WO2023282133A1 - モータ駆動制御装置 - Google Patents

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WO2023282133A1
WO2023282133A1 PCT/JP2022/025863 JP2022025863W WO2023282133A1 WO 2023282133 A1 WO2023282133 A1 WO 2023282133A1 JP 2022025863 W JP2022025863 W JP 2022025863W WO 2023282133 A1 WO2023282133 A1 WO 2023282133A1
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phase
current
semiconductor switch
potential end
current detection
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PCT/JP2022/025863
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English (en)
French (fr)
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吉朗 土山
章弘 京極
晴之 宮崎
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パナソニックＩｐマネジメント株式会社
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
    • H02P23/14—Estimation or adaptation of motor parameters, e.g. rotor time constant, flux, speed, current or voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
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    • H02P25/16—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the circuit arrangement or by the kind of wiring
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    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation

Definitions

  • the present disclosure relates to a motor drive control device.
  • Patent document 1 has a DC power supply device that has a positive electrode, a negative electrode, and a neutral point and outputs DC power, and a plurality of semiconductor switching elements, and converts the DC power supplied from the DC power supply to AC power.
  • a three-level inverter circuit for converting and supplying three-phase AC power to a load is disclosed.
  • Patent Document 1 discloses a power conversion device including the 3-level inverter circuit.
  • the power converter includes a first auxiliary capacitor connected in parallel with a first smoothing capacitor connected between the positive electrode and the neutral point of the three-level inverter circuit, and U-phase and V-phase of the three-level inverter circuit. , and a second auxiliary capacitor connected in parallel with a second smoothing capacitor connected between the neutral point and the negative electrode of the W phase.
  • the power conversion device also includes current detection means for detecting the current flowing through the first auxiliary capacitor and the second auxiliary capacitor, and detection means for detecting the detection signal detected by the current detection means.
  • the current detection means detects the short-circuit current flowing through the auxiliary capacitor.
  • the detection means by detecting the signal detected by the current detection means with the detection means, it is possible to detect the occurrence of the DC short-circuit failure.
  • the present disclosure provides a motor drive control device capable of restoring phase current detection of the motor from the current of the DC portion of the inverter while realizing miniaturization and cost reduction.
  • a motor drive control device includes a DC power supply device that has a high potential end, a low potential end, and an intermediate potential end, and outputs DC power; a plurality of input terminals to which a three-phase motor is connected; A high-potential-side semiconductor switch provided between a power supply and a corresponding input terminal of a plurality of input terminals to turn on/off between the high-potential end and the input terminal; a plurality of arms having a plurality of semiconductor switches, including a semiconductor switch on the intermediate potential side for turning on/off between the low potential end and the input terminal, and a semiconductor switch on the low potential side for turning on/off between the low potential end and the input terminal; A control circuit for controlling a semiconductor switch group composed of switches, and a first current detection section provided between an intermediate potential terminal and the semiconductor switch group.
  • the control circuit turns on/off the semiconductor switch on the high potential side, the semiconductor switch on the intermediate potential side, and the semiconductor switch on the low potential side with reference to the carrier signal so that a desired AC voltage is output to each of the plurality of input terminals.
  • the off ratio is controlled, Restore phase current information for a three-phase motor.
  • the motor drive control device can achieve miniaturization and cost reduction, and can restore the phase current detection from the current of the DC part of the inverter, and can realize highly accurate current control of the motor.
  • FIG. 1 is a block circuit diagram showing the overall configuration of a motor drive control device according to Embodiment 1 of the present disclosure.
  • FIG. 2 is a circuit block diagram showing the configuration of the control circuit in the first embodiment.
  • 3 is a flow chart showing a processing procedure of the control circuit in the first embodiment.
  • FIG. FIG. 4 is a flow chart showing a processing procedure for three-phase current restoration of the control circuit in the first embodiment.
  • FIG. 5 is a waveform diagram showing the relationship between the first on/off pattern of the semiconductor switch and the intermediate potential end current in the first embodiment.
  • FIG. 6 is a waveform diagram showing another current detection method different from the current detection method in FIG.
  • FIG. 7 is a waveform diagram showing another current detection method different from the current detection method in FIGS. 5 and 6.
  • FIG. FIG. 1 is a block circuit diagram showing the overall configuration of a motor drive control device according to Embodiment 1 of the present disclosure.
  • FIG. 2 is a circuit block diagram showing the configuration of the control circuit in
  • FIG. 8 is a waveform diagram showing the relationship between the second on/off pattern of the semiconductor switch and the intermediate potential end current according to the first embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 9 is a waveform diagram showing another current detection method different from the current detection method in FIG.
  • FIG. 10 is a circuit block diagram showing a configuration of a control circuit according to Embodiment 2 of the present disclosure.
  • FIG. 11 is a waveform diagram showing the relationship between the on/off pattern of the semiconductor switch and the current of each part in the second embodiment.
  • FIG. 12 is a waveform diagram showing the relationship between another ON/OFF pattern of the semiconductor switch and the current of each part in the second embodiment.
  • FIG. 13 is a waveform diagram before correction by the corrected on/off pattern of the semiconductor switch according to Embodiment 3 of the present disclosure.
  • FIG. 14 is a waveform diagram showing the relationship between the corrected on/off pattern of the semiconductor switch and the current of each part in the third embodiment.
  • FIG. 15 is a waveform diagram showing the relationship between another corrected on/off pattern of the semiconductor switch and the current of each part in the third embodiment.
  • FIG. 16 is a waveform diagram showing the relationship between another corrected on/off pattern of the semiconductor switch and the current of each part in the third embodiment.
  • FIG. 17 is a waveform diagram showing the relationship between the first on/off pattern of the semiconductor switch and the intermediate potential end current according to the fourth embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 1 A motor drive control device 10 according to the first embodiment will be described below with reference to FIGS. 1 to 9.
  • FIG. 1 A motor drive control device 10 according to the first embodiment will be described below with reference to FIGS. 1 to 9.
  • FIG. 1 is a block circuit diagram showing the overall configuration of a motor drive control device 10 according to Embodiment 1. As shown in FIG. 1, the motor drive control device 10 is connected between a DC power supply 101 and input terminals 114 (u-phase, v-phase, w-phase) to the DC power supply 101 and the three-phase motor 103. and a control circuit 104 for controlling switching of semiconductor switches in the plurality of arms.
  • a high potential end, an intermediate potential end, and a low potential end of the DC power supply 101 and three input terminals 114 to the three-phase motor 103 are connected to u-phase arm 102u, v-phase arm 102v, and w-phase arm 102w, respectively. connected through
  • a current sensor 105 which is a first current detection unit, is provided on the output side from the intermediate potential end.
  • a current sensor 105 can detect the input/output current from the intermediate potential terminal.
  • a shunt resistor 106 which is a second current detector, is arranged on the output side from the low potential end.
  • a shunt resistor 106 allows the input/output current from the low potential end to be detected.
  • the u-phase arm 102u includes a high-potential end side semiconductor switch (high-potential end side SW) 111u for turning on/off between the high-potential end and the input terminal 114 (u-phase) to the three-phase motor 103, and an intermediate potential end. and an input terminal 114 (u-phase) to the three-phase motor 103, and an intermediate potential end side semiconductor switch (intermediate potential end side SW) 113u that turns on/off between the low potential end and the input terminal to the three-phase motor 103 114 (u-phase) is provided with a low-potential end-side semiconductor switch (low-potential end-side SW) 112u for turning on/off.
  • a high-potential end semiconductor switch (high-potential end side switch) that turns on/off between the high-potential end and the input terminal 114 to the three-phase motor 103 is provided.
  • SW an intermediate potential end side semiconductor switch (intermediate potential end side SW) that turns ON/OFF between the intermediate potential end and the input terminal 114 to the three-phase motor 103, a low potential end and the input terminal to the three-phase motor 103 114 is provided.
  • each input terminal 114 (u-phase, v-phase, w-phase) connected to the three-phase motor 103 is connected to the DC power supply 101. Any voltage can be supplied within the range of voltage width.
  • the plurality of semiconductor switches are simultaneously turned on. don't be
  • the high potential end semiconductor switch 111u and the intermediate potential end semiconductor switch 113u are turned on at the same time, the high potential end and the intermediate potential end of the output ends of the DC power supply device 101 are short-circuited to generate a large current. will flow. In this case, a current exceeding the permissible current of the high-potential end semiconductor switch 111u and the intermediate potential end-side semiconductor switch 113u may flow, causing the high-potential end-side semiconductor switch 111u and the intermediate potential end-side semiconductor switch 113u to be destroyed. have a nature.
  • the current sensor 105 can detect that a large current is flowing through these semiconductor switches.
  • the shunt resistor 106 can detect that a large current is flowing through these semiconductor switches.
  • the u-phase arm has been described above, the same applies to the v-phase arm and the w-phase arm. That is, since a current sensor as a first current detection unit and a shunt resistor as a second current detection unit are provided for a loop in which a large current flows due to a short circuit, these first current detection units and the second current detection section, it is possible to detect a short-circuit due to simultaneous ON state of a plurality of semiconductor switches in the same arm.
  • the semiconductor switches can be protected by taking measures such as turning off all the semiconductor switches.
  • the semiconductor switch is turned on at the same time. Destruction of the switch can be prevented.
  • the relationship between the three-phase motor 103 and current will be described.
  • the current sensor 105 detects the current flowing through the u-phase of the three-phase motor 103 .
  • the current sensor 105 detects each input terminal 114 of the three-phase motor 103 (u-phase, u-phase, v-phase, w-phase), the total value of currents flowing through the phases in which the semiconductor switch on the intermediate potential end side is turned on is detected.
  • the u-phase arm 102u, the v-phase arm 102v, and the w-phase arm 102w among the semiconductor switches connected to the intermediate potential end, only the intermediate potential end semiconductor switch 113u of the u-phase arm 102u is turned on.
  • the current flowing through the u-phase of the three-phase motor 103 can be detected from the output result of the current sensor 105 in the section of the state.
  • the output result of current sensor 105 is the u It is the total value of the current flowing through the phase and the current flowing through the v-phase of the three-phase motor 103 .
  • the value of the current flowing through each input terminal 114 (u-phase, v-phase, w-phase) of the three-phase motor 103 in that section can be considered constant. Therefore, in the three-phase motor 103, the total value of currents flowing through the input terminals 114 (u-phase, v-phase, and w-phase) of the three-phase motor 103 is zero. and the current flowing through the v-phase of the three-phase motor 103 is a value obtained by inverting the sign of the current flowing through the w-phase of the three-phase motor 103 .
  • the v-phase current value of the three-phase motor 103 can be calculated from the u-phase current value of the three-phase motor 103 and the w-phase current value of the three-phase motor 103 .
  • the three-phase current of the three-phase motor 103 can be restored. That is, the information corresponding to the three-phase current can be restored and detected.
  • FIG. 2 shows a circuit block diagram of the control circuit 104 in FIG.
  • the control circuit 104 includes a microcomputer (CPU) 301, a current sensor AD converter 302, a three-level three-phase PWM (Pulse Width Modulation) generator 303, a first AD conversion start timer 304, and a second AD conversion start timer. 305 and an inverter carrier generator 306 .
  • CPU microcomputer
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the microcomputer 301 restores the current information of the three-phase motor 103 using the conversion value by the current sensor AD converter 302 and generates a voltage command for the three-phase motor 103 .
  • a 3-level 3-phase PWM signal is generated by a 3-level 3-phase PWM generator 303 and an inverter carrier generator 306 .
  • the generated 3-level 3-phase PWM signal controls ON/OFF of the semiconductor switch groups in the u-phase arm 102u, the v-phase arm 102v, and the w-phase arm 102w.
  • the current sensor AD converter 302 is commanded with the timing to start AD conversion from each of the first AD conversion start timer 304 and the second AD conversion start timer 305 .
  • Timing commands by the first AD conversion start timer 304 and the second AD conversion start timer 305 are controlled by the microcomputer 301 .
  • Each timing in the control circuit 104 is based on the carrier signal of the inverter carrier generator 306 . Based on the reference by the carrier signal, the processing from the current restoration processing in the microcomputer 301 to the voltage command output of the three-phase motor 103 is executed.
  • the inverter carrier generator 306 as the carrier signal, a first carrier signal having a frequency sufficiently higher than the frequency of the desired AC voltage and changing between the potential of the high potential end and the potential of the intermediate potential end; A second carrier signal is generated which has the same period as the first carrier signal and varies between the potential at the intermediate potential end and the potential at the low potential end.
  • FIG. 3 is a flow chart showing an outline of the control procedure in the control circuit 104 of FIG. The processing of FIG. 3 is executed at regular time intervals to ensure control performance and stability.
  • the period of the inverter carrier shown in FIG. 2 is used as the constant time.
  • processing for each inverter carrier cycle first, in processing 401, a current value obtained by AD conversion performed within the previous cycle is read. Then, in process 402, the current of the three-phase motor 103 is restored according to the PWM pattern in the previous cycle. A detailed procedure for restoration is shown in FIG. 4 and will be described later.
  • current feedback (current FB) control is performed to keep the rotation speed at a desired value.
  • current feedback control the voltage to be applied to the three-phase motor 103 is calculated so that the detected current value approaches the current command.
  • process 404 the calculated voltage is converted into the pulse width of the inverter to generate a PWM pattern. Further, in process 405, the microcomputer 301 detects the AD conversion start timer pattern and timer value for detecting the current value by the current sensor 105, which is the first current detection unit, from the pulse width pattern (PWM pattern). is set.
  • FIG. 4 is a flowchart showing the details of the process 402.
  • process 501 the previous PWM pattern is referenced to check which phase's current information the two AD conversion results of the first AD conversion value and the second AD conversion value stored in the microcomputer 301 correspond to.
  • process 502 two AD conversion results of the first AD conversion value and the second AD conversion value stored in the microcomputer 301 are read, and in process 503, the read first AD conversion value and the second AD conversion value Store the conversion value as the detected current for the corresponding phase.
  • the currents of the remaining phases are calculated and stored in the microcomputer 301 as detected currents of the remaining phases.
  • the microcomputer 301 stores all detected current information of the three phases (u-phase, v-phase, and w-phase). That is, restoration of the phase current information of the three-phase motor 103 is realized.
  • FIG. 5 is a timing waveform chart.
  • the high voltage phase has a potential higher than the DC midpoint
  • the medium voltage phase has a potential slightly lower than the DC midpoint
  • the low voltage phase has a potential higher than the DC midpoint. and a lower potential than the middle voltage phase.
  • the high-voltage phase is distinguished by a solid line, the medium-voltage phase by a dashed-dotted line, and the low-voltage phase by a broken line.
  • a desired output voltage is generated by turning on/off the semiconductor switch on the high potential side and the semiconductor switch on the intermediate potential side of the high voltage phase.
  • the high potential side semiconductor switch is turned on, and if the "voltage command (high voltage phase)" is lower than the "high-middle PWM carrier", the intermediate potential side semiconductor switch is turned on.
  • the semiconductor switch on the low potential end side is always off.
  • the desired output voltage is generated by turning on/off the semiconductor switch on the intermediate potential end and the semiconductor switch on the low potential end of the corresponding phase.
  • each input terminal 114 (u-phase, v-phase, w-phase) to the three-phase motor 103 is controlled by the semiconductor switches turned on in the arms corresponding to the three phases (u-phase, v-phase, w-phase). Flowing. Therefore, during the period when the three-phase (u-phase, v-phase, and w-phase) intermediate potential end side semiconductor switches are on, the intermediate potential end of the DC power supply 101 and each input terminal 114 (u phase, v-phase, and w-phase).
  • the semiconductor switch on the intermediate potential end side of the intermediate voltage phase is turned on, so the current of the intermediate voltage phase is also input/output from the intermediate potential end.
  • the semiconductor switch on the intermediate potential end side of the low voltage phase is turned on, and the current of the low voltage phase is input/output from the intermediate potential end.
  • the high-voltage phase current is detected from timing (a) to timing (b). From timing (b) to timing (c), the sum of the currents of the high-voltage phase and the medium-voltage phase, that is, the sign-inverted value of the current value of the low-voltage phase is detected. From timing (c) to timing (d), the medium voltage phase current is detected. From timing (d) to timing (e) at the center of the waveform diagram, the total value of the currents of the medium voltage phase and the low voltage phase, that is, the sign-inverted value of the current of the high voltage phase is detected.
  • the current sensor AD converter 302 of the control circuit 104 reads the value of the current sensor 105 between the timing (c) and the timing (d) and at the timing (e), The motor current and the motor current of the high voltage phase can be known.
  • the current value of the remaining one phase can also be obtained from the two phase current values obtained previously. That is, the phase current of the three-phase motor 103 can be restored using only the input/output current information at the intermediate potential end.
  • the timing for reading the value of the current sensor 105 may be not only the timing shown in FIG. 5, but also the timing shown in FIG. 6 or 7. That is, the phase current of the three-phase motor 103 can also be restored by reading the current information at the timings shown in FIGS. Thus, the timing of reading the value of the current sensor 105 can be selected as appropriate.
  • FIG. 8 is a timing waveform diagram similar to FIG. FIG. 8 is a diagram showing three applied voltage commands to the three-phase motor 103, in which the high voltage phase and the medium voltage phase have potentials higher than the midpoint, and the low voltage phase has a potential lower than the midpoint. .
  • the semiconductor switch on the intermediate potential side of the high voltage phase and the semiconductor switch on the intermediate potential side of the intermediate voltage phase are on.
  • High-voltage phase and medium-voltage phase currents are input and output from the terminals. Therefore, the current sensor 105 can detect the current of the sum of the high-voltage phase and the medium-voltage phase, that is, the sign-inverted value of the current of the low-voltage phase.
  • timing (b) to timing (c) only the semiconductor switch on the intermediate potential end side of the medium voltage phase is turned on, and the current sensor 105 can detect the phase current of the medium voltage phase.
  • the current sensor 105 can detect the current of the sum of the medium voltage phase and the low voltage phase, that is, the sign-inverted value of the current of the high voltage phase.
  • the motor currents of the remaining phases can be calculated from the detected currents. That is, the phase current information of the three-phase motor 103 can be restored using only the input/output current information at the intermediate potential end.
  • the timing for reading the value of the current sensor 105 may be the timing shown in FIG. 9 as well as the timing shown in FIG. That is, the phase current of the three-phase motor 103 can also be restored by reading the current information at the timing shown in FIG. Thus, the timing of reading the value of the current sensor 105 can be selected as appropriate.
  • At least two output voltages are partially realized by a combination of the voltage at the intermediate potential end and the other voltage, and the two output voltages are realized If the combination ratio with the potential ends other than the intermediate potential end does not match, the currents of the two phases can be separated from the input/output current information of the intermediate potential end. And as a result, all three phase currents can be detected.
  • the input/output current at the middle potential end may become zero. As for this, the situation where the input/output current at the middle potential end becomes zero can be easily avoided by not outputting a voltage with an amplitude larger than expected in advance.
  • Embodiment 1 the instantaneous current of the three-phase motor 103 is restored by the current sensor 105, which is the first current detection unit provided on the output side of the intermediate potential end of the DC power supply 101. can be done. Therefore, it is not necessary to provide a detection means for directly detecting the motor current, and the size and cost of the device can be reduced.
  • an intermediate potential end semiconductor switch connected to the intermediate potential end of the DC power supply 101, a high potential end semiconductor switch connected to the high potential end of the DC power supply 101, or connected to the low potential end It is possible to detect a case in which the semiconductor switches on the low potential end side malfunction and turn on at the same time, short-circuiting the power supply on the side of the DC power supply device 101 .
  • FIG. 10 shows the configuration of the control circuit 104 according to the second embodiment.
  • the highest voltage phase has the same potential as the high potential end
  • the lowest voltage phase has the same potential as the low potential end
  • the middle potential phase is the same potential as the intermediate potential end, or a potential between the high potential end and the intermediate potential end, or a potential between the low potential end and the intermediate potential end.
  • FIG. 11 is a waveform diagram showing a case where the medium voltage phase has a potential between the high potential end and the intermediate potential end.
  • the current sensor 105 which is the first current detection unit provided on the output side of the intermediate potential end, can only detect the current of the medium voltage phase, and cannot restore the three-phase current.
  • FIG. 12 is a waveform diagram showing a case where the medium voltage phase has a potential between the low potential end and the intermediate potential end.
  • the current sensor 105 which is the first current detection unit provided on the output side of the intermediate potential end, can only detect the current of the medium voltage phase, and cannot restore the three-phase current.
  • the current of the low voltage phase is detected by using the current of the low potential end detected by the shunt resistor 106, which is the second current detection unit provided on the output side of the low potential end.
  • the current of the low voltage phase and the total current of the low voltage phase and the medium voltage phase can be detected.
  • the current value detected by the current sensor 105 which is the first current detection unit provided on the output side of the intermediate potential end
  • the shunt value which is the second current detection unit provided on the output side of the low potential end.
  • current detection may be possible at timings other than the current reading timings described in FIGS. 11 and 12, and the current reading timing can be selected as appropriate.
  • the current value detected by the current sensor 105 which is the first current detection unit provided on the output side of the intermediate potential end of the DC power supply 101
  • the current value detected by the DC power supply 101 By using the shunt resistor 106 which is the second current detection unit provided on the output side of the low potential end of the , the instantaneous current of the three-phase motor 103 can be detected in a wider voltage range than in the first embodiment. can be restored.
  • the semiconductor switch on the intermediate potential end connected to the intermediate potential end, the semiconductor switch on the high potential end connected to the high potential end, or the semiconductor switch on the low potential end connected to the low potential end malfunctioned at the same time. It is possible to detect the case where the power supply on the side of the DC power supply device 101 is short-circuited when it is turned on.
  • FIG. 13 is a diagram of timing waveforms when the voltages of the high voltage phase and the middle voltage phase are both potentials between the intermediate potential end and the low potential end, and the voltage values are very close.
  • the three-phase current cannot be restored unless the current (high-voltage phase current) is AD-converted at least during the short period between timing (b) and timing (c).
  • the semiconductor switch will turn on and off within a short period of time, and the current flowing through the current sensor 105 will also switch in a short period of time. Such a state is shown in the waveform example of FIG.
  • the current sensor 105 in the interval from timing (a) to timing (b), can detect the total current of the high voltage phase and the medium voltage phase, that is, the current of the low current phase.
  • the medium-voltage phase current can be detected. That is, two phase currents can be detected and three phase currents can be recovered.
  • the section from timing (b) to timing (c) is short, there is a problem that it is difficult to accurately detect the current in the medium voltage phase.
  • FIG. 14 is a timing waveform diagram showing corrected waveforms when the waveform diagram shown in FIG. 13 is obtained.
  • timing at which the semiconductor switch on the middle potential side of the medium voltage phase turns off is corrected from timing (c) to timing (c′), and the timing at which the semiconductor switch on the middle potential side turns on is also changed from timing (f) to timing (f). ').
  • timing at which the semiconductor switch on the high potential side of the medium voltage phase turns on is corrected from timing (c) to timing (c′), and the timing at which the semiconductor switch on the high potential side turns off is also changed from timing (f). Change to timing (f').
  • AD conversion can be performed in a relatively long interval between timing (b) and timing (c') without performing AD conversion in a short interval between timing (b) and timing (c).
  • current detection accuracy can be improved.
  • the motor current can be properly detected without increasing the applied voltage distortion.
  • FIG. 15 is a timing waveform diagram showing a similar situation with a voltage pattern different from that of FIG.
  • the period between timing (b) and timing (c) is short, so timing (c) is changed to timing (c') in the same manner as in FIG. 14 as shown in FIG. .
  • AD conversion of current can be performed in a relatively long section, and current detection accuracy can be improved.
  • the current sensor 105 which is the first current detection unit provided on the output side of the intermediate potential end of the DC power supply 101, and the current sensor 105 provided on the output side of the low potential end of the DC power supply 101.
  • the shunt resistor 106 which is the second current detector, even if the output voltage of the DC power supply 101 is extremely high, the current information of the three-phase motor 103 can be restored from the current of the inverter circuit. .
  • the detection sensitivity of the current sensor 105 which is the first current detection section
  • the detection sensitivity of the shunt resistor 106 which is the second current detection section
  • FIG. 17 shows the same output waveform as in FIG. 5 with the current value of the shunt resistor 106 added.
  • the output of the current sensor 105 is used as the AD for the current sensor.
  • the AD Read in the first and second conversions of converter 302 . This makes it possible to detect the current value of the high-voltage phase and the sum of the current values of the high-voltage phase and the medium-voltage phase (the same as the sign-inverted current of the low-voltage phase). Current can be restored.
  • the timing (a) and the timing (b) when the current value of the shunt resistor 106 is read by the third conversion of the AD converter 1302 for the shunt resistor, the current sum of the medium voltage phase and the low voltage phase (high voltage (which is the same as the sign-reversed phase current) can be detected. Also, between the timing (b) and the timing (c), reading the current value of the shunt resistor 106 by the fourth conversion of the AD converter 1302 for the shunt resistor makes it possible to detect the current value of the low voltage phase.
  • the same current can be detected at the same timing by the current sensor 105, which is the first current detection unit, and the shunt resistor 106, which is the second current detection unit.
  • the detection sensitivity of the current sensor 105 which is the first current detection unit
  • the detection sensitivity of the shunt resistor 106 which is the second current detection unit
  • the detection sensitivity can be made equal during operation.
  • the accuracy of the current detection unit it is necessary that the output when the current is zero also match.
  • a well-known method is to read the current value before starting the motor.
  • the current zero detection value can be read.
  • the waveform diagram of FIG. 6 when the information of the current sensor 105 is read between the timing (b) and the timing (c), the current zero detection value of the current sensor 105 can be read.
  • the current detection accuracy can be relatively corrected during operation, and highly accurate current control of the three-phase motor 103 can be realized.
  • the present disclosure can restore the phase current detection of the motor in the 3-level inverter from the current of the DC portion of the inverter while achieving miniaturization and cost reduction. Therefore, the present invention can be applied to home or commercial refrigerating and air-conditioning equipment that uses a three-phase motor to drive a refrigerant compressor at variable speeds, such as home or commercial air conditioners.

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Abstract

モータ駆動制御装置（１０）は、中間電位端と半導体スイッチ群との間に設けられている第一の電流検出部（１０５）を備える。制御回路（１０４）は、キャリア信号の一周期内のうち、中間電位端側半導体スイッチ（１１３ｕ）がオン状態である相の組み合わせが互いに異なる期間において第一の電流検出部（１０５）がそれぞれ検出した電流値に基づいて、三相モータ（１０３）の相電流情報を復元する。

Description

モータ駆動制御装置
　本開示は、モータ駆動制御装置に関する。
　特許文献１は、正極、負極、および中性点を有し、直流電力を出力する直流電源装置と、複数の半導体スイッチング素子を有し、直流電源装置から供給される直流電力を交流電力に逆変換して、負荷に三相交流電力を供給する３レベルインバータ回路を開示する。
　また、特許文献１には、当該３レベルインバータ回路を備えて構成される電力変換装置が開示されている。電力変換装置は、３レベルインバータ回路の正極と中性点との間に接続された第１の平滑コンデンサに並列に接続された第１の補助コンデンサと、３レベルインバータ回路のＵ相、Ｖ相、及びＷ相の中性点と負極との間に接続された第２の平滑コンデンサに並列に接続された第２の補助コンデンサを備えている。また、電力変換装置は、第１の補助コンデンサおよび第２の補助コンデンサを流れる電流を検知する電流検知手段と、電流検知手段により検知された検知信号を検知する検知手段を備えている。
　これにより、電力変換装置の正極と中性点との間、または、中性点と負極との間にて直流短絡故障が発生した場合に、補助コンデンサを流れる短絡電流を電流検知手段で検知するとともに、電流検知手段で検知された信号を検知手段で検知することで、直流短絡故障の発生を検知することができる。
特開２００３－７０２５８号公報
　本開示は、小型化及び低コスト化を実現しつつ、モータの相電流検出をインバータの直流部分の電流から復元できるモータ駆動制御装置を提供する。
　本開示におけるモータ駆動制御装置は、高電位端、低電位端および中間電位端を有し、直流電力を出力する直流電源装置と、三相モータが接続される複数の入力端子と、各々が直流電源装置と複数の入力端子のうちの対応する入力端子との間に設けられ、高電位端と入力端子との間をオン／オフする高電位端側半導体スイッチ、中間電位端と入力端子との間をオン／オフする中間電位端側半導体スイッチ、及び低電位端と入力端子との間をオン／オフする低電位端側半導体スイッチを含む複数の半導体スイッチを有する複数のアームと、複数の半導体スイッチで構成される半導体スイッチ群を制御する制御回路と、中間電位端と半導体スイッチ群との間に設けられている第一の電流検出部と、を備える。制御回路は、複数の入力端子の各々に所望の交流電圧が出力されるよう、キャリア信号を基準として、高電位端側半導体スイッチ、中間電位端側半導体スイッチおよび低電位端側半導体スイッチのオン／オフ比率を制御し、キャリア信号の一周期内のうち、中間電位端側半導体スイッチがオン状態である相の組み合わせが互いに異なる期間において第一の電流検出部がそれぞれ検出した電流値に基づいて、三相モータの相電流情報を復元する。
　本開示におけるモータ駆動制御装置は、小型化及び低コスト化を実現しつつ、相電流検出をインバータの直流部分の電流から復元でき、モータの高精度な電流制御を実現できる。
図１は、本開示の実施の形態１におけるモータ駆動制御装置の全体構成を示すブロック回路図である。 図２は、同実施の形態１における制御回路の構成を示す回路ブロック図である。 図３は、同実施の形態１における制御回路の処理手順を示すフローチャートである。 図４は、同実施の形態１における制御回路の三相電流復元の処理手順を示すフローチャートである。 図５は、同実施の形態１における半導体スイッチの第一のオン／オフパターンと中間電位端電流との関係を示す波形図である。 図６は、図５における電流検出方法とは異なる他の電流検出方法を示す波形図である。 図７は、図５および図６における電流検出方法とは異なる他の電流検出方法を示す波形図である。 図８は、本開示の実施の形態１における半導体スイッチの第二のオン／オフパターンと中間電位端電流との関係を示す波形図である。 図９は、図８における電流検出方法とは異なる他の電流検出方法を示す波形図である。 図１０は、本開示の実施の形態２における制御回路の構成を示す回路ブロック図である。 図１１は、同実施の形態２における半導体スイッチのオン／オフパターンと各部の電流との関係を示す波形図である。 図１２は、同実施の形態２における半導体スイッチの他のオン／オフパターンと各部の電流との関係を示す波形図である。 図１３は、本開示の実施の形態３における半導体スイッチの修正オン／オフパターンで修正する前の波形図である。 図１４は、同実施の形態３における半導体スイッチの修正オン／オフパターンと各部の電流との関係を示す波形図である。 図１５は、同実施の形態３における半導体スイッチの他の修正オン／オフパターンと各部の電流との関係を示す波形図である。 図１６は、同実施の形態３における半導体スイッチの他の修正オン／オフパターンと各部の電流との関係を示す波形図である。 図１７は、本開示の実施の形態４における半導体スイッチの第一のオン／オフパターンと中間電位端電流との関係を示す波形図である。
　以下、図面を参照しながら、実施の形態を詳細に説明する。但し、必要以上に詳細な説明は省略する場合がある。例えば、既によく知られた事項の詳細説明、または、実質的に同一の構成に対する重複説明を省略する場合がある。これは、以下の説明が必要以上に冗長になるのを避け、当業者の理解を容易にするためである。
　なお、添付図面および以下の説明は、当業者が本開示を十分に理解するために提供されるのであって、これらにより請求の範囲に記載の主題を限定することを意図していない。
　（実施の形態１）
　以下、図１～図９を用いて、実施の形態１にかかるモータ駆動制御装置１０について説明する。
　［１－１．構成］
　［１－１－１．モータ駆動制御装置の構成］
　図１は、実施の形態１におけるモータ駆動制御装置１０の全体構成を示すブロック回路図である。図１に示すように、モータ駆動制御装置１０は、直流電源装置１０１と、直流電源装置１０１と三相モータ１０３への各入力端子１１４（ｕ相、ｖ相、ｗ相）との間に接続される複数のアームと、複数のアームにおける半導体スイッチのスイッチングを制御する制御回路１０４と、を備える。直流電源装置１０１の高電位端、中間電位端、及び低電位端と、三相モータ１０３への３つの入力端子１１４とは、それぞれｕ相アーム１０２ｕ、ｖ相アーム１０２ｖ、及びｗ相アーム１０２ｗを介して接続されている。
　なお、中間電位端からの出力側には、第一の電流検出部である電流センサ１０５が設けられている。電流センサ１０５によって、中間電位端からの入出力電流を検出することができる。
　低電位端からの出力側には、第二の電流検出部であるシャント抵抗１０６が配置されている。シャント抵抗１０６によって、低電位端からの入出力電流を検出することができる。
　ｕ相アーム１０２ｕには、高電位端と三相モータ１０３への入力端子１１４（ｕ相）との間をオン／オフする高電位端側半導体スイッチ（高電位端側ＳＷ）１１１ｕ、中間電位端と三相モータ１０３への入力端子１１４（ｕ相）との間をオン／オフする中間電位端側半導体スイッチ（中間電位端側ＳＷ）１１３ｕ、及び低電位端と三相モータ１０３への入力端子１１４（ｕ相）との間をオン／オフする低電位端側半導体スイッチ（低電位端側ＳＷ）１１２ｕが設けられている。
　なお、ｖ相アーム１０２ｖ及びｗ相アーム１０２ｗの各々にも同様に、高電位端と三相モータ１０３への入力端子１１４との間をオン／オフする高電位端側半導体スイッチ（高電位端側ＳＷ）、中間電位端と三相モータ１０３への入力端子１１４との間をオン／オフする中間電位端側半導体スイッチ（中間電位端側ＳＷ）、低電位端と三相モータ１０３への入力端子１１４との間をオン／オフする低電位端側半導体スイッチ（低電位端側ＳＷ）が設けられている。
　これらの複数の半導体スイッチから構成される半導体スイッチ群のオン／オフの組合せによって、三相モータ１０３の接続される各入力端子１１４（ｕ相、ｖ相、ｗ相）に、直流電源装置１０１の電圧幅の範囲内で任意の電圧の供給を実現する。
　ここで、ｕ相アーム１０２ｕ、ｖ相アーム１０２ｖ、ｗ相アーム１０２ｗの各々に設けられている複数の半導体スイッチのオン／オフについて、同一のアーム内においては、複数の半導体スイッチが同時にオンの状態になってはいけない。
　例えば、高電位端側半導体スイッチ１１１ｕと中間電位端側半導体スイッチ１１３ｕが同時にオンの状態になると、直流電源装置１０１の出力端のうち、高電位端と中間電位端とが短絡して大電流が流れることになる。この場合、高電位端側半導体スイッチ１１１ｕや中間電位端側半導体スイッチ１１３ｕの許容電流を超えて電流が流れてしまい、高電位端側半導体スイッチ１１１ｕや中間電位端側半導体スイッチ１１３ｕの破壊を招く可能性がある。
　同様なことは、中間電位端側半導体スイッチ１１３ｕと低電位端側半導体スイッチ１１２ｕとが同時にオンの状態になった場合、あるいは、高電位端側半導体スイッチ１１１ｕと低電位端側半導体スイッチ１１２ｕとが同時にオンの状態になった場合にも生じる。
　本実施の形態においては、第一の電流検出部である電流センサ１０５や第二の電流検出部であるシャント抵抗１０６を用いることにより、短絡による大電流を検知することができる。
　例えば、高電位端側半導体スイッチ１１１ｕと中間電位端側半導体スイッチ１１３ｕとが同時にオンの状態の場合、電流センサ１０５によって、これらの半導体スイッチに大電流が流れていることを検出できる。
　また、高電位端側半導体スイッチ１１１ｕと低電位端側半導体スイッチ１１２ｕとが同時にオンの状態の場合や、中間電位端側半導体スイッチ１１３ｕと低電位端側半導体スイッチ１１２ｕとが同時にオンの状態であれば、シャント抵抗１０６によって、これらの半導体スイッチに大電流が流れていることを検出できる。
　以上、ｕ相アームについて説明したが、ｖ相アームやｗ相アームであっても同様である。すなわち、短絡して大電流が流れるループに対して、第一の電流検出部である電流センサや第二の電流検出部であるシャント抵抗が設けられているため、これらの第一の電流検出部及び第二の電流検出部を用いることで、同一のアーム内における複数の半導体スイッチが同時にオンの状態であることによる短絡を検出することができる。
　短絡が検出された場合、全ての半導体スイッチをオフするなどの処置を行うことで、半導体スイッチを保護することができる。以上により、第一の電流検出部及び第二の電流検出部、本実施の形態の例では電流センサ１０５及びシャント抵抗１０６、を用いることで、半導体スイッチが同時にオンの状態となった場合における半導体スイッチの破壊を防止することができる。
　次に、三相モータ１０３と電流との関係を説明する。例えば、三相モータのｕ相について、中間電位端側半導体スイッチ１１３ｕがオンの状態になっていれば、電流センサ１０５によって、三相モータ１０３のｕ相に流れる電流が検出される。
　なお、三相モータ１０３の他の相であるｖ相やｗ相の中間電位端側半導体スイッチもオンになっていれば、電流センサ１０５によって、三相モータ１０３の各入力端子１１４（ｕ相、ｖ相、ｗ相）のうち、中間電位端側半導体スイッチがオンになっている相を流れる電流の合計値が検出される。
　例えば、ｕ相アーム１０２ｕ、ｖ相アーム１０２ｖ、ｗ相アーム１０２ｗについて、中間電位端に接続されている中間電位端側半導体スイッチのうち、ｕ相アーム１０２ｕの中間電位端側半導体スイッチ１１３ｕのみがオン状態である区間における電流センサ１０５の出力結果によって、三相モータ１０３のｕ相に流れる電流を検出することができる。
　なお、ｕ相アーム１０２ｕの中間電位端側半導体スイッチ１１３ｕとｖ相アーム１０２ｖの中間電位端側半導体スイッチとが同時にオンの状態であれば、電流センサ１０５の出力結果は、三相モータ１０３のｕ相に流れる電流と三相モータ１０３のｖ相に流れる電流との合計値になる。
　電流検出の区間が短い場合には、その区間における三相モータ１０３の各入力端子１１４（ｕ相、ｖ相、ｗ相）を流れる電流の値は一定とみなすことができる。このため、三相モータ１０３では三相モータ１０３の各入力端子１１４（ｕ相、ｖ相、ｗ相）を流れる電流の合計値はゼロであることを利用して、三相モータ１０３のｕ相に流れる電流と三相モータ１０３のｖ相に流れる電流との合計値は、三相モータ１０３のｗ相に流れる電流の符号を反転した値となる。
　そして、三相モータ１０３のｕ相の電流値と三相モータ１０３のｗ相の電流値とから、三相モータ１０３のｖ相の電流値を算出することができる。このようにして三相モータ１０３の三相電流を復元することができる。すなわち、三相電流に相当する情報を復元して検出できる。
　［１－１－２．制御回路の構成］
　図２は、図１における制御回路１０４の回路ブロック図を示したものである。
　制御回路１０４は、マイクロコンピュータ（ＣＰＵ）３０１、電流センサ用ＡＤ変換器３０２、３レベル三相ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）作成器３０３、第一ＡＤ変換用開始タイマ３０４、第二ＡＤ変換用開始タイマ３０５、インバータキャリア発生器３０６で構成される。
　マイクロコンピュータ３０１では、電流センサ用ＡＤ変換器３０２による変換値を用いて、三相モータ１０３の電流情報を復元し、三相モータ１０３の電圧指令を生成する。生成された電圧指令をもとに、３レベル三相ＰＷＭ作成器３０３とインバータキャリア発生器３０６とにより、３レベル三相用ＰＷＭ信号を生成する。そして、生成された３レベル三相用ＰＷＭ信号により、ｕ相アーム１０２ｕ、ｖ相アーム１０２ｖ、ｗ相アーム１０２ｗにおける半導体スイッチ群のオン／オフを制御する。
　一方、電流センサ用ＡＤ変換器３０２は、第一ＡＤ変換用開始タイマ３０４及び第二ＡＤ変換用開始タイマ３０５のそれぞれからＡＤ変換を開始するタイミングを指令される。第一ＡＤ変換用開始タイマ３０４及び第二ＡＤ変換用開始タイマ３０５によるタイミングの指令は、マイクロコンピュータ３０１により制御される。
　制御回路１０４における各タイミングは、インバータキャリア発生器３０６のキャリア信号を基準とする。キャリア信号による基準により、マイクロコンピュータ３０１における電流復元処理から三相モータ１０３の電圧指令出力までの処理が実行される。なお、インバータキャリア発生器３０６では、キャリア信号として、所望の交流電圧の周波数よりも十分高い周波数であって高電位端の電位と中間電位端の電位の間を変化する第一のキャリア信号と、第一のキャリア信号と同一周期を有し中間電位端の電位と低電位端の電位の間を変化する第二のキャリア信号が生成される。
　［１－１－３．制御手順］
　図３は、図１の制御回路１０４における制御手順の概要を示したフローチャートである。図３の処理は、制御性能とその安定性とを確保するよう、一定時間毎に実行される。
　一定時間としては、図２で示したインバータキャリアの周期が用いられる。図３に示すように、インバータキャリア周期毎の処理として、まず処理４０１において、前の周期内で行われたＡＤ変換による電流値を読み出す。そして、処理４０２において前周期におけるＰＷＭパターンに応じて、三相モータ１０３の電流を復元する。復元の詳細手順は図４で記載しており、後述する。
　次に、処理４０３において、回転速度を所望値に保つための電流フィードバック（電流ＦＢ）制御を行う。電流フィードバック制御では、検出した電流値が電流指令に近づくように、三相モータ１０３へ印加する電圧を演算する。
　次に、処理４０４において、演算された電圧をインバータのパルス幅に変換してＰＷＭパターンを生成する。さらに、処理４０５においては、マイクロコンピュータ３０１によって、パルス幅のパターン（ＰＷＭパターン）から、第一の電流検出部である電流センサ１０５が電流値を検出するためのＡＤ変換開始タイマのパターン及びタイマ値が設定される。
　このように設定されていることにより、ＰＷＭパターンが出力された結果、第一の電流検出部である電流センサ１０５が検出した電流値の情報が、マイクロコンピュータ３０１に格納されることになる。
　図４は、処理４０２の詳細を示したフローチャートである。処理５０１において、前回のＰＷＭパターンを参照し、マイクロコンピュータ３０１に格納されている第一ＡＤ変換値及び第二ＡＤ変換値の２つのＡＤ変換結果が、どの相の電流情報であるかを調べる。
　次に、処理５０２において、マイクロコンピュータ３０１に格納されている第一ＡＤ変換値及び第二ＡＤ変換値の２つのＡＤ変換結果を読み出し、処理５０３において、読み出した第一ＡＤ変換値及び第二ＡＤ変換値を該当する相の検出電流として格納する。
　そして，処理５０４において、残りの相の電流が算出されて、当該残りの相の検出電流としてマイクロコンピュータ３０１に格納される。
　これにより三相（ｕ相、ｖ相、ｗ相）の検出電流情報がすべてマイクロコンピュータ３０１に格納される。すなわち、三相モータ１０３の相電流情報の復元が実現する。
　［１－２．制御］
　以上のように構成されたモータ駆動制御装置１０について、その動作を以下説明する。
　図５は、タイミング波形図である。図５では、三相モータ１０３への３つの印加電圧指令について、高電圧相が直流中点よりも高い電位であり、中電圧相が直流中点よりやや低い電位、低電圧相が直流中点及び中電圧相よりも低い電位である場合の図である。
　図５においては、高電圧相に関するものは実線、中電圧相に関するものは一点鎖線、低電圧相に関するものは破線で示して区別している。
　直流電源装置１０１の高電圧相の出力については、高電圧相の高電位端側半導体スイッチおよび中間電位端側半導体スイッチをオン／オフすることにより所望の出力電圧を発生させる。
　具体的には、図５の「電圧指令（高電圧相）」と「高－中ＰＷＭキャリア」とを比較し、「電圧指令（高電圧相）」が「高－中ＰＷＭキャリア」よりも高ければ、高電位端側半導体スイッチをオンにし、「電圧指令（高電圧相）」が「高－中ＰＷＭキャリア」よりも低ければ、中間電位端側半導体スイッチをオンにする。
　このとき、低電位端側半導体スイッチは常にオフである。同様に、直流電源装置１０１の中電圧相および低電圧相の出力については、該当する相の中間電位端側半導体スイッチおよび低電位端側半導体スイッチをオン／オフすることにより所望の出力電圧を発生させる。
　具体的には、図５の「電圧指令（中電圧相）」または「電圧指令（低電圧相）」と「中－低ＰＷＭキャリア」とを比較し、「電圧指令（中電圧相）」または「電圧指令（低電圧相）」が「中－低ＰＷＭキャリア」よりも高ければ当該相の中間電位端側半導体スイッチをオンにし、「電圧指令（中電圧相）」または「電圧指令（低電圧相）」が「中－低ＰＷＭキャリア」よりも低ければ、当該相の低電位端側半導体スイッチをオンにする。このとき、当該相の高電位端側半導体スイッチは常にオフである。
　このように半導体スイッチ群を制御した場合の、中間電位端からの出力側に設けられた電流センサ１０５から出力される電流情報について説明する。
　三相モータ１０３への各入力端子１１４（ｕ相、ｖ相、ｗ相）へと流れる電流は、三相（ｕ相、ｖ相、ｗ相）に対応するアームにおいてオンしている半導体スイッチを流れている。従って、三相（ｕ相、ｖ相、ｗ相）の中間電位端側半導体スイッチがオンしている期間は、直流電源装置１０１の中間電位端と三相モータ１０３への各入力端子１１４（ｕ相、ｖ相、ｗ相）との間で、電流が流れていることになる。
　複数の相の半導体スイッチがオンしていれば、中間電位端に複数の相の電流の合算値が流れていることになる。従って、図５の一番下の電流センサ出力波形は、電流センサ１０５によって検出される中間電位端に流入または中間電位端から流出する電流を示している。
　図５の波形図の最初のタイミング（ａ）からタイミング（ｂ）までは、高電圧相の中間電位端側半導体スイッチがオンになっているので、中間電位端からは、高電圧相の電流が入出力している。
　一方、タイミング（ｂ）からは中電圧相の中間電位端側半導体スイッチがオンになっているので、中間電位端からは、中電圧相の電流も入出力している。同様に、タイミング（ｄ）からは、低電圧相の中間電位端側半導体スイッチがオンになっており、中間電位端からは低電圧相の電流も入出力している。
　すなわち、タイミング（ａ）からタイミング（ｂ）までは高電圧相の電流が検出される。タイミング（ｂ）からタイミング（ｃ）までは、高電圧相と中電圧相の電流の合算値、つまり、低電圧相の電流値の符号反転値が検出される。タイミング（ｃ）からタイミング（ｄ）までは、中電圧相の電流が検出される。タイミング（ｄ）から波形図の中心のタイミング（ｅ）までは、中電圧相と低電圧相の電流の合算値、つまり、高電圧相の電流の符号反転値が検出される。
　そこで、タイミング（ｃ）とタイミング（ｄ）との間、及び、タイミング（ｅ）のそれぞれにおいて、電流センサ１０５の値を制御回路１０４の電流センサ用ＡＤ変換器３０２で読み込めば、中電圧相のモータ電流及び高電圧相のモータ電流を知ることができる。
　さらに、先に求められた２つの相電流値から、残りの１つの相の電流値も求めることができる。すなわち、中間電位端の入出力電流情報だけを用いて、三相モータ１０３の相電流を復元できる。
　なお、電流センサ１０５の値を読み込むタイミングは、図５で示したタイミングだけでなく、図６や図７に示したタイミングであってもよい。すなわち、図６や図７で示したタイミングにおいて電流情報を読み込むことでも、三相モータ１０３の相電流を復元することができる。このように、電流センサ１０５の値を読み込むタイミングは、適宜選択することが可能である。
　図８は、図５と同様のタイミング波形図である。図８は、三相モータ１０３への３つの印加電圧指令について、高電圧相と中電圧相が中点よりも高い電位であり、低電圧相が中点より低い電位である場合の図である。
　図８の波形図の最初のタイミング（ａ）からタイミング（ｂ）までは、高電圧相の中間電位端側半導体スイッチ及び中電圧相の中間電位側半導体スイッチがオンになっているので、中間電位端からは、高電圧相及び中電圧相の電流が入出力している。従って、電流センサ１０５で高電圧相と中電圧相の和の電流すなわち、低電圧相の電流の符号反転値を検出することができる。
　一方、タイミング（ｂ）からタイミング（ｃ）までは中電圧相の中間電位端側半導体スイッチだけがオンになっており、電流センサ１０５で中電圧相の相電流を検出することができる。
　さらに、タイミング（ｃ）からタイミング（ｄ）の期間は、中電圧相と低電圧相の中間電位端側半導体スイッチがオンになっている。従って、電流センサ１０５で中電圧相と低電圧相の和の電流すなわち、高電圧相の電流の符号反転値を検出することができる。
　結局、例えば、タイミング（ｂ）からタイミング（ｃ）の期間、及びタイミング（ｃ）からタイミング（ｄ）の期間で、電流センサ１０５の出力を制御回路１０４の電流センサ用ＡＤ変換器３０２で読み込めば、中電圧相のモータ電流及び低電圧相のモータ電流を検出することができる。
　そして、残りの相のモータ電流は、検出できた電流から算出できる。つまり、中間電位端の入出力電流情報だけを用いて、三相モータ１０３の相電流情報を復元することができる。
　なお、電流センサ１０５の値を読み込むタイミングは、図８で示したタイミングだけでなく、図９に示したタイミングであってもよい。すなわち、図９で示したタイミングにおいて電流情報を読み込むことでも、三相モータ１０３の相電流を復元することができる。このように、電流センサ１０５の値を読み込むタイミングは、適宜選択することが可能である。
　ここまでいくつかのパルスパターンで説明してきたように、少なくとも２つの出力電圧が、部分的に中間電位端の電圧とそれ以外の電圧との組合せで実現され、かつ、それら２つの出力電圧を実現するための中間電位端以外の電位端との組合せ比率が一致していない場合には、中間電位端の入出力電流情報から、２つの相の電流を分離することができる。そして結果として、３つの相の電流をすべて検出することができる。
　また、２つの電圧の一方が中間電位端の電圧からのみで実現されている場合でも、２つの相の電流を分離することができる。そして結果として、３つの相の電流をすべて検出することができる。
　なお、出力される交流電圧の振幅が想定以上に大きい場合には、中電位端の入出力電流がゼロになってしまう可能性がある。これについては、あらかじめ、想定以上の振幅の電圧を出力しないようにしておくことで中電位端の入出力電流がゼロとなる状況を容易に回避できる。
　また、想定以上の振幅の電圧を出力する場合でも適用可能な他の手法について、実施の形態２で説明する。
　［１－３．効果等］
　以上のように、本実施の形態１において、直流電源装置１０１の中間電位端の出力側に設けた第一の電流検出部である電流センサ１０５により、三相モータ１０３の瞬時電流を復元することができる。このため、モータ電流を直接検出するための検出手段を設ける必要がなく、装置の小型化及び低コスト化を図ることができる。また、直流電源装置１０１の中間電位端に接続される中間電位端側半導体スイッチと、直流電源装置１０１の高電位端に接続される高電位端側半導体スイッチ、または、低電位端に接続される低電位端側半導体スイッチが誤動作で同時にオンし、直流電源装置１０１側の電源が短絡した場合を検出できる。
　（実施の形態２）
　［２－１．制御回路構成］
　図１０は、実施の形態２における制御回路１０４の構成を示したものである。
　図１０に示すように、本実施の形態２の制御回路１０４においては、実施の形態１における図２で示す構成に対して、シャント抵抗用ＡＤ変換器１３０２、第三ＡＤ変換用開始タイマ１３０４、及び第四ＡＤ変換用開始タイマ１３０５が追加されている。これにより、第二の電流検出部であるシャント抵抗１０６の電流情報についてもＡＤ変換を行うことができる。
　［２－２．動作原理］
　以下、図１１及び図１２を用いて、実施の形態２のモータ駆動制御装置１０の動作原理を説明する。
　実施の形態１で説明したように、交流出力電圧が大きくなると、最も高い電圧の相は、高電位端と同電位、最も低い電圧の相は低電位端と同電位になり、中電位の相は、中間電位端と同電位か、または、高電位端と中間電位端との間の電位、または、低電位端と中間電位端との間の電位となる。
　図１１は、中電圧相が、高電位端と中間電位端との間の電位の場合を示した波形図である。
　中間電位端の出力側に設けられた第一の電流検出部である電流センサ１０５では、中電圧相の電流しか検出できず、三相電流を復元することはできない。
　同様に、図１２では、中電圧相が、低電位端と中間電位端との間の電位の場合を示した波形図である。
　この場合にも、中間電位端の出力側に設けられた第一の電流検出部である電流センサ１０５では、中電圧相の電流しか検出できず、三相電流を復元することはできない。
　一方、低間電位端の出力側に設けられた第二の電流検出部であるシャント抵抗１０６で検出する低電位端の電流を用いることにより、図１１の場合には低電圧相の電流を検出することができ、図１２の場合では低電圧相の電流および低電圧相と中電圧相の合計電流（すなわち、高電圧相の電流）を検出することができる。
　すなわち、中間電位端の出力側に設けられた第一の電流検出部である電流センサ１０５が検出した電流値と、低間電位端の出力側に設けられた第二の電流検出部であるシャント抵抗１０６が検出した電流値とを用いることで、異なる２つの相の電流を検出することができ、三相電流を復元することができる。
　なお、実施の形態１と同様に、図１１や図１２で説明した電流を読み込むタイミング以外のタイミングにおいても電流検出が可能な場合もあり、電流を読み込むタイミングは適宜選択することが可能である。
　［２－３．効果等］
　以上のように、本実施の形態２においては、直流電源装置１０１の中間電位端の出力側に設けられた第一の電流検出部である電流センサ１０５が検出した電流値と、直流電源装置１０１の低間電位端の出力側に設けられた第二の電流検出部であるシャント抵抗１０６とを用いることにより、実施の形態１の場合よりも広い電圧範囲において、三相モータ１０３の瞬時電流を復元することができる。また、中間電位端に接続される中間電位端側半導体スイッチと、高電位端に接続される高電位端側半導体スイッチ、または、低電位端に接続される低電位端側半導体スイッチが誤動作で同時にオンして直流電源装置１０１側の電源が短絡した場合を検出することができる。
　（実施の形態３）
　［３－１．動作原理］
　実施の形態１および実施の形態２では、中電位端および低電位端の電流検出において、検出可能時間に比較的余裕があると想定して説明した。
　ところが、出力される交流電圧振幅が小さい場合には、三相の各電圧の差が小さくなるので、中電位端や低電位端から流入又は流出する電流の時間幅も小さくなる。
　このため、制御回路１０４のＡＤ変換回路が電流値を高精度に変換できない可能性が生じる。
　図１３は、高電圧相と中電圧相の電圧がともに中間電位端と低電位端との間の電位であり、電圧値が非常に近い場合のタイミング波形図面である。
　この場合、少なくとも、タイミング（ｂ）とタイミング（ｃ）の間の短い期間に電流（高電圧相の電流）をＡＤ変換しないと、三相電流を復元することができない。
　なぜならば、タイミング（ａ）とタイミング（ｂ）との間では電流センサ１０５およびシャント抵抗１０６での電流検出ができず、また、タイミング（ｃ）とタイミング（ｅ）の間ではもう一つの電流情報（低電圧相の電流）を検出する必要があるためである。なお、タイミング（ｃ）とタイミング（ｅ）との間においては、タイミング（ｂ）とタイミング（ｃ）との間と比較して長い時間幅があり、電流検出は容易である。
　また、同様に、出力電圧幅が小さくなくても、２つの相の出力電圧が近接している場合においても、短い期間に電流検出が必要となるケースが発生する。
　２つの相の出力電圧が近い値であれば、半導体スイッチのオン／オフが短い時間内で発生し、電流センサ１０５を流れる電流も短時間で切り替わることになる。このような状態について、図１３の波形例で示す。
　図１３において、タイミング（ａ）からタイミング（ｂ）の区間では、電流センサ１０５にて高電圧相と中電圧相の合計電流、すなわち、低電流相の電流を検出することができる。
　タイミング（ｂ）からタイミング（ｃ）の区間では、中電圧相の電流を検出することができる。すなわち、２つの相の電流を検出することができ、三相電流を復元できる。しかしながら、タイミング（ｂ）からタイミング（ｃ）の区間が短いため、中電圧相の電流を正確に検出することが難しいという問題がある。
　図１４は、図１３に示す波形図のようになった場合の修正波形を示すタイミング波形図である。
　中電圧相の中電位端側半導体スイッチがオフするタイミングをタイミング（ｃ）からタイミング（ｃ’）に修正し、かつ、中電位端側半導体スイッチがオンするタイミングもタイミング（ｆ）からタイミング（ｆ’）に変更する。
　同様に、中電圧相の高電位端側半導体スイッチがオンするタイミングをタイミング（ｃ）からタイミング（ｃ’）に修正し、かつ、高電位端側半導体スイッチがオフするタイミングもタイミング（ｆ）からタイミング（ｆ’）に変更する。
　これによりタイミング（ｂ）とタイミング（ｃ）の間の短い区間でＡＤ変換を行うことなく、タイミング（ｂ）とタイミング（ｃ’）の間の比較的長い区間でＡＤ変換をおこなうことができる。これにより、電流検出精度を高めることができる。
　なお、図１４に示した１キャリア区間において、中間電位端と低電位端との接続比率が変わっていないので、このキャリア区間における出力電圧は一定に保たれている。
　したがって印加電圧歪を増加することなく、モータ電流検出を適切に行うことができる。
　図１５は図１４とは別の電圧パターンでの同様の状況を示すタイミング波形図である。図１５に示す場合も、タイミング（ｂ）とタイミング（ｃ）の間の期間が短いので、図１６に示すように図１４と同様の手法でタイミング（ｃ）をタイミング（ｃ’）に変更する。これにより、比較的長い区間で電流のＡＤ変換をおこなうことができ、電流検出精度を高めることができる。
　また、タイミング（ｆ）をタイミング（ｆ’）に変更することにより、印加電圧歪を増加することもない。
　［３－２．効果等］
　以上のように、本実施の形態３に示す構成によって、１キャリア区間期内において半導体スイッチのオン／オフの比率を変えずに、電流検出の精度向上を図ることができる。このため、モータの高精度の駆動制御を実現できる。
　（実施の形態４）
　［４－１．動作原理］
　実施の形態２においては、直流電源装置１０１の中間電位端の出力側に設けられた第一の電流検出部である電流センサ１０５と、直流電源装置１０１の低間電位端の出力側に設けられた第二の電流検出部であるシャント抵抗１０６とを用いることで、直流電源装置１０１の出力電圧が非常に大きい場合でも、インバータ回路の電流から三相モータ１０３の電流情報を復元できることを示した。
　その際、第一の電流検出部である電流センサ１０５の検出感度と、第二の電流検出部であるシャント抵抗１０６の検出感度とが揃っていることがより好ましい。
　本実施の形態４では、第一の電流検出部である電流センサ１０５の検出感度と、第二の電流検出部であるシャント抵抗１０６の検出感度とを相対補正する構成について説明する。
　図１７は、図５と同じ出力波形に対して、シャント抵抗１０６の電流値を追記したものである。
　三相モータ１０３の電流値を検出するには、タイミング（ａ）とタイミング（ｂ）の間、および、タイミング（ｂ）とタイミング（ｃ）の間で、電流センサ１０５の出力を電流センサ用ＡＤ変換器３０２の第一変換及び第二変換で読み込む。これにより、それぞれ、高電圧の相の電流値、高電圧相と中電圧相の電流値の和（低電圧相の電流の符号反転したものと同じ）を検出することができ、結果として三相電流を復元できる。
　一方、タイミング（ａ）とタイミング（ｂ）の間において、シャント抵抗１０６の電流値をシャント抵抗用ＡＤ変換器１３０２の第三変換で読み込むと、中電圧相と低電圧相の電流和（高電圧相の電流の符号反転したものと同じ）を検出できる。また、タイミング（ｂ）とタイミング（ｃ）の間において、シャント抵抗１０６の電流値をシャント抵抗用ＡＤ変換器１３０２の第四変換で読み込むと、低電圧相の電流値を検出できる。
　つまり、第一の電流検出部である電流センサ１０５及び第二の電流検出部であるシャント抵抗１０６によって、同一のタイミングにおける同一電流をそれぞれ検出することができる。
　なお、第一の電流検出部である電流センサ１０５の検出感度と、と第二の電流検出部であるシャント抵抗１０６の検出感度とが完全に一致しているとは限らないため、一方の検出感度を基準として、他方の検出感度を修正することにより、動作中に検出感度を等しくすることができる。
　［４－２．効果等］
　以上のように、実施の形態２におけるモータ駆動制御装置１０においては、第一の電流検出部である電流センサ１０５及び第二の電流検出部であるシャント抵抗１０６を用いる場合において、電流検出精度を向上させることができる。従って、検出電流を用いる制御の精度が向上する。
　なお、電流検出部の精度としては、電流ゼロのときの出力も一致していることが必要である。よく知られた方法として、モータ起動前の電流値を読み取る方法がある。その他の方法として、例えば、図１７の波形図において、タイミング（ｄ）からタイミング（ｅ）の間でシャント抵抗１０６の電流値を読み込むと、電流ゼロの検出値を読み込むことができる。また、図６の波形図においては、タイミング（ｂ）からタイミング（ｃ）の間で、電流センサ１０５の情報を読み込むと、電流センサ１０５における電流ゼロの検出値を読み込むことができる。
　このようにすることで、動作中に、電流検出精度を相対補正することができ、三相モータ１０３の高精度な電流制御を実現できる。
　本開示は、小型化及び低コスト化を実現しつつ、３レベルインバータにおけるモータの相電流検出をインバータの直流部分の電流から復元できる。このため、三相モータを用いて冷媒圧縮機を可変速駆動する家庭用又は業務用の冷凍空調機器、例えば家庭用エアコン、又は業務用エアコンなどに適用可能である。
　１０　モータ駆動制御装置
　１０１　直流電源装置
　１０２ｕ　ｕ相アーム
　１０２ｖ　ｖ相アーム
　１０２ｗ　ｗ相アーム
　１０３　三相モータ
　１０４　制御回路
　１０５　電流センサ（第一の電流検出部）
　１０６　シャント抵抗（第二の電流検出部）
　１１１ｕ　高電位端側半導体スイッチ
　１１２ｕ　低電位端側半導体スイッチ
　１１３ｕ　中間電位端側半導体スイッチ
　１１４　入力端子
　３０１　マイクロコンピュータ（ＣＰＵ）
　３０２　電流センサ用ＡＤ変換器
　３０３　３レベル三相ＰＷＭ作成器
　３０４　第一ＡＤ変換用開始タイマ
　３０５　第二ＡＤ変換用開始タイマ
　３０６　インバータキャリア発生器
　１３０２　変換器
　１３０４　第三ＡＤ変換用開始タイマ
　１３０５　第四ＡＤ変換用開始タイマ

Claims (8)

  1. 三相モータを駆動するモータ駆動制御装置であって、
    　高電位端、低電位端および中間電位端を有し、直流電力を出力する直流電源装置と、
    　前記三相モータが接続される複数の入力端子と、
    　各々が前記直流電源装置と前記複数の入力端子のうちの対応する入力端子との間に設けられ、前記高電位端と前記入力端子との間をオン／オフする高電位端側半導体スイッチ、前記中間電位端と前記入力端子との間をオン／オフする中間電位端側半導体スイッチ、及び前記低電位端と前記入力端子との間をオン／オフする低電位端側半導体スイッチを含む複数の半導体スイッチを有する複数のアームと、
    　前記複数の半導体スイッチで構成される半導体スイッチ群を制御する制御回路と、
    　前記中間電位端と前記半導体スイッチ群との間に設けられている第一の電流検出部と、
    を備え、
    前記制御回路は、
    　前記複数の入力端子の各々に所望の交流電圧が出力されるよう、キャリア信号を基準として、前記高電位端側半導体スイッチ、前記中間電位端側半導体スイッチおよび前記低電位端側半導体スイッチのオン／オフ比率を制御し、
    　前記キャリア信号の一周期内のうち、前記中間電位端側半導体スイッチがオン状態である相の組み合わせが互いに異なる期間において前記第一の電流検出部がそれぞれ検出した電流値に基づいて、前記三相モータの相電流情報を復元する、
    モータ駆動制御装置。
  2. 　前記低電位端と前記半導体スイッチ群との間に設けられている第二の電流検出部をさらに備え、
    　前記制御回路は、前記キャリア信号の一周期内において前記中間電位端側半導体スイッチがオン状態になるのが一相のみである場合、前記中間電位端側半導体スイッチがオン状態である期間に前記第一の電流検出部が検出した電流値と、前記三相のうち少なくともいずれかの相の前記低電位端側半導体スイッチがオン状態である期間に前記第二の電流検出部が検出した電流値と、に基づいて前記三相モータの相電流情報を復元する、
    請求項１に記載のモータ駆動制御装置。
  3. 前記制御回路は、
    　一相の前記中間電位端側半導体スイッチのみがオン状態である期間に前記第一の電流検出部が電流値を検出する場合、前記一相の前記中間電位端側半導体スイッチのみがオン状態である期間が長くなるように、他の相の前記中間電位端側半導体スイッチがオン状態またはオフ状態となる時期を変更する、
    請求項１に記載のモータ駆動制御装置。
  4. 前記制御回路は、
    　前記キャリア信号の一周期内において前記第一の電流検出部及び前記第二の電流検出部によって同一の相の電流値が検出される期間が存在する場合、前記第一の電流検出部及び前記第二の電流検出部のうちの一方の電流検出部を基準として、他方の電流検出部の検出感度を修正する、
    請求項２に記載のモータ駆動制御装置。
  5. 前記制御回路は、
    　前記所望の交流電圧に対して前記半導体スイッチ群をパルス幅変調駆動するためのタイマ情報に基づいて、前記第一の電流検出部が電流値の検出を開始する時期を決定する、
    請求項１～４のいずれか１項に記載のモータ駆動制御装置。
  6. 　前記低電位端と前記半導体スイッチ群との間に設けられている第二の電流検出部をさらに備え、
    　前記制御回路は、前記第一の電流検出部または前記第二の電流検出部によって過剰な電流が検出された場合、前記高電位端側半導体スイッチ、前記中間電位端側半導体スイッチおよび前記低電位端側半導体スイッチをオフする、
    請求項１に記載のモータ駆動制御装置。
  7. 前記所望の交流電圧は前記直流電源の直流電圧の範囲内である、
    請求項１に記載のモータ駆動制御装置。
  8. 前記キャリア信号は、前記所望の交流電圧の周波数よりも十分高い周波数であって前記高電位端の電位と前記中間電位端の電位の間を変化する第一のキャリア信号と、前記第一のキャリア信号と同一周期を有し前記中間電位端の電位と前記低電位端の電位の間を変化する第二のキャリア信号とを含む、
    請求項１に記載のモータ駆動制御装置。
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