WO2022149212A1 - 電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍サイクル適用機器 - Google Patents

電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍サイクル適用機器 Download PDF

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WO2022149212A1
WO2022149212A1 PCT/JP2021/000198 JP2021000198W WO2022149212A1 WO 2022149212 A1 WO2022149212 A1 WO 2022149212A1 JP 2021000198 W JP2021000198 W JP 2021000198W WO 2022149212 A1 WO2022149212 A1 WO 2022149212A1
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distribution ratio
pulsation
capacitor
compensation control
power
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PCT/JP2021/000198
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English (en)
French (fr)
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慎也 豊留
貴昭 ▲高▼原
浩一 有澤
謙吾 河内
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三菱電機株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode

Definitions

  • the present disclosure relates to a power conversion device, a motor drive device, and a refrigeration cycle applicable device for converting AC power into desired power.
  • a power conversion device that converts AC power supplied from an AC power source into desired AC power and supplies it to a load such as an air conditioner.
  • a power conversion device which is a control device for an air conditioner, rectifies AC power supplied from an AC power supply by a diode stack, which is a rectifying unit, and further smoothes a plurality of powers by a smoothing capacitor.
  • an inverter including a switching element of the above and outputting it to a compressor motor which is a load.
  • the present disclosure has been made in view of the above, and an object of the present disclosure is to obtain a power conversion device capable of suppressing the increase in size of the device while suppressing the deterioration of the smoothing capacitor.
  • the power conversion device is connected to a rectifying unit that rectifies a first AC power supplied from a commercial power source and an output end of the rectifying unit.
  • the operation of the capacitor is controlled so that the pulsation according to the power state of the capacitor is superimposed on the drive pattern of the capacitor and the inverter connected to both ends of the capacitor to generate the second AC power and output it to the motor. It also has a control unit that suppresses the charging / discharging current of the capacitor.
  • the power conversion device performs d-axis when performing constant current load control that controls the rotation speed of the motor, pulsation load compensation control that reduces the vibration of the motor, and power supply pulsation compensation control that suppresses the charge / discharge current of the capacitor. And the distribution ratio of the q-axis current to each compensation control in the rotational coordinate system having the q-axis is determined.
  • the power conversion device has the effect of suppressing the deterioration of the smoothing capacitor and suppressing the increase in size of the device.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of the power conversion device 1 according to the first embodiment.
  • the power converter 1 is connected to the commercial power supply 110 and the compressor 315.
  • the power conversion device 1 converts the first AC power of the power supply voltage Vs supplied from the commercial power supply 110 into the second AC power having a desired amplitude and phase, and supplies the first AC power to the compressor 315.
  • the power conversion device 1 includes a reactor 120, a rectifying unit 130, a current detecting unit 501, a smoothing unit 200, an inverter 310, current detecting units 313a and 313b, and a control unit 400.
  • the motor drive device 2 is composed of the power converter 1 and the motor 314 included in the compressor 315.
  • the reactor 120 is connected between the commercial power supply 110 and the rectifying unit 130.
  • the rectifying unit 130 has a bridge circuit composed of rectifying elements 131 to 134, and rectifies and outputs the first AC power of the power supply voltage Vs supplied from the commercial power supply 110.
  • the rectifying unit 130 performs full-wave rectification.
  • the current detection unit 501 detects the current rectified by the rectifying unit 130 and flows into the smoothing unit 200 from the rectifying unit 130, that is, the input current to the smoothing unit 200, and outputs the detected current value to the control unit 400.
  • the current detection unit 501 is a detection unit that detects the power state of the capacitor 210.
  • the smoothing unit 200 is connected to the output end of the rectifying unit 130.
  • the smoothing unit 200 has a capacitor 210 as a smoothing element, and smoothes the electric power rectified by the rectifying unit 130.
  • the capacitor 210 is, for example, an electrolytic capacitor, a film capacitor, or the like.
  • the capacitor 210 is connected to the output end of the rectifying unit 130 and has a capacity for smoothing the power rectified by the rectifying unit 130, and the voltage generated in the capacitor 210 by the smoothing is full-wave rectification of the commercial power supply 110. It is not a waveform shape, but a waveform shape in which a voltage ripple corresponding to the frequency of the commercial power supply 110 is superimposed on a DC component, and does not pulsate significantly.
  • the frequency of this voltage ripple is twice the frequency of the power supply voltage Vs when the commercial power supply 110 is single-phase, and is mainly composed of six times the frequency when the commercial power supply 110 is three-phase.
  • the amplitude of this voltage ripple is determined by the capacity of the capacitor 210.
  • the voltage ripple generated in the capacitor 210 is pulsating in a range where the maximum value is less than twice the minimum value.
  • the inverter 310 is connected to the smoothing portion 200, that is, both ends of the capacitor 210.
  • the inverter 310 has switching elements 311a to 311f and freewheeling diodes 312a to 312f.
  • the inverter 310 turns on and off the switching elements 311a to 311f under the control of the control unit 400, and converts the power output from the rectifying unit 130 and the smoothing unit 200 into a second AC power having a desired amplitude and phase, that is, a second AC power.
  • AC power is generated and output to the compressor 315.
  • the current detection units 313a and 313b each detect the current value of one of the three-phase currents output from the inverter 310, and output the detected current value to the control unit 400.
  • the control unit 400 can calculate the current value of the remaining one phase output from the inverter 310 by acquiring the current value of two phases out of the current values of the three phases output from the inverter 310. ..
  • the compressor 315 is a load having a motor 314 for driving the compressor.
  • the motor 314 rotates according to the amplitude and phase of the second AC power supplied from the inverter 310, and performs a compression operation.
  • the load torque of the compressor 315 can often be regarded as a constant torque load.
  • FIG. 1 shows a case where the motor winding is Y-connected, but this is an example and is not limited thereto.
  • the motor winding of the motor 314 may have a ⁇ connection or a specification in which the Y connection and the ⁇ connection can be switched.
  • the arrangement of each configuration shown in FIG. 1 is an example, and the arrangement of each configuration is not limited to the example shown in FIG.
  • the reactor 120 may be arranged after the rectifying unit 130.
  • the power conversion device 1 may be provided with a boosting unit, or the rectifying unit 130 may be provided with the function of a boosting unit.
  • the current detection unit 501 and the current detection units 313a and 313b may be collectively referred to as a detection unit.
  • the current value detected by the current detection unit 501 and the current value detected by the current detection units 313a and 313b may be referred to as a detection value.
  • the control unit 400 acquires the current value of the input current of the smoothing unit 200 from the current detection unit 501, and the current of the second AC power having a desired amplitude and phase converted from the current detection units 313a and 313b by the inverter 310. Get the value.
  • the control unit 400 controls the operation of the inverter 310, specifically, the on / off of the switching elements 311a to 311f of the inverter 310 by using the detection value detected by each detection unit.
  • the control unit 400 outputs a second AC power including a pulsation corresponding to the pulsation of the electric power flowing from the rectifying unit 130 to the capacitor 210 of the smoothing unit 200 from the inverter 310 to the compressor 315 which is a load.
  • the operation of the inverter 310 is controlled so as to be performed.
  • the pulsation according to the pulsation of the electric power flowing into the capacitor 210 of the smoothing portion 200 is, for example, a pulsation that fluctuates depending on the frequency of the pulsation of the electric power flowing into the capacitor 210 of the smoothing portion 200.
  • the control unit 400 suppresses the current flowing through the capacitor 210 of the smoothing unit 200.
  • the control unit 400 does not have to use all the detected values acquired from each detection unit, and may perform control using some of the detected values.
  • the control unit 400 controls so that any one of the speed, voltage, and current of the motor 314 is in a desired state.
  • the motor 314 is used for driving the compressor 315 and the compressor 315 is a closed type compressor, it is structurally and cost-wise to attach a position sensor for detecting the rotor position to the motor 314. Since it is difficult, the control unit 400 controls the motor 314 without a position sensor.
  • a sensorless vector control will be described as a base. The control method described below can also be applied to the constant primary magnetic flux control with minor changes.
  • the input current from the rectifying unit 130 to the capacitor 210 of the smoothing unit 200 is the input current I1
  • the output current from the capacitor 210 of the smoothing unit 200 to the inverter 310 is the output current I2.
  • the charge / discharge current of the capacitor 210 of the smoothing portion 200 be the charge / discharge current I3.
  • the input current I1 is affected by the power supply phase of the commercial power supply 110, the characteristics of the elements installed before and after the rectifying unit 130, and the like, it basically has a characteristic of including a component 2n times the power supply frequency. Note that n is an integer of 1 or more.
  • the ripple component caused by PWM Pulse Width Modulation
  • the control unit 400 needs to control the inverter 310 in consideration of the ripple component.
  • the control unit 400 monitors the power state of the smoothing unit 200, that is, the capacitor 210, and gives an appropriate pulsation to the motor 314 so that the charge / discharge current I3 decreases. good.
  • the power state of the capacitor 210 is an input current I1 to the capacitor 210, an output current I2 from the capacitor 210, a charge / discharge current I3 of the capacitor 210, a DC bus voltage Vdc of the capacitor 210, and the like.
  • the control unit 400 needs information on at least one of the power states of these capacitors 210 for deterioration suppression control.
  • the control unit 400 uses the input current I1 to the capacitor 210 detected by the current detection unit 501 so that the value obtained by removing the PWM ripple from the output current I2 matches the input current I1. Add pulsation to 314. That is, the control unit 400 controls the operation of the inverter 310 so that the detection value of the current detection unit 501, that is, the pulsation according to the power state of the capacitor 210 is superimposed on the drive pattern of the motor 314, and charges / discharges the capacitor 210. Suppress the current I3.
  • the control unit 400 controls the q-axis current command i q * of the motor 314 from the relationship between the input / output power of the motor 314 so that the difference between the input current I1 and the output current I2 becomes small.
  • the control unit 400 calculates an ideal q-axis current for reducing the charge / discharge current I3 by utilizing the relationship between the input power to the inverter 310 and the mechanical output of the motor 314.
  • the control unit 400 controls in the rotating coordinate system having the d-axis and the q-axis.
  • the current detection unit 501 detects the current value of the input current I1 to the capacitor 210 and outputs the current value to the control unit 400.
  • the control unit 400 controls the inverter 310 so that the value obtained by removing the PWM ripple from the output current I2 from the capacitor 210 to the inverter 310 matches the input current I1, and adds pulsation to the power output to the motor 314.
  • the control unit 400 can reduce the charge / discharge current I3 of the capacitor 210 by appropriately pulsating the output current I2.
  • the output current I2 and the q-axis current of the motor 314 also contain a component 2n times the power supply frequency. .. Therefore, the power conversion device 1 needs to appropriately pulsate the output current I2.
  • the compressor 315 Even when the compressor 315 is used in the air conditioner and the load of the compressor 315 becomes substantially constant, that is, the effective value of the output current I2 of the three-phase inverter 310 becomes constant, the compressor 315 It is known that some types of loads have a mechanism that causes periodic rotation fluctuations. When the compressor load is used to control the compressor 315, the load torque has periodic fluctuations. Therefore, when the compressor 315 is driven with a constant output current, that is, a constant torque output from the inverter 310, the torque difference is obtained. Causes speed fluctuations. The speed fluctuation occurs remarkably in the low speed range, and the speed fluctuation becomes smaller as the operating point moves to the high speed range.
  • the pulsating torque that is, the pulsating current is passed through the compressor 315, so that the torque corresponding to the load torque fluctuation is applied from the inverter 310 to the compressor 315.
  • the method of giving to is taken.
  • the speed fluctuation of the motor 314 of the compressor 315 can be reduced and the vibration can be suppressed by making the torque difference close to zero.
  • the charge / discharge current I3 of the capacitor 210 of the smoothing portion 200 changes in the inflow amount and the outflow amount due to the influence of the operation by the pulsating load compensation control, so that the deterioration of the capacitor 210 is not always sufficiently suppressed. I can't say that. Therefore, it is necessary to control the power supply pulsation compensation by suppressing the charge / discharge current I3 of the capacitor 210 of the smoothing portion 200 and improving the deterioration suppression of the capacitor 210.
  • constant current load control, pulsation load compensation control, and power supply pulsation compensation control for controlling the rotation speed of the motor 314 are required, but it is necessary to determine the priority of each control.
  • the power converter 1 may be in a state where the speed command cannot be followed, the pulsation load compensation becomes overcompensation, the power supply pulsation compensation cannot be controlled satisfactorily, or vice versa. It will occur.
  • the limit value of the q-axis current command that can be used in each of the constant current load control, the power supply pulsation compensation control, and the pulsation load compensation control is set. Specifically, since it is essential for the control unit 400 to follow the speed command in the power conversion device 1 that controls the operation of the inverter 310 to drive the motor 314, the constant current load control is prioritized.
  • the control unit 400 sets each limit value of the power supply pulsation compensation control and the pulsation load compensation control within the range obtained by subtracting the value of the q-axis current command used in the constant current load control from the entire q-axis current command limit value.
  • the control unit 400 gives priority to the constant current load control that controls the rotation speed of the motor 314, while pulsating load compensation control that reduces the vibration of the motor 314, and the power supply that suppresses the charge / discharge current I3 of the capacitor 210.
  • the distribution ratio K margin for each compensation control of the q-axis current is determined.
  • the overall q-axis current limit value I qlim changes depending on the value of the d -axis current id, the speed of the motor 314, and the like.
  • the q-axis current limit value I qlim may be referred to as a first limit value. From the viewpoint of the demagnetization limit of the motor 314 in the low speed range, the maximum current of the inverter 310, and the like, the q-axis current limit value Iqlim is determined, for example, by the equation (1).
  • Irmslim indicates the effective value notation of the limit value of the phase current
  • id * indicates the d -axis current command.
  • the Irmslim is generally set to be about 10% to 20% lower than the threshold value of the hardware overcurrent cutoff protection of the inverter 310.
  • the q-axis current that can be passed decreases due to the influence of voltage saturation. It is well known that when the q-axis current command becomes excessive, control instability may occur due to the windup phenomenon of the integrator. Since the equation (1) does not take into consideration the decrease in the maximum q-axis current due to the increase in speed, a mathematical expression that takes into account the decrease in the maximum q-axis current is derived. In the high-speed region, when the limit value of the dq -axis voltage is VOL , the relation of the approximate equation of the equation (2) is established with respect to the VOL.
  • the q-axis current limit value I qlim is set as in Eq. (6), taking into account both Eqs. (1) and (4).
  • MIN is a function that selects the smallest one.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration example of the control unit 400 included in the power conversion device 1 according to the first embodiment.
  • the control unit 400 includes a rotor position estimation unit 401, a speed control unit 402, a weakening magnetic flux control unit 403, a current control unit 404, a coordinate conversion unit 405, 406, a PWM signal generation unit 407, and a subtraction unit 408.
  • a distribution ratio determination unit 409, a pulsation load compensation control unit 410, an addition unit 411, a subtraction unit 412, a power supply pulsation compensation control unit 413, and an addition unit 414 are provided.
  • the addition units 411 and 414 constitute the q-axis current command generation unit 415.
  • the rotor position estimation unit 401 is a direction of the rotor magnetic pole on the dq axis with respect to the rotor (not shown) of the motor 314 from the dq axis voltage command vector V dq * and the dq axis current vector i dq applied to the motor 314.
  • the estimated phase angle ⁇ est and the estimated speed ⁇ est are estimated.
  • the speed control unit 402 automatically adjusts, that is, generates the q-axis current command I qsp so that the speed command ⁇ * and the estimated speed ⁇ est match.
  • the q-axis current command I qsp is the above-mentioned command for constant current load control.
  • the q-axis current command I qsp may be referred to as a first q-axis current command.
  • the speed command ⁇ * is set when the power conversion device 1 is used as an air conditioner or the like as a refrigeration cycle application device, for example, the temperature detected by a temperature sensor (not shown) or a setting instructed by a remote controller which is an operation unit (not shown). It is based on information indicating the temperature, operation mode selection information, operation start and operation end instruction information, and the like.
  • the operation mode is, for example, heating, cooling, dehumidification, and the like.
  • the weakening magnetic flux control unit 403 automatically adjusts the d -axis current command id * so that the absolute value of the dq-axis voltage command vector V dq * falls within the limit value of the voltage limit value V lim * .
  • Weak magnetic flux control is roughly divided into a method of calculating the d -axis current command id * from the equation of the voltage limiting ellipse, and the deviation of the absolute value between the voltage limit value V lim * and the dq-axis voltage command vector V dq * is zero. There are two methods for calculating the d -axis current command id * so that, but either method may be used.
  • the current control unit 404 automatically adjusts the dq-axis voltage command vector V dq * so that the dq-axis current vector i dq follows the d -axis current command id * and the q-axis current command i q * .
  • the coordinate conversion unit 405 converts the dq axis voltage command vector V dq * from the dq coordinates to the voltage command V uvw * of the AC amount according to the estimated phase angle ⁇ est .
  • the coordinate conversion unit 406 converts the current I uvw flowing through the motor 314 from the alternating current amount into the dq-axis current vector i dq of the dq coordinates according to the estimated phase angle ⁇ est .
  • the control unit 400 has the current values of the two phases detected by the current detection units 313a and 313b among the three-phase current values output from the inverter 310 with respect to the current Ivw flowing through the motor 314. It can be obtained by calculating the current value of the remaining one phase using the current value of the two phases.
  • the PWM signal generation unit 407 generates a PWM signal based on the voltage command V uvw * coordinate-converted by the coordinate conversion unit 405.
  • the control unit 400 applies a voltage to the motor 314 by outputting the PWM signal generated by the PWM signal generation unit 407 to the switching elements 311a to 311f of the inverter 310.
  • the subtraction unit 408 subtracts the absolute value of the q-axis current command I qsp from the above-mentioned q-axis current limit value I qlim to generate the q-axis current margin I qmargin , which is the difference.
  • the q-axis current limit value I qlim is a limit value for the q-axis current command i q * input to the current control unit 404.
  • the q-axis current margin I qmargin is the remainder obtained by subtracting the current of the q-axis current command I qsp required for constant current load control from the q-axis current limit value I qlim , and is used for pulsation load compensation control and power supply pulsation compensation control.
  • the q-axis current command i q * may be referred to as a second q-axis current command
  • the q-axis current limit value I qlim may be referred to as a first limit value. Since I qlim ⁇
  • T is a filter time constant and indicates the reciprocal of the cutoff angular frequency
  • s indicates a variable of the Laplace transform.
  • the distribution ratio determination unit 409 acquires the q-axis current distribution ratio determination signal, and uses the q-axis current distribution ratio determination signal to perform pulsating load compensation control for reducing vibration of the motor 314 and charge / discharge current I3 of the capacitor 210.
  • the distribution ratio K margin for each compensation control of the power supply pulsation compensation control is determined.
  • the distribution ratio determining unit 409 multiplies the q-axis current margin I qmargin generated by the subtracting unit 408 by the distribution ratio K margin to obtain the current limit value I qlimAVS for pulsating load compensation control. Generate.
  • the distribution ratio K margin is the distribution ratio of the q-axis current margin I qmargin , and is a variable of 0 or more and 1 or less.
  • the distribution ratio K margin may be set according to the power state of the condenser 210, the operating state of the motor 314, the operating state of the air conditioner when the power conversion device 1 is used as the refrigerating cycle applicable device for the air conditioner, and the like. ..
  • the current limit value I qlimAVS for pulsating load compensation control is set by using the q-axis current margin I qmargin .
  • the current limit value I qlimAVS for pulsating load compensation control may be referred to as a second limit value.
  • the distribution ratio determination unit 409 determines the distribution ratio K margin to perform the pulsation load compensation control and the power supply. The priority of the pulsation compensation control for each compensation control is determined.
  • the distribution ratio determination unit 409 acquires information on the rotation speed of the motor 314 as a q-axis current distribution ratio determination signal, and performs pulsation load compensation control and predetermined pulsation load compensation control according to the rotation speed of the motor 314.
  • the distribution ratio K margin is determined with reference to the distribution ratio K margin of the q-axis current used in the power pulsation compensation control.
  • the power conversion device 1 can perform the power supply pulsation compensation control while giving priority to the pulsation load compensation control.
  • the rotation speed of the motor 314 acquired by the distribution ratio determination unit 409 as the q-axis current distribution ratio determination signal may be the speed command ⁇ * or the estimated speed ⁇ est .
  • FIG. 3 is a diagram showing the relationship between the distribution ratio K margin determined by the distribution ratio determining unit 409 of the power conversion device 1 according to the first embodiment and the rotation speed of the motor 314.
  • the horizontal axis shows the rotation speed of the motor 314, and the vertical axis shows the distribution ratio K margin .
  • the vibration of the compressor 315 due to the speed fluctuation is remarkably generated, so that the control unit 400 needs to give priority to the pulsation load compensation control.
  • the distribution ratio determination unit 409 acquires the rotation speed of the motor 314 as the q-axis current distribution ratio determination signal
  • the q-axis depends on the relationship between the rotation speed of the motor 314 and the distribution ratio K margin as shown in FIG.
  • the distribution ratio K margin of the current margin I qmargin is changed.
  • the distribution ratio determination unit 409 prioritizes the pulsation load compensation control over the power supply pulsation compensation control in the low speed range, and distributes the q-axis current margin I qmargin in the high speed range.
  • the power supply pulsation compensation control is prioritized over the pulsation load compensation control.
  • the distribution ratio determination unit 409 may change the distribution ratio K margin of the q-axis current margin I qmargin according to the relationship as shown by the broken line in FIG.
  • the distribution ratio determination unit 409 determines the distribution ratio K margin so as to prioritize the pulsation load compensation control over the power supply pulsation compensation control, and the motor.
  • the distribution ratio K margin is determined so that the power supply pulsation compensation control is prioritized over the pulsation load compensation control.
  • the pulsation load compensation control unit 410 generates the pulsation load compensation q-axis current command I qavs by using the current limit value I qlimAVS for the pulsation load compensation control. Specifically, the pulsation load compensation control unit 410 performs pulsation load compensation control within the range of the current limit value IqlimAVS for pulsation load compensation control generated by the distribution ratio determination unit 409, and the pulsation load compensation q-axis. Generate current command I qavs .
  • the pulsation load compensation q-axis current command I qavs may be referred to as a first compensation value.
  • the pulsation load compensation q-axis current command I qavs is expressed by Eq. (9).
  • the magnitude relationship between the q-axis current margin I qmargin , the current limit value I qlimAVS for pulsating load compensation control, and the pulsating load compensation q-axis current command I qavs is I qmargin ⁇ I qlimAVS ⁇ I qavs .
  • the subtraction unit 412 generates a limit value I qlimd2v for power supply pulsation compensation control from the difference between the q-axis current margin I qmargin and the pulsation load compensation q-axis current command I qavs . .. That is, the limit value I qlimd2v for power supply pulsation compensation control is set by using the q-axis current margin I qmargin .
  • the limit value I qlimd2v for power pulsation compensation control may be referred to as a third limit value.
  • the power pulsation compensation control unit 413 generates the current amplitude I qd2v of the power pulsation compensation control by using the limit value I qlimd2v for the power pulsation compensation control. Specifically, the power pulsation compensation control unit 413 determines the current amplitude I qd2v of the power pulsation compensation control as shown in the equation (11). When the absolute value of the q-axis current command I qsp is equal to or greater than the limit value I qlimd2v for the power pulsation compensation control, the power pulsation compensation control unit 413 sets the current amplitude I qd2v of the power pulsation compensation control as the limit value for the power pulsation compensation control.
  • the power pulsation compensation control unit 413 sets the current amplitude I qd2v of the power pulsation compensation control as the absolute value of the q-axis current command I qsp .
  • the current amplitude I qd2v of the power pulsation compensation control may be referred to as a second compensation value.
  • the q-axis current command generator 415 generates the q-axis current command i q * using the q-axis current command I qsp , the pulsation load compensation q-axis current command I qavs , and the current amplitude I qd2v of the power supply pulsation compensation control. .. Specifically, in the q-axis current command generation unit 415, the addition unit 411 adds the q-axis current command I qsp and the pulsating load compensation q-axis current command I qavs .
  • the addition unit 414 adds the q-axis current command I qsp + pulsation load compensation q-axis current command I qavs , which is the addition result of the addition unit 411, and the current amplitude I qd2v of the power supply pulsation compensation control.
  • the q-axis current command generation unit 415 outputs the addition result of the addition unit 414 to the current control unit 404 as the q-axis current command i q * .
  • the distribution ratio determination unit 409 determines an appropriate distribution ratio K margin according to the situation, so that the power supply pulsation compensation control and the pulsation load compensation control are performed while following the speed command ⁇ * . Can be carried out appropriately.
  • the control unit 400 generates a current limit value I qlimAVS for pulsation load compensation control using the distribution ratio K margin , and has a q-axis current margin I qmargin and a pulsation load compensation q-axis current command I.
  • the limit value I qlimd2v for power pulsation compensation control was generated from the difference from qavs , but the present invention is not limited to this.
  • the control unit 400 replaces the arrangement of the pulsation load compensation control unit 410 and the power supply pulsation compensation control unit 413 to generate the limit value I qlimd2v for the power supply pulsation compensation control using the distribution ratio K amplitude , and the q-axis current.
  • the current limit value I qlimAVS for pulsation load compensation control may be generated from the difference between the margin I qmargin and the current amplitude I qd2v of the power supply pulsation compensation control.
  • the distribution ratio determination unit 409 multiplies the difference q-axis current margin I qmargin and the distribution ratio K margin , and is the second limit value, the current limit value I qlimAVS for pulsation load compensation control.
  • the current limit value I qlimAVS for pulsating load compensation control which is the second limit value, is a value obtained by multiplying the q-axis current margin I qmargin , which is the difference, and the distribution ratio K margin of 0 or more and 1 or less.
  • the limit value I qlimd2v for power supply pulsation compensation control which is the third limit value, is a value obtained by subtracting the pulsation load compensation q-axis current command I qavs , which is the first compensation value, from the q-axis current margin I qmargin , which is the difference. be.
  • the limit value I qlimd2v for the power pulsation compensation control which is the third limit value
  • the power pulsation compensation control unit 413 is the second.
  • the limit value I qlimd2v for the power pulsation compensation control which is the third limit value is selected.
  • the power pulsation compensation control unit 413 has a limit value I qlimd2v for power pulsation compensation control, which is the third limit value, larger than the absolute value of the q-axis current command I qsp , which is the first q-axis current command.
  • the absolute value of the q-axis current command I qsp which is the first q-axis current command, is selected as the current amplitude I qd2v of the power supply pulsation compensation control, which is the second compensation value.
  • the distribution ratio determination unit 409 has a difference q-axis current margin I qmargin and a distribution ratio K margin .
  • the limit value I qlimd2v for power supply pulsation compensation control which is the third limit value, is a value obtained by multiplying the q-axis current margin I qmargin , which is the difference, and the distribution ratio K margin of 0 or more and 1 or less.
  • the current limit value I qlimAVS for the pulsation load compensation control which is the second limit value, is the value obtained by subtracting the current amplitude I qd2v of the power supply pulsation compensation control, which is the second compensation value, from the q-axis current margin I qmargin , which is the difference. Is.
  • the current limit value I qlimAVS for the pulsating load compensation control which is the second limit value
  • the pulsating load compensation control unit 410 has the second limit value.
  • the current limit value I qlimAVS for pulsating load compensation control which is the second limit value
  • the current limit value I qlimAVS for pulsating load compensation control which is the second limit value
  • the absolute value of the q-axis current command I qsp which is the first q-axis current command, is selected as the pulsating load compensation q-axis current command I qavs , which is the first compensation value.
  • FIG. 4 is a flowchart showing the operation of the control unit 400 included in the power conversion device 1 according to the first embodiment.
  • the subtraction unit 408 generates a q-axis current margin I qmargin , which is the difference between the q-axis current limit value I qlim and the absolute value of the q-axis current command I qsp (step S1).
  • the distribution ratio determination unit 409 determines the distribution ratio K margin for each compensation control of the pulsation load compensation control and the power supply pulsation compensation control according to the q-axis current distribution ratio determination signal (step S2).
  • the distribution ratio determination unit 409 multiplies the q-axis current margin I qmargin by the distribution ratio K margin to generate the current limit value I qlimAVS for pulsating load compensation control (step S3).
  • the pulsation load compensation control unit 410 performs pulsation load compensation control within the range of the current limit value I qlimAVS for pulsation load compensation control, and generates pulsation load compensation q-axis current command I qavs (step S4).
  • the subtraction unit 412 generates a limit value I qlimd2v for power supply pulsation compensation control, which is a difference between the q-axis current margin I qmargin and the pulsation load compensation q-axis current command I qavs (step S5).
  • the power pulsation compensation control unit 413 generates the current amplitude I qd2v of the power pulsation compensation control by using the limit value I qlimd2v for the power pulsation compensation control (step S6).
  • the q-axis current command generator 415 adds the q-axis current command I qsp , the pulsation load compensation q-axis current command I qavs , and the current amplitude I qd2v of the power supply pulsation compensation control to generate the q-axis current command i q * . (Step S7).
  • FIG. 5 is a diagram showing an example of a hardware configuration that realizes the control unit 400 included in the power conversion device 1 according to the first embodiment.
  • the control unit 400 is realized by the processor 91 and the memory 92.
  • the processor 91 is a CPU (Central Processing Unit, central processing unit, processing unit, arithmetic unit, microprocessor, microprocessor, processor, DSP (Digital Signal Processor)), or system LSI (Large Scale Integration).
  • the memory 92 is a RAM (Random Access Memory), a ROM (Read Only Memory), a flash memory, an EPROM (Erasable Programmable Read Only Memory), an EPROM (registered trademark) (Electrically Memory)
  • a semiconductor memory can be exemplified. Further, the memory 92 is not limited to these, and may be a magnetic disk, an optical disk, a compact disk, a mini disk, or a DVD (Digital Versaille Disc).
  • the control unit 400 has the value of the q-axis current command I qsp used in the constant current load control from the entire q-axis current limit value I qlim .
  • the distribution ratio K margin of the q-axis current to each compensation control of power supply pulsation compensation control and pulsation load compensation control is determined, and each limit value of power supply pulsation compensation control and pulsation load compensation control is set. It was decided to perform each compensation control of power supply pulsation compensation control and pulsation load compensation control.
  • the power conversion device 1 can suppress the deterioration of the smoothing capacitor 210 while suppressing the increase in size of the power conversion device 1. Further, the power conversion device 1 gives priority to constant current load control for controlling the rotation speed of the motor 314, while suppressing pulsating load compensation control for reducing vibration of the motor 314 and charge / discharge current I3 of the capacitor 210.
  • the power supply pulsation compensation control can be performed according to the distribution ratio K margin of the q-axis current for each compensation control.
  • the distribution ratio determination unit 409 determines the distribution ratio K margin of the q-axis current by the rotation speed of the motor 314. In the second embodiment, the distribution ratio determination unit 409 determines the distribution ratio K margin of the q-axis current according to the temperature of the capacitor 210.
  • the configuration of the power conversion device 1 is the same as the configuration of the power conversion device 1 in the first embodiment shown in FIG.
  • the operation flow of the control unit 400 is the same as the operation flow of the control unit 400 in the first embodiment shown in the flowchart of FIG.
  • the distribution ratio determination unit 409 acquires information on the temperature of the capacitor 210 as a q-axis current distribution ratio determination signal, and according to the temperature of the capacitor 210, predetermined pulsation load compensation control and power supply pulsation.
  • the distribution ratio K capacitor is determined with reference to the distribution ratio K capacitor of the q-axis current used in the compensation control.
  • FIG. 6 is a diagram showing a configuration example of the smoothing portion 200 included in the power conversion device 1 according to the second embodiment.
  • the capacitor 210 has an electrode section 201, and a temperature detecting section 202 is further installed.
  • the temperature detection unit 202 detects the temperature of the capacitor 210 and outputs the temperature information of the capacitor 210 to the distribution ratio determination unit 409.
  • the distribution ratio determination unit 409 acquires temperature information of the capacitor 210 as a q-axis current distribution ratio determination signal from the temperature detection unit 202.
  • FIG. 7 is a diagram showing the relationship between the distribution ratio K margin determined by the distribution ratio determining unit 409 of the power conversion device 1 according to the second embodiment and the temperature of the capacitor 210.
  • the horizontal axis represents the temperature of the capacitor 210
  • the vertical axis represents the distribution ratio K margin .
  • the distribution ratio determining unit 409 preferentially performs pulsation load compensation control, reduces speed pulsation, and suppresses vibration of the compressor 315.
  • the distribution ratio determining unit 409 lowers the distribution ratio K margin of the q-axis current margin I qmargin , increases the q-axis current distributed to the power supply pulsation compensation control, and generates heat of the capacitor 210. To prevent.
  • the distribution ratio determination unit 409 significantly reduces the q-axis current distributed to the pulsation load compensation control, and preferentially performs the power supply pulsation compensation control.
  • the distribution ratio determination unit 409 determines the distribution ratio K margin so that the power supply pulsation compensation control is prioritized over the pulsation load compensation control when the temperature of the capacitor 210 exceeds the specified temperature, and the capacitor 210 is determined.
  • the distribution ratio K margin is determined so that the pulsation load compensation control is prioritized over the power supply pulsation compensation control.
  • the distribution ratio determination unit 409 may acquire information on the temperature of the capacitor 210 by a method other than the temperature detection unit 202 detecting the temperature. For example, the distribution ratio determination unit 409 may estimate the temperature of the capacitor 210 from the ripple of the charge / discharge current I3 of the capacitor 210 and determine the distribution ratio K margin of the q-axis current margin I qmargin . Further, the distribution ratio determining unit 409 may estimate the temperature of the capacitor 210 from the loss due to the current flowing into the motor 314, and determine the distribution ratio K margin of the q-axis current margin I qmargin .
  • the distribution ratio determining unit 409 of the control unit 400 determines the distribution ratio K margin of the q-axis current margin I qmargin from the temperature of the capacitor 210. I decided. Even in this case, the power conversion device 1 can obtain the same effect as that of the first embodiment.
  • the distribution ratio determination unit 409 may determine the distribution ratio K margin of the q-axis current margin I qmargin using the rotation speed of the motor 314 of the first embodiment and the temperature of the capacitor 210 of the second embodiment. good.
  • the distribution ratio determination unit 409 determines the distribution ratio K margin of the q-axis current by the rotation speed of the motor 314. In the second embodiment, the distribution ratio determination unit 409 determines the distribution ratio K margin of the q-axis current by the temperature of the capacitor 210. In the third embodiment, the distribution ratio determination unit 409 determines the distribution ratio K margin of the q-axis current according to the vibration level of the compressor 315 driven by the motor 314.
  • the configuration of the power conversion device 1 is the same as the configuration of the power conversion device 1 in the first embodiment shown in FIG.
  • the operation flow of the control unit 400 is the same as the operation flow of the control unit 400 in the first embodiment shown in the flowchart of FIG.
  • the distribution ratio determination unit 409 acquires the vibration level information of the compressor 315 as the q-axis current distribution ratio determination signal, and compensates for the pulsating load specified in advance according to the vibration level of the compressor 315.
  • the distribution ratio K margin is determined with reference to the distribution ratio K margin of the q-axis current used in the control and power pulsation compensation control.
  • FIG. 8 is a diagram showing a configuration example of a compressor 315 connected to the power conversion device 1 according to the third embodiment.
  • the compressor 315 has a refrigerant suction unit 316 and a refrigerant discharge unit 317, and a vibration detection unit 318 is further installed.
  • the vibration detection unit 318 is, for example, an acceleration sensor.
  • the vibration detection unit 318 detects the vibration level of the compressor 315 and outputs the information of the vibration level of the compressor 315 to the distribution ratio determination unit 409.
  • the distribution ratio determination unit 409 acquires information on the vibration level of the compressor 315 as a q-axis current distribution ratio determination signal from the vibration detection unit 318.
  • FIG. 9 is a diagram showing the relationship between the distribution ratio K margin determined by the distribution ratio determining unit 409 of the power conversion device 1 according to the third embodiment and the vibration level of the compressor 315.
  • the horizontal axis shows the vibration level of the compressor 315
  • the vertical axis shows the distribution ratio K margin .
  • the distribution ratio determining unit 409 lowers the distribution ratio K margin , preferentially performs power supply pulsation compensation control, reduces the charge / discharge current I3 of the capacitor 210, and generates heat of the capacitor 210. To prevent.
  • the distribution ratio determination unit 409 increases the distribution ratio K margin as the vibration level of the compressor 315 increases, increases the q-axis current distributed to the pulsation load compensation control, and increases the q-axis current distributed to the pulsation load compensation control, and the refrigerant suction unit 316 and the refrigerant discharge unit 317. By preventing breakage and vibration, the vibration level of the compressor 315 is suppressed.
  • the distribution ratio determination unit 409 sets the distribution ratio K margin to a constant value and reduces the q-axis current distributed to the power supply pulsation compensation control. At the same time, by giving priority to the pulsation load compensation control, an increase in the vibration level of the compressor 315 is suppressed. In this way, the distribution ratio determination unit 409 determines the distribution ratio K margin so that the pulsation load compensation control is prioritized over the power supply pulsation compensation control when the vibration of the compressor 315 exceeds the specified vibration level. When the vibration of the compressor 315 is equal to or lower than the specified vibration level, the distribution ratio K margin is determined so that the power supply pulsation compensation control is prioritized over the pulsation load compensation control.
  • the distribution ratio determination unit 409 may acquire information on the vibration level of the compressor 315 by a method other than the vibration detection unit 318 detecting the vibration level of the compressor 315. For example, the distribution ratio determination unit 409 may estimate the vibration level of the compressor 315 from the pulsation of the rotational speed of the motor 314 and determine the distribution ratio K margin of the q-axis current margin I qmargin .
  • the distribution ratio determination unit 409 of the control unit 400 determines the distribution ratio K margin of the q-axis current margin I qmargin from the vibration level of the compressor 315. I decided to decide. Even in this case, the power conversion device 1 can obtain the same effects as those in the first and second embodiments.
  • the distribution ratio determination unit 409 uses two or more of the rotation speed of the motor 314 of the first embodiment, the temperature of the capacitor 210 of the second embodiment, and the vibration level of the compressor 315 of the third embodiment. , The distribution ratio K margin of the q-axis current margin I qmargin may be determined.
  • FIG. 10 is a diagram showing a configuration example of the refrigeration cycle application device 900 according to the fourth embodiment.
  • the refrigeration cycle application device 900 according to the fourth embodiment includes the power conversion device 1 described in the first embodiment.
  • the refrigeration cycle application device 900 according to the fourth embodiment can be applied to products including a refrigeration cycle such as an air conditioner, a refrigerator, a freezer, and a heat pump water heater.
  • a refrigeration cycle such as an air conditioner, a refrigerator, a freezer, and a heat pump water heater.
  • the components having the same functions as those of the first embodiment are designated by the same reference numerals as those of the first embodiment.
  • the compressor 315 having a built-in motor 314, the four-way valve 902, the indoor heat exchanger 906, the expansion valve 908, and the outdoor heat exchanger 910 form the refrigerant pipe 912 according to the first embodiment. It is attached via.
  • a compression mechanism 904 for compressing the refrigerant and a motor 314 for operating the compression mechanism 904 are provided inside the compressor 315.
  • the refrigeration cycle applicable device 900 can perform heating operation or cooling operation by switching operation of the four-way valve 902.
  • the compression mechanism 904 is driven by a variable speed controlled motor 314.
  • the refrigerant is pressurized by the compression mechanism 904 and sent out, and passes through the four-way valve 902, the indoor heat exchanger 906, the expansion valve 908, the outdoor heat exchanger 910 and the four-way valve 902. Return to the compression mechanism 904.
  • the refrigerant is pressurized by the compression mechanism 904 and sent out, and passes through the four-way valve 902, the outdoor heat exchanger 910, the expansion valve 908, the indoor heat exchanger 906 and the four-way valve 902. Return to the compression mechanism 904.
  • the indoor heat exchanger 906 acts as a condenser to release heat, and the outdoor heat exchanger 910 acts as an evaporator to absorb heat.
  • the outdoor heat exchanger 910 acts as a condenser to release heat, and the indoor heat exchanger 906 acts as an evaporator to absorb heat.
  • the expansion valve 908 depressurizes the refrigerant and expands it.
  • the configuration shown in the above embodiments is an example, and can be combined with another known technique, can be combined with each other, and does not deviate from the gist. It is also possible to omit or change a part of the configuration.

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Abstract

電力変換装置（１）は、商用電源（１１０）から供給される第１の交流電力を整流する整流部（１３０）と、整流部（１３０）の出力端に接続されるコンデンサ（２１０）と、コンデンサ（２１０）の両端に接続され、第２の交流電力を生成してモータ（３１４）に出力するインバータ（３１０）と、コンデンサ（２１０）の電力状態に応じた脈動がモータ（３１４）の駆動パターンに重畳されるようにインバータ（３１０）の動作を制御し、コンデンサ（２１０）の充放電電流を抑制する制御部（４００）と、を備え、モータ（３１４）の回転速度を制御する定電流負荷制御を行いつつ、モータ（３１４）の振動を低減する脈動負荷補償制御、およびコンデンサ（２１０）の充放電電流を抑制する電源脈動補償制御を行う際、ｄ軸およびｑ軸を有する回転座標系におけるｑ軸電流の各補償制御に対する分配比を決定する。

Description

電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍サイクル適用機器
　本開示は、交流電力を所望の電力に変換する電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍サイクル適用機器に関する。
　従来、交流電源から供給される交流電力を所望の交流電力に変換し、空気調和機などの負荷に供給する電力変換装置がある。例えば、特許文献１には、空気調和機の制御装置である電力変換装置が、交流電源から供給される交流電力を整流部であるダイオードスタックで整流し、さらに平滑コンデンサで平滑した電力を、複数のスイッチング素子からなるインバータで所望の交流電力に変換し、負荷である圧縮機モータに出力する技術が開示されている。
特開平７－７１８０５号公報
　しかしながら、上記従来の技術によれば、平滑コンデンサに大きな電流が流れるため、平滑コンデンサの経年劣化が加速する、という問題があった。このような問題に対して、平滑コンデンサの容量を大きくすることでコンデンサ電圧のリプル変化を抑制する、またはリプルによる劣化耐量の大きい平滑コンデンサを使用する方法が考えられるが、コンデンサ部品のコストが高くなり、また装置が大型化してしまう。
　本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、平滑用のコンデンサの劣化を抑制しつつ、装置の大型化を抑制可能な電力変換装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本開示に係る電力変換装置は、商用電源から供給される第１の交流電力を整流する整流部と、整流部の出力端に接続されるコンデンサと、コンデンサの両端に接続され、第２の交流電力を生成してモータに出力するインバータと、コンデンサの電力状態に応じた脈動がモータの駆動パターンに重畳されるようにインバータの動作を制御し、コンデンサの充放電電流を抑制する制御部と、を備える。電力変換装置は、モータの回転速度を制御する定電流負荷制御を行いつつ、モータの振動を低減する脈動負荷補償制御、およびコンデンサの充放電電流を抑制する電源脈動補償制御を行う際、ｄ軸およびｑ軸を有する回転座標系におけるｑ軸電流の各補償制御に対する分配比を決定する。
　本開示に係る電力変換装置は、平滑用のコンデンサの劣化を抑制しつつ、装置の大型化を抑制できる、という効果を奏する。
実施の形態１に係る電力変換装置の構成例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置が備える制御部の構成例を示すブロック図 実施の形態１に係る電力変換装置の分配比決定部が決定する分配比とモータの回転速度との関係を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置が備える制御部の動作を示すフローチャート 実施の形態１に係る電力変換装置が備える制御部を実現するハードウェア構成の一例を示す図 実施の形態２に係る電力変換装置が備える平滑部の構成例を示す図 実施の形態２に係る電力変換装置の分配比決定部が決定する分配比とコンデンサの温度との関係を示す図 実施の形態３に係る電力変換装置に接続される圧縮機の構成例を示す図 実施の形態３に係る電力変換装置の分配比決定部が決定する分配比と圧縮機の振動レベルとの関係を示す図 実施の形態４に係る冷凍サイクル適用機器の構成例を示す図
　以下に、本開示の実施の形態に係る電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍サイクル適用機器を図面に基づいて詳細に説明する。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係る電力変換装置１の構成例を示す図である。電力変換装置１は、商用電源１１０および圧縮機３１５に接続される。電力変換装置１は、商用電源１１０から供給される電源電圧Ｖｓの第１の交流電力を所望の振幅および位相を有する第２の交流電力に変換し、圧縮機３１５に供給する。電力変換装置１は、リアクトル１２０と、整流部１３０と、電流検出部５０１と、平滑部２００と、インバータ３１０と、電流検出部３１３ａ，３１３ｂと、制御部４００と、を備える。なお、電力変換装置１、および圧縮機３１５が備えるモータ３１４によって、モータ駆動装置２を構成している。
　リアクトル１２０は、商用電源１１０と整流部１３０との間に接続される。整流部１３０は、整流素子１３１～１３４によって構成されるブリッジ回路を有し、商用電源１１０から供給される電源電圧Ｖｓの第１の交流電力を整流して出力する。整流部１３０は、全波整流を行うものである。電流検出部５０１は、整流部１３０によって整流され、整流部１３０から平滑部２００に流入される電流、すなわち平滑部２００への入力電流を検出し、検出した電流値を制御部４００に出力する。電流検出部５０１は、コンデンサ２１０の電力状態を検出する検出部である。
　平滑部２００は、整流部１３０の出力端に接続される。平滑部２００は、平滑素子としてコンデンサ２１０を有し、整流部１３０によって整流された電力を平滑化する。コンデンサ２１０は、例えば、電解コンデンサ、フィルムコンデンサなどである。コンデンサ２１０は、整流部１３０の出力端に接続され、整流部１３０によって整流された電力を平滑化するような容量を有し、平滑化によりコンデンサ２１０に発生する電圧は商用電源１１０の全波整流波形形状ではなく、直流成分に商用電源１１０の周波数に応じた電圧リプルが重畳した波形形状となり、大きく脈動しない。この電圧リプルの周波数は、商用電源１１０が単相の場合は電源電圧Ｖｓの周波数の２倍成分となり、商用電源１１０が三相の場合は６倍成分が主成分となる。商用電源１１０から入力される電力とインバータ３１０から出力される電力が変化しない場合、この電圧リプルの振幅はコンデンサ２１０の容量によって決まる。例えば、コンデンサ２１０に発生する電圧リプルの最大値が最小値の２倍未満となるような範囲で脈動している。
　インバータ３１０は、平滑部２００、すなわちコンデンサ２１０の両端に接続される。インバータ３１０は、スイッチング素子３１１ａ～３１１ｆ、および還流ダイオード３１２ａ～３１２ｆを有する。インバータ３１０は、制御部４００の制御によってスイッチング素子３１１ａ～３１１ｆをオンオフし、整流部１３０および平滑部２００から出力される電力を所望の振幅および位相を有する第２の交流電力に変換、すなわち第２の交流電力を生成して、圧縮機３１５に出力する。電流検出部３１３ａ，３１３ｂは、各々、インバータ３１０から出力される３相の電流のうち１相の電流値を検出し、検出した電流値を制御部４００に出力する。なお、制御部４００は、インバータ３１０から出力される３相の電流値のうち２相の電流値を取得することで、インバータ３１０から出力される残りの１相の電流値を算出することができる。圧縮機３１５は、圧縮機駆動用のモータ３１４を有する負荷である。モータ３１４は、インバータ３１０から供給される第２の交流電力の振幅および位相に応じて回転し、圧縮動作を行う。例えば、圧縮機３１５が空気調和機などで使用される密閉型圧縮機の場合、圧縮機３１５の負荷トルクは定トルク負荷とみなせる場合が多い。モータ３１４について、図１ではモータ巻線がＹ結線の場合を示しているが、一例であり、これに限定されない。モータ３１４のモータ巻線は、Δ結線であってもよいし、Ｙ結線とΔ結線とが切り替え可能な仕様であってもよい。
　なお、電力変換装置１において、図１に示す各構成の配置は一例であり、各構成の配置は図１で示される例に限定されない。例えば、リアクトル１２０は、整流部１３０の後段に配置されてもよい。また、電力変換装置１は、昇圧部を備えてもよいし、整流部１３０に昇圧部の機能を持たせるようにしてもよい。以降の説明において、電流検出部５０１、および電流検出部３１３ａ，３１３ｂをまとめて検出部と称することがある。また、電流検出部５０１で検出された電流値、および電流検出部３１３ａ，３１３ｂで検出された電流値を、検出値と称することがある。
　制御部４００は、電流検出部５０１から平滑部２００の入力電流の電流値を取得し、電流検出部３１３ａ，３１３ｂからインバータ３１０によって変換された所望の振幅および位相を有する第２の交流電力の電流値を取得する。制御部４００は、各検出部によって検出された検出値を用いて、インバータ３１０の動作、具体的には、インバータ３１０が有するスイッチング素子３１１ａ～３１１ｆのオンオフを制御する。本実施の形態において、制御部４００は、整流部１３０から平滑部２００のコンデンサ２１０に流入する電力の脈動に応じた脈動を含む第２の交流電力をインバータ３１０から負荷である圧縮機３１５に出力するようにインバータ３１０の動作を制御する。平滑部２００のコンデンサ２１０に流入する電力の脈動に応じた脈動とは、例えば、平滑部２００のコンデンサ２１０に流入する電力の脈動の周波数などによって変動する脈動である。これにより、制御部４００は、平滑部２００のコンデンサ２１０に流れる電流を抑制する。なお、制御部４００は、各検出部から取得した全ての検出値を用いなくてもよく、一部の検出値を用いて制御を行ってもよい。
　制御部４００は、モータ３１４の速度、電圧、電流のいずれかが所望の状態になるように制御を行う。ここで、モータ３１４が圧縮機３１５の駆動用に使用され、圧縮機３１５が密閉型圧縮機の場合、モータ３１４に回転子位置を検出する位置センサを取り付けることが構造的にもコスト的にも難しいので、制御部４００は、モータ３１４の制御を位置センサレスで行う。モータ３１４の位置センサレス制御方法については、一次磁束一定制御、およびセンサレスベクトル制御の２種類がある。本実施の形態では、一例として、センサレスベクトル制御をベースに説明する。なお、以降で説明する制御方法については、軽微な変更で一次磁束一定制御に適用することも可能である。
　つづいて、制御部４００における本実施の形態での特徴的な動作について説明する。図１に示すように、電力変換装置１において、整流部１３０から平滑部２００のコンデンサ２１０への入力電流を入力電流Ｉ１とし、平滑部２００のコンデンサ２１０からインバータ３１０への出力電流を出力電流Ｉ２とし、平滑部２００のコンデンサ２１０の充放電電流を充放電電流Ｉ３とする。入力電流Ｉ１は、商用電源１１０の電源位相、整流部１３０の前後に設置される素子の特性などの影響は受けるものの、基本的に電源周波数の２ｎ倍成分を含む特性を有する。なお、ｎは１以上の整数である。
　平滑部２００のコンデンサ２１０として電解コンデンサを用いる場合、充放電電流Ｉ３が大きいとコンデンサ２１０の経年劣化が加速する。充放電電流Ｉ３を減少させ、コンデンサ２１０の劣化を抑制するためには、制御部４００は、コンデンサ２１０への入力電流Ｉ１＝コンデンサ２１０からの出力電流Ｉ２となるようにインバータ３１０を制御すればよい。ただし、出力電流Ｉ２にはＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）に起因するリプル成分が重畳されるため、制御部４００は、リプル成分を加味してインバータ３１０を制御する必要がある。制御部４００は、コンデンサ２１０の劣化を抑制するためには、平滑部２００、すなわちコンデンサ２１０の電力状態を監視し、モータ３１４に適切な脈動を与えて充放電電流Ｉ３が減少するようにすればよい。ここで、コンデンサ２１０の電力状態とは、コンデンサ２１０への入力電流Ｉ１、コンデンサ２１０からの出力電流Ｉ２、コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３、コンデンサ２１０の直流母線電圧Ｖｄｃなどのことである。制御部４００は、これらのコンデンサ２１０の電力状態のうち、少なくともいずれか１つの情報が劣化抑制制御に必要となる。
　本実施の形態では、制御部４００は、電流検出部５０１で検出されたコンデンサ２１０への入力電流Ｉ１を用いて、出力電流Ｉ２からＰＷＭリプルを除いた値が入力電流Ｉ１と一致するようにモータ３１４に脈動を加える。すなわち、制御部４００は、電流検出部５０１の検出値、すなわちコンデンサ２１０の電力状態に応じた脈動がモータ３１４の駆動パターンに重畳されるようにインバータ３１０の動作を制御し、コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を抑制する。制御部４００は、入力電流Ｉ１と出力電流Ｉ２との差分が小さくなるように、モータ３１４の入出力電力の関係からモータ３１４のｑ軸電流指令ｉｑ ＊を制御する。制御部４００は、この制御方法では、インバータ３１０への入力電力とモータ３１４の機械出力との関係を利用して、充放電電流Ｉ３を低減するための理想的なｑ軸電流を算出する。このように、本実施の形態において、制御部４００は、ｄ軸およびｑ軸を有する回転座標系において制御を行う。
　電力変換装置１において、電流検出部５０１は、コンデンサ２１０への入力電流Ｉ１の電流値を検出し、電流値を制御部４００に出力する。制御部４００は、コンデンサ２１０からインバータ３１０への出力電流Ｉ２からＰＷＭリプルを除いた値が入力電流Ｉ１と一致するようにインバータ３１０を制御し、モータ３１４に出力される電力に脈動を加える。制御部４００は、出力電流Ｉ２を適切に脈動させることによって、コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を減少させることができる。前述のように、コンデンサ２１０への入力電流Ｉ１には電源周波数の２ｎ倍成分が含まれることから、出力電流Ｉ２およびモータ３１４のｑ軸電流にも電源周波数の２ｎ倍成分が含まれることになる。そのため、電力変換装置１は、出力電流Ｉ２を適切に脈動させる必要がある。
　ここで、圧縮機３１５が空気調和機で使用され、圧縮機３１５の負荷がほぼ一定となる、すなわち三相のインバータ３１０の出力電流Ｉ２の実効値が一定となる場合においても、圧縮機３１５の負荷の種別によっては周期的な回転変動を生ずる機構を有するものがあることが知られている。圧縮機３１５の制御で圧縮機負荷を用いる場合においては、負荷トルクは周期変動を有するものとなっているため、インバータ３１０から出力電流一定、すなわち定トルク出力で圧縮機３１５を駆動すると、トルク差分に起因する速度変動が生じる。速度変動は低速域にて顕著に生じ、高速域に動作点が移動するに連れて速度変動は小さくなる特性がある。また、速度変動分は外部流出するため、振動として外部観測されることとなり、振動対策部品の追加などが必要である。そのため、インバータ３１０から出力される一定電流、すなわち定トルク出力分電流とは別に、脈動トルク、すなわち脈動電流分を圧縮機３１５に流すことで負荷トルク変動に応じたトルクをインバータ３１０から圧縮機３１５に与える方法がとられることが多い。これにより、トルク差分をゼロに近づけることで圧縮機３１５のモータ３１４の速度変動を低減して振動抑制することができる。この結果、インバータ３１０の出力トルクと負荷トルクとのトルク差分はゼロに近づき、圧縮機３１５のモータ３１４の速度変動が低減できるため、振動が抑制できる。このような、モータ３１４の振動を低減する制御を、脈動負荷補償制御と言う。
　一方で、この場合、平滑部２００のコンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３は、脈動負荷補償制御による操作影響も受けて流入量および流出量が変化するため、コンデンサ２１０の劣化抑制は必ずしも十分に行われているとは言えない。そのため、平滑部２００のコンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を抑制し、コンデンサ２１０の劣化抑制を改善する電源脈動補償制御が必要となる。ここで、電力変換装置１において、モータ３１４の回転速度を制御する定電流負荷制御、脈動負荷補償制御、および電源脈動補償制御が必要となるが、各制御の優先順位を決める必要がある。各制御の優先順位が適切ではない場合、電力変換装置１において、速度指令に対し追従できない、脈動負荷補償が過補償になる、電源脈動補償が満足に制御できないなどの状態、または逆の状態が発生してしまう。
　そのため、本実施の形態では、定電流負荷制御、電源脈動補償制御、および脈動負荷補償制御の各制御で使用可能なｑ軸電流指令のリミット値を設定する。具体的には、制御部４００は、インバータ３１０の動作を制御してモータ３１４を駆動する電力変換装置１において速度指令に追従することは必須であることから、定電流負荷制御を優先する。制御部４００は、全体のｑ軸電流指令リミット値から定電流負荷制御で使用するｑ軸電流指令の値を引いた範囲内で、電源脈動補償制御および脈動負荷補償制御の各リミット値を設定し、電源脈動補償制御および脈動負荷補償制御のｑ軸電流指令を生成する。すなわち、制御部４００は、モータ３１４の回転速度を制御する定電流負荷制御を優先して行いつつ、モータ３１４の振動を低減する脈動負荷補償制御、およびコンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を抑制する電源脈動補償制御を行う際、ｑ軸電流の各補償制御に対する分配比Ｋｍａｒｇｉｎを決定する。
　まず、全体のｑ軸電流リミット値Ｉｑｌｉｍについて説明する。全体のｑ軸電流リミット値Ｉｑｌｉｍは、ｄ軸電流ｉｄの値、モータ３１４の速度などによって変化する。ｑ軸電流リミット値Ｉｑｌｉｍを第１のリミット値と称することがある。低速度域におけるモータ３１４の減磁限界、インバータ３１０の最大電流などの観点から、ｑ軸電流リミット値Ｉｑｌｉｍを、例えば、式（１）のように決定する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　式（１）において、Ｉｒｍｓｌｉｍは相電流のリミット値を実効値表記したものを示し、ｉｄ ＊はｄ軸電流指令を示す。Ｉｒｍｓｌｉｍは、インバータ３１０のハードウェア過電流遮断保護の閾値よりも１０％から２０％程度低めに設定するのが一般的である。高速度域では、電圧飽和の影響によって流せるｑ軸電流が減少してしまう。ｑ軸電流指令が過大な状態になると、積分器のワインドアップ現象によって制御不安定に陥るケースがあることがよく知られている。式（１）では速度上昇に伴う最大ｑ軸電流の低下が考慮されていないため、最大ｑ軸電流の低下を加味した数式を導出する。高速領域では、ｄｑ軸電圧のリミット値をＶｏｍとした場合、Ｖｏｍに対して式（２）の近似式の関係が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　式（２）において、Ｖｏｍはｄｑ平面上の電圧制限円の半径である。式（２）は、（ｖｄ ＊）２＋（ｖｑ ＊）２＝Ｖｏｍ ２に定常状態の電圧方程式を代入し、電機子抵抗による電圧降下を無視して整理したものである。ここで、式（２）をｑ軸電流ｉｑについて解くと、式（３）が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　したがって、ｄ軸電流ｉｄをリミット値限界まで流したとき、ｑ軸電流リミット値Ｉｑｌｉｍは式（４）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　なお、電圧が最小になるまでｄ軸電流ｉｄを流した場合、Φａ＋ＬｄＩｄｌｉｍ＝０となるが、このときは式（５）が成立する。この場合、ｑ軸電流リミット値Ｉｑｌｉｍはモータ３１４の電気角速度ωｅに反比例して減少していくことが分かる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　最終的な結論として、ｑ軸電流リミット値Ｉｑｌｉｍは式（１）および式（４）の両方を加味して、式（６）のように設定される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　式（６）において、ＭＩＮは最小のものを選択する関数である。
　上記のような演算を行う制御部４００の構成について説明する。図２は、実施の形態１に係る電力変換装置１が備える制御部４００の構成例を示すブロック図である。制御部４００は、回転子位置推定部４０１と、速度制御部４０２と、弱め磁束制御部４０３と、電流制御部４０４と、座標変換部４０５，４０６と、ＰＷＭ信号生成部４０７と、減算部４０８と、分配比決定部４０９と、脈動負荷補償制御部４１０と、加算部４１１と、減算部４１２と、電源脈動補償制御部４１３と、加算部４１４と、を備える。なお、加算部４１１，４１４でｑ軸電流指令生成部４１５を構成している。
　回転子位置推定部４０１は、モータ３１４にかかるｄｑ軸電圧指令ベクトルＶｄｑ ＊およびｄｑ軸電流ベクトルｉｄｑから、モータ３１４が有する図示しない回転子について、回転子磁極のｄｑ軸での方向である推定位相角θｅｓｔ、および回転子速度である推定速度ωｅｓｔを推定する。
　速度制御部４０２は、速度指令ω＊と推定速度ωｅｓｔとが一致するようにｑ軸電流指令Ｉｑｓｐを自動調整、すなわち生成する。ｑ軸電流指令Ｉｑｓｐは、前述の定電流負荷制御用の指令である。ｑ軸電流指令Ｉｑｓｐを第１のｑ軸電流指令と称することがある。速度指令ω＊は、電力変換装置１が冷凍サイクル適用機器として空気調和機などに使用される場合、例えば、図示しない温度センサで検出された温度、図示しない操作部であるリモコンから指示される設定温度を示す情報、運転モードの選択情報、運転開始及び運転終了の指示情報などに基づくものである。運転モードとは、例えば、暖房、冷房、除湿などである。
　弱め磁束制御部４０３は、ｄｑ軸電圧指令ベクトルＶｄｑ ＊の絶対値が電圧リミット値Ｖｌｉｍ ＊の制限値内に収まるようにｄ軸電流指令ｉｄ ＊を自動調整する。弱め磁束制御は、大別して、電圧制限楕円の方程式からｄ軸電流指令ｉｄ ＊を計算する方法、および電圧リミット値Ｖｌｉｍ ＊とｄｑ軸電圧指令ベクトルＶｄｑ ＊との絶対値の偏差がゼロになるようにｄ軸電流指令ｉｄ ＊を計算する方法の２種類があるが、どちらの方法を使用してもよい。
　電流制御部４０４は、ｄｑ軸電流ベクトルｉｄｑがｄ軸電流指令ｉｄ ＊およびｑ軸電流指令ｉｑ ＊に追従するようにｄｑ軸電圧指令ベクトルＶｄｑ ＊を自動調整する。
　座標変換部４０５は、推定位相角θｅｓｔに応じて、ｄｑ軸電圧指令ベクトルＶｄｑ ＊をｄｑ座標から交流量の電圧指令Ｖｕｖｗ ＊に座標変換する。
　座標変換部４０６は、推定位相角θｅｓｔに応じて、モータ３１４に流れる電流Ｉｕｖｗを交流量からｄｑ座標のｄｑ軸電流ベクトルｉｄｑに座標変換する。前述のように、制御部４００は、モータ３１４に流れる電流Ｉｕｖｗについて、インバータ３１０から出力される３相の電流値のうち、電流検出部３１３ａ，３１３ｂで検出される２相の電流値、および２相の電流値を用いて残りの１相の電流値を算出することによって取得することができる。
　ＰＷＭ信号生成部４０７は、座標変換部４０５で座標変換された電圧指令Ｖｕｖｗ ＊に基づいてＰＷＭ信号を生成する。制御部４００は、ＰＷＭ信号生成部４０７で生成されたＰＷＭ信号をインバータ３１０のスイッチング素子３１１ａ～３１１ｆに出力することで、モータ３１４に電圧を印加する。
　減算部４０８は、前述のｑ軸電流リミット値Ｉｑｌｉｍから、ｑ軸電流指令Ｉｑｓｐの絶対値を減算し、差分であるｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎを生成する。ｑ軸電流リミット値Ｉｑｌｉｍは、電流制御部４０４に入力されるｑ軸電流指令ｉｑ ＊に対するリミット値である。ｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎは、ｑ軸電流リミット値Ｉｑｌｉｍから定電流負荷制御で必要なｑ軸電流指令Ｉｑｓｐの電流分を差し引いた余りであって、脈動負荷補償制御および電源脈動補償制御に対して分配可能な値である。ｑ軸電流指令ｉｑ ＊のことを第２のｑ軸電流指令と称し、ｑ軸電流リミット値Ｉｑｌｉｍのことを第１のリミット値と称することがある。なお、減算部４０８は、Ｉｑｌｉｍ－｜Ｉｑｓｐ｜が速度脈動、母線電圧脈動などの影響を受けるため、式（７）のようにローパスフィルタを用いて平滑化してもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　式（７）において、Ｔはフィルタ時定数であって遮断角周波数の逆数を示し、ｓはラプラス変換の変数を示す。つぎに、制御部４００は、ｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎを脈動負荷補償制御および電源脈動補償制御に対して分配する。
　まず、分配比決定部４０９は、ｑ軸電流分配比決定信号を取得し、ｑ軸電流分配比決定信号を用いて、モータ３１４の振動を低減する脈動負荷補償制御およびコンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を抑制する電源脈動補償制御の各補償制御に対する分配比Ｋｍａｒｇｉｎを決定する。分配比決定部４０９は、式（８）に示すように、減算部４０８で生成されたｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎに分配比Ｋｍａｒｇｉｎを乗算し、脈動負荷補償制御用の電流リミット値ＩｑｌｉｍＡＶＳを生成する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　ここで、分配比Ｋｍａｒｇｉｎは、ｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎの分配率であって、０以上１以下の変数である。分配比Ｋｍａｒｇｉｎは、コンデンサ２１０の電力状態、モータ３１４の動作状態、電力変換装置１が冷凍サイクル適用機器として空気調和機に使用される場合における空気調和機の運転状態などによって設定されてもよい。このように、脈動負荷補償制御用の電流リミット値ＩｑｌｉｍＡＶＳは、ｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎを用いて設定される。脈動負荷補償制御用の電流リミット値ＩｑｌｉｍＡＶＳのことを第２のリミット値と称することがある。
　分配比決定部４０９が分配比Ｋｍａｒｇｉｎを決定する方法について説明する。前述のように、電源脈動補償制御および脈動負荷補償制御で使用可能なｑ軸電流は制限されるため、分配比決定部４０９は、分配比Ｋｍａｒｇｉｎを決定することで、脈動負荷補償制御および電源脈動補償制御の各補償制御に対する優先順位を決定する。本実施の形態では、分配比決定部４０９は、ｑ軸電流分配比決定信号としてモータ３１４の回転速度の情報を取得し、モータ３１４の回転速度に応じて、あらかじめ規定された脈動負荷補償制御および電源脈動補償制御で使用するｑ軸電流の分配比Ｋｍａｒｇｉｎを参照して、分配比Ｋｍａｒｇｉｎを決定する。これにより、電力変換装置１は、脈動負荷補償制御を優先しつつ、電源脈動補償制御を実施することができる。なお、ｑ軸電流分配比決定信号として分配比決定部４０９が取得するモータ３１４の回転速度については、速度指令ω＊でもよいし、推定速度ωｅｓｔでもよい。
　図３は、実施の形態１に係る電力変換装置１の分配比決定部４０９が決定する分配比Ｋｍａｒｇｉｎとモータ３１４の回転速度との関係を示す図である。図３において、横軸はモータ３１４の回転速度を示し、縦軸は分配比Ｋｍａｒｇｉｎを示す。モータ３１４の回転速度が低速域では速度変動に起因する圧縮機３１５の振動が顕著に発生するため、制御部４００は、脈動負荷補償制御を優先させる必要がある。分配比決定部４０９は、ｑ軸電流分配比決定信号としてモータ３１４の回転速度を取得した場合、図３に示すようなモータ３１４の回転速度と分配比Ｋｍａｒｇｉｎとの関係に応じて、ｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎの分配比Ｋｍａｒｇｉｎを変化させる。例えば、図３の実線に示すような関係性の場合、分配比決定部４０９は、低速域では電源脈動補償制御よりも脈動負荷補償制御を優先させ、高速域ではｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎの分配比Ｋｍａｒｇｉｎを低下させることで、電源脈動補償制御を脈動負荷補償制御よりも優先させる。なお、分配比決定部４０９は、図３の破線に示すような関係性によって、ｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎの分配比Ｋｍａｒｇｉｎを変化させてもよい。このように、分配比決定部４０９は、モータ３１４の回転速度が規定された回転速度以下の場合、電源脈動補償制御よりも脈動負荷補償制御を優先するように分配比Ｋｍａｒｇｉｎを決定し、モータ３１４の回転速度が規定された回転速度より大きい場合、脈動負荷補償制御よりも電源脈動補償制御を優先するように分配比Ｋｍａｒｇｉｎを決定する。
　脈動負荷補償制御部４１０は、脈動負荷補償制御用の電流リミット値ＩｑｌｉｍＡＶＳを用いて、脈動負荷補償ｑ軸電流指令Ｉｑａｖｓを生成する。具体的には、脈動負荷補償制御部４１０は、分配比決定部４０９で生成された脈動負荷補償制御用の電流リミット値ＩｑｌｉｍＡＶＳの範囲内で脈動負荷補償制御を実施し、脈動負荷補償ｑ軸電流指令Ｉｑａｖｓを生成する。脈動負荷補償ｑ軸電流指令Ｉｑａｖｓのことを第１の補償値と称することがある。脈動負荷補償ｑ軸電流指令Ｉｑａｖｓは、式（９）のように表される。ｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎ、脈動負荷補償制御用の電流リミット値ＩｑｌｉｍＡＶＳ、および脈動負荷補償ｑ軸電流指令Ｉｑａｖｓの大小関係は、Ｉｑｍａｒｇｉｎ≧ＩｑｌｉｍＡＶＳ≧Ｉｑａｖｓとなる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　脈動負荷補償制御部４１０において、脈動負荷補償制御用の電流リミット値ＩｑｌｉｍＡＶＳを使い切らないケースも考えられる。そのため、減算部４１２は、式（１０）に示すように、ｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎと脈動負荷補償ｑ軸電流指令Ｉｑａｖｓとの差分から、電源脈動補償制御用のリミット値Ｉｑｌｉｍｄ２ｖを生成する。すなわち、電源脈動補償制御用のリミット値Ｉｑｌｉｍｄ２ｖは、ｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎを用いて設定される。電源脈動補償制御用のリミット値Ｉｑｌｉｍｄ２ｖのことを第３のリミット値と称することがある。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　電源脈動補償制御部４１３は、電源脈動補償制御用のリミット値Ｉｑｌｉｍｄ２ｖを用いて、電源脈動補償制御の電流振幅Ｉｑｄ２ｖを生成する。具体的には、電源脈動補償制御部４１３は、電源脈動補償制御の電流振幅Ｉｑｄ２ｖを式（１１）のように決定する。電源脈動補償制御部４１３は、ｑ軸電流指令Ｉｑｓｐの絶対値が電源脈動補償制御用のリミット値Ｉｑｌｉｍｄ２ｖ以上の場合、電源脈動補償制御の電流振幅Ｉｑｄ２ｖとして電源脈動補償制御用のリミット値Ｉｑｌｉｍｄ２ｖを選択する。電源脈動補償制御部４１３は、ｑ軸電流指令Ｉｑｓｐの絶対値が電源脈動補償制御用のリミット値Ｉｑｌｉｍｄ２ｖ未満の場合、電源脈動補償制御の電流振幅Ｉｑｄ２ｖとしてｑ軸電流指令Ｉｑｓｐの絶対値を選択する。電源脈動補償制御の電流振幅Ｉｑｄ２ｖのことを第２の補償値と称することがある。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　ｑ軸電流指令生成部４１５は、ｑ軸電流指令Ｉｑｓｐ、脈動負荷補償ｑ軸電流指令Ｉｑａｖｓ、および電源脈動補償制御の電流振幅Ｉｑｄ２ｖを用いて、ｑ軸電流指令ｉｑ ＊を生成する。具体的には、ｑ軸電流指令生成部４１５において、加算部４１１は、ｑ軸電流指令Ｉｑｓｐと、脈動負荷補償ｑ軸電流指令Ｉｑａｖｓとを加算する。加算部４１４は、加算部４１１の加算結果であるｑ軸電流指令Ｉｑｓｐ＋脈動負荷補償ｑ軸電流指令Ｉｑａｖｓと、電源脈動補償制御の電流振幅Ｉｑｄ２ｖとを加算する。ｑ軸電流指令生成部４１５は、加算部４１４の加算結果を、ｑ軸電流指令ｉｑ ＊として電流制御部４０４に出力する。
　以上のことから、制御部４００は、状況に応じて分配比決定部４０９が適切な分配比Ｋｍａｒｇｉｎを決定することで、速度指令ω＊に追従しつつ、電源脈動補償制御および脈動負荷補償制御を適切に実施することが可能となる。
　なお、制御部４００は、図２の例では、分配比Ｋｍａｒｇｉｎを用いて脈動負荷補償制御用の電流リミット値ＩｑｌｉｍＡＶＳを生成し、ｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎと脈動負荷補償ｑ軸電流指令Ｉｑａｖｓとの差分から電源脈動補償制御用のリミット値Ｉｑｌｉｍｄ２ｖを生成していたが、これに限定されない。制御部４００は、図２において脈動負荷補償制御部４１０および電源脈動補償制御部４１３の配置を入れ替え、分配比Ｋｍａｒｇｉｎを用いて電源脈動補償制御用のリミット値Ｉｑｌｉｍｄ２ｖを生成し、ｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎと電源脈動補償制御の電流振幅Ｉｑｄ２ｖとの差分から脈動負荷補償制御用の電流リミット値ＩｑｌｉｍＡＶＳを生成してもよい。
　図２の例では、分配比決定部４０９は、差分であるｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎと分配比Ｋｍａｒｇｉｎとを乗算し、第２のリミット値である脈動負荷補償制御用の電流リミット値ＩｑｌｉｍＡＶＳを生成する。この場合、第２のリミット値である脈動負荷補償制御用の電流リミット値ＩｑｌｉｍＡＶＳは、差分であるｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎと０以上１以下の分配比Ｋｍａｒｇｉｎとを乗算した値である。第３のリミット値である電源脈動補償制御用のリミット値Ｉｑｌｉｍｄ２ｖは、差分であるｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎから第１の補償値である脈動負荷補償ｑ軸電流指令Ｉｑａｖｓを減算した値である。電源脈動補償制御部４１３は、第３のリミット値である電源脈動補償制御用のリミット値Ｉｑｌｉｍｄ２ｖが第１のｑ軸電流指令であるｑ軸電流指令Ｉｑｓｐの絶対値以下の場合、第２の補償値である電源脈動補償制御の電流振幅Ｉｑｄ２ｖとして第３のリミット値である電源脈動補償制御用のリミット値Ｉｑｌｉｍｄ２ｖを選択する。また、電源脈動補償制御部４１３は、第３のリミット値である電源脈動補償制御用のリミット値Ｉｑｌｉｍｄ２ｖが第１のｑ軸電流指令であるｑ軸電流指令Ｉｑｓｐの絶対値より大きい場合、第２の補償値である電源脈動補償制御の電流振幅Ｉｑｄ２ｖとして第１のｑ軸電流指令であるｑ軸電流指令Ｉｑｓｐの絶対値を選択する。
　一方、図２に対して脈動負荷補償制御部４１０および電源脈動補償制御部４１３の配置を入れ替えた例では、分配比決定部４０９は、差分であるｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎと分配比Ｋｍａｒｇｉｎとを乗算し、第３のリミット値である電源脈動補償制御用のリミット値Ｉｑｌｉｍｄ２ｖを生成する。この場合、第３のリミット値である電源脈動補償制御用のリミット値Ｉｑｌｉｍｄ２ｖは、差分であるｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎと０以上１以下の分配比Ｋｍａｒｇｉｎとを乗算した値である。第２のリミット値である脈動負荷補償制御用の電流リミット値ＩｑｌｉｍＡＶＳは、差分であるｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎから第２の補償値である電源脈動補償制御の電流振幅Ｉｑｄ２ｖを減算した値である。脈動負荷補償制御部４１０は、第２のリミット値である脈動負荷補償制御用の電流リミット値ＩｑｌｉｍＡＶＳが第１のｑ軸電流指令であるｑ軸電流指令Ｉｑｓｐの絶対値以下の場合、第１の補償値である脈動負荷補償ｑ軸電流指令Ｉｑａｖｓとして第２のリミット値である脈動負荷補償制御用の電流リミット値ＩｑｌｉｍＡＶＳを選択する。また、電源脈動補償制御部４１３は、第２のリミット値である脈動負荷補償制御用の電流リミット値ＩｑｌｉｍＡＶＳが第１のｑ軸電流指令であるｑ軸電流指令Ｉｑｓｐの絶対値より大きい場合、第１の補償値である脈動負荷補償ｑ軸電流指令Ｉｑａｖｓとして第１のｑ軸電流指令であるｑ軸電流指令Ｉｑｓｐの絶対値を選択する。
　制御部４００の動作を、フローチャートを用いて説明する。図４は、実施の形態１に係る電力変換装置１が備える制御部４００の動作を示すフローチャートである。制御部４００において、減算部４０８は、ｑ軸電流リミット値Ｉｑｌｉｍとｑ軸電流指令Ｉｑｓｐの絶対値との差分であるｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎを生成する（ステップＳ１）。分配比決定部４０９は、ｑ軸電流分配比決定信号に応じて、脈動負荷補償制御および電源脈動補償制御の各補償制御に対する分配比Ｋｍａｒｇｉｎを決定する（ステップＳ２）。分配比決定部４０９は、ｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎに分配比Ｋｍａｒｇｉｎを乗算し、脈動負荷補償制御用の電流リミット値ＩｑｌｉｍＡＶＳを生成する（ステップＳ３）。脈動負荷補償制御部４１０は、脈動負荷補償制御用の電流リミット値ＩｑｌｉｍＡＶＳの範囲内で脈動負荷補償制御を実施し、脈動負荷補償ｑ軸電流指令Ｉｑａｖｓを生成する（ステップＳ４）。
　減算部４１２は、ｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎと脈動負荷補償ｑ軸電流指令Ｉｑａｖｓとの差分である電源脈動補償制御用のリミット値Ｉｑｌｉｍｄ２ｖを生成する（ステップＳ５）。電源脈動補償制御部４１３は、電源脈動補償制御用のリミット値Ｉｑｌｉｍｄ２ｖを用いて、電源脈動補償制御の電流振幅Ｉｑｄ２ｖを生成する（ステップＳ６）。ｑ軸電流指令生成部４１５は、ｑ軸電流指令Ｉｑｓｐ、脈動負荷補償ｑ軸電流指令Ｉｑａｖｓ、および電源脈動補償制御の電流振幅Ｉｑｄ２ｖを加算して、ｑ軸電流指令ｉｑ ＊を生成する（ステップＳ７）。
　つづいて、電力変換装置１が備える制御部４００のハードウェア構成について説明する。図５は、実施の形態１に係る電力変換装置１が備える制御部４００を実現するハードウェア構成の一例を示す図である。制御部４００は、プロセッサ９１およびメモリ９２により実現される。
　プロセッサ９１は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）ともいう）、またはシステムＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ　Ｓｃａｌｅ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）である。メモリ９２は、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ　Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）といった不揮発性または揮発性の半導体メモリを例示できる。またメモリ９２は、これらに限定されず、磁気ディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、またはＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ　Ｄｉｓｃ）でもよい。
　以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置１において、制御部４００は、全体のｑ軸電流リミット値Ｉｑｌｉｍから定電流負荷制御で使用するｑ軸電流指令Ｉｑｓｐの値を引いた範囲内で、電源脈動補償制御および脈動負荷補償制御の各補償制御に対するｑ軸電流の分配比Ｋｍａｒｇｉｎを決定し、電源脈動補償制御および脈動負荷補償制御の各リミット値を設定し、電源脈動補償制御および脈動負荷補償制御の各補償制御を行うこととした。これにより、電力変換装置１は、平滑用のコンデンサ２１０の劣化を抑制しつつ、電力変換装置１の大型化を抑制することができる。また、電力変換装置１は、モータ３１４の回転速度を制御する定電流負荷制御を優先して行いつつ、モータ３１４の振動を低減する脈動負荷補償制御、およびコンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を抑制する電源脈動補償制御を、各補償制御に対するｑ軸電流の分配比Ｋｍａｒｇｉｎに応じて行うことができる。
実施の形態２．
　実施の形態１では、分配比決定部４０９は、モータ３１４の回転速度によってｑ軸電流の分配比Ｋｍａｒｇｉｎを決定していた。実施の形態２では、分配比決定部４０９は、コンデンサ２１０の温度によってｑ軸電流の分配比Ｋｍａｒｇｉｎを決定する。
　実施の形態２において、電力変換装置１の構成は、図１に示す実施の形態１のときの電力変換装置１の構成と同様である。また、制御部４００の動作の流れも、図４のフローチャートで示される実施の形態１のときの制御部４００の動作の流れと同じである。本実施の形態では、分配比決定部４０９は、ｑ軸電流分配比決定信号としてコンデンサ２１０の温度の情報を取得し、コンデンサ２１０の温度に応じて、あらかじめ規定された脈動負荷補償制御および電源脈動補償制御で使用するｑ軸電流の分配比Ｋｍａｒｇｉｎを参照して、分配比Ｋｍａｒｇｉｎを決定する。
　図６は、実施の形態２に係る電力変換装置１が備える平滑部２００の構成例を示す図である。図６に示すように、平滑部２００において、コンデンサ２１０は、電極部２０１を有し、さらに温度検出部２０２が設置されている。温度検出部２０２は、コンデンサ２１０の温度を検出し、コンデンサ２１０の温度の情報を分配比決定部４０９に出力する。分配比決定部４０９は、温度検出部２０２から、ｑ軸電流分配比決定信号としてコンデンサ２１０の温度の情報を取得する。
　図７は、実施の形態２に係る電力変換装置１の分配比決定部４０９が決定する分配比Ｋｍａｒｇｉｎとコンデンサ２１０の温度との関係を示す図である。図７において、横軸はコンデンサ２１０の温度を示し、縦軸は分配比Ｋｍａｒｇｉｎを示す。分配比決定部４０９は、ｑ軸電流分配比決定信号としてコンデンサ２１０の温度を取得した場合、図７に示すようなコンデンサ２１０の温度と分配比Ｋｍａｒｇｉｎとの関係に応じて、ｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎの分配比Ｋｍａｒｇｉｎを変化させる。分配比決定部４０９は、コンデンサ２１０の温度が低温のときは脈動負荷補償制御を優先的に行い、速度脈動を低減させ、圧縮機３１５の振動を抑制する。分配比決定部４０９は、コンデンサ２１０の温度が上昇するにつれて、ｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎの分配比Ｋｍａｒｇｉｎを低下させ、電源脈動補償制御に分配するｑ軸電流を増加させ、コンデンサ２１０の発熱を防止する。分配比決定部４０９は、コンデンサ２１０の温度があらかじめ設定された閾値を超えた場合、脈動負荷補償制御に分配するｑ軸電流を大幅に低減させ、電源脈動補償制御を優先的に行うことで、コンデンサ２１０の温度上昇を抑制する。このように、分配比決定部４０９は、コンデンサ２１０の温度が規定された温度を超えた場合、脈動負荷補償制御よりも電源脈動補償制御を優先するように分配比Ｋｍａｒｇｉｎを決定し、コンデンサ２１０の温度が規定された温度以下の場合、電源脈動補償制御よりも脈動負荷補償制御を優先するように分配比Ｋｍａｒｇｉｎを決定する。
　なお、分配比決定部４０９は、コンデンサ２１０の温度の情報について、温度検出部２０２が温度を検出する以外の方法で取得してもよい。例えば、分配比決定部４０９は、コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３のリプルからコンデンサ２１０の温度を推定し、ｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎの分配比Ｋｍａｒｇｉｎを決定してもよい。また、分配比決定部４０９は、モータ３１４に流入する電流による損失からコンデンサ２１０の温度を推定し、ｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎの分配比Ｋｍａｒｇｉｎを決定してもよい。
　以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置１において、制御部４００の分配比決定部４０９は、コンデンサ２１０の温度からｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎの分配比Ｋｍａｒｇｉｎを決定することとした。この場合においても、電力変換装置１は、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。なお、分配比決定部４０９は、実施の形態１のモータ３１４の回転速度、および実施の形態２のコンデンサ２１０の温度を用いて、ｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎの分配比Ｋｍａｒｇｉｎを決定してもよい。
実施の形態３．
　実施の形態１では、分配比決定部４０９は、モータ３１４の回転速度によってｑ軸電流の分配比Ｋｍａｒｇｉｎを決定していた。実施の形態２では、分配比決定部４０９は、コンデンサ２１０の温度によってｑ軸電流の分配比Ｋｍａｒｇｉｎを決定していた。実施の形態３では、分配比決定部４０９は、モータ３１４によって駆動される圧縮機３１５の振動レベルによってｑ軸電流の分配比Ｋｍａｒｇｉｎを決定する。
　実施の形態３において、電力変換装置１の構成は、図１に示す実施の形態１のときの電力変換装置１の構成と同様である。また、制御部４００の動作の流れも、図４のフローチャートで示される実施の形態１のときの制御部４００の動作の流れと同じである。本実施の形態では、分配比決定部４０９は、ｑ軸電流分配比決定信号として圧縮機３１５の振動レベルの情報を取得し、圧縮機３１５の振動レベルに応じて、あらかじめ規定された脈動負荷補償制御および電源脈動補償制御で使用するｑ軸電流の分配比Ｋｍａｒｇｉｎを参照して、分配比Ｋｍａｒｇｉｎを決定する。
　図８は、実施の形態３に係る電力変換装置１に接続される圧縮機３１５の構成例を示す図である。図８に示すように、圧縮機３１５は、冷媒吸入部３１６および冷媒吐出部３１７を有し、さらに振動検出部３１８が設置されている。振動検出部３１８は、例えば、加速度センサである。振動検出部３１８は、圧縮機３１５の振動レベルを検出し、圧縮機３１５の振動レベルの情報を分配比決定部４０９に出力する。分配比決定部４０９は、振動検出部３１８から、ｑ軸電流分配比決定信号として圧縮機３１５の振動レベルの情報を取得する。
　図９は、実施の形態３に係る電力変換装置１の分配比決定部４０９が決定する分配比Ｋｍａｒｇｉｎと圧縮機３１５の振動レベルとの関係を示す図である。図９において、横軸は圧縮機３１５の振動レベルを示し、縦軸は分配比Ｋｍａｒｇｉｎを示す。分配比決定部４０９は、ｑ軸電流分配比決定信号として圧縮機３１５の振動レベルを取得した場合、図９に示すような圧縮機３１５の振動レベルと分配比Ｋｍａｒｇｉｎとの関係に応じて、ｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎの分配比Ｋｍａｒｇｉｎを変化させる。分配比決定部４０９は、圧縮機３１５の振動レベルが小さい場合、分配比Ｋｍａｒｇｉｎを低下させ、電源脈動補償制御を優先的に行い、コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を低減させてコンデンサ２１０の発熱を防止する。分配比決定部４０９は、圧縮機３１５の振動レベルが大きくなるにつれて、分配比Ｋｍａｒｇｉｎを上昇させ、脈動負荷補償制御に分配するｑ軸電流を増加させ、冷媒吸入部３１６および冷媒吐出部３１７の破損および振動を防ぐことで、圧縮機３１５の振動レベルを抑制する。分配比決定部４０９は、圧縮機３１５の振動レベルがあらかじめ設定された閾値を超えた場合、分配比Ｋｍａｒｇｉｎを一定の値にして、電源脈動補償制御に分配するｑ軸電流を低減した状態にしつつ、脈動負荷補償制御を優先的に行うことで、圧縮機３１５の振動レベルの上昇を抑制する。このように、分配比決定部４０９は、圧縮機３１５の振動が規定された振動レベルを超えた場合、電源脈動補償制御よりも脈動負荷補償制御を優先するように分配比Ｋｍａｒｇｉｎを決定し、圧縮機３１５の振動が規定された振動レベル以下の場合、脈動負荷補償制御よりも電源脈動補償制御を優先するように分配比Ｋｍａｒｇｉｎを決定する。
　なお、分配比決定部４０９は、圧縮機３１５の振動レベルの情報について、振動検出部３１８が圧縮機３１５の振動レベルを検出する以外の方法で取得してもよい。例えば、分配比決定部４０９は、モータ３１４の回転速度の脈動から圧縮機３１５の振動レベルを推定し、ｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎの分配比Ｋｍａｒｇｉｎを決定してもよい。
　以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置１において、制御部４００の分配比決定部４０９は、圧縮機３１５の振動レベルからｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎの分配比Ｋｍａｒｇｉｎを決定することとした。この場合においても、電力変換装置１は、実施の形態１、および実施の形態２と同様の効果を得ることができる。なお、分配比決定部４０９は、実施の形態１のモータ３１４の回転速度、実施の形態２のコンデンサ２１０の温度、および実施の形態３の圧縮機３１５の振動レベルのうち２つ以上を用いて、ｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎの分配比Ｋｍａｒｇｉｎを決定してもよい。
実施の形態４．
　図１０は、実施の形態４に係る冷凍サイクル適用機器９００の構成例を示す図である。実施の形態４に係る冷凍サイクル適用機器９００は、実施の形態１で説明した電力変換装置１を備える。実施の形態４に係る冷凍サイクル適用機器９００は、空気調和機、冷蔵庫、冷凍庫、ヒートポンプ給湯器といった冷凍サイクルを備える製品に適用することが可能である。なお、図１０において、実施の形態１と同様の機能を有する構成要素には、実施の形態１と同一の符号を付している。
　冷凍サイクル適用機器９００は、実施の形態１におけるモータ３１４を内蔵した圧縮機３１５と、四方弁９０２と、室内熱交換器９０６と、膨張弁９０８と、室外熱交換器９１０とが冷媒配管９１２を介して取り付けられている。
　圧縮機３１５の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構９０４と、圧縮機構９０４を動作させるモータ３１４とが設けられている。
　冷凍サイクル適用機器９００は、四方弁９０２の切替動作により暖房運転又は冷房運転をすることができる。圧縮機構９０４は、可変速制御されるモータ３１４によって駆動される。
　暖房運転時には、実線矢印で示すように、冷媒が圧縮機構９０４で加圧されて送り出され、四方弁９０２、室内熱交換器９０６、膨張弁９０８、室外熱交換器９１０及び四方弁９０２を通って圧縮機構９０４に戻る。
　冷房運転時には、破線矢印で示すように、冷媒が圧縮機構９０４で加圧されて送り出され、四方弁９０２、室外熱交換器９１０、膨張弁９０８、室内熱交換器９０６及び四方弁９０２を通って圧縮機構９０４に戻る。
　暖房運転時には、室内熱交換器９０６が凝縮器として作用して熱放出を行い、室外熱交換器９１０が蒸発器として作用して熱吸収を行う。冷房運転時には、室外熱交換器９１０が凝縮器として作用して熱放出を行い、室内熱交換器９０６が蒸発器として作用し、熱吸収を行う。膨張弁９０８は、冷媒を減圧して膨張させる。
　以上の実施の形態に示した構成は、一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、実施の形態同士を組み合わせることも可能であるし、要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１　電力変換装置、２　モータ駆動装置、１１０　商用電源、１２０　リアクトル、１３０　整流部、１３１～１３４　整流素子、２００　平滑部、２０１　電極部、２０２　温度検出部、２１０　コンデンサ、３１０　インバータ、３１１ａ～３１１ｆ　スイッチング素子、３１２ａ～３１２ｆ　還流ダイオード、３１３ａ，３１３ｂ，５０１　電流検出部、３１４　モータ、３１５　圧縮機、３１６　冷媒吸入部、３１７　冷媒吐出部、３１８　振動検出部、４００　制御部、４０１　回転子位置推定部、４０２　速度制御部、４０３　弱め磁束制御部、４０４　電流制御部、４０５，４０６　座標変換部、４０７　ＰＷＭ信号生成部、４０８，４１２　減算部、４０９　分配比決定部、４１０　脈動負荷補償制御部、４１１，４１４　加算部、４１３　電源脈動補償制御部、４１５　ｑ軸電流指令生成部、９００　冷凍サイクル適用機器、９０２　四方弁、９０４　圧縮機構、９０６　室内熱交換器、９０８　膨張弁、９１０　室外熱交換器、９１２　冷媒配管。

Claims (15)

  1. 　商用電源から供給される第１の交流電力を整流する整流部と、
    　前記整流部の出力端に接続されるコンデンサと、
    　前記コンデンサの両端に接続され、第２の交流電力を生成してモータに出力するインバータと、
    　前記コンデンサの電力状態に応じた脈動が前記モータの駆動パターンに重畳されるように前記インバータの動作を制御し、前記コンデンサの充放電電流を抑制する制御部と、
    　を備え、
    　前記モータの回転速度を制御する定電流負荷制御を行いつつ、前記モータの振動を低減する脈動負荷補償制御、および前記コンデンサの充放電電流を抑制する電源脈動補償制御を行う際、ｄ軸およびｑ軸を有する回転座標系におけるｑ軸電流の各補償制御に対する分配比を決定する電力変換装置。
  2. 　前記制御部は、
    　前記定電流負荷制御用の指令である、ｄ軸およびｑ軸を有する回転座標系における第１のｑ軸電流指令を生成する速度制御部と、
    　第２のｑ軸電流指令に対する第１のリミット値と前記第１のｑ軸電流指令との差分を用いて設定される第２のリミット値を用いて、前記脈動負荷補償制御用の第１の補償値を生成する脈動負荷補償制御部と、
    　前記差分を用いて設定される第３のリミット値を用いて、前記電源脈動補償制御用の第２の補償値を生成する電源脈動補償制御部と、
    　前記差分に乗算する前記分配比を決定し、前記第２のリミット値または前記第３のリミット値を生成する分配比決定部と、
    　前記第１のｑ軸電流指令、前記第１の補償値、および前記第２の補償値を用いて前記第２のｑ軸電流指令を生成するｑ軸電流指令生成部と、
    　を備える請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記分配比決定部は、前記モータの回転速度に応じて前記分配比を決定する、
    　請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記分配比決定部は、前記モータの回転速度が規定された回転速度以下の場合、前記電源脈動補償制御よりも前記脈動負荷補償制御を優先するように前記分配比を決定し、前記モータの回転速度が規定された回転速度より大きい場合、前記脈動負荷補償制御よりも前記電源脈動補償制御を優先するように前記分配比を決定する、
    　請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 　前記分配比決定部は、前記コンデンサの温度に応じて前記分配比を決定する、
    　請求項２から４のいずれか１つに記載の電力変換装置。
  6. 　前記分配比決定部は、前記コンデンサの温度が規定された温度を超えた場合、前記脈動負荷補償制御よりも前記電源脈動補償制御を優先するように前記分配比を決定し、前記コンデンサの温度が規定された温度以下の場合、前記電源脈動補償制御よりも前記脈動負荷補償制御を優先するように前記分配比を決定する、
    　請求項５に記載の電力変換装置。
  7. 　前記分配比決定部は、前記コンデンサの温度を検出する温度検出部から前記コンデンサの温度の情報を取得する、
    　請求項５または６に記載の電力変換装置。
  8. 　前記分配比決定部は、前記コンデンサの前記充放電電流から前記コンデンサの温度を推定する、
    　請求項５または６に記載の電力変換装置。
  9. 　前記分配比決定部は、前記モータに流入する電流による損失から前記コンデンサの温度を推定する、
    　請求項５または６に記載の電力変換装置。
  10. 　前記分配比決定部は、前記モータによって駆動される圧縮機の振動レベルに応じて前記分配比を決定する、
    　請求項２から９のいずれか１つに記載の電力変換装置。
  11. 　前記分配比決定部は、前記圧縮機の振動が規定された振動レベルを超えた場合、前記電源脈動補償制御よりも前記脈動負荷補償制御を優先するように前記分配比を決定し、前記圧縮機の振動が規定された振動レベル以下の場合、前記脈動負荷補償制御よりも前記電源脈動補償制御を優先するように前記分配比を決定する、
    　請求項１０に記載の電力変換装置。
  12. 　前記分配比決定部は、前記圧縮機の振動レベルを検出する振動検出部から前記圧縮機の振動レベルの情報を取得する、
    　請求項１０または１１に記載の電力変換装置。
  13. 　前記分配比決定部は、前記モータの回転速度の脈動から前記圧縮機の振動レベルを推定する、
    　請求項１０または１１に記載の電力変換装置。
  14. 　請求項１から１３のいずれか１つに記載の電力変換装置を備えるモータ駆動装置。
  15. 　請求項１から１３のいずれか１つに記載の電力変換装置を備える冷凍サイクル適用機器。
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