JP2017118755A - モータ駆動制御装置およびヒートポンプ機器 - Google Patents

Abstract

【課題】低負荷時から高負荷時までできるだけ低損失で安定してモータを駆動する。
【解決手段】モータ駆動制御装置２において、インバータ回路２０は、直流電圧を交流電圧に変換して圧縮機３用の三相モータ４に供給する。制御部３５は、インバータ回路２０にパルス幅変調信号を供給する。制御部３５は、第１の制御モードＡと、第１の制御モードよりも高負荷で実行される第２の制御モードＣとを少なくとも含む複数の制御モードを有する。第１の制御モードＡにおいて、制御部３５は、三相のうちの二相にのみパルス幅変調信号を供給する二相変調を行う。第２の制御モードＣにおいて、制御部３５は、三相全てにパルス幅変調信号を供給する三相変調を行うとともに、パルス幅変調周期を決定するためのキャリア周波数を第２の制御モードＡの場合よりも高くする。
【選択図】図１

Description

この発明は、三相モータを駆動制御するモータ駆動制御装置に関し、たとえば、圧縮機用の三相モータの駆動制御に好適に用いられるものである。さらに、この発明は、ヒートポンプ機器に関する。

ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）インバータによって駆動される交流モータの安定性、特に低速域の安定性を高める技術として、特開昭６１−２０３８９３号公報（特許文献１）に記載の技術が知られている。具体的にこの文献の制御方法では、交流モータの軽負荷時にはキャリア周波数を低く設定し、負荷の大きさに応じてキャリア周波数が高くなるようにＰＷＭインバータが制御される。

一方、特開２００７−１１０７８０号公報（特許文献２）は、二相変調制御モードと三相変調制御モードとを切替えてＰＷＭインバータを運転する方法を開示する。ここで、二相運転制御モードとは、スイッチング素子動作時の発熱を可及的に低減してインバータの熱破壊を回避する等の目的から、交流モータのＵ端子、Ｖ端子及びＷ端子に繋がる３つの信号相の内の二相のみを使用することにより、発熱量を減少させつつＰＷＭ信号を生成するものである。二相変調は、交流モータにおいて、Ｕ端子、Ｖ端子及びＷ端子がスター結線され、各相のうちの２つの相における電流値が決まると残りの１つの相における電流値も決まるという原理に基づいている。

特開昭６１−２０３８９３号公報 特開２００７−１１０７８０号公報 特開２００１−１１２２８７号公報

圧縮機用のモータは、近年、希土類磁石を用いることによって小型化が進んだため、モータの機械的時定数と電気的時定数とが近づいてきている。このため、モータ電流が不安定になりやすくなり、結果としてモータ電流の振動または過電流が生じやすくなっている。特に、空気調和機などのヒートポンプ機器（冷凍サイクル機器）に設けられた圧縮機では、モータの負荷が変動しやすく、さらに実際の制御では、モータの停止と起動が繰り返されるために、モータ電流の安定制御は特に重要な課題となっている。

他の問題点として、空気調和機などのヒートポンプ機器の場合には、省エネルギーのために、モータ制御用のインバータの損失をいかに低減するかが重要な課題である。さらに、圧縮機の圧力容器内に組込まれたモータ特有の課題として漏洩電流の増加という問題がある。

この発明は、上記の問題点を考慮してなされたものであり、その目的は、低負荷時から高負荷時までできるだけ低損失で安定してモータを駆動することが可能な圧縮機用のモータ駆動制御装置を提供することである。

この発明は一局面において、モータ駆動制御装置であって、インバータと制御部とを備える。インバータは、直流電圧を交流電圧に変換して圧縮機用の三相モータに供給する、パルス幅変調方式のインバータである。制御部は、インバータにパルス幅変調信号を供給する。制御部は、少なくとも第１の制御モードおよび第２の制御モードを含む複数の制御モードを有する。第２の制御モードは、第１の制御モードよりも高負荷で実行される。第１の制御モードにおいて、制御部は、三相のうちの二相にのみパルス幅変調信号を供給する二相変調を行う。第２の制御モードにおいて、制御部は、三相全てにパルス幅変調信号を供給する三相変調を行うとともに、パルス幅変調周期を決定するためのキャリア周波数を第２の制御モードの場合よりも高くする。

好ましくは、モータ駆動制御装置は、単相交流電圧を直流電圧に変換し、変換された直流電圧をインバータ回路に供給するコンバータ回路をさらに備える。コンバータ回路は、制御部の制御に従って、出力直流電圧を昇圧可能である。制御部は、上記の複数の制御モードとして、第２の制御モードよりも高負荷で実行される第３の制御モードをさらに有する。第３の制御モードにおいて、制御部は、三相変調を行うとともに、キャリア周波数を第２の制御モードの場合と等しく設定し、かつコンバータ回路の出力直流電圧を第１および第２の制御モードの場合よりも高くする。

好ましくは、制御部は、三相モータに供給するモータ電流の振幅値および振幅の変動幅の少なくとも一方に基づいて、上記の複数の制御モードのうちで実行する制御モードを変更する。

この発明は他の局面において、ヒートポンプ機器であって、凝縮器と、膨張弁と、蒸発器と、圧縮機とを備える。凝縮器は冷媒を凝縮させる。膨張弁は凝縮器を通過した冷媒を膨張させる。蒸発器は膨張弁を通過した冷媒を蒸発させる。圧縮機は、蒸発器を通過した冷媒を圧縮し、圧縮した冷媒を凝縮器に吐出する。圧縮機は、圧縮機構を駆動する三相モータと、三相モータを駆動制御する上記のモータ駆動制御装置とを含む。

好ましくは、モータ駆動制御装置の制御部は、凝縮器の温度に基づいて、複数の制御モードのうちで実行する制御モードを変更する。

この発明によれば、低負荷時から高負荷時までできるだけ低損失で安定してモータを駆動することができる。

第１の実施形態によるモータ駆動制御装置の構成を示すブロック図である。 図１の制御用マイコンの機能ブロック図である。 圧縮機の構成を模式的に示す断面図である。 モータの負荷レベルと変調モードおよびキャリア周波数の制御との関係を表形式で示す図である。 第１の実施形態においてインバータ回路の制御手順の一例を示すフローチャートである。 第１の実施形態においてインバータ回路の制御手順の他の例を示すフローチャートである。 三相モータの起動時のモータ電流の測定例を示すフローチャートである。 三相モータの電気回路モデル図である。 モータの各相の電圧指令値と図８の各部の電圧波形とモータ電流との関係の一例を示す図である。 モータの負荷レベルと、変調モード、キャリア周波数、および直流電圧の制御との関係を表形式で示す図である。 第２の実施形態においてモータの制御手順の一例を示すフローチャートである。 第２の実施形態においてモータの制御手順の他の例を示すフローチャートである。 空気調和機の冷媒回路を模式的に示す図である。 第３の実施形態における制御用マイコンの機能ブロック図である。 第３の実施形態においてモータの制御手順の一例を示すフローチャートである。

以下、実施形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して、その説明を繰返さない。

＜第１の実施形態＞
［モータ駆動制御装置の全体構成］
図１は、第１の実施形態によるモータ駆動制御装置の構成を示すブロック図である。図１を参照してモータ駆動制御装置２は、ＤＣブラシレスモータなどの三相モータ４の駆動制御に用いられる。三相モータ４は、圧縮機３（コンプレッサ）用のモータに好適に用いられる。図１に示すように、モータ駆動制御装置２は、コンバータ回路７０と、インバータ回路２０と、電圧検出回路３１と、コンバータ回路用のゲート信号生成回路３２と、電流電圧検出回路３３と、インバータ回路用のゲート信号生成回路３４と、制御用マイコン３５とを含む。以下、各構成要素について説明する。

（１． コンバータ回路）
コンバータ回路７０は、交流電源１から供給された単相交流電圧を直流電圧に変換する。コンバータ回路７０は、力率改善機能および昇圧機能を有する昇圧チョッパ型のコンバータとして構成されている。なお、コンバータ回路７０の昇圧機能は第２の実施形態で利用されるものであるので、第１の実施形態の場合、コンバータ回路７０は昇圧機能を有していなくてもよい。

より詳細には、コンバータ回路７０は、リアクトル１１と、倍電圧整流回路１３と、ダイオードブリッジ回路１２と、スイッチング素子Ｑ７とを含む。図１では、スイッチング素子Ｑ７としてＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が用いられているが、バイポーラトランジスタまたはパワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Filed Effect Transistor）など他の種類の半導体スイッチング素子であっても構わない。

倍電圧整流回路１３は、正側ノードＮｐと負側ノードＮｎとの間に互いに直列に逆バイアス方向に接続されたダイオードＤ７，Ｄ８と、ダイオードＤ７，Ｄ８の全体と並列にかつ互いに直列に接続されたコンデンサＣ１，Ｃ２とを含む。ダイオードＤ７，Ｄ８の接続ノードＮａと、コンデンサＣ１，Ｃ２の接続ノードＮｂとの間に、交流電源１およびリアクトル１１が直列に接続されている。

ダイオードブリッジ回路１２は、４個のダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ１３，Ｄ１４を含む。接続ノードＮａにはダイオードＤ１１のアノードとダイオードＤ１２のカソードとが接続される。接続ノードＮｂにはダイオードＤ１３のアノードとダイオードＤ１４のカソードとが接続される。ダイオードＤ１１，Ｄ１３のカソードは共通のノードＮｃを介してスイッチング素子Ｑ７の一端（ＩＧＢＴのコレクタ）に接続される。ダイオードＤ１２，Ｄ１４のアノードは共通のノードＮｄを介してスイッチング素子Ｑ７の他端（ＩＧＢＴのエミッタ）に接続される。したがって、スイッチング素子Ｑ７がオン状態のときは交流電源１の出力はリアクトル１１のみに供給されるのに対し、スイッチング素子Ｑ７がオフ状態のときは交流電源１の出力は、リアクトル１１と倍電圧整流回路１３との両方に供給される。

（２． インバータ回路）
インバータ回路２０は、コンバータ回路７０から出力された直流電圧Ｖｄｃを、パルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）方式によって三相交流電圧に変換する。インバータ回路２０から出力されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の三相交流電圧は、三相モータ４のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電機子巻線にそれぞれ印加される。図１に示すように三相モータ４の電機子巻線はスター結線（Ｙ結線）されている。

図１の場合、インバータ回路２０は三相ブリッジ回路として構成される。具体的にインバータ回路２０は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６と、ダイオードＤ１〜Ｄ６と、３シャント方式で三相電流を検出するための抵抗素子Ｒ１〜Ｒ３とを含む。図１では、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６としてＩＧＢＴが用いられているが、ＩＧＢＴに代えてバイポーラトランジスタまたはパワーＭＯＳＦＥＴなどを用いてもよい。半導体スイッチング素子の種類は特に限定されない。

スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４と抵抗素子Ｒ１とは、Ｕ相用アーム（arms）を構成し、正側ノードＮｐと負側ノードＮｎとの間に互いに直列に接続される。正側ノードＮｐは、コンバータ回路７０の正側出力ノードに接続され、負側ノードＮｎは、コンバータ回路７０の負側出力ノードに接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４の接続ノードＮｕは、三相モータ４のＵ相巻線に接続される。

同様に、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５と抵抗素子Ｒ２とは、Ｖ相用アームを構成し、正側ノードＮｐと負側ノードＮｎとの間に互いに直列かつＵ相用アームと並列に接続される。スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５の接続ノードＮｖは、三相モータ４のＶ相巻線に接続される。スイッチング素子Ｑ３，Ｑ６と抵抗素子Ｒ３とは、Ｗ相用アームを構成し、正側ノードＮｐと負側ノードＮｎとの間に互いに直列かつＵ相用アームおよびＶ相用アームと並列に接続される。スイッチング素子Ｑ３，Ｑ６の接続ノードＮｗは、三相モータ４のＷ相巻線に接続される。

ダイオードＤ１〜Ｄ６は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６とそれぞれ逆並列に（各トランジスタのコレクタが各ダイオードのカソード側となるように）接続される。ダイオードＤ１〜Ｄ６の各々は、対応するトランジスタがオフ状態のときに回生電流（還流電流）を流すために設けられている。

なお、３シャント方式に代えて、１シャント方式によって三相電流を検出してもよい。もしくは、インバータ回路２０から三相モータ４に至る三相配線の各々に電流トランスなどの電流センサを設けてもよい。

（３． 電圧検出回路）
電圧検出回路３１は、交流電源１から出力された（すなわち、コンバータ７０に入力された）単相交流電圧Ｖａｃを検出する。単相交流電圧Ｖａｃは、電圧検出回路３１に設けられた分圧回路またはトランスによってデータ処理に適した電圧レベルに変換される。レベル変換された単相交流電圧Ｖａｃは、電流電圧検出回路３３に設けられたＡ／Ｄ変換器（Analog to Digital Converter）によってデジタルデータに変換され、制御用マイコン３５に取り込まれる。

（４． コンバータ回路用のゲート信号生成回路）
ゲート信号生成回路３２は、制御用マイコン３５から出力されたパルス信号Ｓｃを増幅してスイッチング素子Ｑ７のゲートに出力する。パルス信号Ｓｃによって決まるスイッチング素子Ｑ７の通流率δ（オン時間をＴｏｎとし、オフ時間をＴｏｆｆとしたとき、δ＝Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ））に応じてコンバータ回路７０の出力電圧が変化する。

（５． 電流電圧検出回路）
電流電圧検出回路３３は、コンバータ回路７０から出力された直流電圧Ｖｄｃと、Ｕ相電流Ｉｕと、Ｖ相電流Ｉｖとを検出する。直流電圧Ｖｄｃは、電流電圧検出回路３３に設けられた分圧回路またはトランスによってデータ処理に適した電圧レベルに変換される。レベル変換された直流電圧Ｖｄｃは、電流電圧検出回路３３に設けられたＡ／Ｄ変換器によってデジタルデータに変換された後に、制御用マイコン３５に取り込まれる。

Ｕ相電流ＩｕおよびＶ相電流Ｉｖは、インバータ回路２０に設けられた抵抗素子Ｒ１，Ｒ２によってそれぞれ電圧信号に変換され、これらの電圧信号が電流電圧検出回路３３に入力される。電流電圧検出回路３３は、これらの電圧信号を内蔵アンプによって増幅した後に内蔵のＡ／Ｄ変換器によってデジタル信号に変換する。デジタル変換後の電圧信号が制御用マイコン３５に取り込まれる。なお、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、およびＷ相電流Ｉｗの合計は、キルヒホッフの電流則によって０になるので、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうちいずれか２つの相の電流を検出すれば残りの１相の電流は計算によって求めることができる。図１では、Ｕ相電流ＩｕおよびＶ相電流Ｉｖを検出する例を示している。

（６．インバータ回路用のゲート信号生成回路）
ゲート信号生成回路３４は、制御用マイコンから出力されたＵ相のＰＷＭ信号Ｓｕに基づいてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のゲート信号を生成する。同様に、ゲート信号生成回路３４は、制御用マイコンから出力されたＶ相のＰＷＭ信号Ｓｖに基づいてスイッチング素子Ｑ２，Ｑ５のゲート信号を生成する。ゲート信号生成回路３４は、制御用マイコンから出力されたＷ相のＰＷＭ信号Ｓｗに基づいてスイッチング素子Ｑ３，Ｑ６のゲート信号を生成する。

本実施形態の場合には、Ｕ相用のＰＷＭ信号Ｓｕがハイレベル（Ｈレベル）の場合は、上アームのスイッチング素子Ｑ１がオンであり、下アームのスイッチング素子Ｑ４がオフであることを意味する。逆に、Ｕ相用のＰＷＭ信号Ｓｕがローレベル（Ｌレベル）の場合は、上アームのスイッチング素子Ｑ１がオフであり、下アームのスイッチング素子Ｑ４がオンであることを意味する。望ましくは、ＨレベルとＬレベルの切替わり時には両スイッチング素子ともにオフとなるデッドタイムが設けられる。Ｖ相用のＰＷＭ信号Ｓｖ、Ｗ相用のＰＷＭ信号Ｓｗについても同様である。

（７． 制御用マイコン）
制御用マイコン３５は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、メモリ、インターフェース回路、およびその他の周辺回路を含む。制御用マイコン３５は、インバータ回路２０およびコンバータ回路７０の動作を制御する制御部として機能する。制御用マイコン３５に代えて、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）またはＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）などで構成された専用の回路を設けてもよい。

図２は、図１の制御用マイコンの機能ブロック図である。図２を参照して、制御用マイコン３５は、運転指令部４０、コンバータ制御部４１、およびインバータ制御部４２として機能する。図２の各機能は、メモリに格納されたプログラムがＣＰＵによって実行されることによって実現される。

（７．１ 運転指令部）
運転指令部４０は、三相モータ４の運転開始指令および運転停止指令、ならびに速度制御を行うために三相モータ４の角速度指令値ωｃｏｍをインバータ制御部４２に出力する。さらに、運転指令部４０は、三相モータ４の安定駆動およびスイッチング損失などの低減のために、モータの負荷に応じて、キャリア周波数Ｆｃａｒの変更および変調モードＭｍ（二相変調または三相変調）の切替えを行う。運転指令部４０はこのための指令値をインバータ制御部４２に出力する。

一般に、キャリア周波数が低いほどインバータ回路２０を構成する各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の損失が減少するが、モータの動作の安定性は低減する。たとえば、キャリア周波数が比較的低いときに負荷トルクが増大すると、モータ電流振幅が増加したり、増減を繰り返したりする。逆に、キャリア周波数が高いほどインバータ回路２０を構成する各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の損失が増大するが、モータの動作はより安定になる。たとえば、キャリア周波数が比較的高いときに負荷トルクが増大したとしても、モータ電流の振幅の増加または変動を抑制することができる。そこで、運転指令部４０は、負荷トルクに応じて、キャリア周波数Ｆｃａｒを変更する。

また、変調モードＭｍには、二相変調と三相変調とがある。二相変調とは、三相モータ４のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のうちのいずれか２相にのみ電流をインバータ回路２０から供給するものである。三相モータ４においてＵ相巻線、Ｖ相巻線、およびＷ相巻線はスター結線されているので、いずれか２相にのみ電流を供給することによって他の相における電流も必然的に決定される。三相変調は、通常のインバータ回路２０の駆動制御方法であり、三相モータ４の全相にインバータ回路２０から電流を供給する。二相変調と三相変調とを比較した場合、二相変調のほうが三相変調よりも各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の損失が減少するが、モータ動作の安定性は低減する。

キャリア周波数および変調モードは、圧縮機３の漏洩電流の大きさにも関係する。以下、具体的に説明する。

図３は、圧縮機の構成を模式的に示す断面図である。図３を参照して、圧縮機３は、圧力容器５０と、圧力容器５０の内部に設けられた三相モータ４および圧縮部５２とを含む。圧縮部５２は、たとえば、スクロール式または斜板式など種々の方式であってもよい。三相モータ４の回転軸５１と圧縮部５２の回転軸とが直結される。図３の場合、圧縮部５２の潤滑のために油５３が用いられる。冷媒５４は、配管５６から圧力容器５０の内部に流入し、圧縮部５２によって圧縮された冷媒５５が配管を通って外部に吐出される。

上記の圧縮機３の構成によれば、三相モータ４のモータ巻線は、冷媒５４，５５を介して圧力容器と交流的に接続されることになる。特に、近年のオゾン層を破壊しない代替品の冷媒の場合には、従来品に比べて誘電率が大きいために、漏洩電流が問題になる。漏洩電流の大きさは、キャリア周波数が高い程増加する。さらに、二相変調の場合よりも三相変調の場合のほうが、漏洩電流が大きい。

以上の理由から、本実施形態のモータ駆動制御装置２では、モータの負荷トルクの大きさに応じて、キャリア周波数Ｆｃａｒおよび変調モードＭｍ（二相変調または三相変調）が制御される。具体的な制御方法については、図４〜図６を参照して後述する。

さらに、運転指令部４０は、コンバータ回路７０において昇圧動作を行う場合に、コンバータ回路７０によって生成される直流電圧の指令値Ｖｃｏｍｄｃをコンバータ制御部４１に出力する。詳細については第２の実施形態において説明する。

（７．２ コンバータ制御部）
コンバータ制御部４１は、交流電圧Ｖａｃの検出値に基づいて交流電源１から出力された単相交流電圧のゼロクロス点を検出する。コンバータ制御部４１は、検出された電源電圧波形のゼロクロス点から所定時間の間（交流の半サイクルごとに１回）、スイッチング素子Ｑ７をオン状態にすることによってリアクトル１１に強制的に電流を流す。これによって、力率を改善することができる。コンバータ回路７０において昇圧動作を行う場合には（第２の実施形態）、コンバータ制御部４１は、直流電圧Ｖｄｃの検出値が指令値Ｖｃｏｍｄｃに等しくなるようにスイッチング素子Ｑ７の通流率（パルス信号Ｓｃのオン時間および周期）を調整する。

（７．３ インバータ制御部）
インバータ制御部４２は、コンバータ回路７０から出力された直流電圧Ｖｄｃの検出値、Ｕ相電流Ｉｕの検出値、Ｖ相電流Ｉｖの検出値に基づいて、角速度指令値ωｃｏｍで三相モータ４が回転するように、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値であるＰＷＭ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを生成して出力する。

具体的な回転速度制御方法に種々の方法がある。たとえば、特開２００１−１１２２８７号公報（特許文献３）に記載の方法によれば、Ｕ相およびＶ相の電流検出値に基づいて電流と電圧の位相差を検出し、検出した位相差が角速度指令値ωｃｏｍに応じて決まる目標位相差に等しくなるように、インバータ回路２０が出力すべき三相電圧の指令値（一般的には、正弦波パターン）が決定される。決定された各相の電圧指令値と、キャリア周波数を有する三角波とを比較することによって、ＰＷＭ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗが生成される。コンバータ回路７０から昇圧された直流電圧Ｖｄｃが出力される場合には（第２の実施形態）、直流電圧Ｖｄｃの大きさに応じて三角波の振幅を変化させる。

他の方法として、ベクトル制御技術を用いてＰＷＭ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを生成してもよい。この場合、現在のロータ角度θおよび角速度ωの情報を得るために図１に示すようにロータの回転位置を検出する位置センサＰＳが設けられる。あるいは、位置センサＰＳを設けないセンサレス方式の場合には、Ｕ相電流ＩｕおよびＶ相電流Ｉｖの検出値に基づいて、現在のロータ角度θおよび角速度ωが推定される。

［キャリア周波数Ｆｃａｒおよび変調モードＭｍの制御方法］
以下、モータの負荷トルクの大きさに応じてキャリア周波数Ｆｃａｒおよび変調モードＭｍを制御する方法について説明する。

図４は、モータの負荷レベルと変調モードおよびキャリア周波数の制御との関係を表形式で示す図である。図４では、モータの負荷トルクを高（Ｈ：High）、中（Ｍ：Middle）、低（Ｌ：Low）の３段階に分け、キャリア周波数Ｆｃａｒを高（Ｈ）と低（Ｌ）の２段階に分けた場合の制御方法について示している。

負荷トルクのおよその大きさは、モータ電流の実測値とモータ電圧指令値とから電力を計算し、計算した電力をモータの回転速度（周波数）で除算することによって求めることができる。より簡便には、図５および図６で後述するように、モータ電流の振幅値および／またはモータ電流振幅の変動幅に基づいて、キャリア周波数Ｆｃａｒおよび変調モードＭｍを制御することができる。以下、各負荷レベル（Ｌ，Ｍ，Ｈ）に応じた制御方法を具体的に説明する。

（１． 負荷トルクが低レベル（Ｌ）の場合）
図１、図２および図４を参照して、負荷トルクが低レベルの場合は、損失の低減のために、運転指令部４０は、変調モードＭｍを二相変調とし、キャリア周波数Ｆｃａｒを低レベルにする。以下、この場合を制御モードＡと称する。これによって、インバータ回路２０を構成するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６での損失を低減することができるとともに、漏洩電流による損失を低減することができる。

（２． 負荷トルクが中レベル（Ｍ）の場合）
負荷トルクが中レベルの場合、運転指令部４０は、変調モードＭｍを三相変調とし、キャリア周波数Ｆｃａｒを低レベルとする。以下、この場合を制御モードＢと称する。制御モードＢでは、制御モードＡの場合に比べてスイッチング損失および漏洩電流による損失は増大するが、三相モータ４をより安定に運転することができる。圧縮機３の始動時には、制御モードＢが用いられる。

（３． 負荷トルクが高レベル（Ｈ）の場合）
負荷トルクが高レベルの場合、運転指令部４０は、変調モードＭｍを三相変調とし、キャリア周波数Ｆｃａｒを高レベルとする。以下、この場合を制御モードＣと称する。制御モードＣでは、制御モードＢの場合に比べて損失および漏洩電流は増大するが、三相モータ４をより安定に運転することができる。

キャリア周波数Ｆｃａｒをさらに多段階に分けてもよい。この場合、キャリア周波数の段階数に応じて負荷トルクの段階数を増加させる。もしくは、負荷トルクの増加に伴ってキャリア周波数を連続的に増加させるようにしてもよい。

［モータ電流に基づくインバータ回路の駆動制御］
負荷トルクが増大したために三相モータの動作が不安定になると、モータ電流振幅が増加したり、増減を繰り返したりするようになる。そこで、モータ電流の振幅値および／またはモータ電流振幅の変動幅に基づいて、キャリア周波数Ｆｃａｒおよび変調モードＭｍを切替えるように制御することができる。以下、図面を参照して説明する。

図５は、第１の実施形態においてインバータ回路の制御手順の一例を示すフローチャートである。図５では、モータ電流の振幅変動幅に基づいて、制御モードを変更する例が示されている。ここで、振幅変動幅とは、現時点までの所定周期（たとえば、１０周期）の間での振幅の最大値と最小値との差をいうものとする。

図１、図２および図５を参照して、運転指令部４０は、圧縮機３の起動時において（ステップＳ１００でＹＥＳ）、インバータ回路２０を制御モードＢ（三相変調、低キャリア周波数）で駆動制御する（ステップＳ１１０）。

圧縮機３の運転中に負荷トルクが増大したためにモータ電流の振幅の変動幅ΔＩが閾値Δ１よりも大きくなった場合には（ステップＳ１２０でＹＥＳ）、運転指令部４０は、モータ電流の安定化のために始動時の制御モードＢを制御モードＣ（三相変調、高キャリア周波数）に切替えてインバータ回路２０を制御する（ステップＳ１３０）。逆に、圧縮機３の運転中に負荷トルクが減少したためにモータ電流の振幅の変動幅ΔＩが閾値Δ２（Δ２はΔ１よりも小さい正数）よりも小さくなった場合には（ステップＳ１４０でＹＥＳ）、運転指令部４０は、損失の低減のために始動時の制御モードＢを制御モードＡ（二相変調、低キャリア周波数）に切替えてインバータ回路２０を制御する（ステップＳ１５０）。

上記の制御手順は、始動時以外の場合も同様に用いることができる。具体的に、圧縮機３の運転中に負荷トルクが増大したためにモータ電流の振幅の変動幅ΔＩが閾値Δ１よりも大きくなった場合には（ステップＳ１２０でＹＥＳ）、運転指令部４０は、モータ電流の安定化のために、現在の制御モードが制御モードＢの場合には制御モードＣに切替え、現在の制御モードが制御モードＡの場合には制御モードＢに切替える（ステップＳ１３０）。逆に、圧縮機３の運転中に負荷トルクが減少したためにモータ電流の振幅の変動幅ΔＩが閾値Δ２よりも小さくなった場合には（ステップＳ１４０でＹＥＳ）、運転指令部４０は、損失の低減のために、現在の制御モードが制御モードＣの場合には制御モードＢに切替え、現在の制御モードが制御モードＢの場合には制御モードＡに切替える（ステップＳ１５０）。以下、圧縮機３を停止するまで（ステップＳ１６０でＹＥＳとなるまで）、上記のステップＳ１２０〜Ｓ１５０が繰り返される。

図６は、第１の実施形態においてインバータ回路の制御手順の他の例を示すフローチャートである。図６では、モータ電流の振幅値に基づいて、制御モードを変更する例が示されている。図６のフローチャートは、ステップＳ１２０，Ｓ１４０に代えてステップＳ１２０Ａ，Ｓ１４０Ａがそれぞれ実行される点で図４のフローチャートと異なる。

具体的に、ステップＳ１２０Ａでは、運転指令部４０は、モータ電流の振幅値Ｉが閾値Ｉ１よりも大きいか否かを判定する。この結果、モータ電流の振幅値Ｉが閾値Ｉ１よりも大きい場合には（ステップＳ１２０ＡでＹＥＳ）、運転指令部４０は、モータ電流の安定化のために、現在の制御モードが制御モードＢの場合には制御モードＣに切替え、現在の制御モードが制御モードＡの場合には制御モードＢに切替える（ステップＳ１３０）。

ステップＳ１４０Ａでは、運転指令部４０は、モータ電流の振幅値Ｉが閾値Ｉ２（Ｉ２は、Ｉ１より小さい正数）よりも小さいか否かを判定する。この結果、モータ電流の振幅値Ｉが閾値Ｉ２よりも小さい場合には（ステップＳ１４０ＡでＹＥＳ）、運転指令部４０は、損失の低減のために、現在の制御モードが制御モードＣの場合には制御モードＢに切替え、現在の制御モードが制御モードＢの場合には制御モードＡに切替える（ステップＳ１５０）。図６のその他の点は図５の場合と同様であるので、説明を繰返さない。

図５の手順によるインバータ回路２０の制御と図６の手順によるインバータ回路２０の制御とを組み合わせてもよい。すなわち、制御モードＡ，Ｂ，Ｃの切替えは、モータ電流の振幅変動幅に基づいて行ってもよく、モータ電流の振幅値に基づいて行ってもよい。

［三相モータ起動時のモータ電流の測定］
図７は、三相モータの起動時のモータ電流の測定例を示すフローチャートである。図７（Ａ）のグラフは、前述の制御モードＢ（三相変調、低キャリア周波数）の場合における三相モータ４の起動時のモータ電流の測定例を示しており、図７（Ｂ）のグラフは、前述の制御モードＣ（三相変調、高キャリア周波数）の場合における三相モータ４の起動時のモータ電流の測定例を示している。キャリア周波数以外の三相モータ４の駆動制御条件は同じである。図７（Ａ）の場合には、モータ起動後、十数秒経過した時点で、モータ電流の振幅値が過電流設定値に達したために、モータの運転が停止されている。一方、図７（Ａ）よりも高キャリア周波数でインバータ回路２０を制御している図７（Ｂ）の場合には、モータ電流振幅が過電流設定値に達することなく、三相モータ４を安定的に運転できることが分かる。

［効果］
以上のとおり、第１の実施形態のモータ駆動制御装置によれば、三相モータ４を安定に駆動できる低負荷時には、損失の少ない二相変調および低キャリア周波数でインバータ回路２０を動作させる。一方、高負荷時には、三相変調および高キャリア周波数でインバータ回路２０を動作させる。これによって、低負荷時から高負荷時までできるだけ低損失で安定してモータを駆動することができる。

＜第２の実施形態＞
［直流電圧Ｖｄｃの大きさの制御について］
第２の実施形態では、図１のコンバータ回路７０の昇圧機能を用いることによって、コンバータ回路７０から出力する直流電圧Ｖｄｃの大きさを、負荷トルクの大きさに応じて変化させる場合について説明する。以下に示すように、直流電圧Ｖｄｃの大きいほど三相モータ４の安定性を高めることができる。

図８は、三相モータの電気回路モデル図である。図８に示すように、三相モータ４の各相は、巻線のインダクタンス成分（Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ）と、巻線の抵抗成分（不図示）と、誘起電圧を表す電圧源（Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗ）とが直列に接続されたものと考えることができる。各インダクタンス成分の大きさは等しく、その値をＬとする。抵抗成分は、インダクタンス成分Ｌによるインピーダンスに比べて無視できるものとする。

図８ではさらに、三相モータ４の電気回路モデル図とともに三相モータ４に接続されたインバータ回路２０の回路図も示している。インバータ回路２０において、負側ノードＮｎの電位を基準電位（０Ｖ）とし、接続ノードＮｕ，Ｎｖ，Ｎｗの電位をそれぞれＶｕ，Ｖｖ，Ｖｗとする。さらに、接続ノードＮｕ，Ｎｖ，Ｎｗから三相モータ４の方向に流れる相電流をそれぞれＩｕ，Ｉｖ，Ｉｗとする。

図９は、モータの各相の電圧指令値と図８の各部の電圧波形とモータ電流との関係の一例を示す図である。Ｕ相の電圧指令値Ｖｃｏｍｕ、Ｖ相の電圧指令値Ｖｃｏｍｖ、およびＷ相の電圧指令値Ｖｃｏｍｗは一般的には正弦波パターンである。図９では、Ｕ相電圧指令値Ｖｃｏｍｕの電気角が９０度付近の場合の波形を取り出して示している。この場合、Ｖ相電圧指令Ｖｃｏｍｖ値の電気角は約２１０度となり、Ｗ相電圧指令値Ｖｃｏｍｗの電気角は約３３０度となり、これらの電圧指令値Ｖｃｏｍｖ，Ｖｃｏｍｗは負の値を有し、互いにほぼ等しい。

ＰＷＭ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗは、電圧指令値Ｖｃｏｍｕ，Ｖｃｏｍｖ，Ｖｃｏｍｗと三角波ＴＷとを比較することによって得られる。具体的に図９において、時刻ｔ２から時刻ｔ３までと、時刻ｔ６から時刻ｔ７までは、三角波ＴＷのほうが電圧指令値Ｖｃｏｍｕよりも大きいのでＵ相のＰＷＭ信号ＳｕはＬレベルとなる。この結果、図１のスイッチング素子Ｑ１がオフ状態となり、スイッチング素子Ｑ４がオン状態となるので、接続ノードＮｕの電位Ｖｕは０になる。図９のそれ以外の時間帯では、Ｕ相のＰＷＭ信号ＳｕはＨレベルとなるので、スイッチング素子Ｑ１がオン状態となり、スイッチング素子Ｑ４がオフ状態となり、これにより、接続ノードＮｕの電位Ｖｕは入力直流電圧Ｖｄｃに等しくなる。

同様に、図９において時刻ｔ１から時刻ｔ４までと時刻ｔ５から時刻ｔ８までは、三角波ＴＷのほうが電圧指令値Ｖｃｏｍｖ，Ｖｃｏｍｗよりも大きいのでＶ相およびＷ相のＰＷＭ信号Ｓｖ，ＳｗはＬレベルとなる。この結果、図１のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオフ状態となり、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６がオン状態となるので、接続ノードＮｖ，Ｎｗの電位Ｖｖ，Ｖｗは０になる。図９のそれ以外の時間帯では、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭ信号Ｓｖ，ＳｗはＨレベルとなるので、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオン状態となり、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６がオフ状態となり、これにより、接続ノードＮｖ，Ｎｗの電位Ｖｖ、Ｖｗは入力直流電圧Ｖｄｃに等しくなる。

以上により、図９の場合、時刻ｔ１から時刻ｔ２まで、時刻ｔ３から時刻ｔ４まで、時刻ｔ５から時刻ｔ６まで、および時刻ｔ７から時刻ｔ８までの各時間帯で、接続ノードＮｕ，Ｎｖ間にＶｄｃの電圧が印加され、接続ノードＮｗ，Ｖｕ間に−Ｖｄｃの電圧が印加される。したがって、これらの時間帯では、インバータ回路２０から出力され、三相モータ４のＵ相巻線を通り、中性点でＶ相巻線とＷ相巻線に分岐するモータ電流ｉ（＝Ｉｕ＝−Ｉｖ−Ｉｗ）が流れる。モータ電流ｉの増加率ｄｉ／ｄｔは、三相モータ４の誘起電圧をｅとすると、（Ｖｄｃ−ｅ）／Ｌによって近似的に表される。すなわち、インバータ回路２０への入力直流電圧Ｖｄｃが大きいほど、モータ電流ｉの変化率が増大する。一方、図９のその他の時間帯では、接続ノードＮｕ，Ｎｖ，Ｎｗ間に印加される電圧は０になる。

電圧指令値Ｖｃｏｍｕ，Ｖｃｏｍｖ，Ｖｃｏｍｗは、キャリア周波数に対応する周期ごとに更新されるので、一般にキャリア周波数が高いほど制御性が増す。さらに、三相モータ４の負荷が急変したために、電圧指令値を大幅に変更しなればならないような場合には、入力直流電圧Ｖｄｃを大きく設定したほうが制御性の点で望ましい。なぜなら、直流電圧Ｖｄｃが大きくなるにつれてＰＷＭ信号による電圧パルスごとのモータ電流の変化率（ｄｉ／ｄｔ）が増加するので、電圧指令値への追随性がよくなり、この結果、安定的にモータを動作させることができるからである。

ただし、入力直流電圧Ｖｄｃが増加するとスイッチング損失が増大するので、負荷トルクが比較的小さい場合は、入力直流電圧Ｖｄｃは比較的低く設定したほうが望ましい。入力直流電圧Ｖｄｃの大きさは、圧縮機の漏洩電流の大きさにはあまり影響しない。

以上の理由から、三相モータ４の負荷トルクに応じて、直流電圧Ｖｄｃの大きさが制御される。以下、具体的な制御方法について説明する。

［キャリア周波数Ｆｃａｒおよび変調モードＭｍの制御方法］
図１０は、モータの負荷レベルと、変調モード、キャリア周波数、および直流電圧の制御との関係を表形式で示す図である。

図１０の表では、第１の実施形態（図４）の場合と比較して、コンバータ回路７０から出力されてインバータ回路２０に入力される直流電圧Ｖｄｃの制御の項目が追加されている。図１０では、直流電圧Ｖｄｃの電圧レベルは、低レベル（Ｌ）と高レベル（Ｈ）の２段階に分けられているが、より多段階に分類してもよい。負荷の大きさに応じて直流電圧Ｖｄｃの大きさを連続的に変化させてもよい。

図１０の制御モードＡ，Ｂ，Ｃの場合は、図４に示した第１の実施形態の制御モードＡ，Ｂ，Ｃの場合と同じである。これらの制御モードＡ，Ｂ，Ｃでは、直流電圧Ｖｄｃの電圧レベルは低レベル（Ｌ）に設定されている。三相モータ４の負荷トルクの大きさが、制御モードＣの場合よりもさらに大きい場合（以下、超高レベル（Ｖ−Ｈ）と称する）、図２の運転指令部によって直流電圧Ｖｄｃが高レベル（Ｈ）に変更される。以下、この場合を制御モードＤと称する。

図１０のその他の点は図４の場合と同じであるので、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して説明を繰返さない。

［モータ電流に基づくインバータ回路の駆動制御］
図１１は、第２の実施形態においてモータの制御手順の一例を示すフローチャートである。図１１では、モータ電流の振幅変動幅に基づいて、制御モードを変更する例が示されている。図１１のフローチャートは、ステップＳ１３０，Ｓ１５０がステップＳ１３０Ａ，Ｓ１５０Ａにそれぞれ変更されている点で、第１の実施形態の図５のフローチャートと異なる。

ステップＳ１３０Ａでは、現在の制御モードが制御モードＣである場合が追加されている。具体的に、圧縮機３の運転中に負荷トルクが増大したためにモータ電流の振幅の変動幅ΔＩが閾値Δ１よりも大きくなった場合には（ステップＳ１２０でＹＥＳ）、運転指令部４０は、モータ電流の安定化のために制御モードを変更する。すなわち、運転指令部４０は、現在の制御モードが制御モードＣの場合は制御モードＤに切替え、現在の制御モードが制御モードＢの場合には制御モードＣに切替え、現在の制御モードが制御モードＡの場合には制御モードＢに切替える（ステップＳ１３０Ａ）。

ステップＳ１５０Ａでは、現在の制御モードが制御モードＤである場合が追加されている。具体的に、圧縮機３の運転中に負荷トルクが減少したためにモータ電流の振幅の変動幅ΔＩが閾値Δ２（Δ２はΔ１よりも小さい正数）よりも小さくなった場合には（ステップＳ１４０でＹＥＳ）、運転指令部４０は、損失の低減のために制御モードを変更する。すなわち、運転指令部４０は、現在の制御モードが制御モードＤの場合には制御モードＣに切替え、現在の制御モードが制御モードＣの場合には制御モードＢに切替え、現在の制御モードが制御モードＢの場合には制御モードＡに切替える（ステップＳ１５０Ａ）。

図１１のその他の点は図５の場合と同様であるので、同一または相当するステップには同一の参照符号を付して説明を繰返さない。

図１２は、第２の実施形態においてモータの制御手順の他の例を示すフローチャートである。図１２では、モータ電流の振幅値に基づいて、制御モードを変更する例が示されている。図１２のフローチャートは、ステップＳ１３０，Ｓ１５０がステップＳ１３０Ａ，Ｓ１５０Ａにそれぞれ変更されている点で、第１の実施形態の図６のフローチャートと異なる。

ステップＳ１３０Ａでは、現在の制御モードが制御モードＣの場合が追加されている。具体的に、圧縮機３の運転中に負荷トルクが増大したためにモータ電流の振幅値Ｉが閾値Ｉ１よりも大きくなった場合には（ステップＳ１２０ＡでＹＥＳ）、運転指令部４０は、モータ電流の安定化のために制御モードを変更する。すなわち、運転指令部４０は、現在の制御モードが制御モードＣの場合は制御モードＤに切替え、現在の制御モードが制御モードＢの場合には制御モードＣに切替え、現在の制御モードが制御モードＡの場合には制御モードＢに切替える（ステップＳ１３０Ａ）。

ステップＳ１５０Ａでは、現在の制御モードが制御モードＤの場合が追加されている。具体的に、圧縮機３の運転中に負荷トルクが減少したためにモータ電流の振幅値Ｉが閾値Ｉ２（Ｉ２はＩ１よりも小さい正数）よりも小さくなった場合には（ステップＳ１４０ＡでＹＥＳ）、運転指令部４０は、損失の低減のために制御モードを変更する。すなわち、運転指令部４０は、現在の制御モードが制御モードＤの場合には制御モードＣに切替え、現在の制御モードが制御モードＣの場合には制御モードＢに切替え、現在の制御モードが制御モードＢの場合には制御モードＡに切替える（ステップＳ１５０Ａ）。

図１２のその他の点は図６の場合と同様であるので、同一または相当するステップには同一の参照符号を付して説明を繰返さない。

［効果］
以上のとおり、第２の実施形態のモータ駆動制御装置によれば、三相モータ４を安定に駆動できる低負荷時には、損失の少ない二相変調、低キャリア周波数、および低直流電圧Ｖｄｃでインバータ回路２０を動作させる。一方、高負荷時には、三相変調、高キャリア周波数、および高直流電圧Ｖｄｃでインバータ回路２０を動作させる。これによって、低負荷時から高負荷時までできるだけ低損失で安定してモータを駆動することができる。

なお、コンバータ回路７０による直流電圧Ｖｄｃの昇圧は圧縮機３の起動後に行われるので、起動時にはコンバータ回路７０に入力される単相交流電圧Ｖａｃの振幅に応じた低電圧レベルの直流電圧Ｖｄｃしかインバータ回路２０に供給できない。

＜第３の実施形態＞
第３の実施形態では、第１および第２の実施形態のモータ駆動制御装置を、ヒートポンプ機器の圧縮機に適用した場合について説明する。以下では、空気調和機を例に挙げて説明するが、以下の実施形態は、空気調和機以外のヒートポンプ機器（たとえば、冷蔵庫、給湯機など）にも適用可能である。

［空気調和機の冷媒回路］
図１３は、空気調和機の冷媒回路を模式的に示す図である。図１３を参照して、空気調和機１００は、室外機側の熱交換器（以下「室外熱交換器」という）１０１と、膨張弁１０２と、室内機側の熱交換器（以下「室内熱交換器」という）１０３と、四方弁１０４と、圧縮機１０５とを含み、それらが順に閉ループ状に接続されている。

圧縮機１０５は、図１の圧縮機３に対応し、冷媒を圧縮する。圧縮機１０５の圧縮機構を駆動するために、図１の三相モータ４とそのモータ駆動制御装置２とが用いられる。室外熱交換器１０１は、室外の空気および冷媒の間で熱交換する。膨張弁１０２は、冷媒の流量を調整するために制御される。室内熱交換器１０３は、室内の空気および冷媒の間で熱交換する。四方弁１０４は、冷房運転および暖房運転において冷媒の巡回方向を切替える。

冷房運転時には、図１３の実線の矢印で示されるように、圧縮機１０５、四方弁１０４、室外熱交換器１０１、膨張弁１０２、室内熱交換器１０３、四方弁１０４、圧縮機１０５の順に冷媒が巡回する。この場合、室外熱交換器１０１が、圧縮された高温の冷媒を凝縮して液化させるための凝縮器として機能し、室内熱交換器１０３が、液化された冷媒を蒸発させることで冷媒を低温の気体に変化させるための蒸発器として機能する。暖房運転時には、図１３の破線の矢印で示されるように、圧縮機１０５、四方弁１０４、室内熱交換器１０３、膨張弁１０２、室外熱交換器１０１、四方弁１０４、圧縮機１０５の順に冷媒が巡回する。この場合、室外熱交換器１０１が蒸発器として機能し、室内熱交換器１０３が凝縮器として機能する。

空気調和機は、さらに、室外熱交換器１０１の温度を測定するための温度センサ１０６と、圧縮機１０５の出口での冷媒温度である吐出温度を測定するための温度センサ１０７と、室内熱交換器１０３の温度を測定するための温度センサ１０８とを含む。これらの温度センサ１０６，１０７，１０８は、たとえばサーミスタである。室外熱交換器１０１用の温度センサ１０６および室内熱交換器１０３用の温度センサ１０８はいずれも、熱交換器の入口と出口の中間に配置される。したがって、通常の場合には、これらの熱交換器が凝縮器として機能するときに検出される温度は冷媒の凝縮温度であり、蒸発器として機能するときに検出される温度は冷媒の蒸発温度である。

さらに、外気温を測定するための温度センサ（不図示）が室外熱交換器１０１を収納する室外機に取り付けられ、室内温度を測定するための温度センサ（不図示）が室内熱交換器１０３を収納する室内機に取り付けられている。これの温度センサもたとえばサーミスタによって構成することができる。

なお、本実施の形態では、暖房運転および冷房運転を切替え可能として説明するが、空気調和機は、暖房運転および冷房運転の一方のみ可能であってもよい。その場合、室外熱交換器１０１および室内熱交換器１０３の各々の機能は、凝縮器または蒸発器として固定される。

［制御用マイコンの構成］
図１４は、第３の実施形態における制御用マイコンの機能ブロック図である。図１４に示すように、図１の制御用マイコン３５は、運転指令部４０、コンバータ制御部４１、およびインバータ制御部４２として機能する。図１４の各機能は、メモリに格納されたプログラムがＣＰＵによって実行されることによって実現される。

図１４の機能ブロックは、運転指令部４０が、Ｕ相およびＶ相の電流値Ｉｕ，Ｉｖ以外に、凝縮器温度Ｔｃｏｎｄに基づいて制御モード（変調モードＭｍ、キャリア周波数Ｆｃａｒ、直流電圧Ｖｄｃ）を切替える点で、図２の機能ブロックと異なる。ここで、凝縮器温度Ｔｃｏｎｄは、冷房運転時には室外熱交換器１０１の温度センサ１０６によって検出される温度Ｔ＿１０６に等しく、暖房運転時には室内熱交換器１０３の温度センサ１０８によって検出される温度Ｔ＿１０８に等しい。

上記の凝縮器温度Ｔｃｏｎｄに応じて制御モードを切替える理由は次のとおりである。凝縮器温度Ｔｃｏｎｄが上昇すると冷媒の圧力が増加するために三相モータ４の負荷トルクが増加し、凝縮器温度Ｔｃｏｎｄが減少すると冷媒の圧力が減少するために三相モータ４の負荷トルクが減少する。この結果、凝縮器温度Ｔｃｏｎｄが上昇した場合はモータの動作が不安定になる場合があるため、制御モードの変更が必要になる。逆に、凝縮器温度Ｔｃｏｎｄが低下した場合は負荷トルクの低下によってモータの動作の安定性は高まるので、損失を低減するように制御モードを変更する。以下、具体的な制御手順を、図１５を参照して説明する。

［キャリア周波数Ｆｃａｒ、変調モードＭｍ、直流電圧Ｖｄｃの制御方法］
図１５は、第３の実施形態においてモータの制御手順の一例を示すフローチャートである。図１５では、凝縮器温度Ｔｃｏｎｄに基づいて、制御モードを変更する例が示されている。

図１、図１４および図１５を参照して、圧縮機３の起動指令を受けた場合（ステップＳ１００でＹＥＳ）、運転指令部４０は、凝縮器温度Ｔｃｏｎｄが閾値温度Ｔ１よりも大きいか否かを判定する（ステップＳ１０５）。この時点では圧縮機３は未だ運転を開始していないので、冷房運転時の凝縮器温度Ｔｃｏｎｄ（室外熱交換器温度Ｔ＿１０６）は室外温度に等しく、暖房運転時の凝縮器温度Ｔｃｏｎｄ（室内熱交換器温度Ｔ＿１０８）は室内温度に等しい。

上記の判定の結果、凝縮器温度Ｔｃｏｎｄが閾値温度Ｔ１よりも大きい場合（高負荷時）には（ステップＳ１０５でＹＥＳ）、運転指令部４０は、制御モードＣ（三相変調、高キャリア周波数）でインバータ回路２０を動作させることによって三相モータ４を起動する（ステップＳ１１５）。逆に、凝縮器温度Ｔｃｏｎｄが閾値温度Ｔ１以下の場合（低負荷時）には（ステップＳ１０５でＮＯ）、運転指令部４０、制御モードＢ（三相変調、低キャリア周波数）でインバータ回路２０を動作させることによって三相モータ４を起動する（ステップＳ１１０）。

次に圧縮機３の運転中における制御モードの切替えについて説明する。圧縮機３の運転中に負荷トルクが増大したために凝縮器温度Ｔｃｏｎｄが閾値温度Ｔ２よりも大きくなった場合には（ステップＳ１２０ＢでＹＥＳ）、運転指令部４０は、モータ電流の安定化のために制御モードを切替える。すなわち、運転指令部４０は、現在の制御モードが制御モードＣの場合には制御モードＤに切替え、現在の制御モードが制御モードＢの場合には制御モードＣに切替え、現在の制御モードが制御モードＡの場合には制御モードＢに切替える（ステップＳ１３０Ａ）。ここで、凝縮器温度Ｔｃｏｎｄは、圧縮機３の運転中の温度であるので、通常、停止中の温度よりも高くなっている。したがって、閾値温度Ｔ２は、閾値温度Ｔ１よりも高温度に設定される。

逆に、圧縮機３の運転中に負荷トルクが減少したために凝縮器温度Ｔｃｏｎｄが閾値温度Ｔ３（閾値温度Ｔ３は閾値温度Ｔ２よりも小さい）よりも小さくなった場合には（ステップＳ１４０ＢでＹＥＳ）、運転指令部４０は、損失の低減のために現在の制御モードを変更する。すなわち、運転指令部４０は、現在の制御モードが制御モードＤの場合には制御モードＣに切替え、現在の制御モードが制御モードＣの場合には制御モードＢに切替え、現在の制御モードが制御モードＢの場合には制御モードＡに切替える（ステップＳ１５０Ａ）。以下、圧縮機３を停止するまで（ステップＳ１６０でＹＥＳとなるまで）、上記のステップＳ１２０Ｂ、Ｓ１３０Ａ、Ｓ１４０Ｂ、Ｓ１５０Ａが繰り返される。

上記の手順によるインバータ回路２０およびコンバータ回路７０の制御は、図１１および図１２の制御手順と組み合わせることができる。すなわち、圧縮機３が運転中の場合、制御モードＡ〜Ｄの切替えは、凝縮器温度、モータ電流の振幅変動幅、およびモータ電流の振幅値のいずれに基づいて行ってもよい。

［効果］
以上のとおり、第３の実施形態のヒートポンプ機器によれば、ヒートポンプ機器において用いられる圧縮機用の三相モータを、低負荷時から高負荷時までできるだけ低損失で安定して駆動することができる。特に、凝縮器温度に基づいて負荷トルクの変化を簡便かつ精度良く推定することができる。

＜付記＞
以下、以上の各実施形態で開示された発明の一部を列挙する。

（１） モータ駆動制御装置２が提供される。モータ駆動制御装置２は、インバータ回路２０と制御部３５とを備える。インバータ回路２０は、直流電圧を交流電圧に変換して圧縮機３用の三相モータ４に供給する、パルス幅変調方式のインバータ回路である。制御部３５は、インバータ回路２０にパルス幅変調信号を供給する。制御部３５は、少なくとも第１の制御モードＡおよび第２の制御モードＣを含む複数の制御モードを有する。第２の制御モードＣは、第１の制御モードＡよりも高負荷で実行される。第１の制御モードＡにおいて、制御部３５は、三相のうちの二相にのみパルス幅変調信号を供給する二相変調を行う。第２の制御モードＣにおいて、制御部３５は、三相全てにパルス幅変調信号を供給する三相変調を行うとともに、パルス幅変調周期を決定するためのキャリア周波数を第２の制御モードＡの場合よりも高くする。

（２） 上記（１）において、モータ駆動制御装置２は、単相交流電圧を直流電圧に変換し、変換された直流電圧をインバータ回路２０に供給するコンバータ回路７０をさらに備える。コンバータ回路７０は、制御部３５の制御に従って、出力直流電圧Ｖｄｃを昇圧可能である。制御部３５は、上記の複数の制御モードとして、第２の制御モードＣよりも高負荷で実行される第３の制御モードＤをさらに有する。第３の制御モードＤにおいて、制御部３５は、三相変調を行うとともに、キャリア周波数を第２の制御モードＣの場合と等しく設定し、かつコンバータ回路７０の出力直流電圧Ｖｄｃを第１および第２の制御モードＡ，Ｃの場合よりも高くする。

（３） 上記（１）または（２）において、制御部３５は、三相モータ４に供給するモータ電流の振幅値および振幅の変動幅の少なくとも一方に基づいて、上記の複数の制御モードのうちで実行する制御モードを変更する。

（４） ヒートポンプ機器１００が提供される。ヒートポンプ機器１００は、冷媒を凝縮させる凝縮器（１０１，１０３）と、凝縮器を通過した冷媒を膨張させる膨張弁１０２と、膨張弁を通過した冷媒を蒸発させる蒸発器（１０３，１０１）と、蒸発器を通過した冷媒を圧縮し、圧縮した冷媒を凝縮器に吐出する圧縮機３，１０５とを備える。圧縮機３，１０５は、圧縮機構を駆動する三相モータ４と、三相モータ４を駆動制御する上記（１）〜（３）のいずれかのモータ駆動制御装置２とを含む。

（５） 上記（４）において、モータ駆動制御装置の制御部３５は、凝縮器（１０１，１０３）の温度に基づいて、上記の複数の制御モードのうちで実行する制御モードを変更する。

（６） 上記（１）または（２）において、制御部３５は、三相変調を行うともに、キャリア周波数を第１の制御モードＡの場合と等しく設定した第４の制御モードＢをさらに有する。制御部３５は、第４の制御モードＢで三相モータ４を起動する。制御部３５は、三相モータ４に供給するモータ電流の振幅値Ｉが第１の閾値Ｉ１を超えるか、またはモータ電流の振幅の変動幅ΔＩが第２の閾値Δ１を超えたときに、第４の制御モードＢを第２の制御モードＣに切替える。制御部３５は、モータ電流の振幅値Ｉが第３の閾値Ｉ２未満となるか、またはモータ電流の振幅の変動幅ΔＩが第４の閾値Δ２未満となったときに、第４の制御モードＢを第１の制御モードＡに切替える。上記の第３の閾値Ｉ２は第１の閾値Ｉ１より小さい値であり、第４の閾値Δ２は第２の閾値Δ１よりも小さい値である。

（７） 上記（２）において、制御部３５は、第２の制御モードＣの場合において、三相モータに供給するモータ電流の振幅値Ｉが第５の閾値Ｉ１を超えるか、またはモータ電流の振幅の変動幅ΔＩが第６の閾値Δ１を超えたときに、第２の制御モードＣを第３の制御モードＤに切替える。

（８） 上記（４）において、制御部３５は、三相変調を行うともに、キャリア周波数を第１の制御モードＡの場合と等しく設定した第４の制御モードＢをさらに有する。制御部３５は、第４の制御モードＢで三相モータ４を起動する。制御部３５は、凝縮器の温度Ｔｃｏｎｄが第７の閾値Ｔ１超えたときに、第４の制御モードＢを第２の制御モードＣに切替える。制御部３５は、凝縮器の温度Ｔｃｏｎｄが第８の閾値Ｔ２未満となったときに、第４の制御モードＢを第１の制御モードＡに切替える。第８の閾値Ｔ２は第７の閾値Ｔ１より小さい値である。

（９） モータ駆動制御装置２が提供される。モータ駆動制御装置２は、コンバータ回路７０とインバータ回路２０と制御部３５とを備える。コンバータ回路７０は、単相交流電圧Ｖａｃを直流電圧Ｖｄｃに変換して出力し、出力直流電圧Ｖｄｃを昇圧可能である。インバータ回路２０は、直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換して圧縮機３用の三相モータ４に供給する、パルス幅変調方式のインバータ回路である。制御部３５は、インバータ回路２０にパルス幅変調信号を供給するとともに、コンバータ回路７０の昇圧動作を制御する。制御部３５は、第１の制御モードＡと、第１の制御モードＡよりも高負荷で実行される第２の制御モードＤとを有する。第１の制御モードＡにおいて、制御部３５は、三相のうちの二相にのみパルス幅変調信号を供給する二相変調を行う。第２の制御モードＤにおいて、制御部３５は、三相全てにパルス幅変調信号を供給する三相変調を行うとともに、パルス幅変調周期を決定するためのキャリア周波数を第１の制御モードＡの場合よりも高くし、かつ、コンバータ回路の出力直流電圧を第１の制御モードＡの場合よりも高くする。

今回開示された実施形態はすべての点で例示であって制限的なものでないと考えられるべきである。この発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ 交流電源、２ モータ駆動制御装置、３，１０５ 圧縮機、４ 三相モータ、１１ リアクトル、１２ ダイオードブリッジ回路、１３ 倍電圧整流回路、２０ インバータ回路、３１ 電圧検出回路、３２，３４ ゲート信号生成回路、３３ 電流電圧検出回路、３５ 制御用マイコン、４０ 運転指令部、４１ コンバータ制御部、４２ インバータ制御部、７０ コンバータ回路、１００ 空気調和機、１０１ 室外熱交換器、１０２ 膨張弁、１０３ 室内熱交換器、１０４ 四方弁、１０６，１０７，１０８ 温度センサ。

Claims (5)

1. 直流電圧を交流電圧に変換して圧縮機用の三相モータに供給するパルス幅変調方式のインバータ回路と、
   前記インバータ回路にパルス幅変調信号を供給する制御部とを備え、
   前記制御部は、少なくとも第１の制御モードおよび第２の制御モードを含む複数の制御モードを有し、前記第２の制御モードは、前記第１の制御モードよりも高負荷で実行され、
   前記第１の制御モードにおいて、前記制御部は、三相のうちの二相にのみパルス幅変調信号を供給する二相変調を行い、
   前記第２の制御モードにおいて、前記制御部は、三相全てにパルス幅変調信号を供給する三相変調を行うとともに、パルス幅変調周期を決定するためのキャリア周波数を前記第２の制御モードの場合よりも高くする、モータ駆動制御装置。
2. 前記モータ駆動制御装置は、
   単相交流電圧を直流電圧に変換し、変換された直流電圧を前記インバータ回路に供給するコンバータ回路をさらに備え、
   前記コンバータ回路は、前記制御部の制御に従って、出力直流電圧を昇圧可能であり、
   前記制御部は、前記複数の制御モードとして、前記第２の制御モードよりも高負荷で実行される第３の制御モードをさらに有し、
   前記第３の制御モードにおいて、前記制御部は、前記三相変調を行うとともに、前記キャリア周波数を前記第２の制御モードの場合と等しく設定し、かつ前記コンバータ回路の出力直流電圧を前記第１および第２の制御モードの場合よりも高くする、請求項１に記載のモータ駆動制御装置。
3. 前記制御部は、前記三相モータに供給するモータ電流の振幅値および振幅の変動幅の少なくとも一方に基づいて、前記複数の制御モードのうちで実行する制御モードを変更する、請求項１または２に記載のモータ駆動制御装置。
4. 冷媒を凝縮させる凝縮器と、
   前記凝縮器を通過した前記冷媒を膨張させる膨張弁と、
   前記膨張弁を通過した前記冷媒を蒸発させる蒸発器と、
   前記蒸発器を通過した前記冷媒を圧縮し、圧縮した前記冷媒を前記凝縮器に吐出する圧縮機とを備え、
   前記圧縮機は、
   圧縮機構を駆動する三相モータと、
   前記三相モータを駆動制御する請求項１〜３のいずれか１項に記載のモータ駆動制御装置とを含む、ヒートポンプ機器。
5. 前記モータ駆動制御装置の制御部は、前記凝縮器の温度に基づいて、前記複数の制御モードのうちで実行する制御モードを変更する、請求項４に記載のヒートポンプ機器。

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