WO2023002936A1 - インバータ装置 - Google Patents

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WO2023002936A1
WO2023002936A1 PCT/JP2022/027829 JP2022027829W WO2023002936A1 WO 2023002936 A1 WO2023002936 A1 WO 2023002936A1 JP 2022027829 W JP2022027829 W JP 2022027829W WO 2023002936 A1 WO2023002936 A1 WO 2023002936A1
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phase
voltage
arm switching
lower arm
correction
Prior art date
Application number
PCT/JP2022/027829
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English (en)
French (fr)
Inventor
辰樹 柏原
雄志 荒木
孝次 小林
Original Assignee
サンデン・アドバンストテクノロジー株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation

Definitions

  • the present invention relates to an inverter device that drives a motor by applying a three-phase AC output from an inverter circuit.
  • Inverter devices for driving motors have conventionally configured a three-phase inverter circuit with a plurality of upper and lower arm switching elements, and PWM (Pulse Width Modulation) control of the switching elements of each phase of UV and W, resulting in a voltage waveform close to a sine wave. phase voltage is applied to the motor to drive it, but common mode noise caused by fluctuations in the common mode voltage (neutral point potential) of the motor has been a problem.
  • Various methods for suppressing this common mode noise have been proposed so far (see, for example, Patent Documents 1 and 2).
  • Patent Document 2 Since the method of Patent Document 2 is based on the assumption that two symmetrical sawtooth wave carriers are used, it is necessary to control the two carriers in cooperation with a microcomputer. In recent years, there has been an increase in microcomputers that can start and stop PWM (pulse of phase voltage) multiple times at arbitrary timing during a certain cycle. Suppression can be achieved relatively easily, but in any case, the cost of components rises.
  • PWM pulse of phase voltage
  • each phase There is a method that synchronizes the switching timing of the upper and lower arm switching elements, cancels out changes in the phase voltage of one phase with changes in the phase voltage of the other phase, suppresses the fluctuation of the common mode voltage, and cancels common mode noise. .
  • the modulation rate that can be output with such a method is only about 2/3 (actually, the minimum possible output is Since the pulse width must be considered, the modulation rate that can be output is smaller than that).
  • the modulation rate that can be output is up to (4 root 3)/9. You can raise it, but you can't output more.
  • the present invention has been made to solve such conventional technical problems, and cancels common mode noise as much as possible by canceling changes in the phase voltage of one phase with changes in the phase voltage of the other phase. To provide an inverter device capable of driving a motor in a wide operating range while achieving the above.
  • An inverter device comprises an inverter circuit that applies a phase voltage at a connection point of upper and lower arm switching elements of each phase to a motor as a three-phase AC output, and switching of the upper and lower arm switching elements of each phase of the inverter circuit.
  • the upper arm switching element of one phase is turned ON and the lower arm switching element of the other two phases is turned ON, or the lower arm switching element of one phase is turned ON , the upper arm switching elements of the other two phases are turned on to start the specified switching section, and a command value is generated to cancel the change in the phase voltage with the change in the phase voltage of the other phase.
  • the control device executes cancellation control to switch the switching elements. and a correction control unit that performs correction control for correcting the command values of all phases so that the line voltages are balanced in a total of three phase regions that are shifted by 240 degrees. do.
  • the correction control unit in the correction control is for the purpose of realizing cancellation control that cancels out changes in the phase voltage by switching in the entire region of one cycle of the electrical angle.
  • the switching of the upper and lower arm switching elements is characterized in that it does not stop in order to cancel out the phase voltage changes due to the switching of the other two phases.
  • the inverter device of the invention of claim 3 is characterized in that in the invention of claim 1, the correction control unit corrects the command value so as to stop switching of the upper and lower arm switching elements of one phase by correction control.
  • the correction control unit has a range in which the width of the phase region where switching of the upper and lower arm switching elements of one phase is stopped is wider than the width of the other phase regions. is characterized in that no correction control is performed for the two phases of
  • the inverter device of the invention of claim 5 is characterized in that, in the correction control performed by the correction control unit in each of the above inventions, the total correction values in one carrier cycle of all phases are zero.
  • the inverter device of the invention of claim 6 is characterized in that, in the correction control performed by the correction control unit in each of the inventions described above, the correction values of all phases during one electrical angle cycle are summed to zero.
  • the correction control unit corrects the command value to stop switching of the upper and lower arm switching elements of all phases in the three phase regions by correction control. characterized by
  • the correction control unit stops switching of the upper and lower arm switching elements of all the phases in the three phase regions by the correction control, and The command value is corrected so that the switching of the upper and lower arm switching elements is stopped so that the phase voltages are reversed in the phase regions shifted by 180 degrees with respect to each of the above.
  • the correction control unit has different values in at least two of the three phases in the same phase in the three phase regions, and the correction is equal with a shift of 120 degrees. It is characterized by correcting the command value using the value.
  • an inverter circuit that applies a phase voltage at a connection point between upper and lower arm switching elements of each phase to a motor as a three-phase AC output, and switching of the upper and lower arm switching elements of each phase of the inverter circuit.
  • the upper arm switching element of one phase is turned ON and the lower arm switching element of the other two phases is turned ON, or the lower arm switching element of one phase is turned ON , the upper arm switching elements of the other two phases are turned on to start the specified switching section, and a command value is generated to cancel the change in the phase voltage with the change in the phase voltage of the other phase.
  • the control device executes cancellation control to switch the switching elements. And, in a total of three phase regions shifted by 240 degrees, partial cancellation control is executed to stop switching of the upper and lower arm switching elements of phases in which a target pulse width cannot be produced.
  • control device is 10, and selects and executes one of them according to the modulation factor and/or the control phase angle.
  • the inverter device of the invention of claim 12 is characterized in that the target pulse width of the phase voltage in each of the above inventions is a pulse width in which the line voltage becomes a sine wave while realizing cancellation control.
  • the control device has an output port for connecting the upper and lower arm switching elements of each phase, and the upper and lower arm switching elements of one phase are connected to the upper arm switching elements. is connected to the output port for the lower arm switching element, and the lower arm switching element is connected to the output port for the upper arm switching element.
  • the inverter device of the invention of claim 14 is characterized in that it is mounted on an electric compressor with a built-in motor in each of the above inventions.
  • a change in phase voltage is canceled by a change in the phase voltage of another phase, thereby canceling common mode noise as much as possible and preventing imbalance even when the modulation factor is high.
  • the motor can be driven in a wide operating range. This makes it extremely suitable for driving an electric compressor as in the fourteenth aspect of the invention.
  • cancellation control is performed to cancel common mode noise by canceling changes in the phase voltage of one phase by switching with changes in the phase voltages of the other two phases in the entire region of one cycle of the electrical angle. While realizing this, even when the modulation rate is high, it is possible to correct the command value so as not to cause imbalance, and to drive the motor in a wide operating range.
  • phase voltage can be output.
  • control device has the correction control and the partial cancellation control of the inventions of claims 2 to 10, and the correction control, If one of the partial cancel controls is selected and executed, it is possible to effectively expand the operating range of the motor while ensuring controllability.
  • the target pulse width of the phase voltage is a pulse width in which the line voltage becomes a sine wave while realizing cancellation control as in the twelfth aspect of the invention.
  • the motor can be driven as intended without being balanced.
  • the output from the output port of the control device to which the upper and lower arm switching elements of each phase are respectively connected is set to the specified switching interval from the state in which all the upper arm switching elements are ON or all the lower arm switching elements are ON.
  • cancel control can be easily realized by connecting only the upper and lower arm switching elements of one phase to opposite output ports.
  • FIG. 1 is an electric circuit diagram of an inverter device according to an embodiment of the present invention
  • FIG. FIG. 2 is a longitudinal side view of an electric compressor of one embodiment provided with the inverter device of FIG. 1;
  • 2 is a block diagram relating to motor control of the inverter device of FIG. 1;
  • FIG. 2 is a diagram for explaining the operation of a gate driver of the inverter device of FIG. 1;
  • 6 is a diagram showing phase voltages and common mode voltages in 360 degrees in the case of FIG. 5;
  • FIG. 6 is a diagram showing phase voltages and the like in one carrier cycle in the case of FIG. 5;
  • FIG. FIG. 6 is a diagram showing the normalized line voltage for the case of FIG. 5;
  • FIG. 10 is a diagram showing phase voltages and common mode voltages in 360 degrees in the case of FIG. 9;
  • FIG. 10 is a diagram showing the normalized line voltage for the case of FIG. 9;
  • FIG. 4 is a diagram showing the relationship between a modulation rate command value khset and an output modulation rate khout in the case of three-phase modulation;
  • 14 is a diagram showing phase voltages and the like in one carrier cycle in the case of FIG. 13;
  • FIG. 14 is another diagram showing the phase voltage and the like in one carrier cycle in the case of FIG. 13;
  • FIG. 14 is a diagram showing phase voltages and common mode voltages in 360 degrees in the case of FIG. 13;
  • FIG. 14 is a diagram showing the normalized line voltage for the case of FIG. 13;
  • 19 is a diagram showing phase voltages and the like in one carrier cycle in the case of FIG. 18;
  • FIG. 19 is a diagram showing phase voltages and common mode voltages in 360 degrees in the case of FIG. 18;
  • FIG. 21 is a diagram showing widths of three phase regions in FIG. 20;
  • FIG. 19 is a diagram showing normalized line voltages for the case of FIG. 18; It is a figure explaining the correction
  • FIG. 24 is a diagram for explaining pulse width command values for each phase after correction by correction control A in FIG.
  • FIG. 24 is a diagram showing a normalized pulse width command value for explaining correction control A in FIG. 23;
  • FIG. 26 is a diagram showing correction values for pulse width command values in the case of FIG. 25;
  • 24 is a diagram showing phase voltages and common mode voltages in 360 degrees in the case of FIG. 23;
  • FIG. FIG. 24 is a diagram showing normalized line voltages in the case of FIG. 23;
  • FIG. 4 is a diagram showing the relationship between a modulation factor command value kHset and an output modulation factor kHout when correction control A is executed by the control device of the present invention;
  • FIG. 24 is a diagram showing the normalized line voltage when the pulse width becomes wide in the phase region M3 in the correction control A (Example 1) of FIG. 23;
  • FIG. 7 is a diagram for explaining normalized pulse width command values of each phase after correction when PWM pulses are output in phase regions M1, M2, and M3 under correction control A;
  • 32 is a diagram showing phase voltages and common mode voltages in 360 degrees in the case of FIG. 31;
  • FIG. 34 is a diagram showing normalized line voltages in the case of FIG.
  • FIG. 33 34 is a diagram showing phase voltages and the like in one carrier cycle in the case of FIG. 33;
  • FIG. 38 is a diagram showing normalized line voltages in the case of FIG.
  • FIG. 40 is a diagram showing normalized line voltages in the case of FIG. 39;
  • FIG. 40 is a diagram showing a normalized pulse width command value for explaining correction control C of FIG. 39;
  • FIG. 42 is a diagram showing correction values for pulse width command values in the case of FIG. 41;
  • 40 is a diagram showing the relationship between the modulation rate command value khset and the output modulation rate khout in the case of FIG. 39;
  • FIG. 45 is a diagram showing normalized line voltages in the case of FIG. 44;
  • FIG. 45 is a diagram showing a normalized pulse width command value for explaining correction control D of FIG. 44;
  • FIG. 47 is a diagram showing correction values for pulse width command values in the case of FIG. 46;
  • FIG. 45 is a diagram showing the relationship between a modulation rate command value khset and an output modulation rate khout in the case of FIG. 44;
  • an electric compressor (a so-called inverter-integrated electric compressor) 16 of an embodiment integrally including the inverter device 1 of the present invention will be described.
  • the electric compressor 16 of the embodiment constitutes a part of a refrigerant circuit of a vehicle air conditioner mounted on a vehicle such as an engine-driven vehicle, a hybrid vehicle, or an electric vehicle.
  • the motor 8 is an IPMSM (Interior Permanent Magnet Synchronous Motor) consisting of a stator 9 fixed to the housing 2 and a rotor 11 rotating inside the stator 9 .
  • IPMSM Interior Permanent Magnet Synchronous Motor
  • a bearing portion 12 is formed in the center portion of the partition wall 3 on the side of the compression mechanism housing portion 4.
  • One end of the drive shaft 13 of the rotor 11 is supported by this bearing portion 12, and the other end of the drive shaft 13 is connected to the compression mechanism. 7.
  • a suction port 14 is formed in the vicinity of the partition wall 3 at a position corresponding to the compression mechanism accommodating portion 4 of the housing 2, and when the rotor 11 (drive shaft 13) of the motor 8 rotates and the compression mechanism 7 is driven, A low-temperature refrigerant, which is a working fluid, flows into the compression mechanism accommodating portion 4 of the housing 2 from the suction port 14, is sucked into the compression mechanism 7, and is compressed.
  • the high-temperature and high-pressure refrigerant compressed by the compression mechanism 7 is discharged to the refrigerant circuit outside the housing 2 through a discharge port (not shown).
  • the low-temperature refrigerant flowing from the suction port 14 passes through the vicinity of the partition wall 3, passes around the motor 8, and is sucked into the compression mechanism 7, so that the partition wall 3 is also cooled.
  • the inverter device 1 of the present invention that drives and controls the motor 8 is accommodated in the inverter accommodation portion 6 partitioned from the compression mechanism accommodation portion 4 by the partition wall 3 .
  • the inverter device 1 is configured to supply power to the motor 8 through sealed terminals and lead wires passing through the partition wall 3 .
  • the inverter device 1 includes a substrate 17, upper arm switching elements 18A, 18B and 18C wired on one surface side of the substrate 17, and lower arm switching elements 18D, 18E and 18F for a total of six switching elements. It comprises an element, a control device 21 wired on the other side of the substrate 17, and an HV connector, an LV connector and the like (not shown).
  • Each of the upper and lower arm switching elements 18A to 18F is composed of an insulated gate bipolar transistor (IGBT) or the like in which a MOS structure is incorporated in the gate portion in the embodiment.
  • IGBT insulated gate bipolar transistor
  • Two upper arm switching elements 18C and two lower arm switching elements 18F of the phase inverter 19W are arranged side by side.
  • the terminal portions 22 of the switching elements 18A to 18F are connected to the substrate 17 while being on the center side of the substrate 17.
  • the inverter device 1 assembled in this manner is accommodated in the inverter accommodating portion 6 and attached to the partition wall 3 in a state in which one surface side including the switching elements 18A to 18F is on the partition wall 3 side, and the cover 23 is attached to the partition wall 3. is blocked by In this case, the substrate 17 is fixed to the partition wall 3 via the boss portion 24 standing from the partition wall 3 .
  • the switching elements 18A to 18F are in close contact with the partition wall 3 directly or via a predetermined insulating heat-conducting material, and the partition wall 3 of the housing 2 and heat are generated. exchange relationship. Since the partition wall 3 is cooled by the refrigerant sucked into the compression mechanism accommodating portion 4 as described above, each of the switching elements 18A to 18F has a heat exchange relationship with the refrigerant sucked through the partition wall 3, and the partition wall The switching elements 18A to 18F are cooled by the refrigerant sucked into the compression mechanism accommodating portion 4 through the thickness of 3, and the switching elements 18A to 18F themselves radiate heat to the refrigerant through the partition wall 3. As shown in FIG.
  • the inverter circuit 28 is a circuit that converts the DC voltage Vdc of a DC power supply (vehicle battery: DC 350 V, for example) 29 into a three-phase AC voltage (three-phase AC output) and applies it to the motor 8 .
  • This inverter circuit 28 has a U-phase half-bridge circuit 19U, a V-phase half-bridge circuit 19V, and a W-phase half-bridge circuit 19W. and lower arm switching elements 18D to 18F. Further, a flywheel diode 31 is connected in anti-parallel to each of the switching elements 18A-18F.
  • the upper end side of the upper arm switching elements 18A to 18C of the inverter circuit 28 is connected to the upper arm power supply line (positive side bus line) 10 of the DC power supply 29 and the smoothing capacitor 32 .
  • the lower end sides of the lower arm switching elements 18D to 18F of the inverter circuit 28 are connected to the lower arm power supply line (negative bus line) 15 of the DC power supply 29 and the smoothing capacitor 32 .
  • the voltage of the upper arm power supply line 10 becomes +Vdc/2
  • the voltage of the lower arm power supply line 15 becomes -Vdc/2
  • the voltage between the upper arm power supply line 10 and the lower arm power supply line 15 becomes the DC link voltage Vdc.
  • the upper arm switching element 18A and the lower arm switching element 18D of the U-phase half bridge circuit 19U are connected in series
  • the upper arm switching element 18B and the lower arm switching element 18E of the V phase half bridge circuit 19V are connected in series
  • the upper arm switching element 18C and the lower arm switching element 18F of the W-phase half bridge circuit 19W are connected in series.
  • a connection point (U-phase voltage Vu) between the upper arm switching element 18A and the lower arm switching element 18D of the U-phase half-bridge circuit 19U is connected to the U-phase armature coil 41 of the motor 8 to form a V-phase half-bridge circuit.
  • a connection point (V-phase voltage Vv) between the upper arm switching element 18B and the lower arm switching element 18E of 19V is connected to the V-phase armature coil 42 of the motor 8, and the upper arm switching element 18C of the W-phase half-bridge circuit 19W.
  • the lower arm switching element 18 ⁇ /b>F (W-phase voltage Vw) is connected to the W-phase armature coil 43 of the motor 8 .
  • FIG. 1 The control device 21 of the inverter device 1 is composed of a microcomputer having a processor. Based on this, the ON/OFF state (switching) of each of the switching elements 18A to 18F of the inverter circuit 28 is controlled. Specifically, it controls the gate voltage applied to the gate terminals of the switching elements 18A to 18F.
  • the control device 21 generates a d-axis voltage command value Vd * and a q-axis voltage command value Vq * based on the deviation between the electrical angular velocity estimated value ⁇ (hat) of the motor 8 and the electrical angular velocity command value ⁇ *.
  • a PWM signal for switching the switching elements 18A to 18F of the inverter circuit 28 is finally generated from the axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * , and the motor 8 is driven by position sensorless vector control. It is.
  • the control device 21 of the embodiment includes subtraction units 46 to 48, an addition unit 49, a speed controller 51, a maximum torque current controller 52, a current controller 53, a non-interfering controller 54, and a control unit. 30 , uvw-dq converter 56 , phase difference derivation device 57 , integrator 58 , and phase synchronization circuit (or controller) 59 .
  • the uvw-dq converter 56 of the embodiment includes U-phase current i u , V-phase current i v , and W-phase current i w of the motor 8 (in the embodiment, all of them are estimated values or detected by a current transformer not shown). is entered).
  • the uvw-dq converter 56 further receives the motor electrical angle ⁇ re output from the integrator 58, and converts the U-phase current i u , V-phase current i v , W-phase current i w and the motor electrical angle ⁇ re to the d-axis current Derive an estimate i d (hat) and a q-axis current estimate i q (hat).
  • the phase difference derivation unit 57 outputs the d-axis current estimated value i d (hat) and the q-axis current estimated value i q (hat) output from the uvw-dq converter 56, and the d-axis voltage command value Vd * from the adder 49. and the q-axis voltage command value Vq * to derive and output the phase difference ⁇ .
  • this electrical angular velocity estimated value ⁇ (hat) is input to the integrator 58, and the integrator 58 generates and outputs an electrical angle estimated value ⁇ re (hat) from the electrical angular velocity estimated value ⁇ (hat).
  • the estimated electrical angular velocity ⁇ (hat) output from the phase synchronization circuit 59 is input to the subtractor 46 .
  • the electrical angular velocity command value ⁇ * is also input to the subtraction section 46, and the electrical angular velocity estimated value ⁇ (hat) is subtracted from the electrical angular velocity command value ⁇ * in the subtraction section 46 to calculate their deviation.
  • the deviation calculated by the subtractor 46 is input to the speed controller 51 .
  • the speed controller 51 calculates and outputs the torque command value ⁇ * based on the PI calculation and the relational expression between the q-axis current and the torque.
  • a maximum torque current controller 52 generates and outputs a d-axis current command value i d * and a q-axis current command value i q * from this torque command value ⁇ * .
  • the d-axis current command value i d * and the q-axis current command value i q * are input to the adder 49 after interference between the dq axes is canceled by the non-interfering controller 54 .
  • the current controller 53 receives the d-axis current command value id * and the q -axis current command value iq * generated by the subtractor 47, the d -axis current estimate value id (hat), and the q-axis current estimate value i
  • the q (hat) deviation is entered.
  • the adder 49 adds the outputs of the current controller 53 and the non-interacting controller 54 to generate a d-axis voltage command value Vd * and a q-axis voltage command value Vq * , which are input to the control unit 30 .
  • the controller 30 of the embodiment has a phase voltage command calculator 33 , a pulse width command calculator 34 , a PWM signal generator 36 and a gate driver 37 .
  • phase voltage command calculator 33 A phase voltage command calculation unit 33 of the control unit 30 applies U Phase voltage command value Vu * (hereinafter referred to as U-phase voltage command value Vu * ), Vv * (hereinafter referred to as V-phase voltage Command value Vv * ) and Vw * (hereinafter referred to as W-phase voltage command value Vw * ) are calculated and output.
  • the phase voltage command calculation unit 33 calculates each phase voltage command value Vu * , Calculate Vv * and Vw * .
  • ⁇ re in the formula (I) is the motor electrical angle input from the integrator 58 .
  • These phase voltage command values Vu * , Vv * , and Vw * are voltage command values when three-phase modulation control of the motor 8 is performed.
  • Pulse width command calculator 34 uses the following formula (II) to normalize 0 to 1 from the output phase voltage command values Vu * , Vv * , and Vw * calculated by the phase voltage command calculation unit 33.
  • the pulse width command value Cu (hereinafter referred to as U-phase pulse width command value), Cv (hereinafter referred to as V-phase pulse width command value), and Cw (hereinafter referred to as W-phase pulse width command value) of each phase are calculated and output do.
  • vmod is a predetermined addition value common to the three phases
  • Cmu, Cmv, and Cmw are predetermined addition values that are different in at least two of the three phases in the same phase, and these are not particularly used.
  • the PWM signal generation unit 36 is calculated by the pulse width command calculation unit 34, and based on the calculated pulse width command values Cu, Cv, and Cw of each phase, the carrier signal (in the embodiment, the sawtooth wave carrier X1 in FIG. 4) and the are compared, a PWM signal serving as a drive command signal for PWM-controlling the U-phase inverter 19U, the V-phase inverter 19V, and the W-phase inverter 19W of the inverter circuit 28 is generated and output.
  • the PWM signal generation unit 36 uses the following formula (III) to obtain upper arm start-up command values (Cuu, Cvu, Cwu) and upper arm lowering command values (Cud, Cvd, Cwd ) is calculated and output.
  • Cuu is the U-phase upper arm startup command value
  • Cud is the U-phase upper arm startup command value
  • Cvu is the V-phase upper arm startup command value
  • Cvd is the V-phase upper arm startup command value
  • Cwu is W.
  • a phase upper arm start-up command value and Cwd are a W-phase upper arm fall command value, both of which are PWM signals as described above.
  • CA in the formula (III) is the peak value of the carrier count (sawtooth wave carrier X1).
  • Gate driver 37 The gate driver 37 outputs each phase based on the PWM signals (upper arm start-up command value and upper arm fall-down command value of each phase) Cuu, Cud, Cvu, Cvd, Cwu, and Cwd output from the PWM signal generation unit 36 . to generate and output upper arm gate voltages (Vup, Vvp, Vwp) and lower arm gate voltages (Vun, Vvn, Vwn).
  • Vup and Vun are gate voltages of upper arm switching element 18A and lower arm switching element 18D of U-phase inverter 19U, respectively
  • Vvp and Vvn are upper arm switching element 18B and lower arm switching element of V-phase inverter 19V, respectively.
  • Gate voltages Vwp and Vwn of 18E are gate voltages of the upper arm switching element 18C and the lower arm switching element 18F of the W-phase inverter 19W, respectively.
  • Each of the switching elements 18A to 18F of the inverter circuit 28 is turned ON/OFF based on each gate voltage output from the gate driver 37 . That is, when the gate voltage is turned on (predetermined voltage value), the switching element is turned on, and when the gate voltage is turned off (zero), the switching element is turned off.
  • the gate driver 37 is a circuit for applying a gate voltage to the IGBT based on the PWM signal when the switching elements 18A to 18F are the aforementioned IGBTs, and is composed of photocouplers, logic ICs, transistors, and the like. be.
  • the control device 21 includes an output port 44A for U-phase upper arm switching elements, an output port 44D for U-phase lower arm switching elements, and an output port 44D for V-phase upper arm switching elements. It has an element output port 44B, a V-phase lower arm switching element output port 44E, a W-phase upper arm switching element output port 44C, and a W-phase lower arm switching element output port 44F.
  • the gate voltage Vup output by the gate driver 37 is output from the output port 44A
  • the gate voltage Vun is output from the output port 44D.
  • the gate voltage Vvp is output from the output port 44B, the gate voltage Vvn is output from the output port 44E, the gate voltage Vwp is output from the output port 44C, and the gate voltage Vwn is output from the output port 44F.
  • control device 21 of the embodiment sets the gate voltages Vup, Vvp, and Vwp output from the output ports 44A, 44B, and 44C for all the upper arm switching elements to the ON state or the OFF state to set the specified switching interval. It is configured to start. Therefore, the gates of the upper arm switching elements 18A, 18B, 18C of each phase are connected to the output ports 44A, 44B, 44C, respectively, and the gates of the lower arm switching elements 18D, 18E, 18F are connected to the output ports 44D, 44E, 44F. respectively, the specified section of switching starts from a state in which all the upper arm switching elements 18A, 18B, 18C are ON or all the lower arm switching elements 18D, 18E, 18F are ON. become.
  • the upper arm start-up command values Cuu, Cvu, and Cwu for each phase are the lower arm start-up command values with a dead time inserted before the upper arm start-up for each phase to prevent the upper and lower arms from starting up at the same time.
  • it is a lowering command value, it is described as an upper arm raising command value together with the upper arm lowering command value (Cud, Cvd, Cwd) for easy understanding.
  • the timing of the change in the voltage actually applied to the motor 8 is determined by the direction of the current flowing through the motor 8. In the case of the direction of current flowing into the motor 8, the voltage applied to the motor 8 when switching the upper arm switching element is determined, and in the case of the direction of flow out of the motor 8, the voltage applied to the motor 8 during switching of the lower arm switching element is determined. In the case of FIG. 4, the U-phase and V-phase currents flow out of the motor 8, and the W-phase currents flow into the motor 8. In FIG. Also, in the case of FIG. 4, it can be seen that the common mode voltage Vcm of the motor 8 fluctuates in four levels.
  • the timing of the phase voltages Vu, Vv, and Vw is adjusted to realize the operation of canceling the fluctuation of the common mode voltage Vcm.
  • the timings of the values Cuu, Cvu, Cwu and the upper arm lowering command values Cud, Cvd, Cwd are finely adjusted.
  • the sawtooth wave carrier X1 is used in the embodiment, even if the carrier waveform shape is different, it can be realized by using a controller capable of rising and falling at any timing during one carrier cycle. is.
  • the Cud and Cuu obtained from the PWM signal generator 36 are used as gates.
  • Cud is output to the register for storing Cud of the gate driver 37
  • Cud is output to the register for storing Cud of the gate driver 37 .
  • the voltage at the connection point between the upper arm switching element 18C and the lower arm switching element 18F of the W-phase half-bridge circuit 19W is applied (output) to the W-phase armature coil 43 of the motor 8 as the W-phase voltage Vw (phase voltage). be done.
  • Modulation factor command value khset and voltage phase ⁇ m are defined as in the following formula (IV). That is, the phase voltage command calculator 33 sets the modulation factor command value kHset and the voltage phase ⁇ m based on the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * .
  • the command values of the modulation rate command value khset and the voltage phase ⁇ m are generated based on the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * . Even with this method, the command values of the command voltage peak value and the voltage phase ⁇ m are generated, so it can be applied to other than vector control.
  • the U-phase voltage command value Vu * is approximately +Vdc/3.
  • PWM is a method of determining the output voltage based on the rate at which the phase voltage rises (turns ON) in a specified section (one carrier cycle). If it is always rising (ON) within the specified section, the output voltage will be +Vdc/2. If it is always falling (OFF) within the specified section, the output voltage will be -Vdc/2. That is, the maximum output voltage that can be output is -Vdc/2 to +Vdc/2.
  • the modulation rate is the peak value of the phase voltage. This means that when the modulation factor command value kHset is 1, the peak value of the phase voltage of each phase of UVW is -Vdc/2 to +Vdc/2, which is the maximum output voltage that can be output by PWM.
  • the lower side shows the U-phase pulse width command value Cu, the V-phase pulse width command value Cv, and the W-phase pulse width command value Cw output by the pulse width command calculation unit 34 based thereon.
  • the horizontal axis of each figure indicates the phase of the electrical angle
  • the phase described in this application indicates the phase of the electrical angle unless otherwise specified.
  • the electrical angle phase becomes one rotation at 360 degrees, which is called one cycle of the electrical angle.
  • FIG. 6 shows the U-phase voltage Vu, V-phase voltage Vv, W-phase voltage Vw and the common mode voltage Vcm of the motor 8 in that case over 360 degrees
  • FIG. FIG. 8 shows the relationship among arm start-up command values Cuu, Cvu, Cwu, upper arm start-down command values Cud, Cvd, Cwd, sawtooth wave carrier X1, phase voltages Vu, Vv, Vw, and common mode voltage Vcm.
  • the integration result of the line voltage V uv between the U phase and the V phase is obtained by the following formula (V).
  • V the integration constant C uv is used to perform definite integration from an arbitrary phase.
  • the U-phase voltage Vu is -Vdc/2 and +Vdc/2 applied by PWM. normalized.
  • the line voltage integral value VH uv normalized by the input voltage can be expressed as the following formula (VI).
  • FIGS. indicate the case.
  • the region of kHset>1 becomes the overmodulation region.
  • FIG. 10 shows the U-phase voltage Vu, the V-phase voltage Vv, the W-phase voltage Vw and the common mode voltage Vcm of the motor 8 in that case
  • FIG. 11 shows the normalized line voltage Vn u in that case. ⁇ v , Vn vw and Vn wu
  • FIG. 12 is a diagram showing the relationship between the modulation rate command value khset and the output modulation rate khout in the case of three-phase modulation. If the phase voltage command value is too large, the maximum output pulse width is -1 and +1, so the pulse width command value is limited. In the case of three-phase modulation, when the modulation factor exceeds 1, a pulse width limitation occurs.
  • the PWM shown in FIG. The upper arm switching element 18A remains ON. Since the W-phase pulse width command value Cw is 0 from about 20 degrees to 110 degrees, the minimum pulse width is output, and the W-phase lower arm switching element 18F is kept ON.
  • FIG. 12 shows the relationship between the modulation rate command value khset and the output modulation rate khout.
  • the output modulation factor kHout is the amplitude value of the primary component of the normalized electrical angle rotation speed of the line voltage.
  • the modulation rate command value kHset is 1 or less, the normalized line voltage is a sine wave.
  • the command value kHset exceeds 1 the normalized line voltage becomes a sine wave, and the output modulation factor kHout cannot be obtained by simply taking the amplitude value. need to get
  • the modulation factor khout is not output in accordance with the modulation factor command value khset, so that a contradiction occurs in the control and the controllability deteriorates. Therefore, in the normal three-phase modulation method, when overmodulation is performed, the modulation rate setting value khset that provides the actual desired output modulation rate khout is obtained using the relationship shown in FIG. By multiplying the command value Vd * by the q-axis voltage command value Vq * , overmodulation control is performed to suppress the error between the phase voltage command value during overmodulation and the magnitude of the voltage that is actually output.
  • FIG. 7-1-1 When the modulation factor command value kHset is not overmodulated with 0.5
  • FIG. 14 and 15 are diagrams showing the phase voltage and the like in one carrier cycle in this case
  • FIG. 16 is a diagram showing the phase voltage and common mode voltage in this case at 360 degrees.
  • FIG. 17 is a diagram showing the line voltage in this case.
  • the U-phase upper and lower arm switching elements 18A and 18D are connected in reverse to the output ports 44D and 44A of the control device 21, so in the embodiment of FIG. 14, the U-phase upper arm switching element 18A is turned ON.
  • the specified section of switching starts from the state in which the lower arm switching elements 18E and 18F of the V phase and the W phase are turned on (on the contrary, the lower arm switching element 18D of the U phase is turned on, and the V phase and the W phase are turned on).
  • a prescribed section of switching may be started from the state in which the upper arm switching elements 18B and 18C of the phase are turned ON).
  • the U-phase upper arm lowering command value Cud and the V-phase upper arm raising command value Cvu are matched and set to C1b
  • the V-phase upper arm lowering command value Cvd and the W-phase upper arm raising command value The command value Cwu is matched and set to C2b
  • the W-phase upper arm start-up command value Cwd and U-phase upper arm start-up command value Cuu are matched and set to C3b.
  • C min-b is the minimum pulse width that can be output.
  • C 1 , C 2 , and C 3 shown in FIG. 13 are obtained by normalizing C 1b , C 2b , and C 3b to 0 to 1 according to the following formula (X).
  • C min ⁇ C 1 ⁇ C 2 ⁇ C 3 ⁇ 1-C min .
  • C min indicates the normalized minimum pulse width that can be output, and C 1 , C 2 , and C 3 must be given in consideration of this minimum pulse width C min .
  • C min 0, C 1 , C 2 , and C 3 can maintain the above relationship when the modulation factor is 2/3 or less.
  • the fall timing of the U-phase voltage Vu is synchronized with the rise timing of the V-phase voltage Vv
  • the fall timing of the V-phase voltage Vv is synchronized with the rise timing of the W-phase voltage Vw
  • the W-phase voltage Vw is synchronized with the fall timing of the V-phase voltage Vv.
  • the sum Cu+Cv+Cw of the three times when one phase is ON is one. If the start of switching in the specified section is opposite to that of this embodiment, the PWM is operated so that one of the UVW phases is turned off. That is, the sum Cu+Cv+Cw of the three times when one phase is OFF is one.
  • FIG. 19 is a diagram showing the phase voltage and the like for one carrier period in this case
  • FIGS. 22 is a diagram showing the line voltage in this case.
  • the phase region near 300 degrees is M1
  • the phase region near 60 degrees is M2
  • the phase region near 180 degrees is M3.
  • the width (phase angle) of the phase region M1 is W1
  • the width of the phase region M2 is W2
  • the width of the phase region M3 is W3.
  • overmodulation is whether or not the line voltage (line voltage integral value) can be output as a sine wave. It can be said that it is overmodulation. Therefore, in the case of performing a complete suppression type cancel control, if the modulation rate is 2 ⁇ 3 or more, the line voltage is no longer a sine wave, resulting in overmodulation. It should be noted that the correction based on this overmodulation limit can be expressed by performing calculations by correcting Vu * , Vv * , and Vw * with different values for three phases using Cmu, Cmv, and Cmw in Equation (II). .
  • m 2 C 2 -C 3 in the phase domain M2
  • m 3 C 1 -C min in the phase domain M3.
  • C 1 after correction is C 1 ′ and C 2 after correction is C 2 ′
  • C 2 ' C 2 ⁇ m 2 in the phase region M2
  • C 1 ' C 1 ⁇ m 3 in the phase region M3. area of the part) will be resolved.
  • the pulse width of the U-phase voltage Vu is narrowed in the phase region M1
  • the pulse width of the V-phase voltage Vv is unchanged at 0
  • the pulse width of the W-phase voltage Vw is also narrowed.
  • the integrated value of the pulse widths of the V-phase voltage Vv and the W-phase voltage Vw in one cycle of the electrical angle becomes small, and the relationship between Vu, Vv, and Vw is broken. The same can be said for the other phase regions M2 and M3.
  • FIG. 22 shows the normalized line-to -line voltages Vn uv , Vn vw , and Vn wu in that case calculated from 0 degrees to 360 degrees and connecting them twice.
  • the line voltage (line voltage integral value) changes suddenly at 360 degrees. That is, the line voltage (line voltage integral value) is unbalanced.
  • the target pulse widths of the phase voltages Vu, Vv, and Vw cannot be produced, and the motor 8 cannot be driven as intended.
  • the values of excess amounts m 1 , m 2 , and m 3 that require correction are the same with a phase difference of 120 degrees. Therefore, by correcting C 1 , C 2 , and C 3 in the phase regions M1, M2, and M3 using the correction values shown in the respective frames in FIG. 23, C 1 , C 2 , The correction values for C3 sum to plus or minus 0 , and the line voltages of the UVW phases are balanced. That is, no three-phase imbalance occurs.
  • the correction value for C 1 in the phase region M1 is ⁇ 1/2m 1
  • the correction value for C2 is 1 /2m 1
  • the correction value for C3 is zero.
  • the correction value of C 1 is ⁇ 1/2m 2
  • the correction value of C 2 is ⁇ m 2
  • the correction value of C 3 is 0.
  • the correction value of C1 is +m3
  • the correction value of C2 is + 1 / 2m3
  • the correction value of C3 0.
  • FIG. 23 shows C 1 , C 2 and C 3 as a result of this correction.
  • phase voltage output by PWM during one carrier period ie, the ON time of PWM during one carrier period, is obtained by the following formula (XII).
  • Cu 1- (C3 - C1)
  • Cv C2 - C1
  • Cw C 3 -C 2 (XII)
  • the correction values in the phase regions M1, M2, and M3 are given by the following formulas (XIII), (XIV), and (XV).
  • Cu', Cv', and Cw' are Cu, Cv, and Cw after correction.
  • Cv′ (C 2 +1/2m) ⁇ (C 1 ⁇ 1/2m)
  • Cw' C3-( C2 + 1 /2m)
  • Cu' Cu-1/2m
  • Cv′ Cv+m
  • Cw′ Cw ⁇ 1/2m (XIII)
  • the correction value (corresponding to Cmu in the formula (II)) is +m only in the phase region M3, and the correction value Cmu is ⁇ 1/2m in the phase regions M1 and M2. . Therefore, the correction value Cmu becomes 0 when one cycle of the electrical angle is added. Further, regarding the corrected value of the V-phase pulse width command value Cv′ after correction (corresponding to Cmv in formula (II)) and the corrected value of the W-phase pulse width command value Cw′ after correction (corresponding to Cmw in formula (II)) , the same correction is performed with a shift of 120 degrees.
  • the correction values Cmu, Cmv, and Cmw of each phase are different values for at least two of the three phases in the same phase, and become equal values after being shifted by 120 degrees.
  • m 2 C 2 -C 3 is calculated, and when the value of m 2 is positive, C 2 >C 3 and therefore correction is performed.
  • the correction method uses m 2 obtained above and adds the values shown in FIG. 23 to C 1 and C 2 respectively.
  • C2 is corrected, and accordingly, C1, which is not related to the determination of the phase region M2, is also corrected. It is a feature of the present invention that correction is also performed on irrelevant C1 in this phase region M2.
  • FIG. 29 shows the relationship between the modulation factor command value khset and the output modulation factor khout in the correction control A.
  • kHset kHout in the region of kHset ⁇ 2/3, but kHout is up to about 1.05 even if kHset is increased to 2.4.
  • the areas M1, M2 , and M3 of the phase regions M1 , M2, and M3 are equal, and the values of the instantaneous excess amounts m1, m2 , and m3 are shifted by 120 degrees. The assumption was that they would be equal.
  • the correction control A has a problem with the output of the U-phase voltage Vu in the phase region M3.
  • the area M1 of the phase region M3 equal to the areas M2 and M3 of the phase regions M2 and M3 , one of the following methods must be adopted.
  • the U-phase voltage Vu in FIG. 27 is assumed to be capable of outputting a very small pulse width that can be ignored as substantially zero in the phase region M3.
  • a semiconductor must be used.
  • the other is PWM output using a special carrier signal that can synchronize the V-phase voltage Vv and the W-phase voltage Vw without outputting the PWM pulse of the U-phase voltage Vu in the phase region M3. or a control device capable of ON/OFF-controlling the outputs of the phase voltages Vu, Vv, and Vw at arbitrary timing without using a carrier signal.
  • PWM output since the output of the U-phase voltage Vu can be made zero in the phase region M3, PWM output that maintains three-phase balance while suppressing fluctuations in the common mode voltage is possible more easily.
  • FIGS. 31 and 32 are diagram showing the phase voltages Vu, Vv, Vw and the common mode voltage Vcm in 360 degrees in this case. As shown in FIGS. 31 and 32, it is possible to suppress the fluctuation of the common mode voltage Vcm while eliminating the imbalance. cannot be used, and as a result the maximum modulation rate is lowered, the control does not satisfy the purpose of obtaining a high modulation rate.
  • FIG. 7-4) Correction control B (Embodiment 2) Another correction control B (embodiment 2) capable of solving such problems will be described with reference to FIGS. 33 to 35.
  • FIG. 1 the PWM signal generation unit 36 (correction control unit) turns off the U-phase upper arm switching element 18A and turns on the lower arm switching element 18D in the phase region M3. is maintained, the switching of the elements 18A and 18D is stopped, and the U-phase voltage Vu is kept OFF. As a result, as shown in FIG.
  • the normalized line voltages Vn uv , Vn vw , Vn wu are balanced .
  • the same correction as in the correction control A (Example 1) is performed.
  • the phase region M3 is wider than the other phase regions M1 and M2 as shown in FIG.
  • the correction values in one cycle of the electrical angle are set to 0 for all three phases, and the correction amount when shifted by 120 degrees is It is necessary to comply with the requirement that both
  • the widths W1, W2 and W3 of the phase regions M1, M2 and M3 should be equal. Therefore, in the region M3'' having the same width as the other phase regions M1 and M2 in the phase region M3, the correction of the correction control A (Example 1) is performed in the other two phase regions, similarly to the phase regions M1 and M2. (V phase, W phase). On the other hand, in a region other than the region M3′′ in the phase region M3, that is, in a range wider than the widths of the other phase regions M1 and M2, the correction control A (Embodiment 1) is applied to the V phase and the W phase.
  • C 1 and C 2 are not corrected in the region other than the region M3'' in the phase region M3, and the operation is similar to normal two-phase modulation (switching is stopped in the U phase, and the V phase and the W phase are switched). switching).
  • the three phases can be corrected in a balanced manner with the same widths of the phase regions M1, M2, and M3''.
  • a specific formula (XVI) is as follows.
  • U-phase pulse width command value Cu 1-(C 3 -C 1 )
  • V-phase pulse width command value Cv (C 2 -C 1 )
  • W-phase pulse width command value Cw (C 3 -C 2 ) (XVI)
  • the U-phase does not output a PWM pulse in the phase region M3, and the V-phase voltage
  • the second embodiment also includes a case where Vv and the W-phase voltage Vw can be synchronized and driven.
  • Partial cancellation control (third embodiment) capable of solving such a problem will be described with reference to FIGS. 37 and 38.
  • the PWM signal generator 36 does not perform the above-described correction control (embodiment 1 and embodiment 2), but instead performs partial cancellation control described below.
  • this partial cancellation control priority is given to outputting the pulse width as instructed rather than suppressing fluctuations in the common mode voltage Vcm, and switching is actively stopped in the phase regions M1, M2, and M3.
  • phase regions are M1, M2, and M3. Judgment conditions in that case are given by the pulse width command values Cu, Cv, and Cw of the U-phase, V-phase, and W-phase obtained by the formula (XVI), Cu, Cv, and Cw are all greater than the minimum pulse width Cmin. If any one of the above conditions is not met, it can be said that the state is in one of the phase regions M1, M2, and M3, and the target pulse width of the phase voltage cannot be obtained. .
  • the V-phase pulse width command value Cv When the V-phase pulse width command value Cv is minimized and the desired pulse width cannot be obtained, it is in the phase region M1, and the W-phase pulse width command value Cw is minimized and the desired pulse width cannot be obtained. It can be said that it is in the phase region M2 when it is in the state, and it is in the phase region M3 when it is in a state where the U-phase pulse width command value Cu is minimized and the target pulse width cannot be produced.
  • phase region M1 switching of the respective elements 18B and 18E is performed while maintaining the state in which the upper arm switching element 18B of the V phase (the phase in which the target pulse width cannot be produced) is OFF and the lower arm switching element 18E is ON. is stopped, the V-phase voltage Vv is kept OFF, and the U-phase and W-phase upper and lower arm switching elements 18A, 18D, 18C, and 18F are switched, switching the U-phase voltage Vu and the W-phase voltage Vw as two-phase modulation. Synchronize the timing of one of
  • the switching of the elements 18C and 18F is stopped while maintaining the state in which the upper arm switching element 18C of the W phase (the phase in which the target pulse width cannot be produced) is OFF and the lower arm switching element 18F is ON. Then, the W-phase voltage Vw remains OFF, and the U-phase and V-phase upper and lower arm switching elements 18A, 18D, 18B, and 18E are switched for two-phase modulation. Synchronize the timing of one time.
  • the switching of the elements 18B and 18E is stopped while the upper arm switching element 18B of the U phase (the phase in which the target pulse width cannot be produced) is kept OFF and the lower arm switching element 18E is kept ON. Then, the U-phase voltage Vu remains OFF, and if possible, the V-phase voltage Vv and the W-phase voltage Vw are changed as two-phase modulation in which the V-phase and W-phase upper and lower arm switching elements 18B, 18E, 18C, and 18F are switched. to synchronize the timing of one of the switching. If it is not possible, use normal two-phase modulation without synchronization.
  • FIG. 37 and FIG. 38 show the result of stopping only the portion (phase) where the target pulse width cannot be obtained.
  • the common mode voltage Vcm fluctuates to some extent as shown in FIG. 37, the common mode voltage Vcm fluctuates (generates common mode noise) less frequently than when switching is stopped in the entire operating range.
  • the normalized line voltages Vn uv , Vn vw , and Vn wu are equivalent to normal three - phase modulation as shown in FIG.
  • the modulation factor command value kHset 0.8 and the partial cancellation control is performed in all the phase areas M1, M2 and M3. is also approximately 0.8.
  • correction control C (embodiment 4), which is another correction control that can solve the problems in correction control A (embodiment 1) and correction control B (embodiment 2), is shown in FIGS. will be used for explanation.
  • the PWM signal generator 36 executes correction control C (embodiment 4) described below.
  • priority is given to outputting a high modulation rate kHout rather than suppressing fluctuations in the common mode voltage Vcm. Switching of the switching elements 18A to 18F is stopped.
  • the occurrence of common mode noise is small, and the normalized line voltages Vn uv , Vn vw , and Vn wu can be increased on the negative side as shown in FIG. can be done. Therefore, the possible output modulation factor can be further increased. Specifically, it is first determined whether or not the phase regions are M1, M2, M3 by the same method as the partial cancellation control (third embodiment) described above.
  • the PWM signal generator 36 sets the U-phase and W-phase pulse width command values Cu' and Cw' to 1, and corrects the V-phase pulse command value Cv' to 0.
  • the U-phase and W-phase upper arm switching elements 18A and 18C are kept ON, and the lower arm switching elements 18D and 18F are kept OFF, thereby stopping the switching of the respective elements 18A, 18C, 18D and 18F.
  • the phase voltage Vu and the W-phase voltage Vw ON keeping the V-phase upper arm switching element 18B OFF and the V-phase lower arm switching element 18E ON, stopping the switching of the respective elements 18B and 18E,
  • the phase voltage Vv remains OFF.
  • phase region M2 correction is performed by setting the U-phase and V-phase pulse width command values Cu' and Cv' to 1 and the W-phase pulse command value Cw' to 0.
  • the U-phase and V-phase upper arm switching elements 18A and 18B are kept ON, and the lower arm switching elements 18D and 18E are kept OFF, thereby stopping the switching of the respective elements 18A, 18B, 18D and 18E.
  • the phase voltage Vw remains OFF.
  • the V-phase and W-phase pulse width command values Cv' and Cw' are set to 1, and the U-phase pulse command value Cu' is corrected to 0.
  • the V-phase and W-phase upper arm switching elements 18B and 18C are kept ON, and the lower arm switching elements 18E and 18F are kept OFF, thereby stopping the switching of the respective elements 18B, 18C, 18E and 18F.
  • the phase voltage Vv and the V-phase voltage Vv remain ON, the upper arm switching element 18A of the U phase is kept OFF, and the lower arm switching element 18D is kept ON.
  • the phase voltage Vu remains OFF.
  • Cu', Cv', and Cw' are Cu, Cv, and Cw before correction.
  • FIG. 43 shows the relationship between the modulation rate command value khset and the output modulation rate khout in the correction control C described above. It can be seen that the output modulation rate kHout can be output with a modulation rate command value khset that is lower than in the case of FIG. 30, and small imbalance correction can be realized.
  • the PWM signal generator 36 executes correction control D (embodiment 5) described below.
  • this correction control D the phase regions M1 , A reverse voltage is applied to each of M2 and M3 with a 180 degree phase shift.
  • the U-phase voltage Vu is kept ON, the V-phase voltage Vv is kept OFF, and the W-phase voltage Vw is kept ON at 300 degrees.
  • Applying a reverse voltage to the phase shifted by 180 degrees means that the U-phase voltage Vu is kept OFF, the V-phase voltage Vv is kept ON, and the W-phase voltage Vw is kept OFF in the 120-degree phase region M1′. It means to take action.
  • the PWM signal generator 36 performs this in all of the phase regions M1, M2 (60 degrees), and M3 (180 degrees), and the phase region M2' of 240 degrees and the phase region of 360 degrees In the region M3', an operation similar to that of M1' is entered for M1.
  • phase regions M1, M2, M3 it is first determined whether or not it is the phase regions M1, M2, M3 by the same method as the partial cancellation control (embodiment 3) described above. Next, the phase regions M1, M2, and M3 are corrected in the same manner as in the above-described correction control C (Embodiment 4).
  • the PWM signal generator 36 sets the U-phase and W-phase pulse width command values Cu and Cw to 1, and corrects the V-phase pulse command value Cv to 0.
  • the U-phase and W-phase upper arm switching elements 18A and 18C are kept ON, and the lower arm switching elements 18D and 18F are kept OFF, thereby stopping the switching of the respective elements 18A, 18C, 18D and 18F.
  • the phase voltage Vu and the W-phase voltage Vw ON keeping the V-phase upper arm switching element 18B OFF and the V-phase lower arm switching element 18E ON, stopping the switching of the respective elements 18B and 18E,
  • the phase voltage Vv remains OFF.
  • phase region M2 correction is performed by setting the U-phase and V-phase pulse width command values Cu' and Cv' to 1 and the W-phase pulse command value Cw' to 0.
  • the U-phase and V-phase upper arm switching elements 18A and 18B are kept ON, and the lower arm switching elements 18D and 18E are kept OFF, thereby stopping the switching of the respective elements 18A, 18B, 18D and 18E.
  • the phase voltage Vw remains OFF.
  • the V-phase and W-phase pulse width command values Cv' and Cw' are set to 1, and the U-phase pulse command value Cu' is corrected to 0.
  • the V-phase and W-phase upper arm switching elements 18B and 18C are kept ON, and the lower arm switching elements 18E and 18F are kept OFF, thereby stopping the switching of the respective elements 18B, 18C, 18E and 18F.
  • the phase voltage Vv and the V-phase voltage Vv remain ON, the upper arm switching element 18A of the U phase is kept OFF, and the lower arm switching element 18D is kept ON.
  • the phase voltage Vu remains OFF.
  • the pulse width command value to be determined is inverted by 1-Cu, 1-Cv, and 1-Cw by the method shown in the partial cancellation control (embodiment 3) described above, and then the partial cancellation control ( Whether or not it is the phase regions M1′, M2′, M3′ is determined by the method shown in Example 3).
  • the PWM signal generator 36 sets the U-phase and W-phase pulse width command values Cu' and Cw' to 0, and corrects the V-phase pulse command value Cv' to 1.
  • the U-phase and W-phase lower arm switching elements 18D and 18F are kept ON and the upper arm switching elements 18A and 18C are kept OFF, thereby stopping the switching of the elements 18A, 18C, 18D and 18F.
  • the phase voltage Vu and the W-phase voltage Vw remain OFF, the V-phase upper-arm switching element 18B is kept ON, and the V-phase lower-arm switching element 18E is kept OFF.
  • the phase voltage Vv is kept ON.
  • phase region M2' correction is performed by setting the U-phase and V-phase pulse width command values Cu' and Cv' to 0 and the W-phase pulse command value Cw' to 1.
  • the U-phase and V-phase lower arm switching elements 18D and 18E are kept ON and the upper arm switching elements 18A and 18B are kept OFF, thereby stopping the switching of the respective elements 18A, 18B, 18D and 18E.
  • the phase voltage Vu and the V-phase voltage Vv remain OFF, the W-phase upper arm switching element 18C is kept ON, and the W-phase lower arm switching element 18F is kept OFF.
  • the phase voltage Vw is kept ON.
  • the V-phase and W-phase pulse width command values Cv' and Cw' are set to 0, and the U-phase pulse command value Cu' is corrected to 1.
  • the V-phase and W-phase lower arm switching elements 18E and 18F are kept ON and the upper arm switching elements 18B and 18C are kept OFF, thereby stopping the switching of the respective elements 18B, 18C, 18E and 18F.
  • the phase voltage Vv and the V-phase voltage Vv remain OFF, the upper arm switching element 18A of the U phase is kept ON, and the lower arm switching element 18D is kept OFF.
  • the phase voltage Vu is kept ON.
  • Cu', Cv', and Cw' are Cu, Cv, and Cw before correction.
  • FIG. 48 shows the relationship between the modulation factor command value khset in the correction control D and the output modulation factor khout. It can be seen that correction without imbalance can be realized even when the modulation rate is higher than in the case of FIG.
  • the PWM signal generation unit 36 is configured to have, for example, the above-described correction control C (embodiment 4) and correction control D (embodiment 5), and the above-described 0.8 modulation rate region The control may be switched so that the correction control C (Example 4) is executed in the region and the correction control D (Example 5) is executed in other regions.
  • the modulation factor command value khset is increased in the phases other than the phase regions M1, M2, M3, M1', M2', and M3', or the phase regions M1, M2,
  • the ratio of M3 to the phase regions M1', M2', and M3' the abrupt increase in the modulation rate kHout that can be output as described above may be suppressed.
  • the PWM signal generation unit 36 of the embodiment has all of the correction controls A to D and the partial cancellation control described above, and selects and executes any one of them according to the modulation rate and the control phase angle. can be By performing control by switching in such a manner, it is possible to effectively expand the operating range of the motor 8 while ensuring controllability.
  • the PWM signal generation unit 36 constituting the control unit 30 of the control device 21 executes cancellation control, correction control, and partial cancellation control. may be executed. Further, it may be executed by a combination of the pulse width command calculator 34 and the PWM signal generator 36 .
  • cancel control the case where the specified section of switching starts from a state in which the U-phase upper arm switching element 18A is turned ON and the V-phase and W-phase lower arm switching elements 18E and 18F are turned ON has been described. However, the specified section of switching may be started from a state in which the U-phase lower arm switching element 18D is turned on and the V-phase and W-phase upper arm switching elements 18B and 18C are turned on.
  • the present invention is applied to drive the motor of the electric compressor, but it goes without saying that the inventions of claims 1 to 12 are also effective for motors other than the electric compressor.
  • inverter device 8 motor 16 electric compressor 18A to 18F upper and lower arm switching elements 19U U-phase inverter 19V V-phase inverter 19W W-phase inverter 21 control device 28 inverter circuit 30 control section 33 phase voltage command calculation section 34 pulse width command calculation section 36 PWM Signal generator (correction controller) 37 gate driver 44A-44F output port

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Abstract

相電圧の変化を、他の相の相電圧の変化で打ち消すことでコモンモードノイズのキャンセルを可能な限り実現しながら、モータを広い運転範囲で駆動することができるインバータ装置を提供する。インバータ装置１の制御装置２１は、相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの狙いのパルス幅が出せない位相領域Ｍ３が発生する場合、当該位相領域Ｍ３と、この位相領域Ｍ３に対して１２０度、及び、２４０度ずれた計三つの位相領域Ｍ１～Ｍ３において、線間電圧が平衡となるように、全ての相の指令値に対して補正を加える補正制御を実行するＰＷＭ信号生成部３６を有する。

Description

インバータ装置
　本発明は、インバータ回路により三相交流出力をモータに印加して駆動するインバータ装置に関するものである。
　従来よりモータを駆動するためのインバータ装置は、複数の上下アームスイッチング素子により三相インバータ回路を構成すると共に、ＵＶＷ各相のスイッチング素子をＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御し、正弦波に近い電圧波形の相電圧をモータに印加して駆動するものであるが、モータのコモンモード電圧（中性点電位）の変動により発生するコモンモードノイズが問題となっていた。このコモンモードノイズを抑制する方式は、これまでにも種々提案されている（例えば、特許文献１、特許文献２参照）。
　特許文献２の方式は対称の鋸波キャリアを二つ利用することを前提としたものであるため、キャリアを二つ連携して使用するマイクロコンピュータで制御する必要がある。また、近年では一定周期中の任意のタイミングで複数回ＰＷＭ（相電圧のパルス）を立ち上げ、立ち下げすることができるマイクロコンピュータも増えてきており、係るマイクロコンピュータを使用できれば、コモンモードノイズの抑制は比較的容易に実現できるものの、何れにしても部品コストが高騰してしまう。
　そこで、ＰＷＭの開始を一相のみ「Ｈ」スタート（上アームスイッチング素子がＯＮ）、他の二相は「Ｌ」スタート（下アームスイッチング素子がＯＮ。或いはその逆）とすることで、各相の上下アームスイッチング素子のスイッチングタイミングを同期させ、一相の相電圧の変化を、他相の相電圧の変化で打ち消し、コモンモード電圧の変動を抑制して、コモンモードノイズをキャンセルする方式がある。
特開平１０－２３７６０号公報 特許第５０４５１３７号公報
　しかしながら、出力される相電圧ピーク値と入力電圧振幅の比率を変調率とした場合、係る方式では出力できる変調率は２／３程度にしかならないという課題がある（実際には、出力可能な最小パルス幅を考慮する必要があるため、出力できる変調率はそれよりも小さくなる）。特許文献２のように、電圧位相に合わせて「Ｌ」スタート、「Ｈ」スタートを位相ごとに１：２、２：１と切り換えることで、出力できる変調率は（４ルート３）／９まで上げることができるが、それ以上は出力できない。
　通常の三相変調では変調率１まで利用することが可能であるが、上記の方式ではコモンモードノイズをキャンセルする制御を実行することで、出力できる変調率が低下し、その影響で出力可能なモータの最大回転数が低下してしまうと云う欠点がある。そのため、車両で使用される電動コンプレッサ等には搭載困難である。
　本発明は、係る従来の技術的課題を解決するためになされたものであり、一相の相電圧の変化を、他相の相電圧の変化で打ち消すことでコモンモードノイズのキャンセルを可能な限り実現しながら、モータを広い運転範囲で駆動することができるインバータ装置を提供するものである。
　請求項１の発明のインバータ装置は、各相の上下アームスイッチング素子の接続点における相電圧を三相交流出力としてモータに印加するインバータ回路と、このインバータ回路の各相の上下アームスイッチング素子のスイッチングを制御する制御装置を備え、この制御装置により、一相の上アームスイッチング素子がＯＮし、他の二相の下アームスイッチング素子がＯＮした状態、又は、一相の下アームスイッチング素子がＯＮし、他の二相の上アームスイッチング素子がＯＮした状態からスイッチングの規定区間を開始すると共に、相電圧の変化を、他の相の相電圧の変化で打ち消すような指令値を生成して上下アームスイッチング素子をスイッチングするキャンセル制御を実行するものであって、制御装置は、相電圧の狙いのパルス幅が出せない位相領域が発生する場合、当該位相領域と、この位相領域に対して１２０度、及び、２４０度ずれた計三つの位相領域において、線間電圧が平衡となるように、全ての相の指令値に対して、補正を加える補正制御を実行する補正制御部を有することを特徴とする。
　請求項２の発明のインバータ装置は、上記発明において補正制御部は補正制御において、電気角一周期の全領域においてスイッチングにより相電圧の変化を打ち消すキャンセル制御を実現することを目的として、一相の上下アームスイッチング素子のスイッチングは、他の二相のスイッチングによる相電圧の変化を打ち消すために停止しないことを特徴とする。
　請求項３の発明のインバータ装置は、請求項１の発明において補正制御部は補正制御により、一相の上下アームスイッチング素子のスイッチングを停止するよう指令値を補正することを特徴とする。
　請求項４の発明のインバータ装置は、上記発明において補正制御部は、一相の上下アームスイッチング素子のスイッチングを停止する位相領域の幅が、他の位相領域の幅よりも広くなる範囲では、他の二相に対する補正制御を行わないことを特徴とする。
　請求項５の発明のインバータ装置は、上記各発明において補正制御部が行う補正制御において、全ての相の一キャリア周期中の補正値は合計すると０になることを特徴とする。
　請求項６の発明のインバータ装置は、上記各発明において補正制御部が行う補正制御において、全ての相の電気角一周期中の補正値は合計すると０になることを特徴とする。
　請求項７の発明のインバータ装置は、請求項１の発明において補正制御部は補正制御により、三つの位相領域において、全ての相の上下アームスイッチング素子のスイッチングを停止するよう指令値を補正することを特徴とする。
　請求項８の発明のインバータ装置は、請求項１の発明において補正制御部は補正制御により、三つの位相領域において、全ての相の上下アームスイッチング素子のスイッチングを停止し、且つ、三つの位相領域のそれぞれに対して１８０度ずれた位相領域において、相電圧が逆となるように、上下アームスイッチング素子のスイッチングを停止するよう指令値を補正することを特徴とする。
　請求項９の発明のインバータ装置は、上記各発明において補正制御部は、三つの位相領域において、同位相において三相のうちの少なくとも二相で異なる値で、且つ、１２０度ずらして等しくなる補正値を用いて指令値を補正することを特徴とする。
　請求項１０の発明のインバータ装置は、各相の上下アームスイッチング素子の接続点における相電圧を三相交流出力としてモータに印加するインバータ回路と、このインバータ回路の各相の上下アームスイッチング素子のスイッチングを制御する制御装置を備え、この制御装置により、一相の上アームスイッチング素子がＯＮし、他の二相の下アームスイッチング素子がＯＮした状態、又は、一相の下アームスイッチング素子がＯＮし、他の二相の上アームスイッチング素子がＯＮした状態からスイッチングの規定区間を開始すると共に、相電圧の変化を、他の相の相電圧の変化で打ち消すような指令値を生成して上下アームスイッチング素子をスイッチングするキャンセル制御を実行するものであって、制御装置は、相電圧の狙いのパルス幅が出せない位相領域が発生する場合、当該位相領域と、この位相領域に対して１２０度、及び、２４０度ずれた計三つの位相領域において、狙いのパルス幅が出せなくなる相の上下アームスイッチング素子のスイッチングを停止する部分キャンセル制御を実行することを特徴とする。
　請求項１１の発明のインバータ装置は、制御装置が、請求項２、請求項３、請求項４、請求項５、請求項６、請求項７、請求項８、請求項９、及び、請求項１０に記載の補正制御、及び、部分キャンセル制御を有し、変調率、及び／又は、制御位相角に応じて、それらの何れかを選択して実行することを特徴とする。
　請求項１２の発明のインバータ装置は、上記各発明において相電圧の狙いのパルス幅とは、キャンセル制御を実現しながら線間電圧が正弦波となるパルス幅であることを特徴とする。
　請求項１３の発明のインバータ装置は、上記各発明において制御装置は、各相の上下アームスイッチング素子をそれぞれ接続するための出力ポートを有し、一相の上下アームスイッチング素子は、上アームスイッチング素子が下アームスイッチング素子用の出力ポートに、下アームスイッチング素子が上アームスイッチング素子用の出力ポートに接続されていることを特徴とする。
　請求項１４の発明のインバータ装置は、上記各発明においてモータを内蔵した電動コンプレッサに搭載されることを特徴とする。
　本発明によれば、相電圧の変化を、他の相の相電圧の変化で打ち消すことでコモンモードノイズを可能な限りキャンセルしながら、変調率が高い場合でも、不平衡が生じないようにして、モータを広い運転範囲で駆動することができるようになる。これにより、請求項１４の発明の如き電動コンプレッサを駆動する場合等に極めて好適なものとなる。
　請求項２の発明によれば、電気角一周期の全領域においてスイッチングにより一相の相電圧の変化を、他の二相の相電圧の変化で打ち消すことでコモンモードノイズをキャンセルするキャンセル制御を実現しながら、変調率が高い場合でも、不平衡が生じない指令値の補正を行って、モータを広い運転範囲で駆動することができるようになる。
　請求項３及び請求項４の発明によれば、コモンモードノイズの完全抑制はできないものの、格別な制御装置や特殊な制御方式を用いること無く、可能な限りコモンモードノイズをキャンセルしながら、狙い通りの相電圧を出力することができるようになる。
　請求項５によれば、キャンセル制御を実現しながら、指令値の補正を行うことができるようになる。また、請求項６及び請求項９の発明によれば、補正による不平衡が生じなくなる。
　請求項７乃至請求項１０の発明によれば、コモンモードノイズの完全抑制はできないものの、格別な制御装置や特殊な制御方式を用いること無く、可能な限りコモンモードノイズをキャンセルしながら、より高い変調率においても狙い通りの相電圧を出力することができるようになり、モータをより広い運転範囲で駆動することができるようになる。
　そして、請求項１１の発明の如く制御装置が、請求項２乃至請求項１０の発明の補正制御、部分キャンセル制御を有し、変調率、及び／又は、制御位相角に応じて、補正制御、部分キャンセル制御のうちの何れかを選択して実行するようにすれば、制御性を担保しながら効果的なモータの運転範囲拡大を図ることが可能となる。
　ここで、相電圧の狙いのパルス幅とは、請求項１２の発明の如くキャンセル制御を実現しながら線間電圧が正弦波となるパルス幅であり、このパルス幅が出力できれば、相電圧が不平衡とならずにモータを狙い通りに駆動することができる。
　また、各相の上下アームスイッチング素子がそれぞれ接続される制御装置の出力ポートの出力が、全ての上アームスイッチング素子がＯＮ、又は、全ての下アームスイッチング素子がＯＮした状態からスイッチングの規定区間が開始される構成である場合には、請求項１３の発明の如く前記一相の上下アームスイッチング素子のみ逆の出力ポートに接続することで簡単にキャンセル制御を実現することができるようになる。
本発明の一実施例のインバータ装置の電気回路図である。 図１のインバータ装置を備えた一実施例の電動コンプレッサの縦断側面図である。 図１のインバータ装置のモータ制御に関するブロック図である。 図１のインバータ装置のゲートドライバの動作を説明する図である。 変調率指令値ｋＨｓｅｔ＝０．５の過変調でない場合のＵＶＷ各相の相電圧指令値とパルス幅指令値を示す図である。 図５の場合の相電圧とコモンモード電圧を３６０度で示した図である。 図５の場合の一キャリア周期の相電圧等を示した図である。 図５の場合の正規化した線間電圧を示した図である。 変調率指令値ｋＨｓｅｔ＝１．４の過変調の場合のＵＶＷ各相の相電圧指令値とパルス幅指令値を示す図である。 図９の場合の相電圧とコモンモード電圧を３６０度で示した図である。 図９の場合の正規化した線間電圧を示した図である。 三相変調の場合の変調率指令値ｋＨｓｅｔと、出力される変調率ｋＨｏｕｔの関係を示す図である。 変調率指令値ｋＨｓｅｔ＝０．５の過変調でない場合におけるキャンセル制御（完全抑制）での各相のパルス幅指令値を説明する図である。 図１３の場合の一キャリア周期の相電圧等を示した図である。 図１３の場合の一キャリア周期の相電圧等を示したもう一つの図である。 図１３の場合の相電圧とコモンモード電圧を３６０度で示した図である。 図１３の場合の正規化した線間電圧を示した図である。 変調率指令値ｋＨｓｅｔ＝０．９の過変調の場合におけるキャンセル制御（完全抑制）での各相のパルス幅指令値を説明する図である。 図１８の場合の一キャリア周期の相電圧等を示した図である。 図１８の場合の相電圧とコモンモード電圧を３６０度で示した図である。 図２０において三つの位相領域の幅を示した図である。 図１８の場合の正規化した線間電圧を示した図である。 本発明の制御装置が実行する補正制御Ａ（実施例１）を説明する図である。 図２３の補正制御Ａによる補正後の各相のパルス幅指令値を説明する図である（変調率指令値ｋＨｓｅｔ＝０．９）。 図２３の補正制御Ａを説明する正規化したパルス幅指令値を示す図である。 図２５の場合のパルス幅指令値の補正値を示す図である。 図２３の場合の相電圧とコモンモード電圧を３６０度で示した図である。 図２３の場合の正規化した線間電圧を示した図である。 本発明の制御装置が実行する補正制御Ａを実行した場合の変調率指令値ｋＨｓｅｔと、出力される変調率ｋＨｏｕｔの関係を示す図である。 図２３の補正制御Ａ（実施例１）で位相領域Ｍ３において幅広いパルス幅となったときの正規化した線間電圧を示した図である。 補正制御Ａで位相領域Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３においてＰＷＭパルスを出力する場合の補正後の正規化した各相のパルス幅指令値を説明する図である。 図３１の場合の相電圧とコモンモード電圧を３６０度で示した図である。 本発明の制御装置が実行する補正制御Ｂ（実施例２）を説明する相電圧とコモンモード電圧を３６０度で示した図である（変調率指令値ｋＨｓｅｔ＝０．９）。 図３３の場合の正規化した線間電圧を示した図である。 図３３の場合の一キャリア周期の相電圧等を示した図である。 実施例１、実施例２の補正制御Ａ、Ｂで変調率指令値ｋＨｓｅｔ＝１．４の場合の正規化した線間電圧を示す図である。 本発明の制御装置が実行する部分キャンセル制御（実施例３）を説明する相電圧とコモンモード電圧を３６０度で示した図である（変調率指令値ｋＨｓｅｔ＝０．８）。 図３７の場合の正規化した線間電圧を示した図である。 本発明の制御装置が実行する補正制御Ｃ（実施例４）を説明する相電圧とコモンモード電圧を３６０度で示した図である（変調率指令値ｋＨｓｅｔ＝０．５８）。 図３９の場合の正規化した線間電圧を示した図である。 図３９の補正制御Ｃを説明する正規化したパルス幅指令値を示す図である 図４１の場合のパルス幅指令値の補正値を示す図である。 図３９の場合の変調率指令値ｋＨｓｅｔと、出力される変調率ｋＨｏｕｔの関係を示す図である。 本発明の制御装置が実行する補正制御Ｄ（実施例５）を説明する相電圧とコモンモード電圧を３６０度で示した図である（変調率指令値ｋＨｓｅｔ＝０．５８）。 図４４の場合の正規化した線間電圧を示した図である。 図４４の補正制御Ｄを説明する正規化したパルス幅指令値を示す図である 図４６の場合のパルス幅指令値の補正値を示す図である。 図４４の場合の変調率指令値ｋＨｓｅｔと、出力される変調率ｋＨｏｕｔの関係を示す図である。
　以下、本発明の実施の形態について、図面に基づいて詳細に説明する。先ず、図２を参照しながら本発明のインバータ装置１を一体に備えた実施例の電動コンプレッサ（所謂インバータ一体型電動コンプレッサ）１６について説明する。尚、実施例の電動コンプレッサ１６は、エンジン駆動自動車やハイブリッド自動車、電気自動車等の車両に搭載される車両用空気調和装置の冷媒回路の一部を構成するものである。
　（１）電動コンプレッサ１６の構成
　図２において、電動コンプレッサ１６の金属性の筒状ハウジング２内は、当該ハウジング２の軸方向に交差する仕切壁３により圧縮機構収容部４とインバータ収容部６とに区画されており、圧縮機構収容部４内に例えばスクロール型の圧縮機構７と、この圧縮機構７を駆動するモータ８が収容されている。この場合、ハウジング２は車両のシャシー（接地）に導通されている。また、モータ８はハウジング２に固定されたステータ９と、このステータ９の内側で回転するロータ１１から成るＩＰＭＳＭ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ　Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　Ｍａｇｎｅｔ　Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ　Ｍｏｔｏｒ）である。
　仕切壁３の圧縮機構収容部４側の中心部には軸受部１２が形成されており、ロータ１１の駆動軸１３の一端はこの軸受部１２に支持され、駆動軸１３の他端は圧縮機構７に連結されている。ハウジング２の圧縮機構収容部４に対応する位置の仕切壁３近傍には吸入口１４が形成されており、モータ８のロータ１１（駆動軸１３）が回転して圧縮機構７が駆動されると、この吸入口１４からハウジング２の圧縮機構収容部４内に作動流体である低温の冷媒が流入し、圧縮機構７に吸引されて圧縮される。
　そして、この圧縮機構７で圧縮され、高温・高圧となった冷媒は、図示しない吐出口よりハウジング２外の前記冷媒回路に吐出される構成とされている。また、吸入口１４から流入した低温の冷媒は、仕切壁３近傍を通ってモータ８の周囲を通過し、圧縮機構７に吸引されることから、仕切壁３も冷却されることになる。
　そして、この仕切壁３で圧縮機構収容部４と区画されたインバータ収容部６内には、モータ８を駆動制御する本発明のインバータ装置１が収容される。この場合、インバータ装置１は、仕切壁３を貫通する密封端子やリード線を介してモータ８に給電する構成とされている。
　（２）インバータ装置１の構造（スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆの配置）
　実施例の場合、インバータ装置１は、基板１７と、この基板１７の一面側に配線された上アームスイッチング素子１８Ａ、１８Ｂ、１８Ｃと、下アームスイッチング素子１８Ｄ、１８Ｅ、１８Ｆの計６個のスイッチング素子と、基板１７の他面側に配線された制御装置２１と、図示しないＨＶコネクタ、ＬＶコネクタ等から構成されている。各上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは、実施例ではＭＯＳ構造をゲート部に組み込んだ絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等から構成されている。
　この場合、実施例では後述する三相のインバータ回路２８のＵ相インバータ１９Ｕの上アームスイッチング素子１８Ａと下アームスイッチング素子１８Ｄ、Ｖ相インバータ１９Ｖの上アームスイッチング素子１８Ｂと下アームスイッチング素子１８Ｅ、Ｗ相インバータ１９Ｗの上アームスイッチング素子１８Ｃと下アームスイッチング素子１８Ｆは二つずつそれぞれ並んだかたちで配置されている。
　また、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆの端子部２２は、基板１７の中心側となった状態で基板１７に接続されている。そして、このように組み立てられたインバータ装置１は、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆがある一面側が仕切壁３側となった状態でインバータ収容部６内に収容されて仕切壁３に取り付けられ、カバー２３にて塞がれる。この場合、基板１７は仕切壁３から起立するボス部２４を介して仕切壁３に固定されることになる。
　このようにインバータ装置１が仕切壁３に取り付けられた状態で、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは仕切壁３に直接若しくは所定の絶縁熱伝導材を介して密着し、ハウジング２の仕切壁３と熱交換関係となる。そして、前述した如く仕切壁３は圧縮機構収容部４内に吸入される冷媒によって冷やされているので、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは仕切壁３を介して吸入冷媒と熱交換関係となり、仕切壁３の厚みを介して圧縮機構収容部４内に吸入された冷媒によって冷却され、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆ自体は仕切壁３を介して冷媒に放熱するかたちとなる。
　（３）インバータ装置１の回路構成
　次に、図１においてインバータ装置１は、前述した三相のインバータ回路２８と、制御装置２１を備えている。インバータ回路２８は、直流電源（車両のバッテリ：例えば、ＤＣ３５０Ｖ）２９の直流電圧Ｖｄｃを三相交流電圧（三相交流出力）に変換してモータ８に印加する回路である。このインバータ回路２８は、Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕ、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖ、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗを有しており、各相ハーフブリッジ回路１９Ｕ～１９Ｗは、それぞれ上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃと、下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆを個別に有している。更に、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆには、それぞれフライホイールダイオード３１が逆並列に接続されている。
　そして、インバータ回路２８の上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃの上端側は、直流電源２９及び平滑コンデンサ３２の上アーム電源ライン（正極側母線）１０に接続されている。一方、インバータ回路２８の下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆの下端側は、直流電源２９及び平滑コンデンサ３２の下アーム電源ライン（負極側母線）１５に接続されている。これにより、上アーム電源ライン１０の電圧は＋Ｖｄｃ／２、下アーム電源ライン１５の電圧は－Ｖｄｃ／２となり、上アーム電源ライン１０と下アーム電源ライン１５間の電圧は直流リンク電圧Ｖｄｃとなる。
　この場合、Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕの上アームスイッチング素子１８Ａと下アームスイッチング素子１８Ｄが直列に接続され、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖの上アームスイッチング素子１８Ｂと下アームスイッチング素子１８Ｅが直列に接続され、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗの上アームスイッチング素子１８Ｃと下アームスイッチング素子１８Ｆが直列に接続されている。
　そして、Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕの上アームスイッチング素子１８Ａと下アームスイッチング素子１８Ｄの接続点（Ｕ相電圧Ｖｕ）は、モータ８のＵ相の電機子コイル４１に接続され、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖの上アームスイッチング素子１８Ｂと下アームスイッチング素子１８Ｅの接続点（Ｖ相電圧Ｖｖ）は、モータ８のＶ相の電機子コイル４２に接続され、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗの上アームスイッチング素子１８Ｃと下アームスイッチング素子１８Ｆの接続点（Ｗ相電圧Ｖｗ）は、モータ８のＷ相の電機子コイル４３に接続されている。
　（４）インバータ装置１のモータの制御ブロック図
　次に、図３はインバータ装置１のモータ８の制御に関するブロック図を示している。インバータ装置１の制御装置２１は、プロセッサを有するマイクロコンピュータから構成されており、実施例では車両ＥＣＵから回転数指令値を入力し、モータ８からモータ電流（相電流）を入力して、これらに基づき、インバータ回路２８の各スイッチング素子１８Ａ～１８ＦのＯＮ／ＯＦＦ状態（スイッチング）を制御する。具体的には、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆのゲート端子に印加するゲート電圧を制御する。
　制御装置２１は、モータ８の電気角速度推定値ω（ハット）と電気角速度指令値ω＊との偏差に基づき、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を生成し、これらｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊から最終的にインバータ回路２８の各スイッチング素子１８Ａ～１８ＦをスイッチングするためのＰＷＭ信号を生成し、モータ８を位置センサレスベクトル制御にて駆動するものである。
　実施例の制御装置２１は、減算部４６～４８と、加算部４９と、速度制御器５１と、最大トルク電流制御器５２と、電流制御器５３と、非干渉化制御器５４と、制御部３０と、ｕｖｗ－ｄｑ変換器５６と、位相差導出器５７と、積分器５８と、位相同期回路（或いは、制御器）５９の各機能から構成されている。
　実施例のｕｖｗ－ｄｑ変換器５６には、モータ８のＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ、Ｗ相電流ｉｗ（実施例では何れも推定値ハット。若しくは、図示しないカレントトランスにより検出される）が入力される。ｕｖｗ－ｄｑ変換器５６には更に積分器５８が出力するモータ電気角θｒｅが入力され、Ｕ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ、Ｗ相電流ｉｗと、モータ電気角θｒｅからｄ軸電流推定値ｉｄ（ハット）と、ｑ軸電流推定値ｉｑ（ハット）を導出する。
　位相差導出器５７はｕｖｗ－ｄｑ変換器５６が出力するｄ軸電流推定値ｉｄ（ハット）、ｑ軸電流推定値ｉｑ（ハット）と、加算器４９からのｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊から位相差Δθを導出し、出力する。この位相差Δθは減算器４８、位相同期回路５９を経て電気角速度推定値ω（ハット）とされ、出力される。積分器５８には実施例ではこの電気角速度推定値ω（ハット）が入力され、積分器５８は電気角速度推定値ω（ハット）から電気角推定値θｒｅ（ハット）を生成して出力する。
　位相同期回路５９が出力する電気角速度推定値ω（ハット）は減算部４６に入力される。この減算部４６には更に電気角速度指令値ω＊が入力され、この減算部４６において電気角速度指令値ω＊から電気角速度推定値ω（ハット）が減算されてそれらの偏差が算出される。
　減算部４６で算出された偏差は速度制御器５１に入力される。この速度制御器５１はＰＩ演算及びｑ軸電流とトルクの関係式によりトルク指令値τ＊を算出し、出力する。最大トルク電流制御器５２はこのトルク指令値τ＊からｄ軸電流指令値ｉｄ ＊とｑ軸電流指令値ｉｑ ＊を生成し、出力する。このｄ軸電流指令値ｉｄ ＊とｑ軸電流指令値ｉｑ ＊は、非干渉化制御器５４にてｄｑ軸間の干渉が打ち消された後、加算器４９に入力される。電流制御器５３には、減算部４７で生成されたｄ軸電流指令値ｉｄ ＊、ｑ軸電流指令値ｉｑ ＊と、ｄ軸電流推定値ｉｄ（ハット）、ｑ軸電流推定値ｉｑ（ハット）の偏差が入力される。そして、加算器４９で電流制御器５３と非干渉化制御器５４の出力が加算され、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊が生成されて制御部３０に入力される。
　（５）制御装置２１の制御部３０
　次に、図１に戻って制御装置２１の制御部３０について説明する。実施例の制御部３０は、相電圧指令演算部３３と、パルス幅指令演算部３４と、ＰＷＭ信号生成部３６と、ゲートドライバ３７を有している。
　（５－１）相電圧指令演算部３３
　制御部３０の相電圧指令演算部３３は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊等に基づくベクトル制御により、モータ８の各相の電機子コイル４１～４３に印加するＵ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｖ、及び、Ｗ相電圧Ｖｗを生成するための三相変調の相電圧指令値Ｖｕ＊（以下、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＊）、Ｖｖ＊（以下、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊）、Ｖｗ＊（以下、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ＊）を演算し、出力する。この場合、相電圧指令演算部３３は、加算部４９から得られるｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊により、下記数式（Ｉ）を用いて各相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を算出する。尚、数式（Ｉ）中のθｒｅは積分器５８から入力されるモータ電気角である。これらの相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊は、モータ８の三相変調制御を行う場合における電圧指令値である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　（５－２）パルス幅指令演算部３４
　パルス幅指令演算部３４は、相電圧指令演算部３３により演算され、出力された各相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊から、下記数式（ＩＩ）を用いて、０～１で正規化された各相のパルス幅指令値Ｃｕ（以下、Ｕ相パルス幅指令値）、Ｃｖ（以下、Ｖ相パルス幅指令値）、Ｃｗ（以下、Ｗ相パルス幅指令値）を演算し、出力する。尚、数式（ＩＩ）中のｖｍｏｄは三相共通の所定の加算値、Ｃｍｕ、Ｃｍｖ、Ｃｍｗは同位相において三相のうちの少なくとも二相で異なる所定の加算値であり、これらは特に使用しない場合は各加算値ｖｍｏｄ＝０、Ｃｍｕ＝０、Ｃｍｖ＝０、Ｃｍｗ＝０となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　（５－３）ＰＷＭ信号生成部３６
　ＰＷＭ信号生成部３６は、パルス幅指令演算部３４により演算され、算出された各相のパルス幅指令値Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗに基づき、キャリア信号（実施例では図４の鋸波キャリアＸ１）との大小を比較することによって、インバータ回路２８のＵ相インバータ１９Ｕ、Ｖ相インバータ１９Ｖ、Ｗ相インバータ１９ＷをＰＷＭ制御するための駆動指令信号となるＰＷＭ信号を生成し、出力する。
　この場合、ＰＷＭ信号生成部３６は、下記数式（ＩＩＩ）を用いて、各相の上アーム立ち上げ指令値（Ｃｕｕ、Ｃｖｕ、Ｃｗｕ）、及び、上アーム立ち下げ指令値（Ｃｕｄ、Ｃｖｄ、Ｃｗｄ）を演算し、出力する。この場合、ＣｕｕはＵ相上アーム立ち上げ指令値、ＣｕｄはＵ相上アーム立ち下げ指令値、ＣｖｕはＶ相上アーム立ち上げ指令値、ＣｖｄはＶ相上アーム立ち下げ指令値、ＣｗｕはＷ相上アーム立ち上げ指令値、ＣｗｄはＷ相上アーム立ち下げ指令値であり、何れも上述したＰＷＭ信号である。尚、数式（ＩＩＩ）中のＣＡはキャリアカウント（鋸波キャリアＸ１）のピーク値である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　（５－４）ゲートドライバ３７
　ゲートドライバ３７は、ＰＷＭ信号生成部３６から出力されるＰＷＭ信号（各相の上アーム立ち上げ指令値及び上アーム立ち下げ指令値）Ｃｕｕ、Ｃｕｄ、Ｃｖｕ、Ｃｖｄ、Ｃｗｕ、Ｃｗｄに基づき、各相の上アームゲート電圧（Ｖｕｐ、Ｖｖｐ、Ｖｗｐ）、及び、下アームゲート電圧（Ｖｕｎ、Ｖｖｎ、Ｖｗｎ）を生成し、出力する。この場合、Ｖｕｐ及びＶｕｎは、それぞれＵ相インバータ１９Ｕの上アームスイッチング素子１８Ａ及び下アームスイッチング素子１８Ｄのゲート電圧、Ｖｖｐ及びＶｖｎは、それぞれＶ相インバータ１９Ｖの上アームスイッチング素子１８Ｂ及び下アームスイッチング素子１８Ｅのゲート電圧、Ｖｗｐ及びＶｗｎは、それぞれＷ相インバータ１９Ｗの上アームスイッチング素子１８Ｃ及び下アームスイッチング素子１８Ｆのゲート電圧である。
　そして、インバータ回路２８の各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは、ゲートドライバ３７から出力される各ゲート電圧に基づき、ＯＮ／ＯＦＦ駆動される。即ち、ゲート電圧がＯＮ状態（所定の電圧値）となるとスイッチング素子がＯＮ動作し、ゲート電圧がＯＦＦ状態（零）となるとスイッチング素子がＯＦＦ動作する。このゲートドライバ３７は、スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆが前述したＩＧＢＴである場合には、ＰＷＭ信号に基づいてゲート電圧をＩＧＢＴに印加するための回路であり、フォトカプラやロジックＩＣ、トランジスタ等から構成される。
　（５－５）制御装置２１の出力ポート
　ここで、制御装置２１はＵ相の上アームスイッチング素子用の出力ポート４４Ａ、Ｕ相の下アームスイッチング素子用の出力ポート４４Ｄ、Ｖ相の上アームスイッチング素子用の出力ポート４４Ｂ、Ｖ相の下アームスイッチング素子用の出力ポート４４Ｅ、Ｗ相の上アームスイッチング素子用の出力ポート４４Ｃ、Ｗ相の下アームスイッチング素子用の出力ポート４４Ｆを有しており、ゲートドライバ３７が出力するゲート電圧Ｖｕｐは出力ポート４４Ａから出力され、ゲート電圧Ｖｕｎは出力ポート４４Ｄから出力される。また、ゲート電圧Ｖｖｐは出力ポート４４Ｂから出力され、ゲート電圧Ｖｖｎは出力ポート４４Ｅから出力され、ゲート電圧Ｖｗｐは出力ポート４４Ｃから出力され、ゲート電圧Ｖｗｎは出力ポート４４Ｆから出力される。
　また、実施例の制御装置２１は、全ての上アームスイッチング素子用の出力ポート４４Ａ、４４Ｂ、４４Ｃから出力されるゲート電圧Ｖｕｐ、Ｖｖｐ、ＶｗｐをＯＮ状態、又は、ＯＦＦ状態としてスイッチングの規定区間を開始する構成とされている。従って、各相の上アームスイッチング素子１８Ａ、１８Ｂ、１８Ｃの各ゲートが出力ポート４４Ａ、４４Ｂ、４４Ｃにそれぞれ接続され、下アームスイッチング素子１８Ｄ、１８Ｅ、１８Ｆの各ゲートが出力ポート４４Ｄ、４４Ｅ、４４Ｆにそれぞれ接続された場合には、全ての上アームスイッチング素子１８Ａ、１８Ｂ、１８ＣがＯＮ、又は、全ての下アームスイッチング素子１８Ｄ、１８Ｅ、１８ＦがＯＮした状態からスイッチングの規定区間が開始されることになる。
　その場合の一キャリア周期における各相の上アーム立ち上げ指令値Ｃｕｕ、Ｃｖｕ、Ｃｗｕ、上アーム立ち下げ指令値Ｃｕｄ、Ｃｖｄ、Ｃｗｄ、鋸波キャリアＸ１、ゲート電圧Ｖｕｐ、Ｖｕｎ、Ｖｖｐ、Ｖｖｎ、Ｖｗｐ、Ｖｗｎ、各相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ、及び、モータ８のコモンモード電圧Ｖｃｍの関係を図４に示す。図４に示すようにＵ相上アーム立ち上げ指令値Ｃｕｕ、上アーム立ち下げ指令値Ｃｕｄが決まれば、Ｕ相の上アームスイッチング素子１８Ａのゲート電圧Ｖｕｐ、下アームスイッチング素子１８Ｄのゲート電圧Ｖｕｎの動作タイミングが決まる。Ｖ相、Ｗ相についても同様である。尚、各相の上アーム立ち上げ指令値Ｃｕｕ、Ｃｖｕ、Ｃｗｕは、厳密には各相の上アーム立ち上げの前に上下アームの同時立ち上げ状態を防ぐためのデッドタイムを入れた下アーム立ち下げ指令値であるが、上アーム立ち下げ指令値（Ｃｕｄ、Ｃｖｄ、Ｃｗｄ）と合わせて分かりやすいように、上アーム立ち上げ指令値として記載している。
　また、実際にモータ８に印加される電圧の変化タイミングは、モータ８に流れる電流の向きによって決まり、モータ８に流れ込む方向の場合には、上アームスイッチング素子のスイッチング時にモータ８に印加される電圧が決まり、モータ８から流れ出る方向の場合には、下アームスイッチング素子のスイッチング時にモータ８に印加される電圧が決まる。図４の場合、Ｕ相とＶ相はモータ８から流れ出る方向、Ｗ相はモータ８に流れ込む方向に電流が流れている場合を示している。また、図４の場合、モータ８のコモンモード電圧Ｖｃｍは４レベルで変動していることが分かる。
　後述するキャンセル制御では、相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗのタイミングを調整することでコモンモード電圧Ｖｃｍの変動をキャンセルする動作を実現するものであるが、そのために、電流の向きにより上アーム立ち上げ指令値Ｃｕｕ、Ｃｖｕ、Ｃｗｕ、上アーム立ち下げ指令値Ｃｕｄ、Ｃｖｄ、Ｃｗｄのタイミングを微調整する。
　尚、実施例では鋸波キャリアＸ１を使用しているが、キャリア波形形状が異なる場合でも、一キャリア周期中の任意のタイミングで立ち上げ、立ち下げが可能なコントローラを用いた場合には実現可能である。
　（５－６）本発明の実施例における出力ポートとゲートの接続
　通常の使用方法では各上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆのゲートは上述のように各出力ポート４４Ａ～４４Ｆに接続するものであるが、本発明の実施例では図１に示す如く、Ｕ相の上アームスイッチング素子１８Ａのゲートを制御装置２１の出力ポート４４Ｄに接続し、下アームスイッチング素子１８Ｄのゲートを出力ポート４４Ａに接続している。Ｖ相とＷ相は変えていない。即ち、Ｕ相の上下アームスイッチング素子１８Ａ、１８Ｄのみ逆の出力ポート４４Ｄ、４４Ａに接続している。また、上記のようにＵ相の上下アームスイッチング素子１８Ａ、１８Ｄのゲートを制御装置２１の出力ポート４４Ｄ、４４Ａに逆に接続しているため、ＰＷＭ信号生成部３６いて得たＣｕｄとＣｕｕをゲートドライバ３７に渡す際には、Ｃｕｄをゲートドライバ３７のＣｕｕを格納するためのレジスタに出力し、Ｃｕｕはゲートドライバ３７のＣｕｄを格納するためのレジスタに出力する。
　（５－７）相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ
　そして、Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕの上アームスイッチング素子１８Ａと下アームスイッチング素子１８Ｄの接続点の電圧がＵ相電圧Ｖｕ（相電圧）としてモータ８のＵ相の電機子コイル４１に印加（出力）され、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖの上アームスイッチング素子１８Ｂと下アームスイッチング素子１８Ｅの接続点の電圧がＶ相電圧Ｖｖ（相電圧）としてモータ８のＶ相の電機子コイル４２に印加（出力）され、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗの上アームスイッチング素子１８Ｃと下アームスイッチング素子１８Ｆの接続点の電圧がＷ相電圧Ｖｗ（相電圧）としてモータ８のＷ相の電機子コイル４３に印加（出力）される。
　（５－８）変調率指令値ｋＨｓｅｔと電圧位相θｍ
　ここで、前記の通り変調率を、出力される相電圧ピーク値と入力電圧振幅の比率としているため、変調率指令値ｋＨｓｅｔと、電圧位相θｍを下記数式（ＩＶ）のように定義する。即ち、変調率指令値ｋＨｓｅｔと電圧位相θｍは相電圧指令演算部３３がｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊に基づいて相電圧指令演算部３３が設定することになる。また、ここではベクトル制御を実施例としたため、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊に基づいて変調率指令値ｋＨｓｅｔと電圧位相θｍの指令値を生成したが、如何なるモータ制御方法であっても、指令電圧ピーク値と電圧位相θｍの指令値は生成することになるため、ベクトル制御以外にも適用が可能である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　図４のＵ相電圧Ｖｕに着目すると、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＊は＋Ｖｄｃ／３程度である。一キャリア周期中に＋Ｖｄｃ／３を出力するためには、図４のように、相電圧Ｖｕが立ち上がっている時間（ＯＮパルス時間）を長時間保持する必要がある。このように、規定区間（一キャリア周期中）に相電圧が立ち上がっている（ＯＮしている）割合によって出力電圧を定める方法がＰＷＭである。規定区間内で常に立ち上がっている（ＯＮ）場合には、出力電圧は＋Ｖｄｃ／２になる。規定区間内で常に立ち下がっている（ＯＦＦ）場合には、出力電圧は－Ｖｄｃ／２になる。即ち、出力できる最大出力電圧は、－Ｖｄｃ／２～＋Ｖｄｃ／２になる。
　前述した如く本願では変調率を相電圧のピーク値としている。その意味は、変調率指令値ｋＨｓｅｔが１の場合、ＵＶＷ各相の相電圧のピーク値がＰＷＭで出力できる最大出力電圧である－Ｖｄｃ／２～＋Ｖｄｃ／２になるということである。
　（６）相電圧指令演算部３３とパルス幅変調部３４の動作
　次に、図５～図１２を参照しながら実施例の相電圧指令演算部３３とパルス幅変調部３４の動作について説明する。
　（６－１）変調率指令値ｋＨｓｅｔ＝０．５の過変調でない場合
　図５～図８は相電圧指令演算部３３が設定する変調率指令値ｋＨｓｅｔが０．５で過変調ではない場合を示している。図５の上側は相電圧指令演算部３３が出力する変調率指令値ｋＨｓｅｔ＝０．５のときのＵ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ＊を３６０度で示し、下側はそれに基づいてパルス幅指令演算部３４が出力するＵ相パルス幅指令値Ｃｕ、Ｖ相パルス幅指令値Ｃｖ、Ｗ相パルス幅指令値Ｃｗを示している。
　ここで、各図の横軸は電気角の位相を示しており、本願に記載の位相は、特筆しない限り電気角の位相を示す。また、電気角位相は３６０度で一回転となり、これを電気角一周期と称する。
　また、図６はその場合のＵ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｖ、Ｗ相電圧Ｖｗとモータ８のコモンモード電圧Ｖｃｍを３６０度で示し、図７はその場合の一キャリア周期における各相の上アーム立ち上げ指令値Ｃｕｕ、Ｃｖｕ、Ｃｗｕ、上アーム立ち下げ指令値Ｃｕｄ、Ｃｖｄ、Ｃｗｄ、鋸波キャリアＸ１、各相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ、及び、コモンモード電圧Ｖｃｍの関係を示し、図８はその場合の線間電圧を積算し、正規化したものを（ルート３）で割った値Ｖｎｕ－ｖ、Ｖｎｖ－ｗ、Ｖｎｗ－ｕを示した図である。
　ここで、数式（ＩＩ）において所定の値ＶｍｏｄとしてＵＶＷ各相に対して同じ値を加算する線間変調や、数式（ＩＩ）において所定の値Ｃｍｕ、Ｃｍｖ、Ｖｍｗにて同位相において三相のうちの少なくとも二相で異なる値を加算する過変調を考慮した場合、相印加電圧指令値と、ＰＷＭにより実際に出力される相印加電圧には差異が現れる。そのため、実際にモータ８に出力される相電圧は、単に相印加電圧を考慮するだけでは前記の差異を正しく考慮することができない。そのため、出力される相電圧ピーク値を求める場合には、三相印加電圧によるモータ中性点電圧からの相印加電圧を用いるか、線間電圧を用いる必要がある。ここでは、線間電圧を利用する。また、ＰＷＭにより出力される線間電圧の実効値を正しく求めるために、積分を用いて評価する。そのため、ここでは、例えば、Ｕ相－Ｖ相間の線間電圧Ｖｕ－ｖの積分結果は、下記数式（Ｖ）により得られる。尚、任意の位相からの定積分を行うため、積分定数Ｃｕ－ｖを用いている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　実際にはＵ相電圧Ｖｕは、－Ｖｄｃ／２、＋Ｖｄｃ／２をＰＷＭにより印加することになるが、図６に示す電気角一周期分のＰＷＭ波形図では、相電圧は－１、＋１で正規化している。このことから、入力電圧で正規化した線間電圧積分値ＶＨｕ－ｖは下記数式（ＶＩ）のように表現できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　数式（ＶＩ）では線間電圧積分値を求めているが、先述の通り変調率は、出力される相電圧ピーク値と入力電圧振幅の比率で与えているため、線間電圧値から相電圧値に変換するために、振幅を（ルート３）で除算することになる。この（ルート３）で除算した結果得られる、相出力電圧振幅値に正規化した線間電圧積分値（正規化した線間電圧と称する）をＶｎｕ－ｖとすると、下記数式（ＶＩＩ）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　その結果が図８になる。この図から明らかな如く、Ｖｎｕ－ｖの振幅の最大値は設定した変調率指令値ｋＨｓｅｔ＝０．５と等しくなる。Ｖ相－Ｗ相、Ｗ相－Ｕ相間の正規化した線間電圧Ｖｎｖ－ｗとＶｎｗ－ｕについても数式（ＶＩＩＩ）に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　（６－２）変調率指令値ｋＨｓｅｔ＝１．４の過変調の場合
　次に、図９～図１２は相電圧指令演算部３３が設定する変調率指令値ｋＨｓｅｔが１．４で過変調の場合を示す。ここで、三相変調方式ではｋＨｓｅｔ＞１の領域は過変調領域となる。図９の上側は相電圧指令演算部３３が出力する変調率指令値ｋＨｓｅｔ＝１．４のときのＵ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ＊を３６０度で示し、下側はそれに基づいてパルス幅指令演算部３４が出力するＵ相パルス幅指令値Ｃｕ、Ｖ相パルス幅指令値Ｃｖ、Ｗ相パルス幅指令値Ｃｗを示している。
　また、図１０はその場合のＵ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｖ、Ｗ相電圧Ｖｗとモータ８のコモンモード電圧Ｖｃｍを３６０度で示し、図１１はその場合の正規化した線間電圧Ｖｎｕ－ｖ、Ｖｎｖ－ｗ、Ｖｎｗ－ｕを示し、図１２は三相変調の場合の変調率指令値ｋＨｓｅｔと、出力される変調率ｋＨｏｕｔの関係を示した図である。相電圧指令値が大き過ぎると、出力パルス幅は－１、＋１が最大なので、パルス幅指令値は制限される。三相変調の場合、変調率１を超えるとパルス幅制限が発生するが、その例を図９、図１０中に破線で囲って示す。
　変調率指令値ｋＨｓｅｔ＝１．４で出力した場合、図１０に示すＰＷＭは０度～５０度程度までＵ相パルス幅指令値Ｃｕは１であるため、最大パルス幅が出力され、Ｕ相は上アームスイッチング素子１８ＡがＯＮを保つ。２０度～１１０度程度まではＷ相パルス幅指令値Ｃｗが０であるため、最小パルス幅が出力され、Ｗ相は下アームスイッチング素子１８ＦがＯＮを保つ。
　正規化した線間電圧Ｖｎｕ－ｖ、Ｖｎｖ－ｗ、Ｖｎｗ－ｕは、図１１のようになる。図１０から明らかな如く、スイッチングを停止している領域が広くある。これは図９中のパルス幅指令値Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗからも分かる。また、変調率指令値ｋＨｓｅｔ＝１．４を与えているが、正規化した線間電圧Ｖｎｕ－ｖ、Ｖｎｖ－ｗ、Ｖｎｗ－ｕはの振幅は、図１１のように１．２以下になっている。即ち、過変調領域になると変調率指令値ｋＨｓｅｔと正規化した線間電圧の振幅は等しくなくなる。
　ここで、変調率指令値ｋＨｓｅｔと、出力される変調率ｋＨｏｕｔとの関係を図１２に示す。図１２に示すように、変調率指令値ｋＨｓｅｔが１以下の場合には、ｋＨｓｅｔ＝ｋＨｏｕｔの関係が成立するが、変調率指令値ｋＨｓｅｔが１を超えると、その関係が成立しなくなる。この場合、出力される変調率ｋＨｏｕｔは、正規化した線間電圧の電気角回転数１次成分の振幅値となる。変調率指令値ｋＨｓｅｔが１以下の場合には、正規化した線間電圧は正弦波であったため、電気角回転数１次成分と明示しなくても振幅値を取るだけでよいが、変調率指令値ｋＨｓｅｔが１を超えると、正規化した線間電圧は正弦波から崩れたかたちになるため、振幅値をとるだけでは出力される変調率ｋＨｏｕｔを求められず、フーリエ変換して１次成分を得る必要がある。
　上記のように過変調領域では変調率指令値ｋＨｓｅｔの通りの変調率ｋＨｏｕｔが出力されないため、制御に矛盾が生じて制御性が悪化する。そのため、通常の三相変調方式では、過変調時には図１２の関係を用いて実際に出力したい変調率ｋＨｏｕｔが得られる変調率設定値ｋＨｓｅｔを求め、求めた比率（ｋＨｓｅｔ／ｋＨｏｕｔ）をｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊に乗算することで、過変調時の相電圧指令値と実際に出力される電圧の大きさの誤差を抑制する過変調制御を実施する。例えば、変調率指令値ｋＨｏｕｔ＝１．２としたい場合、ｋＨｓｅｔ＝１．８となるようにｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を修正する。これは、ベクトル制御でない場合でも、指令電圧ピーク値の大きさに（ｋＨｓｅｔ／ｋＨｏｕｔ）を乗算し、補正することで、同様の補正が可能である。
　（７）ＰＷＭ信号生成部３６（補正制御部）の動作
　次に、図１３～図４９を参照しながら実施例のＰＷＭ信号生成部３６の動作について説明する。
　（７－１）キャンセル制御
　先ず、図１３～図２２を参照して実施例のＰＷＭ信号生成部３６が実行するキャンセル制御を説明する。
　（７－１－１）変調率指令値ｋＨｓｅｔ＝０．５の過変調でない場合
　図１３は変調率指令値ｋＨｓｅｔ＝０．５の過変調でない場合におけるキャンセル制御（完全抑制型）での各相のパルス幅指令値を説明する図、図１４、図１５はこの場合の一キャリア周期の相電圧等を示した図、図１６はこの場合の相電圧とコモンモード電圧を３６０度で示した図、図１７はこの場合の線間電圧を示した図である。
　前述した如く、Ｕ相の上下アームスイッチング素子１８Ａ、１８Ｄのみ制御装置２１の出力ポート４４Ｄ、４４Ａに逆に接続しているので、図１４の実施例ではＵ相の上アームスイッチング素子１８ＡがＯＮし、Ｖ相とＷ相の下アームスイッチング素子１８Ｅ、１８ＦがＯＮした状態からスイッチングの規定区間が開始される（尚、その逆で、Ｕ相の下アームスイッチング素子１８ＤがＯＮし、Ｖ相とＷ相の上アームスイッチング素子１８Ｂ、１８ＣがＯＮした状態からスイッチングの規定区間が開始されてもよい）。そして、実施例ではＵ相上アーム立ち下げ指令値ＣｕｄとＶ相上アーム立ち上げ指令値Ｃｖｕを一致させてそれらをＣ１ｂとし、Ｖ相上アーム立ち下げ指令値ＣｖｄとＷ相上アーム立ち上げ指令値Ｃｗｕを一致させてそれらをＣ２ｂとし、Ｗ相上アーム立ち下げ指令値ＣｗｄとＵ相上アーム立ち上げ指令値Ｃｕｕを一致させてそれらをＣ３ｂとする。これらＣ１ｂ、Ｃ２ｂ、Ｃ３ｂは下記数式（ＩＸ）から得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　ここで、Ｃｍｉｎ－ｂは出力可能な最小パルス幅である。そして、Ｃ１ｂ、Ｃ２ｂ、Ｃ３ｂを下記数式（Ｘ）により０～１に正規化したものが図１３に示すＣ１、Ｃ２、Ｃ３である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　上記各値の関係は、Ｃｍｉｎ≦Ｃ１≦Ｃ２≦Ｃ３≦１－Ｃｍｉｎである。ここで、Ｃｍｉｎは正規化した出力可能な最小パルス幅を示しており、Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３はこの最小パルス幅Ｃｍｉｎを考慮して与える必要がある。Ｃｍｉｎ＝０の場合、変調率が２／３以下では、Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３は上記の関係を保つことができる。
　そして、図１４に示すようにＵ相電圧Ｖｕの立ち下がりタイミングとＶ相電圧Ｖｖの立ち上がりタイミングが同期し、Ｖ相電圧Ｖｖの立ち下がりタイミングとＷ相電圧Ｖｗの立ち上がりタイミングが同期し、Ｗ相電圧Ｖｗの立ち下がりタイミングとＵ相電圧Ｖｕの立ち上がりタイミングが同期することにより、コモンモード電圧Ｖｃｍの変動は完全に抑制され、コモンモードノイズがキャンセルされる（完全抑制型）。また、パルス幅指令値Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗは図１５に示すようにＰＷＭがＯＮになっている幅を示しており、キャンセル制御中はＵＶＷ相の何れか一つの相がＯＮになっている。即ち、一つの相がＯＮになっている三つの時間の合計Ｃｕ＋Ｃｖ＋Ｃｗが１となる。尚、規定区間のスイッチングの開始が本実施例とは逆の場合には、ＵＶＷ相の何れか一つの相がＯＦＦになるようにＰＷＭを動作させることになる。即ち、一つの相がＯＦＦになっている三つの時間の合計Ｃｕ＋Ｃｖ＋Ｃｗが１となる。
　変調率指令値ｋＨｓｅｔ＝０．５の過変調でない領域では、図１６に示すように三相のパルス幅がすべて狙い通りに出されており、正規化した線間電圧Ｖｎｕ－ｖ、Ｖｎｖ－ｗ、Ｖｎｗ－ｕも図１７に示すように正弦波となる。このように、変調率指令値ｋＨｓｅｔが小さいときには、正規化した線間電圧Ｖｎｕ－ｖ、Ｖｎｖ－ｗ、Ｖｎｗ－ｕは狙い通りの正弦波で出力される。
　（７－１－２）変調率指令値ｋＨｓｅｔ＝０．９の過変調領域の場合
　次に、図１８は変調率指令値ｋＨｓｅｔ＝０．９の過変調領域の場合におけるキャンセル制御（完全抑制型）での各相のパルス幅指令値を説明する図、図１９はこの場合の一キャリア周期の相電圧等を示した図、図２０、図２１はこの場合の相電圧とコモンモード電圧を３６０度で示した図、図２２はこの場合の線間電圧を示した図である。
　変調率が２／３以上となると、過変調となり、図１８に示すように３００度付近でＣ１とＣ２が重なり、更に、そこから１２０度ずれた６０度付近ではＣ２とＣ３が重なり、更に、３００度から２４０度ずれた１８０度付近ではＣ３とＣｍｉｎが重なる。即ち、３００度付近と、そこから１２０度、及び、２４０度ずれた６０度付近、及び、１８０度付近の計三つの位相領域でＣｍｉｎ、Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、１－Ｃｍｉｎが重なるようになる（図１８はｋＨｓｅｔ＝０．９）。即ち、前述したＣｍｉｎ≦Ｃ１≦Ｃ２≦Ｃ３≦１－Ｃｍｉｎの関係が崩れてしまい、キャンセル制御を実現できず、狙い通りのパルス幅を出力できないため、正規化した線間電圧が正弦波にならない位相領域がでてくる。図１８における係る位相領域３００度付近をＭ１、６０度付近をＭ２、１８０度付近をＭ３とする。また、図２１に示す如く位相領域Ｍ１の幅（位相の角度）をＷ１、位相領域Ｍ２の幅をＷ２、位相領域Ｍ３の幅をＷ３とする。
　ここで、過変調の定義は線間電圧（線間電圧積分値）を正弦波で出力できるか否かであり、正弦波で出力できる場合は過変調ではなく、正弦波で出力できない場合には過変調であると云える。そのため、完全抑制型のキャンセル制御を行う場合には、変調率が２／３以上の場合には線間電圧が正弦波でなくなり、過変調となる。尚、この過変調での制限による補正は、数式（ＩＩ）にてＶｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に対してＣｍｕ、Ｃｍｖ、Ｃｍｗにより三相で異なる値の補正を行うことで演算を表現できる。
　図２０に示すように、位相領域Ｍ１ではＣ１とＣ２が同時に動作するため、Ｖ相のスイッチングがなくなり、Ｕ相とＷ相が同時スイッチングになる。位相領域Ｍ２ではＣ２とＣ３が同時に動作するため、Ｗ相のスイッチングがなくなり、Ｕ相とＶ相が同時スイッチングになる。位相領域Ｍ３ではＣ１とＣ３が略同時に動作する。そのため、Ｕ相電圧Ｖｕは最小パルス幅で出力され、Ｖ相電圧ＶｖとＷ相電圧Ｖｗのスイッチングがそれぞれ同期して動作する。実施例では鋸波キャリアに限定して考えているため、Ｕ相電圧Ｖｕは最小パルス幅が出力されることになる（尚、実施例のようなキャリア比較型ＰＷＭではない場合は、Ｃ１とＣ３を同時に動作させることができ、Ｕ相電圧Ｖｕの最小パルス幅出力は不要となり、Ｍ１、Ｍ２と同様にＵ相電圧Ｖｕのスイッチングを停止できる）。
　図１８の位相領域Ｍ１ではＣ１とＣ２が逆転しているので、Ｃ２を先に出力することになるが、出力できない。なぜならば、Ｃ２ではＶ相の立ち下げ指令を出しているが、Ｖ相はＣ１により立ち上げ動作が行われるためである。これを解決するために位相領域Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３で指令値を以下のように平等に補正し、Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３の重なりを無くすことを考える。
　図１８の位相領域Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３で補正が必要な超過量（正規化したパルス幅の重なっている高さ。）をそれぞれｍ１、ｍ２、ｍ３とすると、位相領域Ｍ１ではｍ１＝Ｃ１－Ｃ２、位相領域Ｍ２ではｍ２＝Ｃ２－Ｃ３、位相領域Ｍ３ではｍ３＝Ｃ１－Ｃｍｉｎとなる。そして、補正後のＣ１をＣ１’、補正後のＣ２をＣ２’とすると、位相領域Ｍ１ではＣ１’＝Ｃ１－ｍ１／２、Ｃ２’＝Ｃ２＋ｍ１／２、位相領域Ｍ２ではＣ２’＝Ｃ２－ｍ２、位相領域Ｍ３ではＣ１’＝Ｃ１－ｍ３とすることで、各位相領域Ｍ１～Ｍ３における重なり（図１８でハッチングで示す重なった部分の面積）は解消されることになる。
　しかしながら、上記のように平等に補正した場合、位相領域Ｍ１ではＵ相電圧Ｖｕのパルス幅は狭くなり、Ｖ相電圧Ｖｖのパルス幅は変わらず０、Ｗ相電圧Ｖｗのパルス幅も狭くなる。その結果、電気角一周期中のＶ相電圧ＶｖとＷ相電圧Ｖｗのパルス幅の積算値が小さくなり、Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの関係が崩れる。他の位相領域Ｍ２、Ｍ３についても同様のことが云える。
　上記のように平等にＣ１、Ｃ２、Ｃ３を補正した場合、Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの関係が崩れることとなり、結果として出力される正規化した線間電圧が周期性を持たなくなって不平衡となる。ここで、平衡というのはＵＶＷ各相の印加電圧が、１２０度の位相差をもって同じ振幅値を出力していることを指し、平衡でない場合、即ち、不平衡の場合には、モータ８の出力電力が不安定になり、大きな回転数脈動の発生、運転範囲の低下、脱調の原因になる。
　図２２はその場合の正規化した線間電圧Ｖｎｕ－ｖ、Ｖｎｖ－ｗ、Ｖｎｗ－ｕを０度～３６０度まで計算し、それを２回連結したものである。３６０度の時点で線間電圧（線間電圧積分値）が急変している。即ち、線間電圧（線間電圧積分値）が不平衡になっている。この状態では相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの狙いのパルス幅が出せなくなり、モータ８を狙い通りに駆動することができない。
　以上のように完全抑制型のキャンセル制御では、変調率が大きくなると位相領域Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３では正弦波の線間電圧の印加ができず不平衡となってしまうため、出力可能な変調率が小さいという課題がある。そのため、キャンセル制御を行う場合にも、前述した通常の三相変調方式での過変調制御のような動作が必要となるが、パルス幅の与え方とスイッチングタイミングを合わせて両方を考慮する必要がある。
　（７－２）補正制御Ａ（実施例１）
　そこで、本発明では実施例の制御装置２１の制御部３０を構成するＰＷＭ信号生成部３６が、以下に説明する補正制御Ａを実行する。即ち、実施例ではこのＰＷＭ信号生成部３６が本発明における補正制御部を構成する。次に、図２３～図３２を参照しながらこの実施例（実施例１）の補正制御Ａについて説明する。
　ここで、前述した図１８の位相領域Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３で補正が必要な超過量（重なっている高さ）ｍ１、ｍ２、ｍ３を用いて各位相領域Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３の面積Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３（図１８のハッチング部分）を算出すると、下記数式（ＸＩ）となる。尚、θは電気角を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　また、最低パルス幅Ｃｍｉｎ＝０の場合には、位相領域Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３の面積Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３は、Ｍ１＝Ｍ２＝Ｍ３という関係であり、位相領域Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３の幅Ｗ１、Ｗ２、Ｗ３の関係も、Ｗ１＝Ｗ２＝Ｗ３となる。更に、補正が必要な超過量ｍ１、ｍ２、ｍ３の値は、１２０度の位相差をもって同じ値になっている。そのため、位相領域Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３においてＣ１、Ｃ２、Ｃ３を図２３の各枠内に記載した補正値を用いて補正することで、電気角一周期中のＣ１、Ｃ２、Ｃ３に関する補正値の合計はプラスマイナス０になり、ＵＶＷ相の各線間電圧はバランスが保たれる。即ち、三相不平衡を起こさなくなる。
　尚、図２３において位相領域Ｍ１でのＣ１の補正値は－１／２ｍ１、Ｃ２の補正値は１／２ｍ１、Ｃ３の補正値は０である。また、位相領域Ｍ２でのＣ１の補正値は－１／２ｍ２、Ｃ２の補正値は－ｍ２、Ｃ３の補正値は０である。更に、位相領域Ｍ３でのＣ１の補正値は＋ｍ３、Ｃ２の補正値は＋１／２ｍ３、Ｃ３の補正値は０である。Ｃ１について電気角一周期の補正値を合算すると、－１／２ｍ１－１／２ｍ２＋ｍ３＝０となり、Ｃ２についても合算すると１／２ｍ１－ｍ２＋１／２ｍ３＝０となり、Ｃ３も当然に合算すると０となる。
　図２３ではＣ１、Ｃ２、Ｃ３の補正値の合計が全て０になっている。即ち、補正した結果のＣ１、Ｃ２、Ｃ３の合計値に変化がなく、三相不平衡を起こさなことを示している。この補正した結果のＣ１、Ｃ２、Ｃ３を図２４に示す。各位相領域Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３の面積Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３をＭ１＝Ｍ２＝Ｍ３＝０に揃えるようにＣ１、Ｃ２、Ｃ３のタイミングを補正することで、正規化した線間電圧Ｖｎｕ－ｖ、Ｖｎｖ－ｗ、Ｖｎｗ－ｕのアンバランスを整える。
　ここで、１２０度ずらしたｍ１、ｍ２、ｍ３を共通のｍとおいて、図２３の補正を考察する。一キャリア周期中にＰＷＭで出力される相電圧、即ち、一キャリア周期中のＰＷＭのＯＮ時間は以下の数式（ＸＩＩ）で得られる。
　Ｃｕ＝１－（Ｃ３－Ｃ１）
　Ｃｖ＝Ｃ２－Ｃ１
　Ｃｗ＝Ｃ３－Ｃ２　　　　　　・・・（ＸＩＩ）
　この場合、位相領域Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３における補正値は、以下の数式（ＸＩＩＩ）、（ＸＩＶ）、（ＸＶ）の通りとなる。但し、Ｃｕ’、Ｃｖ’、Ｃｗ’は補正後のＣｕ、Ｃｖ、Ｃｗである。
　位相領域Ｍ１での補正は、
　Ｃｕ’＝１－（Ｃ３－（Ｃ１－１／２ｍ））
　Ｃｖ’＝（Ｃ２＋１／２ｍ）－（Ｃ１－１／２ｍ）
　Ｃｗ’＝Ｃ３－（Ｃ２＋１／２ｍ）
　即ち、
　Ｃｕ’＝Ｃｕ－１／２ｍ
　Ｃｖ’＝Ｃｖ＋ｍ
　Ｃｗ’＝Ｃｗ－１／２ｍ　　・・・（ＸＩＩＩ）
　位相領域Ｍ２での補正は、
　Ｃｕ’＝１－（Ｃ３－（Ｃ１－１／２ｍ））
　Ｃｖ’＝（Ｃ２－ｍ）－（Ｃ１－１／２ｍ）
　Ｃｗ’＝Ｃ３－（Ｃ２－ｍ）
　即ち、
　Ｃｕ’＝Ｃｕ－１／２ｍ
　Ｃｖ’＝Ｃｖ－１／２ｍ
　Ｃｗ’＝Ｃｗ＋ｍ　　　　　・・・（ＸＩＶ）
　位相領域Ｍ３での補正は、
　Ｃｕ’＝１－（Ｃ３－（Ｃ１＋ｍ））
　Ｃｖ’＝（Ｃ２＋１／２ｍ）－（Ｃ１＋ｍ）
　Ｃｗ’＝Ｃ３－（Ｃ２＋１／２ｍ）
　即ち、
　Ｃｕ’＝Ｃｕ＋ｍ
　Ｃｖ’＝Ｃｖ－１／２ｍ
　Ｃｗ’＝Ｃｗ－１／２ｍ　　　　　・・・（ＸＶ）
　補正後のＵ相パルス指令値Ｃｕ’で考えると、位相領域Ｍ３のみ補正値（数式（ＩＩ）におけるＣｍｕにあたる）は＋ｍであり、位相領域Ｍ１、Ｍ２では補正値Ｃｍｕは－１／２ｍとなる。そのため、補正値Ｃｍｕは電気角一周期分を加算すると０になる。また、補正後のＶ相パルス幅指令値Ｃｖ’の補正値（数式（ＩＩ）におけるＣｍｖにあたる）、補正後のＷ相パルス幅指令値Ｃｗ’の補正値（数式（ＩＩ）におけるＣｍｗにあたる）についても同様の補正を１２０度ずらしたかたちで実施している。
　図２５、図２６に変調率指令値ｋＨｓｅｔ＝０．９の場合の補正後のＵＶＷ各相の正規化したパルス幅指令値Ｃｕ’、Ｃｖ’、Ｃｗ’と補正値Ｃｍｕ、Ｃｍｖ、Ｃｍｗを示している。各図から明らかな如く、各相の補正値Ｃｍｕ、Ｃｍｖ、Ｃｍｗは、同位相において三相のうちの少なくとも二相で異なる値で、且つ、１２０度ずらして等しい値となる。ここで、キャンセル制御にてコモンモード電圧の変動を完全に抑制するためには、補正値Ｃｍｕ、Ｃｍｖ、Ｃｍｗによる補正後においても、一つの相がＯＮになっている（或いは、一つの相がＯＦＦになっている）三つの時間の合計がＣｕ＋Ｃｖ＋Ｃｗ＝１の関係を保つ必要があり、そのためには、一キャリア周期中で各相の補正値Ｃｍｕ＋Ｃｍｖ＋Ｃｍｗ＝０とする必要があり、図２３の補正はこのことも考慮した補正方法になっている。尚、位相領域Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３以外の補正を行わない領域では、Ｃｕ’、Ｃｖ’、Ｃｗ’は補正前のＣｕ、Ｃｖ、Ｃｗをそのまま採用する。
　このように、スイッチングタイミングを同期させてキャンセル制御を行うために、一キャリア周期ごとに常にＣｕ＋Ｃｖ＋Ｃｗ＝１の関係にする。なおかつ、三相の補正が１２０度ずらしたかたちで平衡であるため、その結果各相の補正量は電気角一周期にてプラスマイナス０になるように補正される。常にこの３点に着目して補正することで、変調率が高い場合でもキャンセル制御にて不平衡無しの補正を実現することができる。
　係る補正制御Ａをより具体的に説明する。尚、上記では位相領域Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３の面積Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３と表現したが、実際には瞬時電圧指令値に対して都度計算を行う。先ず、位相領域Ｍ１か否かを判定する。判定方法としては、ｍ１＝Ｃ１－Ｃ２の計算を行い、このｍ１の値が正の場合にはＣ１＞Ｃ２であるため、補正を実施する。補正の方法は上記で求めたｍ１を用いてそれぞれＣ１、Ｃ２に対して図２３に示した値を加算する。即ち、Ｃ１’＝Ｃ１－１／２ｍ１、Ｃ２’＝Ｃ２＋１／２ｍ１という計算を行う。
　同様に位相領域Ｍ２か否かを判定する。判定方法としては、ｍ２＝Ｃ２－Ｃ３の計算を行い、このｍ２の値が正の場合にはＣ２＞Ｃ３であるため、補正を実施する。補正の方法は上記で求めたｍ２を用いてそれぞれＣ１、Ｃ２に対して図２３に示した値を加算する。ここで、Ｃ３は変化させたくないため、Ｃ２の補正を行い、それに合わせて位相領域Ｍ２の判定には関連のないＣ１にも補正を行う。この位相領域Ｍ２で関連のないＣ１にも補正を行うことが本発明の特徴である。
　同様に位相領域Ｍ３か否かを判定する。判定方法としては、ｍ３＝０－Ｃ１の計算を行い、このｍ３の値が正の場合には０＞Ｃ１であるため、補正を実施する。補正の方法は上記で求めたｍ３を用いてそれぞれＣ１、Ｃ２に対して図２３に示した値を加算する。ここで、位相領域Ｍ２の場合と同様に、位相領域Ｍ３には関連のないＣ２に対して補正を行うことが本発明の特徴である。
　上記補正制御Ａを行った結果を出力すると図２７、図２８のようになる。位相領域Ｍ３においてもＵ相の上下アームスイッチング素子１８Ａ、１８Ｄはスイッチングしているが、コモンモード電圧Ｖｃｍは完全に抑制されている（図２７）。また、３６０度の正規化した線間電圧Ｖｎｕ－ｖ、Ｖｎｖ－ｗ、Ｖｎｗ－ｕを見ると、０度と略同じ値になり、不平衡が起きていないことが分かる（図２８）。
　（７－３）補正制御Ａ（実施例１）の課題
　しかしながら、図２８では変調率指令値ｋＨｓｅｔ＝０．９としているものの、出力されている電圧ピークは小さい。図２９に上記補正制御Ａでの変調率指令値ｋＨｓｅｔと出力される変調率ｋＨｏｕｔの関係を示す。図１２の場合はｋＨｓｅｔ≦１の領域ではｋＨｓｅｔ＝ｋＨｏｕｔの関係になっている。その後、ｋＨｓｅｔを２．４まで上昇させると、ｋＨｏｕｔは１．２程度まで上昇する。それに対して、図２９ではｋＨｓｅｔ≦２／３の領域ではｋＨｓｅｔ＝ｋＨｏｕｔとなっているが、ｋＨｓｅｔを２．４まで上昇させても、ｋＨｏｕｔは１．０５程度までである。即ち、出力できるｋＨｏｕｔが小さいと云う課題があり、そのため、通常の過変調のようにｋＨｓｅｔとｋＨｏｕｔの関係の補正を行う必要がある。また、正規化した線間電圧Ｖｎｕ－ｖ、Ｖｎｖ－ｗ、Ｖｎｗ－ｕは正弦波から崩れていることも分かる（図２８）。
　前述した補正制御Ａは、位相領域Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３の面積Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３が等しく、瞬間的な超過量ｍ１、ｍ２、ｍ３も、１２０度ずらした状態で値が等しくなるという前提であった。補正制御Ａは位相領域Ｍ３のＵ相電圧Ｖｕの出力が問題となる。位相領域Ｍ３の面積Ｍ１を位相領域Ｍ２、Ｍ３の面積Ｍ２、Ｍ３と等しくするためには、次の何れかの方式を採用する必要がある。
　即ち、図２７のＵ相電圧Ｖｕは位相領域Ｍ３では略ゼロと無視できるほどの極小のパルス幅を出力できるとみなした場合であり、これを実現するためには、極小パルスを出力できる次世代半導体を用いる必要がある。もう一つは、位相領域Ｍ３にてＵ相電圧ＶｕのＰＷＭパルスを出力せずに、Ｖ相電圧ＶｖとＷ相電圧Ｖｗを同期させることができるような、特殊なキャリア信号を用いたＰＷＭ出力方式を用いた制御装置、或いは、キャリア信号を用いずに任意のタイミングで相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの出力をＯＮ／ＯＦＦ制御できる制御装置を用いる方法である。その場合は位相領域Ｍ３でＵ相電圧Ｖｕの出力をゼロにできるため、より容易にコモンモード電圧の変動を抑制しながら三相平衡を保つＰＷＭ出力が可能である。
　しかしながら、次世代半導体やキャリア信号を用いない制御装置は極めて高価であるため、実施例の電動コンプレッサのような機器に適用することは現実的ではない。その場合、位相領域Ｍ３にてＵ相電圧Ｖｕは幅広いパルスを出力することになり、正規化した線間電圧Ｖｎｕ－ｖ、Ｖｎｖ－ｗ、Ｖｎｗ－ｕは図３０に示すように不平衡になる。その理由は、図１５に示すように反転したＵ相電圧Ｖｕは一キャリア周期の最初と最後でＯＮパルスを出す必要があるからである。
　また、位相領域Ｍ３にてＵ相電圧ＶｕのＰＷＭパルスを出力しながら前記３つの条件を達成するために、位相領域Ｍ１、Ｍ２でも位相領域Ｍ３と同様にＰＷＭパルスを出力する方法も考えられる。この場合でも、前記３つの条件に注目して補正を行うことで、不平衡を解消しながら駆動することは容易である。位相領域Ｍ１、Ｍ２でもＰＷＭパルスを出力する場合の、変調率指令値ｋＨｓｅｔ＝０．９での補正後のＵＶＷ各相の正規化したパルス幅指令値Ｃｕ’、Ｃｖ’、Ｃｗ’を図３１に示す。また、図３２はこの場合の相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとコモンモード電圧Ｖｃｍを３６０度で示した図である。図３１及び図３２に示す通り、不平衡を解消しながら、尚且つ、コモンモード電圧Ｖｃｍの変動を抑制することは可能であるが、この場合には、位相領域Ｍ１、Ｍ２のＰＷＭパルス停止領域を利用できず、そのために最大変調率が低下することから、高い変調率を得るという目的を満たす制御にはならない。
　（７－４）補正制御Ｂ（実施例２）
　係る課題を解決できるもう一つの補正制御Ｂ（実施例２）を、図３３～図３５を用いて説明する。この実施例（実施例２）の補正制御Ｂでは、ＰＷＭ信号生成部３６（補正制御部）が、位相領域Ｍ３ではＵ相の上アームスイッチング素子１８ＡがＯＦＦ、下アームスイッチング素子１８ＤがＯＮした状態を維持して各素子１８Ａ、１８Ｄのスイッチングを停止し、Ｕ相電圧ＶｕをＯＦＦしたままとする。その結果、図３３に示すように位相領域Ｍ３ではコモンモード電圧Ｖｃｍの変動を完全に抑制することができないものの、出力電圧（正規化した線間電圧Ｖｎｕ－ｖ、Ｖｎｖ－ｗ、Ｖｎｗ－ｕ）は図３４に示すように狙い通り出力できるようになる（変調率指令値ｋＨｓｅｔ＝０．９）。
　同じく図３４に示すように正規化した線間電圧Ｖｎｕ－ｖ、Ｖｎｖ－ｗ、Ｖｎｗ－ｕは平衡になる。但し、位相領域Ｍ１とＭ２では補正制御Ａ（実施例１）と同じ補正を行う。位相領域Ｍ３は、図３３に示すように他の位相領域Ｍ１、Ｍ２よりも幅が広くなる。電圧を平衡にするためには、補正制御Ａ（実施例１）で挙げたように、電気角一周期中の補正値を三相とも０に揃える、１２０度ずらしたときの補正量を三相とも揃える、という要件を守る必要がある。
　このようにするためには、位相領域Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３の幅Ｗ１、Ｗ２、Ｗ３を等しくする必要がある。そこで、位相領域Ｍ３のうち、他の位相領域Ｍ１、Ｍ２の幅と等しくなる領域Ｍ３’’では、位相領域Ｍ１、Ｍ２と同様に、補正制御Ａ（実施例１）の補正を他の二相（Ｖ相、Ｗ相）に対して行う。一方、位相領域Ｍ３のうち、領域Ｍ３’’ではない領域、即ち、他の位相領域Ｍ１、Ｍ２の幅よりも広くなる範囲では、Ｖ相、Ｗ相に対して補正制御Ａ（実施例１）の補正を行わない。これにより、位相領域Ｍ３のうち領域Ｍ３’’ではない範囲ではＣ１、Ｃ２の補正を行わず通常の二相変調のような動作となる（Ｕ相はスイッチング停止、Ｖ相とＷ相をスイッチング）。これにより、位相領域Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３’’の同じ幅にて三相を平衡な補正が行えるようになる。
　次に、図３５を参照しながらこの補正制御Ｂ（実施例２）の位相領域Ｍ３での補正方法を具体的に説明する。この実施例の補正制御Ｂでは、位相領域Ｍ３にて、領域Ｍ３’’か否かの判定を行う。領域の判定として先ず、Ｃ１－Ｃｍｉｎ＜０の場合には位相領域Ｍ３になる。また、Ｃ１－０＜０の場合には、領域Ｍ３’’になる。この領域Ｍ３’’の場合は、図２３と同様にＣ１、Ｃ２を補正する（図３５下に抜粋して示す）。領域Ｍ３’’ではない範囲では、図２３に従ってＣ１、Ｃ２の補正は行わない。
　次に、Ｕ相とＶ相とＷ相のパルス幅指令に戻す。具体的な数式（ＸＶＩ）は下記の通りである。
　Ｕ相パルス幅指令値Ｃｕ＝１－（Ｃ３－Ｃ１）
　Ｖ相パルス幅指令値Ｃｖ＝（Ｃ２－Ｃ１）
　Ｗ相パルス幅指令値Ｃｗ＝（Ｃ３－Ｃ２）　　・・・（ＸＶＩ）
　次に、Ｕ相パルス幅指令値Ｃｕを０に設定するため、各パルス幅指令値Ｃｕ、Ｃｖ、ＣｗからＣｕを減算する。この場合、上記のようにＣｕ＝１－（Ｃ３－Ｃ１）であるため、下記数式（ＸＶＩＩ）のようになる。
　Ｕ相パルス幅指令値Ｃｕ＝０
　Ｖ相パルス幅指令値Ｃｖ＝（Ｃ２－Ｃ１）－１＋（Ｃ３－Ｃ１）
　Ｗ相パルス幅指令値Ｃｗ＝（Ｃ３－Ｃ２）－１＋（Ｃ３－Ｃ１）　・・・（ＸＶＩＩ）
　以上により、Ｕ相電圧ＶｕはＯＦＦしたままとなる。
　次に、Ｖ相とＷ相にて図３５のように一回だけキャンセル制御（打ち消し動作）を行えるか否かを判定する。具体的には、Ｃｖ＋Ｃｗ＋２Ｃｍｉｎ＜１の場合、図３５のように打ち消し動作が可能である。打ち消し動作が可能な場合には、下記数式（ＸＶＩＩＩ）により立ち上げ、立ち下げタイミングを与える。
　Ｃｖｕ＝ＣＡ（Ｃｍｉｎ）
　Ｃｖｄ＝ＣＡ（Ｃｍｉｎ＋Ｃｖ）
　Ｃｗｕ＝ＣＡ（Ｃｍｉｎ＋Ｃｖ）
　Ｃｗｄ＝ＣＡ（Ｃｍｉｎ＋Ｃｖ＋Ｃｗ）　　・・・（ＸＶＩＩＩ）
　次に、打ち消し動作が不可能な場合には、下記数式（ＸＩＸ）により立ち上げ、立ち下げタイミングを与える。
　Ｃｖｕ＝ＣＡ（１／２－Ｃｖ／２）
　Ｃｖｄ＝ＣＡ（１／２＋Ｃｖ／２）
　Ｃｗｕ＝ＣＡ（１／２－Ｃｗ／２）
　Ｃｗｄ＝ＣＡ（１／２＋Ｃｗ／２）　　・・・（ＸＩＸ）
　これは通常の二相変調の演算となる。
　また、当然ながら、実施例１の課題に挙げた、キャリア信号を用いない制御装置等を利用することにより、位相領域Ｍ３にてＵ相はＰＷＭパルスを出力せずに、尚且つ、Ｖ相電圧ＶｖとＷ相電圧Ｖｗを同期させて駆動することが可能な場合も、本実施例２に含まれる。
　（７－５）補正制御Ｂ（実施例２）の課題
　ここで、変調率指令値ｋＨｓｅｔ＝０．９までの補正制御Ｂ（実施例２）の効果は上記の如くであるが、変調率指令値ｋＨｓｅｔが１．４まで大きくなると、正規化した線間電圧Ｖｎｕ－ｖ、Ｖｎｖ－ｗ、Ｖｎｗ－ｕは図３６に示すように歪が大きくなり、正弦波とは云えなくなる。図３６の変調率指令値ｋＨｓｅｔ＝１．４では、正側のピーク値は１．１程度まで出力されているが、負側は－０．８程度までしか出力されていない。その結果、出力される変調率ｋＨｏｕｔは０．９５程度までしかならない。このように、変調率指令値ｋＨｓｅｔを大きくしても正規化した線間電圧が負側に大きくならないため、変調率指令値ｋＨｓｅｔをいくら大きくしても、出力される変調率ｋＨｏｕｔが１．０５程度までしか大きくならないという課題がある。
　（７－６）部分キャンセル制御（実施例３）
　係る課題を解決できる部分キャンセル制御（実施例３）を、図３７、図３８を用いて説明する。この実施例では、ＰＷＭ信号生成部３６は前述した補正制御（実施例１、実施例２）を行わず、代わりに、以下に説明する部分キャンセル制御を実行する。この部分キャンセル制御では、コモンモード電圧Ｖｃｍの変動抑制ではなく、指令通りにパルス幅が出力できることを優先し、位相領域Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３にて積極的にスイッチングを停止する。
　具体的には、先ず位相領域Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３か否かを判定する。その場合の判定条件は数式（ＸＶＩ）により求めたＵ相、Ｖ相、Ｗ相のパルス幅指令値Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗで考えたとき、
　Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗが全て最小パルス幅Ｃｍｉｎよりも大きいか、である。
　そして、上記のうち、何れか一つでも条件が非成立の場合には、位相領域Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３の何れかの状態にあり、相電圧の狙いのパルス幅が出せなくなっていると云える。
　Ｖ相パルス幅指令値Ｃｖが最小となって狙いのパルス幅が出せなくなる状態となる場合には位相領域Ｍ１であり、Ｗ相パルス幅指令値Ｃｗが最小となって狙いのパルス幅が出せなくなる状態となる場合には位相領域Ｍ２であり、Ｕ相パルス幅指令値Ｃｕが最小となって狙いのパルス幅が出せなくなる状態となる場合には位相領域Ｍ３であると云える。
　そこで、位相領域Ｍ１の場合は、Ｖ相（狙いのパルス幅が出せなくなる相）の上アームスイッチング素子１８ＢがＯＦＦ、下アームスイッチング素子１８ＥがＯＮした状態を維持して各素子１８Ｂ、１８Ｅのスイッチングを停止し、Ｖ相電圧ＶｖをＯＦＦしたままとし、Ｕ相とＷ相の上下アームスイッチング素子１８Ａ、１８Ｄ、１８Ｃ、１８Ｆをスイッチングする二相変調として、Ｕ相電圧ＶｕとＷ相電圧Ｖｗのスイッチングのうちの一回のタイミングを同期させる。
　位相領域Ｍ２の場合は、Ｗ相（狙いのパルス幅が出せなくなる相）の上アームスイッチング素子１８ＣがＯＦＦ、下アームスイッチング素子１８ＦがＯＮした状態を維持して各素子１８Ｃ、１８Ｆのスイッチングを停止し、Ｗ相電圧ＶｗをＯＦＦしたままとし、Ｕ相とＶ相の上下アームスイッチング素子１８Ａ、１８Ｄ、１８Ｂ、１８Ｅをスイッチングする二相変調として、Ｕ相電圧ＶｕとＶ相電圧Ｖｖのスイッチングのうちの一回のタイミングを同期させる。
　位相領域Ｍ３の場合は、Ｕ相（狙いのパルス幅が出せなくなる相）の上アームスイッチング素子１８ＢがＯＦＦ、下アームスイッチング素子１８ＥがＯＮした状態を維持して各素子１８Ｂ、１８Ｅのスイッチングを停止し、Ｕ相電圧ＶｕをＯＦＦしたままとし、Ｖ相とＷ相の上下アームスイッチング素子１８Ｂ、１８Ｅ、１８Ｃ、１８Ｆをスイッチングする二相変調として、可能であればＶ相電圧ＶｖとＷ相電圧Ｖｗのスイッチングのうちの一回のタイミングを同期させる。不可能であれば同期させない通常の二相変調とする。
　このように狙い通りのパルス幅が出せなくなる箇所（相）のみを停止した結果を図３７と図３８に示す。コモンモード電圧Ｖｃｍの変動は図３７に示すようにある程度発生するものの、全運転領域でスイッチングを停止するよりは、コモンモード電圧Ｖｃｍの変動（コモンモードノイズの発生）回数は少なくなる。また、正規化した線間電圧Ｖｎｕ－ｖ、Ｖｎｖ－ｗ、Ｖｎｗ－ｕは図３８に示すように通常の三相変調と同等になる。図３８の場合、変調率指令値ｋＨｓｅｔ＝０．８で、位相領域Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３の全ての領域で部分キャンセル制御を行っており、その結果、線間電圧は正弦波で出力され、ｋＨｏｕｔも略０．８が出力されている。
　（７－７）補正制御Ｃ（実施例４）
　次に、前述の補正制御Ａ（実施例１）、補正制御Ｂ（実施例２）における課題を解決できるもう一つの補正制御である補正制御Ｃ（実施例４）を、図３９～図４３を用いて説明する。この実施例では、ＰＷＭ信号生成部３６は以下に説明する補正制御Ｃ（実施例４）を実行する。この補正制御Ｃでは、コモンモード電圧Ｖｃｍの変動抑制ではなく、高い変調率ｋＨｏｕｔが出力できることを優先し、位相領域Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３にて図３９に示すように強制的に全相の上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆのスイッチングを停止する。
　この補正制御Ｃによれば、コモンモードノイズの発生は少なく、正規化した線間電圧Ｖｎｕ－ｖ、Ｖｎｖ－ｗ、Ｖｎｗ－ｕを、図４０に示すように負側に大きくすることができる。そのため、出力可能変調率を更に上げることができる。具体的には、前述した部分キャンセル制御（実施例３）と同様の方法で先ず位相領域Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３である否かを判定する。
　そして、位相領域Ｍ１の場合は、ＰＷＭ信号生成部３６がＵ相とＷ相のパルス幅指令値Ｃｕ’、Ｃｗ’を１とし、Ｖ相パルス指令値Ｃｖ’を０とする補正を行う。これにより、Ｕ相、Ｗ相の上アームスイッチング素子１８Ａ、１８ＣをＯＮ、下アームスイッチング素子１８Ｄ、１８ＦをＯＦＦした状態に維持して各素子１８Ａ、１８Ｃ、１８Ｄ、１８Ｆのスイッチングを停止し、Ｕ相電圧Ｖｕ、Ｗ相電圧ＶｗをＯＮしたままとし、Ｖ相の上アームスイッチング素子１８ＢがＯＦＦ、下アームスイッチング素子１８ＥがＯＮした状態を維持して各素子１８Ｂ、１８Ｅのスイッチングを停止し、Ｖ相電圧ＶｖをＯＦＦしたままとする。
　位相領域Ｍ２の場合は、Ｕ相とＶ相のパルス幅指令値Ｃｕ’、Ｃｖ’を１とし、Ｗ相パルス指令値Ｃｗ’を０とする補正を行う。これにより、Ｕ相、Ｖ相の上アームスイッチング素子１８Ａ、１８ＢをＯＮ、下アームスイッチング素子１８Ｄ、１８ＥをＯＦＦした状態に維持して各素子１８Ａ、１８Ｂ、１８Ｄ、１８Ｅのスイッチングを停止し、Ｕ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧ＶｖをＯＮしたままとし、Ｗ相の上アームスイッチング素子１８ＣがＯＦＦ、下アームスイッチング素子１８ＦがＯＮした状態を維持して各素子１８Ｃ、１８Ｆのスイッチングを停止し、Ｗ相電圧ＶｗをＯＦＦしたままとする。
　位相領域Ｍ３の場合は、Ｖ相とＷ相のパルス幅指令値Ｃｖ’、Ｃｗ’を１とし、Ｕ相パルス指令値Ｃｕ’を０とする補正を行う。これにより、Ｖ相、Ｗ相の上アームスイッチング素子１８Ｂ、１８ＣをＯＮ、下アームスイッチング素子１８Ｅ、１８ＦをＯＦＦした状態に維持して各素子１８Ｂ、１８Ｃ、１８Ｅ、１８Ｆのスイッチングを停止し、Ｖ相電圧Ｖｖ、Ｖ相電圧ＶｖをＯＮしたままとし、Ｕ相の上アームスイッチング素子１８ＡがＯＦＦ、下アームスイッチング素子１８ＤがＯＮした状態を維持して各素子１８Ａ、１８Ｄのスイッチングを停止し、Ｕ相電圧ＶｕをＯＦＦしたままとする。
　即ち、図３９に示すように各位相領域Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３で全相のスイッチングを完全に停止させることで、コモンモード電圧Ｖｃｍの変動によるコモンモードノイズの発生を抑制する。
　図４１、図４２に補正制御Ｃにおける変調率指令値ｋＨｓｅｔ＝０．５８の場合の補正後のＵＶＷ各相の正規化したパルス幅指令値Ｃｕ’、Ｃｖ’、Ｃｗ’と、補正値Ｃｍｕ、Ｃｍｖ、Ｃｍｗを示している。各図から明らかな如く、この場合も各相の補正値Ｃｍｕ、Ｃｍｖ、Ｃｍｗは、同位相において三相のうちの少なくとも二相で異なる値で、且つ、１２０度ずらして等しい値となるが（幅Ｗ１、Ｗ２、Ｗ３も同じ）、スイッチング停止を利用することができるため、一キャリア周期中、更には電気角一周期中の両方でＣｍｕ＋Ｃｍｖ＋Ｃｍｗ＝０となると云う枠（規制）からは脱した補正を行うことができる。尚、位相領域Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３以外の補正を行わない領域では、Ｃｕ’、Ｃｖ’、Ｃｗ’は補正前のＣｕ、Ｃｖ、Ｃｗをそのまま採用する。
　図４３に上記補正制御Ｃでの変調率指令値ｋＨｓｅｔと出力される変調率ｋＨｏｕｔの関係を示す。図３０の場合と比較して低い変調率指令値ｋＨｓｅｔにて、出力される変調率ｋＨｏｕｔを出力でき、不平衡の小さい補正を実現できることが分かる。
　（７－８）補正制御Ｄ（実施例５）
　ここで、上述した補正制御Ｃ（実施例４）では、位相領域Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３においてのみ指令値の補正制御を行うものであった。そのため、正規化した線間電圧Ｖｎｕ－ｖ、Ｖｎｖ－ｗ、Ｖｎｗ－ｕは、図４０に示したように正側と負側で非対称となっていた。この課題を解決できるもう一つの補正制御Ｄ（実施例５）を、図４５～図４８を用いて説明する。
　この実施例では、ＰＷＭ信号生成部３６は以下に説明する補正制御Ｄ（実施例５）を実行する。この補正制御Ｄでは、補正制御Ｃ（実施例４）での正規化した線間電圧Ｖｎｕ－ｖ、Ｖｎｖ－ｗ、Ｖｎｗ－ｕの正負の非対称を抑制するために、位相領域Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３のそれぞれに対して１８０度位相をずらした箇所に、逆電圧を印加する。
　具体的には、例えば図４４の場合、位相領域Ｍ１は３００度にてＵ相電圧ＶｕがＯＮしたまま、Ｖ相電圧ＶｖがＯＦＦしたまま、Ｗ相電圧ＶｗがＯＮしたままという動作を行っている。その１８０度ずらした位相に逆電圧を印加する、とは１２０度の位相領域Ｍ１’にＵ相電圧ＶｕがＯＦＦしたまま、Ｖ相電圧ＶｖがＯＮしたまま、Ｗ相電圧ＶｗがＯＦＦしたままの動作を入れるという意味である。この実施例の補正制御Ｄでは、ＰＷＭ信号生成部３６が、これを位相領域Ｍ１、Ｍ２（６０度）、Ｍ３（１８０度）の全てで行い、２４０度の位相領域Ｍ２’と３６０度の位相領域Ｍ３’で動作をＭ１に対するＭ１’と同様の動作を入れる。
　コモンモード電圧Ｖｃｍの変動は図４４に示すようになり、前述した補正制御Ｃと同等となる。正規化した線間電圧Ｖｎｕ－ｖ、Ｖｎｖ－ｗ、Ｖｎｗ－ｕは、図４５のようになり、正側と負側で対称となっている。このような設定とすることで、実際の変調率ｋＨｏｕｔは１．０５程度となる。
　具体的には、前述した部分キャンセル制御（実施例３）と同様の方法で先ず位相領域Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３である否かを判定する。次に、この位相領域Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３に対しては前述した補正制御Ｃ（実施例４）と同様の補正を行う。
　即ち、位相領域Ｍ１の場合は、ＰＷＭ信号生成部３６がＵ相とＷ相のパルス幅指令値Ｃｕ、Ｃｗを１とし、Ｖ相パルス指令値Ｃｖを０とする補正を行う。これにより、Ｕ相、Ｗ相の上アームスイッチング素子１８Ａ、１８ＣをＯＮ、下アームスイッチング素子１８Ｄ、１８ＦをＯＦＦした状態に維持して各素子１８Ａ、１８Ｃ、１８Ｄ、１８Ｆのスイッチングを停止し、Ｕ相電圧Ｖｕ、Ｗ相電圧ＶｗをＯＮしたままとし、Ｖ相の上アームスイッチング素子１８ＢがＯＦＦ、下アームスイッチング素子１８ＥがＯＮした状態を維持して各素子１８Ｂ、１８Ｅのスイッチングを停止し、Ｖ相電圧ＶｖをＯＦＦしたままとする。
　位相領域Ｍ２の場合は、Ｕ相とＶ相のパルス幅指令値Ｃｕ’、Ｃｖ’を１とし、Ｗ相パルス指令値Ｃｗ’を０とする補正を行う。これにより、Ｕ相、Ｖ相の上アームスイッチング素子１８Ａ、１８ＢをＯＮ、下アームスイッチング素子１８Ｄ、１８ＥをＯＦＦした状態に維持して各素子１８Ａ、１８Ｂ、１８Ｄ、１８Ｅのスイッチングを停止し、Ｕ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧ＶｖをＯＮしたままとし、Ｗ相の上アームスイッチング素子１８ＣがＯＦＦ、下アームスイッチング素子１８ＦがＯＮした状態を維持して各素子１８Ｃ、１８Ｆのスイッチングを停止し、Ｗ相電圧ＶｗをＯＦＦしたままとする。
　位相領域Ｍ３の場合は、Ｖ相とＷ相のパルス幅指令値Ｃｖ’、Ｃｗ’を１とし、Ｕ相パルス指令値Ｃｕ’を０とする補正を行う。これにより、Ｖ相、Ｗ相の上アームスイッチング素子１８Ｂ、１８ＣをＯＮ、下アームスイッチング素子１８Ｅ、１８ＦをＯＦＦした状態に維持して各素子１８Ｂ、１８Ｃ、１８Ｅ、１８Ｆのスイッチングを停止し、Ｖ相電圧Ｖｖ、Ｖ相電圧ＶｖをＯＮしたままとし、Ｕ相の上アームスイッチング素子１８ＡがＯＦＦ、下アームスイッチング素子１８ＤがＯＮした状態を維持して各素子１８Ａ、１８Ｄのスイッチングを停止し、Ｕ相電圧ＶｕをＯＦＦしたままとする。
　次に、位相領域Ｍ１’、Ｍ２’、Ｍ３’か否かの判定を行う。この場合、前述した部分キャンセル制御（実施例３）に示した方法にて、判定するパルス幅指令値を、１－Ｃｕ、１－Ｃｖ、１―Ｃｗにて反転させてから、部分キャンセル制御（実施例３）で示した方法にて位相領域Ｍ１’、Ｍ２’、Ｍ３’か否かの判定を行う。
　そして、位相領域Ｍ１’の場合は、ＰＷＭ信号生成部３６がＵ相とＷ相のパルス幅指令値Ｃｕ’、Ｃｗ’を０とし、Ｖ相パルス指令値Ｃｖ’を１とする補正を行う。これにより、Ｕ相、Ｗ相の下アームスイッチング素子１８Ｄ、１８ＦをＯＮ、上アームスイッチング素子１８Ａ、１８ＣをＯＦＦした状態に維持して各素子１８Ａ、１８Ｃ、１８Ｄ、１８Ｆのスイッチングを停止し、Ｕ相電圧Ｖｕ、Ｗ相電圧ＶｗをＯＦＦしたままとし、Ｖ相の上アームスイッチング素子１８ＢがＯＮ、下アームスイッチング素子１８ＥがＯＦＦした状態を維持して各素子１８Ｂ、１８Ｅのスイッチングを停止し、Ｖ相電圧ＶｖをＯＮしたままとする。
　位相領域Ｍ２’の場合は、Ｕ相とＶ相のパルス幅指令値Ｃｕ’、Ｃｖ’を０とし、Ｗ相パルス指令値Ｃｗ’を１とする補正を行う。これにより、Ｕ相、Ｖ相の下アームスイッチング素子１８Ｄ、１８ＥをＯＮ、上アームスイッチング素子１８Ａ、１８ＢをＯＦＦした状態に維持して各素子１８Ａ、１８Ｂ、１８Ｄ、１８Ｅのスイッチングを停止し、Ｕ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧ＶｖをＯＦＦしたままとし、Ｗ相の上アームスイッチング素子１８ＣがＯＮ、下アームスイッチング素子１８ＦがＯＦＦした状態を維持して各素子１８Ｃ、１８Ｆのスイッチングを停止し、Ｗ相電圧ＶｗをＯＮしたままとする。
　位相領域Ｍ３’の場合は、Ｖ相とＷ相のパルス幅指令値Ｃｖ’、Ｃｗ’を０とし、Ｕ相パルス指令値Ｃｕ’を１とする補正を行う。これにより、Ｖ相、Ｗ相の下アームスイッチング素子１８Ｅ、１８ＦをＯＮ、上アームスイッチング素子１８Ｂ、１８ＣをＯＦＦした状態に維持して各素子１８Ｂ、１８Ｃ、１８Ｅ、１８Ｆのスイッチングを停止し、Ｖ相電圧Ｖｖ、Ｖ相電圧ＶｖをＯＦＦしたままとし、Ｕ相の上アームスイッチング素子１８ＡがＯＮ、下アームスイッチング素子１８ＤがＯＦＦした状態を維持して各素子１８Ａ、１８Ｄのスイッチングを停止し、Ｕ相電圧ＶｕをＯＮしたままとする。
　即ち、図４４に示すように各位相領域Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ１’、Ｍ２’、Ｍ３’で全相のスイッチングを完全に停止させることで、コモンモード電圧Ｖｃｍの変動によるコモンモードノイズの発生を抑制する。また、正規化した線間電圧Ｖｎｕ－ｖ、Ｖｎｖ－ｗ、Ｖｎｗ－ｕは、図４５のように正側と負側で対称となる。
　図４６、図４７に補正制御Ｄにおける変調率指令値ｋＨｓｅｔ＝０．５８の場合の補正後のＵＶＷ各相の正規化したパルス幅指令値Ｃｕ’、Ｃｖ’、Ｃｗ’と、補正値Ｃｍｕ、Ｃｍｖ、Ｃｍｗを示している。各図から明らかな如く、この場合も各相の補正値Ｃｍｕ、Ｃｍｖ、Ｃｍｗは、同位相において三相のうちの少なくとも二相で異なる値で、且つ、１２０度ずらして等しい値となるが（幅Ｗ１、Ｗ２、Ｗ３も同じ）、スイッチング停止を利用することができるため、一キャリア周期中、更には電気角一周期中の両方でＣｍｕ＋Ｃｍｖ＋Ｃｍｗ＝０となると云う枠（規制）からは脱した補正を行うことができる。尚、位相領域Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ１’、Ｍ２’、Ｍ３’以外の補正を行わない領域では、Ｃｕ’、Ｃｖ’、Ｃｗ’は補正前のＣｕ、Ｃｖ、Ｃｗをそのまま採用する。
　図４８に上記補正制御Ｄでの変調率指令値ｋＨｓｅｔと出力される変調率ｋＨｏｕｔの関係を示す。図４３の場合と比較して変調率がより高い場合でも不平衡無しの補正を実現できることが分かる。
　（７－９）各補正制御Ａ～Ｄ、部分キャンセル制御の組み合わせ制御（実施例６）
　しかしながら、図４８に示すように上記補正制御Ｄ（実施例５）では出力できる変調率ｋＨｏｕｔが０．８付近で急峻に増大し、制御が難しくなる。そこで、この実施例では、ＰＷＭ信号生成部３６が、例えば、前述した補正制御Ｃ（実施例４）と補正制御Ｄ（実施例５）を有する構成とし、前述した０．８の変調率の領域では補正制御Ｃ（実施例４）を実行し、その他の領域では補正制御Ｄ（実施例５）を実行するように制御を切り替えるようにしてもよい。また、制御Ｄ（実施例５）のみを用い、位相領域Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ１’、Ｍ２’、Ｍ３’以外の位相では変調率指令値ｋＨｓｅｔを上昇させることや、位相領域Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３と位相領域Ｍ１’、Ｍ２’、Ｍ３’の比率を調整することで、前述した出力できる変調率ｋＨｏｕｔの急峻な増大を抑制するようにしてもよい。
　その他、実施例のＰＷＭ信号生成部３６が、前述した各補正制御Ａ～Ｄ、部分キャンセル制御を全て有することとし、変調率や制御位相角に応じてそれらの何れかを選択して実行するようにしてもよい。そのように切り換えて制御を行うことで、制御性を担保しながら効果的なモータ８の運転範囲拡大を図ることが可能となる。
　尚、上述した実施例では制御装置２１の制御部３０を構成するＰＷＭ信号生成部３６がキャンセル制御や各補正制御、部分キャンセル制御を実行するようにしたが、例えば、パルス幅指令演算部３４により実行するようにしてもよい。更に、パルス幅指令演算部３４とＰＷＭ信号生成部３６の組み合わせで実行するようにしてもよい。更にまた、前述したキャンセル制御ではＵ相の上アームスイッチング素子１８ＡがＯＮし、Ｖ相とＷ相の下アームスイッチング素子１８Ｅ、１８ＦがＯＮした状態からスイッチングの規定区間が開始される場合で説明したが、Ｕ相の下アームスイッチング素子１８ＤがＯＮし、Ｖ相とＷ相の上アームスイッチング素子１８Ｂ、１８ＣがＯＮした状態からスイッチングの規定区間が開始されるようにしてもよい。
　更に、キャリア信号を用いない場合や、キャリア信号を位相により変更できるコントローラを用いた場合には、電圧位相に合わせて「Ｌ」スタート、「Ｈ」スタートを位相ごとに１：２、２：１と切り換えることができるが、そのような場合にも本発明は容易に適用可能であり、運転範囲を広げることが可能である。
　更にまた、実施例では電動コンプレッサのモータの駆動に本発明を適用したが、請求項１～請求項１２の発明は電動コンプレッサ以外のモータにも有効であることは云うまでもない。
　１　インバータ装置
　８　モータ
　１６　電動コンプレッサ
　１８Ａ～１８Ｆ　上下アームスイッチング素子
　１９Ｕ　Ｕ相インバータ
　１９Ｖ　Ｖ相インバータ
　１９Ｗ　Ｗ相インバータ
　２１　制御装置
　２８　インバータ回路
　３０　制御部
　３３　相電圧指令演算部
　３４　パルス幅指令演算部
　３６　ＰＷＭ信号生成部（補正制御部）
　３７　ゲートドライバ
　４４Ａ～４４Ｆ　出力ポート

Claims (14)

  1. 　各相の上下アームスイッチング素子の接続点における相電圧を三相交流出力としてモータに印加するインバータ回路と、
    　該インバータ回路の前記各相の上下アームスイッチング素子のスイッチングを制御する制御装置を備え、
    　該制御装置により、一相の前記上アームスイッチング素子がＯＮし、他の二相の前記下アームスイッチング素子がＯＮした状態、又は、前記一相の下アームスイッチング素子がＯＮし、前記他の二相の上アームスイッチング素子がＯＮした状態からスイッチングの規定区間を開始すると共に、
    　前記相電圧の変化を、他の相の前記相電圧の変化で打ち消すような指令値を生成して前記上下アームスイッチング素子をスイッチングするキャンセル制御を実行するインバータ装置において、
    　前記制御装置は、前記相電圧の狙いのパルス幅が出せない位相領域が発生する場合、当該位相領域と、該位相領域に対して１２０度、及び、２４０度ずれた計三つの位相領域において、線間電圧が平衡となるように、全ての相の前記指令値に対して、補正を加える補正制御を実行する補正制御部を有することを特徴とするインバータ装置。
  2. 　前記補正制御部は前記補正制御において、電気角一周期の全領域においてスイッチングにより相電圧の変化を打ち消すキャンセル制御を実現することを目的として、前記一相の上下アームスイッチング素子のスイッチングは、前記他の二相のスイッチングによる相電圧の変化を打ち消すために停止しないことを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
  3. 　前記補正制御部は前記補正制御により、前記一相の上下アームスイッチング素子のスイッチングを停止するよう前記指令値を補正することを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
  4. 　前記補正制御部は、前記一相の上下アームスイッチング素子のスイッチングを停止する前記位相領域の幅が、他の前記位相領域の幅よりも広くなる範囲では、前記他の二相に対する前記補正制御を行わないことを特徴とする請求項３に記載のインバータ装置。
  5. 　前記補正制御部が行う補正制御において、全ての相の一キャリア周期中の補正値は合計すると０になることを特徴とする請求項１乃至請求項４のうちの何れかに記載のインバータ装置。
  6. 　前記補正制御部が行う補正制御において、全ての相の電気角一周期中の補正値は合計すると０になることを特徴とする請求項１乃至請求項５のうちの何れかに記載のインバータ装置。
  7. 　前記補正制御部は前記補正制御により、前記三つの位相領域において、全ての相の前記上下アームスイッチング素子のスイッチングを停止するよう前記指令値を補正することを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
  8. 　前記補正制御部は前記補正制御により、前記三つの位相領域において、全ての相の前記上下アームスイッチング素子のスイッチングを停止し、且つ、前記三つの位相領域のそれぞれに対して１８０度ずれた位相領域において、相電圧が逆となるように、前記上下アームスイッチング素子のスイッチングを停止するよう前記指令値を補正することを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
  9. 　前記補正制御部は、前記三つの位相領域において、同位相において三相のうちの少なくとも二相で異なる値で、且つ、１２０度ずらして等しくなる補正値を用いて前記指令値を補正することを特徴とする請求項１乃至請求項８のうちの何れかに記載のインバータ装置。
  10. 　各相の上下アームスイッチング素子の接続点における相電圧を三相交流出力としてモータに印加するインバータ回路と、
    　該インバータ回路の前記各相の上下アームスイッチング素子のスイッチングを制御する制御装置を備え、
    　該制御装置により、一相の前記上アームスイッチング素子がＯＮし、他の二相の前記下アームスイッチング素子がＯＮした状態、又は、前記一相の下アームスイッチング素子がＯＮし、前記他の二相の上アームスイッチング素子がＯＮした状態からスイッチングの規定区間を開始すると共に、
    　前記相電圧の変化を、他の相の前記相電圧の変化で打ち消すような指令値を生成して前記上下アームスイッチング素子をスイッチングするキャンセル制御を実行するインバータ装置において、
    　前記制御装置は、前記相電圧の狙いのパルス幅が出せない位相領域が発生する場合、当該位相領域と、該位相領域に対して１２０度、及び、２４０度ずれた計三つの位相領域において、前記狙いのパルス幅が出せなくなる相の前記上下アームスイッチング素子のスイッチングを停止する部分キャンセル制御を実行することを特徴とするインバータ装置。
  11. 　前記制御装置は、請求項２、請求項３、請求項４、請求項５、請求項６、請求項７、請求項８、請求項９、及び、請求項１０に記載の前記補正制御、及び、前記部分キャンセル制御を有し、
    　変調率、及び／又は、制御位相角に応じて、それらの何れかを選択して実行することを特徴とするインバータ装置。
  12. 　前記相電圧の狙いのパルス幅とは、前記キャンセル制御を実現しながら前記線間電圧が正弦波となるパルス幅であることを特徴とする請求項１乃至請求項１１のうちの何れかに記載のインバータ装置。
  13. 　前記制御装置は、前記各相の上下アームスイッチング素子をそれぞれ接続するための出力ポートを有し、前記一相の上下アームスイッチング素子は、上アームスイッチング素子が下アームスイッチング素子用の前記出力ポートに、下アームスイッチング素子が上アームスイッチング素子用の前記出力ポートに接続されていることを特徴とする請求項１乃至請求項１２のうちの何れかに記載のインバータ装置。
  14. 　前記モータを内蔵した電動コンプレッサに搭載されることを特徴とする請求項１乃至請求項１３のうちの何れかに記載のインバータ装置。
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