JP6545282B2 - 電力変換装置、及び、この電力変換装置を備えた空気調和装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流電源から圧縮機及びファンの各モータに供給する電力をそれぞれ制御する電力変換装置、及び、この電力変換装置を備えた空気調和装置に関するものである。

空気調和装置の圧縮機及びファンの駆動源としてモータが用いられている。モータは圧縮機及びファンに対し各々に接続されており、各モータには周知のインバータが個別に接続されている。各々のインバータは、入力される直流電圧を、モータを駆動するために適切な周波数の交流電圧に変換し、モータに出力して駆動する。

インバータの入力側には、商用電源をはじめとする交流電源、例えば、単相電源、あるいは、三相電源をはじめとする多相電源から供給される交流電圧を整流する整流回路と、整流された電圧を平滑する平滑コンデンサと、が接続されている。また、電源高調波抑制のため、整流部と平滑コンデンサとの間に直流リアクトルが接続されることがある。

なお、以下、整流回路の出力からインバータの入力までの整流回路、直流リアクトル、及び、平滑コンデンサを総称して整流部と称し、整流部上の母線を直流母線と称することとする。

従来の事例では、１つの整流部に対し、整流部の平滑コンデンサの後段から、圧縮機の駆動源である圧縮機用モータを駆動する圧縮機用インバータと、ファンの駆動源であるファン用モータを駆動するファン用インバータとが並列に接続された駆動装置を備えた空気調和装置がある（例えば、特許文献１及び特許文献２参照）。

さらに、他の事例として、三相４線式の交流電源の交流電圧を互いにグランドレベルが異なる２つのコンバータと、各コンバータから出力された直流電圧をそれぞれ交流電圧に変換し、それぞれに接続された負荷に印加する２つのインバータとを備えた空気調和装置がある。ここで、２つのコンバータのうち一方は線間電圧の交流電圧を直流電圧に変換するものであり、他方は相電圧の交流電圧を直流電圧に変換するものである。この空気調和装置における前者のコンバータは、圧縮機用モータを駆動する圧縮機用インバータに接続され、後者のコンバータは、ファン用モータを駆動するファン用インバータに接続されている（例えば、特許文献３または特許文献４参照）。

特開２０１４−５７４９７号公報 特開２０１２−１３５１５７号公報 特開２００６−１３６１６７号公報 特許第４２２１４０１号公報

特許文献１及び特許文献２に示された従来の空気調和装置においては、圧縮機用モータを駆動する圧縮機用インバータとファン用モータを駆動するファン用インバータとにそれぞれ入力される直流電圧は同じ電圧となる。

圧縮機側においては、高い出力を得るために圧縮機用モータを毎秒数百回転といった高い回転数で駆動する。また、圧縮機用モータは、一般的に誘導機、永久磁石同期モータ、ブラシレスＤＣモータなどが用いられている。これらのモータは、回転数が上昇するとモータ内部で発生する磁束による誘起電圧に起因して、モータが必要とする電圧が上昇する。このため、それに応じて圧縮機用モータを駆動するインバータの出力電圧（実効値）も高くする必要がある。そのインバータが出力可能な電圧は、インバータに入力される直流（母線）電圧に依存するため、インバータの出力電圧を高くするには、直流電圧も高くする必要がある。

ただし、前述の直流電圧は、昇圧回路を接続しない限り商用電源の電圧で決まるため、従来の空気調和装置では、商用電源の電圧で決まる直流電圧の制約の中で、圧縮機用モータをインバータで駆動制御する必要がある。一般的に、高い回転数で駆動する際、モータが必要とする電圧を、商用電源の電圧に基づく電圧制約内に収める必要がある。

モータが必要とする電圧を電圧制約内に収める周知の対策として、モータの誘起電圧の原因となるモータ内部で発生する磁束を弱めるようにモータに流れる電流を制御する、いわゆる弱め磁束（界磁）制御が行われる。この制御においては、電圧制約が無いと仮定した場合と比較して、同じモータ出力を得るために必要な電流（実効値）が大きくなり、モータの巻線で発生する銅損、及び、インバータで発生する損失が増加する。このため、空気調和装置としての変換効率が低下し、この傾向は、特にモータに備わる永久磁石による誘起電圧が回転数に比例して発生する永久磁石同期モータ及びブラシレスＤＣモータにおいて顕著である。

また、永久磁石同期モータ、及び、ブラシレスＤＣモータなどを圧縮機用モータとして使用している場合、そのモータに備わる永久磁石の減磁耐力、また、インバータを構成するスイッチング素子の許容電流、及び、許容温度の制約により、運転の回転数範囲、特に高い回転数での駆動が制限されることがある。

したがって、圧縮機側においては、高い出力及び変換効率を得るためには、インバータ入力となる直流電圧が高い条件下で、圧縮機用モータを実効値の小さい電流、かつ、高い回転数で駆動することが望ましい。

一方、ファン用モータのモータ出力は、一般的に圧縮機用モータのモータ出力と比較して小さいために、ファン用モータを高い回転数で駆動する必要性が低く、商用電源の電圧で決まる直流電圧の制約の中でもファン用モータとして必要な性能が十分得られる。そのため、圧縮機用モータにおいて高い変換効率が得られる直流電圧まで高くすると、モータが必要とする電圧に対して、直流電圧が過剰に高くなる可能性がある。

また、直流電圧が過剰な場合、インバータにおいてＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御を適用した際のキャリア周波数成分を有する電流脈動によって、該電流脈動に起因する高調波鉄損が増加する可能性がある。

また、ファン用モータは、構造上モータ軸を筐体に接地するのが困難であり、直流電圧が高い条件下においては、放射ノイズが発生するという課題がある。

さらに、インバータを構成するスイッチング素子がスイッチング動作することにより、中性点電位は零にならず変動するため、前記直流電圧を高くするにしたがって該中性点電位の変動が大きくなるとファンモータの軸に軸電流が流れ、電食が発生し易い条件となる。

前述以外にも、高電圧に対応した絶縁強化を施す必要があるなど、ファン用モータの性能改善に寄与しないコストアップが伴う可能性がある。

なお、圧縮機用モータは、モータ本体が圧縮機に内蔵されている構造であり、ファン用モータと比較して直流電圧を高くしても電食が発生しにくい環境下にある。また、圧縮機用モータは構造的にモータ軸を、筐体などを通じて接地できるため、放射ノイズに関してはファン用モータと比較して考慮する必要性が低い。

これらのことから、共通の整流電源に対して圧縮機用モータを駆動する圧縮機用インバータとファン用モータを駆動するファン用インバータとを並列に接続する構成においては、圧縮機用モータを高い回転数で駆動するのに適したインバータの入力電圧と、ファン用モータで軸電流による電食を抑制するのに適したインバータの入力電圧とが異なる。よって、各インバータへ入力される直流電圧が共通であると、高い変換効率で圧縮機用モータを駆動することと、放射ノイズ、及び、キャリア周波数に起因する鉄損などを抑制しながらファン用モータを駆動することとが両立しないといった課題があった。

また、特許文献３及び特許文献４に示された従来の空気調和装置においては、圧縮機用モータを駆動する圧縮機用インバータに入力される直流電圧は、ファン用モータを駆動するファン用インバータに入力される直流電圧と比べ高くなる。しかし、この空気調和装置は、三相４線式の商用電源への接続が前提となっており、広く普及する三相３線式の商用電源に対して適用できないという課題がある。

本発明は、圧縮機用モータとファン用モータとを並列駆動する際に起こり得る前述のような課題のうち少なくとも１つを解決することを目的になされたもので、交流電源の種類を問わず、共通の整流回路に対して圧縮機用モータを駆動する圧縮機用インバータとファン用モータを駆動するファン用インバータとを接続する構成において、高い変換効率で圧縮機用モータを駆動するとともに、放射ノイズ、及び、高調波鉄損などを抑制しながら、特別な絶縁強化を施さないファン用モータを駆動することができる電力変換装置、及び、この電力変換装置を備えた空気調和装置を提供することを目的とする。

本発明に係る電力変換装置は、交流電源から供給された交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路で整流された整流電圧を昇圧する昇圧回路と、前記昇圧回路の出力端間に接続された第１のコンデンサと、前記第１のコンデンサの両極間に接続され、圧縮機の駆動源である圧縮機用モータを駆動する第１のインバータと、ファンの駆動源であるファン用モータを駆動する第２のインバータと、を備え、前記昇圧回路は、リアクトルと、第１の逆流防止素子及び第２の逆流防止素子と、第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子と、両極間に前記第２のインバータが接続された第２のコンデンサと、を備え、前記第１の逆流防止素子、前記第２の逆流防止素子、前記第１のスイッチング素子、及び、前記第２のスイッチング素子は、前記第１のコンデンサに対して並列となるように順次直列に接続され、前記リアクトルは、一端が前記整流回路と接続され、他端が前記第２の逆流防止素子と前記第１のスイッチング素子との間と接続され、前記第２のコンデンサは、一端が前記第１の逆流防止素子と前記第２の逆流防止素子との間と接続され、他端が前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との間と接続された構成であって、前記第１のインバータは、前記第１のコンデンサの両極間の電圧を交流電圧へ変換して前記圧縮機用モータへ出力するものであり、前記第２のインバータは、前記第２のコンデンサの両極間の電圧を交流電圧へ変換して前記ファン用モータへ出力するものである。

本発明に係る電力変換装置によれば、共通の整流回路に対して圧縮機用モータを駆動する第１のインバータとファン用モータを駆動する第２のインバータとを接続し、かつ、昇圧回路を備える構成において、ファン用モータを駆動する第２のインバータが、昇圧回路に備わる第２のコンデンサの両極間の電圧を交流電圧へ変換してファン用モータへ出力するようにした。

このように構成したことから、交流電圧の種類を問わず、共通の整流回路に対して圧縮機用モータを駆動する圧縮機用インバータとファン用モータを駆動するファン用インバータとを接続する構成において、高い変換効率で圧縮機用モータを駆動するとともに、放射ノイズ、及び、高調波鉄損などを抑制しながら、特別な絶縁強化を施さないファン用モータを駆動することができるといった従来にない顕著な効果を奏するものである。

本発明の実施の形態１に係る電力変換装置を備えるモータ駆動システム全体の構成を示す図である。 本発明の実施の形態１に係る昇圧回路における昇圧モード毎の第１のコンデンサの電圧のレベルの一例を示す図である。 本発明の実施の形態１における昇圧回路のスイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２のＯＮ／ＯＦＦのデューティ比を決定するブロック図である。 本発明の実施の形態１に係る昇圧回路のスイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２のＯＮ／ＯＦＦ状態を表すスイッチングモードを示す図である。 本発明の実施の形態１に係る昇圧回路の昇圧モード毎に設定されたスイッチングモードの組合せを示す図である。 本発明の実施の形態４に係る空気調和装置の構成を示す図である。 本発明の実施の形態５に係る空気調和装置の構成を示す図である。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。なお、以下に説明する実施の形態によって本発明が限定されるものではない。また、以下の図面では各構成部材の大きさの関係が実際のものとは異なる場合がある。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置１０１を備えるモータ駆動システム全体の構成を示す図である。
図１に示すように、本実施の形態１に係るモータ駆動システムは、交流電源１と、圧縮機用モータ３と、ファン用モータ５と、電力変換装置１０１と、によって構成されている。

電力変換装置１０１は、商用電源をはじめとする交流電源１に接続される整流回路２と、昇圧回路７と、昇圧回路７の出力間に接続された第１のコンデンサ１１と、第１のコンデンサ１１の両極間に接続された第１のインバータ４と、後述する昇圧回路７に備わる第２のコンデンサ１５の両極間に接続された第２のインバータ６と、制御装置８と、によって構成されている。

第１のインバータ４の出力側には、空気調和装置の圧縮機３０の駆動源である圧縮機用モータ３が接続されており、第１のインバータ４は、第１のコンデンサ１１の両極間の電圧を交流電圧へ変換して圧縮機用モータ３へ出力し、駆動する。また、第２のインバータ６の出力側には、空気調和装置のファン５０の駆動源であるファン用モータ５が接続されており、第２のインバータ６は、第２のコンデンサ１５の両極間の電圧を交流電圧へ変換してファン用モータ５へ出力し、駆動する。なお、図１において空気調和装置の圧縮機３０、及び、空気調和装置のファン５０の図示を、それぞれ省略している。

制御装置８は、第１のインバータ４、第２のインバータ６、及び、昇圧回路７を制御するための駆動信号を各々へ出力する機能を有し、記憶装置（図示せず）と該記憶装置に記憶されたプログラムを実行するプロセッサ（図示せず）とによって前記駆動信号を出力するための演算処理を実現する。

記憶装置は、ランダムアクセスメモリ等の揮発性記憶装置と、フラッシュメモリ等の不揮発性の補助記憶装置とによって構成されている。なお、補助記憶装置として、フラッシュメモリ等の代わりに、ハードディスク等を用いてもよい。プロセッサは、記憶装置の補助記憶装置から揮発性記憶装置に展開されたプログラムを実行する。また、プロセッサは、演算結果等のデータを、揮発性記憶装置に出力してもよいし、揮発性記憶装置を介して補助記憶装置に保存してもよい。

また、本実施の形態１において、複数のプロセッサ、及び、複数の記憶装置が連携する構成にしても良い。さらに、記憶装置及びプロセッサは、例えばマイクロコンピュータ、及び、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）などによって構成しても良い。

整流回路２は、例えば、交流電源１が三相３線式か三相４線式かを問わず三相の場合は６個の整流ダイオード、交流電源１が単相の場合は４個の整流ダイオード、といった複数の逆流防止素子をブリッジ接続して構成され、交流電源１から供給された交流電圧を整流する周知の全波整流回路である。なお、図１は、交流電源１が三相３線式の例を示している。

昇圧回路７は、整流回路２により整流された直流電圧（以下、当該電圧を整流電圧Ｖｄｃ０と称する）を昇圧し、昇圧された直流電圧（以下、当該電圧を昇圧電圧Ｖｄｃ１と称する）を出力する。

また、昇圧回路７の出力端間、つまり、出力側の直流母線間には、昇圧電圧Ｖｄｃ１を平滑化する第１のコンデンサ１１が接続されており、第１のコンデンサ１１によって昇圧電圧Ｖｄｃ１が平滑化され、第１のコンデンサ１１の両極間の電圧（以下、当該電圧を電圧Ｖｄｃ１１と称する）が第１のインバータ４へ入力される。なお、整流電圧Ｖｄｃ０に対する、第１のコンデンサ１１の電圧Ｖｄｃ１１の比を昇圧比とする。

以下、本実施の形態１に係る昇圧回路７について説明する。
昇圧回路７は、第１の逆流防止素子１４ａ及び第２の逆流防止素子１４ｂと、逆並列接続された逆流防止素子を備える第１のスイッチング素子１３ａ及び第２のスイッチング素子１３ｂと、を備えている。第１の逆流防止素子１４ａ及び第２の逆流防止素子１４ｂは互いに直列に接続され、第１のスイッチング素子１３ａ及び第２のスイッチング素子１３ｂは、互いに直列に接続されている。なお、図１において、第１のスイッチング素子１３ａのスイッチ側にＳＷ１の符号を、第２のスイッチング素子１３ｂのスイッチ側にＳＷ２の符号を、それぞれ付している。

そして、昇圧回路７の出力間において、第１のコンデンサ１１に対して並列となるように、第１の逆流防止素子１４ａ、第２の逆流防止素子１４ｂ、第１のスイッチング素子１３ａ、及び、第２のスイッチング素子１３ｂ、が順次直列に接続された構成である。つまり、第２の逆流防止素子１４ｂのアノード側に第１のスイッチング素子１３ａの一端が接続された構成である。このとき、第１の逆流防止素子１４ａ及び第２の逆流防止素子１４ｂは、リアクトル１２から第１のインバータ４及び第２のインバータ６の入力側にのみ電流が流れるように設置されている。

さらに、整流回路２の出力側直流母線の正極側と、第２の逆流防止素子１４ｂと第１のスイッチング素子１３ａとの接続点とが、リアクトル１２を介して接続された構成である。つまり、リアクトル１２は、一端が整流回路２の出力側直流母線の正極側と接続され、他端が第２の逆流防止素子１４ｂと第１のスイッチング素子１３ａとの間と接続されている。

また、第１の逆流防止素子１４ａと第２の逆流防止素子１４ｂとの接続点と、第１のスイッチング素子１３ａと第２のスイッチング素子１３ｂとの接続点との間に、第２のコンデンサ１５が、第２の逆流防止素子１４ｂ及び第１のスイッチング素子１３ａに対して並列に接続された構成である。つまり、第２のコンデンサ１５は、一端が第１の逆流防止素子１４ａと第２の逆流防止素子１４ｂとの間と接続され、他端が第１のスイッチング素子１３ａと第２のスイッチング素子１３ｂとの間と接続された構成である。

第１のスイッチング素子１３ａのスイッチＳＷ１、及び、第２のスイッチング素子１３ｂのスイッチＳＷ２は、制御装置８からの駆動信号に基づいてスイッチング動作を行い、整流回路２により整流された整流電圧Ｖｄｃ０を昇圧する。なお、スイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２がともにＯＦＦの状態ならば、昇圧動作は行われず、整流電圧Ｖｄｃ０と昇圧電圧Ｖｄｃ１とは同じ電圧となる。

昇圧回路７の制御において、望ましくは圧縮機用モータ３の運転状態に応じて、整流電圧Ｖｄｃ０に対する昇圧比を変化させるように昇圧モードを選択する。例えば、室内の温度が目標温度となるように空気調和装置の冷媒回路を圧縮機用モータ３の回転動作により制御する過程において、高い圧縮機３０の出力を得るために圧縮機用モータ３を毎秒数百回転といった高い回転数で駆動する必要がある。

圧縮機用モータ３に用いられる誘導機、及び、永久磁石同期モータ（ブラスレスＤＣモータ）等は、回転数が上昇するとモータ内部で発生する磁束による誘起電圧に起因してモータが必要とする電圧も上昇し、それに応じて該モータを駆動する後述の第１のインバータ４の出力電圧（実効値）も高くする必要がある。その上、第１のインバータ４が出力可能な電圧は、第１のインバータ４に入力される母線電圧、すなわち、第１のコンデンサ１１の電圧Ｖｄｃ１１に依存するため、第１のインバータ４の出力電圧を高くするためには、Ｖｄｃ１１も合わせて高くする必要があり、これらを実現するために圧縮機用モータ３の運転状態に応じて、整流電圧Ｖｄｃ０に対する昇圧比を変化させるように昇圧モードを選択する。

前記昇圧モードとして、例えば、整流電圧Ｖｄｃ０に対して昇圧を行わない昇圧モード（昇圧無・以下Ｍｏｄｅ０と称する）と、整流電圧Ｖｄｃ０に対して僅かに、例えば、２０Ｖ程度昇圧する昇圧モード（微昇圧・以下Ｍｏｄｅ１と称する）と、整流電圧Ｖｄｃ０に対して２倍に昇圧する昇圧モード（倍昇圧・以下Ｍｏｄｅ２と称する）と、整流電圧Ｖｄｃ０に対して２倍を超える電圧へ昇圧とする昇圧モード（倍超昇圧・以下Ｍｏｄｅ３と称する）を備え、スイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２のスイッチング動作によって昇圧比、すなわち、昇圧電圧Ｖｄｃ１、ひいては第１のコンデンサ１１の電圧Ｖｄｃ１１を制御する。

図２は、本発明の実施の形態１に係る昇圧回路７における昇圧モード毎の第１のコンデンサ１１の電圧Ｖｄｃ１１のレベルの一例を示す図である。
昇圧モード選択は、圧縮機用モータ３の運転状態を示す、例えば、圧縮機用モータ３の回転数または第１のインバータ４の出力電圧の周波数、昇圧回路７〜第１のインバータ４間の母線電流、第１のインバータ４の出力電圧、圧縮機用モータ３の電流、すなわち、第１のインバータ４の出力電流、などのパラメータに基づいて制御装置８で行う。

制御装置８は、選択した昇圧モードに基づいて、スイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２のＯＮ／ＯＦＦ時間のデューティ比、つまり、予め定められた時間に対するＯＮ時間の比率を算出して該デューティ比に応じた駆動信号を生成し、該駆動信号に基づいてスイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２はスイッチング動作を行う。

図３は、本発明の実施の形態１における昇圧回路７のスイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２のＯＮ／ＯＦＦのデューティ比を決定するブロック図である。なお、ブロック図に係る演算は制御装置８によって行われる。

加減算器２１ａで、第１のコンデンサ１１の両極間の電圧の目標値Ｖｄｃ１１＊から周知の電圧センサ（図示せず）によって検出される第１のコンデンサ１１の電圧Ｖｄｃ１１を減算して、目標値Ｖｄｃ１１＊と電圧Ｖｄｃ１１との偏差を求める。そして、目標値Ｖｄｃ１１＊と電圧Ｖｄｃ１１との偏差に基づき、制御演算器２２ａで、例えば周知のＰＩ（Ｄ）制御演算を行い、リアクトル１２に流れる電流の目標値ＩＬ＊を算出する。

次に、加減算器２１ｂで、リアクトル１２に流れる電流の目標値ＩＬ＊から周知の電流センサ（図示せず）によって検出されるリアクトル１２に流れる電流ＩＬを減算して、目標値ＩＬ＊と電流ＩＬとの偏差を求める。そして、目標値ＩＬ＊と電流ＩＬとの偏差に基づき、制御演算器２２ｂで、同様に周知のＰＩ（Ｄ）制御演算を行い、スイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２のデューティ比の基準値Ｄｏｎを求める。

また、第２のコンデンサ１５の両極間の電圧（以下、当該電圧を電圧Ｖｄｃ２と称する）の制御は、デューティ比の基準値Ｄｏｎに対して、予め定められた時間に対してスイッチＳＷ２のＯＮ時間を増加させ、該増加させた分、スイッチＳＷ１のＯＮ時間を減少させることで実現できる。そのため、加減算器２１ｃで、第２のコンデンサ１５の両極間の電圧の目標値Ｖｄｃ２＊から周知の電圧センサ（図示せず）によって検出される第２のコンデンサ１５の電圧Ｖｄｃ２を減算して、目標値Ｖｄｃ２＊と電圧Ｖｄｃ２との偏差を求め、目標値Ｖｄｃ２＊と電圧Ｖｄｃ２との偏差に基づき、制御演算器２２ｃで、同様に周知のＰＩ（Ｄ）制御演算を行い、スイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２のデューティ比の調整値ΔＤｏｎを求める。

デューティ比の基準値Ｄｏｎに対して、加減算器２１ｄで、デューティ比の調整値ΔＤｏｎ分減算したデューティ比ＤＳＷ１が、スイッチＳＷ１のデューティ比となる。また、デューティ比の基準値Ｄｏｎに対して、加減算器２１ｅで、デューティ比の調整値ΔＤｏｎ分加算したデューティ比ＤＳＷ２が、スイッチＳＷ２のデューティ比となる。そして、該デューティ比に応じたスイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２の駆動信号を生成し、該信号に基づいてスイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２はスイッチング動作を行う。

前記Ｍｏｄｅ０〜Ｍｏｄｅ３の各昇圧モードにおけるスイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２のＯＮ／ＯＦＦのパターンは、スイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２のデューティ比ＤＳＷ１、ＤＳＷ２を満たすように、以下に示す４つのスイッチングモードＳＭ１〜ＳＭ４を組み合わせて実現する。

図４は、本発明の実施の形態１に係る昇圧回路７のスイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２のＯＮ／ＯＦＦ状態を表すスイッチングモードＳＭ１〜ＳＭ４を示す図である。
スイッチングモードＳＭ１〜ＳＭ４は、スイッチＳＷ１をＯＦＦ、スイッチＳＷ２をＯＮするＳＭ１と、スイッチＳＷ１をＯＮ、スイッチＳＷ２をＯＦＦするＳＭ２と、スイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２ともにＯＦＦするＳＭ３と、スイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２ともにＯＮするＳＭ４の、４つのモードからなる。

次に各昇圧モードに切り替える際のスイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２のスイッチング動作について説明する。
図５は、本発明の実施の形態１に係る昇圧回路７の昇圧モード毎Ｍｏｄｅ０〜Ｍｏｄｅ３に設定されたスイッチングモードの組合せを示す図である。
以下、図５に示されるスイッチングモードの切り替えにより、各昇圧モードにおける昇圧動作を実現する。

（Ａ）昇圧無・Ｍｏｄｅ０から微昇圧・Ｍｏｄｅ１への移行
スイッチングモードがＳＭ１→ＳＭ３→ＳＭ２→ＳＭ３の順に切り替わるようにスイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２を制御し、この制御を繰り返し行う。

ＳＭ１において、リアクトル１２→第２の逆流防止素子１４ｂ→第２のコンデンサ１５→スイッチＳＷ２の経路が導通し、整流電圧Ｖｄｃ０によって第２のコンデンサ１５が充電される。

次のＳＭ３において、リアクトル１２→第２の逆流防止素子１４ｂ→第１の逆流防止素子１４ａ→第１のコンデンサ１１の経路が導通するとともに、第２のコンデンサ１５→第１の逆流防止素子１４ａ→第１のコンデンサ１１の経路が導通し、整流電圧Ｖｄｃ０と第２のコンデンサ１５の電圧Ｖｄｃ２とにより第１のコンデンサ１１が充電される。

次のＳＭ２において、リアクトル１２→スイッチＳＷ１→第２のコンデンサ１５→第１の逆流防止素子１４ａ→第１のコンデンサ１１の経路が導通し、整流電圧Ｖｄｃ０により第２のコンデンサ１５が充電される。

再びＳＭ３に戻すと、リアクトル１２→第２の逆流防止素子１４ｂ→第１の逆流防止素子１４ａ→第１のコンデンサ１１の経路が導通するとともに、第２のコンデンサ１５→第１の逆流防止素子１４ａ→第１のコンデンサ１１の経路が導通し、整流電圧Ｖｄｃ０と第２のコンデンサ１５の電圧Ｖｄｃ２とにより第１のコンデンサ１１が充電される。

この一連の動作を繰り返し行うことにより、第１のコンデンサ１１の電圧Ｖｄｃ１１として、整流電圧Ｖｄｃ０よりに僅かに昇圧した電圧を出力する。

微昇圧・Ｍｏｄｅ１においては、リアクトル１２に流れる高調波電流の発生を抑制するために、望ましくはリアクトル１２に流れる電流を検出する機構を備えるようにし、該検出電流を一定に制御するようにしても良い。

（Ｂ）微昇圧・Ｍｏｄｅ１から倍昇圧・Ｍｏｄｅ２への移行
スイッチングモードＳＭ１とＳＭ２とが交互に切り替わるようにスイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２を制御し、この制御を繰り返し行う。

ＳＭ１において、リアクトル１２→第２の逆流防止素子１４ｂ→第２のコンデンサ１５→スイッチＳＷ２の経路が導通し、整流電圧Ｖｄｃ０によって第２のコンデンサ１５が充電される。

次のＳＭ２において、リアクトル１２→スイッチＳＷ１→第２のコンデンサ１５→第１の逆流防止素子１４ａ→第１のコンデンサ１１の経路が導通し、整流電圧Ｖｄｃ０と第２のコンデンサ１５の電圧Ｖｄｃ２とにより第１のコンデンサ１１が充電される。

この一連の動作を繰り返し行うことにより、第１のコンデンサ１１には、整流電圧Ｖｄｃ０の２倍の直流電圧が充電され、第１のコンデンサ１１の電圧Ｖｄｃ１１として、整流電圧Ｖｄｃ０の２倍に昇圧した電圧を出力する。

倍昇圧・Ｍｏｄｅ２においては、リアクトル１２に流れる電流が一定となり、該電流の高調波成分の最小化が可能となる。よって、整流電圧Ｖｄｃ０に対して第１のコンデンサ１１の電圧Ｖｄｃ１１を２倍に昇圧する、すなわち昇圧比を２にすることで、リアクトル１２に流れる高調波成分を最小化できる。そのため、リアクトル１２で発生する損失の低減と、交流電源１が商用電源の場合において電源系統に対する高調波成分の流出が抑制される。このことから、昇圧回路７における昇圧動作において、後述する２以上の昇圧比で昇圧する倍超昇圧・Ｍｏｄｅ３も可能ではあるが、該高調波成分の抑制を目的として、昇圧無・Ｍｏｄｅ０と、倍昇圧・Ｍｏｄｅ２とを主要なモードとし、Ｍｏｄｅ０からＭｏｄｅ２へ移行するために微昇圧・以下Ｍｏｄｅ１を組み入れ、最大昇圧比を２までに制限しても良い。

（Ｃ）倍昇圧・Ｍｏｄｅ２から倍超昇圧・Ｍｏｄｅ３への移行
スイッチングモードがＳＭ１→ＳＭ４→ＳＭ２→ＳＭ４の順に切り替わるようにスイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２を制御し、この制御を繰り返し行う。

ＳＭ１において、リアクトル１２→第２の逆流防止素子１４ｂ→第２のコンデンサ１５→スイッチＳＷ２の経路が導通し、整流電圧Ｖｄｃ０によって第２のコンデンサ１５が充電される。

次のＳＭ４において、リアクトル１２→スイッチＳＷ１→スイッチＳＷ２の経路が導通し、リアクトル１２にエネルギーが蓄積されるとともに、第２のコンデンサ１５の充電電圧によって第１の逆流防止素子１４ａを介して、第１のコンデンサ１１が充電される。

次のＳＭ２において、リアクトル１２→スイッチＳＷ１→第２のコンデンサ１５→第１の逆流防止素子１４ａ→第１のコンデンサ１１の経路が導通し、整流電圧Ｖｄｃ０と第２のコンデンサ１５の電圧Ｖｄｃ２とにより第１のコンデンサ１１が充電される。

再びＳＭ４に戻すと、リアクトル１２→スイッチＳＷ１→スイッチＳＷ２の経路が導通し、整流電圧Ｖｄｃ０によりリアクトル１２にエネルギーが蓄積される。

この一連の動作を繰り返し行うことにより、第１のコンデンサ１１の電圧Ｖｄｃ１１として、整流電圧Ｖｄｃ０の２倍以上に昇圧した電圧を出力する。

倍超昇圧・Ｍｏｄｅ３においても、リアクトル１２に流れる高調波電流の発生を抑制するために、望ましくはリアクトル１２に流れる電流を検出する機構を備えるようにし、該検出電流を一定に制御するようにしても良い。

以上に示す各昇圧モードに対応した昇圧回路７のスイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２のスイッチング動作によって、整流電圧Ｖｄｃ０に対して、第１のコンデンサ１１の電圧Ｖｄｃ１１を１倍以上の任意の倍数、すなわち昇圧比を１以上にするような昇圧動作を実現できる。

第１のインバータ４は、各相（例えば三相の場合ｕ、ｖ、ｗ相）に２つの逆並列接続された逆流防止素子を備えるスイッチング素子が直列接続され、各々のスイッチング素子が制御装置８からの駆動信号に基づいてスイッチング動作を行う周知の回路であり、第１のコンデンサ１１の電圧Ｖｄｃ１１を、空気調和装置の圧縮機３０の駆動源である圧縮機用モータ３を駆動するための適切な周波数の（三相）交流電圧へ変換して、接続されている圧縮機用モータ３へ三相交流電圧を供給する。

ここで、第１のインバータ４を構成するスイッチング素子、及び、逆流防止素子において、現在一般的には珪素（Ｓｉ）を材料とする半導体を用いるのが主流である。しかし、これに代えて、炭化珪素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）、ダイヤモンドを材料とするワイドバンドギャップ半導体を用いても良い。このようなワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子、及び、逆流防止素子は、耐電圧性、許容電流がともに高く、これらの素子の小型化が可能であり、小型化されたスイッチング素子、及び、逆流防止素子を用いることにより、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。

また、このようなワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子、及び、逆流防止素子は耐熱性も高く、第１のインバータ４の放熱に必要な冷却機構、（例えば放熱フィン、水冷機構など）の小型化、及び、冷却方式の簡素化（水冷方式から構造が簡素な空冷方式への変更）が可能であるので、スイッチング素子、及び、逆流防止素子を組み込んだ半導体モジュールの一層の小型化が可能となる。

さらに、このようなワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子、及び、逆流防止素子は、電力損失が低く、電力変換効率が向上するために高い変換効率で圧縮機用モータ３を駆動することが可能となる。

なお、スイッチング素子、及び、逆流防止素子の両方にワイドバンドギャップ半導体を用いていることが望ましいが、いずれか一方の素子のみにワイドバンドギャップ半導体を用いていても良い。

先述の昇圧回路７の説明においては言及しなかったが、昇圧回路７を構成するスイッチング素子、及び、逆流防止素子においてもワイドバンドギャップ半導体を用いても良く、珪素（Ｓｉ）素子と比較して損失低減を図ることができる。また、昇圧回路７を構成するスイッチング素子、つまり、第１のスイッチング素子１３ａ及び第２のスイッチング素子１３ｂにおいて、トランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ等の半導体素子を用いても良い。また、昇圧回路７を構成する逆流防止素子、つまり、第１の逆流防止素子１４ａ及び第２の逆流防止素子１４ｂにおいて、ファストリカバリダイオードのような素子を用いても良い。

制御装置８は、圧縮機３０を駆動するのに必要な圧縮機用モータ３の出力が得られるように、周知のフィードフォワード制御演算、または、ベクトル制御演算の実行により適切な周波数の（三相）交流の電圧指令を求め、該電圧指令を第１のインバータ４におけるスイッチング動作のための駆動信号（例えば周知のＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号）へ変換する。

また、図１には図示していないが、これらの制御演算において、圧縮機用モータ３の電流、すなわち第１のインバータ４の出力電流を検出する電流センサ、または、圧縮機用モータ３の位置あるいは回転数を検出するセンサを取り付け、これらのセンサによって検出される電流、位置あるいは回転数の情報を用いても良い。

前記制御演算によって、（三相）交流の電圧指令が求まることから、該指令（の実効値）に基づいて第１のインバータ４の入力として必要な第１のコンデンサ１１の電圧Ｖｄｃ１１を求め、Ｖｄｃ１１の目標値Ｖｄｃ１１＊、または、昇圧モードを選択すれば良い。

制御装置８において、前記（三相）交流の電圧指令が、第１のインバータ４が出力可能な電圧か否かを判断する基準である変調度（第１のコンデンサ１１の電圧Ｖｄｃ１１を基準とした前記（三相）交流の電圧指令の実効値の比率相当）を演算し、該変調度に応じて昇圧モード（Ｖｄｃ１１の目標値Ｖｄｃ１１＊）を選択する。

変調度が、第１のインバータ４が出力可能な電圧以上となるレベルに達すると、第１のインバータ４の出力電圧が飽和するため、圧縮機用モータ３の電圧を該飽和電圧以下とするように作用させるために、圧縮機用モータ３に流れる電流が増加する。その結果、第１のインバータ４の損失は増加する。さらに、圧縮機用モータ３あるいは第１のインバータ４の許容電流の制約レベルまで圧縮機用モータ３の電流が増加した時には、それ以上の回転数を上げることができなくなる。

したがって、変調度に応じて昇圧モードを適切に選択していき、昇圧レベルを変更しながら昇圧回路７が出力可能な最大の昇圧可能レベルまで動作させる。

このようにすれば、特に第１のインバータ４の損失を低減するとともに、高い変換効率で圧縮機用モータ３駆動することが可能となる。

また、交流電源１が商用電源の場合、電力供給事情により電圧が異なるため（三相交流電源の場合、主に線間電圧実効値２００Ｖ、４００Ｖなど）、交流電源１を整流回路２によって整流された整流電圧Ｖｄｃ０は、交流電源１の実効値の大きさに依存する。

昇圧しない場合は、商用電源の（実効値の）大きさによって圧縮機用モータ３の設計を変える必要があり、同一定格出力に対しても商用電源毎に異なった圧縮機用モータ３の設計・製作が必要である。これに対し、昇圧する場合は、商用電源の大きさに係らず昇圧回路７の昇圧動作により第１のコンデンサ１１の電圧Ｖｄｃ１１を同一にでき、第１のインバータ４の入力側から圧縮機用モータ３までの構成、及び、電圧レベルを共通化することで、商用電源の（実効値の）大きさに関係なく、同一定格出力に対する圧縮機用モータ３の設計を共通化できる効果が得られる。

次に、空気調和装置のファン５０の駆動源であるファン用モータ５を駆動するための構成を説明する。

ファン用モータ５は、先述の通り、第２のインバータ６へ入力する母線電圧が高いと、放射ノイズ、キャリア周波数成分に起因する高調波鉄損、及び、絶縁強化の課題が生じる。そのため、圧縮機用モータ３を高い回転数で駆動するのに適した第１のインバータ４の入力電圧と、ファン用モータ５を駆動するのに適した第２のインバータ６の入力電圧とが異なり、ファン用モータ５を駆動する第２のインバータ６において入力側の母線電圧は低い方が望ましい。

そこで、第２のコンデンサ１５の両極間に第２のインバータ６を接続し、第２のコンデンサ１５の電圧Ｖｄｃ２を第２のインバータ６へ入力する構成とする。

本実施の形態１に係る昇圧回路７の昇圧制御において、第１のコンデンサ１１の電圧Ｖｄｃ１１はもとより、第２のコンデンサ１５の電圧Ｖｄｃ２を図２の制御ブロックに基づいて制御することができる。電圧制御の簡素化の視点で、昇圧回路７の出力である昇圧電圧Ｖｄｃ１を、０、Ｖｄｃ１１の５０％、Ｖｄｃ１１という３レベルの出力電圧を出力する場合、通常、第２のコンデンサ１５の電圧Ｖｄｃ２を第１のコンデンサ１１の電圧Ｖｄｃ１１の５０％に制御する。そのため、ファン用モータ５を駆動する第２のインバータ６へ入力する第２のコンデンサ１５の電圧Ｖｄｃ２は、圧縮機用モータ３を駆動する第１のインバータ４へ入力する第１のコンデンサ１１の電圧Ｖｄｃ１１と比較して低くなる。

第２のインバータ６は、第１のインバータ４と同様に、各相（例えば三相の場合ｕ、ｖ、ｗ相）に２つの逆並列接続された逆流防止素子を備えるスイッチング素子が直列接続され、各々のスイッチング素子が制御装置８からの駆動信号に基づいてスイッチング動作を行う周知のインバータ回路であり、第２のコンデンサ１５の電圧Ｖｄｃ２を、空気調和装置のファン５０の駆動源であるファン用モータ５を駆動するための適切な周波数の（三相）交流電圧へ変換して、接続されているファン用モータ５へ三相交流電圧を供給する。

なお、第２のインバータ６を構成するスイッチング素子、及び、逆流防止素子において、炭化珪素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）、ダイヤモンドを材料とするワイドバンドギャップ半導体を用いても良いが、第１のインバータ４と比較して出力が小さく、損失も小さいため、ワイドバンドギャップ半導体を第１のインバータ４に適用する時と比較して損失や変換効率に係るメリットが相対的に小さくなる。

また、現在一般的にワイドバンドギャップ半導体と比較して珪素（Ｓｉ）を材料とする半導体が安価であるため、第２のインバータ６を構成するスイッチング素子、及び、逆流防止素子はコストメリットを優先し、珪素（Ｓｉ）を材料とする半導体で形成されていても良い。

このようにすれば、出力が大きく損失の大きい圧縮機側は変換効率を優先し、損失の小さいファン側はコストメリット優先することでコスト対効率・性能を適正化することが可能となる。

なお、スイッチング素子、及び、逆流防止素子の両方に珪素（Ｓｉ）を材料とする半導体を用いていることが望ましいが、いずれか一方の素子のみに珪素（Ｓｉ）を材料とする半導体を用いても良い。

制御装置８は、ファン５０が要求される能力を満たすファン用モータ５の出力が得られるように、周知のフィードフォワード制御演算、または、ベクトル制御演算の実行により適切な周波数の（三相）交流の電圧指令を求め、該電圧指令を第２のインバータ６におけるスイッチング動作のための駆動信号（第１のインバータ４同様に周知のＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号）へ変換する。

また、図１には図示していないが、これらの制御演算において、ファン用モータ５の電流、すなわち第２のインバータ６の出力電流を検出する電流センサ、または、ファン用モータ５の位置あるいは回転数を検出するセンサを取り付け、これらのセンサによって検出される電流、位置あるいは回転数の情報を用いても良い。

ファン用モータ５のモータ出力は、一般的に圧縮機用モータ３のモータ出力と比較して小さいために、第２のコンデンサ１５の電圧Ｖｄｃ２のレベルで必要な性能が十分得られる。そのため、先述のように、昇圧無・Ｍｏｄｅ０と、倍昇圧・Ｍｏｄｅ２とを主要なモードとし、Ｍｏｄｅ０からＭｏｄｅ２へ移行するために微昇圧・以下Ｍｏｄｅ１とを組み入れ、最大昇圧比を２までに制限、つまり、整流電圧Ｖｄｃ０に対して第１のコンデンサ１１の電圧Ｖｄｃ１１を２倍までに制限しても良い。

最大昇圧比を２までに制限することで、第２のコンデンサ１５の電圧Ｖｄｃ２がファン用モータ５を駆動するのに必要な電圧に対して大きくなり過ぎることを抑制しつつ、リアクトル１２に流れる高調波成分を最小化でき、リアクトル１２で発生する損失の低減と交流電源１が商用電源の場合において、電源系統に対する高調波成分の流出が抑制される。また、高調波成分の流出が抑制できることによりリアクトル１２の小型化が実現できる。

以上が、本実施の形態１に係る電力変換装置１０１によって構成されるシステムの説明である。

本実施の形態１によれば、共通の整流回路２に対して圧縮機用モータ３を駆動する第１のインバータ４とファン用モータを駆動する第２のインバータ６とを接続し、かつ、昇圧回路７を備える構成において、ファン用モータ５を駆動する第２のインバータ６が、昇圧回路７に備わる第２のコンデンサ１５の電圧Ｖｄｃ２を、交流電圧へ変換してファン用モータへ出力する。

このように構成したことから、交流電圧の種類を問わず、高い変換効率で圧縮機用モータ３を駆動するとともに、放射ノイズ、高調波鉄損などを抑制しながら、特別な絶縁強化を施さないファン用モータ５を駆動することができるといった従来にない顕著な効果を奏するものである。

また、第１のインバータ４を構成するスイッチング素子、及び、逆流防止素子においてワイドバンドギャップ半導体を用いることで、これらの素子の小型化、さらには、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化できる効果がある。

また、第２のインバータ６を構成するスイッチング素子、及び、逆流防止素子において、珪素（Ｓｉ）を材料とする半導体を用いることで、出力が大きく損失の大きい圧縮機側は変換効率を優先、損失の小さいファン側はコストメリットを優先でき、コスト対効率・性能を適正化することができる効果がある。

また、昇圧回路７として、最大昇圧比を２までに制限することで、第２のコンデンサ１５の電圧Ｖｄｃ２がファン用モータ５を駆動するのに必要な電圧に対して大きくなり過ぎることを抑制しつつ、リアクトル１２に流れる高調波成分を最小化でき、リアクトル１２で発生する損失の低減と交流電源１が商用電源の場合において、電源系統に対する高調波成分の流出を抑制できる効果がある。

さらに、商用電源の（実効値の）大きさに係らず昇圧回路７の昇圧動作により第１のコンデンサ１１の電圧Ｖｄｃ１１を共通化することで、商用電源に関係なく同一定格出力に対する圧縮機用モータ３の設計を共通化できる効果がある。

実施の形態２．
以下、本発明の実施の形態２について説明するが、実施の形態１と重複するものについては（一部の）説明を省略し、実施の形態１と同じ部分または相当する部分には同じ符号を付す。

次に、本実施の形態２に係る電力変換装置１０１について説明する。
本実施の形態２においては、第１のコンデンサ１１の電圧Ｖｄｃ１１、あるいは、第２のコンデンサ１５の電圧Ｖｄｃ２の制御について主に説明する。

ファン用モータ５は、先述の通り、第２のインバータ６へ入力する母線電圧が高いと、放射ノイズ、キャリア周波数成分に起因する高調波鉄損、及び、絶縁強化の課題が生じるため、ファン用モータ５を駆動する第２のインバータ６において入力側の母線電圧は低い方が望ましい。

ただし、第２のコンデンサ１５の電圧Ｖｄｃ２を、先述の通り第１のコンデンサ１１の電圧Ｖｄｃ１１の５０％に制御した場合、微昇圧（Ｍｏｄｅ１）で昇圧回路７を昇圧すると、必要以上に第２のインバータ６へ入力する母線電圧が下がり過ぎ、ファン用モータ５の駆動条件によっては、駆動するのに必要な電圧に対して十分ではなくなることがある。

このような条件下、特に、圧縮機用モータ３のモータ出力が小さく、すなわち、圧縮機用モータ３の回転数が低く、かつ、ファン用モータ５の電圧が高くなる高回転数域において、電圧制約内に収める周知の対策である弱め磁束（界磁）制御の実施が必要となる。この制御においては、電圧制約が無いと仮定した場合と比較して、同じモータ出力を得るために必要な電流（実効値）が大きくなり、モータの巻線で発生する銅損、及び、インバータで発生する損失が増加する。

そこで、実施の形態の１つとして、ファン用モータ５が必要とする電圧に対して、第２のインバータ６へ入力する母線電圧が低くなり過ぎないように、第２のコンデンサ１５の電圧Ｖｄｃ２を第１のコンデンサ１１の電圧Ｖｄｃ１１に係らず、常に整流電圧Ｖｄｃ０以上に制御するようにしても良い。具体的には、図２において、第２のコンデンサ１５の電圧の目標値Ｖｄｃ２＊を、常に整流電圧Ｖｄｃ０以上に設定する。

特に、仕様共通化目的で、同じ商用電源定格で本発明のような昇圧回路７を有さない電力変換装置で駆動する時と同じ仕様のファン用モータ５を用いる時に、第２のコンデンサ１５の電圧の目標値Ｖｄｃ２＊を、常に整流電圧Ｖｄｃ０以上に設定し制御する。そうすることで、昇圧動作を必要としない主に圧縮機用モータ３の低〜中回転数域では、前記昇圧回路７を有さない電力変換装置で駆動する時と同じファン用モータ５の駆動性能を確保できるとともに、昇圧動作を必要とする圧縮機用モータ３の高回転数域では、実施の形態１と同様に、圧縮機用モータ３側において高い駆動性能を確保できる。

また、圧縮機用モータ３のモータ出力、すなわち、圧縮機用モータ３の回転数に基づいて第２のコンデンサ１５の電圧Ｖｄｃ２を制御するようにしても良い。

圧縮機用モータ３の回転数は、先述の制御装置８で行われる周知のフィードフォワード制御演算、あるいは、ベクトル制御演算の演算過程から得られる。また、圧縮機用モータ３の位置あるいは回転数を検出するセンサを有する場合は、該センサからも回転数の情報が得られ、該回転数に応じて第２のコンデンサ１５の電圧の目標値Ｖｄｃ２＊を設定する。

例えば、圧縮機用モータ３の回転数が低い時は、第２のインバータ６へ入力する母線電圧が低くなり過ぎないように、第２のコンデンサ１５の電圧の目標値Ｖｄｃ２＊を整流電圧Ｖｄｃ０に設定する。そして、圧縮機用モータ３の回転数が高くなって、第１のコンデンサ１１の電圧Ｖｄｃ１１の５０％が、第２のコンデンサ１５の電圧の目標値Ｖｄｃ２＊として望ましい値となれば、つまり、第１のコンデンサ１１の電圧Ｖｄｃ１１の５０％が整流電圧Ｖｄｃ０を超えれば、先述の通り第２のコンデンサ１５の電圧の目標値Ｖｄｃ２＊を、第１のコンデンサ１１の電圧Ｖｄｃ１１（または第１のコンデンサ１１の電圧の目標値Ｖｄｃ１１＊）の５０％に設定し、第２のコンデンサ１５の電圧Ｖｄｃ２を制御することで実現できる。

さらに、圧縮機用モータ３のモータ出力が小さい時、すなわち、圧縮機用モータ３の回転数が予め定められた回転数以下の時、第２のコンデンサ１５の電圧の目標値Ｖｄｃ２＊を、第１のコンデンサ１１の電圧Ｖｄｃ１１の５０％に設定する関係を維持しながら、第２のコンデンサ１５の電圧Ｖｄｃ２が整流電圧Ｖｄｃ０以上になるように、昇圧比を制御するようにしても良い。

例えば、先述の方法で圧縮機用モータ３の回転数の情報を取得し、圧縮機用モータ３の回転数が低く、予め定められた回転数以下の時は、第２のインバータ６へ入力する母線電圧が低くなり過ぎないように、第２のコンデンサ１５の電圧の目標値Ｖｄｃ２＊を整流電圧Ｖｄｃ０に設定する。さらに、第２のコンデンサ１５の電圧の目標値Ｖｄｃ２＊が第１のコンデンサ１１の電圧Ｖｄｃ１１の５０％との関係を維持するように、第１のコンデンサ１１の電圧の目標値Ｖｄｃ１１＊を第２のコンデンサ１５の電圧の目標値Ｖｄｃ２＊の２倍に設定するようにして、昇圧比を制御する。

このような制御を施すことで、必要以上に第２のインバータ６へ入力する母線電圧が下がり過ぎて、ファン用モータ５を駆動するのに必要な電圧に対して十分ではなくなることを防止し、主に低〜中回転数域のファン用モータ５の性能低下を抑制できる。

以上が、本実施の形態２に係る電力変換装置１０１の説明である。

本実施の形態２によれば、ファン用モータ５が必要とする電圧に対して、第２のインバータ６へ入力する母線電圧が低くなり過ぎないように、第２のコンデンサ１５の電圧Ｖｄｃ２を制御し、特に好ましくは、常に整流電圧Ｖｄｃ０以上に制御する。

このようにしたことから、必要以上に第２のインバータ６へ入力する母線電圧が下がり過ぎて、ファン用モータ５を駆動するのに必要な電圧に対して十分ではなくなることを防止し、主に圧縮機用モータ３の低〜中回転数域におけるファン用モータ５の性能低下を抑制しながら、前記昇圧回路７を有さない電力変換装置で駆動する時と同じファン用モータ５の駆動性能を確保できるとともに、昇圧動作を必要とする圧縮機用モータ３の高回転数域では、圧縮機用モータ３側において高い駆動性能を確保できる効果がある。

実施の形態３．
以下、本発明の実施の形態３について説明するが、実施の形態１及び２と重複するものについては（一部の）説明を省略し、実施の形態１及び２と同じ部分または相当する部分には同じ符号を付す。

次に、本実施の形態３に係る電力変換装置１０１について説明する。
本実施の形態３においては、圧縮機用モータ３のモータ出力が小さい、すなわち、回転数が低い、あるいは、圧縮機用モータ３が停止中など、昇圧回路７における昇圧動作を必要としない時（昇圧無・Ｍｏｄｅ０）の動作について説明する。

昇圧無・Ｍｏｄｅ０において、仮に電力変換装置が、第１のインバータ４、及び、第２のインバータ６がともに第１のコンデンサ１１の両極間に接続され、第１のコンデンサ１１の電圧Ｖｄｃ１１を各インバータへ入力される構成であるとする。そのような構成であれば、昇圧回路７のスイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２をともにＯＦＦに制御すれば、整流電圧Ｖｄｃ０に対して昇圧を行わないが、第２のコンデンサ１５が充電されないため、ファン用モータ５を駆動することができなくなる。

しかし、本実施の形態３に係る電力変換装置１０１の構成であれば、例えば、昇圧無・Ｍｏｄｅ０においては、スイッチＳＷ１をＯＦＦ、スイッチＳＷ２をＯＮにすれば、第１のコンデンサ１１と第２のコンデンサ１５とが整流電圧Ｖｄｃ０となるように充電される。そのため、ファン用モータ５を駆動することができなくことが回避され、合わせて、先述の第２のインバータ６へ入力する母線電圧が低くなり過ぎないようにすることも可能となる。

また、圧縮機用モータ３が停止中で、かつ、ファン用モータ５を駆動する際においても、同様にスイッチＳＷ１をＯＦＦ、スイッチＳＷ２をＯＮに制御すれば、昇圧回路７のスイッチング素子における損失が導通損のみとなり、昇圧回路７のスイッチング素子における損失を最低限に抑制することができるとともに、スイッチング動作を行わないことによる低ノイズ化も実現できる。

以上が、本実施の形態３に係る電力変換装置１０１の説明である。

本実施の形態３によれば、圧縮機用モータ３のモータ出力が小さい、あるいは、圧縮機用モータ３が停止中など、昇圧回路７における昇圧動作を必要としない時において、昇圧回路７を構成する第１のスイッチング素子１３ａ（スイッチＳＷ１）をＯＦＦ、第２のスイッチング素子１３ｂ（スイッチＳＷ２）をＯＮに制御する。

このようにしたことから、昇圧動作を必要としない時における昇圧回路７のスイッチング素子における損失を最低限に抑制することができるとともに、スイッチング動作を行わないことによる低ノイズ化も実現できる効果がある。

実施の形態４．
以下、本発明の実施の形態４について説明するが、実施の形態１〜３と重複するものについては（一部の）説明を省略し、実施の形態１〜３と同じ部分または相当する部分には同じ符号を付す。

次に、本実施の形態４に係る空気調和装置について説明する。
本実施の形態４においては、実施の形態１〜３で説明した電力変換装置１０１を、空気調和装置に適用した例について説明する。

図６は、本発明の実施の形態４に係る空気調和装置の構成を示す図である。なお、図６に示すように、本実施の形態４に係る空気調和装置は、実施の形態１〜３に係る電力変換装置１０１が適用されている。
以下、図６を参照しながら、本実施の形態４に係る空気調和装置について説明する。

図６に示される電力変換装置１０１は、実施の形態１〜３に係る電力変換装置であり、交流電源１から電力供給を受けて実施の形態１〜３に係る動作により（三相）交流電圧を圧縮機用モータ３へ出力して回転駆動するものである。この圧縮機用モータ３は、圧縮要素３１に連結されており、この圧縮機用モータ３及び圧縮要素３１によって、冷媒を圧縮する圧縮機３０を構成する。

本実施の形態４に係る空気調和装置は、圧縮機３０、四方弁３２、室外熱交換器３３、膨張装置３４、室内熱交換器３５、四方弁３２、そして、圧縮機３０の順に冷媒配管によって接続され、冷媒が循環する冷媒回路を構成する。なお、図６に示す該冷媒回路の構成は一例であり、必ずしも同じ構成でなくてもよく、同じ構成でない場合においても、実施の形態１〜３に係る電力変換装置を空気調和装置に適用した場合の効果は得られる。

このうち、室外機３６は、実施の形態１〜３に係る電力変換装置１０１、圧縮機３０、四方弁３２、及び、室外熱交換器３３を備えて構成し、室内機３７は、膨張装置３４、及び、室内熱交換器３５を備えて構成する。なお、膨張装置３４を室内機３７ではなく室外機３６に備える構成でも良い。

次に、本実施の形態４に係る空気調和装置の動作について、冷房運転を例に説明する。勿論、暖房運転においても図６に示す構成で実施することができ、後述の効果が得られる。

冷房運転に先立って、四方弁３２は、予め、圧縮機３０から吐出された冷媒が室外熱交換器３３へ向かうように、かつ、室内熱交換器３５から流出した冷媒が圧縮機３０へ向かうように流路を切り替えているものとする。なお、暖房運転についてはここでは詳細な説明を省略するが、四方弁３２における流路の切り替えによって冷房運転と暖房運転との切り替えを行う。

電力変換装置１０１によって圧縮機用モータ３を回転駆動することで、圧縮機用モータ３に連結した圧縮要素３１が冷媒を圧縮し、圧縮機３０は高温高圧冷媒を吐出する。圧縮機３０から吐出した高温高圧冷媒は、四方弁３２を経由して、室外熱交換器３３へ流入し、室外熱交換器３３においてファン５０によって供給（送風）される外部の空気と熱交換を実施して放熱する。

室外熱交換器３３から流出した冷媒は、膨張装置３４によって膨張及び減圧され、低温低圧の気液二相冷媒となり、室内熱交換器３５へ流入し、空調対象空間の空気と熱交換を実施して蒸発し、低温低圧のガス冷媒となって、室内熱交換器３５から流出する。室内熱交換器３５から流出したガス冷媒は、四方弁３２を経由して、圧縮機３０に吸入され、再び圧縮される。以上の動作が繰り返される。

なお、本実施の形態４では、実施の形態１〜３に係る電力変換装置１０１を空気調和装置へ適用した例を示したが、これに限定されるものではなく、空気調和装置の他、ヒートポンプ装置、冷凍装置、その他の冷凍サイクル装置一般に適用しても良い。

以上が、本実施の形態４に係る空気調和装置の説明である。

本実施の形態４によれば、高い変換効率で圧縮機用モータ３を駆動するとともに、放射ノイズ、高調波鉄損を抑制しながらファン用モータ５を駆動することが可能な実施の形態１〜３に係る電力変換装置を空気調和装置へ適用する。そうすることで、空気調和装置の信頼性が向上するとともに、定格冷房／暖房運転時のエネルギー消費効率（ＣＯＰ）、及び、１年を通した通年エネルギー消費効率（ＡＰＦ）が向上する効果がある。

実施の形態５．
以下、本発明の実施の形態５について説明するが、実施の形態１〜４と重複するものについては（一部の）説明を省略し、実施の形態１〜４と同じ部分または相当する部分には同じ符号を付す。

次に、本実施の形態５に係る空気調和装置について説明する。
図７は、本発明の実施の形態５に係る空気調和装置の構成を示す図である。なお、図７に示すように、本実施の形態５に係る空気調和装置は、実施の形態１〜３に係る電力変換装置１０１が適用されている。

先の実施の形態４に対し、本実施の形態５に係る空気調和装置は、前記冷媒回路を循環する冷媒を内部に流通した冷媒冷却器３８を備え、冷媒冷却器３８を用いて第１のインバータ４を冷却するようにしたものである。

なお、図７において、図の構成の都合上、冷媒冷却器３８と電力変換装置１０１とを隣接して記載しているが、冷媒冷却器３８は主に電力変換装置１０１に内包する第１のインバータ４を冷却する構成である。勿論、電力変換装置１０１に内包する第１のインバータ４以外の構成要素を冷却するような構成でも良い。

以下、実施の形態４と異なる室外機３６ａの冷媒回路を中心に説明する。
本実施の形態５に係る空気調和装置は、圧縮機３０、四方弁３２、室外熱交換器３３、室外機３６ａ側の膨張装置３４ａ、冷媒冷却器３８、室内機３７側の膨張装置３４、室内熱交換器３５、四方弁３２、そして、圧縮機３０の順に冷媒配管によって接続され、冷媒が循環する冷媒回路を構成する。

なお、図７に示す該冷媒回路の構成は一例であり、冷媒回路の冷媒を内部に流通した冷媒冷却器３８を備えることが本実施の形態５の目的であるため、必ずしも同じ冷媒回路の構成でなくても良い。

次に、図７で示される空気調和装置の動作について、冷房運転を例に説明する。なお、暖房運転についてはここでは詳細な説明を省略するが、先述の通り、四方弁３２における流路の切り替えによって暖房運転も実現できる。

冷房運転に先立って、先の実施の形態４と同様に、四方弁３２は、予め、圧縮機３０から吐出された冷媒が室外熱交換器３３へ向かうように、かつ、室内熱交換器３５から流出した冷媒が圧縮機３０へ向かうように流路を切り替えているものとする。

電力変換装置１０１によって圧縮機用モータ３を回転駆動することで、圧縮機用モータ３に連結した圧縮要素３１が冷媒を圧縮し、圧縮機３０は高温高圧冷媒を吐出する。圧縮機３０から吐出した高温高圧冷媒は、四方弁３２を経由して、室外熱交換器３３へ流入し、室外熱交換器３３においてファン５０によって供給（送風）される外部の空気と熱交換を実施して放熱する。

室外熱交換器３３から流出した冷媒は、室外機３６ａ側の膨張装置３４ａにおいて膨張及び減圧され、低温低圧の気液二相冷媒となった状態で、冷媒冷却器３８に流入する。

出力が大きい圧縮機用モータ３を駆動するため、第１のインバータ４の発熱が大きく、高い冷却能力を要する。第１のインバータ４を構成する複数のスイッチング素子、及び、逆流防止素子において、高温状態が続くとスイッチング素子性能の劣化、さらには所定の温度を超えると素子故障が生じる可能性がある。

冷却能力が低い場合、スイッチング素子の温度上昇を抑制するために圧縮機用モータ３に流れる電流を制限するなど、圧縮機用モータ３の出力範囲を制限する必要がある。そこで、本実施の形態５のように、冷媒冷却器３８を用いて第１のインバータ４を冷却することで、第１のインバータ４の冷却能力を高めることができ、スイッチング素子が有する電流耐圧まで最大限に電流を通流し、圧縮機用モータ３の出力範囲の拡大が可能となる。

この冷却作用により、冷媒冷却器３８において、気液二相冷媒中の液冷媒の一部が第１のインバータ４から吸熱して蒸発する。

冷媒冷却器３８から流出した気液二相冷媒は、室内機３７側の膨張装置３４において膨張及び減圧されて室内熱交換器３５へ流入し、空調対象空間の空気と熱交換を実施して蒸発し、低温低圧のガス冷媒となって室内熱交換器３５から流出する。室内熱交換器３５から流出したガス冷媒は、四方弁３２を経由して圧縮機３０に吸入され、再び圧縮される。以上の動作が繰り返される。

なお、図７に示す冷媒回路の構成では、膨張装置（３４、３４ａ）を室内機３７側、及び、室外機３６ａ側の両方に備える構成であるが、これは、冷房能力は圧縮機用モータ３の回転数で、また、第１のインバータ４の冷却温度を２つの膨張装置（３４、３４ａ）でそれぞれ独立に制御可能なようにするためである。このような構成は、大きな冷房能力が要求される場合でも、第１のインバータ４の冷却温度は必要以上に低くなることはなく結露の発生を抑制できるとともに、第１のインバータ４の発熱量が大きい場合も、第１のインバータ４の冷却温度が上昇しないように制御できる。

図７の構成はあくまでも、第１のインバータ４の冷却不足が発生しないようにした一例であり、結露が問題とならないケースにおいては必ずしも膨張装置（３４、３４ａ）を２つ備える構成にしなくても良く、先の実施の形態４のように、膨張装置３４を、室内機３７側及び室外機３６ａ側のいずれか一方に備える構成としても良い。

以上が、本実施の形態５に係る空気調和装置の説明である。

本実施の形態５によれば、冷媒冷却器３８を用いて第１のインバータ４を冷却することで、第１のインバータ４の冷却能力が向上し、圧縮機用モータ３の出力範囲を拡大することができる効果がある。

１ 交流電源、２ 整流回路、３ 圧縮機用モータ、４ 第１のインバータ、５ ファン用モータ、６ 第２のインバータ、７ 昇圧回路、８ 制御装置、１１ 第１のコンデンサ、１２ リアクトル、１３ａ 第１のスイッチング素子、１３ｂ 第２のスイッチング素子、１４ａ 第１の逆流防止素子、１４ｂ 第２の逆流防止素子、１５ 第２のコンデンサ、２１ａ 加減算器、２１ｂ 加減算器、２１ｃ 加減算器、２１ｄ 加減算器、２１ｅ 加減算器、２２ａ 制御演算器、２２ｂ 制御演算器、２２ｃ 制御演算器、３０ 圧縮機、３１ 圧縮要素、３２ 四方弁、３３ 室外熱交換器、３４ 膨張装置、３４ａ 膨張装置、３５ 室内熱交換器、３６ 室外機、３６ａ 室外機、３７ 室内機、３８ 冷媒冷却器、５０ ファン、１０１ 電力変換装置。

Claims (10)

1. 交流電源から供給された交流電圧を整流する整流回路と、
   前記整流回路で整流された整流電圧を昇圧する昇圧回路と、
   前記昇圧回路の出力端間に接続された第１のコンデンサと、
   前記第１のコンデンサの両極間に接続され、圧縮機の駆動源である圧縮機用モータを駆動する第１のインバータと、
   ファンの駆動源であるファン用モータを駆動する第２のインバータと、を備え、
   前記昇圧回路は、
   リアクトルと、
   第１の逆流防止素子及び第２の逆流防止素子と、
   第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子と、
   両極間に前記第２のインバータが接続された第２のコンデンサと、を備え、
   前記第１の逆流防止素子、前記第２の逆流防止素子、前記第１のスイッチング素子、及び、前記第２のスイッチング素子は、前記第１のコンデンサに対して並列となるように順次直列に接続され、
   前記リアクトルは、一端が前記整流回路と接続され、他端が前記第２の逆流防止素子と前記第１のスイッチング素子との間と接続され、
   前記第２のコンデンサは、一端が前記第１の逆流防止素子と前記第２の逆流防止素子との間と接続され、他端が前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との間と接続された構成であって、
   前記第１のインバータは、前記第１のコンデンサの両極間の電圧を交流電圧へ変換して前記圧縮機用モータへ出力するものであり、
   前記第２のインバータは、前記第２のコンデンサの両極間の電圧を交流電圧へ変換して前記ファン用モータへ出力するものである
   電力変換装置。
2. 前記第１のインバータは、
   逆流防止素子とスイッチング素子とを備え、
   該逆流防止素子及び該スイッチング素子のうち、少なくともいずれか一方はワイドバンドギャップ半導体で構成されている
   請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記第２のインバータは、
   逆流防止素子とスイッチング素子とを備え、
   該逆流防止素子及び該スイッチング素子のうち、少なくともいずれか一方は珪素を材料とする半導体で構成されている
   請求項１または２に記載の電力変換装置。
4. 前記昇圧回路を制御する制御装置を備えた
   請求項１〜３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
5. 前記制御装置は、
   前記整流回路により整流された電圧に対する前記第１のコンデンサの両極間電圧比を２倍までに制限するものである
   請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記制御装置は、
   前記第２のコンデンサの両極間電圧を、前記整流回路により整流された電圧以上となるように制御するものである
   請求項４または５に記載の電力変換装置。
7. 前記制御装置は、
   前記第２のコンデンサの両極間電圧を、前記圧縮機用モータの回転数に基づいて制御するものである
   請求項４〜６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
8. 前記制御装置は、
   前記圧縮機用モータが停止中で、かつ、前記ファン用モータを駆動する際に、
   前記第１のスイッチング素子をＯＦＦに制御し、前記第２のスイッチング素子をＯＮに制御するものである
   請求項４〜７のいずれか一項に記載の電力変換装置。
9. 圧縮機、室外熱交換器、膨張装置、及び、室内熱交換器が冷媒配管によって順次接続され、冷媒が循環する冷媒回路と、
   前記圧縮機の駆動源である圧縮機用モータと、
   前記圧縮機用モータに供給する電力を制御する請求項１〜８のいずれか一項に記載の電力変換装置と、を備えた
   空気調和装置。
10. 前記冷媒回路を循環する冷媒を内部に流通した冷媒冷却器を備え、
    前記冷媒冷却器は、
    前記電力変換装置の第１のインバータを冷却するものである
    請求項９に記載の空気調和装置。

Images