JP2003289666A - スイッチング電源回路 - Google Patents

スイッチング電源回路

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JP2003289666A
JP2003289666A JP2002092767A JP2002092767A JP2003289666A JP 2003289666 A JP2003289666 A JP 2003289666A JP 2002092767 A JP2002092767 A JP 2002092767A JP 2002092767 A JP2002092767 A JP 2002092767A JP 2003289666 A JP2003289666 A JP 2003289666A
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capacitor
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switching power
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JP2002092767A
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Eiji Nishimori
英二 西森
Noriyuki Sekizawa
紀行 関澤
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Fujitsu Ltd
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
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    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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Abstract

(57)【要約】 【課題】本発明は、コスト及びサイズを削減したスイッ
チング電源回路を提供することを目的とする。 【解決手段】スイッチング電源回路は、単一のインダク
タと、第１のコンデンサと、第２のコンデンサと、複数
のスイッチからなるスイッチ群と、直流電源からインダ
クタにエネルギーを蓄積するスイッチ群が形成する第１
の経路と、インダクタに蓄積されたエネルギーを第１の
コンデンサに供給するスイッチ群が形成する第２の経路
と、インダクタに蓄積されたエネルギーを第２のコンデ
ンサに供給するスイッチ群が形成する第３の経路を含
み、第１のコンデンサの電位を第１の出力とし第２のコ
ンデンサの電位を第２の出力として外部に供給すること
を特徴とする。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は一般にスイッチング
電源に関し、詳しくは複数のＤＣ電源出力を供給するス
イッチング電源に関する。
【従来の技術】近年、多くの電気機器においてスイッチ
ング方式の電源が使用され、低コストで小スペースのス
イッチング電源が要求されている。
【０００２】図１は、低い電圧源から２つの高い出力電
圧を得る従来の同期整流方式のスイッチング電源を示す
図である。
【０００３】図１のスイッチング電源は、ＤＣ電源１に
接続され、ＯＵＴ１用インダクタＬ１、ＯＵＴ１用のイ
ンダクタに通電させるための半導体スイッチＳＷ１、Ｏ
ＵＴ１用の整流ダイオード４、ＯＵＴ１用の半導体スイ
ッチＳＷ２、ＯＵＴ１用の整流平滑コンデンサ６、ＯＵ
Ｔ２用インダクタＬ２、ＯＵＴ２用のインダクタに通電
させるための半導体スイッチＳＷ３、ＯＵＴ２用の整流
ダイオード１０、ＯＵＴ２用の半導体スイッチＳＷ４、
ＯＵＴ２用の整流平滑コンデンサ１２、及びタイミング
制御回路１４及び１５を含む。整流平滑コンデンサ６の
両端電圧である出力ＯＵＴ１は、負荷７に供給される。
また整流平滑コンデンサ１２の両端電圧である出力ＯＵ
Ｔ２は、負荷１３に供給される。
【０００４】図２は、図１のスイッチング電源の動作を
説明するためのタイミング図である。図２において、ス
イッチＳＷ１、ＳＷ２、スイッチＳＷ３、及びスイッチ
ＳＷ４は、いずれも対応するタイミング制御信号がＨＩ
ＧＨの時にスイッチが閉じ（接続状態）、ＬＯＷの時に
スイッチが開く（切断状態）。以下出力ＯＵＴ１につい
て図１の回路の動作を説明する。
【０００５】まずＳＷ２が開いている時にＳＷ１を時間
ｔ１閉じるとＤＣ電源１からインダクタＬ１に電流が流
れ、このインダクタＬ１にその時間ｔ１の二乗に比例し
た分のエネルギーが蓄えられる。このエネルギーが蓄積
する状態は、図２（ｃ）に示されるインダクタの電流に
見ることが出来る。
【０００６】次にＳＷ１を開き、その直後にＳＷ２を時
間ｔ２閉じる。インダクタＬ１に蓄えられていたエネル
ギーは、スイッチＳＷ２（及びダイオード４）を経由し
て放電し、コンデンサ６に移動する。これによりコンデ
ンサ６にエネルギーが電荷として蓄積され、ＯＵＴ１の
端子電圧が上昇する。
【０００７】時間ｔ２の後はＳＷ１もＳＷ２も開いた状
態となり、コンデンサ６から負荷７に電流が流れる。次
に再びＳＷ１及びＳＷ２が動作するまでの間（ｔ３）、
コンデンサ６のエネルギーは放電し続け、ＯＵＴ１の端
子電圧（図２（ｄ））は時間の経過と共に減少してい
く。なお図２（ｄ）の電圧波形は、僅かな電圧変動を拡
大して示すものである。
【０００８】以上の動作を繰り返し、コンデンサ６へ蓄
えられるエネルギーが放電エネルギーと一致する状態に
なると、コンデンサ６から放電により失われる電荷はそ
の後の充電により補充され、出力ＯＵＴ１として直流電
位が得られることになる。
【０００９】タイミング制御回路１４は、出力ＯＵＴ１
の直流電位を任意の設定された電位と比較して、出力Ｏ
ＵＴ１の直流電位の方が高い場合には時間ｔ１を短く
し、低い場合には時間ｔ１を長くするように、スイッチ
ＳＷ１の開閉タイミングを制御する。なおｔ１を可変す
るＰＷＭ（Pulse Width Modulation）方式の場合には、
時間ｔ１＋ｔ２＋ｔ３はタイミング制御回路内で設定さ
れたクロック周波数により決まる一定時間となる。
【００１０】図１の構成において、ＳＷ２を取り除き整
流ダイオード４のみを用いる構成としてもよい。しかし
一般にシリコンダイオードにおいては、順方向に数ｍＡ
以上の電流が流れると約０．６Ｖの電圧降下が生じる。
この電圧降下はエネルギーロスとなるので、エネルギー
効率を重視する場合には、ダイオードより電圧降下が低
い即ちＯＮ抵抗が小さい半導体スイッチＳＷ２を用い
る。但し半導体スイッチＳＷ２のみを使用する構成にす
ると、インダクタＬ１にエネルギーが残っている状態で
スイッチＳＷ２を開放してしまった場合に、インダクタ
Ｌ１により高電圧が発生して回路を損傷する恐れがあ
る。従って、図１のように半導体スイッチＳＷ２に並列
にダイオード４を設け、高電圧発生を防止する構成とし
ておくことが好ましい。
【００１１】以上の動作は、出力ＯＵＴ２についても同
様に実行される。
【発明が解決しようとする課題】図１に示される構成で
は、出力ＯＵＴ１用の回路と出力ＯＵＴ２用の回路がそ
れぞれ独立に設けられるので、回路を構成する部品がそ
れぞれの出力に対して必要となる。このように、複数の
ＤＣ出力を備える従来のスイッチング電源では、出力の
数だけインダクタ、ダイオード、半導体スイッチ、コン
デンサ等を用意しなければならないので、コストが増大
すると共に回路実装のサイズが大きくなるという問題が
ある。特にインダクタは小型化が困難な回路素子であ
り、コスト及びサイズ削減の際の障害となる。
【００１２】以上を鑑みて、本発明は、コスト及びサイ
ズを削減したスイッチング電源回路を提供することを目
的とする。
【課題を解決するための手段】本発明によるスイッチン
グ電源回路は、単一のインダクタと、第１のコンデンサ
と、第２のコンデンサと、複数のスイッチからなるスイ
ッチ群と、直流電源から該インダクタにエネルギーを蓄
積する該スイッチ群が形成する第１の経路と、該インダ
クタに蓄積された該エネルギーを該第１のコンデンサに
供給する該スイッチ群が形成する第２の経路と、該イン
ダクタに蓄積された該エネルギーを該第２のコンデンサ
に供給する該スイッチ群が形成する第３の経路を含み、
該第１のコンデンサの電位を第１の出力とし該第２のコ
ンデンサの電位を第２の出力として外部に供給すること
を特徴とする。
【００１３】上記スイッチング電源回路では、複数の出
力に対して単一のインダクタを共有する。種々の回路素
子の中でもインダクタは小型化が困難な素子であり、イ
ンダクタの共有によってその個数を減らすことで、コス
ト削減と共に大幅な面積削減を実現することが出来る。
なお２個の出力を生成する構成でなく、出力の数を３個
以上に増やしても同様の動作が可能である。
【００１４】また本発明によるスイッチング電源回路
は、インダクタと、コンデンサと、複数のスイッチから
なるスイッチ群と、直流電源から該インダクタにエネル
ギーを蓄積する該スイッチ群が形成する第１の経路と、
該インダクタに蓄積された該エネルギーを該コンデンサ
に供給する該スイッチ群が形成する第２の経路と、該コ
ンデンサに蓄積されたエネルギーを該インダクタに戻す
該スイッチ群が形成する第３の経路と、該コンデンサか
ら該第３の経路を介して該インダクタに戻されたエネル
ギーを該直流電源に戻す該スイッチ群が形成する第４の
経路を含み、該コンデンサの電位を出力として外部に供
給することを特徴とする。
【００１５】上記スイッチング電源回路では、電源電圧
供給停止時に従来は無駄に熱に変換されていたエネルギ
ーを、スイッチング電源の入力側に接続された直流電源
側に戻す。これにより、例えば直流電源が充電式の二次
電池などの場合、一時的にエネルギーを充電することに
より無駄を低減することができる。
【発明の実施の形態】以下に、本発明の実施例を添付の
図面を用いて詳細に説明する。
【００１６】図３は、本発明によるスイッチング電源回
路の第１の実施例を示す図である。
【００１７】図３のスイッチング電源は、ＤＣ電源１に
接続され、ＯＵＴ１及びＯＵＴ２共用インダクタＬ１、
インダクタＬ１に通電させるための半導体スイッチＳＷ
１、ＯＵＴ１用の整流ダイオード４、ＯＵＴ１用の半導
体スイッチＳＷ２、ＯＵＴ１用の整流平滑コンデンサ
６、ＯＵＴ２用の半導体スイッチＳＷ４、ＯＵＴ２用の
整流平滑コンデンサ１２、及びタイミング制御回路１６
を含む。整流平滑コンデンサ６の両端電圧である出力Ｏ
ＵＴ１は、負荷７に供給される。また整流平滑コンデン
サ１２の両端電圧である出力ＯＵＴ２は、負荷１３に供
給される。
【００１８】図４は、図３のスイッチング電源の動作を
説明するためのタイミング図である。図４において、ス
イッチＳＷ１、ＳＷ２、スイッチＳＷ３、及びスイッチ
ＳＷ４は、いずれも対応するスイッチング制御信号がＨ
ＩＧＨの時にスイッチが閉じ（接続状態）、ＬＯＷの時
にスイッチが開く（切断状態）。以下出力ＯＵＴ１につ
いて図１の回路の動作を説明する。
【００１９】まずＳＷ２及びＳＷ４が開いている時にＳ
Ｗ１を時間ｔ１閉じるとＤＣ電源１からインダクタＬ１
に電流が流れ、このインダクタＬ１にその時間ｔ１の二
乗に比例した分のエネルギーが蓄えられる。このエネル
ギーが蓄積する状態は、図４（ｄ）に示されるインダク
タの電流に見ることが出来る。
【００２０】次にＳＷ１を開き、その直後にＳＷ２を時
間ｔ２閉じる。インダクタＬ１に蓄えられていたエネル
ギーは、スイッチＳＷ２（及びダイオード４）を経由し
て放電し、コンデンサ６に移動する。これによりコンデ
ンサ６にエネルギーが電荷として蓄積され、ＯＵＴ１の
端子電圧が上昇する。
【００２１】時間ｔ２の後はＳＷ２が開いた状態とな
り、コンデンサ６から負荷７に電流が流れる。次に再び
ＳＷ１及びＳＷ２が動作するまでの間（ｔ３）、コンデ
ンサ６のエネルギーは放電し続け、ＯＵＴ１の端子電圧
（図４（ｅ））は時間の経過と共に減少していく。なお
図４（ｅ）の電圧波形は、僅かな電圧変動を拡大して示
すものである。
【００２２】以上の動作を繰り返し、コンデンサ６へ蓄
えられるエネルギーが放電エネルギーと一致する状態に
なると、コンデンサ６から放電により失われる電荷はそ
の後の充電により補充され、出力ＯＵＴ１として直流電
位が得られることになる。タイミング制御回路１６は、
出力ＯＵＴ１の直流電位を任意の設定された電位と比較
して、出力ＯＵＴ１の直流電位の方が高い場合には時間
ｔ１を短くし、低い場合には時間ｔ１を長くするよう
に、スイッチＳＷ１の開閉タイミングを制御する。なお
ｔ１を可変するＰＷＭ（Pulse Width Modulation）方式
の場合には、時間ｔ１＋ｔ２＋ｔ３はタイミング制御回
路内で設定されたクロック周波数により決まる一定時間
となる。
【００２３】更にＯＵＴ２用の制御として、時間ｔ２か
ら時間ｔ４（≧０）経過後にＳＷ１を時間ｔ５閉じる。
これによりＤＣ電源１からインダクタＬ１に電流が流
れ、インダクタＬ１に時間ｔ５の二乗に比例した分のエ
ネルギーが蓄えられる。このエネルギーが蓄積する状態
は、図４（ｄ）に示されるインダクタの電流に見ること
が出来る。
【００２４】次にＳＷ１を開き、その直後にＳＷ４を時
間ｔ６閉じる。インダクタＬ１に蓄えられていたエネル
ギーは、スイッチＳＷ４を経由して放電し、コンデンサ
１２に移動する。これによりコンデンサ１２にエネルギ
ーが電荷として蓄積され、ＯＵＴ２の端子電圧が上昇す
る。
【００２５】時間ｔ６の後はＳＷ４が開いた状態とな
り、コンデンサ１２から負荷１３に電流が流れる。次に
再びＳＷ１及びＳＷ４が動作するまでの間（ｔ７）、コ
ンデンサ１２のエネルギーは放電し続け、ＯＵＴ２の端
子電圧（図４（ｆ））は時間の経過と共に減少してい
く。なお図４（ｆ）の電圧波形は、僅かな電圧変動を拡
大して示すものである。
【００２６】以上の動作を繰り返し、コンデンサ１２へ
蓄えられるエネルギーが放電エネルギーと一致する状態
になると、コンデンサ１２から放電により失われる電荷
はその後の充電により補充され、出力ＯＵＴ２として直
流電位が得られることになる。タイミング制御回路１６
は、出力ＯＵＴ２の直流電位を任意の設定された電位と
比較して、出力ＯＵＴ２の直流電位の方が高い場合には
時間ｔ５を短くし、低い場合には時間ｔ５を長くするよ
うに、スイッチＳＷ１の開閉タイミングを制御する。
【００２７】このように本発明によるスイッチング電源
においては、複数の出力に対して単一のインダクタを共
有する。種々の回路素子の中でもインダクタは小型化が
困難な素子であり、インダクタの共有によってその個数
を減らすことで、コスト削減と共に大幅な面積削減を実
現することが出来る。なお上記の例では２個の出力を生
成する構成としたが、出力の数を３個以上に増やしても
同様の動作が可能である。
【００２８】図３の構成において、ダイオード４が存在
しないと、全スイッチがＯＦＦ状態となった際に瞬間的
にインダクタのスイッチ側が高電圧となり、回路部品に
定格以上の電圧が加わってしまう可能性がある。そこで
ＳＷ２にダイオード４を並列接続することにより、上記
現象が発生しても、インダクタのスイッチ側の電位を出
力電位よりもダイオードの順方向電圧分だけ高い状態に
抑えることが出来る。またスイッチＳＷ４を切り離した
際に生じる高電圧も、スイッチＳＷ２のダイオード４を
介して逃がすことが出来るので、高電圧防止のために設
けるダイオードは１つでよい。仮にダイオードをスイッ
チＳＷ４側にも設けてしまうと、インダクタＬ１がダイ
オード４を介してＯＵＴ１に接続されると共にもう一方
のダイオードを介してＯＵＴ２に接続されてしまうの
で、ＯＵＴ１及びＯＵＴ２が同一の出力となってしま
う。
【００２９】また複数の出力のなかで最も高い電圧の出
力端子部分において、スイッチ（図３の例ではスイッチ
ＳＷ２或いはＳＷ４）を取り除いてダイオードのみの構
成としてもよい。これは、出力電圧が高ければダイオー
ドによる損失は大きな効率低下とはならないからであ
る。このように最も高い電圧の出力に対してはダイオー
ドだけの構成とすることで、効率をそれ程低下させるこ
と無く、コスト及び面積を削減することが出来る。
【００３０】また同様の理由で、ダイオードをスイッチ
と並列に設ける構成の場合であっても、それは最も高い
電圧の出力端子部分であることが好ましい。
【００３１】図５は、本発明によるスイッチング電源回
路の第２の実施例を示す図である。図５において、図３
と同一の構成要素は同一の番号で参照し、その説明は省
略する。第２の実施例のスイッチング電源は、図３の第
１の実施例のスイッチング電源に加えてダイオード２１
及びスイッチＳＷ５を含む。
【００３２】図３に示される第１の実施例のスイッチン
グ電源においては、ダイオード４が接続されているＯＵ
Ｔ１が無負荷となると、スイッチＳＷ４がＯＦＦした後
の僅かなインダクタＬ１の残留エネルギーにより、ＯＵ
Ｔ１の出力電圧が大幅に上昇してしまう可能性がある。
そこで図５のようにダイオード２１とスイッチＳＷ５と
を設け、スイッチＳＷ４がＯＦＦした後に、ダイオード
２１とスイッチＳＷ５とを介して残留エネルギーをＯＵ
Ｔ２に出力するように構成する。スイッチＳＷ５の開閉
タイミングは、タイミング制御回路１６Ａによって制御
される。
【００３３】図６は、図５のスイッチング電源の動作を
示すタイミング図である。
【００３４】図６に示されるように、上記スイッチＳＷ
５はスイッチＳＷ４と同時にＯＮしても、スイッチＳＷ
４のＯＦＦ時にＯＮしても、ＯＵＴ２の出力のためのス
イッチＳＷ１のＯＦＦと同時にＯＮしてもよい。またス
イッチＳＷ４をＯＦＦするタイミングとしては、ＯＵＴ
２の発振サイクルの終わり又はＯＵＴ１のＯＮサイクル
の前でＯＦＦすればよい。
【００３５】上記の第２の実施例の構成とすることで、
出力ＯＵＴ１に負荷が接続されていない場合であって
も、スイッチＳＷ５を適切なタイミングでＯＮすること
により、スイッチＳＷ４開放時にインダクタＬ１の残留
エネルギーが出力ＯＵＴ１側へ漏れてしまうことを防止
することが出来る。
【００３６】図７は、本発明によるスイッチング電源回
路の第３の実施例を示す図である。図７において、図３
と同一の構成要素は同一の番号で参照し、その説明は省
略する。第３の実施例のスイッチング電源は、図３の第
１の実施例のスイッチング電源からダイオード４を削除
し、それに代えてダイオード列２２がインダクタＬ１に
並列に設けられている。
【００３７】図７の構成では、スイッチＳＷ２或いはＳ
Ｗ４が開放されたときの高電圧の発生を防ぐため、ダイ
オードを複数直列に接続したダイオード列２２をインダ
クタＬ１に並列に接続してある。このダイオード列２２
がインダクタ両端子間の電圧リミッタ（リミット電圧値
はダイオードの数で決まる）として働くことにより、イ
ンダクタＬ１のスイッチ側の電位が高電圧とならず、出
力ＯＵＴ１に高電圧が発生することを防止可能となる。
なおダイオード列２２の代わりに図８に示すように、ツ
ェナーダイオード２３とダイオード２４とを組み合せ
て、適切なリミット電圧を提供するようにしてもよい。
【００３８】図９は、本発明によるスイッチング電源回
路の第４の実施例を示す図である。
【００３９】図９に示す第４の実施例では、出力ＯＵＴ
１とＯＵＴ２とに対して、それぞれのエネルギー充填時
間ｔ１とｔ５とを異ならせることを特徴とする。複数の
出力である出力ＯＵＴ１と出力ＯＵＴ２との間で、消費
電流又は出力電圧が異なる場合には、それぞれに合わせ
て時間ｔ１とｔ５とを独立に制御する。これによりイン
ダクタＬ１への最大充電エネルギー量が変わり、それぞ
れの設定に合った出力電圧を得ることができる。
【００４０】一般にスイッチング電源のタイミング制御
回路においては、スイッチ開閉タイミングを制御するた
めに三角波を発生する。この三角波は、図２や図４にお
いてもタイミングの基準となる波形として示されてい
る。この三角波の電位と所定の閾値電位とを比較するこ
とで、各スイッチのオン・オフタイミングを容易に制御
することが出来る。図９の第４の実施例では、例えば、
三角波の立上り及び立下り時間を制御することにより、
スイッチのオン・オフタイミングを容易に所望のタイミ
ングに制御することが可能となる。
【００４１】図１０は、本発明によるスイッチング電源
回路の第５の実施例を示す図である。図１０において、
図３と同一の構成要素は同一の番号で参照し、その説明
は省略する。第５の実施例のスイッチング電源において
は、図３の第１の実施例のスイッチング電源に加えて、
ＤＣ電源３１とスイッチＳＷ６とが新たに設けられてい
る。このように第５の実施例においては、１個のインダ
クタＬ１に対して２個の異なるＤＣ電源１及び３１とス
イッチＳＷ６とを設け、供給電源を切り替えられるよう
に構成してある。各スイッチの開閉タイミングは、タイ
ミング制御回路１６Ｂによって制御される。
【００４２】図１１は、図１０のスイッチング電源の動
作を示すタイミング図である。
【００４３】図１１（ｃ）に示すタイミング制御信号に
よりスイッチＳＷ６がＤＣ電源１側へ接続されている時
は、スイッチＳＷ１及びＳＷ２の動作により、インダク
タＬ１の蓄積エネルギーをＯＵＴ１へ供給する。ＳＷ６
がＤＣ電源３１側へ接続されている時は、スイッチＳＷ
１及びＳＷ４の動作により、インダクタＬ１の蓄積エネ
ルギーをＯＵＴ２へ供給する。これを繰り返すことによ
り、ＤＣ電源１はＯＵＴ１用の専用電源、ＤＣ電源２は
ＯＵＴ２用の専用電源として使用される。この例では２
個のＤＣ電源と２個の出力としたが、ＤＣ電源と出力の
数を３個以上に増やしても同様の動作が可能であり、Ｄ
Ｃ電源と出力の数が一致している必要もない。
【００４４】図１２は、本発明によるスイッチング電源
回路の第６の実施例を示す図である。図１２において、
図３と同一の構成要素は同一の番号で参照し、その説明
は省略する。第６の実施例のスイッチング電源において
は、図３の第１の実施例のスイッチング電源と比較し
て、スイッチＳＷ１が取り除かれると共に、ダイオード
３２とスイッチＳＷ６及びＳＷ７とが新たに設けられて
いる。各スイッチの開閉タイミングは、タイミング制御
回路１６Ｃによって制御される。
【００４５】図３に示される第１の実施例の構成は、昇
圧型電源（ＤＣ電源１のＤＣ電圧＜ＯＵＴ１及びＯＵＴ
２の電圧）に関するものである。これに対し図１２の構
成は、ＯＵＴ１及びＯＵＴ２の電圧がＤＣ電源１の電圧
より低い降圧型電源に関するものである。
【００４６】図１３は、図１２のスイッチング電源の動
作を示すタイミング図である。
【００４７】図１３に示されるように、まずスイッチＳ
Ｗ２とスイッチＳＷ６とを同時に導通させ、インダクタ
Ｌ１とコンデンサ６にエネルギーを蓄える。その後スイ
ッチＳＷ６を開放すると同時にスイッチＳＷ７を導通さ
せる。これによりインダクタＬ１に蓄積されたエネルギ
ーがＳＷ２を介して出力ＯＵＴ１に供給されると共に、
コンデンサ６に蓄積されたエネルギーが負荷７に電流と
して流れる。インダクタＬ１に蓄積されたエネルギーが
ゼロとなりインダクタＬ１に流れる電流がゼロになるタ
イミングで、スイッチＳＷ２は開放される。その後、再
びスイッチＳＷ２が動作するまでの間、コンデンサ６の
エネルギーは負荷７に放電し続ける。
【００４８】ＯＵＴ２側でも同様であり、スイッチＳＷ
４とスイッチＳＷ６とを同時に導通させ、インダクタＬ
１とコンデンサ１２にエネルギーを蓄える。その後スイ
ッチＳＷ６を開放すると同時にスイッチＳＷ７を導通さ
せる。これによりインダクタＬ１に蓄積されたエネルギ
ーがＳＷ４を介して出力ＯＵＴ２に供給されると共に、
コンデンサ１２に蓄積されたエネルギーが負荷１３に電
流として流れる。インダクタＬ１に蓄積されたエネルギ
ーがゼロとなりインダクタＬ１に流れる電流がゼロにな
るタイミングで、スイッチＳＷ４は開放される。その
後、再びスイッチＳＷ４が動作するまでの間、コンデン
サ１２のエネルギーは負荷１３に放電し続ける。
【００４９】図１２の回路において、例えばＯＵＴ１側
では、スイッチＳＷ２とスイッチＳＷ６とを同時に導通
させインダクタＬ１とコンデンサ６とにエネルギーを蓄
える際に、ＯＵＴ１の出力電圧であるコンデンサ６の両
端の電圧は、必ずＤＣ電源１の電圧よりも低い電圧とな
る。従って出力ＯＵＴ１として、ＤＣ電源１の電圧より
も低い降圧電圧が供給されることになる。出力ＯＵＴ２
側においても同様である。
【００５０】図１４は、本発明によるスイッチング電源
回路の第７の実施例を示す図である。図１４において、
図１２と同一の構成要素は同一の番号で参照し、その説
明は省略する。第７の実施例のスイッチング電源におい
ては、図１２の第６の実施例のスイッチング電源に加え
て、第１の実施例と同様のスイッチＳＷ１が新たに設け
られている。各スイッチの開閉タイミングは、タイミン
グ制御回路１６Ｄによって制御される。
【００５１】図１２に示される第６の実施例の構成は、
ＯＵＴ１及びＯＵＴ２の電圧がＤＣ電源１の電圧より低
い降圧型電源に関するものであったが、図１４の構成
は、ＤＣ電源１より高い昇圧電位又はＤＣ電源１より低
い昇圧電位を任意に設定して出力可能な昇降圧型電源に
関するものである。
【００５２】図１５は、図１４のスイッチング電源の動
作を示すタイミング図である。
【００５３】図１５に示されるように、まずスイッチＳ
Ｗ１とスイッチＳＷ６とを同時に導通させ、スイッチＳ
Ｗ２及びＳＷ７が開放されている状態で、インダクタＬ
１にエネルギーを蓄える。その後スイッチＳＷ１及びＳ
Ｗ６を開放すると同時にスイッチＳＷ２及びＳＷ７を導
通させる。これによりインダクタＬ１に蓄積されたエネ
ルギーがＳＷ２を介して出力ＯＵＴ１に供給され、コン
デンサ６に電荷として蓄積される。インダクタＬ１に蓄
積されたエネルギーが消費され尽くしインダクタＬ１に
流れる電流がゼロになるタイミングで、スイッチＳＷ２
は開放される。その後、再びスイッチＳＷ２が動作する
までの間、コンデンサ６のエネルギーは負荷７に放電し
続ける。ＯＵＴ２側についても動作は同様である。
【００５４】図３に示される第１の実施例の構成では、
スイッチＳＷ１を開放してスイッチＳＷ２を短絡した際
に出力ＯＵＴ１に印加される電圧は、ＤＣ電源１の電圧
をベースとして更にそれにインダクタＬ１のエネルギー
放出が加算されたものとなる。従って、図３の構成では
ＯＵＴ１は昇圧電圧となる（ＯＵＴ２も同様）。また図
１２に示される第６の実施例の構成では、スイッチＳＷ
２とスイッチＳＷ６とを同時に導通させインダクタＬ１
とコンデンサ６とにエネルギーを蓄える際に、ＯＵＴ１
の出力電圧であるコンデンサ６の両端の電圧は、必ずＤ
Ｃ電源１の電圧よりも低い電圧となる。従って図１２の
構成ではＯＵＴ１は降圧電圧となる（ＯＵＴ２も同
様）。
【００５５】それに対して図１４に示される第７の実施
例の構成では、スイッチＳＷ１及びＳＷ６を開放してス
イッチＳＷ２及びＳＷ７を導通することにより、インダ
クタＬ１に蓄積されたエネルギーをコンデンサ６に供給
する。この際に、出力ＯＵＴ１の電位を決定するのは、
インダクタＬ１からのエネルギー供給と負荷７によるエ
ネルギー消費のバランスである。インダクタＬ１へのエ
ネルギー充填時間であるスイッチＳＷ１及びＳＷ６の導
通時間を、タイミング制御回路１６Ｄにより調整するこ
とで、インダクタＬ１からコンデンサ６に供給するエネ
ルギーを制御する。このタイミング制御回路１６Ｄによ
る制御によって、所望の電位（昇圧或いは降圧）を提供
することが出来る。
【００５６】なお第７の実施例の構成で、図１５に示さ
れる時間ｔ４及びｔ８においては、全スイッチを開放状
態としてもよい。しかしインダクタＬ１の端子電圧が不
定となることを防ぐためには、スイッチＳＷ１或いはＳ
Ｗ７を閉じることでグランド電位に接続しておくことが
好ましい。
【００５７】またスイッチＳＷ２或いはＳＷ４を開く
時、スイッチＳＷ１及びＳＷ７を閉じるように制御して
もよい。これによりインダクタＬ１の端子電圧上昇（電
位不定）を抑え、スイッチＳＷ２に並列に設けたダイオ
ード４は不要となる。特にＬＳＩ内部にスイッチＳＷ２
及びＳＷ４を設けた場合には、高速な切り替えが可能で
あるので、上記のようなスイッチングを容易に実現する
ことができる。
【００５８】図１６は、本発明によるスイッチング電源
回路の第８の実施例を示す図である。図１６において、
図３と同一の構成要素は同一の番号で参照し、その説明
は省略する。第８の実施例のスイッチング電源において
は、図３の第１の実施例のスイッチング電源に加えて、
スイッチＳＷ８乃至ＳＷ１１が設けられている。各スイ
ッチの開閉タイミングは、タイミング制御回路１６Ｅに
よって制御される。なお図１６においては、出力がＯＵ
Ｔ１だけの単一出力の場合を示すが、第１の実施例と同
様に複数の出力を備えた構成としてもよい。
【００５９】第８の実施例のスイッチング電源は、頻繁
に電源出力をオン・オフするような場合にエネルギーの
無駄を低減する回路である。一般に電源の出力には電圧
安定化のための平滑用コンデンサが設けられるが、出力
電圧を急速にゼロにしたい場合には、このコンデンサに
蓄えられたエネルギーを抵抗等で消費させて熱に変換し
ていた。図１６の回路では、従来無駄に熱に変換されて
いたエネルギーを、スイッチング電源の入力側に接続さ
れたＤＣ電源側に戻す構成となっている。これにより、
例えばＤＣ電源１が充電式の二次電池などの場合、一時
的にエネルギーを充電することにより無駄を低減するこ
とができる。
【００６０】図１７は、図１６のスイッチング電源の動
作を示すタイミング図である。負荷７へ電源供給する場
合には、第１の実施例の場合と同様に、ＳＷ１及びＳＷ
９を導通させることにより図１６及び図１７に示される
Ａの経路を介してインダクタＬ１にエネルギーを充填
し、次にＳＷ１を開放させると共にＳＷ２を導通させて
Ｂの経路を介してインダクタＬ１からコンデンサ６にエ
ネルギーを移動させ、その後コンデンサ６からの放電と
して負荷７へ電源供給する。負荷７への電源供給を停止
する場合には、図１６及び図１７においてまずスイッチ
ＳＷ１及びＳＷ８を導通させてＣの経路を確立し、コン
デンサ６に残留している電荷を放電してインダクタＬ１
にそのエネルギーを蓄える。その後、スイッチＳＷ１及
びＳＷ８を開放すると共にスイッチＳＷ１０及びＳＷ１
１を導通させてＤの経路を確立し、インダクタＬ１のエ
ネルギーをＤＣ電源１に戻してやる。これにより、従来
無駄になっていたエネルギーをある程度ＤＣ電源に戻す
ことが可能になる。
【００６１】図１８は、本発明によるスイッチング電源
ＬＳＩの構成を示す図である。図１８のスイッチング電
源ＬＳＩ１００は、図１４の第７の実施例のスイッチン
グ電源に対応するものであり、図１４と同一の構成要素
は同一の番号で参照し、その説明は省略する。
【００６２】スイッチング電源ＬＳＩ１００において、
ＤＣ電圧源１は４Ｖであり、出力ＯＵＴ１の電圧が５
Ｖ、出力ＯＵＴ２の電圧が３Ｖである。この２系統の出
力をインダクタＬ１の１個で生成する。なお一般的に
は、ＤＣ電圧源１、インダクタＬ１、コンデンサ６及び
１２は、スイッチング電源ＬＳＩ１００に対して外付け
の構成となる。
【００６３】スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ４、ＳＷ
５、ＳＷ６、及びＳＷ７はオン抵抗の低いＭＯＳ−ＦＥ
Ｔにより構成されるスイッチであり、それぞれのゲート
端子はタイミング制御回路１６Ｄによる論理制御に基づ
いて駆動される。タイミング制御回路１６Ｄからスイッ
チへの経路の一部にはレベルシフト回路１０５乃至１０
７が挿入されているが、これはタイミング制御回路１６
Ｄ内の論理回路で使われている電源電圧を、ＭＯＳ−Ｆ
ＥＴを導通させるためのゲートのスイッチ動作点に対応
した電圧に変換するためのものである。例えば、論理回
路出力は０〜４Ｖであるのを、ゲート電圧０〜５Ｖに変
換する。
【００６４】ＣＰ１乃至ＣＰ３は電位を比較するコンパ
レータであり、ＣＰ１及びＣＰ２は高感度かつ高速なも
のを使用する。ＣＰ１及びＣＰ２はそれぞれ、スイッチ
ＳＷ２及びＳＷ４において、インダクタＬ１側の端子と
出力側の端子との両端の電位を比較し、電流がゼロにな
るタイミングを検出する。即ち、インダクタＬ１から出
力端子へエネルギーが放電され、インダクタＬ１側の電
位が出力端子側の電位よりも低くなると、ＣＰ１及びＣ
Ｐ２が直ちにそれを検出する。ＣＰ１及びＣＰ２による
検出結果はタイミング制御回路１６Ｄに供給され、これ
に応じてタイミング制御回路１６Ｄが、スイッチＳＷ２
及びＳＷ４のＭＯＳ−ＦＥＴを非導通とする。
【００６５】オペアンプＯＰ１及びＯＰ２に供給される
Ｖｒｅｆは、それぞれ出力ＯＵＴ１及びＯＵＴ２の設定
電位に等しい基準電圧である。ＯＰ１及びＯＰ２は、実
際の出力電位と基準電位とを比較して差電圧を増幅し、
増幅された差電位をＣＰ３に入力する。ＣＰ３は三角波
の電圧とＯＰ１又はＯＰ２の出力電圧とを比較し、タイ
ミング制御回路１６ＤのＰＷＭ出力パルス幅を制御す
る。
【００６６】スイッチＳＷ８は、タイミング制御回路１
６Ｄの動作をＯＵＴ１用とＯＵＴ２用とで時分割してい
るので、それに合わせてＯＰ１の出力及びＯＰ２の出力
間で切り替えるスイッチである。この切り替えタイミン
グは、三角波発生器１０２の動作に同期している。三角
波発生器１０２からの三角波及びＣＰ３からのＰＷＭ出
力パルス幅に基づいて、タイミング制御回路１６Ｄは各
ＭＯＳ−ＦＥＴのゲート端子を制御することになる。タ
イミング制御回路１６Ｄによる各スイッチのタイミング
制御の例を図１９に示す。
【００６７】なお図１８に示されるように、スイッチン
グ電源ＬＳＩ１００に対してＤＣ電圧源、インダクタ、
及びコンデンサは外付けとなっているが、同様に第１乃
至６及び第８の実施例についても、ＤＣ電圧源、インダ
クタ、及びコンデンサを外付けとしてスイッチング電源
ＬＳＩを構成することが出来る。また第１乃至８の実施
例において、コンデンサをスイッチング電源ＬＳＩの内
部に内蔵する構成としてもよい。
【００６８】図２０は、図１８のタイミング制御回路１
６Ｄの構成を周辺の回路部分と共に示す図である。図２
０において、図１８と同一の構成要素は同一の番号で参
照し、その説明は省略する。図２０において、電流源２
１２乃至２１５、スイッチ２１６乃至２１９、及び発振
容量２２４の部分が、図１８の三角波発振器１０２に相
当する。電流源２１２或いは２１３から電流を発振容量
２２４に供給することで、所定の傾きで上昇する三角波
の立ち上がり電圧波形を生成し、電流源２１４或いは２
１５を介して電流を発振容量２２４から放電すること
で、所定の傾きで下降する三角波の立ち下がり電圧波形
を生成する。トグルフリップフロップ２０７の出力がＱ
（Ｓｔａｔｅ１）であるかＸＱ（Ｓｔａｔｅ２）である
かに応じて、１つの電流源を駆動するか２つの電流源を
同時に駆動するかが決まり、これにより三角波の傾きが
変化する。即ち、図９（ｇ）に示される場合に相当す
る。
【００６９】コンパレータ２０８は、上記のようにして
得られる三角波電圧波形をＶＨ或いはＶＬと比較して、
ＳＷ２用のドライバ２０１等を制御するＤｏｗｎ信号を
生成する。このＤｏｗｎ信号をインバータ２２３で反転
してＵｐ信号を生成し、スイッチＳＷ１及びＳＷ６を駆
動するドライバ２０５及び２０６に供給する。Ｄｏｗｎ
信号は三角波の立ち下がりでＨＩＧＨになり、Ｕｐ信号
は三角波の立ち上がりでＨＩＧＨになる信号である。ト
グルフリップフロップ２０７は、Ｕｐ信号によりトグル
され、交互にＳｔａｔｅ１或いはＳｔａｔｅ２を指し示
す。Ｓｔａｔｅ１はＯＵＴ１の動作モードに対応し、Ｓ
ｔａｔｅ２はＯＵＴ２の動作モードに対応する。
【００７０】スイッチＳＷ２のドライバ２０１は、Ｓｔ
ａｔｅ１信号、Ｄｏｗｎ信号、及びＣＰ１検出結果を受
け取り、ＯＵＴ１の動作モードにおいて、三角波の立ち
下がり部分で、ＣＰ１検出がＨＩＧＨになるまでパルス
を出力する。スイッチＳＷ４のドライバ２０２は、Ｓｔ
ａｔｅ２信号、Ｄｏｗｎ信号、及びＣＰ２検出結果を受
け取り、ＯＵＴ２の動作モードにおいて、三角波の立ち
下がり部分で、ＣＰ２検出がＨＩＧＨになるまでパルス
を出力する。スイッチＳＷ５のドライバ２０３は、Ｓｔ
ａｔｅ２信号及びＤｏｗｎ信号を受け取り、ＯＵＴ２の
動作モードにおいて、三角波の立ち下がり部分に対応す
る期間だけＨＩＧＨパルスを出力する。スイッチＳＷ７
のドライバ２０４は、Ｄｏｗｎ信号を受け取り、ＯＵＴ
１及びＯＵＴ２の両動作モードにおいて、三角波の立ち
下がり部分に対応する期間だけＨＩＧＨパルスを出力す
る。スイッチＳＷ１のドライバ２０５は、Ｕｐ信号を受
け取り、ＯＵＴ１及びＯＵＴ２の両動作モードにおい
て、三角波の立ち上がり部分に対応する期間だけＨＩＧ
Ｈパルスを出力する。スイッチＳＷ６のドライバ２０６
は、ＣＰ３からのＰＷＭ出力パルス幅及びＵｐ信号を受
け取り、ＯＵＴ１及びＯＵＴ２の両動作モードにおい
て、三角波の立ち上がり部分でＰＷＭ出力パルス幅の期
間だけＨＩＧＨになるパルスを出力する。これにより、
図１９に示す各スイッチのタイミング制御が実行され
る。
【００７１】上記構成では、スイッチＳＷ１の導通期間
は固定としておき、同時期に導通するスイッチＳＷ６の
導通期間を、出力ＯＵＴ１及び出力ＯＵＴ２の電位に応
じて調整する。これによりインダクタＬ１に蓄えるエネ
ルギーの量を制御して、所定の出力ＯＵＴ１の電位及び
出力ＯＵＴ２の電位を達成する。
【００７２】以上、本発明を実施例に基づいて説明した
が、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、特
許請求の範囲に記載の範囲内で様々な変形が可能であ
る。
【発明の効果】本発明によるスイッチング電源回路で
は、複数の出力に対して単一のインダクタを共有する。
種々の回路素子の中でもインダクタは小型化が困難な素
子であり、インダクタの共有によってその個数を減らす
ことで、コスト削減と共に大幅な面積削減を実現するこ
とが出来る。
【００７３】また本発明によるスイッチング電源回路で
は、電源電圧供給停止時に従来は無駄に熱に変換されて
いたエネルギーを、スイッチング電源の入力側に接続さ
れた直流電源側に戻す。これにより、例えば直流電源が
充電式の二次電池などの場合、一時的にエネルギーを充
電することにより無駄を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】低い電圧源から２つの高い出力電圧を得る従来
の同期整流方式のスイッチング電源を示す図である。
【図２】図１のスイッチング電源の動作を説明するため
のタイミング図である。
【図３】本発明によるスイッチング電源回路の第１の実
施例を示す図である。
【図４】図３のスイッチング電源の動作を説明するため
のタイミング図である。
【図５】本発明によるスイッチング電源回路の第２の実
施例を示す図である。
【図６】図５のスイッチング電源の動作を示すタイミン
グ図である。
【図７】本発明によるスイッチング電源回路の第３の実
施例を示す図である。
【図８】リミット電圧を提供するためのツェナーダイオ
ードとダイオードからなる回路を示す図である。
【図９】本発明によるスイッチング電源回路の第４の実
施例を示す図である。
【図１０】本発明によるスイッチング電源回路の第５の
実施例を示す図である。
【図１１】図１０のスイッチング電源の動作を示すタイ
ミング図である。
【図１２】本発明によるスイッチング電源回路の第６の
実施例を示す図である。
【図１３】図１２のスイッチング電源の動作を示すタイ
ミング図である。
【図１４】本発明によるスイッチング電源回路の第７の
実施例を示す図である。
【図１５】図１４のスイッチング電源の動作を示すタイ
ミング図である。
【図１６】本発明によるスイッチング電源回路の第８の
実施例を示す図である。
【図１７】図１６のスイッチング電源の動作を示すタイ
ミング図である。
【図１８】本発明によるスイッチング電源ＬＳＩの構成
を示す図である。
【図１９】図１８のスイッチング電源の動作を示すタイ
ミング図である。
【図２０】図１８のタイミング制御回路の構成を周辺の
回路部分と共に示す図である。
【符号の説明】
１ ＤＣ電源 ４ 整流ダイオード ６ 整流平滑コンデンサ ７ 負荷 １２ 整流平滑コンデンサ １３ 負荷 １６ タイミング制御回路 Ｌ１ 共用インダクタ
フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H730 AA16 AS01 AS04 AS05 BB13 BB14 BB57 BB83 BB89 DD04 DD26 DD32 EE13 FD01 FD26 FG05

Claims (10)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】単一のインダクタと、 第１のコンデンサと、 第２のコンデンサと、 複数のスイッチからなるスイッチ群と、 直流電源から該インダクタにエネルギーを蓄積する該ス
    イッチ群が形成する第１の経路と、 該インダクタに蓄積された該エネルギーを該第１のコン
    デンサに供給する該スイッチ群が形成する第２の経路
    と、 該インダクタに蓄積された該エネルギーを該第２のコン
    デンサに供給する該スイッチ群が形成する第３の経路を
    含み、該第１のコンデンサの電位を第１の出力とし該第
    ２のコンデンサの電位を第２の出力として外部に供給す
    ることを特徴とするスイッチング電源回路。
  2. 【請求項２】該第１の経路を形成した後に該第２の経路
    を形成し更に引き続いて再び該第１の経路を形成した後
    に該第３の経路を形成するように該スイッチ群を制御す
    るタイミング制御回路を更に含むことを特徴とする請求
    項１記載のスイッチング電源回路。
  3. 【請求項３】複数の出力の中で最大出力電圧の出力に対
    応するコンデンサと該インダクタとの間に該インダクタ
    からの電流を流すダイオードを該スイッチ群のスイッチ
    と並列に設けることを特徴とする請求項１記載のスイッ
    チング電源回路。
  4. 【請求項４】複数の出力の中で最大出力電圧の出力に対
    応するコンデンサと該インダクタとの間を該インダクタ
    からの電流を流すダイオードのみで接続することを特徴
    とする請求項１記載のスイッチング電源回路。
  5. 【請求項５】複数の出力の中で最大出力電圧の出力に対
    応するコンデンサでないコンデンサと該インダクタとの
    間にダイオードとスイッチとの直列接続を該スイッチ群
    のスイッチと並列に設けることを特徴とする請求項１記
    載のスイッチング電源回路。
  6. 【請求項６】該インダクタと並列に接続されるダイオー
    ド列を更に含むことを特徴とする請求項１記載のスイッ
    チング電源回路。
  7. 【請求項７】該直流電源とは異なる直流電源から該イン
    ダクタにエネルギーを蓄積する該スイッチ群が形成する
    第４の経路を更に含むことを特徴とする請求項１記載の
    スイッチング電源回路。
  8. 【請求項８】該第２の経路或いは該第３の経路を遮断し
    た後に該インダクタの両端を固定電圧に接続する該スイ
    ッチ群が形成する第４の経路を更に含むことを特徴とす
    る請求項１記載のスイッチング電源回路。
  9. 【請求項９】インダクタと、 コンデンサと、 複数のスイッチからなるスイッチ群と、 直流電源から該インダクタにエネルギーを蓄積する該ス
    イッチ群が形成する第１の経路と、 該インダクタに蓄積された該エネルギーを該コンデンサ
    に供給する該スイッチ群が形成する第２の経路と、 該コンデンサに蓄積されたエネルギーを該インダクタに
    戻す該スイッチ群が形成する第３の経路と、 該コンデンサから該第３の経路を介して該インダクタに
    戻されたエネルギーを該直流電源に戻す該スイッチ群が
    形成する第４の経路を含み、該コンデンサの電位を出力
    として外部に供給することを特徴とするスイッチング電
    源回路。
  10. 【請求項１０】外部の直流電源に接続される端子と、 外部の単一のインダクタに接続される端子と、 外部の第１のコンデンサに接続される端子と、 外部の第２のコンデンサに接続される端子と、 複数のスイッチからなるスイッチ群と、 該外部の直流電源から該外部のインダクタにエネルギー
    を蓄積する該スイッチ群が形成する第１の経路と、 該外部のインダクタに蓄積された該エネルギーを該外部
    の第１のコンデンサに供給する該スイッチ群が形成する
    第２の経路と、 該外部のインダクタに蓄積された該エネルギーを該外部
    の第２のコンデンサに供給する該スイッチ群が形成する
    第３の経路を含むことを特徴とするスイッチング電源回
    路。
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Cited By (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2006043370A1 (ja) * 2004-10-19 2006-04-27 Rohm Co., Ltd スイッチング電源制御回路およびスイッチング電源装置ならびにそれを用いた電子機器
JP2006262671A (ja) * 2005-03-18 2006-09-28 Sony Corp スイッチングレギュレータに用いられる信号処理回路、スイッチングレギュレータ及びそれを用いた無線端末装置並びにスイッチングレギュレータの制御方法
JP2007110835A (ja) * 2005-10-13 2007-04-26 Rohm Co Ltd スイッチング電源装置およびその制御回路、ならびにそれを用いた電子機器
JP2007518383A (ja) * 2004-01-05 2007-07-05 コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ Ｄｃ／ｄｃアップ／ダウンコンバータの動作方法
JP2007181287A (ja) * 2005-12-27 2007-07-12 Seiko Epson Corp 半導体装置
KR100978509B1 (ko) 2008-07-28 2010-08-27 (주)제이디에이테크놀로지 직류/직류 변환기
JP2010536318A (ja) * 2007-08-08 2010-11-25 アドバンスト・アナロジック・テクノロジーズ・インコーポレイテッド 時分割マルチ出力ｄｃ／ｄｃコンバータ及び電圧レギュレータ
US7880329B2 (en) 2007-12-28 2011-02-01 Rohm Co., Ltd. Multi-channel switching regulator
JP2015167434A (ja) * 2014-03-03 2015-09-24 富士電機株式会社 直流−直流変換装置
JP2015167433A (ja) * 2014-03-03 2015-09-24 富士電機株式会社 チョッパ回路
US9225245B2 (en) 2012-04-13 2015-12-29 Socionext Inc. Power supply device and method for controlling power supply
WO2018135045A1 (ja) * 2017-01-23 2018-07-26 三菱電機株式会社 電力変換装置、および電力変換システム
JPWO2017109848A1 (ja) * 2015-12-22 2018-09-20 三菱電機株式会社 電力変換装置、及び、この電力変換装置を備えた空気調和装置

Families Citing this family (25)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3688257B2 (ja) * 2002-09-27 2005-08-24 株式会社リコー 電源装置及び携帯電話器
US20050088160A1 (en) * 2003-09-19 2005-04-28 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Multi output DC-DC converter
EP1678817A1 (en) * 2003-10-21 2006-07-12 Koninklijke Philips Electronics N.V. Voltage converter
US20070247875A1 (en) * 2004-06-08 2007-10-25 Koninklijke Philips Electronics, N.V. Multiple-Output Voltage Converter
DE102004031393A1 (de) * 2004-06-29 2006-01-26 Infineon Technologies Ag Gleichspannungswandler und Verfahren zur Umsetzung einer Gleichspannung
US7560914B2 (en) * 2005-02-22 2009-07-14 Artesyn Technologies, Inc. Current-fed multiple-output power converter
US20060214646A1 (en) * 2005-03-24 2006-09-28 Yihe Huang Time sharing inductor in DC-DC converter
JP2006311780A (ja) * 2005-03-31 2006-11-09 Mitsumi Electric Co Ltd 多出力型ｄｃ／ｄｃコンバータおよびその制御方法
JP2006311779A (ja) * 2005-03-31 2006-11-09 Mitsumi Electric Co Ltd 多出力型ｄｃ／ｄｃコンバータおよびその制御方法
DE102005028434A1 (de) * 2005-06-17 2006-12-28 Conti Temic Microelectronic Gmbh Getaktetes Schaltnetzteil mit einer Spule
US20070029993A1 (en) * 2005-08-08 2007-02-08 Inventec Corporation Automatic electric discharge tool
US20080231115A1 (en) * 2007-03-16 2008-09-25 Gyuha Cho Multiple-Output DC-DC Converter
GB2451470B (en) * 2007-07-31 2011-11-23 Wolfson Microelectronics Plc DC-TO-DC converter
US8049472B2 (en) * 2008-07-29 2011-11-01 Cosmic Circuits Private Limited Single inductor multiple output switching devices
US8674669B2 (en) * 2008-10-16 2014-03-18 Silergy Semiconductor Technology (Hangzhou) Ltd Switching regulator with a single inductor in a multiple output power supply configuration
US8026700B1 (en) * 2010-03-12 2011-09-27 Freescale Semiconductor, Inc. DC to DC converter having switch control and method of operation
US8362756B2 (en) * 2010-12-21 2013-01-29 Exar Corporation Digital boost feedback voltage controller for switch-mode power supplies using pulse-frequency modulation
TWI514738B (zh) * 2011-07-07 2015-12-21 Sitronix Technology Corp Voltage converter
US9621021B2 (en) 2013-06-21 2017-04-11 Microchip Technology Inc. Auxiliary power supplies in parallel with a switch of a switching regulator
US9433059B2 (en) * 2014-06-17 2016-08-30 Shenzhen China Star Optoelectronics Technology Co., Ltd Boost circuits, LED backlight driving circuits and liquid crystal devices
US9502978B2 (en) * 2014-08-13 2016-11-22 Endura Technologies LLC Switched power stage and a method for controlling the latter
KR102051570B1 (ko) * 2017-04-03 2019-12-05 한국과학기술원 멀티 패스를 가지는 컨버터 및 이의 제어 방법
US10505454B2 (en) 2017-12-22 2019-12-10 Cirrus Logic, Inc. Cross regulation reduction in single inductor multiple output (SIMO) switching DC-DC converters
KR102515751B1 (ko) * 2018-02-14 2023-04-03 삼성전자주식회사 단일 유도성 소자를 이용하여 벅-부스트 변환을 수행하는 전자 회로
US11552567B2 (en) 2021-03-31 2023-01-10 Cirrus Logic, Inc Single-inductor multiple output (SIMO) switching power supply having offset common-mode voltage for operating a class-d audio amplifier

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4245286A (en) * 1979-05-21 1981-01-13 The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration Buck/boost regulator
US5122724A (en) * 1991-07-12 1992-06-16 The Boeing Company Inrush current limiter
US5291119A (en) * 1993-01-05 1994-03-01 Alliedsignal Inc. Low distortion alternating current output active power factor correction circuit using two bi-directional switching regulations
US5617015A (en) * 1995-06-07 1997-04-01 Linear Technology Corporation Multiple output regulator with time sequencing
US6225792B1 (en) * 1996-12-23 2001-05-01 Phonak Ag Method and apparatus for the supply of energy to a hearing device
US5894214A (en) * 1997-11-20 1999-04-13 Lucent Technologies Inc. Dual-output boost converter having enhanced input operating range
JP2004503197A (ja) * 2000-07-06 2004-01-29 コーニンクレッカ　フィリップス　エレクトロニクス　エヌ　ヴィ Ｐｆｍ／ｐｗｍモード用多出力ｄｃ／ｄｃコンバータ

Cited By (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4792549B2 (ja) * 2004-01-05 2011-10-12 エスティー‐エリクソン、ソシエテ、アノニム Ｄｃ／ｄｃアップ／ダウンコンバータの動作方法
JP2007518383A (ja) * 2004-01-05 2007-07-05 コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ Ｄｃ／ｄｃアップ／ダウンコンバータの動作方法
WO2006043370A1 (ja) * 2004-10-19 2006-04-27 Rohm Co., Ltd スイッチング電源制御回路およびスイッチング電源装置ならびにそれを用いた電子機器
JP2006262671A (ja) * 2005-03-18 2006-09-28 Sony Corp スイッチングレギュレータに用いられる信号処理回路、スイッチングレギュレータ及びそれを用いた無線端末装置並びにスイッチングレギュレータの制御方法
JP2007110835A (ja) * 2005-10-13 2007-04-26 Rohm Co Ltd スイッチング電源装置およびその制御回路、ならびにそれを用いた電子機器
JP4739901B2 (ja) * 2005-10-13 2011-08-03 ローム株式会社 スイッチング電源装置およびその制御回路、ならびにそれを用いた電子機器
JP2007181287A (ja) * 2005-12-27 2007-07-12 Seiko Epson Corp 半導体装置
JP2010536318A (ja) * 2007-08-08 2010-11-25 アドバンスト・アナロジック・テクノロジーズ・インコーポレイテッド 時分割マルチ出力ｄｃ／ｄｃコンバータ及び電圧レギュレータ
US7880329B2 (en) 2007-12-28 2011-02-01 Rohm Co., Ltd. Multi-channel switching regulator
KR100978509B1 (ko) 2008-07-28 2010-08-27 (주)제이디에이테크놀로지 직류/직류 변환기
US9225245B2 (en) 2012-04-13 2015-12-29 Socionext Inc. Power supply device and method for controlling power supply
JP2015167434A (ja) * 2014-03-03 2015-09-24 富士電機株式会社 直流−直流変換装置
JP2015167433A (ja) * 2014-03-03 2015-09-24 富士電機株式会社 チョッパ回路
JPWO2017109848A1 (ja) * 2015-12-22 2018-09-20 三菱電機株式会社 電力変換装置、及び、この電力変換装置を備えた空気調和装置
WO2018135045A1 (ja) * 2017-01-23 2018-07-26 三菱電機株式会社 電力変換装置、および電力変換システム

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Publication number Publication date
CN100365923C (zh) 2008-01-30
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