようなインバータ一体型の電動圧縮機では実現することが困難である。
　本発明は、係る従来の技術的課題を解決するために成されたものであり、二相変調方式を用いて、スイッチング素子が激しく温度上昇する不都合を解消することができるようにした電力変換装置を提供するものである。
　本発明の電力変換装置は、モータを駆動する三相インバータ回路と、モータに印加する三相変調電圧指令値を演算する相電圧指令演算部と、三相変調電圧指令値に基づき、三相インバータ回路の所定の一相のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を固定させると共に、他の二相のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させる二相変調電圧指令値を演算する線間変調演算部と、二相変調電圧指令値に基づき、三相インバータ回路をＰＷＭ制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、を備えたものであって、線間変調演算部は、少なくとも一相のスイッチング素子のスイッチング密度を、他の相とは異なる値とすることが可能とされていることを特徴とする。
　請求項２の発明の電力変換装置は、上記発明において線間変調演算部は、スイッチング素子の温度に応じてスイッチング密度を変更することを特徴とする。
　請求項３の発明の電力変換装置は、上記発明において線間変調演算部は、他の相のスイッチング素子よりも温度が高いスイッチング素子の相のスイッチング密度を低下させることを特徴とする。
　請求項４の発明の電力変換装置は、上記各発明において線間変調演算部は、各相の三相変調電圧指令値を比較し、絶対値が最大となる相のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を固定させると共に、各相の三相変調電圧指令値を比較する際、少なくともスイッチング密度を他の相とは異なる値とする相の三相変調電圧指令値に所定のバイアス値を乗算した後、各相の三相変調電圧指令値を比較することを特徴とする。
　請求項５の発明の電力変換装置は、上記発明において線間変調演算部は、バイアス値を１より大きく、２以下の値とすることを特徴とする。
　請求項６の発明の電力変換装置は、請求項４又は請求項５の発明において線間変調演算部は、各相のスイッチング素子のスイッチング密度を同一とする場合、バイアス値を１とするか、各相の三相変調電圧指令値を比較する際にバイアス値を乗算しないことを特徴とする。
　請求項７の発明の電力変換装置は、上記各発明においてスイッチング素子は、電動圧縮機に吸入される冷媒と熱交換関係に配置されていることを特徴とする。
　本発明によれば、モータを駆動する三相インバータ回路と、モータに印加する三相変調電圧指令値を演算する相電圧指令演算部と、三相変調電圧指令値に基づき、三相インバータ回路の所定の一相のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を固定させると共に、他の二相のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させる二相変調電圧指令値を演算する線間変調演算部と、二相変調電圧指令値に基づき、三相インバータ回路をＰＷＭ制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、を備えた電力変換装置において、線間変調演算部が、少なくとも一相のスイッチング素子のスイッチング密度を、他の相とは異なる値とすることができるようにしたので、スイッチング素子の動作時のスイッチング損失に起因する発熱で、三相のうちの何れか一つの相、若しくは、二つの相のスイッチング素子の温度が他の相よりも高くなるような状況において、各相のスイッチング素子の温度の平準化を図り、熱破壊、若しくは、熱破壊が発生する危険性に伴う装置の停止を未然に回避することが可能となる。
　例えば、請求項２の発明の如く線間変調演算部が、スイッチング素子の温度に応じてスイッチング密度を変更することにより、的確にスイッチング素子のスイッチング密度の変更を制御することができるようになる。
　この場合、請求項３の発明の如く線間変調演算部が、他の相のスイッチング素子よりも温度が高いスイッチング素子の相のスイッチング密度を低下させることで、温度が高い相のスイッチング素子のスイッチング損失に起因する発熱を抑制して、当該相のスイッチング素子が激しく温度上昇する不都合を未然に回避することができるようになる。
　また、請求項４の発明の如く線間変調演算部が、各相の三相変調電圧指令値を比較し、絶対値が最大となる相のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を固定させると共に、各相の三相変調電圧指令値を比較する際、少なくともスイッチング密度を他の相とは異なる値とする相の三相変調電圧指令値に所定のバイアス値を乗算した後、各相の三相変調電圧指令値を比較するようにすることで、バイアス値の設定によって各相にスイッチング回数の低減度合を簡単に割り振り、スイッチング密度の変更制御を円滑に行うことができるようになる。
　この場合、請求項５の発明の如く線間変調演算部が、バイアス値を１より大きく、２以下の値とするようにすれば、二相変調が破綻することも防止することが可能となる。
　また、各相のスイッチング素子のスイッチング密度を同一とする場合は、請求項６の発明の如く線間変調演算部がバイアス値を１とするか、各相の三相変調電圧指令値を比較する際にバイアス値を乗算しないようにすればよい。
　そして、本発明を請求項７の発明の如くスイッチング素子が、電動圧縮機に吸入される冷媒と熱交換関係に配置されている電力変換装置に適用することで、吸入冷媒による冷却効率が悪くなる位置に配置された相のスイッチング素子のスイッチング密度を低下させ、当該スイッチング素子が激しく温度上昇する不都合を未然に回避し、電動圧縮機が強制停止される等の不都合を解消することができるようになるものである。
本発明の一実施例の電力変換装置の電気回路図である。 図１の電力変換装置を備えた一実施例の電動圧縮機の縦断側面図である。 図２の電動圧縮機をインバータ収容部側から見たカバーと基板を除く側面図である。 図１の電力変換装置の相電圧指令演算部が出力する三相変調電圧指令値とキャリア三角波を示す図である。 図１の電力変換装置の線間変調演算部が出力する二相変調電圧指令値と、ＰＷＭ信号生成部が出力するＰＷＭ波形とキャリア三角波を示す図である。 図１の電力変換装置の線間変調演算部におけるバイアス値の範囲を説明するための図である。 同じく図１の電力変換装置の線間変調演算部におけるバイアス値の範囲を説明するための図である。 同じく図１の電力変換装置の線間変調演算部におけるバイアス値の範囲を説明するための図である。 図１の電力変換装置の線間変調演算部においてＵ相の二相変調電圧指令値にバイアス値を乗算した場合のＰＷＭ波形等を示す図である。 図９中のバイアス値＝１．４の場合の二相変調電圧指令値とＰＷＭ波形、キャリア三角波を示す図である。 図９中のバイアス値＝１．８の場合の二相変調電圧指令値とＰＷＭ波形、キャリア三角波を示す図である。 図９中のバイアス値＝２．０の場合の二相変調電圧指令値とＰＷＭ波形、キャリア三角波を示す図である。 図１の電力変換装置の線間変調演算部においてＵ相とＶ相の二相変調電圧指令値にそれぞれバイアス値を乗算した場合のＰＷＭ波形等を示す図である。 図１３中のバイアス値＝１．４の場合の二相変調電圧指令値とＰＷＭ波形、キャリア三角波を示す図である。 図１３中のバイアス値＝２．０の場合の二相変調電圧指令値とＰＷＭ波形、キャリア三角波を示す図である。
　以下、本発明の実施の形態について、図面に基づいて詳細に説明する。先ず、図２と図３を参照しながら本発明の電力変換装置１を一体に備えた実施例の電動圧縮機（所謂インバータ一体型電動圧縮機）１６について説明する。尚、実施例の電動圧縮機１６は、エンジン駆動自動車やハイブリッド自動車、電気自動車等の車両に搭載される車両用空気調和装置の冷媒回路の一部を構成するものである。
　（２）電動圧縮機１６の構成
　図２において、電動圧縮機１６の金属性の筒状ハウジング２内は、当該ハウジング２の軸方向に交差する仕切壁３により圧縮機構収容部４とインバータ収容部６とに区画されており、圧縮機構収容部４内に例えばスクロール型の圧縮機構７と、この圧縮機構７を駆動するモータ８が収容されている。この場合、モータ８はハウジング２に固定されたステータ９と、このステータ９の内側で回転するロータ１１から成るＩＰＭＳＭ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ　Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　Ｍａｇｎｅｔ　Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ　Ｍｏｔｏｒ）である。
　仕切壁３の圧縮機構収容部４側の中心部には軸受部１２が形成されており、ロータ１１の駆動軸１３の一端はこの軸受部１２に支持され、駆動軸１３の他端は圧縮機構７に連結されている。ハウジング２の圧縮機構収容部４に対応する位置の仕切壁３近傍には吸入口１４が形成されており、モータ８のロータ１１（駆動軸１３）が回転して圧縮機構７が駆動されると、この吸入口１４からハウジング２の圧縮機構収容部４内に作動流体である低温の冷媒が流入し、圧縮機構７に吸引されて圧縮される。
　そして、この圧縮機構７で圧縮され、高温・高圧となった冷媒は、図示しない吐出口よりハウジング２外の前記冷媒回路に吐出される構成とされている。また、吸入口１４から流入した低温の冷媒は、仕切壁３近傍を通ってモータ８の周囲を通過し、圧縮機構７に吸引されることから、仕切壁３も冷却されることになる。
　そして、この仕切壁３で圧縮機構収容部４と区画されたインバータ収容部６内には、モータ８を駆動制御する本発明の電力変換装置１が収容される。この場合、電力変換装置１は、仕切壁３を貫通する密封端子やリード線を介してモータ８に給電する構成とされている。
　（２）電力変換装置１の構造（スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆの配置）
　実施例の場合、電力変換装置１は、基板１７と、この基板１７の一面側に配線された６個のスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆと、基板１７の他面側に配線された制御部２１と、図示しないＨＶコネクタ、ＬＶコネクタ等から構成されている。スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは、実施例ではＭＯＳ構造をゲート部に組み込んだ絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等から構成されている。
　この場合、実施例では後述する三相のインバータ回路（三相インバータ回路）２８のＵ相インバータ１９Ｕの上アーム側のスイッチング素子１８Ａと下アーム側のスイッチング素子１８Ｄ、Ｖ相インバータ１９Ｖの上アーム側のスイッチング素子１８Ｂと下アーム側のスイッチング素子１８Ｅ、Ｗ相インバータ１９Ｗの上アーム側のスイッチング素子１８Ｃと下アーム側のスイッチング素子１８Ｆは二つずつそれぞれ並んだかたちとされ、この並んだ一組のスイッチング素子１８Ａ及び１８Ｄ、スイッチング素子１８Ｂ及び１８Ｅ、スイッチング素子１８Ｃ及び１８Ｆが、図３に示す如く基板１７の中心の周囲に放射状に配置されている。
　尚、この出願において放射状とは図３に示す如きコ字状も含むものとする。また、図３に示す配置に限らず、一つ一つのスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆを、基板１７の中心の周囲に円弧状（扇状）に配置してもよい。
　また、実施例ではＷ相インバータ１９Ｗのスイッチング素子１８Ｃ及び１８Ｆが吸入口１４側に位置しており、それに対して図３における反時計回り９０°の位置にＶ相インバータ１９Ｖのスイッチング素子１８Ｂ及び１８Ｅが配置され、吸入口１４とは反対側の位置にＵ相インバータ１９Ｕのスイッチング素子１８Ａ及び１８Ｄが配置されたかたちとされている。そして、吸入口１４から吸入された冷媒は、図３中破線矢印の如くハウジング２の軸を中心として反時計回りに回転する。そのため、吸入冷媒の流れに対してＷ相インバータ１９Ｗのスイッチング素子１８Ｃ及び１８Ｆが最も上流側に位置し、その下流側にＶ相インバータ１９Ｖのスイッチング素子１８Ｂ及び１８Ｅが位置し、最も下流側にＵ相インバータ１９Ｕのスイッチング素子１８Ａ及び１８Ｄが配置されたかたちとなる。
　また、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆの端子部２２は、基板１７の中心側となった状態で基板１７に接続されている。更に、この実施例ではＵ相インバータ１９Ｕのスイッチング素子１８Ａ及び１８Ｄの端子部２２の近傍の基板１７に、スイッチング素子１８Ａ及び１８Ｄの温度を検出するための温度センサ（サーミスタ）２６Ａが配置されており、Ｖ相インバータ１９Ｖのスイッチング素子１８Ｂ及び１８Ｅの端子部２２の近傍の基板１７には、スイッチング素子１８Ｂ及び１８Ｅの温度を検出するための温度センサ２６Ｂが配置され、Ｗ相インバータ１９Ｗのスイッチング素子１８Ｃ及び１８Ｆの端子部２２の近傍の基板１７には、スイッチング素子１８Ｃ及び１８Ｆの温度を検出するための温度センサ２６Ｃが配置され、各温度センサ２６Ａ～２６Ｃは制御部２１に接続されている。
　そして、このように組み立てられた電力変換装置１は、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆがある一面側が仕切壁３側となった状態でインバータ収容部６内に収容されて仕切壁３に取り付けられ、カバー２３にて塞がれる。この場合、基板１７は仕切壁３から起立するボス部２４を介して仕切壁３に固定されることになる。
　このように電力変換装置１が仕切壁３に取り付けられた状態で、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは仕切壁３に直接若しくは所定の絶縁熱伝導材を介して密着し、ハウジング２の仕切壁３と熱交換関係となる。このとき、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは軸受１２及び駆動軸１３に対応する箇所を避けた位置に配置され、その周囲を囲繞するかたちで配置される（図３）。
　そして、前述した如く仕切壁３は圧縮機構収容部４内に吸入される冷媒によって冷やされているので、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは仕切壁３を介して吸入冷媒と熱交換関係となり、仕切壁３の厚みを介して圧縮機構収容部４内に吸入された冷媒によって冷却され、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆ自体は仕切壁３を介して冷媒に放熱するかたちとなる。
　（３）電力変換装置１の回路構成
　次に、図１において電力変換装置１は、前述した三相のインバータ回路（三相インバータ回路）２８と、制御部２１を備えている。インバータ回路２８は、直流電源（バッテリ）２９の直流電圧を三相交流電圧に変換してモータ８のステータ９の電機子コイルに印加する回路である。このインバータ回路２８は、前述したＵ相インバータ１９Ｕ、Ｖ相インバータ１９Ｖ、Ｗ相インバータ１９Ｗを有しており、各相インバータ１９Ｕ～１９Ｗは、それぞれ前述した上アーム側のスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃと、下アーム側のスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆを個別に有している。更に、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆには、それぞれフライホイールダイオード３１が逆並列に接続されている。
　そして、インバータ回路２８の上アーム側のスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃの上端側は、直流電源２９及び平滑コンデンサ３２の正極側に接続されている。尚、平滑コンデンサ３２も基板１７に設けられて電力変換装置１を構成するものであるが、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆの配置を分かり易くするため、図２、図３では示していない。一方、インバータ回路２８の下アーム側のスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆの下端側は、直流電源２９及び平滑コンデンサ３２の負極側に接続されている。
　そして、Ｕ相インバータ１９Ｕの上アーム側のスイッチング素子１８Ａと下アーム側のスイッチング素子１８Ｄとの間は、モータ８のＵ相の電機子コイルに接続され、Ｖ相インバータ１９Ｖの上アーム側のスイッチング素子１８Ｂと下アーム側のスイッチング素子１８Ｅとの間は、モータ８のＶ相の電機子コイルに接続され、Ｗ相インバータ１９Ｗの上アーム側のスイッチング素子１８Ｃと下アーム側のスイッチング素子１８Ｆとの間は、モータ８のＷ相の電機子コイルに接続されている。
　（４）制御部２１の構成
　次に、制御部２１はプロセッサを有するマイクロコンピュータから構成されており、車両ＥＣＵから回転数指令値を入力し、モータ８から相電流を入力して、これらに基づき、インバータ回路２８の各スイッチング素子１８Ａ～１８ＦのＯＮ／ＯＦＦ状態を制御する。具体的には、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆのゲート端子に印加するゲート電圧を制御する。
　この制御部２１は、相電圧指令演算部３３と、線間変調演算部３４と、ＰＷＭ信号生成部３６と、ゲートドライバ３７を有している。相電圧指令演算部３３は、モータ８の電気角、電流指令値と相電流に基づいてモータ８の各相の電機子コイルに印加する三相変調電圧指令値Ｕ’（Ｕ相電圧指令値）、Ｖ’（Ｖ相電圧指令値）、Ｗ’（Ｗ相電圧指令値）を演算する。この三相変調電圧指令値Ｕ’、Ｖ’、Ｗ’とは、モータ８の三相変調制御を行う場合における電圧指令値の正規化後（－１～１に補正後）の値であり、図４に示す。尚、図４には後述するＰＷＭ信号生成部３６で比較されるキャリア三角波も同時に示されている。また、図４中に示されたＶｕはモータ８の三相変調制御を行う場合の後述するＰＷＭ信号（Ｕ相）であり、図４中のＵＶ線間電圧は同じく三相変調制御を行う場合の後述するＵ相－Ｖ相間の電位差である。
　線間変調演算部３４は、相電圧指令演算部３３により演算され、算出された三相変調電圧指令値Ｕ’、Ｖ’、Ｗ’に基づき、二相変調電圧指令値Ｕ（Ｕ相電圧指令値）、Ｖ（Ｖ相電圧指令値）、Ｗ（Ｗ相電圧指令値）を演算する。この線間変調演算部３４の動作については後に詳述する。
　ＰＷＭ信号生成部３６は、線間変調演算部３４により演算され、算出された二相変調電圧指令値Ｕ、Ｖ、Ｗに基づき、インバータ回路２８のＵ相インバータ１９Ｕ、Ｖ相インバータ１９Ｖ、Ｗ相インバータ１９Ｗの駆動指令信号となるＰＷＭ信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを、キャリア三角波と大小を比較することにより発生させる。
　ゲートドライバ３７は、ＰＷＭ信号生成部３６から出力されるＰＷＭ信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに基づき、Ｕ相インバータ１９Ｕのスイッチング素子１８Ａ、１８Ｄのゲート電圧Ｖｕｕ、Ｖｕｌと、Ｖ相インバータ１９Ｖのスイッチング素子１８Ｂ、１８Ｅのゲート電圧Ｖｖｕ、Ｖｖｌと、Ｗ相インバータ１９Ｗのスイッチング素子１８Ｃ、１８Ｆのゲート電圧Ｖｗｕ、Ｖｗｌを発生させる。これらのゲート電圧Ｖｕｕ、Ｖｕｌ、Ｖｖｕ、Ｖｖｌ、Ｖｗｕ、Ｖｗｌは、所定時間におけるＯＮ状態の時間割合であるデューティにて表すことができる。
　そして、インバータ回路２８の各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは、ゲートドライバ３７から出力されるゲート電圧Ｖｕｕ、Ｖｕｌ、Ｖｖｕ、Ｖｖｌ、Ｖｗｕ、Ｖｗｌに基づき、ＯＮ／ＯＦＦ駆動される。即ち、ゲート電圧がＯＮ状態（所定の電圧値）となるとトランジスタがＯＮ動作し、ゲート電圧がＯＦＦ状態（零）となるとトランジスタがＯＦＦ動作する。このゲートドライバ３７は、スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆが前述したＩＧＢＴである場合には、ＰＷＭ信号に基づいてゲート電圧をＩＧＢＴに印加するための回路であり、フォトカプラやロジックＩＣ、トランジスタ等から構成される。
　（５）線間変調演算部３４の動作
　次に、図５～図１５を参照しながら制御部２１の線間変調演算部３４における二相変調電圧指令値Ｕ、Ｖ、Ｗの演算／算出動作について詳細に説明する。線間変調演算部３４が演算する二相変調電圧指令値Ｕ、Ｖ、Ｗとは、モータ８の二相変調制御を行うための電圧指令値の正規化後（－１～１に補正後）の値であり、一例が図５に示される。尚、図５にはＰＷＭ信号生成部３６で比較されるキャリア三角波も同時に示されている。また、図５中に示されたＶｕはモータ８の二相変調制御を行うためのＰＷＭ信号（Ｕ相）であり、図５中のＵＶ線間電圧は二相変調制御におけるＵ相－Ｖ相間の電位差である。
　（５－１）線間変調演算部３４の基本的な動作
　線間変調演算部３４は、基本的には相電圧指令演算部３３が算出した各相の三相変調電圧指令値であるＵ相電圧指令値Ｕ’と、Ｖ相電圧指令値Ｖ’と、Ｗ相電圧指令値Ｗ’を比較し、絶対値が最大となる相のスイッチング素子１８Ａ～１８ＦのＯＮ／ＯＦＦ状態をＯＮ又はＯＦＦ状態に固定させる二相変調電圧指令値であるＵ相電圧指令値Ｕと、Ｖ相電圧指令値Ｖと、Ｗ相電圧指令値Ｗを演算し、出力することにより、三相変調制御を行う場合に比して、スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆのスイッチング回数を減少させる二相変調制御を実行する。
　次に、その具体的な比較演算、固定相の決定制御について詳細に説明する。先ず、実施例の線間変調演算部３４は、上記の如く三相変調電圧指令値Ｕ’、Ｖ’、Ｗ’を比較する際、下記式（ｉ）～（ｉｉｉ）の如く各値に所定のバイアス値ｂｉａｓＵ、ｂｉａｓＶ、ｂｉａｓＷを乗算して、比較値Ｕ’ｃｏｍｐ、Ｖ’ｃｏｍｐ、Ｗ’ｃｏｍｐを算出する。
　Ｕ’ｃｏｍｐ＝ｂｉａｓＵ×Ｕ’　・・・（ｉ）
　Ｖ’ｃｏｍｐ＝ｂｉａｓＶ×Ｖ’　・・・（ｉｉ）
　Ｗ’ｃｏｍｐ＝ｂｉａｓＷ×Ｗ’　・・・（ｉｉｉ）
　次に、式（ｉｖ）、（ｖ）により、各比較値Ｕ’ｃｏｍｐ、Ｖ’ｃｏｍｐ、Ｗ’ｃｏｍｐを比較して、それらのうちの最大値Ｋ１と最小値Ｋ２を算出する。
　Ｋ１＝ｍａｘ（Ｕ’ｃｏｍｐ、Ｖ’ｃｏｍｐ、Ｗ’ｃｏｍｐ）　・・・（ｉｖ）
　Ｋ２＝ｍｉｎ（Ｕ’ｃｏｍｐ、Ｖ’ｃｏｍｐ、Ｗ’ｃｏｍｐ）　・・・（ｖ）
　また、最大値Ｋ１が最小値Ｋ２の絶対値以上である場合、即ち、Ｋ１≧ａｂｓ（Ｋ２）である場合は最大値Ｋ１をＫ３とし、最小値Ｋ２の絶対値が最大値Ｋ１より大きい場合、即ち、Ｋ１＜ａｂｓ（Ｋ２）である場合は最小値Ｋ２をＫ３とする。
　そして、Ｋ３が比較値Ｕ’ｃｏｍｐである場合、即ち、Ｋ３＝Ｕ’ｃｏｍｐである場合はＵ相電圧指令値Ｕ’をＫとする。また、Ｋ３が比較値Ｖ’ｃｏｍｐである場合、即ち、Ｋ３＝Ｖ’ｃｏｍｐである場合はＶ相電圧指令値Ｖ’をＫとし、Ｋ３が比較値Ｗ’ｃｏｍｐである場合、即ち、Ｋ３＝Ｗ’ｃｏｍｐである場合はＷ相電圧指令値Ｗ’をＫとする。
　このようにＫを決定した後、下記式（ｖｉ）～（ｖｉｉｉ）を用いて二相変調電圧指令値であるＵ相電圧指令値Ｕと、Ｖ相電圧指令値Ｖと、Ｗ相電圧指令値Ｗを演算する。
　Ｕ＝Ｕ’－Ｋ＋ｓｉｇｎ（Ｋ）　・・・（ｖｉ）
　Ｖ＝Ｖ’－Ｋ＋ｓｉｇｎ（Ｋ）　・・・（ｖｉｉ）
　Ｗ＝Ｗ’－Ｋ＋ｓｉｇｎ（Ｋ）　・・・（ｖｉｉｉ）
　但し、ｓｉｇｎ（Ｋ）とは、Ｋが正の値のとき１となり、Ｋが負の値のときは－１となるものとする。また、各式（ｖｉ）～（ｖｉｉｉ）から三相変調制御と二相変調制御で線間電圧は変わらないことが分かる。
　従って、Ｕ相電圧指令値Ｕ’がＫである場合、比較値Ｕ’ｃｏｍｐが最大値Ｋ１であるときは、Ｕ相電圧指令値Ｕは１となり、比較値Ｕ’ｃｏｍｐが最小値Ｋ２であるときは、Ｕ相電圧指令値Ｕは－１となる。これにより、Ｕ相電圧指令値Ｕ’がＫである期間、Ｕ相インバータ１９Ｕのスイッチング素子１８Ａ及び１８ＤのＯＮ／ＯＦＦ状態が固定され、その分、スイッチング回数が減少することになる。
　また、Ｖ相電圧指令値Ｖ’がＫである場合、比較値Ｖ’ｃｏｍｐが最大値Ｋ１であるときは、Ｖ相電圧指令値Ｖは１となり、比較値Ｖ’ｃｏｍｐが最小値Ｋ２であるときは、Ｖ相電圧指令値Ｖは－１となる。これにより、Ｖ相電圧指令値Ｖ’がＫである期間、Ｖ相インバータ１９Ｖのスイッチング素子１８Ｂ及び１８ＥのＯＮ／ＯＦＦ状態が固定され、その分、スイッチング回数が減少することになる。
　また、Ｗ相電圧指令値Ｗ’がＫである場合、比較値Ｗ’ｃｏｍｐが最大値Ｋ１であるときは、Ｗ相電圧指令値Ｗは１となり、比較値Ｗ’ｃｏｍｐが最小値Ｋ２であるときは、Ｗ相電圧指令値Ｗは－１となる。これにより、Ｗ相電圧指令値Ｗ’がＫである期間、Ｗ相インバータ１９Ｗのスイッチング素子１８Ｃ及び１８ＦのＯＮ／ＯＦＦ状態が固定され、その分、スイッチング回数が減少することになる。
　図５は前記式（ｉ）～（ｉｉｉ）で乗算するバイアス値ｂｉａｓＵ、ｂｉａｓＶ、ｂｉａｓＷを全て１とした場合に線間変調演算部３４から出力されるＵ相電圧指令値Ｕ、Ｖ相電圧指令値Ｖ、Ｗ相電圧指令値Ｗと、ＰＷＭ信号生成部３６から出力されるＵ相のＰＷＭ信号Ｖｕと、ＵＶ線間電圧を示している（ｂｉａｓＵ＝ｂｉａｓＶ＝ｂｉａｓＷ＝１）。図５においてＵ相電圧指令値Ｕが１又は－１となっている期間、Ｕ相インバータ１９Ｕのスイッチング素子１８Ａ及び１８ＤのＯＮ／ＯＦＦ状態が固定され、Ｖ相電圧指令値Ｖが１又は－１となっている期間、Ｖ相インバータ１９Ｖのスイッチング素子１８Ｂ及び１８ＥのＯＮ／ＯＦＦ状態が固定され、Ｗ相インバータ１９Ｗのスイッチング素子１８Ｃ及び１８ＦのＯＮ／ＯＦＦ状態が固定される。
　これにより、三相変調制御における各相のスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆの一周期あたりのスイッチング回数の合計を、６／６（Ｕ相）＋６／６（Ｖ相）＋６／６（Ｗ相）＝１８／６と定義した場合、図５の如き二相変調制御では、各相のスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆのスイッチング回数は、何れも２／３まで低下し、４／６（Ｕ相）＋４／６（Ｖ相）＋４／６（Ｗ相）＝１２／６となる。従って、二相変調制御によれば、三相変調制御に比して各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆにおいて発生するスイッチング損失と、それよる発熱が抑制されることになる。
　（５－２）線間変調演算部３４によるスイッチング密度の変更制御（その１）
　図５の如く式（ｉ）～（ｉｉｉ）で乗算するバイアス値ｂｉａｓＵ、ｂｉａｓＶ、ｂｉａｓＷを全て１とした場合（ｂｉａｓＵ＝ｂｉａｓＶ＝ｂｉａｓＷ＝１）、各相のスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆのスイッチング回数は同一となるため、一周期あたりのスイッチング回数（本発明におけるスイッチング密度）も各相において同一となる。従って、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆにおいて発生する発熱も同様になると考えられる。
　しかしながら、例えば図３に示す如く吸入冷媒の流れに対してＷ相インバータ１９Ｗのスイッチング素子１８Ｃ及び１８Ｆが最も上流側に位置し、その下流側にＶ相インバータ１９Ｖのスイッチング素子１８Ｂ及び１８Ｅが位置し、最も下流側にＵ相インバータ１９Ｕのスイッチング素子１８Ａ及び１８Ｄが配置されている場合、Ｗ相のインバータ１９Ｗのスイッチング素子１８Ｃ及び１８Ｆよりも下流側に位置するＶ相インバータ１９Ｖのスイッチング素子１８Ｂ及び１８Ｅの冷却効果はＷ相よりも悪くなり、Ｖ相のインバータ１９Ｖのスイッチング素子１８Ｂ及び１８Ｅよりも下流側に位置するＵ相インバータ１９Ｕのスイッチング素子１８Ａ及び１８Ｄの冷却効果は更に悪くなる。
　そのため、例えばＵ相のスイッチング素子１８Ａ及び１８Ｄの動作時のスイッチング損失に起因する発熱で温度が激しく上昇した場合、三相インバータ回路２８の熱破壊が発生する危険性が生じる。そこで制御部２１は、実施例では温度センサ２６Ａ～２６Ｃの出力に基づき、何れかの相のスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆの温度が所定の保護閾値以上に上昇した場合、三相インバータ回路２８の破損を防止するために電動圧縮機１６を強制停止するものであるが、この発明ではそれ以前に、制御部２１の線間変調演算部３４が、温度上昇が激しい相のスイッチング素子の温度上昇を抑制する制御を実行する。
　以下、具体的に説明する。例えば、温度センサ２６Ａが検出するＵ相インバータ１９Ｕのスイッチング素子１８Ａ及び１８Ｄの温度に応じて、当該スイッチング素子１８Ａ及び１８Ｄの温度が、温度センサ２６Ｂや温度センサ２６Ｃが検出する他のＶ相インバータ１９Ｖのスイッチング素子１８Ｂ及び１８Ｅや、Ｗ相インバータ１９Ｗのスイッチング素子１８Ｃ及び１８Ｆの温度より高い場合、若しくは、高い状態が所定時間継続した場合、線間変調演算部３４は前述した式（ｉ）～（ｉｉｉ）で乗算するバイアス値ｂｉａｓＵを１より大きい値とし、ｂｉａｓＶとｂｉａｓＷは１とする。
　ここで、線間変調演算部３４は前記バイアス値ｂｉａｓＵ、ｂｉａｓＶ、ｂｉａｓＷを１以上２以下の範囲（１≦バイアス値≦２）で決定する。その理由を図６～図８を用いて説明する。三相変調電圧指令値Ｕ’、Ｖ’、Ｗ’のうちの中間の値を前述したＫに採用すると、それ以外の相の三相変調電圧指令値は－１～１の範囲外になって線間変調が破綻してしまう。これは前述した式（ｖｉ）～（ｖｉｉｉ）でＫに中間の値を採用すれば分かる。
　即ち、中間の値をＫに採用することができないので、中間の値の絶対値が最大値・最小値の絶対値より大きくなるようなバイアス値を設定することはできない。図６に三相変調電圧指令値Ｕ’、Ｖ’、Ｗ’を示すが、この図６中の太い実線が最大値、細い実線が最小値、破線が中間の値となる。この図６を絶対値化したものを図７に示す。図７において、中間の値（破線）が最大値（太い実線）・最小値（細い実線）に最も近づくのは中間の値が０．５のときである。
　そこで、図７の中間の値を二倍（バイアス値＝２）にしたものを図８に示す。この図では中間の値が０．５のときが二倍されて１になり、最大値・最小値と一致している（中間の値０．５はここでは最大値・最小値と一致するためＫに採用しても線間変調は破綻しない）。また、それ以外の領域であれば中間の値を二倍にしても最大値・最小値より小さいために採用されない。以上の理由により、線間変調演算部３４が設定するバイアス値ｂｉａｓＵ、ｂｉａｓＶ、ｂｉａｓＷは２以下の値とされる。また、図５の如く各相のスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆのスイッチング回数を同一とする場合は、バイアス値ｂｉａｓＵ、ｂｉａｓＶ、ｂｉａｓＷを全て１（ｂｉａｓＵ＝ｂｉａｓＶ＝ｂｉａｓＷ＝１）とし、後述する如くスイッチング密度を低下させるときにはバイアス値を１より大きい値とするので、結果としてバイアス値ｂｉａｓＵ、ｂｉａｓＶ、ｂｉａｓＷは１以上、２以下の範囲で決定されることになる。
　図３の例の如く例えばＵ相インバータ１９Ｕのスイッチング素子１８Ａ及び１８Ｄの温度が他の相よりも高い場合、若しくは、高い状態が所定時間継続した場合、線間変調演算部３４はバイアス値ｂｉａｓＵを１より大きい値とし、ｂｉａｓＶとｂｉａｓＷは１とするものであるが、実施例では他の相に対するＵ相インバータ１９Ｕのスイッチング素子１８Ａ及び１８Ｄの温度上昇の度合に応じてバイアス値ｂｉａｓＵを決定する。具体的には、Ｕ相インバータ１９Ｕのスイッチング素子１８Ａ及び１８Ｄの温度が他の相よりも高く、その差が大きい程、バイアス値ｂｉａｓＵを大きくしていく。但し、１より大きく、２以下の範囲である。
　図９はバイアス値ｂｉａｓＵ＝１．０、ｂｉａｓＵ＝１．２、ｂｉａｓＵ＝１．４、ｂｉａｓＵ＝１．６、ｂｉａｓＵ＝１．８、ｂｉａｓＵ＝２．０としたときの二相変調電圧指令値Ｕ、Ｖ、Ｗの変化を示し、図１０はｂｉａｓＵ＝１．４のときの詳細、図１１はｂｉａｓＵ＝１．８のときの詳細、図１２はｂｉａｓＵ＝２．０のときの詳細をそれぞれ示している（図５はｂｉａｓＵ＝１の詳細である。また、ｂｉａｓＶ＝ｂｉａｓＷ＝１である）。
　各図から明らかな如く、バイアス値ｂｉａｓＵが大きくなる程、Ｕ相インバータ１９Ｕのスイッチング素子１８Ａ及び１８ＤのＯＮ／ＯＦＦ状態が固定される期間（Ｕ相電圧指令値Ｕが１又は－１となっている期間）が長くなり、その分、一周期あたりのスイッチング回数が減少してスイッチング密度が低下する。そして、最大のｂｉａｓＵ＝２のときに、Ｕ相インバータ１９Ｕのスイッチング素子１８Ａ及び１８Ｄのスイッチング回数は２／６となり、Ｖ相インバータ１９Ｖのスイッチング素子１８Ｂ及び１８Ｅと、Ｗ相インバータ１９Ｗのスイッチング素子１８Ｃ及び１８Ｆのスイッチング回数は何れも５／６となる（合計は２／６＋５／６＋５／６となって三相変調制御の６／６＋６／６＋６／６よりも１低減される）。
　即ち、温度上昇が激しいＵ相インバータ１９Ｕのスイッチング素子１８Ａ及び１８Ｄのスイッチング密度は他の相のスイッチング密度とは異なる値となり、Ｖ相インバータ１９Ｖのスイッチング素子１８Ｂ及び１８Ｅと、Ｗ相インバータ１９Ｗのスイッチング素子１８Ｃ及び１８Ｆのスイッチング密度より低下する。これにより、Ｕ相インバータ１９Ｕのスイッチング素子１８Ａ及び１８Ｄの発熱が抑制されることになるので、吸入冷媒による冷却効率が悪い状況でも、他の相のスイッチング素子と同等の値まで温度が低下し、熱破壊が起こらないようになる。
　（５－３）線間変調演算部３４によるスイッチング密度の変更制御（その２）
　一方、例えば温度センサ２６Ａが検出するＵ相インバータ１９Ｕのスイッチング素子１８Ａ及び１８Ｄの温度と、温度センサ２６Ｂが検出するＶ相インバータ１９Ｖのスイッチング素子１８Ｂ及び１８Ｅの温度が、温度センサ２６Ｃが検出するＷ相インバータ１９Ｗのスイッチング素子１８Ｃ及び１８Ｆより高い場合、若しくは、高い状態が所定時間継続した場合、線間変調演算部３４はバイアス値ｂｉａｓＵとｂｉａｓＶを１より大きい値とし、ｂｉａｓＷは１とする。
　この場合も実施例ではＷ相に対するＵ相インバータ１９Ｕのスイッチング素子１８Ａ及び１８Ｄ及びＶ相インバータ１９Ｖのスイッチング素子１８Ｂ及び１８Ｅの温度上昇の度合に応じてバイアス値ｂｉａｓＵ及びｂｉａｓＶを決定する。具体的には、Ｕ相インバータ１９Ｕのスイッチング素子１８Ａ及び１８ＤとＶ相インバータ１９Ｖのスイッチング素子１８Ｂ及び１８Ｅの温度がＷ相よりも高く、その差が大きい程、バイアス値ｂｉａｓＵ及びｂｉａｓＶを大きくしていく。但し、この場合も１より大きく、２以下の範囲である。
　図１３はバイアス値ｂｉａｓＵ＝ｂｉａｓＶ＝１．０、ｂｉａｓＵ＝ｂｉａｓＶ＝１．２、ｂｉａｓＵ＝ｂｉａｓＶ＝１．４、ｂｉａｓＵ＝ｂｉａｓＶ＝１．６、ｂｉａｓＵ＝ｂｉａｓＶ＝１．８、ｂｉａｓＵ＝ｂｉａｓＶ＝２．０としたときの二相変調電圧指令値Ｕ、Ｖ、Ｗの変化を示し、図１４はｂｉａｓＵ＝ｂｉａｓＶ＝１．４のときの詳細、図１５はｂｉａｓＵ＝ｂｉａｓＶ＝２．０のときの詳細をそれぞれ示している（ｂｉａｓＷ＝１である）。
　各図から明らかな如く、バイアス値ｂｉａｓＵ及びｂｉａｓＶが大きくなる程、Ｕ相インバータ１９Ｕのスイッチング素子１８Ａ及び１８ＤとＶ相インバータ１９Ｖのスイッチング素子１８Ｂ及び１８ＥのＯＮ／ＯＦＦ状態が固定される期間（Ｕ相電圧指令値ＵとＶ相電圧指令値Ｖが１又は－１となっている期間）が長くなり、その分、一周期あたりのスイッチング回数が減少してスイッチング密度が低下する。そして、最大のｂｉａｓＵ＝ｂｉａｓＶ＝２のときに、Ｕ相インバータ１９Ｕのスイッチング素子１８Ａ及び１８ＤとＶ相インバータ１９Ｖのスイッチング素子１８Ｂ及び１８Ｅのスイッチング回数はそれぞれ３／６となり、Ｗ相インバータ１９Ｗのスイッチング素子１８Ｃ及び１８Ｆのスイッチング回数は６／６（常時スイッチング）となる（合計は３／６＋３／６＋６／６となってこの場合も三相変調制御の６／６＋６／６＋６／６より１低減される）。
　即ち、温度上昇が激しいＵ相インバータ１９Ｕのスイッチング素子１８Ａ及び１８ＤとＶ相インバータ１９Ｖのスイッチング素子１８Ｂ及び１８Ｅのスイッチング密度はＷ相のスイッチング密度とは異なる値となり、Ｗ相インバータ１９Ｗのスイッチング素子１８Ｃ及び１８Ｆのスイッチング密度より低下する。これにより、Ｕ相インバータ１９Ｕのスイッチング素子１８Ａ及び１８ＤとＶ相インバータ１９Ｖのスイッチング素子１８Ｂ及び１８Ｅの発熱が抑制されることになるので、吸入冷媒による冷却効率がＷ相よりも悪い状況でも、Ｗ相インバータ１９Ｗのスイッチング素子１８Ｃ及び１８Ｆと同等の値まで温度が低下し、熱破壊が起こらないようになる。
　また、上記の如くバイアス値ｂｉａｓＵ、ｂｉａｓＶ、ｂｉａｓＷを三相変調電圧指令値Ｕ’、Ｖ’、Ｗ’に乗算した後、それらを比較するようにすることで、各バイアス値の比率を設定するだけで、自動的にスイッチング回数の低減値（三相変調制御から二相変調制御にしたときのスイッチング回数の低減値＝１）を各相に割り振ることができるようになる。
　以上詳述した如く、モータ８を駆動する三相インバータ回路２８と、モータ８に印加する三相変調電圧指令値Ｕ’、Ｖ’、Ｗ’を演算する相電圧指令演算部３３と、三相変調電圧指令値Ｕ’、Ｖ’、Ｗ’に基づき、三相インバータ回路２８の所定の一相のスイッチング素子（例えば、１８Ａ及び１８Ｄ）のＯＮ／ＯＦＦ状態を固定させると共に、他の二相のスイッチング素子（例えば、１８Ｂ及び１８Ｅ、１８Ｃ及び１８Ｆ）のＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させる二相変調電圧指令値Ｕ、Ｖ、Ｗを演算する線間変調演算部３４と、二相変調電圧指令値Ｕ、Ｖ、Ｗに基づき、三相インバータ回路２８をＰＷＭ制御するＰＷＭ信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを生成するＰＷＭ信号生成部３６を備えた電力変換装置１において、線間変調演算部３４が、少なくとも一相のスイッチング素子のスイッチング密度を、他の相とは異なる値とすることができるようにしたので、スイッチング素子の動作時のスイッチング損失に起因する発熱で、三相のうちの何れか一つの相、若しくは、二つの相のスイッチング素子の温度が他の相よりも高くなるような状況において、各相のスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆの温度の平準化を図り、熱破壊、若しくは、熱破壊が発生する危険性に伴う電動圧縮機１６の停止を未然に回避することが可能となる。
　また、実施例では線間変調演算部３４が、スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆの温度に応じてスイッチング密度を変更しているので、的確にスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆのスイッチング密度の変更を制御することができるようになる。
　この場合、実施例では線間変調演算部３４が、他の相のスイッチング素子よりも温度が高いスイッチング素子（例えば１８Ａ及び１８Ｄ）の相のスイッチング密度を低下させるようにしているので、温度が高い相のスイッチング素子のスイッチング損失に起因する発熱を抑制して、当該相のスイッチング素子（例えば、１８Ａ及び１８Ｄ）が激しく温度上昇する不都合を未然に回避することができるようになる。
　また、実施例では線間変調演算部３４が、各相の三相変調電圧指令値Ｕ’、Ｖ’、Ｗ’を比較し、絶対値が最大となる相のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を固定させると共に、各相の三相変調電圧指令値を比較する際、少なくともスイッチング密度を他の相とは異なる値とする相の三相変調電圧指令値Ｕ’、Ｖ’、Ｗ’に所定のバイアス値ｂｉａｓＵ、ｂｉａｓＶ、ｂｉａｓＷを乗算した後、各相の三相変調電圧指令値を比較するようにしているので、バイアス値の設定によって各相にスイッチング回数の低減度合を簡単に割り振り、スイッチング密度の変更制御を円滑に行うことができるようになる。
　この場合、線間変調演算部３４は、バイアス値ｂｉａｓＵ、ｂｉａｓＶ、ｂｉａｓＷを１より大きく、２以下の値とするので、二相変調が破綻することも防止することが可能となる。
　ここで、実施例では各相のスイッチング素子のスイッチング密度を同一とする場合、線間変調演算部３４がバイアス値ｂｉａｓＵ、ｂｉａｓＶ、ｂｉａｓＷを１とするようにしているが、各相の三相変調電圧指令値Ｕ’、Ｖ’、Ｗ’を比較する際にバイアス値を乗算しないようにしてもよい。
　そして、実施例の如くスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆが、電動圧縮機１６に吸入される冷媒と熱交換関係に配置されている電力変換装置１に本発明を適用することで、吸入冷媒による冷却効率が悪くなる位置に配置された相のスイッチング素子（例えば、１８Ａ及び１８Ｄ）のスイッチング密度を低下させ、当該スイッチング素子が激しく温度上昇する不都合を未然に回避し、電動圧縮機１６が強制停止される等の不都合を解消することができるようになる。
　尚、実施例では各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆの温度を温度センサ２６Ａ～２６Ｃで検出するようにしたが、それに限らず、制御部２１が駆動時の特性から各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆの温度の状態を推定するようにしてもよい。
　また、実施例では三相変調電圧指令値Ｕ’、Ｖ’、Ｗ’の全てにバイアス値ｂｉａｓＵ、ｂｉａｓＶ、ｂｉａｓＷを乗算した後、比較するようにしたが、スイッチング密度を他の相とは異なる値にしようとする相の三相変調電圧指令値のみにバイアス値を乗算した後、比較するようにしてもよい。
　更に、実施例では電動圧縮機１６のモータ８を駆動制御する電力変換装置１に本発明を適用したが、それに限らず、何れかの相のスイッチング素子の温度が他の相よりも上昇する危険性がある各種機器のモータの駆動制御に本発明は有効である。
　１　電力変換装置
　８　モータ
　１６　電動圧縮機
　１８Ａ～１８Ｆ　スイッチング素子
　１９Ｕ　Ｕ相インバータ
　１９Ｖ　Ｖ相インバータ
　１９Ｗ　Ｗ相インバータ
　２１　制御部
　２６Ａ～２６Ｃ　温度センサ
　２８　三相インバータ回路
　３３　相電圧指令演算部
　３４　線間変調演算部
　３６　ＰＷＭ信号生成部
　３７　ゲートドライバ

Claims (7)

  1. 　モータを駆動する三相インバータ回路と、
    　前記モータに印加する三相変調電圧指令値を演算する相電圧指令演算部と、
    　前記三相変調電圧指令値に基づき、前記三相インバータ回路の所定の一相のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を固定させると共に、他の二相のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させる二相変調電圧指令値を演算する線間変調演算部と、
    　前記二相変調電圧指令値に基づき、前記三相インバータ回路をＰＷＭ制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、
    　を備えた電力変換装置において、
    　前記線間変調演算部は、少なくとも一相の前記スイッチング素子のスイッチング密度を、他の相とは異なる値とすることが可能とされていることを特徴とする電力変換装置。
  2. 　前記線間変調演算部は、前記スイッチング素子の温度に応じてスイッチング密度を変更することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記線間変調演算部は、他の相の前記スイッチング素子よりも温度が高いスイッチング素子の相のスイッチング密度を低下させることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記線間変調演算部は、各相の前記三相変調電圧指令値を比較し、絶対値が最大となる相の前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を固定させると共に、
    　各相の前記三相変調電圧指令値を比較する際、少なくともスイッチング密度を他の相とは異なる値とする相の前記三相変調電圧指令値に所定のバイアス値を乗算した後、各相の前記三相変調電圧指令値を比較することを特徴とする請求項１乃至請求項３のうちの何れかに記載の電力変換装置。
  5. 　前記線間変調演算部は、前記バイアス値を１より大きく、２以下の値とすることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
  6. 　前記線間変調演算部は、各相の前記スイッチング素子のスイッチング密度を同一とする場合、前記バイアス値を１とするか、各相の前記三相変調電圧指令値を比較する際に前記バイアス値を乗算しないことを特徴とする請求項４又は請求項５に記載の電力変換装置。
  7. 　前記スイッチング素子は、電動圧縮機に吸入される冷媒と熱交換関係に配置されていることを特徴とする請求項１乃至請求項６のうちの何れかに記載の電力変換装置。
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