WO2024038748A1

WO2024038748A1 - 電力変換装置

Info

Publication number: WO2024038748A1
Application number: PCT/JP2023/027492
Authority: WO
Inventors: 辰樹柏原; 雄志荒木; 孝次小林; 秀樹綾野; 拓海中垣
Original assignee: サンデン株式会社; 独立行政法人国立高等専門学校機構
Priority date: 2022-08-19
Filing date: 2023-07-27
Publication date: 2024-02-22
Also published as: JP2024028008A

Abstract

【課題】　三角キャリア波を用いて二相変調制御を行う場合に、二相の相電圧の立上りタイミングと立下りタイミングを任意に設定可能とし、より良好にコモンモードノイズの発生を抑制できる電力変換装置を提供する。【解決手段】　電力変換装置１は、三相負荷８に相電圧を供給するインバータ回路２８と、インバータ回路２８の制御装置２１とを備え、制御装置２１は、相電圧を生成するための三相変調指令値ｃｕ１、ｃｖ１、ｃｗ１を演算する相電圧指令演算部３３と、三相変調指令値に基づき二相変調指令値ｃｕ、ｃｖ、ｃｗを演算する線間変調演算部３４と、三角キャリア波ＣＡと二相変調指令値に基づきインバータ回路２８をＰＷＭ制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部３６を有し、制御装置２１は、ＰＷＭ信号に基づき出力される二相の相電圧について、それぞれ二相変調指令値に基づくパルス幅を維持した状態で三角キャリア波ＣＡのキャリア周期内における前半周期および後半周期の少なくとも一方において一方の相の相電圧の立上りタイミングと他方の相の相電圧の立下りタイミングを一致させる。

Description

電力変換装置

　本発明は、インバータ回路により三相交流出力をモータに印加して駆動する電力変換装置に関するものである。

　従来、二相変調方式を基本とし、パルス状のＰＷＭ信号（ＰＷＭパルス）の立上りあるいは立下りのタイミングを調整することで、零相電圧の変動を減少させ、コモンモードノイズの低減を図ることが可能な電力変換装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。

　特許文献１に記載の電力変換装置は、モータの各相に印加する電圧を生成するための三相変調指令値を演算し出力する相電圧指令演算部と、三相変調指令値に基づき、インバータ回路の一相の上下アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を固定させると共に、他の二相の上下アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させる二相変調指令値を演算する線間変調演算部と、二相変調指令値に基づき、インバータ回路をＰＷＭ制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部を有する制御装置を備えている。そして当該制御装置がＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させる二相の上下アームスイッチング素子のスイッチングタイミングを同期させ、モータに印加される相電圧の変化を、他の相電圧の変化で打ち消す制御（零相電圧の変動を相殺する制御）を実行可能に構成される。これにより、モータの中性点電位の変動が少なく、コモンモードノイズの発生を抑制することが可能となっている。この場合、ＰＷＭ制御において鋸状のキャリア波（鋸キャリア波）が採用されている。鋸キャリア波は任意のタイミングでのスイッチング動作が可能であることから、上記動作を行うＰＷＭ信号の生成が比較的容易である。

特開２０２２－０３３４７６号公報

　ところで、キャリア波としては二等辺三角状の波（以下、単に「三角キャリア波」という。）が比較的汎用的である。このため、上述の零相電圧の変動を相殺する制御においても三角キャリア波を採用することが望まれる。

　しかしながら、三角キャリア波は左右対称のパルス幅を出力することを前提とするものであり、鋸キャリア波の場合と比較してスイッチングタイミングを任意に設定することが困難である。具体的には、ＰＷＭ信号を生成するアルゴリズムによっては、出力電流にひずみが生じる場合もあり、モータのトルク脈流や騒音発生の要因となる問題があった。

　本発明は、係る従来の状況に鑑みて成されたものであり、三角キャリア波を用いて二相変調制御を行う場合に、二相の相電圧の立上りタイミングと立下りタイミングを任意に設定可能とし、より良好にコモンモードノイズの発生を抑制できる電力変換装置を提供する。

　本発明は、三相負荷に相電圧を供給するインバータ回路と、前記インバータ回路の制御装置と、を備えた電力変換装置であって、前記制御装置は、前記相電圧を生成するための三相変調指令値を演算し、出力する相電圧指令演算部と、前記三相変調指令値に基づき、二相変調指令値を演算する線間変調演算部と、三角キャリア波と前記二相変調指令値に基づき、前記インバータ回路をＰＷＭ制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部を有し、前記制御装置は、前記ＰＷＭ信号に基づき出力される二相の前記相電圧について、それぞれ前記二相変調指令値に基づくパルス幅を維持した状態で前記三角キャリア波のキャリア周期内における前半周期および後半周期の少なくとも一方において一方の相の前記相電圧の立上りタイミングと他方の相の前記相電圧の立下りタイミングを一致させる、ことを特徴とする電力変換装置にかかるものである。

　本発明によれば、三角キャリア波を用いて二相変調制御を行う場合に、二相の相電圧の立上りタイミングと立下りタイミングを任意に設定可能とし、より良好にコモンモードノイズの発生を抑制できる電力変換装置を提供する、という優れた効果を奏し得る。

電力変換装置を備えた一実施例の電動圧縮機の縦断側面図である。図１の電動圧縮機をインバータ収容部側から見たカバーを除く側面図である。本実施形態の電力変換装置を示す図であり（Ａ）電気回路を説明するブロック図であり、（Ｂ）一部を抜き出して示すブロック図である。（Ａ）三相変調指令値の演算結果を示すグラフであり、（Ｂ）変調値ｃｍｏｄの演算結果を示すグラフであり、（Ｃ）線間変調の演算結果を示すグラフである。二相変調指令値、およびこれに基づいて生成される各相のＰＷＭパルスの一例を示す図である。ＰＷＭパルスのシフトについて説明する図である。ＰＷＭパルスのシフトについて説明する図である。ＰＷＭ制御のアルゴリズムを説明するフローチャートである。ＰＷＭパルスのシフトについて説明する図である。ＰＷＭパルスのシフトについて説明する図である。ＰＷＭパルスのシフトについて説明する図である。（Ａ）電力変換装置の出力電圧（Ｕ相電圧Ｖｕ，Ｖ相電圧Ｖｖ，Ｗ相電圧Ｖｗ）のシミュレーション結果である。（Ｂ）各相の電流波形である。電気位相角が０～５０ｄｅｇまでの三角キャリア波ＣＡと、各相の二相変調指令値ｃｕ、ｃｖ、ｃｗ、各相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，ＶｗおよびＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ、Ｗ相電流ｉｗの状態を示すグラフである。ＰＷＭパルスのシフトについて説明する図である。ＰＷＭ制御のアルゴリズムを説明するフローチャートである。ＰＷＭパルスのシフトについて説明する図である。本実施形態のシーケンス切替制御について説明する図である。電力変換装置の出力電圧（Ｕ相電圧Ｖｕ，Ｖ相電圧Ｖｖ，Ｗ相電圧Ｖｗ）のシミュレーション結果である。ＰＷＭパルスのシフトについて説明する図である。（Ａ）電力変換装置の出力電圧（Ｕ相電圧Ｖｕ，Ｖ相電圧Ｖｖ，Ｗ相電圧Ｖｗ）のシミュレーション結果である。（Ｂ）各相の電流波形である。本実施形態のシーケンス切替制御の他の例について説明する図である。

　以下、本発明の実施の形態について添付図面を参照して詳細に説明する。なお添付図面において同一の符号を付した部分は同一構成要素を表わす。また、各図において一部の構成を適宜省略して、図面を簡略化する。また、各図において一部の構成について形状や寸法を適宜誇張して表現する。

　＜電動圧縮機の構成＞
　先ず、図１を参照しながら本実施形態の電力変換装置１を備える電動圧縮機１６の一例について説明する。本実施形態の電動圧縮機１６は、電力変換装置１を一体に備えた所謂インバータ一体型電動圧縮機であり、ハイブリッド自動車や電気自動車等の電動車両に搭載される車両用空気調和装置の冷媒回路の一部を構成するものである。

　電動圧縮機１６の金属性の筒状のハウジング２内は、当該ハウジング２の軸方向に交差する仕切壁３により圧縮機構収容部４とインバータ収容部６とに区画されており、圧縮機構収容部４内に例えばスクロール型の圧縮機構７と、この圧縮機構７を駆動するモータ８が収容されている。この場合、モータ８はハウジング２に固定されたステータ９と、このステータ９の内側で回転するロータ１１から成るＩＰＭＳＭ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ　Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　Ｍａｇｎｅｔ　Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ　Ｍｏｔｏｒ）である。

　仕切壁３の圧縮機構収容部４側の中心部には軸受部１２が形成されており、ロータ１１の駆動軸１３の一端はこの軸受部１２に支持され、駆動軸１３の他端は圧縮機構７に連結されている。ハウジング２の圧縮機構収容部４に対応する位置の仕切壁３近傍には吸入口１４が形成されており、モータ８のロータ１１（駆動軸１３）が回転して圧縮機構７が駆動されると、この吸入口１４からハウジング２の圧縮機構収容部４内に作動流体である低温の冷媒が流入し、圧縮機構７に吸引されて圧縮される。

　そして、この圧縮機構７で圧縮され、高温・高圧となった冷媒は、図示しない吐出口よりハウジング２外の冷媒回路に吐出される構成とされている。また、吸入口１４から流入した低温の冷媒は、仕切壁３近傍を通ってモータ８の周囲を通過し、圧縮機構７に吸引されることから、仕切壁３も冷却されることになる。

　そして、この仕切壁３で圧縮機構収容部４と区画されたインバータ収容部６内には、モータ８を駆動制御する電力変換装置１が収容される。電力変換装置１は、仕切壁３を貫通する密封端子やリード線を介してモータ８に給電する。

　＜電力変換装置の構造＞
　図２は、図１の電動圧縮機１６をインバータ収容部６側から見たカバー２３を除く側面図である。
　電力変換装置１は、三相負荷（本実施形態の例ではモータ８）に相電圧を供給する三相のインバータ回路２８と、インバータ回路２８の制御装置２１と、を備える。具体的に、電力変換装置１は、基板１７と、この基板１７の一面側に配線された上アームスイッチング素子１８Ａ、１８Ｂ、１８Ｃと、下アームスイッチング素子１８Ｄ、１８Ｅ、１８Ｆの計６個のスイッチング素子と、基板１７の他面側に配線された制御装置２１と、図示しないＨＶコネクタ、ＬＶコネクタ等から構成されている。各上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは、電力用スイッチング素子であり、本実施形態では一例としてではＭＯＳ（metal　oxide　semiconductor）構造をゲート部に組み込んだ絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Insulated　Gate　Bipolar　Transistor：ＩＧＢＴ）等から構成されている。

　この例では図３を参照して後述する三相のインバータ回路２８を構成するＵ相ハーフブリッジ回路（インバータ）１９Ｕの上アームスイッチング素子１８Ａと下アームスイッチング素子１８Ｄ、Ｖ相ハーフブリッジ回路（インバータ）１９Ｖの上アームスイッチング素子１８Ｂと下アームスイッチング素子１８Ｅ、Ｗ相ハーフブリッジ回路（インバータ）１９Ｗの上アームスイッチング素子１８Ｃと下アームスイッチング素子１８Ｆとは２個一組となって並んで配置され、一組の上下アームスイッチング素子１８Ａ及び１８Ｄ、上下アームスイッチング素子１８Ｂ及び１８Ｅ、上下アームスイッチング素子１８Ｃ及び１８Ｆが、図２に示す如く基板１７の中心の周囲に放射状に配置されている。

　また、この例ではＵ相ハーフブリッジ回路１９Ｕの上下アームスイッチング素子１８Ａ及び１８Ｄが吸入口１４側に位置しており、それに対して図２における反時計回り９０°の位置にＶ相ハーフブリッジ回路１９Ｖの上下アームスイッチング素子１８Ｂ及び１８Ｅが配置され、吸入口１４とは反対側の位置にＷ相ハーフブリッジ回路１９Ｗの上下アームスイッチング素子１８Ｃ及び１８Ｆが配置される。そして、吸入口１４から吸入された冷媒は、図２中破線矢印の如くハウジング２の軸を中心として反時計回りに回転する。そのため、吸入冷媒の流れに対してＵ相ハーフブリッジ回路１９Ｕの上下アームスイッチング素子１８Ａ及び１８Ｄが最も上流側（電動圧縮機１６で最も低温となる箇所）に位置し、その下流側にＶ相ハーフブリッジ回路１９Ｖの上下アームスイッチング素子１８Ｂ及び１８Ｅが位置し、最も下流側にＷ相ハーフブリッジ回路１９Ｗのスイッチング素子１８Ｃ及び１８Ｆが配置される。また、各上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆの端子部２２は、基板１７の中心側となった状態で基板１７に接続されている。

　そして、図１に示すように、このように組み立てられた電力変換装置１は、各上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆがある一面側が仕切壁３側となった状態でインバータ収容部６内に収容されて仕切壁３に取り付けられ、カバー２３にて塞がれる。基板１７は、例えば仕切壁３から起立するボス部２４を介して仕切壁３に固定される。

　このように電力変換装置１が仕切壁３に取り付けられた状態で、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは仕切壁３に直接若しくは所定の絶縁熱伝導材を介して密着し、ハウジング２の仕切壁３と熱交換関係となる。このとき、各上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは軸受部１２及び駆動軸１３に対応する箇所を避けた位置に配置され、その周囲を囲繞するように配置される（図２）。

　そして、前述した如く仕切壁３は圧縮機構収容部４内に吸入される冷媒によって冷やされているので、各上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは仕切壁３を介して吸入冷媒と熱交換関係となり、仕切壁３の厚みを介して圧縮機構収容部４内に吸入された冷媒によって冷却され、各上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆ自体は仕切壁３を介して冷媒に放熱する。

　＜電力変換装置の回路構成＞
　図３を参照して電力変換装置１について説明する。図３（Ａ）は電力変換装置１の電気回路構成を示す回路ブロック図であり、同図（Ｂ）は制御装置２１の一部を抜き出して示すブロック図である。電力変換装置１は、前述した三相のインバータ回路２８と、制御装置２１を備えている。インバータ回路２８は、ＰＷＭ（Pulse　Width　Modulation）制御方式により直流電源（車両のバッテリ：例えば、３５０Ｖ）２９の直流電圧を三相交流電圧（三相交流出力）に変換してモータ８に印加する回路である。このインバータ回路２８は、Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕ、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖ、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗを有しており、各相ハーフブリッジ回路１９Ｕ～１９Ｗは、それぞれ上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃと、下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆを個別に有している。更に、各上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆには、それぞれフライホイールダイオード３１が逆並列に接続されている。

　そして、インバータ回路２８の上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃの上端側は、直流電源２９及び平滑コンデンサ３２の上アーム電源ライン（正極側母線）１０に接続されている。一方、インバータ回路２８の下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆの下端側は、直流電源２９及び平滑コンデンサ３２の下アーム電源ライン（負極側母線）１５に接続されている。直流電源２９の電圧（直流電圧）はＶｄｃとする。

　この場合、Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕの上アームスイッチング素子１８Ａと下アームスイッチング素子１８Ｄが直列に接続され、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖの上アームスイッチング素子１８Ｂと下アームスイッチング素子１８Ｅが直列に接続され、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗの上アームスイッチング素子１８Ｃと下アームスイッチング素子１８Ｆが直列に接続されている。

　そして、Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕの上アームスイッチング素子１８Ａと下アームスイッチング素子１８Ｄの接続点（Ｕ相電圧Ｖｕ）は、モータ８のＵ相の電機子コイル４１に接続され、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖの上アームスイッチング素子１８Ｂと下アームスイッチング素子１８Ｅの接続点（Ｖ相電圧Ｖｖ）は、モータ８のＶ相の電機子コイル４２に接続され、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗの上アームスイッチング素子１８Ｃと下アームスイッチング素子１８Ｆの接続点（Ｗ相電圧Ｖｗ）は、モータ８のＷ相の電機子コイル４３に接続されている。

　＜制御装置の構成＞
　制御装置２１はプロセッサを有するマイクロコンピュータから構成されており、この例では車両ＥＣＵから回転数指令値を入力し、モータ８からモータ電流（相電流）を入力して、これらに基づき、インバータ回路２８の各上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８ＦのＯＮ／ＯＦＦ状態（スイッチング）を制御する。具体的には、各上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆのゲート端子に印加するゲート電圧を制御する。

　この制御装置２１は、相電圧指令演算部３３と、線間変調演算部３４と、ＰＷＭ信号生成部３６と、ゲートドライバ３７と、モータ８に流れる各相のモータ電流（相電流）であるＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ、Ｗ相電流ｉｗを測定するためのカレントトランスから成る電流センサ２６Ａ、２６Ｂ、２６Ｃを有しており、各電流センサ２６Ａ、２６Ｂ、２６Ｃは線間変調演算部３４に接続されている。

　相電圧指令演算部３３は、相電圧指令値（Ｕ相電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ^＊、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ^＊）を生成するための三相変調指令値ｃｕ１、ｃｖ１、ｃｗ１を演算し、出力する。

　線間変調演算部３４は、相電圧指令演算部３３により演算され、算出された三相変調指令値ｃｕ１、ｃｖ１、ｃｗ１に基づき、各相の二相変調指令値ｃｕ、ｃｖ、ｃｗを演算する。

　ＰＷＭ信号生成部３６は、各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の二相変調指令値ｃｕ、ｃｖ、ｃｗと三角キャリア波（キャリア信号）の大小を比較することによって、インバータ回路２８のＵ相ハーフブリッジ回路１９Ｕ、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖ、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗの駆動指令信号となるＰＷＭ信号を生成し、出力する。

　ゲートドライバ３７は、ＰＷＭ信号生成部３６から出力されるＰＷＭ信号に基づき、Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕのスイッチング素子１８Ａ、１８Ｄのゲート電圧と、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖのスイッチング素子１８Ｂ、１８Ｅのゲート電圧と、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗのスイッチング素子１８Ｃ、１８Ｆのゲート電圧を発生させる。

　そして、インバータ回路２８の各上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは、ゲートドライバ３７から出力されるゲート電圧に基づき、ＯＮ／ＯＦＦ駆動される。即ち、ゲート電圧がＯＮ状態（所定の電圧値）となるとスイッチング素子がＯＮ動作し、ゲート電圧がＯＦＦ状態（零）となるとスイッチング素子がＯＦＦ動作する。

　このゲートドライバ３７は、スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆが前述したＩＧＢＴである場合には、ＰＷＭ信号に基づいてゲート電圧をＩＧＢＴに印加するための回路であり、フォトカプラやロジックＩＣ、トランジスタ等から構成される。

　ゲートドライバ３７に、各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）についてのＰＷＭ信号としてＯＮ信号が入力されると、対応する相の上アームスイッチング素子１８Ａ～１８ＣがＯＮ状態となり当該相の相電圧が「Ｈ」レベルとなる。また各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）についてのＰＷＭ信号としてＯＦＦ信号が入力されると、対応する相の上アームスイッチング素子１８Ａ～１８ＣがＯＦＦ状態となり当該相の相電圧が「Ｌ」レベルとなる。下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆには上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃの反転信号が入力される。なお、実際には上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆをスイッチング動作させる際には、各相毎に、Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕの上アームスイッチング素子１８Ａと下アームスイッチング素子１８Ｄの両方、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖの上アームスイッチング素子１８Ｂと下アームスイッチング素子１８Ｅの両方、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗの上アームスイッチング素子１８Ｃと下アームスイッチング素子１８Ｆの両方がＯＦＦ状態となる、いわゆるデッドタイムを付与することになり、このデッドタイムの付与はゲートドライバ３７やＰＷＭ信号生成部３６にて実現されることになる。このデッドタイムは本発明の各動作にて全て付与されて動作することになるが、本実施形態では説明を簡略化するためにデッドタイムについての記載を省略する。

　Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕの上アームスイッチング素子１８Ａと下アームスイッチング素子１８Ｄの接続点の電圧がＵ相電圧Ｖｕ（相電圧）としてモータ８のＵ相の電機子コイル４１に印加（出力）され、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖの上アームスイッチング素子１８Ｂと下アームスイッチング素子１８Ｅの接続点の電圧がＶ相電圧Ｖｖ（相電圧）としてモータ８のＶ相の電機子コイル４２に印加（出力）され、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗの上アームスイッチング素子１８Ｃと下アームスイッチング素子１８Ｆの接続点の電圧がＷ相電圧Ｖｗ（相電圧）としてモータ８のＷ相の電機子コイル４３に印加（出力）される。

　なお、各相のモータ電流を検出する方法については実施例のように電流センサ２６Ａ、２６Ｂ、２６Ｃで測定する以外に、例えば下アーム電源ライン１５の電流値を検出し、その電流値とモータ８の運転状態から相電圧指令演算部３３が推定する方法などがあることから、各相電流を検出・推定する方法に関しては、この例に限らない。

　＜相電圧指令演算部＞
　相電圧指令演算部３３は、モータ８の電気角、電流指令値と相電流から得られるｄ軸電流およびｑ軸電流に基づくベクトル制御により、モータ８の各相の電機子コイル４１～４３に印加するＵ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｖ、Ｗ相電圧Ｖｗを生成するための相電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊を演算し、生成する。この相電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊（Ｕ相電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ^＊、およびＷ相電圧指令値Ｖｗ^＊）は、モータ８の三相変調制御を行う場合における電圧指令値である。

　相電圧指令演算部３３は、ｄ軸電流及びｑ軸電流から得られるｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧Ｖｑにより、下記式（１）を用いて各相の相電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊を算出する。ここで、式（１）中のＶｍ、及び、θｍは式（２）からそれぞれ求められる。Ｖｍは相電圧指令値振幅である。θはＵ相を基準とした磁極位置であり、θｍは磁極位置に対する電圧位相差である。

　＜線間変調演算部＞
　線間変調演算部３４は、下記式（３）を用いて、各相のパルス幅指令値ｃｕ１（Ｕ相パルス幅指令値）、ｃｖ１（Ｖ相パルス幅指令値）、ｃｗ１（Ｗ相パルス幅指令値）を演算し、出力する。

　直流電圧Ｖｄｃの場合、過変調でない領域では、相電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊は－Ｖｄｃ／２～Ｖｄｃ／２であるため、各相のパルス幅指令値ｃｕ１、ｃｖ１、ｃｗ１は、０～１になる。すなわち、各相のパルス幅指令値ｃｕ１、ｃｖ１、ｃｗ１は、相電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊を直流電圧Ｖｄｃで正規化（０～１に補正）した値である。各相のパルス幅指令値ｃｕ１、ｃｖ１、ｃｗ１はＰＷＭ制御においてあるパルス幅のＰＷＭ信号を出力させる指令値であり、値が「１」の場合は規定区間（本実施形態では三角キャリア波のキャリア周期に基づいて設定される区間）において常時ＯＮの指令となり、値が「０」の場合は規定区間において常時ＯＦＦの指令となり、値が「０．５」の場合は規定区間の半分の区間においてＯＮ、残り半分の区間においてＯＦＦの指令となる。

　各相のパルス幅指令値ｃｕ１、ｃｖ１、ｃｗ１は、後述する線間変調前の値（線間変調しない値）であり、以下、各相の三相変調指令値ｃｕ１、ｃｖ１、ｃｗ１（Ｕ相変調指令値ｃｕ１、Ｖ相変調指令値ｃｖ１、Ｗ相変調指令値ｃｗ１）という。また、ＰＷＭ信号のパルス幅を「ＰＷＭパルス幅」という。

　次に、線間変調演算部３４は、上記各相の三相変調指令値ｃｕ１、ｃｖ１、ｃｗ１から、式（４）を用いて、変調値ｃｍｏｄにより線間変調（本実施形態では二相変調）を行い、Ｕ相二相変調指令値ｃｕ、Ｖ相二相変調指令値ｃｖ、Ｗ相二相変調指令値ｃｗを演算、出力する。Ｕ相二相変調指令値ｃｕ、Ｖ相二相変調指令値ｃｖ、Ｗ相二相変調指令値ｃｗはそれぞれ、線間変調後の各相のパルス幅指令値である。

　式（４）において変調値Ｃｍｏｄは下記式（５）に基づき求められる。

　まず、式（５－１）に示すように、式（５－２）～式（５－４）におけるｃ_ｈａｌｆは１であり、ｃ_{ｑｕａｒｔｅｒ}は０．５である。

　式（５－２）は、本実施形態におけるＵ相三相変調指令値ｃｕ１、Ｖ相三相変調指令値ｃｖ１、Ｗ相三相変調指令値ｃｗ１のうちの最小となる相の値を意味しており、式（５－３）はＵ相が最小相の場合は、Ｖ相とＷ相のうち大きい方の相の三相変調指令値を１（三角キャリア波の最大値と一致）させることを意味する。これによりＶ相とＷ相のうち大きい方の相の上アームスイッチング素子をＯＮ状態（相電圧「Ｈ」）に固定する二相変調を行う。

　また、式（５－４）は、Ｖ相あるいはＷ相が最小相の場合は、当該最小相の三相変調指令値を０（三角キャリア波の最小値と一致）させることを意味する。これによりＶ相とＷ相のうち小さい方の相の上アームスイッチング素子をＯＦＦ状態（相電圧「Ｌ」）に固定する二相変調を行う。このようにして、Ｖ相あるいはＷ相のいずれかのスイッチングをＯＮ状態あるいはＯＦＦ状態に固定する二相変調指令値ｃｕ、ｃｖ、ｃｗが演算される。

　図４は、電気角位相の１回転（３６０ｄｅｇ）分について上記の式（３）から式（５）により演算した結果を示すグラフである。図４（Ａ）が式（３）の演算結果を示し、縦軸が各相の三相変調指令値ｃｕ１、ｃｖ１、ｃｗ１であり、横軸が電気角位相［ｄｅｇ］である。図４（Ｂ）は式（５）の演算結果を示し、縦軸が変調値ｃｍｏｄであり、横軸が電気角位相［ｄｅｇ］である。図４（Ｃ）は図４（Ｂ）に示す変調値ｃｍｏｄを用いた式（４）による演算結果を示し、縦軸が各相の二相変調指令値ｃｕ、ｃｖ、ｃｗであり、横軸が電気角位相［ｄｅｇ］である。なお、本実施形態では、三角キャリア波のキャリア周波数を１０ｋＨｚ、変調率ｋＨを０．６５としている（以下の説明において同様）。変調率ｋＨは正弦波の出力電圧の振幅を示し、式（１）の相電圧指令値振幅ＶｍをＶｄｃ／２で除した値（ｋＨ＝Ｖｍ／（Ｖｄｃ／２））である。このように、各相の三相変調指令値ｃｕ１、ｃｖ１、ｃｗ１および各相の二相変調指令値ｃｕ、ｃｖ、ｃｗはいずれも周期性を有し、これらにより生成される相電圧指令値（Ｕ相電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ^＊、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ^＊）も周期性を有している。

　図４（Ｃ）に示すように、本実施形態では電気角位相が２１０ｄｅｇ～３３０ｄｅｇ以外の間（Ｖ相二相変調指令値ｃｖ、Ｗ相二相変調指令値ｃｗのいずれかが最小の期間）は、Ｖ相とＷ相のうち二相変調指令値が小さい方の相のＰＷＭ動作を停止し、当該二相変調指令値が小さい方の相の上アームスイッチング素子をＯＦＦ状態（相電圧は「Ｌ」レベル）とする。以下、この状態を本実施形態では「下固定動作」といい、電気角位相が２１０～３３０ｄｅｇ以外の領域を「下固定領域」という。また下固定動作を行う相を下固定相という。図４（Ｃ）では、電気角位相が０～９０ｄｅｇおよび３３０ｄｅｇ～３６０ｄｅｇの場合、下固定相はＶ相であり、電気角位相が９０ｄｅｇ～２１０ｄｅｇの場合、下固定相はＷ相である。

　なお、上記の説明では電気角位相の範囲を「～以外」と記載したが、限界値（２１０ｄｅｇおよび３３０ｄｅｇ）においては上固定動作と下固定動作のどちらを選択しても良い。すなわち、２１０ｄｅｇではＷ相を下固定相にしても、後述するようにＶ相を上固定相にしても良く、どちらにしても本実施形態は同様に効果を得ることができる。これは３３０ｄｅｇにおいても同様であり、Ｖ相を下固定相にしても、後述するようにＷ相を上固定相にしても良い。

　また、電気角位相の範囲を説明する際、隣り合う位相範囲については境界値が重複する記載をする場合（例えば、「３０ｄｅｇ～９０ｄｅｇ（の範囲）」と、「９０ｄｅｇ～１５０ｄｅｇ（の範囲）」などと記載する場合）があるが、この場合重複する境界値（この例では９０ｄｅｇ）は、どちらかの範囲に含まれるものとし、どちらの範囲に含まれてもよいとする。例えば、９０ｄｅｇにおいてはＶ相及びＷ相が共に下固定相になることは各式及び図４（Ｃ）より明確である。

　また、ここではＵ相の０（ｄｅｇ）を基準とした正弦波位相で示して図の位相関係を分かりやすくするために、あえて式（１）においてθｍ＝－９０ｄｅｇとした場合の位相関係について示している。これ以降全ての図において同様の条件であるとする。

　また、電気角位相が２１０ｄｅｇ～３３０ｄｅｇの間（Ｕ相二相変調指令値ｃｕが最小の期間）は、Ｖ相とＷ相のうち大きい方の相のＰＷＭ動作を停止し、大きい方の相の上アームスイッチング素子をＯＮ状態（相電圧は「Ｈ」レベル）とする。以下、この状態を本実施形態では「上固定動作」といい、電気角位相が２１０ｄｅｇ～３３０ｄｅｇの領域を「上固定領域」という。また上固定動作を行う相を上固定相という。電気角位相が２１０～２７０ｄｅｇの場合、上固定相はＶ相であり、電気角位相が２７０ｄｅｇ～３３０ｄｅｇの場合、上固定相はＷ相である。

　このように、各相の三相変調指令値ｃｕ１、ｃｖ１、ｃｗ１は同じ変調値ｃｍｏｄにより変調され、線間電圧を維持した二相変調が可能となる。なお、変調値ｃｍｏｄの設定方法として、この例ではＶ相およびＷ相のみ、ＰＷＭ動作を停止する相（ＰＷＭ動作停止相）に選択する二相変調方式にしているが、変調値の設定方法はこれに限らない。

　＜ＰＷＭ信号生成部＞
　ＰＷＭ信号生成部３６は、例えば、三角キャリア波（キャリア信号）を生成するとともに、各相の二相変調指令値ｃｕ、ｃｖ、ｃｗと三角キャリア波の大小を比較することによって、インバータ回路２８のＵ相ハーフブリッジ回路１９Ｕ、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖ、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗの駆動指令信号となるＰＷＭ信号を生成し、出力する。なお、三角キャリア波はＰＷＭ信号生成部３６の外部から入力されるものであってもよい。

　ここで、本実施形態のＰＷＭ信号生成部３６は、ＰＷＭ動作を行う二相の二相変調指令値に基づいてＰＷＭパルスを生成する。そして、二相のＰＷＭパルスのＰＷＭパルス幅をそれぞれ維持した状態で、三角キャリア波の一周期（キャリア周期）内における前半周期（キャリア周期の頂点（１／２）より前方の周期）および後半周期（キャリア周期の頂点（１／２）より後方の周期）の一方において一方の相のＰＷＭパルスの立上りタイミングと、他方の相のＰＷＭパルスの立下りタイミングを一致させたＰＷＭ信号を生成する。ＰＷＭパルス幅は、キャリア周期（一周期）に対するＰＷＭ信号のＯＮ時間の比（ＰＷＭデューティ比）をいい、以下単に「デューティ比」という場合もある。

　そして制御装置２１は、当該ＰＷＭ信号に基づいて相電圧をモータ８に印加するよう制御する。これにより三角キャリア波のキャリア周期内における前半周期および後半周期の一方において一方の相の相電圧の立上りタイミングと他方の相の相電圧の立下りタイミングが一致する。またこの場合キャリア周期内の二相のＰＷＭパルス幅（相電圧の「Ｈ」レベルのパルス幅、すなわちＯＮ時間）はそれぞれ維持される。この結果、三角キャリア波を用いるＰＷＭ制御において、ＰＷＭパルスの立上りあるいは立下りにおける零相電圧の変動を相殺することができる。以下この制御について詳述する。

　図３（Ｂ）を参照して、制御装置２１（ＰＷＭ信号生成部３６）は、指令値反転部５１と、指令値分割部５２と指令値シフト部５３を含む。
　指令値反転部５１は、二相変調指令値の一つ、具体的には例えばＵ相二相変調指令値ｃｕを反転させ、反転Ｕ相二相変調指令値１－ｃｕを生成する。ここで「反転」とは０～１に正規化されているＵ相二相変調指令値ｃｕの値を最大値である１から減算することをいう。

　そして、反転Ｕ相二相変調指令値１－ｃｕ、Ｖ相二相変調指令値ｃｖ、Ｗ相二相変調指令値ｃｗと三角キャリア波の比較により、各相の相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを印加するためのＰＷＭパルスを生成する。

　なお、反転Ｕ相二相変調指令値１－ｃｕは、Ｕ相二相変調指令値ｃｕとは値が変わるのみであって、本実施形態のＰＷＭ制御においてＵ相二相変調指令値ｃｕに代わって用いられる指令値である。つまり本実施形態において「各相の二相変調指令値ｃｕ、ｃｖ、ｃｗ」と総称した場合、これらに反転Ｕ相二相変調指令値１－ｃｕも含まれる。

　指令値分割部５２は、各相の二相変調指令値ｃｕ、ｃｖ、ｃｗ、すなわち反転Ｕ相二相変調指令値１－ｃｕ、Ｖ相二相変調指令値ｃｖ、Ｗ相二相変調指令値ｃｗを三角キャリア波の各キャリア周期内において前方部分指令値及び後方部分指令値に分割（二分）する。

　指令値シフト部５３は、分割された前方部分指令値及び後方部分指令値を各キャリア周期内で、値が増加または減少するようにシフトする。これにより、各相のＰＷＭパルスは、それぞれのＰＷＭパルス幅Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗを維持した状態でキャリア周期内の前後（先後）方向にシフトする。

　具体的に図５～図７を参照して、指令値反転部５１、指令値分割部５２および指令値シフト部５３の動作（指令値反転制御、指令値分割制御および指令値シフト制御）について説明する。まず図５は、電気角位相が０（ｄｅｇ）の場合における三角キャリア波ＣＡの一周期と、各相の二相変調指令値ｃｕ、ｃｖ、ｃｗに基づいて生成される各相のＰＷＭパルスの一例を示す図である。

　まず図５（Ａ）を参照して、図５（Ａ）の右図は、図４（Ｃ）に示した各相の二相変調指令値ｃｕ、ｃｖ、ｃｗのグラフの再掲である。この場合、図５（Ａ）の右図より、電気角位相が０（ｄｅｇ）におけるＵ相二相変調指令値ｃｕはおおよそ０．２５であり、Ｗ相二相変調指令値ｃｗはおおよそ０．５７であり、Ｖ相二相変調指令値ｃｖは０である。図５（Ａ）左図は、電気角位相が０（ｄｅｇ）付近の一つのキャリア周期を抜き出し、各相の二相変調指令値ｃｕ、ｃｖ、ｃｗと三角キャリア波ＣＡを比較した図である。同図において、上方に三角波キャリアＣＡの１周期（キャリア周期）と、各相の二相変調指令値ｃｕ（実線）、ｃｖ（一点鎖線）、ｃｗ（破線）を重ねて示している。また下方は、各相の二相変調指令値ｃｕ、ｃｖ、ｃｗと三角キャリア波ＣＡの比較により生成される各相のＰＷＭパルス（それにより印加される各相電圧のパルス）を図示している。縦軸において「Ｖｕ」はＵ相ＰＷＭパルス（Ｕ相電圧Ｖｕ）を示し、「Ｖｖ」はＶ相ＰＷＭパルス（Ｖ相電圧Ｖｖ）を示し、「Ｖｗ」はＷ相ＰＷＭパルス（Ｗ相電圧Ｖｗ）を示している。

　図５（Ａ）左図では、各相の二相変調指令値ｃｕ、ｃｖ、ｃｗが三角キャリア波ＣＡより大きい場合、各相の相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは「Ｈ」レベル（ＯＮ）となりモータ８に直流電源２９の電圧が印加されることを示している。例えば、Ｕ相電圧Ｖｕが「Ｈ」の場合、Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕの上アームスイッチング素子１８ＡがＯＮ、下アームスイッチング素子１８ＤがＯＦＦになり、Ｕ相への印加電圧は直流電源２９の電圧となる。Ｖ相電圧ＶｖおよびＷ相電圧Ｖｗについても同様である。この場合、各相のＰＷＭパルス幅Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗ（Ｕ相ＰＷＭパルス幅Ｐｕ、Ｖ相ＰＷＭパルス幅Ｐｖ、Ｗ相ＰＷＭパルス幅Ｐｗ）は上アームスイッチング素子１８Ａ、１８Ｃ、１８ＥのそれぞれのＯＮ時間である。

　また、各相の二相変調指令値ｃｕ、ｃｖ、ｃｗが三角キャリア波ＣＡより小さい場合、各相の相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは「Ｌ」レベル（ＯＦＦ）となりモータ８には０Ｖを印加することを示している。例えば、Ｕ相電圧Ｖｕが「Ｌ」の場合、Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕの上アームスイッチング素子１８ＡがＯＦＦ、下アームスイッチング素子１８ＤがＯＮになり、Ｕ相への印加電圧は０Ｖとなる。Ｖ相電圧ＶｖおよびＷ相電圧Ｖｗについても同様である。

　このように各相の相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの「Ｈ」／「Ｌ」の場合は、各相の上アームスイッチング素子１８Ａ、１８Ｃ、１８ＥのＯＮ／ＯＦＦに連動していることから、本実施形態では各相の上アームスイッチング素子１８Ａ、１８Ｃ、１８Ｅの動作で説明している。

　なお、Ｖ相については、９０ｄｅｇまでの期間、下固定状態となっており、ＰＷＭ制御の停止相となる。本実施形態では図５（Ａ）左図のように表記した図を「キャリア周期内ＰＷＭパルス図」という。キャリア周期内ＰＷＭパルス図の読み方は上記のとおりである。

　図５（Ｂ）は、指令値反転部５１によって反転Ｕ相二相変調指令値１－ｃｕを生成した場合の、反転Ｕ相二相変調指令値１－ｃｕ、Ｖ相二相変調指令値ｃｖ、およびＷ相二相変調指令値ｃｗに基づく各相のＰＷＭパルスの一例を示す、電気位相角０（ｄｅｇ）におけるキャリア周期内ＰＷＭパルス図である。

　指令値反転部５１は、指令値反転制御を行う。図５（Ｂ）の右図は、図５（Ａ）右図の各相の二相変調指令値ｃｕ、ｃｖ、ｃのグラフにおいて、Ｕ相二相変調指令値ｃｕのみを上下反転させたグラフであり、これが反転Ｕ相二相変調指令値１－ｃｕを示している。本実施形態では、Ｕ相二相変調指令値ｃｕを反転させた図５（Ｂ）の右図に基づき、以下に説明するＰＷＭ制御を行う。そこで、Ｕ相二相変調指令値ｃｕの反転後の図５（Ｂ）の右図のグラフを「二相変調指令波形図」と称して説明する。なお、当該二相変調指令波形図と図４（Ｃ）に示す波形図は、Ｕ相の反転の有無が異なるのみである。つまり図５（Ｂ）の二相変調指令波形図においても下固定領域、上固定領域、下固定相および上固定相が存在し、これらは図４（Ｂ）を参照して説明したものと同じである。

　ここで、図５（Ｂ）ではＵ相については二相変調指令値ｃｕを反転しているため、三角キャリア波ＣＡとの大小関係の判定も、他の相とは逆の判定とする。すなわち、図５（Ｂ）左図のキャリア周期内ＰＷＭパルス図において、Ｕ相については反転Ｕ相二相変調指令値１－ｃｕ（実線）が三角キャリア波ＣＡより小さい場合、Ｕ相電圧Ｖｕが「Ｈ」レベル（ＯＮ）となり、反転Ｕ相二相変調指令値１－ｃｕが三角キャリア波ＣＡより大きい場合、Ｕ相電圧Ｖｕが「Ｌ」レベル（ＯＦＦ）となる。このようにＵ相のみＰＷＭの順序を反転させるためには、Ｕ相のみ反転した三角キャリア波を使用する方法や、Ｕ相のみゲートドライバの出力を上下反転させる方法などが考えられるが、いずれの方法を用いても良い。

　Ｖ相およびＷ相については図５（Ａ）のキャリア周期内ＰＷＭパルス図と同様であり、Ｖ相二相変調指令値ｃｖ（一点鎖線）、Ｗ相二相変調指令値ｃｗ（破線）が三角キャリア波ＣＡより大きい場合、各相の相電圧Ｖｖ、Ｖｗは「Ｈ」レベル（ＯＮ）となり、三角キャリア波ＣＡより小さい場合、各相の相電圧Ｖｖ、Ｖｗは「Ｌ」レベル（ＯＦＦ、０）となる。この場合も、各相のＰＷＭパルス幅Ｐｕ、Ｐｖ、ＰｗはスイッチングのＯＮ時間である。

　図５（Ｂ）に示すようにＵ相二相変調指令値ｃｕを反転することで、Ｕ相電圧Ｖｕが「Ｈ」レベル（ＯＮ）となるタイミングは、反転前の図５（Ａ）と異なる（三角キャリア波ＣＡの前後方向（図示左右方向）に対してずれる（シフトする））。すなわち、図５（Ａ）左図ではＵ相のＰＷＭパルスはキャリア周期の両端部にＵ相ＰＷＭパルス幅Ｐｕ１、Ｐｕ２で生成され、図５（Ｂ）ではキャリア周期の中央付近にＵ相ＰＷＭパルス幅Ｐｕで生成される。しかしいずれも、Ｕ相ＰＷＭパルス幅Ｐｕ（合計値）は同じであり（Ｐｕ＝Ｐｕ１＋Ｐｕ２）、Ｕ相電圧Ｖｕが「Ｈ」となる合計時間は変わらない。

　図６は、指令値分割部５２および指令値シフト部５３の動作を説明するためのキャリア周期内ＰＷＭパルス図である。指令値分割部５２は指令値分割制御を行い、指令値シフト部５３は指令値シフト制御を行う。図６（Ａ）は、図５（Ｂ）の左図の再掲である。また、図６（Ｂ）は、指令値分割部５２により分割された前方部分指令値と後方部分指令値を説明する図であり、図６（Ｃ）は、前方部分指令値と後方部分指令値のシフトについて説明する図である。なお、図６では説明の便宜上、ＰＷＭ動作の停止相であるＶ相（Ｖ相電圧Ｖｖ）に関する記載を省略している。

　図６（Ａ），同図（Ｂ）に示すように、指令値分割部５２は、反転Ｕ相二相変調指令値１－ｃｕ、Ｖ相二相変調指令値ｃｖ、およびＷ相二相変調指令値ｃｗのうち、０より大きい値を有する二相の指令値（この例では、反転Ｕ相二相変調指令値１－ｃｕ（実線、以下のキャリア周期内ＰＷＭパルス図において同様）とＷ相二相変調指令値ｃｗ（破線、以下のキャリア周期内ＰＷＭパルス図において同様））をそれぞれ、キャリア周期内において前方部分指令値と後方部分指令値に二分する。ここで、前方部分指令値とは、三角キャリア波ＣＡの少なくとも前半周期における斜面（前方側斜面、０から１（頂点）に向かう上り斜面）と交差可能な指令値をいい、後方部分指令値とは、三角キャリア波ＣＡの少なくとも後半周期における斜面（後方側斜面、１（頂点）から０に向かう下り斜面）と交差可能な指令値をいう。

　また、「分割（二分）」とは、各相の二相変調指令値１－ｃｕ、ｃｖ、ｃｗのそれぞれについて、キャリア周期内で三角キャリア波ＣＡと大小関係を比較する指令値を２値に切り替え可能にすることをいう。すなわち、前方側斜面（上り斜面）との比較対象となる指令値が前方部分指令値であり、後方側斜面（下り斜面）との比較対象となる指令値が後方部分指令値である。

　具体的に、指令値分割部５２は、反転Ｕ相二相変調指令値１－ｃｕを、キャリア周期内においてＵ相前方部分指令値ｃｕｆとＵ相後方部分指令値ｃｕｂに二分（切り替え可能に）する。図６（Ｂ）の例では、キャリア周期の中心（頂点）を通る分割線（切替線）ＤＬにより二分しており、分割線ＤＬより前方（図示左側）がＵ相前方部分指令値ｃｕｆであり、分割線ＤＬより後方（図示右側）が後方部分指令値ｃｕｂである。Ｕ相前方部分指令値ｃｕｆは三角キャリア波ＣＡの上り斜面と交差し、Ｕ相後方部分指令値ｃｕｂは三角キャリア波ＣＡの下り斜面と交差する。

　また、指令値分割部５２は、Ｗ相二相変調指令値ｃｗを、キャリア周期内においてＷ相前方部分指令値ｃｗｆ（分割線ＤＬより前方（図示左側））とＷ相後方部分指令値ｃｗｂ（分割線ＤＬより後方（図示右側））に二分（切り替え可能に）する。前方部分指令値ｃｗｆは三角キャリア波ＣＡの上り斜面と交差し、Ｗ相後方部分指令値ｃｗｂは三角キャリア波ＣＡの下り斜面と交差する。

　指令値シフト部５３は、図６（Ｃ）に示すように二相の前方部分指令値と後方部分指令値（Ｕ相前方部分指令値ｃｕｆとＵ相後方部分指令値ｃｕｂ、Ｗ相前方部分指令値ｃｗｆとＷ相後方部分指令値ｃｗｂ）をそれぞれ、指令値の０～１の範囲で値が増減する方向に独立してシフトさせる。但しこのとき、指令値シフト部５３は、二相の前方部分指令値（Ｕ相前方部分指令値ｃｕｆとＷ相前方部分指令値ｃｗｆ）、あるいは、二相の後方部分指令値（Ｕ相後方部分指令値ｃｕｂとＷ相後方部分指令値ｃｗｂ）の値が一致するように（同じ値となるように）シフトさせる。

　図６（Ｃ）の例では、Ｕ相前方部分指令値ｃｕｆとＷ相前方部分指令値ｃｗｆとが指令値が０．５付近で一致するようにシフトさせている。なお、図６（Ｃ）においては説明の便宜上、Ｕ相前方部分指令値ｃｕｆとＷ相前方部分指令値ｃｗｆを僅かにずらして示しているが、本実施形態において「指令値（例えばＵ相前方部分指令値ｃｕｆとＷ相前方部分指令値ｃｗｆ）が一致」と記載した場合には両者は同じ値であるとする（以下の図面においても同様である）。つまりこの場合は分割前の反転Ｕ相二相変調指令値１－ｃｕ（小破線で示す）と、Ｗ相二相変調指令値ｃｗ（小破線で示す）をいずれも減少する方向にシフトさせる。これにより、Ｕ相ＰＷＭパルスの立上りの指令と、Ｗ相ＰＷＭパルスの立下りの指令のタイミングが一致（Ｕ相立上り指令値ｃｕｕとＷ相立下り指令値ｃｗｄが一致）する。結果、Ｕ相電圧Ｖｕの立上りとＷ相電圧Ｖｗの立下りのタイミングを一致させることができ、２回分の零相電圧の変動を相殺できる。

　そして、Ｕ相後方部分指令値ｃｕｂについては、Ｕ相前方部分指令値ｃｕｆのシフト前後においてＵ相ＰＷＭパルス幅Ｐｕを維持するようにシフトさせる。すなわち、分割前の反転Ｕ相二相変調指令値１－ｃｕと、シフト後のＵ相前方部分指令値ｃｕｆの差分（Ｕ相シフト量ｃ_{ｕｓｈｉｆｔ}）を、増減が逆となる方向にシフトさせる。つまり、Ｕ相後方部分指令値ｃｕｂは、反転Ｕ相二相変調指令値１－ｃｕからシフト量ｃ_{ｕｓｈｉｆｔ}分が増加した値となる。Ｕ相後方部分指令値ｃｕｂが三角キャリア波ＣＡより大きい場合、Ｕ相ＰＷＭパルスが立ち下がる（Ｕ相立下り指令値ｃｕｄ）。この例では、キャリア周期の頂点においてＵ相ＰＷＭパルスが立ち下がる。

　同様に、Ｗ相後方部分指令値ｃｗｂについてもＷ相前方部分指令値ｃｗｆのシフト前後においてＷ相ＰＷＭパルス幅Ｐｗを維持するようにＵ相後方部分指令値ｃｕｂとは別に（独立して）シフトさせる。すなわち、分割前のＷ相二相変調指令値ｃｗと、シフト後のＷ相前方部分指令値ｃｗｆの差分（Ｗ相シフト量ｃ_{ｗｓｈｉｆｔ}）と同量を、増減が逆となる方向（この場合はＷ相二相変調指令値ｃｗから増加方向）にシフトさせる。Ｗ相後方部分指令値ｃｗｂが三角キャリア波ＣＡより大きい場合、Ｗ相ＰＷＭパルスが立ち上る（Ｗ相立上り指令値ｃｗｕ）。

　本実施形態では、このようにキャリア周期内においてＰＷＭ動作を行う二相の二相変調指令値を前方部分指令値と後方部分指令値に二分する。これにより三角キャリア波ＣＡの上り斜面において二相の前方部分指令値を一致させ、下り斜面において二相の後方部分指令値をそれぞれ独立して（異なる値となるように）シフトさせることが可能となる。また、三角キャリア波ＣＡの下り斜面において二相の後方部分指令値を一致させ、上り斜面において二相の前方部分指令値をそれぞれ独立して（異なる値となるように）シフトさせることが可能となる。

　このようにすることで、同図（Ｃ）に示すように、Ｕ相ＰＷＭパルス幅ＰｕおよびＷ相ＰＷＭパルス幅Ｐｗ（＝Ｐｗ１＋Ｐｗ２）を維持した状態で、Ｕ相ＰＷＭパルスの立上りの指令と、Ｗ相ＰＷＭパルスの立下りの指令のタイミングを一致（Ｕ相立上り指令値ｃｕｕと、Ｗ相立下り指令値ｃｗｄを一致）させることができる。あるいは図示を省略するが、Ｕ相ＰＷＭパルス幅ＰｕおよびＷ相ＰＷＭパルス幅Ｐｗを維持した状態で、Ｕ相ＰＷＭパルスの立下りの指令と、Ｗ相ＰＷＭパルスの立上りの指令のタイミングを一致（Ｕ相立下り指令値ｃｕｄと、Ｗ相立上り指令値ｃｗｕを一致）させることができる。

　また、図６（Ｃ）の場合のＵ相シフト量ｃ_{ｕｓｈｉｆｔ}、Ｗ相シフト量ｃ_{ｗｓｈｉｆｔ}、Ｕ相立上り指令値ｃｕｕ、Ｕ相立下り指令値ｃｕｄ、Ｗ相立上り指令値ｃｗｕおよびＷ相立下り指令値ｃｗｄは、下記（式６）により求められる。

　図７は、本実施形態のＰＷＭ制御方法（指令値反転制御、指令値分割制御および指令値シフト制御）の他の例を示す図であり、二相変調指令波形図（図５（Ｂ）右図）における、６０ｄｅｇ付近のあるキャリア周期（１周期）を抜き出して示すキャリア周期内ＰＷＭパルス図である。図７のキャリア周期内ＰＷＭパルス図においてもＰＷＭ動作の停止相（この例ではＶ相）に関する図示および説明を一部省略している（以下同様）。

　図７（Ａ）は、二相変調指令波形図（同右図）の反転Ｕ相二相変調指令値１－ｃｕとＷ相二相変調指令値ｃｗに基づくＵ相ＰＷＭパルスとＷ相ＰＷＭパルスを示している。すなわちＰＷＭパルスのシフト前の状態である。

　図７（Ｂ）は、指令値分割制御および指令値シフト制御を行った状態である。既に述べたように、前方部分指令値とは三角キャリア波ＣＡの少なくとも上り斜面と交差可能な指令値であり、後方部分指令値とは三角キャリア波ＣＡの少なくとも下り斜面と交差可能な指令値であればよい。つまり図７（Ｂ）に示すように、指令値分割制御における分割線ＤＬ（前方部分指令値と後方部分指令値を切り替えるタイミング）は、三角キャリア波ＣＡの頂点を通るキャリア周期の中心線上に限らなくてもよい。例えば、二相の前方部分指令値（この例では、Ｕ相前方部分指令値ｃｕｆ、Ｗ相前方部分指令値ｃｗｆ）と後方部分指令値（この例では、Ｕ相後方部分指令値ｃｕｂ、Ｗ相後方部分指令値ｃｗｂ）の分割線ＤＬは、三角キャリア波ＣＡの頂点より後方（図示右方）に設定してもよい。また図示は省略するが、分割線ＤＬは、三角キャリア波ＣＡの頂点より前方（図示左方）に設定してもよい。

　それ以外の制御は図６（Ｃ）の場合と同様である。すなわち、この例では三角キャリア波ＣＡの上り斜面においてＵ相前方部分指令値ｃｕｆとＷ相前方部分指令値ｃｗｆが一致するようにシフトさせる。Ｗ相後方部分指令値ｃｗｂとＵ相後方部分指令値ｃｕｂはそれぞれＵ相ＰＷＭパルス幅Ｐｕ、Ｗ相ＰＷＭパルス幅Ｐｗを維持するようにそれぞれ独立して（前方とは逆方向に）シフトさせる。ここで、図７（Ｂ）に示す例では、Ｗ相二相変調指令値ｃｗは前方と後方に分割しているものの、Ｗ相立上り指令値ｃｗｕと、Ｗ相立下り指令値ｃｗｄが同じ値になっている。つまり、この場合、Ｗ相ＰＷＭパルスについては前後（図示左右）方向のシフトは行っていない。このように、一方の相のＰＷＭパルスのシフトを行わなくてもよい。

　これに対し図７（Ｃ）に示す例では、三角キャリア波ＣＡの上り斜面においてＵ相前方部分指令値ｃｕｆとＷ相前方部分指令値ｃｗｆが一致するようにシフトさせ、Ｗ相後方部分指令値ｃｗｂとＵ相後方部分指令値ｃｕｂはそれぞれＵ相ＰＷＭパルス幅Ｐｕ、Ｗ相ＰＷＭパルス幅Ｐｗ（＝Ｐｗ１＋Ｐｗ２）を維持するようにそれぞれ独立して（前方とは逆方向に）シフトさせている。これにより、二相のＰＷＭパルスの立上りと立下りのタイミングを一致させることができる範囲を広げることができる場合がある。

　なお、分割線ＤＬを図７（Ｂ），同図（Ｃ）に示すようにキャリア周期の中心から移動させた場合、前方部分指令値と後方部分指令値のいずれか一方は前半周期と後半周期に跨る指令値となる。図７（Ｂ），同図（Ｃ）の例で説明すると、前半部分指令値（例えば、Ｕ相前方部分指令値ｃｕｆ）は前半周期と、後半周期の一部とに跨るため、前半周期（上り斜面）と後半周期（下り斜面）の両方と交差する可能性がある（この例では指令値「１」近傍）。そのような場合、前半部分指令値においては、後半周期側の値（下り斜面と交差する値）が無視される。また後半部分指令値が後半周期と前半周期の一部に跨り、前半周期（上り斜面）と後半周期（下り斜面）の両方と交差する場合には、前半周期側の値（上り斜面と交差する値）が無視される。

　なお、これまでの例ではＵ相ＰＷＭパルスの立上りとＷ相ＰＷＭパルスの立下りを一致させる場合を示したが、これに限らない。すなわち、下り斜面で二相の後方部分指令値を一致させ、Ｕ相ＰＷＭパルスの立下がりとＷ相ＰＷＭパルスの立上り一致させるようにしてもよい。また、Ｗ相をＰＷＭ動作の停止相とし、Ｕ相とＶ相をＰＷＭの動作を行う相としてＵ相ＰＷＭパルスとＶ相ＰＷＭパルスの組み合わせで上述の制御を行ってもよい。

　＜ＰＷＭ制御アルゴリズムを簡素化する場合＞
　図７（Ｃ）に示したように、Ｕ相前方部分指令値ｃｕｆ、Ｗ相前方部分指令値ｃｗｆ、Ｕ相後方部分指令値ｃｕｂ、Ｗ相後方部分指令値ｃｗｂをいずれもシフト可能とした場合、ＰＷＭ制御の柔軟性は高まる一方、ＰＷＭ制御のアルゴリズムが複雑になる。

　ＰＷＭパルス幅は、モータ８の駆動に直接的に関与するため、ＰＷＭ制御プログラムのミスやエラーの回避は必須である。このため製品に実装する上記のＰＷＭ制御アルゴリズムについては特に、可能な限り簡素なアルゴリズムを採用することが望ましい。

　図８は、本実施形態のＰＷＭ制御を比較的簡素なアルゴリズムで実現する場合のフローチャートの一例（シーケンス１）である。当該アルゴリズムは、ＰＷＭパルスのシフト方法が異なる複数のシーケンス（この例ではシーケンス１Ａ～１Ｆ）を切り替えるシーケンス切替制御を実行するものである。制御装置２１は、モータ８の電気角位相に応じた位相範囲（例えば、６０ｄｅｇ）を決定し、当該位相範囲毎にシーケンス切替制御を実行する。また、複数の位相範囲において、所定の規則性をもってシーケンス切替制御を実行する。

　シーケンス１では、ＰＷＭパルスのシフトの際に、キャリア周期の前半周期（上り斜面）において二相の前方部分指令値を一致させる（部分指令値を一致させる斜面を上り斜面に限定する）。また、部分指令値（後方部分指令値）を一致させないキャリア周期の後半周期（下り斜面）においては二相のうちどちらか一方のインバータ回路２８の電力用スイッチング素子のＰＷＭ動作を停止するよう、後方部分指令値を所定の値に設定する制御（以下、「指令値固定」という。）を行う。指令値固定で設定される値は０または１である。

　まず、ステップＳ１０１では上記の式（１）～式（５）により、図４（Ｃ）に示す各相の二相変調指令値ｃｕ、ｃｖ、ｃｗを求める。続くステップＳ１０２では指令値反転制御により反転Ｕ相二相変調指令値１－ｃｕを求める。ステップＳ１０３では、現在の電気位相角が下固定領域（図５（Ｂ）参照）であるか否かを判定し、下固定領域である場合はステップＳ１０４に進み、下固定領域でない（上固定領域である）場合にはステップＳ１１３に進む。

　ステップＳ１０４では、Ｖ相が下固定相であるか否かを判定し（図５（Ｂ）参照）、下固定相である場合はステップＳ１０５に進み、下固定相でない場合はステップＳ１０９に進む。ステップＳ１０５では、Ｕ相ＰＷＭパルス幅Ｐｕ（デューティ比）とＷ相ＰＷＭパルス幅Ｐｗ（デューティ比）の大小を判定する。Ｕ相ＰＷＭパルス幅ＰｕがＷ相ＰＷＭパルス幅Ｐｗより大きい場合、ステップＳ１０６に進み、そうでない場合はステップＳ１０８に進む。

　ステップＳ１０６では、キャリア周期の後半周期に存在するＷ相ＰＷＭパルスのデューティ比が０％となるようＷ相ＰＷＭパルスをシフトさせる。そしてステップＳ１０７ではＵ相ＰＷＭパルスの立上りタイミングとＷ相ＰＷＭパルスの立下りタイミングをキャリア周期の前半周期において一致させるように、両相の前方部分指令値（Ｕ相前方部分指令値ｃｕｆおよびＷ相前方部分指令値ｃｗｆ）を一致させる。またＵ相ＰＷＭパルス幅ＰｕとＷ相ＰＷＭパルス幅Ｐｗがシフト前後で維持されるようにＵ相後方部分指令値ｃｕｂおよび／またはＷ相後方部分指令値ｃｖｂをシフトする。

　またステップＳ１０５の判定が「Ｎｏ」の場合に進むステップＳ１０８では、キャリア周期の後半周期に存在するＵ相ＰＷＭパルスのデューティ比が０％となるようＵ相ＰＷＭパルスをシフトさせ、その後はステップＳ１０７に進む。

　ステップＳ１０４の判定が「Ｎｏ」の場合に進むステップＳ１０９では、Ｕ相ＰＷＭパルス幅Ｐｕ（デューティ比）とＶ相ＰＷＭパルス幅Ｐｖ（デューティ比）の大小を判定する。Ｕ相ＰＷＭパルス幅ＰｕがＶ相ＰＷＭパルス幅Ｐｖより大きい場合、ステップＳ１１０に進み、そうでない場合はステップＳ１１２に進む。

　ステップＳ１１０では、キャリア周期の後半周期に存在するＶ相ＰＷＭパルスのデューティ比が０％となるようＶ相ＰＷＭパルスをシフトさせる。そしてステップＳ１１１ではＵ相ＰＷＭパルスの立上りタイミングとＶ相ＰＷＭパルスの立下りタイミングをキャリア周期の前半周期において一致させるように、両相の前方部分指令値（Ｕ相前方部分指令値ｃｕｆおよびＶ相前方部分指令値ｃｖｆ）を一致させる。またＵ相ＰＷＭパルス幅ＰｕとＶ相ＰＷＭパルス幅Ｐｖがシフト前後で維持されるようにＵ相後方部分指令値ｃｕｂおよび／またはＶ相後方部分指令値ｃｖｂをシフトする。

　またステップＳ１０９の判定が「Ｎｏ」の場合に進むステップＳ１１２では、キャリア周期の後半周期に存在するＵ相ＰＷＭパルスのデューティ比が０％となるようＵ相ＰＷＭパルスをシフトさせ、その後はステップＳ１１１に進む。

　ステップＳ１０３の判定が「Ｎｏ」の場合に進むステップＳ１１３では、Ｖ相が上固定相であるか否かを判定する。Ｖ相が上固定相である場合にはステップＳ１１４に進み、そうでない場合はステップＳ１１６に進む。ステップＳ１１４ではキャリア周期の後半周期に存在するＷ相ＰＷＭパルスのデューティ比が１００％となるようＷ相ＰＷＭパルスをシフトさせる。そしてステップＳ１１５ではＵ相ＰＷＭパルスの立上りタイミングとＷ相ＰＷＭパルスの立下りタイミングをキャリア周期の前半周期において一致させるように、両相の前方部分指令値（Ｕ相前方部分指令値ｃｕｆおよびＷ相前方部分指令値ｃｗｆ）を一致させる。またＵ相ＰＷＭパルス幅ＰｕとＷ相ＰＷＭパルス幅Ｐｗがシフト前後で維持されるようにＵ相後方部分指令値ｃｕｂおよび／またはＷ相後方部分指令値ｃｗｂをシフトする。

　またステップＳ１１３の判定が「Ｎｏ」の場合に進むステップＳ１１６では、キャリア周期の後半周期に存在するＶ相ＰＷＭパルスのデューティ比が１００％となるようＶ相ＰＷＭパルスをシフトさせ、その後はステップＳ１１７に進む。ステップＳ１１７ではＵ相ＰＷＭパルスの立上りタイミングとＶ相ＰＷＭパルスの立下りタイミングをキャリア周期の前半周期において一致させるように、両相の前方部分指令値（Ｕ相前方部分指令値ｃｕｆおよびＶ相前方部分指令値ｃｖｆ）を一致させる。またＵ相ＰＷＭパルス幅ＰｕとＶ相ＰＷＭパルス幅Ｐｖがシフト前後で維持されるようにＵ相後方部分指令値ｃｕｂおよび／またはＶ相後方部分指令値ｃｖｂをシフトする。

　シーケンス１では、シーケンス１Ａ～１Ｆの６種の制御を含み、位相範囲（例えば、６０ｄｅｇ毎に）このシーケンス切替制御が実行される。このシーケンス１の各制御について、具体的に説明する。図９はシーケンス１Ａによる制御の例であり、図１０はシーケンス１Ｂによる制御の例であり、図１１はシーケンス１Ｅによる制御の例である。図９から図１１はキャリア周期内ＰＷＭパルス図であるが、説明の便宜上必要な波形のみを抽出して示している。図９（Ａ），図１０（Ａ）、図１１（Ａ）が二相変調指令波形図（図５（Ｂ））に基づくシフト前のＵ相ＰＷＭパルスとＷ相ＰＷＭパルスを示す図であり、図９（Ｂ），図１０（Ｂ）、図１１（Ｂ）が本実施形態のＰＷＭ制御（シーケンス１の終了）後のＵ相ＰＷＭパルスとＷ相ＰＷＭパルスを示す図である。

　図９を参照して、シーケンス１Ａは、図９（Ａ）右図に破線枠で示すように電気角位相が例えば３０ｄｅｇ～９０ｄｅｇの範囲の場合に実行される。具体的に、図８に示すフローチャートにおけるステップＳ１０１～Ｓ１０３と進み、ステップＳ１０３の判定で「Ｙｅｓ」（下固定領域）であり、ステップＳ１０４の判定で「Ｙｅｓ」（Ｖ相が下固定相）であり、図９（Ａ）左図よりステップＳ１０５の判定で「Ｙｅｓ」（Ｕ相ＰＷＭパルス幅（デューティ比））＞Ｗ相ＰＷＭパルス幅（デューティ比））となる。

　この場合、反転Ｕ相二相変調指令値１－ｃｕをＵ相前方部分指令値ｃｕｆとＵ相後方部分指令値ｃｕｂに分割し、Ｗ相二相変調指令値ｃｗをＷ相前方部分指令値ｃｗｆとＷ相後方部分指令値ｃｗｂに分割した上で、ステップＳ１０６においてＷ相ＰＷＭパルスをキャリア周期の後半周期においてデューティ比０％とする。つまり図９（Ａ）左図においてキャリア周期の後半周期（右端部）に存在しているＷ相ＰＷＭパルスを、同図（Ｂ）に示すように前半周期に移動する（前半周期におけるＷ相ＰＷＭパルス幅Ｐｗがキャリア周期の中心寄りに広がる）。そして、ステップＳ１０７においてキャリア周期の前半周期においてＵ相ＰＷＭパルスの立上りとＷ相ＰＷＭパルスの立下りのタイミングを一致させる。Ｗ相ＰＷＭパルスのシフト後のパルス幅（Ｗ相ＰＷＭパルス幅Ｐｗ）は、シフト前のパルス幅（Ｗ相ＰＷＭパルス幅Ｐｗ１，Ｐｗ２の合計値）が維持される（Ｐｗ＝Ｐｗ１＋Ｐｗ２）。また、Ｕ相ＰＷＭパルスは、そのパルス幅（Ｕ相ＰＷＭパルス幅Ｐｕ）が変化しないように、Ｕ相後方部分指令値ｃｕｂをシフトする。

　キャリア周期の後半周期においてＷ相ＰＷＭパルスをデューティ比が０％になるように前半周期側にシフトするということは、Ｗ相後方部分指令値ｃｗｂを値０にすること（Ｗ相についての指令値固定）である。プログラム上の演算、その他制御において、Ｗ相後方部分指令値ｃｗｂは０（基準となる値）となるため、Ｗ相シフト量ｃ_{ｗｓｈｉｆｔ}（およびＵ相シフト量ｃ_{ｕｓｈｉｆｔ}、その他の数値）の演算（制御）を簡素化できる。

　図１０を参照して、シーケンス１Ｂは、図１０（Ａ）右図に破線枠で示すように電気角位相が例えば、３３０ｄｅｇ～３０ｄｅｇの範囲の場合に実行される。具体的に、図８に示すフローチャートのステップＳ１０１～Ｓ１０５と進み、ステップＳ１０８においてＵ相ＰＷＭパルスをキャリア周期の後半周期においてデューティ比０％とする。この場合、Ｕ相ＰＷＭパルスは、Ｕ相ＰＷＭパルスの後端（図示の右側端部）、すなわち立下りタイミングがキャリア周期の中心に位置するように前方に向かってシフトさせることで、後半周期においてデューティ比を０％する。そして、ステップＳ１０７においてキャリア周期の前半周期においてＵ相ＰＷＭパルスの立上りとＷ相ＰＷＭパルスの立下りのタイミングを一致させる。Ｕ相ＰＷＭパルス幅Ｐｕ、Ｗ相ＰＷＭパルス幅Ｐｗ（＝Ｐｗ１＋Ｐｗ２）は、ＰＷＭパルスのシフト前後で維持される。

　キャリア周期の後半周期においてＵ相ＰＷＭパルスをデューティ比が０％になるように前半周期側にシフトするということは、Ｕ相後方部分指令値ｃｕｂを値１にすること（Ｕ相についての指令値固定）である。これにより、Ｕ相シフト量ｃ_{ｕｓｈｉｆｔ}（およびＷ相シフト量ｃ_{ｗｓｈｉｆｔ}、その他の数値）の演算（制御）を簡素化できる。

　図１１を参照して、シーケンス１Ｅは、図１１（Ａ）右図に破線枠で示すように電気角位相が例えば２１０ｄｅｇ～２７０ｄｅｇの範囲の場合に実行される。具体的に、図８に示すフローチャートのステップＳ１０１～Ｓ１０３，ステップＳ１１３と進み、ステップＳ１１４においてＷ相ＰＷＭパルスをキャリア周期の後半周期においてデューティ比１００％とする。この場合、後半周期のＷ相ＰＷＭパルスは、その前方端部（立上りタイミング）をキャリア周期の中心に向かってシフトさせ、後半周期においてデューティ比を１００％する。そして、ステップＳ１１５においてキャリア周期の前半周期においてＵ相ＰＷＭパルスの立上りとＷ相ＰＷＭパルスの立下りのタイミングを一致させ、Ｕ相ＰＷＭパルス幅Ｐｕが維持されるようにＵ相後方部分指令値ｃｕｆをシフトさせる。Ｕ相ＰＷＭパルス幅Ｐｕ、Ｗ相ＰＷＭパルス幅Ｐｗ（＝Ｐｗ１＋Ｐｗ２）は、ＰＷＭパルスのシフト前後で維持される。

　キャリア周期の後半周期においてＷ相ＰＷＭパルスをデューティ比が１００％になるように前半周期側にシフトするということは、Ｗ相後方部分指令値ｃｗｂを値１にすること（Ｗ相についての指令値固定）である。これにより、Ｕ相シフト量ｃ_{ｕｓｈｉｆｔ}（およびＷ相シフト量ｃ_{ｗｓｈｉｆｔ}、その他の数値）の演算の制御を簡素化できる。

　なお、同図（Ｃ）は、仮に、ステップＳ１１４においてＷ相ＰＷＭパルスをキャリア周期の後半周期においてデューティ比０％とした場合の図である。電気角位相が２４０ｄｅｇ付近では、Ｗ相ＰＷＭパルスがＵ相ＰＷＭパルスより大きく、またデューティ比が５０％以上（指令値で０．７５程度）あることから、キャリア周期の後半周期においてデューティ比０％にすることができない（ハッチングの部分が前半周期に収まらない）。そこでシーケンス１ＥではＷ相ＰＷＭパルスをキャリア周期の後半周期においてデューティ比１００％とする。

　つまり、本実施例に記載のように、後半周期のデューティ比を０％かあるいは１００％に出力することを前提にシーケンスを簡素化した場合、ＰＷＭ動作を行う二相について、シーケンス１Ａ～１Ｆに振り分けるための判定（ステップＳ１０５およびステップＳ１０９の判定）は、Ｗ相ＰＷＭパルスのデューティ比またはＶ相ＰＷＭパルスとの比較でなく、Ｕ相ＰＷＭパルスのデューティ比が５０％を超えているか否か、を判定（Ｕ相ＰＷＭのデューティ比＞５０％の場合「Ｙｅｓ」）してもよい。Ｕ相のデューティ比が５０％を超えた場合には、図１１（Ｃ）に示すようにキャリア周期の前半周期（または後半周期）にＰＷＭパルスが収まりきらないためである。

　なお、図示は省略するが、シーケンス１Ｃは、シーケンス１Ａと相が異なるパターンである。つまりシーケンス１ＡはＰＷＭ動作を行う相がＵ相とＷ相であったが、シーケンス１Ｃは、Ｗ相がＰＷＭ動作の停止相であり、ＰＷＭ動作を行う相がＵ相とＶ相となるだけで、波形としてはシーケンス１Ａと同様となり、またＵ相ＰＷＭパルスの立上りとＶ相ＰＷＭパルスの立下りのタイミングを一致させる制御はシーケンス１Ａと同様である。

　また、シーケンス１Ｄは、シーケンス１Ｂと相が異なる（ＰＷＭ動作を行う相がＵ相とＶ相である）パターンであり、それ以外はシーケンス１Ｂと同様である。

　また、シーケンス１Ｆは、シーケンス１Ｅと相が異なる（ＰＷＭ動作を行う相がＵ相とＶ相である）パターンであり、それ以外はシーケンス１Ｅと同様である。

　このように、シーケンス１では、最終的にシーケンス１Ａ～シーケンス１Ｆの６通りの処理（制御）を準備すればよい。また、ステップＳ１０６，Ｓ１０８，Ｓ１１０，Ｓ１１２、Ｓ１１４、Ｓ１１６に示すように、条件に応じてある特定の相の後半周期におけるＰＷＭパルスのデューティ比を０％または１００％とし、その後前半周期において二相のＰＷＭパルスの立上りと立下りタイミングを一致させるというフローが共通している。したがってアルゴリズムを比較的簡素にでき、製品への実装が容易となる。

　ところが、このシーケンス１を用いてＰＷＭ制御を行った場合、周期的に電流歪みが生じる場合がある。

　図１２は、シーケンス１によるＰＷＭ制御の実行結果であり図１２（Ａ）が電力変換装置１の出力電圧（Ｕ相電圧Ｖｕ，Ｖ相電圧Ｖｖ，Ｗ相電圧Ｖｗ）のシミュレーション結果である。また図１２（Ｂ）は、各相の電流波形である。図１２における一点鎖線枠は、１／６周期毎に到来するシーケンス１Ａ～１Ｆの切り替えタイミングである。このように周期的に生じる電流歪みは、モータ８のトルク脈動や騒音を発生する恐れがある。

　図１３は、シーケンス１によるＰＷＭ制御の実行した場合の、電気位相角が０～５０ｄｅｇまでの三角キャリア波ＣＡと、各相の二相変調指令値ｃｕ（実線）、ｃｖ（一点鎖線）、ｃｗ（破線）、各相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，ＶｗおよびＵ相電流ｉｕ（太線）、Ｖ相電流ｉｖ（中太線）、Ｗ相電流ｉｗ（細線）の状態を示すグラフである。各相の二相変調指令値ｃｕ、ｃｖ、ｃｗは厳密には、図６、図７、図９～図１１などにおいて各相の前方部分指令値および後方部分指令値として示されている波形である。

　この結果から、３０ｄｅｇ付近のタイミング（図１３の破線矩形の箇所）で二相変調指令値ｃｕ、ｃｖ、ｃｗのパルスに位置ずれが生じていることが明らかである。このためＵ相電圧Ｖｕのパルス幅（ＯＮ時間）が突出して長くなり、Ｕ相電流ｉｕも変動することなく直線的な動作をしている。このパルスの位置ずれは、シーケンス１において制御を簡素化させるために常に（シーケンス１Ａ～１Ｆのいずれにおいても）キャリア周期の後半周期において、一方の相のデューティ比を０％または１００％にしている（指令値固定している）ことに起因する。

　具体的に、図１４は、３０ｄｅｇ付近においてシーケンスが切り替わる状態を示すキャリア周期内ＰＷＭパルス図である。図１４（Ａ）はＰＷＭパルスのシフト前の状態であり、図１４（Ｂ）がシーケンス１Ｂを実行している状態（終了間際）であり、図１４（Ｃ）がシーケンス１Ａを実行している状態（開始直後）であり、図１４（Ｄ）は図１５（Ｂ）から図１５（Ｃ）への遷移を示す図である。

　シーケンス１では３０ｄｅｇ付近において、Ｕ相ＰＷＭパルスのデューティ比（Ｗ相ＰＷＭパルスのデューティ比との大小関係）に応じて、シーケンス１Ｂ（ステップＳ１０８）からシーケンス１Ａ（ステップＳ１０６）へのシーケンス切り替えが生じる。

　この場合、シーケンス１Ｂ（ステップＳ１０８）では図１４（Ｂ）に示すように、Ｕ相後方部分指令値ｃｕｂは１で固定されている。この状態からＵ相ＰＷＭパルスとＷ相ＰＷＭパルスのデューティ比が入れ替わると、シーケンス１のステップＳ１０５の判定により、ステップＳ１０６に進み、シーケンス１Ａに切り替わる。つまり図１４（Ｂ）に示すＰＷＭパルスの状態から図１４（Ｃ）に示す状態に移行する。その結果、前半周期側では図１４（Ｂ）が出力され、後半周期側では図１４（Ｃ）が出力されることになり、図１４（Ｄ）のようなＰＷＭパルスが出力される。図１４（Ｄ）の場合、前半周期側が同図（Ｂ）の前半周期のＰＷＭパルスとなり、図１４（Ｄ）の後半周期が同図（Ｃ）の後半周期のＰＷＭパルスとなる（図１３の破線枠の部分に対応）。この場合零相電圧の変動の相殺は達成しているものの、キャリア周期の区間で見た場合Ｕ相はデューティ比がほぼ１００％で出力され、Ｗ相はデューティ比がほぼ０％で出力されることとなっており、このデューティ比は当初の狙いの値とは異なっている。

　つまり、シーケンス１Ａ～１Ｆの切り替え制御（シーケンス切替制御）に際し、特に、Ｕ相ＰＷＭパルスとＶ相あるいはＷ相ＰＷＭパルスのデューティ比の大小関係が入れ替わる場合（あるいは、一相のＰＷＭパルスのデューティ比が５０％を超える（５０％以上）の場合には、切替の前後でキャリア周期の同じ半周期（後半周期）で指令値固定を行うことを避けることが望ましいといえる。

　そこで、本実施形態では、シーケンス１に加えて、図１５に示すシーケンス２も採用し、パルスの位置ずれが生じる恐れがあるタイミングではシーケンス１からシーケンス２に切り替えることとした。

　図１５を参照して、シーケンス２は、ＰＷＭパルスのシフト方法が異なる複数（この例ではシーケンス２Ａ～２Ｆの６種）の制御を含み、位相範囲に応じてこのシーケンス切替制御が実行される。またシーケンス２はキャリア周期の前半周期において一方の相のＰＷＭパルスのデューティ比を０％か１００％に固定し（すなわち前半周期において指令値固定を行い）、後半周期において二相のＰＷＭパルスの立上りと立下りのタイミングを一致させるものである。つまりシーケンス１との差異は、ＰＷＭパルスのデューティ比を０％か１００％に固定（指令値固定）する半周期が、前半周期である点において異なっている。

　具体的に、図１５を参照して、シーケンス１と異なるステップについて説明する。ステップＳ２０１～ステップＳ２０５まではシーケンス１と同様である。
　ステップＳ２０５ではＷ相ＰＷＭパルスのデューティ比とＵ相ＰＷＭパルスのデューティ比を比較する。Ｕ相ＰＷＭパルスのデューティ比が大きい場合は、ステップＳ２０６に進み、キャリア周期の前半周期に存在するＷ相ＰＷＭパルスのデューティ比が０％となるようＷ相ＰＷＭパルスをシフトさせる。そしてステップＳ２０７ではＵ相ＰＷＭパルスの立下りタイミングとＷ相ＰＷＭパルスの立上りタイミングをキャリア周期の後半周期において一致させるように、両相の後方部分指令値（Ｕ相後方部分指令値ｃｕｂおよびＷ相後方部分指令値ｃｗｂ）を一致させる。またＵ相ＰＷＭパルスとＷ相ＰＷＭのデューティ比がシフト前後で維持されるようにＵ相前方部分指令値ｃｕｆおよび／またはＷ相前方部分指令値ｃｗｆをシフトする。

　またステップＳ２０５の判定が「Ｎｏ」の場合に進むステップＳ２０８では、キャリア周期の前半周期に存在するＵ相ＰＷＭパルスのデューティ比が０％となるようＵ相ＰＷＭパルスをシフトさせ、その後はステップＳ２０７に進む。

　ステップＳ２０９ではＶ相ＰＷＭパルスのデューティ比とＵ相ＰＷＭパルスのデューティ比を比較する。Ｕ相ＰＷＭパルスのデューティ比が大きい場合、ステップＳ２１０では、キャリア周期の前半周期に存在するＶ相ＰＷＭパルスのデューティ比が０％となるようＶ相ＰＷＭパルスをシフトさせる。そしてステップＳ２１１ではＵ相ＰＷＭパルスの立下りタイミングとＶ相ＰＷＭパルスの立上りタイミングをキャリア周期の後半周期において一致させるように、両相の後方部分指令値（Ｕ相後方部分指令値ｃｕｂおよびＶ相後方部分指令値ｃｖｂ）を一致させる。またＵ相ＰＷＭパルスとＶ相ＰＷＭのデューティ比がシフト前後で維持されるようにＵ相前方部分指令値ｃｕｆおよび／またはＶ相前方部分指令値ｃｖｆをシフトする。

　またステップＳ２０９の判定が「Ｎｏ」の場合に進むステップＳ２１２では、キャリア周期の前半周期に存在するＵ相ＰＷＭパルスのデューティ比が０％となるようＵ相ＰＷＭパルスをシフトさせ、その後はステップＳ２１１に進む。

　ステップＳ２１４ではキャリア周期の前半周期に存在するＷ相ＰＷＭパルスのデューティ比が１００％となるようＷ相ＰＷＭパルスをシフトさせる。そしてステップＳ２１５ではＵ相ＰＷＭパルスの立下りタイミングとＷ相ＰＷＭパルスの立上りタイミングをキャリア周期の後半周期において一致させるように、両相の後方部分指令値（Ｕ相後方部分指令値ｃｕｂおよびＷ相後方部分指令値ｃｗｂ）を一致させる。またＵ相ＰＷＭパルスとＷ相ＰＷＭのデューティ比がシフト前後で維持されるようにＵ相前方部分指令値ｃｕｆおよび／またはＷ相前方部分指令値ｃｗｆをシフトする。

　またステップＳ２１６では、キャリア周期の前半周期に存在するＶ相ＰＷＭパルスのデューティ比が１００％となるようＶ相ＰＷＭパルスをシフトさせ、ステップＳ２１７ではＵ相ＰＷＭパルスの立下りタイミングとＷ相ＰＷＭパルスの立上りタイミングをキャリア周期の後半周期において一致させるように、両相の後方部分指令値（Ｕ相後方部分指令値ｃｕｂおよびＷ相後方部分指令値ｃｗｂ）を一致させる。またＵ相ＰＷＭパルスとＶ相ＰＷＭのデューティ比がシフト前後で維持されるようにＵ相前方部分指令値ｃｕｆおよび／またはＶ相前方部分指令値ｃｖｆをシフトする。

　このように、シーケンス２の制御では、制御装置２１は、二相のＰＷＭパルスのうち、デューティ比が小さい方の相について指令値固定（０か１の指令値に固定する制御）を行う。なお、本実施例に記載のように、前半周期のデューティ比を０％かあるいは１００％に出力することを前提にシーケンスを簡素化した場合、シーケンス２においても、ステップＳ２０５およびステップＳ２０９の判定はＷ相ＰＷＭパルスまたはＶ相ＰＷＭパルスのデューティ比との比較でなく、Ｕ相ＰＷＭパルスのデューティ比が５０％を超えているか否か、を判定（Ｕ相ＰＷＭのデューティ比＞５０％の場合「Ｙｅｓ」）してもよい。

　図１６は、シーケンス２の制御の一例を示すキャリア周期内ＰＷＭパルス図である。同図（Ａ）、同図（Ｂ）はシーケンス２Ａによる制御の例であり、同図（Ａ）がＰＷＭパルスをシフトする前の状態であり、同図（Ｂ）がＰＷＭパルスのシフト後の状態である。同図（Ｃ）、同図（Ｄ）はシーケンス２Ｂによる制御の例であり、同図（Ｃ）がＰＷＭパルスをシフトする前の状態であり、同図（Ｄ）がＰＷＭパルスのシフト後の状態である。同図（Ｅ）、同図（Ｆ）はシーケンス２Ｅによる制御の例であり、同図（Ｅ）がＰＷＭパルスをシフトする前の状態であり、同図（Ｆ）がＰＷＭパルスのシフト後の状態である。図１６（Ｂ）は図９（Ｂ）、図１６（Ｄ）は図１０（Ｂ）、図１６（Ｆ）は図１１（Ｂ）に対応する図である。

　図１６（Ａ）を参照して、シーケンス２Ａは、電気角位相が例えば３０ｄｅｇ～９０ｄｅｇの範囲の場合に実行される。具体的に、図１５に示すフローチャートのステップＳ２０１～Ｓ２０５と進み、ステップＳ２０６においてＷ相ＰＷＭパルスをキャリア周期の前半周期においてデューティ比０％とする。つまり図１６（Ａ）においてキャリア周期の前半周期（左端部）に存在しているＷ相ＰＷＭパルスを、同図（Ｂ）に示すように後半周期に移動する。そして、ステップＳ２０７においてキャリア周期の後半周期においてＵ相ＰＷＭパルスの立下りのタイミングとＷ相ＰＷＭパルスの立上りのタイミングを一致させる。

　キャリア周期の前半周期においてＷ相ＰＷＭパルスをデューティ比が０％になるように後半周期側にシフトするということは、Ｗ相（Ｗ相前方部分指令値ｃｗｆ）について指令値固定（値は「０」）することである。Ｕ相前方部分指令値ｃｕｆおよび／またはＶ相前方部分指令値ｃｖｆのシフトにより、Ｕ相ＰＷＭパルスおよびＷ相ＰＷＭパルスのデューティ比は、ＰＷＭパルスのシフト前後で維持される（以下同様）。

　図１６（Ｄ）を参照して、シーケンス２Ｂは、電気角位相が例えば、３３０ｄｅｇ～３０ｄｅｇ範囲の場合に実行される。具体的に、図１５に示すフローチャートのステップＳ２０１～Ｓ２０５と進み、ステップＳ２０８においてＵ相ＰＷＭパルスをキャリア周期の前半周期においてデューティ比０％とする。この場合、Ｕ相ＰＷＭパルスは、Ｕ相ＰＷＭパルスの前端（図示の左側端部）、すなわち立上りタイミングがキャリア周期の中心に位置するように後方に向かってシフトさせて、前半周期においてデューティ比を０％する。そして、ステップＳ２０７においてキャリア周期の後半周期においてＵ相ＰＷＭパルスの立下りとＷ相ＰＷＭパルスの立上りのタイミングを一致させる。

　キャリア周期の前半周期においてＵ相ＰＷＭパルスをデューティ比が０％になるように後半周期側にシフトするということは、Ｕ相（Ｕ相前方部分指令値ｃｕｆ）について指令値固定（値は「１」）することである。

　図１６（Ｆ）を参照して、シーケンス２Ｅは、電気角位相が例えば、２１０ｄｅｇ～２７０ｄｅｇの範囲の場合に実行される。具体的に、図１５に示すフローチャートのステップＳ２０１～Ｓ２０３，ステップＳ２１３と進み、ステップＳ２１４でＷ相ＰＷＭパルスのデューティ比をキャリア周期の前半周期において１００％とする。この場合、前半周期のＷ相ＰＷＭパルスは、その後方端部（立下りタイミング）をキャリア周期の中心に向かってシフトさせ、前半周期においてデューティ比を１００％とする。そして、ステップＳ２１５においてキャリア周期の後半周期においてＵ相ＰＷＭパルスの立下りとＷ相ＰＷＭパルスの立上りのタイミングを一致させる。

　キャリア周期の前半周期においてＷ相ＰＷＭパルスをデューティ比が１００％になるように後半周期側にシフトするということは、Ｗ相（Ｗ相前方部分指令値ｃｗｆ）について指令値固定（値は「１」）することである。

　なお、図示は省略するが、シーケンス２Ｃは、シーケンス２Ａと相が異なるパターンである。つまりシーケンス２ＡはＰＷＭ動作を行う相がＵ相とＷ相であったが、シーケンス２Ｃは、Ｗ相がＰＷＭ動作の停止相であり、ＰＷＭ動作を行う相がＵ相とＶ相となるだけで、波形としてはシーケンス２Ａと同様となり、またＵ相ＰＷＭパルスの立上りとＶ相ＰＷＭパルスの立下りのタイミングを一致させる制御はシーケンス２Ａと同様である。

　また、シーケンス２Ｄは、シーケンス２Ｂと相が異なる（ＰＷＭ動作を行う相がＵ相とＶ相である）パターンであり、それ以外はシーケンス２Ｂと同様である。

　また、シーケンス２Ｆは、シーケンス２Ｅと相が異なる（ＰＷＭ動作を行う相がＵ相とＶ相である）パターンであり、それ以外はシーケンス２Ｅと同様である。

　図９（Ｂ），図１０（Ｂ）、図１１（Ｂ）に示すように、シーケンス１は、前半周期において二相の前方部分指令値を一致させて三角キャリア波ＣＡの上り斜面と前方部分指令値を比較する。一方、後半周期を指令値不一致半周期とし（後半周期において後方部分指令値を一致させず）、二相のうちいずれかの指令値を０または１に固定（指令値固定）する。このように、キャリア周期の前半周期（上り斜面）で二相の前方部分指令値を一致させ、キャリア周期の後半周期で指令値固定を行う制御を以下、「上り一致制御」という。

　一方図１６（Ｂ），同図（Ｄ），同図（Ｅ）に示すように、シーケンス２は、後半周期において二相の後方部分指令値を一致させて三角キャリア波ＣＡの下り斜面と後方部分指令値を比較する。一方、前半周期を指令値不一致半周期とし（前半周期において前方部分指令値を一致させず）、二相のうちいずれかの指令値を０または１に固定（指令値固定）する。このように、キャリア周期の後半周期（下り斜面）で二相の後方部分指令値を一致させ、キャリア周期の前半周期で指令値固定を行う制御を（以下、「下り一致制御」）という。

　本実施形態の制御装置２１は、ＰＷＭパルスのシフト方法が異なる複数のシーケンスを切り替えるシーケンス切替制御を行う。シーケンス切替制御は、例えば、モータ８の電気角位相に応じた位相範囲（例えば、６０ｄｅｇ）毎に実行する。また、複数の位相範囲において、所定の規則性をもってシーケンス切替制御を実行する。

　シーケンス切替制御として、指令値固定を後半周期で行う制御（上り一致制御、上記シーケンス１）と、指令値固定を前半周期で行う制御（下り一致制御；上記シーケンス２）がある。上り一致制御は、複数のシーケンスを含み、下り一致制御も複数のシーケンスを含む。つまり、上記の例では上り一致制御の６シーケンス、下り一致制御の６シーケンス（合計１２シーケンス）を位相範囲毎に適宜、切替の連続性が良好となるように選択して切り替える。

　さらに、制御装置２１は、キャリア周期において一方の相のデューティ比が５０％を超えるか否かを判定し、５０％以上（あるいは５０％を超える）の場合には指令値固定を行う周期を前半周期と後半周期とで切り替える（すなわち上り一致制御と下り一致制御を切り替える）制御（以下、「指令値固定周期切替制御」という。）を行う。

　あるいは制御装置２１は、キャリア周期においてパルス幅が短い相が変化するか否かを判定して、キャリア周期においてパルス幅が短い相が変化する場合には、指令値固定切替制御を行う。

　具体的に、ある相のＰＷＭパルスのデューティ比が５０％を超える場合、あるいはＰＷＭパルス幅が短い相が変化した場合には、上り一致制御（シーケンス１のいずれかのシーケンス）と下り一致制御（シーケンス２のいずれかのシーケンス）を切り替える。つまり切り替え前のキャリア周期において上り一致制御（例えばシーケンス１Ｂ）を行っていた場合、切り替え後は同じ制御を行わず、下り一致制御（例えば、シーケンス２Ｂ）を行う。また、切り替え前のキャリア周期において下り一致制御（例えばシーケンス２Ｅ）を行っていた場合、切り替え後は同じ制御を行わず、上り一致制御（例えば、シーケンス１Ｆ）を行う。

　制御装置２１は、少なくともＰＷＭパルス幅が短い相が変化する場合、あるいはキャリア周期において一方の相（デューティ比が５０％未満（５０％以下）の相のデューティ比が５０％を超える（５０％以上となる）場合に指令値固定切替制御を行う。

　図１７は、切替制御を行う位相範囲について示す概略図である。この例では、位相範囲を電気位相角の６０ｄｅｇ毎とし、その位相範囲が変わる毎に上り一致制御（シーケンス１Ａ～１Ｆのいずれか）と下り一致制御（シーケンス２Ａ～２Ｆのいずれか）を交互に行うようにしている。

　この例では電気角位相が０～３０ｄｅｇの範囲が上り一致制御（例えばシーケンス１Ｂ）、３０ｄｅｇ～９０ｄｅｇの範囲が下り一致制御（例えばシーケンス２Ａ）、９０ｄｅｇ～１５０ｄｅｇの範囲が上り一致制御（例えばシーケンス１Ｃ）、１５０ｄｅｇ～２１０ｄｅｇの範囲が下り一致制御（例えばシーケンス２Ｄ）、２１０ｄｅｇ～２７０ｄｅｇが上り一致制御（例えばシーケンス１Ｅ）、２７０ｄｅｇ～３３０ｄｅｇの範囲が下り一致制御（例えばシーケンス２Ｆ）、３３０ｄｅｇ～３０ｄｅｇが上り一致制御（例えばシーケンス１Ｂ）としている。

　例えば正弦波指令値波形のピーク付近に着目すると、いずれの波形も切替の前後で対称であるため、パルス位置のずれも対称性があると考えられる。したがって、上記実施形態によれば精度のよい補正を実現できる。なお、位相範囲はこの例では６０ｄｅｇにしているが、この範囲に限らない。

　図１８は、図１７に示すシーケンス切り替えの制御を行った場合の、電気位相角が０～５０ｄｅｇまでの三角キャリア波ＣＡと、各相の二相変調指令値ｃｕ（実線）、ｃｖ（一点鎖線）、ｃｗ（破線）、各相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，ＶｗおよびＵ相電流ｉｕ（太線）、Ｖ相電流ｉｖ（中太線）、Ｗ相電流ｉｗ（細線）の状態を示すグラフであり、図１３に対応する結果である。

　また、図１９は、３０ｄｅｇ付近におけるシーケンス切替制御の状態を示す、図１４（Ｂ）～図１４（Ｄ）に対応する図である。

　本実施形態の切替制御では、３０ｄｅｇ付近において、Ｕ相ＰＷＭパルスのデューティ比の値（Ｗ相ＰＷＭパルスのデューティ比との大小関係）に応じて、シーケンス１Ｂ（ステップＳ１０８）からシーケンス２Ａ（ステップＳ２０６）に切り替える。その結果、前半周期側では図１９（Ａ）が出力され、後半周期側では図１９（Ｂ）が出力されることとなり、図１９（Ｃ）のようなＰＷＭパルスが出力される。図１９（Ｃ）の場合、前半周期側が同図（Ａ）の前半周期のＰＷＭパルスとなり、図１９（Ｃ）後半周期が同図（Ｂ）の後半周期のＰＷＭパルスとなる（図１８の破線枠の部分に対応）。図１９（Ｃ）では、前半周期側及び後半周期側にて零相電圧の変動の相殺が達成できており、また、出力される各相のデューティ比も当初の狙い通りとなっている。これにより、図１４にて発生していた電流の変動を抑制することができる。

　また、図２０は、図１７に示す指令値固定切替制御を含むシーケンス切替制御を行った場合のＰＷＭ制御の実行結果であり、図２０（Ａ）が電力変換装置１の出力電圧（Ｕ相電圧Ｖｕ，Ｖ相電圧Ｖｖ，Ｗ相電圧Ｖｗ）のシミュレーション結果である。また図２０（Ｂ）は、各相の電流波形である。この場合、図１２（Ｂ）と比較して、明らかに周期的に発生する電流歪が低減したことがわかる。

　制御装置２１は、少なくともＰＷＭパルス幅が短い相が変化する場合、あるいはキャリア周期において一方の相のデューティ比が５０％を超える（５０％以上となる）場合に指令値固定切替制御を行う。

　すなわち、指令値固定切替制御（上り一致制御と下り一致制御）の切替は、少なくとも、キャリア周期において一方の相のデューティ比が５０％以上（あるいは５０％を超える）か、キャリア周期においてパルス幅が短い相が変化する場合に実行されればよい。

　また、上記の実施形態では、制御装置２１は、モータ８の電気角位相に応じた位相範囲（例えば、６０ｄｅｇ）を決定し、当該位相範囲毎にシーケンス切替制御を実行する。また、複数の位相範囲において、所定の規則性をもってシーケンス切替制御を実行する。そして、或るシーケンス切替制御のタイミングと同期して、指令値固定切替制御（上り一致制御と下り一致制御）を行っている。例えば、上記の図１７に示す例では、所定の位相範囲（例えば、６０ｄｅｇ）毎に指令値固定切替制御（上り一致制御と下り一致制御）の切替を行っている。

　しかしながら、指令値固定切替制御（上り一致制御と下り一致制御の切替）は、モータ８の電気角位相に応じた位相範囲（例えば、６０ｄｅｇ）毎に行うものであってもよいし、位相範囲毎の実行でなくてもよい。例えば、図２１に示すように、キャリア周期において一方の相のデューティ比が５０％以上（あるいは５０％を超える）か、キャリア周期においてパルス幅が短い相が変化する場合に（限り）指令値固定切替制御（上り一致制御と下り一致制御）を実行するようにしてもよい。図２１に示す例では、位相範囲３０ｄｅｄ～９０ｄｅｇと、位相範囲９０ｄｅｇ～１５０ｄｅｇは、二相のＰＷＭパルスのデューティ比の大小関係が変化しない（ＰＷＭパルス幅が小さい相が入れ替わらない）ことから、指令値固定切替制御は行わず、シーケンス切替制御のみを行うようにする例である。位相範囲２１０ｄｅｄ～２７０ｄｅｇと、位相範囲２７０ｄｅｇ～３３０ｄｅｇにおいても同様である。

　以上、本実施形態によれば、三角キャリア波ＣＡを用いたＰＷＭ制御において、まず二相変調によってある一相のＰＷＭ動作を停止し、上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆのスイッチング回数を減少させる。これによりスイッチング損失と発熱量を減少させ、且つ、モータ８の中性点電位の変動も低減することができるようになる。

　またそれに加えて、制御装置２１において、ＰＷＭ動作を行う二相のうちの一相（この例ではＵ相）の二相変調指令値を反転させたうえで（指令値反転制御）、ＰＷＭ動作を行う二相の二相変調指令値（例えば、反転Ｕ相二相変調指令値１－ｃｕと、Ｗ相二相変調指令値ｃｗ）をそれぞれキャリア周期の前方と後方に二分し（指令値分割制御）、三角キャリア波ＣＡの（各キャリア周期の）上り斜面側と下り斜面側とで独立して二相変調指令値を設定する。そしてキャリア周期の上り斜面側（前半周期）あるいは下り斜面側（後半周期）のいずれかにおいて、分割した二相の指令値を一致させる。すなわち、上記の例ではＵ相前方部分指令値ｃｕｆとＶ相前方部分指令値ｃｖｆをキャリア周期の上り斜面側で一致させる（指令値シフト制御）。また、指令値を一致させない方の半周期において二相のＰＷＭパルス幅がシフト前から変化しないようにＰＷＭパルスをシフトさせる。

　これにより、ＰＷＭ動作を行う二相のそれぞれのＰＷＭパルス幅（ＰＷＭパルスのデューティ比）を維持した状態で、一方の相のＰＷＭパルスの立上りタイミングと他方の相のＰＷＭパルスの立下りタイミングを一致させることができる。

　結果として、ＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させる二相（ＰＷＭ動作を行う二相）について一方の相電圧の立上りタイミングと他方の相の立下りタイミングを一致（同期）させ、モータ８に印加される相電圧の変化を、他の相電圧の変化で打ち消すことができる。具体的に、一つのキャリア周期において２回分の零相電圧の変動を相殺できる。通常の三相変調は１つのキャリア周期中に６回の零相電圧の変動が生じるが、本実施形態によればこれを１／３（２回）に低減できる。したがって、スイッチング素子のスイッチングタイミングによりモータの中性点電位の変動をより一層抑制し、コモンモードノイズの発生を著しく抑制することが可能となる。

　また、製品に実装する場合にはプログラム制御のミス等を回避するため、比較的簡素なアルゴリズムを採用することが望ましい。本実施形態では、１２パターンのシーケンス準備し、電気位相角のある位相範囲毎に、１２パターンのシーケンス切替制御を行うようにした。１２パターンのシーケンスは、三角キャリア波の半周期で二相のうち一相を０または１に指令値固定し、残りの半周期で二相のＰＷＭパルスの立上りタイミングと立下りタイミングを一致させるという手法（アルゴリズム）が統一されており、プログラム制御のミスを大幅に低減できるとともに製品への実装も容易となる。

　また特に、少なくとも、キャリア周期において一方の相のデューティ比が５０％以上（あるいは５０％を超える）か、キャリア周期においてパルス幅が短い相が変化する場合には、指令値固定切替制御（上り一致制御と下り一致制御の切替）を行うようにした。これにより、シーケンス切り替えに伴い生じていた電流歪みを回避できる。この結果、モータ８のトルク脈動や騒音の発生回避できる。

　なお、上記の実施形態において、指令値反転部５１、指令値分割部５２および指令値シフト部５３は、ソフトウェアおよびハードウェアのいずれで構成されてもよく、ソフトウェアとハードウェアの両者によって構成されてもよい。また、これらはＰＷＭ信号生成部３６に含まれる構成に限らず、制御装置２１に含まれる構成であればよい。

　また、制御装置２１の一部または全部の構成は、ソフトウェアまたはハードウェアのいずれで構成されてもよく、ソフトウェアとハードウェアの両者によって構成されてもよい。

　また、Ｕ相を反転させず、Ｗ相とＶ相を反転させるようにしてもよい。また、反転する相はＵ相でなくてもよい。

　尚、本実施形態にて示したシーケンス１及びシーケンス２では、上述の通り実装の容易性を重視した構成になっており、もっとも構成を容易にするために、ＰＷＭ動作を行う二相のうちどちらか一方の相のインバータ回路２８の電力用スイッチング素子がＰＷＭ動作を停止するよう、前方部分指令値または後方部分指令値を所定の値に設定（指令値固定）をしている。具体的には、キャリア周期の前半周期あるいは後半周期のＰＷＭパルスのデューティ比が０％あるいは１００％になるように指令値固定している。

　ここで、指令値固定は、ＰＷＭ動作を行う二相のうち一方の相において、インバータ回路２８の電力用スイッチング素子のデューティ比相電圧指令値振幅変調率ｋＨまたは相電圧指令値振幅Ｖｍに応じて予め設定される任意の幅となるように制御してもよい。具体的には、キャリア周期の前半周期あるいは後半周期のＰＷＭパルスのデューティ比が０～１００％の任意の幅になるように指令値固定をしても良い。この任意の幅は、電気角位相及び変調率により変化させることで、出力できる変調率を改善できる。一方でその場合には当然、上記図１４（Ｄ）のようなＰＷＭパルスの位置ずれが発生する確率は上がる。そのため、前半周期あるいは後半周期のＰＷＭパルスのデューティ比を任意の幅で固定する構成にした場合には、やはり電流の歪みが発生する可能性がある。つまり、本実施形態のように、キャリア周期の前半周期あるいは後半周期のＰＷＭパルスのデューティ比が０％あるいは１００％になるように指令値固定する構成がより好適である。

　また、上記の実施形態では、制御装置２１が、周期性を有する相電圧指令値の一周期において指令値固定切替制御を６回（６０ｄｅｇ毎に）実行する場合を例示したが、これに限らない。すなわち、制御装置２１は、周期性を有する相電圧指令値の一周期において指令値固定切替制御を少なくとも１回実行するものであってもよいし、少なくとも２回以上実行するものであってもよい。

　また、上記の実施形態では、三角キャリア波が二等辺三角状の波である場合を例示したが、三角キャリア波は、内角のいずれも直角ではない不等辺三角状の波（キャリア周期の前半周期と後半周期の時間が異なる信号）であってもよい。またその場合、不等辺三角状のキャリア周期の頂点を通る分割線ＤＬにより前半部分指令値と後半部分指令値が二分され切り替え可能となる構成でもよい。

　尚、本発明は、上記した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変更を加え得ることは勿論である。

１　　電力変換装置
１－ｃｕ　　反転Ｕ相二相変調指令値
２　　ハウジング
３　　仕切壁
４　　圧縮機構収容部
６　　インバータ収容部
７　　圧縮機構
８　　モータ
１０　　上アーム電源ライン（正極側母線）
１５　　下アーム電源ライン（負極側母線）
１６　　電動圧縮機
１９Ｕ　　Ｕ相ハーフブリッジ回路（インバータ）
１９Ｖ　　Ｖ相ハーフブリッジ回路
１９Ｗ　　Ｗ相ハーフブリッジ回路
２１　　制御装置
２６Ａ、２６Ｂ　　電流センサ
２８　　インバータ回路
２９　　直流電源
３３　　相電圧指令演算部
３４　　線間変調演算部
３６　　ＰＷＭ信号生成部
３７　　ゲートドライバ
４１～４３　　電機子コイル
５１　　指令値反転部
５２　　指令値分割部
５３　　指令値シフト部
ＣＡ　　三角キャリア波
Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊　　相電圧指令値
ｃｍｏｄ　　変調値
ｃｕ１　　Ｕ相変調指令値
ｃｖ１　　Ｖ相変調指令値
ｃｗ１　　Ｗ相変調指令値
ｃｕ　　Ｕ相二相変調指令値
ｃｖ　　Ｖ相二相変調指令値
ｃｗ　　Ｗ相二相変調指令値
ｃｕｆ　　Ｕ相前方部分指令値
ｃｕｂ　　Ｕ相後方部分指令値
ｃｗｆ　　Ｗ相前方部分指令値
ｃｗｂ　　Ｗ相後方部分指令値

Claims

　三相負荷に相電圧を供給するインバータ回路と、
　前記インバータ回路の制御装置と、を備えた電力変換装置であって、
　前記制御装置は、
　相電圧指令値を生成するための三相変調指令値を演算する相電圧指令演算部と、
　前記三相変調指令値に基づき、二相変調指令値を演算する線間変調演算部と、
　三角キャリア波と前記二相変調指令値に基づき、前記インバータ回路をＰＷＭ制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部を有し、
　前記制御装置は、前記ＰＷＭ信号に基づき出力される二相の前記相電圧について、それぞれ前記二相変調指令値に基づくパルス幅を維持した状態で前記三角キャリア波のキャリア周期内における前半周期および後半周期の少なくとも一方において一方の相の前記相電圧の立上りタイミングと他方の相の前記相電圧の立下りタイミングを一致させる、
ことを特徴とする電力変換装置。
　前記制御装置は、
　前記二相変調指令値の一つを反転させる指令値反転部と、
　前記二相変調指令値を前記キャリア周期内において前方部分指令値及び後方部分指令値に分割する指令値分割部と、
　前記前半周期において前記二相の前記前方部分指令値を一致させ、または前記後半周期において該二相の前記後方部分指令値を一致させる指令値シフト部を含む、
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
　前記制御装置は、
　前記前半周期において前記二相の前記前方部分指令値を一致させ、または前記後半周期において該二相の前記後方部分指令値を一致させ、
　前記二相の前記前方部分指令値または該二相の前記後方部分指令値が不一致となる前記前半周期または前記後半周期（以下、「指令値不一致半周期」という。）にあっては、前記二相のうち一方の相における前記インバータ回路の電力用スイッチング素子のデューティ比が変調率または相電圧指令値振幅に応じて予め設定される任意の幅となるように前記前方部分指令値または前記後方部分指令値を所定の値に設定する制御（以下、「指令値固定」という。）を行う、
ことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
　前記制御装置は、前記二相のうち、デューティ比が５０％未満となる相について前記指令値固定を行う、
ことを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
　前記制御装置は、前記二相のうち、前記パルス幅が短い相について前記指令値固定を行う、
ことを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
　前記制御装置は、
　前記キャリア周期において前記二相のうちデューティ比が５０％未満である相の前記デューティ比が５０％を超える場合に切替制御を行うものであり、
　前記切替制御は、切り替え直前の前記キャリア周期における前記指令値不一致半周期とは異なる半周期において、前記指令値固定を行うように切り替える制御である、
ことを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
　前記制御装置は、
　前記キャリア周期において前記二相のうち前記パルス幅が短い相が変化する場合に切替制御を行うものであり、
　前記切替制御は、切り替え直前の前記キャリア周期における前記指令値不一致半周期とは異なる半周期において、前記指令値固定を行うように切り替える制御である、
ことを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
　前記三相負荷の電気角位相に応じて、前記切替制御を行う位相範囲を決定する、
ことを特徴とする請求項６または請求項７に記載の電力変換装置。
　複数の前記位相範囲において、所定の規則性を有するように前記切替制御を行う、
ことを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
　前記制御装置は、周期性を有する前記相電圧指令値の一周期において前記切替制御を少なくとも二回以上実行する、
ことを特徴とする請求項９に記載の電力変換装置。
　前記三相負荷はモータである、
ことを特徴とする請求項１から請求項７のいずれか一項に記載の電力変換装置。
　前記モータは車載空調用電動圧縮機で利用される、
ことを特徴とする請求項１１に記載の電力変換装置。