JP2001275366A - ブートストラップキャパシタの充電方法 - Google Patents
ブートストラップキャパシタの充電方法Info
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- JP2001275366A JP2001275366A JP2000086472A JP2000086472A JP2001275366A JP 2001275366 A JP2001275366 A JP 2001275366A JP 2000086472 A JP2000086472 A JP 2000086472A JP 2000086472 A JP2000086472 A JP 2000086472A JP 2001275366 A JP2001275366 A JP 2001275366A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ブートストラップキャパシタの初期充電にお
ける充電電流の大きさを抑制する。 【解決手段】 時刻ｔ1，ｔ2（＞ｔ１），ｔ3（＞ｔ2）
において、それぞれ信号Ｓ51，Ｓ52，Ｓ53がアクティブ
になる。これによって、各相のブートストラップキャパ
シタにそれぞれ流れる電流ＩU，ＩV，ＩWは、それぞれ
時刻ｔ1，ｔ2，ｔ3において立ち上がる。従って、シャ
ント抵抗に流れる電流ＩDも、時刻ｔ１においてほぼ電
流ＩUだけ上昇するにすぎず、従来の場合と比較してほ
ぼ１／３の増加量に抑制される。
ける充電電流の大きさを抑制する。 【解決手段】 時刻ｔ1，ｔ2（＞ｔ１），ｔ3（＞ｔ2）
において、それぞれ信号Ｓ51，Ｓ52，Ｓ53がアクティブ
になる。これによって、各相のブートストラップキャパ
シタにそれぞれ流れる電流ＩU，ＩV，ＩWは、それぞれ
時刻ｔ1，ｔ2，ｔ3において立ち上がる。従って、シャ
ント抵抗に流れる電流ＩDも、時刻ｔ１においてほぼ電
流ＩUだけ上昇するにすぎず、従来の場合と比較してほ
ぼ１／３の増加量に抑制される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は多相インバータ回
路に関し、特にハイアーム側スイッチング素子を駆動す
るハイアーム側ドライバのためにブートストラップキャ
パシタを設けたインバータ回路に関する。
路に関し、特にハイアーム側スイッチング素子を駆動す
るハイアーム側ドライバのためにブートストラップキャ
パシタを設けたインバータ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来から多相インバータ回路において、
ハイアーム側スイッチング素子を駆動するハイアーム側
ドライバのためにブートストラップキャパシタを設けた
構成が用いられている。
ハイアーム側スイッチング素子を駆動するハイアーム側
ドライバのためにブートストラップキャパシタを設けた
構成が用いられている。
【０００３】図４はかかるインバータ回路と多相モータ
２００との接続関係を示す回路図である。Ｕ相、Ｖ相、
Ｗ相の各相にそれぞれ対応して出力線８１，８２，８３
が設けられており、これらは多相モータ２００に結線さ
れている。ハイアーム側スイッチング素子として、例え
ば保護ダイオード付きのＩＧＢＴ２１，２２，２３がそ
れぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応して設けられている。例
えば３００Ｖを供給するモータ用電源ＶＣは、ＩＧＢＴ
２１，２２，２３がオンすることにより、それぞれ出力
線８１，８２，８３と導通する。一方、ローアーム側ス
イッチング素子として、例えば保護ダイオード付きのＩ
ＧＢＴ３１，３２，３３がそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相に
対応して設けられており、これらがオンすることによっ
て出力線８１，８２，８３が電流検出用のシャント抵抗
６を介して接地Ｇと導通する。
２００との接続関係を示す回路図である。Ｕ相、Ｖ相、
Ｗ相の各相にそれぞれ対応して出力線８１，８２，８３
が設けられており、これらは多相モータ２００に結線さ
れている。ハイアーム側スイッチング素子として、例え
ば保護ダイオード付きのＩＧＢＴ２１，２２，２３がそ
れぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応して設けられている。例
えば３００Ｖを供給するモータ用電源ＶＣは、ＩＧＢＴ
２１，２２，２３がオンすることにより、それぞれ出力
線８１，８２，８３と導通する。一方、ローアーム側ス
イッチング素子として、例えば保護ダイオード付きのＩ
ＧＢＴ３１，３２，３３がそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相に
対応して設けられており、これらがオンすることによっ
て出力線８１，８２，８３が電流検出用のシャント抵抗
６を介して接地Ｇと導通する。
【０００４】ＩＧＢＴ２１，２２，２３，３１，３２，
３３のオン／オフはそれぞれドライバ４１，４２，４
３，５１，５２，５３によるゲート電位を制御すること
によって行われる。これらのドライバ４１，４２，４
３，５１，５２，５３の動作は、マイクロプロセッサ１
００からの信号Ｓ41，Ｓ42，Ｓ43，Ｓ51，Ｓ52，Ｓ53に
基づいてそれぞれ制御される。
３３のオン／オフはそれぞれドライバ４１，４２，４
３，５１，５２，５３によるゲート電位を制御すること
によって行われる。これらのドライバ４１，４２，４
３，５１，５２，５３の動作は、マイクロプロセッサ１
００からの信号Ｓ41，Ｓ42，Ｓ43，Ｓ51，Ｓ52，Ｓ53に
基づいてそれぞれ制御される。
【０００５】ハイアーム側のドライバ４１，４２，４３
には、ハイアーム側のＩＧＢＴ２１，２２，２３に適切
にゲート電位を印加できるように、それぞれブートスト
ラップキャパシタ７１，７２，７３から電圧が供給され
る。ブートストラップキャパシタ７１，７２，７３はＵ
相、Ｖ相、Ｗ相に対応して設けられた抵抗１１，１２，
１３を介して、例えば１５Ｖを供給する充電用電源ＶＤ
と出力線８１，８２，８３との間に接続され、充電され
る。つまり抵抗１１，１２，１３はブートストラップキ
ャパシタ７１，７２，７３の充電経路に直列に接続され
る。出力線８１，８２，８３の電位が高い場合であって
もブートストラップキャパシタ７１，７２，７３が放電
しないように、抵抗１１とブートストラップキャパシタ
７１との間、抵抗１２とブートストラップキャパシタ７
２との間、抵抗１３とブートストラップキャパシタ７３
との間に、それぞれダイオードが介挿される。
には、ハイアーム側のＩＧＢＴ２１，２２，２３に適切
にゲート電位を印加できるように、それぞれブートスト
ラップキャパシタ７１，７２，７３から電圧が供給され
る。ブートストラップキャパシタ７１，７２，７３はＵ
相、Ｖ相、Ｗ相に対応して設けられた抵抗１１，１２，
１３を介して、例えば１５Ｖを供給する充電用電源ＶＤ
と出力線８１，８２，８３との間に接続され、充電され
る。つまり抵抗１１，１２，１３はブートストラップキ
ャパシタ７１，７２，７３の充電経路に直列に接続され
る。出力線８１，８２，８３の電位が高い場合であって
もブートストラップキャパシタ７１，７２，７３が放電
しないように、抵抗１１とブートストラップキャパシタ
７１との間、抵抗１２とブートストラップキャパシタ７
２との間、抵抗１３とブートストラップキャパシタ７３
との間に、それぞれダイオードが介挿される。
【０００６】このように構成されたインバータ回路にお
いて、特に正弦波を出力線８１，８２，８３に出力する
動作においては、動作当初からハイアーム側のＩＧＢＴ
２１，２２，２３を適切に動作させることが望ましい。
従ってブートストラップキャパシタ７１，７２，７３を
通常の回転動作による充電ではなく、一旦この回転動作
の前に初期充電を行う必要があった。
いて、特に正弦波を出力線８１，８２，８３に出力する
動作においては、動作当初からハイアーム側のＩＧＢＴ
２１，２２，２３を適切に動作させることが望ましい。
従ってブートストラップキャパシタ７１，７２，７３を
通常の回転動作による充電ではなく、一旦この回転動作
の前に初期充電を行う必要があった。
【０００７】図５は従来の初期充電を示すグラフであ
る。時刻ｔ0において信号Ｓ51，Ｓ52，Ｓ53は一斉にア
クティブとなる（図では“Ｌ”から“Ｈ”へと立ち上が
る場合を示している。）。これに伴い、ブートストラッ
プキャパシタ７１，７２，７３にそれぞれ流れる電流Ｉ
U，ＩV，ＩW（各電流量についても同じ記号を採用す
る）も一斉に増大し、シャント抵抗６に流れる電流ＩD
＝ＩU＋ＩV＋ＩWは急峻な立ち上がりを生じる。通常は
ＩU＝ＩV＝ＩWに設定されるので、ＩDは時刻ｔ0におい
て零から３ＩUへと立ち上がることになる。
る。時刻ｔ0において信号Ｓ51，Ｓ52，Ｓ53は一斉にア
クティブとなる（図では“Ｌ”から“Ｈ”へと立ち上が
る場合を示している。）。これに伴い、ブートストラッ
プキャパシタ７１，７２，７３にそれぞれ流れる電流Ｉ
U，ＩV，ＩW（各電流量についても同じ記号を採用す
る）も一斉に増大し、シャント抵抗６に流れる電流ＩD
＝ＩU＋ＩV＋ＩWは急峻な立ち上がりを生じる。通常は
ＩU＝ＩV＝ＩWに設定されるので、ＩDは時刻ｔ0におい
て零から３ＩUへと立ち上がることになる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしこのような急峻
に立ち上がる電流ＩDがシャント抵抗６へ流れると、充
電用電源ＶＤに対する負荷が急激に変動することにな
り、充電用電源ＶＤの不安定化、ひいては誤動作を招来
する可能性がある。
に立ち上がる電流ＩDがシャント抵抗６へ流れると、充
電用電源ＶＤに対する負荷が急激に変動することにな
り、充電用電源ＶＤの不安定化、ひいては誤動作を招来
する可能性がある。
【０００９】また、シャント抵抗６における電圧が大き
くなり、インバータ回路に過電流が流れたものと認識さ
れ、図示されない電圧検出装置からの信号によってマイ
クロプロセッサ１００が誤動作する可能性もある。
くなり、インバータ回路に過電流が流れたものと認識さ
れ、図示されない電圧検出装置からの信号によってマイ
クロプロセッサ１００が誤動作する可能性もある。
【００１０】電流ＩDを抑制するためには抵抗１１，１
２，１３の抵抗値を高めることも考えられるが、それだ
けではブートストラップキャパシタ７１，７２，７３の
充電が遅くなり、ＩＧＢＴ２１，２２，２３の損失増加
を招来する。
２，１３の抵抗値を高めることも考えられるが、それだ
けではブートストラップキャパシタ７１，７２，７３の
充電が遅くなり、ＩＧＢＴ２１，２２，２３の損失増加
を招来する。
【００１１】本発明はハイアーム側のスイッチング素子
の損失を抑制しつつ、上記の誤動作を回避するためにな
されたものであって、ブートストラップキャパシタの初
期充電における充電電流の大きさを抑制する技術を提供
することを目的としている。
の損失を抑制しつつ、上記の誤動作を回避するためにな
されたものであって、ブートストラップキャパシタの初
期充電における充電電流の大きさを抑制する技術を提供
することを目的としている。
【００１２】
【課題を解決するための手段】この発明の第１の態様
は、多相負荷（２００）に接続され、多相（Ｕ，Ｖ，
Ｗ）の各相に対応する出力線（８１，８２，８３）と、
前記各相に対応して設けられたブートストラップキャパ
シタ（７１，７２，７３）とを備えるインバータ回路に
対し、互いに異なるタイミング（ｔ1，ｔ2，ｔ3；
ｔ11，ｔ12，ｔ13）で前記ブートストラップキャパシタ
（７１，７２，７３）の初期充電を開始する、ブートス
トラップキャパシタの充電方法である。
は、多相負荷（２００）に接続され、多相（Ｕ，Ｖ，
Ｗ）の各相に対応する出力線（８１，８２，８３）と、
前記各相に対応して設けられたブートストラップキャパ
シタ（７１，７２，７３）とを備えるインバータ回路に
対し、互いに異なるタイミング（ｔ1，ｔ2，ｔ3；
ｔ11，ｔ12，ｔ13）で前記ブートストラップキャパシタ
（７１，７２，７３）の初期充電を開始する、ブートス
トラップキャパシタの充電方法である。
【００１３】望ましくは、前記インバータ回路は、前記
各相に対応して設けられ、前記各相における前記出力線
（８１，８２，８３）と第１の電源（ＶＣ）との間に接
続されるハイアーム側スイッチング素子（２１，２２，
２３）と、前記各相に対応して設けられ、前記各相にお
ける前記出力線（８１，８２，８３）と前記第１の電源
（ＶＣ）よりも低い電位を与える第２の電源（Ｇ）との
間に接続されるローアーム側スイッチング素子（３１，
３２，３３）とを更に備える。そして前記各相毎にタイ
ミング（ｔ1，ｔ2，ｔ3；ｔ11，ｔ12，ｔ13）を異なら
せて前記ローアーム側スイッチング素子（３１，３２，
３３）を最初にオンし、前記ブートストラップキャパシ
タ（７１，７２，７３）の初期充電を開始する。
各相に対応して設けられ、前記各相における前記出力線
（８１，８２，８３）と第１の電源（ＶＣ）との間に接
続されるハイアーム側スイッチング素子（２１，２２，
２３）と、前記各相に対応して設けられ、前記各相にお
ける前記出力線（８１，８２，８３）と前記第１の電源
（ＶＣ）よりも低い電位を与える第２の電源（Ｇ）との
間に接続されるローアーム側スイッチング素子（３１，
３２，３３）とを更に備える。そして前記各相毎にタイ
ミング（ｔ1，ｔ2，ｔ3；ｔ11，ｔ12，ｔ13）を異なら
せて前記ローアーム側スイッチング素子（３１，３２，
３３）を最初にオンし、前記ブートストラップキャパシ
タ（７１，７２，７３）の初期充電を開始する。
【００１４】望ましくは、前記ブートストラップキャパ
シタ（７１，７２，７３）は、前記各相における前記出
力線（８１，８２，８３）と、前記第２の電源（Ｇ）よ
りも高く前記第１の電源（ＶＣ）よりも低い電位を与え
る第３の電源（ＶＤ）との間に接続される。
シタ（７１，７２，７３）は、前記各相における前記出
力線（８１，８２，８３）と、前記第２の電源（Ｇ）よ
りも高く前記第１の電源（ＶＣ）よりも低い電位を与え
る第３の電源（ＶＤ）との間に接続される。
【００１５】望ましくは、前記インバータ回路は、前記
各相に対応して設けられ、前記ブートストラップキャパ
シタ（７１，７２，７３）の両端の電圧のそれぞれに基
づいて前記ハイアーム側スイッチング素子（２１，２
２，２３）の各々のそれぞれを駆動するハイアーム側ド
ライバ（４１，４２，４３）を更に備える。
各相に対応して設けられ、前記ブートストラップキャパ
シタ（７１，７２，７３）の両端の電圧のそれぞれに基
づいて前記ハイアーム側スイッチング素子（２１，２
２，２３）の各々のそれぞれを駆動するハイアーム側ド
ライバ（４１，４２，４３）を更に備える。
【００１６】望ましくは、前記インバータ回路は、前記
各相毎に、前記ブートストラップキャパシタ（７１，７
２，７３）の充電経路に直列に接続される抵抗（１１，
１２，１３）を更に備える。
各相毎に、前記ブートストラップキャパシタ（７１，７
２，７３）の充電経路に直列に接続される抵抗（１１，
１２，１３）を更に備える。
【００１７】この発明の第２の態様は、第１の態様であ
って、前記初期充電においては前記ハイアーム側スイッ
チング素子（２１，２２，２３）はオフしている。
って、前記初期充電においては前記ハイアーム側スイッ
チング素子（２１，２２，２３）はオフしている。
【００１８】この発明の第３の態様は、第１の態様であ
って、前記多相負荷（２００）は所定のキャリア期間に
基づいて動作し、前記初期充電において前記ローアーム
側スイッチング素子（３１，３２，３３）は、最初にオ
ンした後に一旦オフし、その後は前記各相に共通して同
じタイミングで間欠的なオフ／オンを前記キャリア期間
毎に所定回数繰り返す。
って、前記多相負荷（２００）は所定のキャリア期間に
基づいて動作し、前記初期充電において前記ローアーム
側スイッチング素子（３１，３２，３３）は、最初にオ
ンした後に一旦オフし、その後は前記各相に共通して同
じタイミングで間欠的なオフ／オンを前記キャリア期間
毎に所定回数繰り返す。
【００１９】この発明の第４の態様は、第１の態様であ
って、前記インバータ回路は、前記ローアーム側スイッ
チング素子（３１，３２，３３）と前記第２の電源
（Ｇ）との間に接続された電流検出抵抗（６）を更に備
える。
って、前記インバータ回路は、前記ローアーム側スイッ
チング素子（３１，３２，３３）と前記第２の電源
（Ｇ）との間に接続された電流検出抵抗（６）を更に備
える。
【００２０】
【作用】この発明のうち第１の態様のブートストラップ
キャパシタの充電方法においては、各相におけるローア
ーム側スイッチング素子（３１，３２，３３）が互いに
異なる時点（ｔ1，ｔ2，ｔ3；ｔ11，ｔ12，ｔ13）にお
いてオンするので、抵抗（１１，１２，１３）の値を大
きくしなくても、ブートストラップキャパシタ（７１，
７２，７３）の初期充電において、一度に大きな電流が
第２の電源（ＶＤ）から流れることを回避できる。
キャパシタの充電方法においては、各相におけるローア
ーム側スイッチング素子（３１，３２，３３）が互いに
異なる時点（ｔ1，ｔ2，ｔ3；ｔ11，ｔ12，ｔ13）にお
いてオンするので、抵抗（１１，１２，１３）の値を大
きくしなくても、ブートストラップキャパシタ（７１，
７２，７３）の初期充電において、一度に大きな電流が
第２の電源（ＶＤ）から流れることを回避できる。
【００２１】この発明のうち第２の態様のブートストラ
ップキャパシタの充電方法においては、初期充電におい
てハイアーム側スイッチング素子（２１，２２，２３）
はオフしているので、多相モータ（２００）に回転磁界
は与えられない。
ップキャパシタの充電方法においては、初期充電におい
てハイアーム側スイッチング素子（２１，２２，２３）
はオフしているので、多相モータ（２００）に回転磁界
は与えられない。
【００２２】この発明のうち第３の態様のブートストラ
ップキャパシタの充電方法においては、ローアーム側ス
イッチング素子（３１，３２，３３）がキャリア期間毎
に間欠的にオフ／オンを行うので、多相モータ（２０
０）が回転し始める以前の段階でブートストラップキャ
パシタを初期充電する。
ップキャパシタの充電方法においては、ローアーム側ス
イッチング素子（３１，３２，３３）がキャリア期間毎
に間欠的にオフ／オンを行うので、多相モータ（２０
０）が回転し始める以前の段階でブートストラップキャ
パシタを初期充電する。
【００２３】この発明のうち第４の態様のブートストラ
ップキャパシタの充電方法においては、電流検出抵抗
（６）はインバータ回路に流れる過電流を検出する。
ップキャパシタの充電方法においては、電流検出抵抗
（６）はインバータ回路に流れる過電流を検出する。
【００２４】
【発明の実施の形態】発明の基本的な考え方．本発明に
ついて、図４に示された構成のインバータに対して適用
される場合を例にとって説明する。図１はこの発明の実
施の形態のうち、基本的な考え方を例示するグラフであ
る。本発明においては、ブートストラップキャパシタ７
１，７２，７３の初期充電において、マイクロプロセッ
サ１００からの信号Ｓ51，Ｓ52，Ｓ53がアクティブにな
る時期をずらせることを特徴とする。具体的に例示すれ
ば時刻ｔ1，ｔ2（＞ｔ１），ｔ3（＞ｔ2）において、そ
れぞれ信号Ｓ51，Ｓ52，Ｓ53がアクティブになる。これ
によって、ブートストラップキャパシタ７１，７２，７
３にそれぞれ流れる電流ＩU，ＩV，ＩWは、それぞれ時
刻ｔ1，ｔ2，ｔ3において立ち上がる。従って、シャン
ト抵抗６に流れる電流ＩDも、時刻ｔ１においてほぼ電
流ＩUだけ上昇するにすぎず、従来の値３ＩUと比較して
ほぼ１／３の増加量に抑制される。
ついて、図４に示された構成のインバータに対して適用
される場合を例にとって説明する。図１はこの発明の実
施の形態のうち、基本的な考え方を例示するグラフであ
る。本発明においては、ブートストラップキャパシタ７
１，７２，７３の初期充電において、マイクロプロセッ
サ１００からの信号Ｓ51，Ｓ52，Ｓ53がアクティブにな
る時期をずらせることを特徴とする。具体的に例示すれ
ば時刻ｔ1，ｔ2（＞ｔ１），ｔ3（＞ｔ2）において、そ
れぞれ信号Ｓ51，Ｓ52，Ｓ53がアクティブになる。これ
によって、ブートストラップキャパシタ７１，７２，７
３にそれぞれ流れる電流ＩU，ＩV，ＩWは、それぞれ時
刻ｔ1，ｔ2，ｔ3において立ち上がる。従って、シャン
ト抵抗６に流れる電流ＩDも、時刻ｔ１においてほぼ電
流ＩUだけ上昇するにすぎず、従来の値３ＩUと比較して
ほぼ１／３の増加量に抑制される。
【００２５】電流ＩU，ＩV，ＩWはブートストラップキ
ャパシタ７１，７２，７３を初期充電する電流であり、
それぞれ時刻ｔ1，ｔ2，ｔ3以降は減衰する。従って、
時刻ｔ2においては勿論、時刻ｔ3においてすら、電流Ｉ
Dは従来の場合と比較して抑制されることになる。この
ような信号Ｓ51，Ｓ52，Ｓ53の生成は、マイクロプロセ
ッサ１００のプログラムを変更することで容易に実現で
きる。
ャパシタ７１，７２，７３を初期充電する電流であり、
それぞれ時刻ｔ1，ｔ2，ｔ3以降は減衰する。従って、
時刻ｔ2においては勿論、時刻ｔ3においてすら、電流Ｉ
Dは従来の場合と比較して抑制されることになる。この
ような信号Ｓ51，Ｓ52，Ｓ53の生成は、マイクロプロセ
ッサ１００のプログラムを変更することで容易に実現で
きる。
【００２６】以上のようにして、本発明によれば電流Ｉ
Dに流れる電流を抑制できるので、充電用電源ＶＤに対
する負荷が急激に変動することによる充電用電源ＶＤの
不安定を回避できる。またシャント抵抗６における電圧
も抑制できるので、インバータ回路に過電流が流れたも
のと認識されることもない。従って充電用電源ＶＤの誤
動作や、マイクロプロセッサ１００の誤動作も回避でき
る。また、必ずしも抵抗１１，１２，１３の値を大きく
する必要もないので、ＩＧＢＴ２１，２２，２３の損失
を増大させることもない。勿論、本発明は、ＩＧＢＴ２
１，２２，２３の損失が許容できる範囲において抵抗１
１，１２，１３の値を大きくすることを妨げるものでは
ない。
Dに流れる電流を抑制できるので、充電用電源ＶＤに対
する負荷が急激に変動することによる充電用電源ＶＤの
不安定を回避できる。またシャント抵抗６における電圧
も抑制できるので、インバータ回路に過電流が流れたも
のと認識されることもない。従って充電用電源ＶＤの誤
動作や、マイクロプロセッサ１００の誤動作も回避でき
る。また、必ずしも抵抗１１，１２，１３の値を大きく
する必要もないので、ＩＧＢＴ２１，２２，２３の損失
を増大させることもない。勿論、本発明は、ＩＧＢＴ２
１，２２，２３の損失が許容できる範囲において抵抗１
１，１２，１３の値を大きくすることを妨げるものでは
ない。
【００２７】ところで一般にはマイクロプロセッサ１０
０において、信号Ｓ41，Ｓ42，Ｓ43を信号Ｓ51，Ｓ52，
Ｓ53と相補的にアクティブにする制御が行われ、ＩＧＢ
Ｔ２１，２２，２３はＩＧＢＴ３１，３２，３３と相補
的にオン／オフする。従って単純に信号Ｓ51，Ｓ52，Ｓ
53を図１のように生成すれば、時刻ｔ1，ｔ2，ｔ3にお
いてそれぞれ信号Ｓ41，Ｓ42，Ｓ43が非アクティブにな
って多相モータ２００に回転磁界を与えることになる。
０において、信号Ｓ41，Ｓ42，Ｓ43を信号Ｓ51，Ｓ52，
Ｓ53と相補的にアクティブにする制御が行われ、ＩＧＢ
Ｔ２１，２２，２３はＩＧＢＴ３１，３２，３３と相補
的にオン／オフする。従って単純に信号Ｓ51，Ｓ52，Ｓ
53を図１のように生成すれば、時刻ｔ1，ｔ2，ｔ3にお
いてそれぞれ信号Ｓ41，Ｓ42，Ｓ43が非アクティブにな
って多相モータ２００に回転磁界を与えることになる。
【００２８】そして抵抗１１，１２，１３の抵抗値は通
常は数十Ωに、ブートストラップキャパシタ７１，７
２，７３の容量値は通常は数十μＦに設定される。従っ
て、ブートストラップキャパシタ７１，７２，７３の初
期充電の期間は数ｍｓ必要となる。これに対して、多相
モータ２００の回転の基礎となる各相の周期、いわゆる
キャリア期間は数十乃至数百μｓに設定される。従っ
て、電流ＩUが十分小さくなってから電流ＩVを立ち上げ
るために時刻ｔ1，ｔ2の間を数ｍｓあけ、同様に時刻ｔ
2，ｔ3の間をも数ｍｓあけると、上記回転磁界によって
多相モータ２００が回転してしまう可能性がある。
常は数十Ωに、ブートストラップキャパシタ７１，７
２，７３の容量値は通常は数十μＦに設定される。従っ
て、ブートストラップキャパシタ７１，７２，７３の初
期充電の期間は数ｍｓ必要となる。これに対して、多相
モータ２００の回転の基礎となる各相の周期、いわゆる
キャリア期間は数十乃至数百μｓに設定される。従っ
て、電流ＩUが十分小さくなってから電流ＩVを立ち上げ
るために時刻ｔ1，ｔ2の間を数ｍｓあけ、同様に時刻ｔ
2，ｔ3の間をも数ｍｓあけると、上記回転磁界によって
多相モータ２００が回転してしまう可能性がある。
【００２９】そこで、より望ましくは、例えば以下の２
つの実施の形態に示される手法によって多相モータ２０
０が回転しないようにする。
つの実施の形態に示される手法によって多相モータ２０
０が回転しないようにする。
【００３０】第１の実施の形態．図２は第１の実施の形
態の動作を示すグラフである。ブートストラップキャパ
シタ７１，７２，７３の初期充電期間において、信号Ｓ
41，Ｓ42，Ｓ43は信号Ｓ 51，Ｓ52，Ｓ53のアクティブ／
非アクティブによらず、非アクティブ、例えば“Ｌ”に
設定され続ける。これにより、時刻ｔ1，ｔ2，ｔ3の間
を数ｍｓあけても回転磁界は発生せず、多相モータ２０
０の回転を抑止することができる。このような信号
Ｓ41，Ｓ42，Ｓ43，Ｓ51，Ｓ52，Ｓ53の制御も、マイク
ロプロセッサ１００のプログラムを変更することで容易
に実現できる。ただし、初期充電期間において信号
Ｓ41，Ｓ42，Ｓ43を信号Ｓ51，Ｓ52，Ｓ53と相補的にア
クティブにする制御を解除する必要がある。
態の動作を示すグラフである。ブートストラップキャパ
シタ７１，７２，７３の初期充電期間において、信号Ｓ
41，Ｓ42，Ｓ43は信号Ｓ 51，Ｓ52，Ｓ53のアクティブ／
非アクティブによらず、非アクティブ、例えば“Ｌ”に
設定され続ける。これにより、時刻ｔ1，ｔ2，ｔ3の間
を数ｍｓあけても回転磁界は発生せず、多相モータ２０
０の回転を抑止することができる。このような信号
Ｓ41，Ｓ42，Ｓ43，Ｓ51，Ｓ52，Ｓ53の制御も、マイク
ロプロセッサ１００のプログラムを変更することで容易
に実現できる。ただし、初期充電期間において信号
Ｓ41，Ｓ42，Ｓ43を信号Ｓ51，Ｓ52，Ｓ53と相補的にア
クティブにする制御を解除する必要がある。
【００３１】本実施の形態では、電流ＩDを理想的に抑
制することができ、時刻ｔ1，ｔ2，ｔ3のいずれにおい
てもほぼ従来の１／３の値とすることができる。従って
多相モータ２００が大きな電流を必要とする場合、例え
ば空気調和機の圧縮機用インバータにおいて特に好適で
ある。
制することができ、時刻ｔ1，ｔ2，ｔ3のいずれにおい
てもほぼ従来の１／３の値とすることができる。従って
多相モータ２００が大きな電流を必要とする場合、例え
ば空気調和機の圧縮機用インバータにおいて特に好適で
ある。
【００３２】第２の実施の形態．図３は第２の実施の形
態の動作を示すグラフである。本実施の形態では、ブー
トストラップキャパシタ７１，７２，７３の初期充電期
間においても信号Ｓ41，Ｓ42，Ｓ43を信号Ｓ51，Ｓ52，
Ｓ53と相補的にアクティブにする制御を解除しない。そ
して通常の運転前の数キャリア分を初期充電期間に充当
する。
態の動作を示すグラフである。本実施の形態では、ブー
トストラップキャパシタ７１，７２，７３の初期充電期
間においても信号Ｓ41，Ｓ42，Ｓ43を信号Ｓ51，Ｓ52，
Ｓ53と相補的にアクティブにする制御を解除しない。そ
して通常の運転前の数キャリア分を初期充電期間に充当
する。
【００３３】時刻ｔ10〜ｔ20，ｔ20〜ｔ22，ｔ22〜ｔ24
の期間はそれぞれ１キャリア分に相当する。初期充電に
おいてローアームのＩＧＢＴ３１，３２，３３は、最初
にそれぞれ時刻ｔ11，ｔ12，ｔ13にオンした後に一旦時
刻ｔ20にオフし、その後は共通して同じタイミングで間
欠的なオフ／オンをキャリア毎に所定回数繰り返す。図
３では２番目のキャリアの期間中は時刻ｔ20〜ｔ21にお
いてオフ、時刻ｔ21〜ｔ22においてオンし、３番目のキ
ャリアの期間中は時刻ｔ22〜ｔ23においてオフ、時刻ｔ
23〜ｔ24においてオンする態様が例示されている。つま
りここでは初期充電期間は最初のキャリア１つ分であっ
て、時刻ｔ20以降は通常のモータ回転時の動作が行われ
ている。
の期間はそれぞれ１キャリア分に相当する。初期充電に
おいてローアームのＩＧＢＴ３１，３２，３３は、最初
にそれぞれ時刻ｔ11，ｔ12，ｔ13にオンした後に一旦時
刻ｔ20にオフし、その後は共通して同じタイミングで間
欠的なオフ／オンをキャリア毎に所定回数繰り返す。図
３では２番目のキャリアの期間中は時刻ｔ20〜ｔ21にお
いてオフ、時刻ｔ21〜ｔ22においてオンし、３番目のキ
ャリアの期間中は時刻ｔ22〜ｔ23においてオフ、時刻ｔ
23〜ｔ24においてオンする態様が例示されている。つま
りここでは初期充電期間は最初のキャリア１つ分であっ
て、時刻ｔ20以降は通常のモータ回転時の動作が行われ
ている。
【００３４】本実施の形態においてはブートストラップ
キャパシタ７１，７２，７３にそれぞれ流れる電流
ＩU，ＩV，ＩWの立ち上がりのずれは数十〜数百μｓで
あり、電流ＩDの立ち上がりは第１の実施の形態と比較
すると大きい。しかし、勿論、従来の場合と比較すれば
電流ＩDの立ち上がりは小さく、また第１の実施の形態
のように初期充電期間において信号Ｓ41，Ｓ42，Ｓ43を
信号Ｓ51，Ｓ52，Ｓ53と相補的にアクティブにする制御
を解除する必要はない。一般に通常運転前の数キャリア
においては、信号Ｓ41，Ｓ42，Ｓ43と信号Ｓ51，Ｓ52，
Ｓ53とは相補的な関係を保ちつつも、通常に回転磁界を
与える以外の態様に各信号Ｓ41，Ｓ42，Ｓ43，Ｓ51，Ｓ
52，Ｓ53を制御しうる期間が設定されるからである。
キャパシタ７１，７２，７３にそれぞれ流れる電流
ＩU，ＩV，ＩWの立ち上がりのずれは数十〜数百μｓで
あり、電流ＩDの立ち上がりは第１の実施の形態と比較
すると大きい。しかし、勿論、従来の場合と比較すれば
電流ＩDの立ち上がりは小さく、また第１の実施の形態
のように初期充電期間において信号Ｓ41，Ｓ42，Ｓ43を
信号Ｓ51，Ｓ52，Ｓ53と相補的にアクティブにする制御
を解除する必要はない。一般に通常運転前の数キャリア
においては、信号Ｓ41，Ｓ42，Ｓ43と信号Ｓ51，Ｓ52，
Ｓ53とは相補的な関係を保ちつつも、通常に回転磁界を
与える以外の態様に各信号Ｓ41，Ｓ42，Ｓ43，Ｓ51，Ｓ
52，Ｓ53を制御しうる期間が設定されるからである。
【００３５】実際に本実施の形態を適用すると、充電用
電源ＶＤの不安定化を避けるという効果よりも、シャン
ト抵抗６における電圧を小さくするという効果において
有利である。従って、比較的小さな電流を扱う多相モー
タ２００、例えば空気調和機のファン用モータを制御す
るインバータにおいて特に好適である。
電源ＶＤの不安定化を避けるという効果よりも、シャン
ト抵抗６における電圧を小さくするという効果において
有利である。従って、比較的小さな電流を扱う多相モー
タ２００、例えば空気調和機のファン用モータを制御す
るインバータにおいて特に好適である。
【００３６】
【発明の効果】この発明のうち第１の態様のブートスト
ラップキャパシタの充電方法によれば、第２の電源（Ｖ
Ｄ）の負荷の瞬間的な増大が抑制できるので、第２の電
源（ＶＤ）の誤動作を回避することができる。
ラップキャパシタの充電方法によれば、第２の電源（Ｖ
Ｄ）の負荷の瞬間的な増大が抑制できるので、第２の電
源（ＶＤ）の誤動作を回避することができる。
【００３７】この発明のうち第２の態様のブートストラ
ップキャパシタの充電方法によれば、多相負荷（２０
０）がモータである場合に、これを回転させることなく
ブートストラップキャパシタを初期充電することができ
る。
ップキャパシタの充電方法によれば、多相負荷（２０
０）がモータである場合に、これを回転させることなく
ブートストラップキャパシタを初期充電することができ
る。
【００３８】この発明のうち第３の態様のブートストラ
ップキャパシタの充電方法によれば、ローアーム側スイ
ッチング素子（３１，３２，３３）とハイアーム側スイ
ッチング素子（２１，２２，２３）とが相補的にオン／
オフする制御の下においても、請求項１記載のブートス
トラップキャパシタの充電方法の効果を得ることができ
る。
ップキャパシタの充電方法によれば、ローアーム側スイ
ッチング素子（３１，３２，３３）とハイアーム側スイ
ッチング素子（２１，２２，２３）とが相補的にオン／
オフする制御の下においても、請求項１記載のブートス
トラップキャパシタの充電方法の効果を得ることができ
る。
【００３９】この発明のうち第４の態様のブートストラ
ップキャパシタの充電方法によれば、ブートストラップ
キャパシタの初期充電において、一度に大きな電流が電
流検出抵抗（６）に流れることを回避でき、過電流を検
出したと誤って認識することがない。
ップキャパシタの充電方法によれば、ブートストラップ
キャパシタの初期充電において、一度に大きな電流が電
流検出抵抗（６）に流れることを回避でき、過電流を検
出したと誤って認識することがない。
【図１】この発明の実施の形態のうち、基本的な考え方
を例示するグラフである。
を例示するグラフである。
【図２】第１の実施の形態の動作を示すグラフである。
【図３】第２の実施の形態の動作を示すグラフである。
【図４】インバータ回路と多相モータとの接続関係を示
す回路図である。
す回路図である。
【図５】従来の動作を示すグラフである。
８１，８２，８３ 出力線 ２００ 多相モータ ＶＣ モータ用電源 ＶＤ 充電用電源 ６ 電流検出用抵抗 １１，１２，１３ 抵抗 ２１，２２，２３，３１，３２，３３ ＩＧＢＴ ４１，４２，４３ ドライバ ７１，７２，７３ ブートストラップキャパシタ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 巴 正信 滋賀県草津市岡本町字大谷1000−２ ダイ キン工業株式会社滋賀製作所内 Ｆターム(参考） 5G065 BA04 EA01 GA02 HA05 JA02 MA07 NA01 NA02 NA04 NA06 5H007 AA17 BB06 CA01 CB05 CC23 DB03 DB07 DC02 FA03 5H576 BB06 CC01 DD02 HA02 HB02 KK05 LL22 MM02
Claims (8)
- 【請求項１】 多相負荷（２００）に接続され、多相
（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の各相に対応する出力線（８１，８２，
８３）と、 前記各相に対応して設けられたブートストラップキャパ
シタ（７１，７２，７３）と を備えるインバータ回路に対し、 互いに異なるタイミング（ｔ1，ｔ2，ｔ3；ｔ11，
ｔ12，ｔ13）で前記ブートストラップキャパシタ（７
１，７２，７３）の初期充電を開始する、ブートストラ
ップキャパシタの充電方法。 - 【請求項２】 前記インバータ回路は、 前記各相に対応して設けられ、前記各相における前記出
力線（８１，８２，８３）と第１の電源（ＶＣ）との間
に接続されるハイアーム側スイッチング素子（２１，２
２，２３）と、 前記各相に対応して設けられ、前記各相における前記出
力線（８１，８２，８３）と前記第１の電源（ＶＣ）よ
りも低い電位を与える第２の電源（Ｇ）との間に接続さ
れるローアーム側スイッチング素子（３１，３２，３
３）とを更に備え、 前記各相毎にタイミング（ｔ1，ｔ2，ｔ3；ｔ11，
ｔ12，ｔ13）を異ならせて前記ローアーム側スイッチン
グ素子（３１，３２，３３）を最初にオンすることで、
前記ブートストラップキャパシタ（７１，７２，７３）
の初期充電を開始する、請求項１記載のブートストラッ
プキャパシタの充電方法。 - 【請求項３】 前記ブートストラップキャパシタ（７
１，７２，７３）は、前記各相における前記出力線（８
１，８２，８３）と、前記第２の電源（Ｇ）よりも高く
前記第１の電源（ＶＣ）よりも低い電位を与える第３の
電源（ＶＤ）との間に接続される、請求項２記載のブー
トストラップキャパシタの充電方法。 - 【請求項４】 前記インバータ回路は、 前記各相に対応して設けられ、前記ブートストラップキ
ャパシタ（７１，７２，７３）の両端の電圧のそれぞれ
に基づいて前記ハイアーム側スイッチング素子（２１，
２２，２３）の各々のそれぞれを駆動するハイアーム側
ドライバ（４１，４２，４３）を更に備える、請求項２
又は請求項３に記載のブートストラップキャパシタの充
電方法。 - 【請求項５】 前記インバータ回路は、前記各相毎に、
前記ブートストラップキャパシタ（７１，７２，７３）
の充電経路に直列に接続される抵抗（１１，１２，１
３）を更に備える、請求項１乃至請求項４のいずれか一
つに記載のブートストラップキャパシタの充電方法。 - 【請求項６】 前記初期充電においては前記ハイアーム
側スイッチング素子（２１，２２，２３）はオフしてい
る、請求項２乃至請求項５のいずれか一つに記載のブー
トストラップキャパシタの充電方法。 - 【請求項７】 前記多相負荷（２００）は所定のキャリ
ア期間に基づいて動作し、 前記初期充電において前記ローアーム側スイッチング素
子（３１，３２，３３）は、最初にオンした後に一旦オ
フし、その後は前記各相に共通して同じタイミングで間
欠的なオフ／オンを前記キャリア期間毎に所定回数繰り
返す、請求項２乃至請求項５のいずれか一つに記載のブ
ートストラップキャパシタの充電方法。 - 【請求項８】 前記インバータ回路は、前記ローアーム
側スイッチング素子（３１，３２，３３）と前記第２の
電源（Ｇ）との間に接続された電流検出抵抗（６）を更
に備える、請求項２乃至請求項７のいずれか一つに記載
のブートストラップキャパシタの充電方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000086472A JP3716702B2 (ja) | 2000-03-27 | 2000-03-27 | ブートストラップキャパシタの充電方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000086472A JP3716702B2 (ja) | 2000-03-27 | 2000-03-27 | ブートストラップキャパシタの充電方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001275366A true JP2001275366A (ja) | 2001-10-05 |
| JP3716702B2 JP3716702B2 (ja) | 2005-11-16 |
Family
ID=18602637
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000086472A Expired - Fee Related JP3716702B2 (ja) | 2000-03-27 | 2000-03-27 | ブートストラップキャパシタの充電方法 |
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|---|---|
| JP (1) | JP3716702B2 (ja) |
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006149117A (ja) * | 2004-11-22 | 2006-06-08 | Yaskawa Electric Corp | インバータシステム |
| WO2007007466A1 (ja) * | 2005-07-12 | 2007-01-18 | Daikin Industries, Ltd. | 多相インバータ及びその制御方法、並びに送風機及び多相電流出力システム |
| JP2010035390A (ja) * | 2008-07-31 | 2010-02-12 | Daikin Ind Ltd | 電力変換装置 |
| JP2010035389A (ja) * | 2008-07-31 | 2010-02-12 | Daikin Ind Ltd | インバータ回路 |
| EP2237406A1 (en) | 2009-04-02 | 2010-10-06 | Vacon Oyj | Frequency converter start-up |
| JP2010233447A (ja) * | 2010-07-05 | 2010-10-14 | Daikin Ind Ltd | ブートコンデンサの充電方法 |
| KR101186735B1 (ko) * | 2006-09-05 | 2012-09-28 | 두산인프라코어 주식회사 | 모터의 구동 안정화 장치 |
| JP2012196065A (ja) * | 2011-03-17 | 2012-10-11 | Sanden Corp | インバータ装置 |
| JP2012228010A (ja) * | 2011-04-18 | 2012-11-15 | Panasonic Corp | 電動機の制御装置 |
| JP6141546B1 (ja) * | 2016-04-22 | 2017-06-07 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
-
2000
- 2000-03-27 JP JP2000086472A patent/JP3716702B2/ja not_active Expired - Fee Related
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|---|---|---|---|---|
| JP2006149117A (ja) * | 2004-11-22 | 2006-06-08 | Yaskawa Electric Corp | インバータシステム |
| WO2007007466A1 (ja) * | 2005-07-12 | 2007-01-18 | Daikin Industries, Ltd. | 多相インバータ及びその制御方法、並びに送風機及び多相電流出力システム |
| AU2006267785B2 (en) * | 2005-07-12 | 2010-01-21 | Daikin Industries, Ltd. | Polyphase inverter, control method thereof, air sending device and polyphase current output system |
| US7684217B2 (en) | 2005-07-12 | 2010-03-23 | Daikin Industries, Ltd. | Polyphase inverter, control method thereof, air sending device and polyphase current output system |
| KR101186735B1 (ko) * | 2006-09-05 | 2012-09-28 | 두산인프라코어 주식회사 | 모터의 구동 안정화 장치 |
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| EP2237406A1 (en) | 2009-04-02 | 2010-10-06 | Vacon Oyj | Frequency converter start-up |
| US8350506B2 (en) | 2009-04-02 | 2013-01-08 | Vacon Oyj | Frequency converter start-up |
| JP2010233447A (ja) * | 2010-07-05 | 2010-10-14 | Daikin Ind Ltd | ブートコンデンサの充電方法 |
| JP2012196065A (ja) * | 2011-03-17 | 2012-10-11 | Sanden Corp | インバータ装置 |
| JP2012228010A (ja) * | 2011-04-18 | 2012-11-15 | Panasonic Corp | 電動機の制御装置 |
| JP6141546B1 (ja) * | 2016-04-22 | 2017-06-07 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
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