WO2019171856A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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辰樹 柏原
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サンデンホールディングス株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a power converter that drives a motor by a three-phase inverter circuit.
  • a power converter for driving a motor comprises a three-phase inverter circuit with a plurality of switching elements, and controls the switching elements of each phase of UVW by PWM (Pulse Width Modulation). Since an inductance exists, a high surge voltage is generated when the switching element is turned on and off.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • each switching element is disconnected so that the direction of the current change caused by the switching operation (OFF / ON operation) of the switching element (switching element) is opposite to the direction of the current change caused by the connection operation of the other switching element.
  • a power conversion device that sets the timing of the contact operation in detail has also been developed (see, for example, Patent Document 1).
  • the present invention has been made in consideration of such a conventional situation, and an object of the present invention is to provide a power converter capable of effectively reducing a surge voltage generated by a parasitic inductance of a circuit.
  • the power conversion device of the present invention drives a motor by a three-phase inverter circuit having a plurality of switching elements, calculates a surge voltage value of each phase from the parasitic inductance of the circuit and the phase current of the motor, and this surge The phase having the maximum voltage value is derived, and switching of the switching element having the maximum surge voltage value is suppressed.
  • the power conversion device of the invention of claim 2 is characterized in that, in the above invention, the parasitic inductance of the circuit is different for each phase.
  • a phase voltage command calculation unit for calculating a three-phase modulation voltage command value applied to the motor, Line modulation that calculates the two-phase modulation voltage command value that modulates the ON / OFF state of other two-phase switching elements while fixing the ON / OFF state of one-phase switching elements in a specified interval such as PWM Based on a calculation unit and a two-phase modulation voltage command value, a PWM signal generation unit that generates a PWM signal for PWM control of the three-phase inverter circuit, Calculate the surge voltage value of each phase from the circuit's parasitic inductance and the motor phase current, derive the phase with the maximum surge voltage value, and turn on or off the switching element of the maximum surge voltage value phase. It is characterized by being fixed to.
  • the line modulation operation unit compares the surge voltage value of the maximum phase and the minimum phase of the three-phase modulation voltage command value, and turns on the switching element of the larger phase. Or, it is fixed to the OFF state.
  • the power converter of the invention of claim 5 is characterized in that, in each of the above inventions, the motor drives the compression mechanism of the electric compressor.
  • the surge voltage value of each phase is calculated from the parasitic inductance of the circuit and the phase current of the motor. Since the phase with the maximum current is derived and the switching of the switching element with the maximum surge voltage value is suppressed, the surge voltage value is calculated from the parasitic inductance of the circuit and the phase current flowing in the motor. It is possible to derive the phase in which the surge voltage is maximized, and to suppress the switching of the switching element that causes the surge voltage in the phase in which the surge voltage value is maximized.
  • phase voltage command calculation unit for calculating a three-phase modulation voltage command value applied to the motor, and a predetermined one-phase switching element of the three-phase inverter circuit based on the three-phase modulation voltage command value.
  • a line modulation calculation unit for calculating a two-phase modulation voltage command value for modulating the ON / OFF state of another two-phase switching element and fixing the ON / OFF state of the two-phase switching element in a specified section such as PWM, Based on the modulation voltage command value, a PWM signal generation unit that generates a PWM signal for PWM control of the three-phase inverter circuit is provided, and the line modulation calculation unit determines the surge voltage value of each phase from the circuit parasitic inductance and the motor phase current.
  • phase where the surge voltage value is maximum is derived and the switching element of the maximum surge voltage value phase is fixed to the ON or OFF state, so-called two-phase Surge voltage value so that it is possible to accurately suppress the switching of the switching elements of the phase having a maximum with a regulating system.
  • the interline modulation calculation unit compares the surge voltage value of the maximum phase and the minimum phase of the three-phase modulation voltage command value, and turns on or off the switching element of the larger phase. If the state is fixed, the surge voltage generated in the circuit can be effectively suppressed while performing PWM control of the motor by the two-phase modulation method without any trouble.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating an example of a mechanism for generating a surge voltage in the equivalent circuit of FIG. 4.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a method for calculating a surge voltage value of a maximum voltage value and a minimum voltage value in the equivalent circuit of FIG. 4.
  • an electric compressor (so-called inverter-integrated electric compressor) 16 according to an embodiment integrally provided with the power conversion device 1 of the present invention will be described with reference to FIGS. 2 and 3.
  • the electric compressor 16 of an Example comprises a part of refrigerant circuit of the air conditioning apparatus for vehicles mounted in vehicles, such as an engine drive vehicle, a hybrid vehicle, and an electric vehicle.
  • FIG. 2 the inside of a cylindrical housing 2 made of metal (such as aluminum) of the electric compressor 16 is compressed by a partition wall 3 that intersects the axial direction of the housing 2.
  • a scroll-type compression mechanism 7 and a motor 8 for driving the compression mechanism 7 are accommodated in the compression mechanism accommodation portion 4.
  • the motor 8 is an IPMSM (Interior Permanent Magnet Synchronous) comprising a stator 9 fixed to the housing 2 and a rotor 11 rotating inside the stator 9. Motor).
  • IPMSM Interior Permanent Magnet Synchronous
  • a bearing portion 12 is formed at the central portion of the partition wall 3 on the compression mechanism housing portion 4 side, one end of the drive shaft 13 of the rotor 11 is supported by the bearing portion 12, and the other end of the drive shaft 13 is the compression mechanism. 7 is connected.
  • a suction port 14 is formed in the vicinity of the partition wall 3 at a position corresponding to the compression mechanism housing portion 4 of the housing 2.
  • the refrigerant that has been compressed by the compression mechanism 7 and has reached a high temperature and a high pressure is discharged from the discharge port (not shown) to the refrigerant circuit outside the housing 2. Further, the low-temperature refrigerant that has flowed from the suction port 14 passes through the vicinity of the motor 8 through the vicinity of the partition wall 3 and is sucked by the compression mechanism 7, so that the partition wall 3 is also cooled.
  • the power converter device 1 of this invention which drives and controls the motor 8 is accommodated.
  • the power conversion device 1 is configured to supply power to the motor 8 via a sealed terminal or a lead wire that penetrates the partition wall 3.
  • the power conversion apparatus 1 includes a substrate 17, a plurality (six) of switching elements 18 ⁇ / b> A to 18 ⁇ / b> F connected to the electric circuit wiring on one surface side of the substrate 17, and the electric power on the other surface side of the substrate 17. It is comprised from the control part 21 connected to the circuit wiring, HV connector, LV connector, etc. which are not shown in figure.
  • the switching elements 18A to 18F are constituted by an insulated gate bipolar transistor (IGBT) or the like in which a MOS structure is incorporated in the gate portion.
  • the U of a three-phase inverter circuit (three-phase inverter circuit) 28 described later is used.
  • Two phase switching elements 18F are arranged side by side, and this set of switching elements 18A and 18D, switching elements 18B and 18E, and switching elements 18C and 18F are arranged in the center of the substrate 17 as shown in FIG. It is arranged radially around.
  • radial includes a U-shape as shown in FIG.
  • the switching elements 18A to 18F may be arranged in a circular arc shape (fan shape) around the center of the substrate 17 without being limited to the arrangement shown in FIG.
  • the switching elements 18C and 18F of the W-phase inverter 19W are positioned on the suction port 14 side, and the switching elements 18B and 18E of the V-phase inverter 19V are positioned at a counterclockwise 90 ° position in FIG. Is arranged, and switching elements 18A and 18D of the U-phase inverter 19U are arranged at a position opposite to the suction port 14.
  • the terminal portions 22 of the switching elements 18A to 18F are connected to the substrate 17 in a state of being on the center side of the substrate 17.
  • current sensors 26A and 26B each including a current transformer for measuring a U-phase current iu, a V-phase current iv, and a W-phase current iw, which are motor currents (phase currents) of the respective phases.
  • the current sensors 26 ⁇ / b> A and 26 ⁇ / b> B are connected to the control unit 21.
  • the current sensor 26A measures the U-phase current iu, and the current sensor 26B measures the V-phase current iv.
  • W phase current iw is calculated
  • the power conversion device 1 assembled in this way is housed in the inverter housing section 6 and attached to the partition wall 3 in a state where one surface side of each of the switching elements 18A to 18F is the partition wall 3 side. It is closed at 23. In this case, the substrate 17 is fixed to the partition wall 3 via the boss portion 24 rising from the partition wall 3.
  • each of the switching elements 18A to 18F is disposed at a position that avoids a portion corresponding to the bearing 12 and the drive shaft 13, and is disposed so as to surround the periphery thereof (FIG. 3).
  • the switching elements 18A to 18F are in a heat exchange relationship with the sucked refrigerant through the partition wall 3, and the partition wall The switching elements 18A to 18F themselves are radiated to the refrigerant through the partition wall 3 by being cooled by the refrigerant sucked into the compression mechanism accommodating portion 4 through the thickness 3.
  • the power converter 1 includes the above-described three-phase inverter circuit (three-phase inverter circuit) 28 and a control unit 21.
  • the inverter circuit 28 is a circuit that converts a DC voltage of a DC power source (battery: 300 V, for example) 29 into a three-phase AC voltage and applies it to the armature coil of the stator 9 of the motor 8.
  • the inverter circuit 28 includes the U-phase inverter 19U, the V-phase inverter 19V, and the W-phase inverter 19W described above, and each of the phase inverters 19U to 19W includes the above-described upper-phase switching elements 18A to 18C and the lower-phase switching elements 18A to 18C, respectively. Phase switching elements 18D to 18F are individually provided. Further, a flywheel diode 31 is connected in antiparallel to each of the switching elements 18A to 18F.
  • the upper ends of the upper-phase switching elements 18A to 18C of the inverter circuit 28 are connected to the DC power supply 29 and the positive bus on the smoothing capacitor 32.
  • the smoothing capacitor 32 is also connected to the electric circuit wiring on the one surface side of the substrate 17 to constitute the power conversion device 1.
  • the lower ends of the switching elements 18D to 18F in the lower phase of the inverter circuit 28 are connected to the DC power source 29 and the negative bus on the smoothing capacitor 32.
  • the upper phase switching element 18A and the lower phase switching element 18D of the U-phase inverter 19U are connected to the U-phase armature coil of the motor 8, and the upper-phase switching element 18B of the V-phase inverter 19V
  • the lower-phase switching element 18E is connected to the V-phase armature coil of the motor 8
  • the upper-phase switching element 18C and the lower-phase switching element 18F of the W-phase inverter 19W are connected to the motor 8 of the motor 8. It is connected to a W-phase armature coil.
  • control unit 21 is configured by a microcomputer having a processor, which receives a rotational speed command value from the vehicle ECU and a phase current from the motor 8, and based on these.
  • the ON / OFF states of the switching elements 18A to 18F of the inverter circuit 28 are controlled. Specifically, the gate voltage applied to the gate terminals of the switching elements 18A to 18F is controlled.
  • the control unit 21 includes a phase voltage command calculation unit 33, a line modulation calculation unit 34, a PWM signal generation unit 36, and a gate driver 37.
  • the phase voltage command calculation unit 33 is a three-phase modulation voltage command value U ′ (U-phase voltage command value) to be applied to the armature coil of each phase of the motor 8 based on the electrical angle, current command value and phase current of the motor 8.
  • V ′ V-phase voltage command value
  • W ′ W-phase voltage command value
  • the line modulation calculation unit 34 is calculated by the phase voltage command calculation unit 33, and based on the calculated three-phase modulation voltage command values U ′, V ′, W ′, the two-phase modulation voltage command value U (U-phase voltage command Value), V (V-phase voltage command value), and W (W-phase voltage command value).
  • the U-phase current iu and V-phase current iv measured by each of the current sensors 26A and 26B described above are input to the line modulation calculation unit 34, and the line modulation calculation unit 34 outputs the phase current (U phase current iu, V-phase current iv and W-phase current iw) are obtained.
  • the operation of the line modulation calculation unit 34 will be described in detail later.
  • the PWM signal generation unit 36 is calculated by the line modulation calculation unit 34 and based on the calculated two-phase modulation voltage command values U, V, and W, the U-phase inverter 19U, the V-phase inverter 19V, and the W-phase of the inverter circuit 28.
  • PWM signals Vu, Vv, and Vw serving as drive command signals for the inverter 19W are generated by comparing the carrier triangular wave with the magnitude.
  • the gate driver 37 is based on the PWM signals Vu, Vv, and Vw output from the PWM signal generator 36, and the gate voltages Vuu and Vul of the switching elements 18A and 18D of the U-phase inverter 19U and the switching element 18B of the V-phase inverter 19V. , 18E and gate voltages Vwu and Vwl of the switching elements 18C and 18F of the W-phase inverter 19W are generated. These gate voltages Vuu, Vul, Vvu, Vvl, Vwu, and Vwl can be expressed by a duty that is a time ratio of the ON state in a predetermined time.
  • the switching elements 18A to 18F of the inverter circuit 28 are driven ON / OFF based on the gate voltages Vuu, Vul, Vvu, Vvl, Vwu, Vwl output from the gate driver 37. That is, when the gate voltage is turned on (predetermined voltage value), the transistor is turned on, and when the gate voltage is turned off (zero), the transistor is turned off.
  • the gate driver 37 is a circuit for applying a gate voltage to the IGBT based on the PWM signal when the switching elements 18A to 18F are the above-described IGBTs, and includes a photocoupler, a logic IC, a transistor, and the like.
  • the three-phase inverter circuit 28 of the power conversion device 1 provided in the electric compressor 16 as in the embodiment has a complicated structure and electric circuit wiring, so that the parasitic inductance is different for each phase.
  • the equivalent circuit of FIG. 4 shows an example of the parasitic inductance that the electric circuit of the three-phase inverter circuit 28 of the embodiment has.
  • Linp is the parasitic inductance of the positive-side bus between the U-phase inverter 19U and the smoothing capacitor 32
  • Lup is the parasitic inductance between the collector of the upper-phase switching element 18A of the U-phase inverter 19U and the positive-side bus
  • Lun is a parasitic inductance between the emitter of the lower phase switching element 18D of the U-phase inverter 19U and the negative bus
  • Linn is a parasitic inductance of the negative bus between the U-phase inverter 19U and the smoothing capacitor 32.
  • Lvp is a parasitic inductance of the positive-side bus between the U-phase inverter 19U and the V-phase inverter 19V
  • Lvp is a parasitic inductance between the collector of the upper-phase switching element 18B of the V-phase inverter 19V and the positive-side bus
  • Lvn is a parasitic inductance between the emitter of the lower phase switching element 18E of the V-phase inverter 19V and the negative-side bus
  • Luvn is a parasitic inductance of the negative-side bus between the U-phase inverter 19U and the V-phase inverter 19V.
  • Lvwp is a parasitic inductance of the positive side bus between the V phase inverter 19V and the W phase inverter 19W
  • Lwp is a parasitic inductance between the collector of the upper phase switching element 18C of the W phase inverter 19W and the positive side bus
  • Lwn is a parasitic inductance between the emitter of the lower phase switching element 18F of the W-phase inverter 19W and the negative bus
  • Lvwn is a parasitic inductance of the negative bus between the V-phase inverter 19V and the W-phase inverter 19W.
  • the upper phase switching elements 18A to 18C of the UVW inverters 19U to 19W are turned on, and the lower phase switching elements 18D to 18F are turned off. It is assumed that a current flows as indicated by a middle arrow. It is assumed that the switching element circled in the figure is ON.
  • ⁇ t is a coefficient that depends on the switching speed of the IGBT. For example, when the upper and lower phases of the U phase, the V phase, and the W phase have the same 6-phase IGBT switching speed, ⁇ t is set for all six phases. Although commonly given and described, it is not limited to the case where ⁇ t is common. When the switching speeds of all of the six phases are different, it can be considered similarly by giving different ⁇ t to each.
  • the state 3 is obtained.
  • the current flowing through the switching element 18C in the state 2 is negative, no surge voltage is generated in the parasitic inductance Lwp.
  • various factors can be considered for the surge voltage, but here, as an example, the surge voltage generated when turning off the IGBT conduction current is dominant.
  • the parasitic inductance Linp, the parasitic inductance Lvp, and the parasitic inductance Luvp in the state 4 are changed. Since the current iv in the direction indicated by the dashed arrow flows, a surge voltage 2 is generated.
  • the value of the surge voltage 2 is iv * (Linp + Lvp + Luvp) / ⁇ t.
  • iv * (Linp + Lvp + Luvp)> iu * Lup the surge voltage 2 is greater than the surge voltage 1.
  • the line modulation calculation unit 34 calculates the surge voltage value of the maximum voltage phase and the minimum voltage phase for each switching of the switching elements 18A to 18F. Calculate and compare their magnitude.
  • the voltage maximum phase is the three-phase modulation voltage command value U ′ (U-phase voltage command value), V ′ (V-phase voltage command value), W ′ (W-phase voltage) calculated by the phase voltage command calculation unit 33.
  • Command value (see the uppermost stage in FIG. 9) means the phase of the maximum voltage command value
  • the voltage minimum phase is the three-phase modulation voltage command value U ′ (also calculated by the phase voltage command calculation unit 33).
  • U phase voltage command value V ′ (V phase voltage command value), and W ′ (W phase voltage command value)
  • the interline modulation calculation unit 34 performs the operation when the maximum voltage phase is the U phase (U When the phase voltage command value U ′ is the maximum), when the direction of the U-phase current iu is positive, the surge voltage value is calculated by iu * Lineup / ⁇ t.
  • the surge voltage value is calculated by iv * Linvp / ⁇ t when the direction of the V phase current iv is positive.
  • the surge voltage value is calculated by iw * Linwp / ⁇ t.
  • the line modulation calculation unit 34 calculates ( ⁇ iv) * Lvup when the minimum voltage phase is the U phase (when the U phase voltage command value U ′ is minimum) and when the direction of the U phase current iu is positive.
  • the surge voltage value is calculated by ( ⁇ iu) * Linun / ⁇ t.
  • the surge voltage 1 of FIG. 5 described above is when the voltage minimum phase described above is the U phase and when the direction of the U phase current iu is positive.
  • the line modulation calculation unit 34 determines the maximum phase (maximum voltage phase) of the three-phase modulation voltage command values U ′, V ′, and W ′. ) And the surge voltage value of the minimum phase (minimum voltage phase) are calculated for each switching, and their magnitude relations are compared. The larger phase is derived as the phase having the maximum surge voltage value.
  • the ON / OFF state of the switching element having the maximum surge voltage value is fixed to the ON state (in the case of the maximum voltage phase) or the OFF state (in the case of the minimum voltage phase), and the switching element of the other phase is fixed.
  • FIG. 7 shows a U-phase voltage command value U, a V-phase voltage command value V and a W-phase voltage command value W according to the two-phase modulation method of the embodiment of the present invention, and a surge generated in each phase when PWM control is performed using them.
  • the voltage is shown. Note that the two-phase modulation voltage command values U, V, and W calculated by the inter-line modulation calculation unit 34 are corrected to ⁇ 1 to 1 after normalization of the voltage command value for performing the two-phase modulation control of the motor 8. It is the value after).
  • FIG. 9 shows the three-phase modulation method in which the switching elements 18A to 18F are PWM-controlled by the three-phase modulation voltage command values U ′, V ′, and W ′ calculated by the phase voltage command calculation unit 33.
  • the generated surge voltage value is also shown (S1 is the upper phase, S2 is the lower phase, and so on).
  • FIG. 8 is PWM-controlled by the two-phase modulation voltage command values U, V, and W calculated by the normal two-phase modulation method in order to compare with the case of the two-phase modulation method of the embodiment of the present invention of FIG. In this case, the surge voltage value generated in each phase is shown.
  • This normal two-phase modulation system is a switching element having a maximum absolute value by comparing three-phase modulation voltage command values U ′, V ′, and W ′ of each phase calculated by the phase voltage command calculation unit 33.
  • the ON / OFF states of 18A to 18F are fixed to the ON or OFF state, and the switching of the switching elements 18A to 18F is suppressed.
  • surge voltages having a surge voltage value MAX1 to MAX5 are generated in each phase, and in particular, the surge voltage having the largest surge voltage value MAX4 is generated in the W phase.
  • the value indicated by MAX in this figure is the peak value of each surge voltage value. The same applies hereinafter).
  • the switching elements are fixed to the ON or OFF state at the timing when the surge voltage values MAX1 to MAX5 are generated in the case of the three-phase modulation method of FIG.
  • Surge voltage value MAX1 is surge voltage value MAX6
  • surge voltage value MAX2 is surge voltage value MAX7
  • surge voltage value MAX3 is surge voltage value MAX8
  • surge voltage value MAX4 is surge voltage value MAX9
  • surge voltage value MAX5 is surge voltage value. It can be seen that the peak value is lowered to the voltage value MAX10.
  • the magnitude relationship between the surge voltage value of the maximum voltage phase and the surge voltage value of the minimum voltage phase is compared.
  • the voltage value is derived as the maximum phase, and the ON / OFF state of the switching element with the maximum surge voltage value is fixed to the ON state (in the case of the maximum voltage phase) or OFF state (in the case of the minimum voltage phase).
  • the V-phase surge voltage value MAX7 which is the maximum voltage phase at the time t1 in FIG. 8 is the U-phase surge voltage value which is the minimum voltage phase (indicated by MAX15 in FIG. 8). Therefore, the ON state of the V-phase switching element is extended to t2 in FIG.
  • the V-phase surge voltage value MAX7 in FIG. 8 is lowered to the surge voltage value MAX11 in FIG.
  • the surge voltage value MAX9 of the W phase that is the maximum voltage phase is larger than the surge voltage value of the V phase that is the minimum voltage phase (indicated by MAX16 in FIG. 8) at the time t3 in FIG.
  • the ON state of the switching element is extended to t4 in FIG.
  • the V-phase surge voltage value MAX9 in FIG. 8 is lowered to the surge voltage value MAX13 in FIG.
  • the W-phase surge voltage value MAX10 that is the minimum voltage phase is larger than the V-phase surge voltage value (shown as MAX17 in FIG. 8) that is the maximum voltage phase at time t5 in FIG.
  • the OFF state of the switching element is extended to t6 in FIG.
  • the W-phase surge voltage value MAX10 in FIG. 8 is lowered to the surge voltage value MAX14 in FIG. That is, according to the two-phase modulation system of the embodiment of the present invention, it can be seen that the surge voltage value peak is further suppressed as compared with the normal two-phase modulation system.
  • the surge voltage value of each phase of UVW is calculated from the parasitic inductance of the three-phase inverter circuit 28 and the phase currents (iu, iv, iw) of the motor 8, and the surge voltage value is maximized.
  • the switching of the switching element of the maximum surge voltage value phase is suppressed, so that the surge voltage value is maximized from the parasitic inductance of the circuit grasped in advance and the phase current flowing in the motor 8.
  • the switching itself of the switching elements 18A to 18F which is the cause of the surge voltage, can be suppressed in the phase where the surge voltage value is maximum.
  • phase voltage command calculation unit 33 for calculating the three-phase modulation voltage command values U ′, V ′, and W ′ applied to the motor 8 and the three-phase modulation voltage command values U ′, V ′, and W ′ are calculated.
  • the line modulation calculation unit 34 calculates the surge voltage value of each phase from the parasitic inductance of the circuit and the phase current of the motor 8, derives the phase where the surge voltage value is the maximum, and The voltage phase maximum phase ON the switching element, or, since the be fixed to the OFF state, it is possible to surge voltage is restrained appropriately switching the switching element of the phase having a maximum with a two-phase modulation scheme.
  • the line modulation calculation unit 34 compares the surge voltage values of the maximum phase (maximum voltage phase) and the minimum phase (minimum voltage phase) of the three-phase modulation voltage command values U ′, V ′, and W ′.
  • the switching element of the larger phase is fixed to the ON or OFF state, the surge voltage generated in the circuit is effectively prevented while performing the PWM control of the motor 8 by the two-phase modulation method without any trouble. It becomes possible to suppress.
  • the equivalent circuit shown in FIG. 4 and the calculation method collectively shown in FIG. 6 are examples. If the electric circuit wiring of the three-phase inverter circuit 28 is different, the equivalent circuit is different and the calculation method of the surge voltage value is also different. Come on. In the embodiment, the calculation method of the surge voltage value in the case where the upper phase switching elements 18A to 18C are turned on is shown. However, the calculation is different when the lower phase switching elements 18D to 18F are turned on. Become a method.
  • the U-phase current iu, the V-phase current iv, and the W-phase current iw which are motor currents (phase currents) of each phase
  • the motor current (phase current) may be measured by shunt resistance or other methods.
  • the present invention is applied to the power conversion device 1 that controls the drive of the motor 8 of the electric compressor 16.
  • the present invention is not limited to the invention other than claim 5, and the present invention is not limited to this and is applied to the drive control of motors of various devices. It is valid.

Abstract

【課題】回路の寄生インダクタンスによって発生するサージ電圧を効果的に低減することができる電力変換装置を提供する。 【解決手段】電力変換装置１は、複数のスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆを有する三相インバータ回路２８により電動圧縮機１６の圧縮機構７を駆動するモータ８を運転するものであって、回路の寄生インダクタンスとモータ８の相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗから各相のサージ電圧値を算出し、このサージ電圧値が最大となる相を導出して、当該サージ電圧値最大相のスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆのスイッチングを、二相変調方式で抑制する。

Description

電力変換装置
　本発明は、三相インバータ回路によりモータを駆動する電力変換装置に関するものである。
　従来よりモータを駆動するための電力変換装置は、複数のスイッチング素子により三相インバータ回路を構成し、ＵＶＷ各相のスイッチング素子をＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御するものであるが、回路には寄生インダクタンスが存在するため、スイッチング素子のＯＮ、ＯＦＦに伴い、高いサージ電圧が発生してしまう。
　そこで、スイッチング素子（スイッチ素子）の断接動作（ＯＦＦ／ＯＮ動作）による電流変化の向きと、他のスイッチング素子の断接動作による電流変化の向きが反対となるように、各スイッチング素子の断接動作のタイミングを詳細に設定する電力変換装置も開発されている（例えば、特許文献１参照）。
特開２０１３－５５８０１号公報 特開２０１４－１３８５２６号公報
　しかしながら、回路の寄生インダクタンスは構成や各相によって異なるため、本質的な改善をすることは困難である。一方で、近年ではスイッチング素子の損失と発熱を低減して効率を改善する目的で、このＰＷＭ制御部に二相変調と称される方式を適用した電力変換装置（インバータ制御装置）も提案されている（例えば、特許文献２参照）。
　本発明は、係る従来の状況を考慮して成されたものであり、回路の寄生インダクタンスによって発生するサージ電圧を効果的に低減することができる電力変換装置を提供することを目的とする。
　本発明の電力変換装置は、複数のスイッチング素子を有する三相インバータ回路によりモータを駆動するものであって、回路の寄生インダクタンスとモータの相電流から各相のサージ電圧値を算出し、このサージ電圧値が最大となる相を導出して、当該サージ電圧値最大相のスイッチング素子のスイッチングを抑制することを特徴とする。
　請求項２の発明の電力変換装置は、上記発明において回路の寄生インダクタンスは、各相毎に異なることを特徴とする。
　請求項３の発明の電力変換装置は、上記各発明においてモータに印加する三相変調電圧指令値を演算する相電圧指令演算部と、三相変調電圧指令値に基づき、三相インバータ回路の所定の一相のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態をＰＷＭなどの規定区間にて固定させると共に、他の二相のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させる二相変調電圧指令値を演算する線間変調演算部と、二相変調電圧指令値に基づき、三相インバータ回路をＰＷＭ制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部を備え、線間変調演算部は、
回路の寄生インダクタンスとモータの相電流から各相のサージ電圧値を算出し、このサージ電圧値が最大となる相を導出して、当該サージ電圧値最大相のスイッチング素子をＯＮ、又は、ＯＦＦ状態に固定することを特徴とする。
　請求項４の発明の電力変換装置は、上記発明において線間変調演算部は、三相変調電圧指令値の最大相と最小相のサージ電圧値を比較し、大きい方の相のスイッチング素子をＯＮ、又は、ＯＦＦ状態に固定することを特徴とする。
　請求項５の発明の電力変換装置は、上記各発明においてモータは、電動圧縮機の圧縮機構を駆動することを特徴とする。
　本発明によれば、複数のスイッチング素子を有する三相インバータ回路によりモータを駆動する電力変換装置において、回路の寄生インダクタンスとモータの相電流から各相のサージ電圧値を算出し、このサージ電圧値が最大となる相を導出して、当該サージ電圧値最大相のスイッチング素子のスイッチングを抑制するようにしたので、予め把握される回路の寄生インダクタンスと、モータに流れている相電流からサージ電圧値が最大となる相を導出し、当該サージ電圧値が最大となる相において、サージ電圧が発生する原因であるスイッチング素子のスイッチングそのものを抑制することができるようになる。
　これにより、回路に生じるサージ電圧を効果的に抑制することができるようになる。特に、請求項５の発明の如く電動圧縮機の圧縮機構を駆動するモータでは、構造が複雑になるために請求項２の発明の如く回路の寄生インダクタンスは各相毎に異なって来るので、本発明は極めて有効なものとなる。
　更に、請求項３の発明の如くモータに印加する三相変調電圧指令値を演算する相電圧指令演算部と、三相変調電圧指令値に基づき、三相インバータ回路の所定の一相のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態をＰＷＭなどの規定区間にて固定させると共に、他の二相のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させる二相変調電圧指令値を演算する線間変調演算部と、二相変調電圧指令値に基づき、三相インバータ回路をＰＷＭ制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部を設け、線間変調演算部が、回路の寄生インダクタンスとモータの相電流から各相のサージ電圧値を算出し、このサージ電圧値が最大となる相を導出して、当該サージ電圧値最大相のスイッチング素子をＯＮ、又は、ＯＦＦ状態に固定するようにすれば、所謂二相変調方式を用いてサージ電圧値が最大となる相のスイッチング素子のスイッチングを的確に抑制することができるようになる。
　この場合、請求項４の発明の如く線間変調演算部が、三相変調電圧指令値の最大相と最小相のサージ電圧値を比較し、大きい方の相のスイッチング素子をＯＮ、又は、ＯＦＦ状態に固定するようにすれば、二相変調方式によるモータのＰＷＭ制御を支障無く行いながら、回路に生じるサージ電圧を効果的に抑制することができるようになるものである。
本発明の一実施例の電力変換装置の電気回路図である。 図１の電力変換装置を備えた一実施例の電動圧縮機の縦断側面図である。 図２の電動圧縮機をインバータ収容部側から見たカバーと基板を除く側面図である。 図１の電力変換装置の回路の寄生インダクタンスを説明するための等価回路の一例を示す図である。 図４の等価回路においてサージ電圧が発生する仕組みの一例を説明する図である。 図４の等価回路において電圧最大値と電圧最小値のサージ電圧値を計算する方法を説明する図である。 図１の電力変換装置において本発明の実施例の二相変調方式でＰＷＭ制御した場合の各相で発生するサージ電圧値を示す図である。 図１の電力変換装置において通常の二相変調方式でＰＷＭ制御した場合の各相で発生するサージ電圧値を示す図である。 図１の電力変換装置において三相変調方式でＰＷＭ制御した場合の各相で発生するサージ電圧値を示す図である。
　以下、本発明の実施の形態について、図面に基づいて詳細に説明する。先ず、図２と図３を参照しながら本発明の電力変換装置１を一体に備えた実施例の電動圧縮機（所謂インバータ一体型電動圧縮機）１６について説明する。尚、実施例の電動圧縮機１６は、エンジン駆動自動車やハイブリッド自動車、電気自動車等の車両に搭載される車両用空気調和装置の冷媒回路の一部を構成するものである。
　（１）電動圧縮機１６の構成
　図２において、電動圧縮機１６の金属製（アルミニウム等）の筒状ハウジング２内は、当該ハウジング２の軸方向に交差する仕切壁３により圧縮機構収容部４とインバータ収容部６とに区画されており、圧縮機構収容部４内に例えばスクロール型の圧縮機構７と、この圧縮機構７を駆動するモータ８が収容されている。この場合、モータ８はハウジング２に固定されたステータ９と、このステータ９の内側で回転するロータ１１から成るＩＰＭＳＭ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ　Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　Ｍａｇｎｅｔ　Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ
　Ｍｏｔｏｒ）である。
　仕切壁３の圧縮機構収容部４側の中心部には軸受部１２が形成されており、ロータ１１の駆動軸１３の一端はこの軸受部１２に支持され、駆動軸１３の他端は圧縮機構７に連結されている。ハウジング２の圧縮機構収容部４に対応する位置の仕切壁３近傍には吸入口１４が形成されており、モータ８のロータ１１（駆動軸１３）が回転して圧縮機構７が駆動されると、この吸入口１４からハウジング２の圧縮機構収容部４内に作動流体である低温の冷媒が流入し、圧縮機構７に吸引されて圧縮される。
　そして、この圧縮機構７で圧縮され、高温・高圧となった冷媒は、図示しない吐出口よりハウジング２外の前記冷媒回路に吐出される構成とされている。また、吸入口１４から流入した低温の冷媒は、仕切壁３近傍を通ってモータ８の周囲を通過し、圧縮機構７に吸引されることから、仕切壁３も冷却されることになる。
　そして、この仕切壁３で圧縮機構収容部４と区画されたインバータ収容部６内には、モータ８を駆動制御する本発明の電力変換装置１が収容される。この場合、電力変換装置１は、仕切壁３を貫通する密封端子やリード線を介してモータ８に給電する構成とされている。
　（２）電力変換装置１の構造（基板１７上の配置）
　実施例の場合、電力変換装置１は、基板１７と、この基板１７の一面側の電気回路配線に接続された複数（６個）のスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆと、基板１７の他面側の電気回路配線に接続された制御部２１と、図示しないＨＶコネクタ、ＬＶコネクタ等から構成されている。スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは、実施例ではＭＯＳ構造をゲート部に組み込んだ絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等から構成されている。
　この場合、実施例では後述する三相のインバータ回路（三相インバータ回路）２８のＵ
相インバータ１９Ｕの上相のスイッチング素子１８Ａと下相のスイッチング素子１８Ｄ、Ｖ相インバータ１９Ｖの上相のスイッチング素子１８Ｂと下相のスイッチング素子１８Ｅ、Ｗ相インバータ１９Ｗの上相のスイッチング素子１８Ｃと下相のスイッチング素子１８Ｆは二つずつそれぞれ並んだかたちとされ、この並んだ一組のスイッチング素子１８Ａ及び１８Ｄ、スイッチング素子１８Ｂ及び１８Ｅ、スイッチング素子１８Ｃ及び１８Ｆが、図３に示す如く基板１７の中心の周囲に放射状に配置されている。
　尚、この出願において放射状とは図３に示す如きコ字状も含むものとする。また、図３に示す配置に限らず、一つ一つのスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆを、基板１７の中心の周囲に円弧状（扇状）に配置してもよい。
　また、実施例ではＷ相インバータ１９Ｗのスイッチング素子１８Ｃ及び１８Ｆが吸入口１４側に位置しており、それに対して図３における反時計回り９０°の位置にＶ相インバータ１９Ｖのスイッチング素子１８Ｂ及び１８Ｅが配置され、吸入口１４とは反対側の位置にＵ相インバータ１９Ｕのスイッチング素子１８Ａ及び１８Ｄが配置されたかたちとされている。
　また、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆの端子部２２は、基板１７の中心側となった状態で基板１７に接続されている。更に、この実施例では各相のモータ電流（相電流）であるＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ、Ｗ相電流ｉｗを測定するためのカレントトランスから成る電流センサ２６Ａ、２６Ｂが設けられ、各電流センサ２６Ａ、２６Ｂは制御部２１に接続されている。尚、電流センサ２６ＡはＵ相電流ｉｕを測定し、電流センサ２６ＢはＶ相電流ｉｖを測定する。そして、Ｗ相電流ｉｗはこれらから計算により求める。また、実施例のように各相のモータ電流を電流センサ２６Ａ、２６Ｂで測定する以外に、モータ８の運転状態から制御部２１が推定するようにしてもよい。
　そして、このように組み立てられた電力変換装置１は、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆがある一面側が仕切壁３側となった状態でインバータ収容部６内に収容されて仕切壁３に取り付けられ、カバー２３にて塞がれる。この場合、基板１７は仕切壁３から起立するボス部２４を介して仕切壁３に固定されることになる。
　このように電力変換装置１が仕切壁３に取り付けられた状態で、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは仕切壁３に直接若しくは所定の絶縁熱伝導材を介して密着し、ハウジング２の仕切壁３と熱交換関係となる。このとき、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは軸受１２及び駆動軸１３に対応する箇所を避けた位置に配置され、その周囲を囲繞するかたちで配置される（図３）。
　そして、前述した如く仕切壁３は圧縮機構収容部４内に吸入される冷媒によって冷やされているので、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは仕切壁３を介して吸入冷媒と熱交換関係となり、仕切壁３の厚みを介して圧縮機構収容部４内に吸入された冷媒によって冷却され、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆ自体は仕切壁３を介して冷媒に放熱するかたちとなる。
　（３）電力変換装置１の電気回路の構成
　次に、図１において電力変換装置１は、前述した三相のインバータ回路（三相インバータ回路）２８と、制御部２１を備えている。インバータ回路２８は、直流電源（バッテリ：例えば、３００Ｖ）２９の直流電圧を三相交流電圧に変換してモータ８のステータ９の電機子コイルに印加する回路である。このインバータ回路２８は、前述したＵ相インバータ１９Ｕ、Ｖ相インバータ１９Ｖ、Ｗ相インバータ１９Ｗを有しており、各相インバータ１９Ｕ～１９Ｗは、それぞれ前述した上相のスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃと、下相のスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆを個別に有している。更に、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆには、それぞれフライホイールダイオード３１が逆並列に接続されている。
　そして、インバータ回路２８の上相のスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃの上端側は、直流電源２９及び平滑コンデンサ３２の正極側母線に接続されている。尚、平滑コンデンサ３２も基板１７の一面側の電気回路配線に接続されて電力変換装置１を構成するものであるが、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆの配置を分かり易くするため、図２、図３では示していない。一方、インバータ回路２８の下相のスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆの下端側は、直流電源２９及び平滑コンデンサ３２の負極側母線に接続されている。
　そして、Ｕ相インバータ１９Ｕの上相のスイッチング素子１８Ａと下相のスイッチング素子１８Ｄとの間は、モータ８のＵ相の電機子コイルに接続され、Ｖ相インバータ１９Ｖの上相のスイッチング素子１８Ｂと下相のスイッチング素子１８Ｅとの間は、モータ８のＶ相の電機子コイルに接続され、Ｗ相インバータ１９Ｗの上相のスイッチング素子１８Ｃと下相のスイッチング素子１８Ｆとの間は、モータ８のＷ相の電機子コイルに接続されている。
　（４）制御部２１の構成
　次に、制御部２１はプロセッサを有するマイクロコンピュータから構成されており、車両ＥＣＵから回転数指令値を入力し、モータ８から相電流を入力して、これらに基づき、インバータ回路２８の各スイッチング素子１８Ａ～１８ＦのＯＮ／ＯＦＦ状態を制御する。具体的には、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆのゲート端子に印加するゲート電圧を制御する。
　この制御部２１は、相電圧指令演算部３３と、線間変調演算部３４と、ＰＷＭ信号生成部３６と、ゲートドライバ３７を有している。相電圧指令演算部３３は、モータ８の電気角、電流指令値と相電流に基づいてモータ８の各相の電機子コイルに印加する三相変調電圧指令値Ｕ’（Ｕ相電圧指令値）、Ｖ’（Ｖ相電圧指令値）、Ｗ’（Ｗ相電圧指令値）を演算する。この三相変調電圧指令値Ｕ’、Ｖ’、Ｗ’とは、モータ８の三相変調制御を行う場合における電圧指令値の正規化後（－１～１に補正後）の値であり、図９の最上段にその一例を示す。
　線間変調演算部３４は、相電圧指令演算部３３により演算され、算出された三相変調電圧指令値Ｕ’、Ｖ’、Ｗ’に基づき、二相変調電圧指令値Ｕ（Ｕ相電圧指令値）、Ｖ（Ｖ相電圧指令値）、Ｗ（Ｗ相電圧指令値）を演算する。前述した各電流センサ２６Ａ、２６Ｂが測定するＵ相電流ｉｕ及びＶ相電流ｉｖはこの線間変調演算部３４に入力され、線間変調演算部３４がモータ８の相電流（Ｕ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ、及び、Ｗ相電流ｉｗ）を求める。尚、この線間変調演算部３４の動作については後に詳述する。
　ＰＷＭ信号生成部３６は、線間変調演算部３４により演算され、算出された二相変調電圧指令値Ｕ、Ｖ、Ｗに基づき、インバータ回路２８のＵ相インバータ１９Ｕ、Ｖ相インバータ１９Ｖ、Ｗ相インバータ１９Ｗの駆動指令信号となるＰＷＭ信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを、キャリア三角波と大小を比較することにより発生させる。
　ゲートドライバ３７は、ＰＷＭ信号生成部３６から出力されるＰＷＭ信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに基づき、Ｕ相インバータ１９Ｕのスイッチング素子１８Ａ、１８Ｄのゲート電圧Ｖｕｕ、Ｖｕｌと、Ｖ相インバータ１９Ｖのスイッチング素子１８Ｂ、１８Ｅのゲート電圧Ｖｖｕ、Ｖｖｌと、Ｗ相インバータ１９Ｗのスイッチング素子１８Ｃ、１８Ｆのゲート電圧Ｖｗｕ、Ｖｗｌを発生させる。これらのゲート電圧Ｖｕｕ、Ｖｕｌ、Ｖｖｕ、Ｖｖｌ、Ｖｗｕ、Ｖｗｌは、所定時間におけるＯＮ状態の時間割合であるデューティにて表すことができる。
　そして、インバータ回路２８の各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは、ゲートドライバ３７から出力されるゲート電圧Ｖｕｕ、Ｖｕｌ、Ｖｖｕ、Ｖｖｌ、Ｖｗｕ、Ｖｗｌに基づき、ＯＮ／ＯＦＦ駆動される。即ち、ゲート電圧がＯＮ状態（所定の電圧値）となるとトランジスタがＯＮ動作し、ゲート電圧がＯＦＦ状態（零）となるとトランジスタがＯＦＦ動作する。このゲートドライバ３７は、スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆが前述したＩＧＢＴである場合には、ＰＷＭ信号に基づいてゲート電圧をＩＧＢＴに印加するための回路であり、フォトカプラやロジックＩＣ、トランジスタ等から構成される。
　（５）電気回路の寄生インダクタンス
　次に、図４を参照しながら三相インバータ回路２８の電気回路の寄生インダクタンスについて説明する。実施例の如く電動圧縮機１６に設けられる電力変換装置１の三相インバータ回路２８は、構造や電気回路配線が複雑になるために寄生インダクタンスも各相毎に異なって来る。図４の等価回路は、実施例の三相インバータ回路２８の電気回路が有する寄生インダクタンスの一例を示している。
　この図においてＬｉｎｐは、Ｕ相インバータ１９Ｕと平滑コンデンサ３２との間の正極側母線の寄生インダクタンス、ＬｕｐはＵ相インバータ１９Ｕの上相のスイッチング素子１８Ａのコレクタと正極側母線との間の寄生インダクタンス、ＬｕｎはＵ相インバータ１９Ｕの下相のスイッチング素子１８Ｄのエミッタと負極側母線との間の寄生インダクタンス、ＬｉｎｎはＵ相インバータ１９Ｕと平滑コンデンサ３２との間の負極側母線の寄生インダクタンスである。
　また、Ｌｕｖｐは、Ｕ相インバータ１９ＵとＶ相インバータ１９Ｖとの間の正極側母線の寄生インダクタンス、ＬｖｐはＶ相インバータ１９Ｖの上相のスイッチング素子１８Ｂのコレクタと正極側母線との間の寄生インダクタンス、ＬｖｎはＶ相インバータ１９Ｖの下相のスイッチング素子１８Ｅのエミッタと負極側母線との間の寄生インダクタンス、ＬｕｖｎはＵ相インバータ１９ＵとＶ相インバータ１９Ｖとの間の負極側母線の寄生インダクタンスである。
　更に、Ｌｖｗｐは、Ｖ相インバータ１９ＶとＷ相インバータ１９Ｗとの間の正極側母線の寄生インダクタンス、ＬｗｐはＷ相インバータ１９Ｗの上相のスイッチング素子１８Ｃのコレクタと正極側母線との間の寄生インダクタンス、ＬｗｎはＷ相インバータ１９Ｗの下相のスイッチング素子１８Ｆのエミッタと負極側母線との間の寄生インダクタンス、ＬｖｗｎはＶ相インバータ１９ＶとＷ相インバータ１９Ｗとの間の負極側母線の寄生インダクタンスである。三相インバータ回路２８の上記のような寄生インダクタンスの値は予め測定され、制御部２１の線間変調演算部３４が有するメモリ３５に格納されているものとする。
　（６）サージ電圧が起きる仕組み
　次に、図５を参照しながら図４の等価回路でサージ電圧が起きる仕組みについて説明する。上述した如く三相インバータ回路２８の電気回路にはＵＶＷの各相において異なる寄生インダクタンスが存在するため、各スイッチング素子１８Ａ～１８ＦのＯＮからＯＦＦに切り換わるときに、当該スイッチング素子に電流が流れていると、サージ電圧が発生する。
　例えば今、図５中の状態１に示すようにＵＶＷの各相のインバータ１９Ｕ～１９Ｗの上相のスイッチング素子１８Ａ～１８ＣがＯＮし、下相のスイッチング素子１８Ｄ～１８ＦがＯＦＦしており、図中矢印で示すように電流が流れているものとする。尚、図中に丸で囲んだスイッチング素子がＯＮしているものとする。
　この状態１から状態２に示すようにＵ相インバータ１９Ｕの上相のスイッチング素子１８ＡがＯＦＦし、下相のスイッチング素子１８ＤがＯＮすると、状態２の寄生インダクタンスＬｕｐに破線矢印で示す方向の電流ｉｕが流れるため、サージ電圧１が発生する。このサージ電圧１の値は、ｉｕ＊Ｌｕｐ／Δｔとなる。ここで、ΔｔはＩＧＢＴのスイッチング速度に依存する係数であり、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各上下相合わせて６相のＩＧＢＴスイッチング速度が同一である場合を例として、６相全てΔｔを共通に与えて記載するが、Δｔが共通である場合には限定しない。６相のスイッチング速度が全て異なる場合は、それぞれに異なるΔｔを与えることで、同様に考えることができる。
　次に、状態２からＷ相インバータ１９Ｗの上相のスイッチング素子１８ＣがＯＦＦし、下相のスイッチング素子１９ＦがＯＮすると、状態３のようになる。このとき、状態２でスイッチング素子１８Ｃに流れていた電流はマイナスであったため、寄生インダクタンスＬｗｐにはサージ電圧は発生しない。実際にはサージ電圧には様々な要因が考えられるが、ここではサージ電圧としてはＩＧＢＴ導通電流をＯＦＦするときに発生するものが優位である場合を例としている。
　この状態３から状態４に示すようにＶ相インバータ１９Ｖの上相のスイッチング素子１８ＢがＯＦＦし、下相のスイッチング素子１８ＥがＯＦＦすると、状態４の寄生インダクタンスＬｉｎｐと寄生インダクタンスＬｖｐと寄生インダクタンスＬｕｖｐに破線矢印で示す方向の電流ｉｖが流れるため、サージ電圧２が発生する。このサージ電圧２の値は、ｉｖ＊（Ｌｉｎｐ＋Ｌｖｐ＋Ｌｕｖｐ）／Δｔとなる。ここで、もしもｉｖ＊（Ｌｉｎｐ＋Ｌｖｐ＋Ｌｕｖｐ）＞ｉｕ＊Ｌｕｐであるならば、サージ電圧２はサージ電圧１よりも大きくなる。
　（７）線間変調演算部３４の動作
　次に、図６～図９を参照しながら制御部２１の線間変調演算部３４における二相変調電圧指令値Ｕ、Ｖ、Ｗの演算／算出動作について詳細に説明する。
　（７－１）電圧最大相及び電圧最小相のサージ電圧値の計算方法
　線間変調演算部３４は、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆのスイッチング毎に、電圧最大相と電圧最小相のサージ電圧値を計算し、それらの大小を比較している。ここで、電圧最大相とは、相電圧指令演算部３３が算出した三相変調電圧指令値Ｕ’（Ｕ相電圧指令値）、Ｖ’（Ｖ相電圧指令値）、Ｗ’（Ｗ相電圧指令値）のうち（図９の最上段参照）、最大の電圧指令値の相を意味し、電圧最小相とは、同じく相電圧指令演算部３３が算出した三相変調電圧指令値Ｕ’（Ｕ相電圧指令値）、Ｖ’（Ｖ相電圧指令値）、Ｗ’（Ｗ相電圧指令値）のうち、最小の電圧指令値の相を意味する。
　例えば、三角波キャリアにて出力するＰＷＭの場合で、上相の各スイッチング素子１８Ａ～１８ＣをＯＮとしてＰＷＭ動作がスタートする場合、線間変調演算部３４は、電圧最大相がＵ相の時（Ｕ相電圧指令値Ｕ’が最大の時）、Ｕ相電流ｉｕの向きが正の時は、ｉｕ＊Ｌｉｎｕｐ／Δｔでサージ電圧値を算出する。
　また、Ｕ相電流ｉｕの向きが負の時は、ｉｖ＊Ｌｖｕｎ／Δｔ＋ｉｗ＊Ｌｗｕｎ／Δｔでサージ電圧値を算出する（但し、ｉｖ＜０の時ｉｖ＝０、ｉｗ＜０の時ｉｗ＝０、ｉｖ＞－ｉｕの時ｉｖ＝－ｉｕ、ｉｗ＞－ｉｕの時ｉｗ＝－ｉｕとする）。
　電圧最大相がＶ相の時（Ｖ相電圧指令値Ｖ’が最大の時）、Ｖ相電流ｉｖの向きが正の時は、ｉｖ＊Ｌｉｎｖｐ／Δｔでサージ電圧値を算出する。
　また、Ｖ相電流ｉｖの向きが負の時は、ｉｕ＊Ｌｕｖｎ／Δｔ＋ｉｗ＊Ｌｗｖｎ／Δｔでサージ電圧値を算出する（但し、ｉｗ＜０の時ｉｗ＝０、ｉｕ＜０の時ｉｕ＝０、ｉｕ＞－ｉｖの時ｉｕ＝－ｉｖ、ｉｗ＞－ｉｖの時ｉｗ＝－ｉｖとする）。
　電圧最大相がＷ相の時（Ｗ相電圧指令値Ｗ’が最大の時）、Ｗ相電流ｉｗの向きが正の時は、ｉｗ＊Ｌｉｎｗｐ／Δｔでサージ電圧値を算出する。
　また、Ｗ相電流ｉｗの向きが負の時は、ｉｖ＊Ｌｖｗｎ／Δｔ＋ｉｕ＊Ｌｕｗｎ／Δｔでサージ電圧値を算出する（但し、ｉｖ＜０の時ｉｖ＝０、ｉｕ＜０の時ｉｕ＝０、ｉｕ＞－ｉｗの時ｉｕ＝－ｉｗ、ｉｖ＞－ｉｗの時ｉｖ＝－ｉｗとする）。
　更に、線間変調演算部３４は、電圧最小相がＵ相の時（Ｕ相電圧指令値Ｕ’が最小の時）、Ｕ相電流ｉｕの向きが正の時は、（－ｉｖ）＊Ｌｖｕｐ／Δｔ＋（－ｉｗ）＊Ｌｗｕｐ／Δｔでサージ電圧値を算出する。（但し、ｉｖ＞０の時ｉｖ＝０、ｉｗ＞０の時ｉｗ＝０、－ｉｖ＞ｉｕの時ｉｖ＝－ｉｕ、－ｉｗ＞ｉｕの時ｉｗ＝－ｉｕとする）。
　また、Ｕ相電流ｉｕの向きが負の時は、（－ｉｕ）＊Ｌｉｎｕｎ／Δｔでサージ電圧値を算出する。
　電圧最小相がＶ相の時（Ｖ相電圧指令値Ｖ’が最小の時）、Ｖ相電流ｉｖの向きが正の時は、（－ｉｕ）＊Ｌｕｖｐ／Δｔ＋（－ｉｗ）＊Ｌｗｖｐ／Δｔでサージ電圧値を算出する。（但し、ｉｗ＞０の時ｉｗ＝０、ｉｕ＞０の時ｉｕ＝０、－ｉｕ＞ｉｖの時ｉｕ＝－ｉｖ、－ｉｗ＞ｉｖの時ｉｗ＝－ｉｖとする）。
　また、Ｖ相電流ｉｖの向きが負の時は、（－ｉｖ）＊Ｌｉｎｖｎ／Δｔでサージ電圧値を算出する。
　電圧最小相がＷ相の時（Ｗ相電圧指令値Ｗ’が最小の時）、Ｗ相電流ｉｗの向きが正の時は、（－ｉｖ）＊Ｌｖｗｐ／Δｔ＋（－ｉｕ）＊Ｌｕｗｐ／Δｔでサージ電圧値を算出する。（但し、ｉｖ＞０の時ｉｖ＝０、ｉｕ＞０の時ｉｕ＝０、－ｉｕ＞ｉｗの時ｉｕ＝－ｉｗ、－ｉｖ＞ｉｗの時ｉｖ＝－ｉｗとする）。
　また、Ｗ相電流ｉｗの向きが負の時は、（－ｉｗ）＊Ｌｉｎｗｎ／Δｔでサージ電圧値を算出する。
　尚、上記において、Ｌｖｕｐ＝Ｌｕｐ、Ｌｗｕｐ＝Ｌｕｐ、Ｌｕｖｐ＝Ｌｕｖｐ＋Ｌｖｐ、Ｌｗｖｐ＝Ｌｖｐ、Ｌｕｗｐ＝Ｌｕｖｐ＋Ｌｖｗｐ＋Ｌｗｐ、Ｌｖｗｐ＝Ｌｖｗｐ＋Ｌｗｐである。
　また、Ｌｖｕｎ＝Ｌｕｖｎ＋Ｌｖｎ、Ｌｗｕｎ＝Ｌｕｖｎ＋Ｌｖｗｎ＋Ｌｗｎ、Ｌｕｖｎ＝Ｌｕｎ、Ｌｗｖｎ＝Ｌｖｗｎ＋Ｌｗｎ、Ｌｕｗｎ＝Ｌｕｎ、Ｌｖｗｎ＝Ｌｖｎである。
　また、Ｌｉｎｕｐ＝Ｌｉｎｐ＋Ｌｕｐ、Ｌｉｎｖｐ＝Ｌｉｎｐ＋Ｌｕｖｐ＋Ｌｖｐ、Ｌｉｎｗｐ＝Ｌｉｎｐ＋Ｌｕｖｐ＋Ｌｖｗｐ＋Ｌｗｐである。
　また、Ｌｉｎｕｎ＝Ｌｉｎｎ＋Ｌｕｎ、Ｌｉｎｖｎ＝Ｌｉｎｎ＋Ｌｕｖｎ＋Ｌｖｎ、Ｌｉｎｗｎ＝Ｌｉｎｎ＋Ｌｕｖｎ＋Ｌｖｗｎ＋Ｌｗｎである。
　以上が纏めて図６に示されている。ここで、先に説明した図５のサージ電圧１は、前述した電圧最小相がＵ相の時であって、Ｕ相電流ｉｕの向きが正の時である。この時、サージ電圧１は、（－ｉｖ）＊Ｌｖｕｐ／Δｔ＋（－ｉｗ）＊Ｌｗｕｐ／Δｔで算出されるが、ｉｖは正であるのでｉｖ＝０となり、－ｉｗ＞ｉｕであるのでｉｗ＝－ｉｕとなる。従って、（－ｉｖ）＊Ｌｖｕｐ／Δｔ＋（－ｉｗ）＊Ｌｗｕｐ／Δｔは、ｉｕ＊Ｌｗｕｐ／Δｔと書き換わり、Ｌｗｕｐ＝Ｌｕｐであるので、サージ電圧１はｉｕ＊Ｌｕｐ／Δｔとなる。
　また、先に説明した図５のサージ電圧２は、前述した電圧最大相がＶ相の時であって、Ｖ相電流ｉｖの向きが正の時である。この時、サージ電圧２は、ｉｖ＊Ｌｉｎｖｐ／Δｔで算出されるが、Ｌｉｎｖｐ＝Ｌｉｎｐ＋Ｌｕｖｐ＋Ｌｖｐであるので、サージ電圧２はｉｖ＊（Ｌｉｎｐ＋Ｌｖｐ＋Ｌｕｖｐ）／Δｔとなる。
　（７－２）線間変調演算部３４による二相変調動作
　以上のように線間変調演算部３４は三相変調電圧指令値Ｕ’、Ｖ’、Ｗ’のうちの最大相（電圧最大相）のサージ電圧値と最小相（電圧最小相）のサージ電圧値をスイッチング毎に算出し、それらの大小関係を比較している。そして、大きい方の相をサージ電圧値が最大となる相として導出する。次に、このサージ電圧値最大相のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態をＯＮ状態（電圧最大相の場合）、又は、ＯＦＦ状態（電圧最小相の場合）に固定させ、他の相のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させる二相変調電圧指令値Ｕ（Ｕ相電圧指令値）、Ｖ（Ｖ相電圧指令値）、Ｗ（Ｗ相電圧指令値）を演算し、出力する。これにより、サージ電圧最大相のスイッチング素子のスイッチングを抑制する。
　図７は係る本発明の実施例の二相変調方式によるＵ相電圧指令値Ｕ、Ｖ相電圧指令値Ｖ、Ｗ相電圧指令値Ｗと、それらでＰＷＭ制御した場合の各相で発生するサージ電圧を示している。尚、線間変調演算部３４が演算する二相変調電圧指令値Ｕ、Ｖ、Ｗとは、モータ８の二相変調制御を行うための電圧指令値の正規化後（－１～１に補正後）の値である。
　また、図９には相電圧指令演算部３３が算出した三相変調電圧指令値Ｕ’、Ｖ’、Ｗ’で各スイッチング素子１８Ａ～１８ＦをＰＷＭ制御する三相変調方式の場合に各相で発生するサージ電圧値も示す（Ｓ１は上相、Ｓ２は下相。以下、同じ）。また、図８は図７の本発明の実施例の二相変調方式の場合と比較するため、通常の二相変調方式で算出された二相変調電圧指令値Ｕ、Ｖ、ＷでＰＷＭ制御した場合に各相で発生するサージ電圧値を示している。この通常の二相変調方式とは、相電圧指令演算部３３が算出した各相の三相変調電圧指令値Ｕ’、Ｖ’、Ｗ’を比較し、絶対値が最大となる相のスイッチング素子１８Ａ～１８ＦのＯＮ／ＯＦＦ状態をＯＮ、又は、ＯＦＦ状態に固定させ、当該スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆのスイッチングを抑制するものである。
　図９の三相変調方式の場合、各相でサージ電圧値ＭＡＸ１～ＭＡＸ５のサージ電圧が発生しており、特に、Ｗ相では最も大きいサージ電圧値ＭＡＸ４のサージ電圧が発生していることが分かる（尚、この図でＭＡＸで示す値は各サージ電圧値のピーク値である。以下、同じ）。
　一方、図８の通常の二相変調方式の場合、図９の三相変調方式のときのサージ電圧値ＭＡＸ１～ＭＡＸ５が発生するタイミングでスイッチング素子がＯＮ、又は、ＯＦＦ状態に固定されるため、サージ電圧値ＭＡＸ１はサージ電圧値ＭＡＸ６に、サージ電圧値ＭＡＸ２はサージ電圧値ＭＡＸ７に、サージ電圧値ＭＡＸ３はサージ電圧値ＭＡＸ８に、サージ電圧値ＭＡＸ４はサージ電圧値ＭＡＸ９に、サージ電圧値ＭＡＸ５はサージ電圧値ＭＡＸ１０に、それぞれピーク値が下げられることが分かる。
　他方、図７の本発明の実施例の二相変調方式の場合、前述したように電圧最大相のサージ電圧値と電圧最小相のサージ電圧値の大小関係を比較し、大きい方の相をサージ電圧値が最大となる相として導出し、当該サージ電圧値最大相のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態をＯＮ状態（電圧最大相の場合）、又は、ＯＦＦ状態（電圧最小相の場合）に固定し、当該スイッチング素子のスイッチングを抑制するため、図８のｔ１の時点で電圧最大相であるＶ相のサージ電圧値ＭＡＸ７が電圧最小相であるＵ相のサージ電圧値（図８中にＭＡＸ１５で示す）よりも大きいことから、Ｖ相のスイッチング素子のＯＮ状態が図７のｔ２まで延長されることになる。これにより、図８のＶ相のサージ電圧値ＭＡＸ７は、図７ではサージ電圧値ＭＡＸ１１まで下げられることが分かる。
　また、図８のｔ３の時点で電圧最大相であるＷ相のサージ電圧値ＭＡＸ９が電圧最小相であるＶ相のサージ電圧値（図８中にＭＡＸ１６で示す）よりも大きいため、Ｗ相のスイッチング素子のＯＮ状態が図７のｔ４まで延長されることになる。これにより、図８のＶ相のサージ電圧値ＭＡＸ９は、図７ではサージ電圧値ＭＡＸ１３まで下げられる。
　更に、図８のｔ５の時点で電圧最小相であるＷ相のサージ電圧値ＭＡＸ１０が電圧最大相であるＶ相のサージ電圧値（図８中にＭＡＸ１７で示す）よりも大きいため、Ｗ相のスイッチング素子のＯＦＦ状態が図７のｔ６まで延長されることになる。これにより、図８のＷ相のサージ電圧値ＭＡＸ１０は、図７ではサージ電圧値ＭＡＸ１４まで下げられることになる。即ち、本発明の実施例の二相変調方式によれば、通常の二相変調方式に比べても更にサージ電圧値のピークが抑制されることが分かる。
　以上詳述した如く、本発明では三相インバータ回路２８の寄生インダクタンスとモータ８の相電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）からＵＶＷの各相のサージ電圧値を算出し、このサージ電圧値が最大となる相を導出して、当該サージ電圧値最大相のスイッチング素子のスイッチングを抑制するようにしたので、予め把握される回路の寄生インダクタンスと、モータ８に流れている相電流からサージ電圧値が最大となる相を導出し、当該サージ電圧値が最大となる相において、サージ電圧が発生する原因であるスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆのスイッチングそのものを抑制することができるようになる。
　これにより、回路に生じるサージ電圧を効果的に抑制することができるようになる。特に、実施例の如く電動圧縮機１６の圧縮機構７を駆動するモータ８に適用される電力変換装置１では、構造が複雑になるために回路の寄生インダクタンスは各相毎に異なって来るので、本発明は極めて有効なものとなる。
　更に、実施例ではモータ８に印加する三相変調電圧指令値Ｕ’、Ｖ’、Ｗ’を演算する相電圧指令演算部３３と、三相変調電圧指令値Ｕ’、Ｖ’、Ｗ’に基づき、三相インバータ回路２８の所定の一相のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態をＰＷＭなどの規定区間にて固定させると共に、他の二相のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させる二相変調電圧指令値Ｕ、Ｖ、Ｗを演算する線間変調演算部３４と、二相変調電圧指令値Ｕ、Ｖ、Ｗに基づき、三相インバータ回路２８をＰＷＭ制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部３６を設け、線間変調演算部３４が、回路の寄生インダクタンスとモータ８の相電流から各相のサージ電圧値を算出し、このサージ電圧値が最大となる相を導出して、当該サージ電圧値最大相のスイッチング素子をＯＮ、又は、ＯＦＦ状態に固定するようにしているので、二相変調方式を用いてサージ電圧値が最大となる相のスイッチング素子のスイッチングを的確に抑制することができるようになる。
　この場合、実施例では線間変調演算部３４が、三相変調電圧指令値Ｕ’、Ｖ’、Ｗ’の最大相（電圧最大相）と最小相（電圧最小相）のサージ電圧値を比較し、大きい方の相のスイッチング素子をＯＮ、又は、ＯＦＦ状態に固定するようにしているので、二相変調方式によるモータ８のＰＷＭ制御を支障無く行いながら、回路に生じるサージ電圧を効果的に抑制することができるようになる。
　尚、図４で示した等価回路や図６で纏めて示した計算方法は一例であり、三相インバータ回路２８の電気回路配線が異なれば、異なる等価回路となり、サージ電圧値の計算方法も異なって来る。また、実施例では上相の各スイッチング素子１８Ａ～１８ＣをＯＮとしてスタートする場合のサージ電圧値の計算方法を示したが、下相の各スイッチング素子１８Ｄ～１８ＦをＯＮとしてスタートする場合は異なる計算方法となる。
　また、実施例では各相のモータ電流（相電流）であるＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ、Ｗ相電流ｉｗをカレントトランスから成る電流センサ２６Ａ、２６Ｂで測定するようにしたが、それに限らず、シャント抵抗、その他の方法でモータ電流（相電流）を測定してもよい。更に、実施例では電動圧縮機１６のモータ８を駆動制御する電力変換装置１に本発明を適用したが、請求項５以外の発明ではそれに限らず、各種機器のモータの駆動制御に本発明は有効である。
　１　電力変換装置
　７　圧縮機構
　８　モータ
　１６　電動圧縮機
　１８Ａ～１８Ｆ　スイッチング素子
　１９Ｕ　Ｕ相インバータ
　１９Ｖ　Ｖ相インバータ
　１９Ｗ　Ｗ相インバータ
　２１　制御部
　２６Ａ、２６Ｂ　電流センサ
　２８　三相インバータ回路
　３３　相電圧指令演算部
　３４　線間変調演算部
　３６　ＰＷＭ信号生成部
　３７　ゲートドライバ

Claims (5)

  1. 　複数のスイッチング素子を有する三相インバータ回路によりモータを駆動する電力変換装置において、
    　回路の寄生インダクタンスと前記モータの相電流から各相のサージ電圧値を算出し、該サージ電圧値が最大となる相を導出して、当該サージ電圧値最大相の前記スイッチング素子のスイッチングを抑制することを特徴とする電力変換装置。
  2. 　前記回路の寄生インダクタンスは、各相毎に異なることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記モータに印加する三相変調電圧指令値を演算する相電圧指令演算部と、
    　前記三相変調電圧指令値に基づき、前記三相インバータ回路の所定の一相のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を規定区間固定させると共に、他の二相のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させる二相変調電圧指令値を演算する線間変調演算部と、
    　前記二相変調電圧指令値に基づき、前記三相インバータ回路をＰＷＭ制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部を備え、
    　前記線間変調演算部は、前記回路の寄生インダクタンスと前記モータの相電流から各相の前記サージ電圧値を算出し、該サージ電圧値が最大となる相を導出して、当該サージ電圧値最大相の前記スイッチング素子をＯＮ、又は、ＯＦＦ状態に固定することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記線間変調演算部は、前記三相変調電圧指令値の最大相と最小相の前記サージ電圧値を比較し、大きい方の相の前記スイッチング素子をＯＮ、又は、ＯＦＦ状態に固定することを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 　前記モータは、電動圧縮機の圧縮機構を駆動することを特徴とする請求項１乃至請求項４のうちの何れかに記載の電力変換装置。
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