JP6011261B2

JP6011261B2 - ３相ｐｗｍインバータ装置及びそれを用いた電動機制御装置

Info

Publication number: JP6011261B2
Application number: JP2012250225A
Authority: JP
Inventors: 崇林
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2012-11-14
Filing date: 2012-11-14
Publication date: 2016-10-19
Anticipated expiration: 2032-11-14
Also published as: JP2014099997A

Description

本発明は、直流母線電流の検出によって出力交流電流を取得する、ＰＷＭインバータ装置に関する。

３相ＰＷＭインバータでは、一般に出力すべき瞬時電圧に比例したデューティーをもたせたＰＷＭ信号でスイッチング素子を駆動することによって交流電圧を出力する。これを実現するＰＷＭ信号として、キャリア１周期内での各相のＰＷＭ波形が対称となるようにＰＷＭ出力した場合に電圧歪みが最小となることが知られており、このため電圧指令と三角波キャリア信号によって対称ＰＷＭ信号を出力できるデバイスが数多く提供されている。インバータからの出力電流又は出力電力を調節するには、各相出力の電流を検出し、フィードバック制御を行うのが一般的である。

一方、近年、３相ＰＷＭインバータでは、直流母線電流のみを計測し、その検出結果からインバータ出力電流を復元する手法が採用されてきている。図６に特許文献１に示された直流母線電流を検出して相電流を演算する電流検出方法を用いた電動機駆動装置の回路構成例を示す。主回路１は、直流電源２とコンデンサ６の並列回路を直流電源として、直流電源の正極Ｐと直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路３の正極との間に電流検出器１３を接続した構成である。インバータ回路３は、ＩＧＢＴＱｕとＱｘの直列回路と、ＩＧＢＴＱｖとＱｙの直列回路と、ＩＧＢＴＱｗとＱｚの直列回路とが並列接続された構成で、各直列回路の直列接続点には交流電動機５が接続される。

制御回路は以下のように構成される。電流検出器１３の出力は相電流演算部１４に入力され、相電流演算部ではＰＷＭパルス生成器１２からの信号を用いて、インバータ回路３の交流出力の各相電流を演算する。演算された各相電流は電流制御器１０に入力され、電流制御部１０では、相電流演算部１４で演算された電流値が電流指令値となるような第１の電圧指令（ｖｕ１*、ｖｖ１*、ｖｗ１*）信号を出力する。さらに、これらの信号は電圧指令補正部１１で補正され、第２の電圧指令（ｖｕ２*、ｖｖ２*、ｖｗ２*）信号となる。これらの信号はＰＷＭパルス生成器１２で、パルス幅変調制御されたパルス信号となり、インバータ回路３のＩＧＢＴに供給される。ＰＷＭパルス生成器１２では、第１の電圧指令値の大きさ順に並べた相間電圧の差が所定間隔値より小さいとき、１ＰＷＭ周期ごとに、電圧差が小さい２つの相の第１の電圧指令値の少なくも一方の値を、平均値を同一にしかつ周期の前半と後半とで異なる値とした第２の電圧指令値に補正して、各相間の差を所定間隔値以上とする電圧指令補正部１１の出力に従ってＰＷＭパルスを出力する。

次に、直流母線電流から相電流を演算する原理を図７に従って説明する。例えば、上アームはU相電圧を出力するＩＧＢＴＱｕがゲートオンし、下アームはV相電圧を出力するＩＧＢＴＱｙ及びW相電圧を出力するＩＧＢＴＱｚがオンしている時には、電流Ｉｓは直流電源Ｐ極→電流検出器１３→ＩＧＢＴＱｕ→交流電動機５→ＩＧＢＴＱｙ及びＱｚ→直流電源Ｎ極の経路となる。この時、ＩＧＢＴ直流母線に流れる電流ＩｓとU相から出力される電流Ｉｕとは一致する。従って、全てのＩＧＢＴのゲート信号がオン又はオフに変化しないタイミングにおいて直流母線電流を検出することによって、相電流を復元することが可能となる。上アームの他のＩＧＢＴ１個がオンで下アームの２個のＩＧＢＴがオンの場合や、下アームのＩＧＢＴ1個と上アームのＩＧＢＴ２個で電流を流す場合も同様である。この結果、使用する電流検出器は１個となり、電流検出器を各相に接続して相電流を直接測定する方法等と比べて低コストのインバータが構築できるという利点がある。

特許第３６６４０４０号公報

上述の構成において直流電流検出値から相電流を演算する場合、各相の電圧指令の差が小さい場合、対称ＰＷＭでは、電圧指令値の大きい相のゲートがオンして電圧指令値の小さい相のゲートがオフしている期間が短くなり、この期間が母線電流検出に要する時間を下回ると電流検出が不可能になる。電流検出の可否が切り替わる電圧を閾電圧と表現した時、特に電圧振幅が閾電圧以下であるような交流電圧を出力しようとする場合には、直流母線電流検出はできなくなる。

低電圧出力時のように各相間の電圧差が小さい時に電流検出を実現する手段としては、例えば特許文献１にあるように、キャリア周期の前半と後半とで各相の電圧指令をずらす、即ちゲートオン・オフタイミングを相毎にずらすことによって電流検出用の時間を確保できるが、そのためにはキャリア周期の前半の半周期と後半の半周期の波形が対称とならない非対称ＰＷＭ出力ができるＰＷＭ発生装置を用いる必要がある。
また、別の問題として、直流母線電流検出を行うために理想的な対称ＰＷＭから位相をずらしたＰＷＭ波形によって電圧出力を行うと、電圧波形歪みが発生する。この電圧波形歪みは、低電圧時ほど顕著になる。この電圧波形歪みに伴って、検出される電流にも波形歪みが生じる。この検出電流波形歪みは、ローパスフィルタで低減できるが、これを電動機制御に適用する場合、低速・低電圧時に十分波形歪みが低減できるようなフィルタを用いると、高速回転時には検出遅れの影響が顕著になってその結果電動機制御が不安定になる恐れがある。

従って、本発明の課題は、非対称ＰＷＭ出力が可能か否かに関わらず、従来からのインバータ制御装置に簡単な機能を付加することにより、出力電圧が低い状態から直流母線電流検出により、出力相電流検出を可能とする３相ＰＷＭインバータ装置を提供することであり、さらに上述の直流母線電流検出による３相ＰＷＭインバータ装置を使用し、回転数を問わず安定した電動機の制御が可能な電動機制御装置を提供することである。

上述の課題を解決するために、第1の発明においては、３相交流信号を３相ＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ制御部と、前記ＰＷＭ信号に従ってスイッチング素子を駆動し、直流電圧を３相交流電圧に変換して交流出力とするインバータと、前記インバータの直流母線に流れる電流を検出する直流電流検出手段と、前記直流電流検出手段の出力から前記インバータの出力相電流を復元する相電流復元手段とを備え、復元された相電流を用いてフィードバック制御することにより出力電流又は出力電力を調節する３相ＰＷＭインバータ装置において、前記相電流復元手段は、相毎に新たな復元値を得るまでそれまでの相電流復元値を保持し、前記ＰＷＭ信号を生成するキャリアの周期の３倍又は３の倍数倍を周期として、直流成分を持たず各相間で位相の異なる周期信号を前記３相交流信号の各相毎に重畳する信号重畳手段を有し、前記３相交流信号の振幅が所定の閾値を下回っている場合に、前記３相交流信号に前記周期信号を重畳する。

第２の発明においては、第１の発明における３相ＰＷＭインバータ装置において、前記周期信号は、キャリア信号１周期分の期間で正、次のキャリア信号２周期分の期間で負となるか、又はキャリア信号１周期分の期間で負、次のキャリア信号２周期分の期間で正となる矩形波であって、その振幅は直流母線電流検出を可能とする最小電圧差の２倍以上とする。

第３の発明においては、第１の発明における３相ＰＷＭインバータ装置において、前記周期信号は、キャリア信号１周期分の期間で正、次のキャリア信号１周期分の期間で負、次のキャリア信号１周期分の期間でゼロとなる矩形波であって、その振幅は、直流母線電流検出を可能とする最小電圧差の２倍以上とする。

第４の発明においては、第１〜第３の何れか１項に記載の３相ＰＷＭインバータ装置を用いて、前記３相ＰＷＭインバータ装置の交流出力に交流電動機を接続する電動機制御装置とする。

第５の発明においては、第１〜第３の何れか１項に記載の３相ＰＷＭインバータ装置を用いて、前記相電流復元手段の出力にローパスフィルタを設け、前記ローパスフィルタのカットオフ周波数は前記３相交流信号の周波数に応じて可変とし、前記３相ＰＷＭインバータ装置の交流出力に交流電動機を接続する電動機制御装置とする。

本発明では、３相交流信号を３相ＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ制御部と、前記ＰＷＭ信号に従ってスイッチング素子を駆動し、直流電圧を３相交流電圧に変換して交流出力とするインバータと、前記インバータの直流母線に流れる電流を検出する直流電流検出手段と、前記直流電流検出手段の出力から前記インバータの出力相電流を復元する相電流復元手段とを備え、復元された相電流を用いてフィードバック制御することにより出力電流又は出力電力を調節する３相ＰＷＭインバータ装置において、前記相電流復元手段は、相毎に新たな復元値を得るまでそれまでの相電流復元値を保持し、前記ＰＷＭ信号を生成するキャリアの周期の３倍又は３の倍数倍を周期として、直流成分を持たず各相間で位相の異なる周期信号を前記３相交流信号の各相毎に重畳する信号重畳手段を有し、前記３相交流信号の振幅が所定の閾値を下回っている場合に、前記３相交流信号に前記周期信号を重畳する。その結果、非対称ＰＷＭ出力が可能か否かに関わらず、低電圧から母線電流検出による出力電流検出が可能となる。

また、直流母線電流から相電流を復元した後にローパスフィルタを挿入して、その結果を使って電流制御するインバータを適用し、前記ローパスフィルタのカットオフ周波数は、インバータから出力する３相交流信号の周波数に応じて可変としたものを電動機制御に適用する。その結果、回転数を問わず安定して電動機制御が可能となる。

本発明の実施例を示す回路ブロック図である。本発明の電流検出のタイミングを示す波形図である。交流信号に加算する波形例１である。交流信号に加算する波形例２である。カットオフ周波数可変型ローパスフィルタの構成例である。従来例の電動機駆動装置の回路例である。直流母線電流と相電流との関係を説明するための回路図である。

本発明の要点は、３相交流信号を３相ＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ制御部と、前記ＰＷＭ信号に従ってスイッチング素子を駆動し、直流電圧を３相交流電圧に変換して交流出力とするインバータと、前記インバータの直流母線に流れる電流を検出する直流電流検出手段と、前記直流電流検出手段の出力から前記インバータの出力相電流を復元する相電流復元手段とを備え、復元された相電流を用いてフィードバック制御することにより出力電流又は出力電力を調節する３相ＰＷＭインバータ装置において、前記相電流復元手段は、相毎に新たな復元値を得るまでそれまでの相電流復元値を保持し、前記ＰＷＭ信号を生成するキャリアの周期の３倍又は３の倍数倍を周期として、直流成分を持たず各相間で位相の異なる周期信号を前記３相交流信号の各相毎に重畳する信号重畳手段を有し、前記３相交流信号の振幅が所定の閾値を下回っている場合に、前記３相交流信号に前記周期信号を重畳する点である。

図１に、本発明の第１の実施例を示す。主回路部の構成は従来例と同じであるので、説明は省略する。制御回路において、電流制御器１０は、電流指令値と相電流検出値をもとに、３相交流出力電圧指令値を出力する。重畳信号生成器１７は、３相交流電圧指令値に重畳するための、キャリア周期の３倍又は３の倍数倍の周期をもつ周期信号を生成し、出力する。電流制御器１０出力である出力電圧指令値と重畳信号生成器１７の出力は加算回路１８で加算され、重畳信号が加算された出力電圧指令値となる。また、この重畳信号生成器１７では、各相電圧指令値の２乗和の平方根で得られる交流電圧振幅を入力し、この振幅が所定の閾値を下回っている場合に、上記周期信号を出力する。出力電圧指令値とキャリアを比較してＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御部であるＰＷＭパルス生成器１２は前記３相交流電圧指令値と前記周期信号との和に基づいたＰＷＭパルス波形を出力する。このＰＷＭ波形でインバータ回路３のスイッチング素子（ここではＩＧＢＴ）を駆動することによりインバータの出力に交流を出力する。周期信号重畳後の電圧指令信号はさらに電流検出トリガ発生器１９に入力され、電流検出トリガ発生器１９は、出力電圧指令信号から電流検出が可能なタイミングを算出してそのタイミングで電流検出トリガ信号を出力するとともに、相電流復元器２０に、電流検出トリガ発生時刻におけるゲート情報を送出する。

図２に、電流検出が可能なタイミングとインバータ回路３のＩＧＢＴのゲート信号との関係を示す。ＩＧＢＴＱｙのゲート信号がオンの期間にＩＧＢＴＱｕのゲート信号がオフからオンに切替わり、次にＩＧＢＴＱｙのゲート信号がオンからオフに切替わりＩＧＢＴＱｖのゲート信号がオフからオンに切替わる時の波形図である。上下アームのＩＧＢＴのゲート信号の切替えはスイッチング時間の遅れにより上下アームのＩＧＢＴが同時にオンして電源短絡が発生するのを防止するためにデッドタイムＴｄを設けて切替える必要がある。このため、下アームのＩＧＢＴＱｘのゲート信号がオフとなりデッドタイム時間Ｔｄ後に上アームのＩＧＢＴＱｕのゲートにオン信号が入力された後のターンオン時間Ｔｏｎ後からＩＧＢＴＱｙのゲートにオフ信号が入力されるまでの間の期間Ｔａが電流検出の有効期間となる。実際にはＡＤ変換回路でデジタル信号として検出するため、有効期間Ｔａの時間がＡＤ変換に要する時間より大きい場合に検出可能となる。相電流復元器２０は電流検出トリガ発生器１９からのトリガ信号により母線電流検出器１３から得られる母線電流検出信号をラッチし、相電流復元器２０はラッチされた母線電流信号を増幅器１５で増幅しＡＤ変換器１６でＡＤ変換された値をラッチし、その時のゲート情報に基づいて相電流を復元する。この相電流復元器２０は、各相に関して、新たな復元値が得られるまで、それまでに取得した値を保持し、出力し続ける。復元された相電流検出値は電流制御器１０にフィードバックされる。

次に、電圧指令値に重畳する周期信号とそれによる効果を説明する。図３に、重畳する周期信号の例１を示す。ここではキャリア周期の３倍を周期とする、直流成分をもたない信号を、各相でキャリア周期ずつ位相をずらして出力している。ここで振幅Vsは、直流母線電流を電圧に変換した電圧検出を可能とする最小電圧より大きい値とする。ゼロ電圧において、このような信号を重畳することによって、各キャリア周期で１相の電流検出が可能となり、また電流検出可能な相がサイクリックに入れ替わるため、検出不可能な相の電流は過去に復元され保持された値を使うことで、キャリア周期の３倍周期で全相電流を復元できる。

さらに、この周期信号の振幅を、母線電流検出を可能とする最小電圧差の２倍以上とすることで、交流電圧振幅をゼロから増大させた際の全ての値において電流検出が可能となる。この理由を、３相交流信号でU相信号>V相信号>W相信号なる大小関係の領域において説明する。振幅Vrの時のU相、V相、W相の指令値はそれぞれVr*cosθ、Vr*cos(θ-2π/3)、Vr*cos(θ+2π/3) (0<θ<π/3)と表される。これに、振幅Vsを有する図３の周期信号を重畳した時、まず区間Iにおいて、Ｕ相信号>Ｖ相信号>Ｗ相信号であって(Ｕ相信号-Ｖ相信号)>Vsであるので、Ｕ相電流が検出できる。区間IIにおいては、Ｗ相信号は最小であり、周期信号重畳後もＵ相信号>Ｖ相信号である場合と、Ｖ相信号>Ｕ相信号となる場合に分かれるが、Ｕ相信号>Ｖ相信号となる場合、(Ｖ相信号-Ｗ相信号)>VsであるのでＷ相電流が検出でき、これと区間Iで得られるＵ相電流とでＶ相電流も算出できる。Ｖ相信号>Ｕ相信号となる場合であっても、(Ｖ相信号-Ｗ相信号)=(Ｖ相信号-Ｕ相信号)+(Ｕ相信号-Ｗ相信号)>Vsであるため、(V相-U相)>Vs/2と(U相-W相)>Vs/2のいずれかは必ず成り立ち、前者の場合はＶ相電流を検出できてこれと区間Iで得られるＵ相電流とでＷ相電流を算出でき、後者の場合はＷ相電流を検出できてこれと区間Iで得られるＵ相電流とでＶ相電流を算出できる。
図３の例ではキャリア１周期分が正、2周期分が負となる矩形波としたが、この符号関係は逆であっても構わない。即ち、キャリア１周期分が負、2周期分が正となる矩形波であっても良い。

図４に、実施例１における重畳する周期信号の波形を変更した実施例２を示す。キャリア周期１周期分で正、次のキャリア周期１周期分で負、次のキャリア周期１周期分の期間でゼロとなる矩形波であって、その振幅Vsを、母線電流検出を可能とする最小電圧差の２倍以上とすることによって、交流電圧振幅によらず電流検出が可能になる。第１の実施例と同様に、キャリア周期の３倍を周期とする直流成分をもたない信号を、各相でキャリア周期ずつ位相をずらして出力している。ここで振幅Vsは、母線電流電圧検出を可能とする最小電圧より大きい値とする。ゼロ電圧において、このような信号を重畳することによって、各キャリア周期で１相の電流検出が可能となり、また電流検出可能な相がサイクリックに入れ替わるため、検出不可能な相の電流は過去に復元され保持された値を使うことで、キャリア周期の３倍周期で全相電流を復元できる。動作原理は、実施例１と同様である。

上述のように検出した電流には、重畳した電圧に起因した波形歪みが加わる。電流制御を行う際、電流検出値からローパスフィルタを使って上述の波形歪みを除去した値を使って制御する方が安定化できるが、電動機制御で低速・低電圧時に十分波形歪みが低減できるようなフィルタを使うと、高速回転時には検出遅れの影響が顕著になってその結果電動機制御が不安定化する恐れがある。これを解決するため、ローパスフィルタのカットオフ周波数は、インバータから出力する３相交流信号の周波数に応じて可変とする。

図５に、デジタルフィルタでのローパスフィルタ構成例を示す。ここでは、カットオフ周波数がインバータ出力周波数に比例するように構成している。サンプリング周期をＴ、入力をx[n]、出力をy[n]として、y[n+1]=α*x[n]+(1-α)*y[n](0<α<<1)となる有限インパルス応答FIRを導入すると、角周波数ωの成分に対する応答Y/XはY+jωTY=αX+(1-α)Yより、Y/X=1/(1+jω/(α/T))、即ちカットオフ周波数α/TのローパスフィルタＬＰＦとなる。ここで、αをインバータ出力信号周波数に比例させることによってカットオフ周波数をインバータ出力信号周波数に比例させることが可能となる。図５において、掛算器ML2の出力がα、掛算器ML1の出力がαX、加算器AD1の出力が1-α、掛算器ML3の出力が(1-α)Yである。電動機制御装置にこのようなローパスフィルタを適用することで、回転数に影響されずに安定した制御が可能となる。

尚、出力電圧が十分高い場合、上記の周期信号を重畳させても電流検出は可能であるが、周期信号を重畳させなくても電流検出可能な電圧では重畳させない方が望ましいため、３相交流信号の振幅が所定の閾値を下回っている場合に、周期信号を重畳するようにすればよい。

本発明は、インバータの交流出力電流検出を、交流出力に電流検出器を設けずに、直流母線電流検出値から演算で復元する電流検出方式であり、電動機駆動用インバータや無停電電源装置などへの適用が可能である。

１・・・インバータ主回路２・・・直流電源
３・・・インバータ回路５・・・交流電動機
６・・・コンデンサ１３・・・電流検出器
１０・・・電流制御器１１・・・電圧指令補正部
１２・・・ＰＷＭパルス生成器１４・・・相電流演算部
１５・・・増幅器１６・・・ＡＤ変換器
１７・・・重畳信号生成器１８・・・加算回路
１９・・・電流検出トリガ発生器２０・・・相電流復元器
Ｑｕ、Ｑｖ、Ｑｗ、Ｑｘ、Ｑｙ、Ｑｚ・・・ＩＧＢＴ
ＭＬ１、ＭＬ２、ＭＬ３・・・掛算器ＡＤ１、ＡＤ２・・・加算器

Claims

３相交流信号を３相ＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ制御部と、前記ＰＷＭ信号に従ってスイッチング素子を駆動し、直流電圧を３相交流電圧に変換して交流出力とするインバータと、前記インバータの直流母線に流れる電流を検出する直流電流検出手段と、前記直流電流検出手段の出力から前記インバータの出力相電流を復元する相電流復元手段とを備え、復元された相電流を用いてフィードバック制御することにより出力電流又は出力電力を調節する３相ＰＷＭインバータ装置において、
前記相電流復元手段は、相毎に新たな復元値を得るまでそれまでの相電流復元値を保持し、前記ＰＷＭ信号を生成するキャリアの周期の３倍又は３の倍数倍を周期として、直流成分を持たず各相間で位相の異なる周期信号を前記３相交流信号の各相毎に重畳する信号重畳手段を有し、前記３相交流信号の振幅が所定の閾値を下回っている場合に、前記３相交流信号に前記周期信号を重畳することを特徴とする３相ＰＷＭインバータ装置。
請求項１に記載の３相ＰＷＭインバータ装置において、前記周期信号は、キャリア信号１周期分の期間で正、次のキャリア信号２周期分の期間で負となるか、又はキャリア信号１周期分の期間で負、次のキャリア信号２周期分の期間で正となる矩形波であって、その振幅は直流母線電流検出を可能とする最小電圧差の２倍以上とすることを特徴とする３相ＰＷＭインバータ装置。
請求項１に記載の３相ＰＷＭインバータ装置において、前記周期信号は、キャリア信号1周期分の期間で正、次のキャリア信号１周期分の期間で負、次のキャリア信号１周期分の期間でゼロとなる矩形波であって、その振幅は、直流母線電流検出を可能とする最小電圧差の２倍以上とすることを特徴とする３相ＰＷＭインバータ装置。
請求項１〜３の何れか１項に記載の３相ＰＷＭインバータ装置を用いて、前記３相ＰＷＭインバータ装置の交流出力に交流電動機を接続することを特徴とする電動機制御装置。
請求項１〜３の何れか１項に記載の３相ＰＷＭインバータ装置を用いて、前記相電流復元手段の出力にローパスフィルタを設け、前記ローパスフィルタのカットオフ周波数は前記３相交流信号の周波数に応じて可変とし、前記３相ＰＷＭインバータ装置の交流出力に交流電動機を接続することを特徴とする電動機制御装置。