WO2019049459A1 - インバータの制御方法、モータ駆動ユニット、モータモジュールおよび電動パワーステアリング装置 - Google Patents

インバータの制御方法、モータ駆動ユニット、モータモジュールおよび電動パワーステアリング装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2019049459A1
WO2019049459A1 PCT/JP2018/022923 JP2018022923W WO2019049459A1 WO 2019049459 A1 WO2019049459 A1 WO 2019049459A1 JP 2018022923 W JP2018022923 W JP 2018022923W WO 2019049459 A1 WO2019049459 A1 WO 2019049459A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
phase
value
inverter
current
switching
Prior art date
Application number
PCT/JP2018/022923
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
北村　高志
Original Assignee
日本電産株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 日本電産株式会社 filed Critical 日本電産株式会社
Priority to CN201880053624.6A priority Critical patent/CN111034005B/zh
Publication of WO2019049459A1 publication Critical patent/WO2019049459A1/ja

Links

Images

Classifications

    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B62—LAND VEHICLES FOR TRAVELLING OTHERWISE THAN ON RAILS
    • B62D—MOTOR VEHICLES; TRAILERS
    • B62D5/00—Power-assisted or power-driven steering
    • B62D5/04—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B62—LAND VEHICLES FOR TRAVELLING OTHERWISE THAN ON RAILS
    • B62D—MOTOR VEHICLES; TRAILERS
    • B62D6/00—Arrangements for automatically controlling steering depending on driving conditions sensed and responded to, e.g. control circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation

Definitions

  • the present disclosure relates to a control method of an inverter, a motor drive unit, a motor module, and an electric power steering apparatus.
  • the phase current flowing in the winding is controlled by manipulating the phase voltage of the winding of each phase of the electric motor (hereinafter simply referred to as "motor").
  • the inverter can be regarded as a voltage source as one of the components of the motor drive unit.
  • the switching pattern of the switch element is determined so that the on / off time average of the switch element matches the target value.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • Patent Document 1 discloses a motor control device that controls a motor in which the windings are Y-connected, and further discloses a motor control device including three H bridge circuits.
  • the three H bridge circuits are respectively connected to the three phase windings.
  • Each FET (Field Effect Transistor) in the H-bridge circuit is provided by providing an energization control period for energizing the winding and a non-conduction control period for not conducting the winding in one cycle of the PWM and changing the ratio thereof. It is possible to reduce the heat generation of the
  • a redundant design is adopted that can continue safe operation even if part of the part fails.
  • redundant design it is considered to provide two inverters for one motor.
  • the configuration of Patent Document 1 in which three H bridge circuits are respectively connected to three-phase windings can be said to be an example of a redundant design.
  • there is always a component that is not used at all e.g., the FET of the inverter
  • a component that is over-used relative to others which can lead to a bias in the frequency of use among the components. Therefore, a control method that can reduce the occurrence of failure or abnormality of parts by smoothing the use frequency of each part as much as possible is desired.
  • an inverter control method and a motor drive unit capable of appropriately suppressing heat generation and supplying more current to the inverter, a motor module including the motor drive unit, and the motor module
  • An electric power steering apparatus is provided.
  • An exemplary inverter control method of the present disclosure is a control method for controlling switching operations of a plurality of switch elements of an inverter that supplies power to a motor having n-phase (n is an integer of 3 or more) windings.
  • PWM control method wherein one cycle of the switching operation is composed of a plurality of switching pattern periods each having an independent time ratio, and the sum of the respective time ratios of the plurality of switching patterns is 1
  • the time ratio is a value that can change in each cycle of the switching operation, and a current acquisition step of acquiring a phase current of the n-phase winding, and an update of the time ratio of the plurality of switching patterns Estimating an average current per cycle flowing through each of the plurality of switch elements based on the value of the phase current and the phase current;
  • the plurality of switching patterns are determined by determining the optimal distribution of the time ratio of the plurality of switching patterns based on a fixed value for each phase, and changing the latest value of the time ratio to the value of the optimal distribution.
  • the current acquisition step, the estimation step, the update step and the generation step are repeatedly performed.
  • FIG. 1 is a block diagram schematically showing a typical hardware block configuration of a motor drive unit 1000 according to an exemplary embodiment 1.
  • FIG. 2 is a flowchart showing an outline of a process flow of a control method of an inverter according to an exemplary embodiment 1.
  • FIG. 3 is a flowchart showing a specific example of the control method of the inverter according to the first embodiment.
  • FIG. 4A is a schematic view showing the state of current and phase voltage flowing in the H bridge when the first switching pattern P1 is selected.
  • FIG. 4B is a schematic view showing the state of current and phase voltage flowing in the H bridge when the second switching pattern P2 is selected.
  • FIG. 1 is a block diagram schematically showing a typical hardware block configuration of a motor drive unit 1000 according to an exemplary embodiment 1.
  • FIG. 2 is a flowchart showing an outline of a process flow of a control method of an inverter according to an exemplary embodiment 1.
  • FIG. 3 is a flowchart showing a specific example of the control
  • FIG. 4C is a schematic view showing the state of current and phase voltage flowing in the H bridge when the third switching pattern P3 is selected.
  • FIG. 4D is a schematic view showing the state of current and phase voltage flowing in the H bridge when the fourth switching pattern P4 is selected.
  • FIG. 5A is a schematic view illustrating logic for generating a switching pattern based on PWM control for an H bridge.
  • FIG. 5B is a waveform diagram illustrating control signal waveforms of switch elements corresponding to Table 1 in the first to fourth switching patterns P1, P2, P3 and P4 in one cycle of PWM.
  • FIG. 6 is a current waveform obtained by plotting current values flowing in U-phase, V-phase, and W-phase windings of motor 200 when power conversion device 100 is controlled according to PWM control according to the first embodiment Is a graph illustrating a sine wave).
  • FIG. 7 is a flowchart illustrating another specific example of the control method of the inverter according to the exemplary embodiment 1.
  • FIG. 8 is a flowchart showing a specific example of a control method of the inverter in consideration of the thermal characteristics of the switch element.
  • FIG. 9 is a flowchart showing a specific example of a control method of an inverter that adjusts the amount of current flowing to each switch element according to the measurement result of the temperature sensor.
  • FIG. 10 is a block diagram schematically showing a hardware block configuration of a motor module 2000 according to an exemplary embodiment 2 and mainly showing a hardware block configuration of a motor drive unit 1000.
  • FIG. 11 is a circuit diagram showing an example of a circuit configuration of the power conversion device 100 of the motor drive unit 1000 according to the second embodiment.
  • FIG. 12 is a schematic view showing a typical configuration of an electric power steering apparatus 3000 according to an exemplary embodiment 3. As shown in FIG.
  • a control method for controlling a power converter that converts power from a power supply into power supplied to a three-phase motor having three-phase (U-phase, V-phase, W-phase) windings Embodiments of the present disclosure will now be described.
  • a control method for controlling a power converter that converts power from a power supply into power supplied to an n-phase motor having n-phase (n is an integer of 4 or more) windings such as four-phase or five-phase Is also a category of the present disclosure.
  • Embodiment 1 [1.1. System Configuration that can Use Inverter Control Method] First, a typical hardware block configuration of a motor drive unit 1000 that can suitably use the inverter control method according to the present embodiment will be described.
  • the control method of the inverter according to the present disclosure is not limited to the motor drive unit exemplified below, and may be suitably used for various motor drive units.
  • FIG. 1 schematically shows a typical hardware block configuration of a motor drive unit 1000.
  • Motor drive unit 1000 includes power converter 100 and control circuit 300.
  • Motor drive unit 1000 is connected to a power supply (not shown) and motor 200.
  • the motor 200 is, for example, a three-phase alternating current motor.
  • the motor 200 includes a U-phase winding M1, a V-phase winding M2, and a W-phase winding M3.
  • the motor drive unit 1000 can convert the power from the power supply into the power to be supplied to the motor 200.
  • motor drive unit 1000 can convert DC power into three-phase AC power which is a pseudo-sine wave of U-phase, V-phase and W-phase.
  • the power converter 100 includes, for example, a first inverter 120, a second inverter 130, and a current sensor 150.
  • the current sensor 150 detects the current value of the motor (hereinafter, referred to as “actual current value”), that is, the phase current flowing through the winding of each phase.
  • the first inverter 120 of the power conversion device 100 has three-phase legs, and is connected to one end of the winding of each phase of the motor 200.
  • the second inverter 130 has three-phase legs and is connected to the other end of the winding of each phase.
  • the motor connection of the motor 200 according to the present embodiment is different from so-called star connection and delta connection.
  • the control circuit 300 includes, for example, a power supply circuit 310, an angle sensor 320, an input circuit 330, a controller 340, a drive circuit 350, and a ROM 360.
  • Control circuit 300 is connected to power conversion device 100, and drives power conversion device 100 to energize windings M1, M2, and M3 of motor 200.
  • the controller 340 of the control circuit 300 can control the target position, rotational speed, current, and the like of the rotor of the motor 200 to realize closed loop control.
  • Control circuit 300 may include a torque sensor instead of angle sensor 320. In that case, the control circuit 300 can control the target motor torque.
  • the power supply circuit 310 generates, for example, power supply voltages (for example, 3 V, 5 V) necessary for each block in the circuit based on a 12 V power supply voltage from the power supply.
  • the angle sensor 320 is, for example, a resolver or a Hall IC. Alternatively, the angle sensor 320 is also realized by a combination of an MR sensor having a magnetoresistive (MR) element and a sensor magnet. The angle sensor 320 detects the rotation angle of the rotor of the motor 200 (hereinafter referred to as “rotation signal”), and outputs a rotation signal to the controller 340.
  • rotation signal the rotation angle of the rotor of the motor 200
  • the input circuit 330 receives the actual current value detected by the current sensor 150, converts the level to the input level of the controller 340 as necessary, and outputs the actual current value to the controller 340.
  • the input circuit 330 is, for example, an analog-to-digital converter.
  • the controller 340 is an integrated circuit that controls the entire motor drive unit 1000, and is realized by, for example, a microcontroller or a field programmable gate array (FPGA).
  • the controller 340 controls the switching operation (turn on or off) of each switch element in the first inverter 120 and the second inverter 130 of the power conversion device 100.
  • the controller 340 can set the target current value according to the actual current value, the rotation signal of the rotor, etc. to generate a PWM signal and output it to the drive circuit 350.
  • the drive circuit 350 is typically a predriver.
  • the predriver may also be referred to as a gate driver.
  • the drive circuit 350 controls a control signal (typically, a gate control signal) for controlling the switching operation of each switch element (typically, a semiconductor transistor) in the first inverter 120 and the second inverter 130 from the PWM from the controller 340. It generates according to the signal and gives it to each switch element.
  • a control signal typically, a gate control signal
  • the ROM 360 is, for example, a writable memory (for example, a PROM), a rewritable memory (for example, a flash memory), or a read only memory.
  • the ROM 360 stores a control program including an instruction group for causing the controller 340 to control the power conversion apparatus 100.
  • the control program is temporarily expanded in a RAM (not shown) at boot time.
  • the control method of the inverter relates to a control method of controlling the switching operation of a plurality of switch elements in the first inverter 120 and the second inverter 130.
  • Control of the switching operation of the switch element typically refers to PWM control.
  • the control method of the inverter will be described by taking PWM control as an example.
  • the circuit configuration of the inverter provided with the H bridge has redundancy. Specifically, in the case where the same current flows in the winding of the motor 200, there is a path of current flowing through each inverter, that is, a degree of freedom in mainly selecting a switch element.
  • redundancy means that there are a plurality of energization patterns or current paths for obtaining the same motor output.
  • the temperature of the switch element can be one of the factors that limit the maximum current that can be supplied to the inverter.
  • the amount of current flowing through the switch element is one of the main factors that determine the temperature. If even one of the switch elements in the inverter approaches the heat generation limit, it may result in the heat generation limit of the entire inverter.
  • a degree of freedom there is a degree of freedom, and there are multiple switching patterns that provide the same phase voltage to the windings.
  • a plurality of switching patterns are included in one cycle of PWM.
  • the current flowing through the switch element differs depending on the switching pattern.
  • the current path is determined by the switching pattern.
  • the amount of current flowing through each switch element can be determined.
  • the total amount of current flowing to each switch element is recorded in the memory. By appropriately selecting the current path based on the recorded values, it is possible to balance the load of each switch element. If this can be realized, an average larger current can flow through the entire inverter.
  • the present inventor considered distributing the load by using each switch element in the inverter in a well-balanced manner to widen the heat generation limit of the entire inverter.
  • FIG. 2 shows an overview of a process flow of a control method of an inverter according to the present disclosure.
  • the control method of the inverter updates step S100 of acquiring phase current, step S200 of estimating average current flowing to each switch element in H bridge, and time ratio R of a plurality of switching patterns in one PWM cycle.
  • Step S300 of performing, Step S400 of generating PWM control based on the updated time ratio R, and Step S500 of judging stop of PWM control are included.
  • the plurality of switching patterns preferably include four switching patterns.
  • Steps S100 to S400 are a series of processes for generating a PWM control signal of one cycle, and the series of processes are repeatedly executed each time a PWM control signal of one cycle is generated.
  • a control program including an instruction group describing these processes is stored in the ROM 360 (see FIG. 1).
  • the controller 340 (see FIG. 1) can read the control program from the ROM 360 and sequentially execute each process.
  • the outline of the control method of the inverter according to the present disclosure is as follows.
  • Controller 340 obtains phase currents I u , I V and I W of three-phase windings M1, M2 and M3 based on the actual current values measured by current sensor 150 (see FIG. 1) (step S100). ).
  • the controller 340 controls a plurality of switch elements of the first inverter 120 and the second inverter 130 based on the latest value of the time ratio R of the plurality of switching patterns in one PWM cycle, the phase current I u , I V and I W
  • the average current per cycle flowing in each of the two is estimated (step S200).
  • the controller 340 preferably writes the estimated value of the average current IAv in the memory, or more preferably calculates the integrated value of the estimated value of the average current IAv and writes it in the memory. More preferably, the controller 340 writes the estimated value of the average power to the memory or calculates the integrated value of the estimated value of the average power and writes it to the memory.
  • the controller 340 optimizes, for each phase, the balance of the current flowing in each of the plurality of switch elements based on the estimated value of the average current IAv (step S300). Specifically, controller 340 determines the optimum distribution of time ratio R for each phase based on the estimated value of average current IAv, and uses the value of time ratio R used for estimation of the average current in step S200. By changing the value of the optimal allocation, the time ratio R is updated for each phase.
  • the controller 340 generates a PWM control signal for controlling the switching operation of the plurality of switch elements of the first inverter 120 and the second inverter 130 based on the optimization result, that is, the updated value of the time ratio R. Output to (see FIG. 1) (step S400).
  • the controller 340 repeatedly executes the processing of steps S100 to S400 as long as the PWM control continues (step S500).
  • FIG. 3 is a flowchart showing a specific example of the control method of the inverter according to the present embodiment. The processing of each step will be described in detail below.
  • the controller 340 determines the phase currents I u , I V and I W of the three-phase windings M1, M2 and M3 based on the actual current values measured by the current sensor 150 (see FIG. 1).
  • three shunt resistors for detecting a three-phase phase current may be provided in each inverter, and the controller 340 may obtain currents flowing in the three shunt resistors as three-phase phase currents, respectively. it can.
  • Techniques have been proposed for acquiring phase current without using a current sensor. It is also an aspect of the present disclosure to obtain three-phase phase current using such a technique.
  • Step S210> The controller 340 calculates the latest values of the time ratios r1, r2, r3 and r4 of the first to fourth switching patterns P1, P2, P3 and P4, and the phase currents I u , I V and I W The average current per cycle flowing to each switch element in the H bridge is estimated on a phase basis based on
  • the first to fourth switching patterns P1, P2, P3 and P4 and their time ratios r1, r2, r3 and r4 included in one cycle of PWM will be described with reference to FIGS. 4A to 4D.
  • the time ratio of a plurality of switching patterns is referred to as “time ratio R”.
  • the time ratio R refers to "time ratios r1, r2, r3 and r4".
  • FIGS. 4A to 4D schematically show the current and the phase voltage flowing in the H bridge when the first to fourth switching patterns P1, P2, P3 and P4 are selected.
  • Table 1 shows the on / off state of each switch element in each of the first to fourth switching patterns P1, P2, P3 and P4.
  • One cycle of the switching operation is composed of periods of a plurality of switching patterns each having an independent time ratio.
  • the sum of the time ratios of each of the plurality of switching patterns is 1, and the time ratio is a value that can change for each cycle of PWM.
  • the plurality of switching patterns according to the present embodiment includes a first switching pattern P1 having a first time ratio r1, a second switching pattern P2 having a second time ratio r2, a third switching pattern P3 having a third time ratio r3, and a third switching pattern P3 having a third time ratio r3.
  • a fourth switching pattern P4 having a 4-hour ratio r4 is included.
  • the sum of the first to fourth time ratios r1, r2, r3 and r4 is expressed by the equation (1).
  • R1 + r2 + r3 + r4 1 Formula (1)
  • FIG. 4A-4D illustrate an exemplary H-bridge configuration.
  • the switch element H1 of the left leg of the H bridge is the high side switch element of the leg of the first inverter 120
  • the switch element L1 is the low side switch element of the leg of the first inverter 120
  • the switch element H2 of the right leg of the H bridge is a high side switch element of the leg of the second inverter 130
  • the switch element L2 is a low side switch element of the leg of the second inverter 130.
  • FIGS. 4A to 4D show how phase current flows in the winding from the first inverter 120 to the second inverter 130 (from left to right in the drawing). Although not particularly illustrated, it is also natural to flow the phase current from the second inverter 130 to the first inverter 120 through the first to fourth switching patterns P1, P2, P3 and P4 described below. It is possible.
  • the current flowing through the switch element H1 is represented by the current I H1 .
  • the current flowing through the switch element H2 is represented by the current I H2 .
  • the current flowing through the switch element L1 is represented by a current Il1 .
  • the current flowing through the switch element L2 is represented by a current I12 .
  • the switch elements H1 and H2 are turned on and the switch elements L1 and L2 are turned off.
  • the phase current I flows from the switch element H1 to the switch element H2.
  • the phase voltage is 0 V because both of the switch elements H1 and H2 are turned on.
  • the switch elements L1 and L2 are turned on and the switch elements H1 and H2 are turned off.
  • the phase current I flows from the switch element L1 to the switch element L2.
  • the phase voltage is 0 V because both of the switch elements L1 and L2 are turned on, as in the first switching pattern P1.
  • the switch elements H1 and L2 are turned on and the switch elements L1 and H2 are turned off.
  • the phase current I flows from the switch element H1 to the switch element L2.
  • the phase voltage becomes the power supply voltage Vdc because the switch elements H1 and L2 are turned on.
  • the switch elements L2 and H2 are turned on and the switch elements H1 and L2 are turned off.
  • the phase current I flows from the switch element L1 to the switch element H2.
  • the phase voltage is a reverse voltage (-Vdc) of the power supply voltage Vdc because the switch elements L1 and H2 are turned on.
  • FIG. 5A schematically illustrates logic for generating a switching pattern based on PWM control for an H bridge.
  • FIG. 5B illustrates control signal waveforms of the switch elements corresponding to Table 1 in the first to fourth switching patterns P1, P2, P3 and P4 in one cycle of PWM.
  • the horizontal axis of the graph in FIG. 5B indicates time, and the vertical axis indicates control signals Leg1_Logic and Leg2_Logic that control on / off of each switch element.
  • the control signal Leg1_Logic is applied to the leg including the switch elements H1 and L1 of the H bridge, and the control signal Leg2_Logic is applied to the leg including the switch elements H2 and L2.
  • the inverter provides control signals of different polarities to the two switch elements of the leg.
  • FIG. 5B illustrates a signal waveform having a 50% duty ratio.
  • the average voltage VAv per cycle of PWM per H bridge can be expressed by equation (2) using time ratios r1 to r4.
  • the average voltage VAv is applied to the load or winding.
  • IAv H1 , IAv L1 , IAv H2 and IAv L2 per one cycle of the currents I H1 , I L1 , I H2 and I L2 flowing to the switch elements H1, L1, H2 and L2 are expressed by the formula (3 It is represented by).
  • the controller 340 sets each of the switch elements H1, L1, H2, and L2 based on the set of the phase current I and the time ratio R acquired in step S100, that is, the time ratios r1 to r4 using equation (4).
  • the average current IAv per period of the flowing PWM can be estimated.
  • the controller 340 can further estimate the average power loss WAv per cycle of PWM based on Equation (4).
  • the average power loss WAv refers to the conduction loss of the switch element (for example, FET) as described above, and is expressed using the product of the average current IAv and the voltage. More specifically, the average power loss WAv is expressed by a matrix in which I is replaced by (R on ⁇ I 2 ) in Equation (4).
  • R on is the on resistance of the switch element.
  • the time ratio R used to estimate the average current needs to be the latest value.
  • the latest value is the value of the time ratio R updated in step S330 of the process for generating the current one previous PWM signal. This will be described in detail later.
  • the controller 340 reads the updated value of the time ratio R written in the ROM 360 in step S330 as the latest value, and estimates the average current IAv or the average power loss WAv using Equation (4).
  • the controller 340 can write the estimated value of the average current IAv or the average power loss WAv to the memory.
  • controller 340 integrates the estimated value of average current IAv or average power loss WAv for each switch element, and uses the integrated value as the amount of current flowing through each switch element (for example, the total amount of current flowing in a certain period) For example, it can be written in the ROM 360.
  • controller 340 reads from ROM 360 the integrated value of average current IAv or average power loss WAv acquired in step S220 of the process for generating a PWM control signal one cycle before, and acquires the average acquired in step S210.
  • the controller 340 By adding the estimated value of the current IAv or the average power loss WAv to the readout integrated value, the latest integrated value of the average current IAv or the average power loss WAv is obtained.
  • the controller 340 preferably writes the estimated value of the average power loss WAv or its integrated value in the memory as the estimated value of the heat quantity. Thereby, various operations based on the estimated value of heat quantity can be efficiently performed in the subsequent processing steps.
  • the controller 340 reads the integrated value of the average power loss WAv from the ROM 360.
  • the controller 340 is a value obtained by adding up the integrated values of the average power loss WAv of the high-side switch elements H1 and H2 of the H bridge (referred to as “upper integrated value”); A value obtained by adding up the integrated values of the average power loss WAv of L2 (referred to as “lower integrated value”) can be compared.
  • Step S321> If the controller 340 determines that the lower integrated value is larger than the upper integrated value, it can positively select the first switching pattern P1. In other words, the controller 340 can set the time ratio r1 relatively higher than the time ratio r3. By this selection, a large amount of current can be supplied to the high side switch elements H1 and H2.
  • the controller 340 can positively select the second switching pattern P2 when determining that the lower integrated value is equal to or less than the upper integrated value.
  • the controller 340 can set the time ratio r2 relatively higher than the time ratio r4. By this selection, a large amount of current can be supplied to the low side switch elements L1 and L2.
  • the controller 340 can perform the determination using the threshold value on a switch element basis.
  • the threshold is, for example, held in advance in the ROM 360.
  • the threshold value can be set commonly to the switch elements H1, L1, H2 and L2, or, for example, individual values in consideration of the thermal characteristics of the switch elements can be set to the respective switch elements.
  • the first switching pattern P1 or the phase voltage becomes zero when the controller 340 determines that the integrated value of the average power loss WAv of a specific switch element among the switch elements H1, L1, H2 and L2 is larger than the threshold.
  • the second switching pattern P2 can be positively selected.
  • the controller 340 can set the time ratios r1 and r2 relatively higher than the time ratios r3 and r4. At this time, the controller 340 may set the time ratio r3 or r4 to zero.
  • the controller 340 can set the time ratio r2 or r4 in one PWM cycle relatively high. By such selection, it is possible to perform adjustment such as reducing the amount of current flowing to the switch element H1 and increasing the amount of current flowing to the other switch elements L1, H2 and L2.
  • the controller 340 determines that the integrated value of the average power loss WAv of a specific switch element among the switch elements H1, L1, H2 and L2 is less than the threshold value, a phase voltage flows more current through the switch element
  • the third switching pattern P3 or the fourth switching pattern P4 may be positively selected.
  • the controller 340 may set the time ratios r3 and r4 relatively higher than the time ratios r1 and r2.
  • Step S330> The controller 340 updates the time ratio R to the latest value by writing the time ratio R selected in step S321 or S322 to the ROM 360 as the value of the optimal distribution.
  • Step S400> The controller 340 generates a PWM control signal for controlling the switching operation of the switch elements H1, L1, H2 and L2 in the H bridge of each phase based on the updated value of the time ratio R, and drives the drive circuit 350. Output to (See Figure 1).
  • Step S500> For example, when detecting the stop of the PWM control, the controller 340 stops the control of the inverter. When the PWM control is continued, the controller 340 generates a PWM control signal for one cycle in step S400, and then returns to step S100 again, and performs the switching operation of the switch element according to the PWM control signal. Acquire the phase current flowing in the
  • FIG. 6 is a current waveform (sine wave) obtained by plotting current values flowing in U-phase, V-phase, and W-phase windings of motor 200 when power converter 100 is controlled according to the PWM control according to the present embodiment. Is illustrated. The horizontal axis indicates the motor electrical angle (deg), and the vertical axis indicates the current value (A). In the current waveform of FIG. 5, current values are plotted every 30 ° of electrical angle. I pk represents the maximum current value (peak current value) of each phase.
  • the current waveform shown in FIG. 6 can be obtained by repeatedly executing the processing flow shown in FIG. 2 every one cycle of PWM to energize the three-phase windings M1, M2 and M3.
  • the amount of current flowing through each switch element can be properly dispersed in the H bridge.
  • the load can be distributed across the four switch elements without applying a load only to a specific switch element. For example, it is possible to balance the average current flowing through the high side switch elements H1 and H2 and the average current flowing through the low side switch elements L1 and L2. As a result, the temperature rise of a specific switch element can be suppressed. Therefore, it is possible to flow more current to the entire inverter.
  • FIG. 7 is a flowchart showing another specific example of the control method of the inverter according to the present embodiment. Hereinafter, points different from the processing flow shown in FIG. 3 will be mainly described.
  • vector control is widely used as a method of motor control.
  • the control method of the inverter according to the present disclosure relates to PWM control, and its concept can be extended and incorporated into part of vector control.
  • Equation (5) In the vector control, in order to control the phase voltage of the winding, a phase voltage command value V * indicative of a target phase voltage is usually given.
  • the time ratio R of one cycle of PWM needs to satisfy the matrix of equation (5). Since the rank rank of the matrix on the left side of Equation (5) is 2, it can be seen that there are two linearly independent variables. Therefore, equation (5) can be transformed as equation (6) using two variables r1 and r2.
  • the control method of the inverter shown in FIG. 7 further includes step S120 of obtaining phase voltage command value V * in vector control.
  • Step S120> the controller 340 obtains the phase voltage command value V * from a control block (not shown) that performs vector control.
  • the controller 340 estimates the average current IAv for each phase based on the power supply voltage Vdc, the phase voltage command value V * , and the phase currents I u , I v and I w acquired in step S110. For example, the controller 340 reads the latest values of the variables r1 and r2 from the ROM 360 instead of the latest value of the time ratio R, and estimates the average current IAv or the average power loss WAv based on equation (6). Calculate every time. The variables r1 and r2 are updated in step S340, similarly to the time ratio R.
  • the controller 340 obtains the ratio of the average power of each element.
  • the controller 340 reads the latest integrated value of the average power loss WAv from the ROM 360.
  • the controller 340 can determine the optimal distribution of the time ratio R for each phase by adjusting the variables r1 and r2 in Equation (6) with reference to the latest integrated value. For example, when adjusting the ratio of the average power in the high-side switching element [rho *, to increase the [rho ⁇ [rho * If r2, to increase the [rho ⁇ [rho * if r1.
  • the controller 340 updates the variables r1 and r2 and the time ratio R to the latest values by writing the adjusted variables r1 and r2 and the corresponding time ratio R in the ROM 360.
  • control is not necessarily required. For example, if the heat dissipation of a particular switch element is poor, control may be required to reduce the current flowing through that switch element. Moreover, it is also possible to adjust the current value which flows through the switch element by using other parameters which show the thermal characteristic etc. of the switch element together.
  • FIG. 8 is a flowchart showing a specific example of a control method of the inverter in consideration of the thermal characteristics of the switch element.
  • the thermal characteristics of the switch elements H1 and H2 on the high side are better than the switch elements L1 and L2 on the low side of the H bridge in advance in the design stage or the like.
  • the thermal properties are represented by the parameter d.
  • the controller 340 determines a switching pattern that causes more current to flow to the high-side switch elements H1 and H2.
  • the parameter d can be used as the threshold.
  • the controller 340 controls the lower integration value and the upper integration value to be constant. If the threshold value, that is, the parameter d is set to 1, the current flowing to the high side switch elements H1 and H2 is the same as the current flowing to the low side switch elements L1 and L2. If the threshold value d is set to be larger than 1, more current can be supplied to the low-side switch elements L1 and L2, and if the threshold value d is set to less than 1, more current can be supplied to the high-side switch elements H1 and H2. It becomes.
  • the controller 340 when the ratio P is equal to or greater than the threshold d, the controller 340 positively selects the first switching pattern P1. When the ratio P is less than the threshold d, the controller 340 positively selects the second switching pattern P2. Select to Thus, the controller 340 can further utilize the parameter d to determine the optimal distribution of the time ratio R on a phase by phase basis.
  • FIG. 9 shows an inverter that adjusts the amount of current flowing in each switch element by measuring the actual temperature of the high side switch elements H1 and H2 and the actual temperature of the low side switch elements L1 and L2 using a temperature sensor. It is a flowchart which shows the specific example of the control method of.
  • the temperature sensor is, for example, a thermistor.
  • the H bridge can include, for example, a thermistor (not shown) for each switch element.
  • the controller 340 can determine the switching pattern in accordance with the temperature difference ⁇ T between the high side switch elements H1 and H2 and the low side switch elements L1 and L2 (steps S310 and S311).
  • the temperature difference ⁇ T1 represents a temperature difference obtained by subtracting the temperature of the low side switch elements L1 and L2 from the temperature of the high side switch elements H1 and H2.
  • the temperature difference ⁇ T2 represents a temperature difference obtained by subtracting the temperature of the high side switch elements H1 and H2 from the temperature of the low side switch elements L1 and L2.
  • the controller 340 determines the switching pattern by comparing the temperature difference ⁇ T1 or ⁇ T2 with the threshold. For example, about several K can be set as a threshold value regarding temperature.
  • the controller 340 positively selects the second switching pattern P2 (step S321). By this selection, a large amount of current can be supplied to the low side switch elements L1 and L2.
  • step S3111 When the temperature difference ⁇ T1 is less than the threshold and the temperature difference ⁇ T2 is equal to or more than the threshold (step S311), an excessive current flows in the low-side switch elements L1 and L2. In that case, the controller 340 positively selects the first switching pattern P1 (step S322). By this selection, a large amount of current can be supplied to the high side switch elements H1 and H2. If the temperature difference ⁇ T2 is less than the threshold, the controller 340 can select the first and second switching patterns P1 and P2 equally (step S323). Thus, the controller 340 can determine the optimal distribution of the time ratio R for each phase based on the measurement results of the temperatures of the switch elements.
  • the controller 340 preferably resets the integrated value of the average current IAv recorded, for example, in the ROM 360 periodically, for example, every five minutes. If an integrated value is acquired in a long time, the value may become a value that can not be treated as the total current. This can be avoided by resetting.
  • a control method of an inverter according to the present disclosure is a so-called single inverter type power converter that drives a motor using one inverter, or two inverters disclosed in, for example, JP-A-2016-34204. It can utilize suitably also for the power converter provided. For example, power converters incorporating a redundant design are being considered so that even if one leg fails, motor drive can be continued using the remaining legs.
  • the redundant design makes it possible to drive, for example, a Y-connected five-phase or four-phase motor with three or two phases.
  • bias may occur in the energization pattern or current path, that is, the frequency of use of the switch element due to the redundancy. Therefore, it is desirable to distribute the load by smoothing the use frequency of each switch element as much as possible in the entire inverter.
  • the number of the switch elements can be balanced and the load is distributed to widen the heat generation limit of the entire inverter.
  • Current can be supplied to the inverter.
  • FIG. 10 schematically shows a hardware block configuration of a motor module 2000 according to the present embodiment, and mainly shows a hardware block configuration of a motor drive unit 1000.
  • FIG. 11 schematically illustrates a circuit configuration example of the power conversion device 100 of the motor drive unit 1000.
  • the more detailed structure of the power conversion device 100 of the motor drive unit 1000 will be mainly described.
  • Motor module 2000 includes motor 200 and motor drive unit 1000.
  • the motor module 2000 can be modularized and manufactured and sold as an electromechanical integrated motor including, for example, a motor, a sensor, a predriver and a controller.
  • Motor drive unit 1000 includes power converter 100 and control circuit 300.
  • the motor drive unit 1000 is connected to the motor 200 and to the power supply 101 via the coil 102.
  • each component of the control circuit 300 is mounted on, for example, a single circuit board (typically, a printed circuit board).
  • the controller 340 of the control circuit 300 can generate a PWM signal and output it to the drive circuit 350 according to the flowchart illustrated in FIG. 1, FIG. 2 or FIG. 3.
  • the controller 340 can generate the PWM signal and output it to the drive circuit 350 according to the flowchart illustrated in FIG. 8 or FIG.
  • the power converter 100 includes, for example, a switching circuit 110, a first inverter 120, a second inverter 130, and a current sensor 150.
  • the first inverter 120 has terminals U_L, V_L and W_L corresponding to the respective phases.
  • the second inverter 130 has terminals U_R, V_R and W_R corresponding to each phase.
  • the terminal U_L of the first inverter 120 is connected to one end of the U-phase winding M1, the terminal V_L is connected to one end of the V-phase winding M2, and the terminal W_L is connected to one end of the W-phase winding M3.
  • the terminal U_R of the second inverter 130 is connected to the other end of the U-phase winding M1
  • the terminal V_R is connected to the other end of the V-phase winding M2
  • the terminal W_R is , W phase is connected to the other end of the winding M3.
  • the first inverter 120 includes three legs each having a low side switch element and a high side switch element.
  • the U-phase leg has a low side switch element 121L and a high side switch element 121H.
  • the V-phase leg has a low side switch element 122L and a high side switch element 122H.
  • the W phase leg has a low side switch element 123L and a high side switch element 123H.
  • a switch element for example, a MOSFET in which a parasitic diode is formed or a combination of an insulated gate bipolar transistor (IGBT) and a free wheel diode connected in parallel thereto can be used.
  • IGBT insulated gate bipolar transistor
  • the first inverter 120 includes three shunt resistors 121R, 122R and 123R as a current sensor 150 for detecting the current flowing in the windings of the U-phase, V-phase and W-phase.
  • Current sensor 150 includes a current detection circuit (not shown) that detects the current flowing in each shunt resistor. As shown in FIG. 11, for example, three shunt resistors 121R, 122R and 123R are respectively connected between the three low side switch elements 121L, 122L, 123L and GND included in the three legs of the first inverter 120. It can be connected.
  • the second inverter 130 includes three legs each having a low side switch element and a high side switch element.
  • the U-phase leg has a low side switch element 131L and a high side switch element 131H.
  • the V-phase leg has a low side switch element 132L and a high side switch element 132H.
  • the W phase leg has a low side switch element 133L and a high side switch element 133H.
  • the second inverter 130 includes three shunt resistors 131R, 132R and 133R. The shunt resistors may be connected between the three low side switch elements 131L, 132L, 133L and GND included in the three legs.
  • the number of shunt resistors is not limited to three for each inverter. For example, it is possible to use two shunt resistors for U phase and V phase, two shunt resistors for V phase and W phase, and two shunt resistors for U phase and W phase.
  • the number of shunt resistors to be used and the arrangement of the shunt resistors are appropriately determined in consideration of product cost, design specifications and the like.
  • the switching circuit 110 includes first to fourth switch elements 111, 112, 113 and 114.
  • first and second inverters 120 and 130 can be electrically connected to power supply 101 and GND by switching circuit 110, respectively.
  • the first switch element 111 switches connection / non-connection between the first inverter 120 and GND.
  • the second switch element 112 switches connection / non-connection between the power supply 101 and the first inverter 120.
  • the third switch element 113 switches connection / disconnection between the second inverter 130 and GND.
  • the fourth switch element 114 switches connection / disconnection between the power supply 101 and the second inverter 130.
  • the on / off of the first to fourth switch elements 111, 112, 113 and 114 may be controlled by, for example, a controller 340 (see FIG. 10) or a dedicated driver (not shown).
  • the first to fourth switch elements 111, 112, 113 and 114 can block bidirectional current.
  • semiconductor switches such as thyristors, analog switch ICs, or MOSFETs having parasitic diodes formed therein, mechanical relays, etc. can be used.
  • a combination of a diode and an IGBT may be used.
  • MOSFETs are used as the first to fourth switch elements 111, 112, 113 and 114.
  • the first to fourth switch elements 111, 112, 113 and 114 will be denoted as SW 111, 112, 113 and 114, respectively.
  • the SW 111 is arranged such that a forward current flows toward the first inverter 120 in an internal parasitic diode.
  • the SW 112 is arranged such that forward current flows in the parasitic diode toward the power supply 101.
  • the SW 113 is disposed such that a forward current flows to the second inverter 130 in the parasitic diode.
  • the SW 114 is arranged such that forward current flows in the parasitic diode toward the power supply 101.
  • the switching circuit 110 may further include fifth and sixth switch elements 115 and 116 for reverse connection protection, as shown in FIG.
  • the fifth and sixth switch elements 115, 116 are typically semiconductor switches of a MOSFET having parasitic diodes.
  • the fifth switch element 115 is connected in series to the SW 112, and is disposed such that a forward current flows toward the first inverter 120 in the parasitic diode.
  • the sixth switch element 116 is connected in series to the SW 114, and is disposed such that a forward current flows toward the second inverter 130 in the parasitic diode. Even when the power supply 101 is connected in the reverse direction, the reverse current can be cut off by the two switch elements for reverse connection protection.
  • the number of switch elements to be used is not limited to the illustrated example, and is appropriately determined in consideration of design specifications and the like. Particularly in the on-vehicle field, high quality assurance is required from the viewpoint of safety, so it is preferable to provide a plurality of switch elements for each inverter.
  • the power supply 101 generates a predetermined power supply voltage (for example, 12 V).
  • a DC power supply is used as the power supply 101.
  • the power supply 101 may be an AC-DC converter or a DC-DC converter, or may be a battery (storage battery).
  • the power supply 101 may be a single power supply common to the first and second inverters 120, 130, or separately provided with a first power supply for the first inverter 120 and a second power supply for the second inverter 130. May be
  • a coil 102 is provided between the power supply 101 and the switching circuit 110.
  • the coil 102 functions as a noise filter, and smoothes high frequency noise included in the voltage waveform supplied to each inverter or high frequency noise generated in each inverter so as not to flow out to the power supply 101 side.
  • a capacitor 103 is connected to the power supply line.
  • the capacitor 103 is a so-called bypass capacitor, which suppresses voltage ripple.
  • the capacitor 103 is, for example, an electrolytic capacitor, and the capacity and the number to be used are appropriately determined depending on design specifications and the like.
  • the motor drive unit including the power conversion device having two inverters has been described.
  • the present disclosure is not limited to this, and may be a motor drive unit including a power converter having one inverter, which incorporates the redundant design as described above.
  • FIG. 12 schematically shows a typical configuration of an electric power steering apparatus 3000 according to this embodiment.
  • Vehicles such as automobiles generally have an electric power steering (EPS) device.
  • the electric power steering apparatus 3000 according to the present embodiment has a steering system 520 and an auxiliary torque mechanism 540 that generates an auxiliary torque.
  • Electric power steering apparatus 3000 generates an assist torque that assists the steering torque of the steering system generated by the driver operating the steering wheel. The assist torque reduces the burden on the driver's operation.
  • the steering system 520 includes, for example, a steering handle 521, a steering shaft 522, free shaft joints 523A and 523B, a rotating shaft 524, a rack and pinion mechanism 525, rack shafts 526, left and right ball joints 552A and 552B, tie rods 527A and 527B, knuckles 528A, 528B, and left and right steering wheels 529A, 529B.
  • the auxiliary torque mechanism 540 includes, for example, a steering torque sensor 541, an electronic control unit (ECU) 542 for a car, a motor 543, and a reduction mechanism 544.
  • the steering torque sensor 541 detects a steering torque in the steering system 520.
  • the ECU (electronic control unit) 542 generates a drive signal based on a detection signal of the steering torque sensor 541.
  • the motor 543 generates an auxiliary torque corresponding to the steering torque based on the drive signal.
  • the motor 543 transmits the generated assist torque to the steering system 520 via the reduction mechanism 544.
  • the ECU 542 includes, for example, the controller 340 and the drive circuit 350 according to the first embodiment.
  • an electronic control system is built around an ECU.
  • a motor drive unit is constructed by the ECU 542, the motor 543 and the inverter 545.
  • the motor module 2000 by Embodiment 2 can be used suitably for the unit.
  • Embodiments of the present disclosure can be widely used in a variety of devices equipped with various motors, such as vacuum cleaners, dryers, ceiling fans, washing machines, refrigerators, and electric power steering devices.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Chemical & Material Sciences (AREA)
  • Combustion & Propulsion (AREA)
  • Transportation (AREA)
  • Mechanical Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

スイッチ素子の発熱を適切に抑えてより多くの電流をインバータに流すことが可能なインバータの制御方法を提供する。インバータの制御方法は、相電流を獲得する電流獲得ステップＳ１００と、インバータの複数のスイッチ素子の各々に流れる、スイッチング動作の１周期当たりの平均電流を推定する推定ステップＳ２００と、平均電流の推定値に基づいて複数のスイッチングパターンの時間比の最適な配分を相毎に決定する更新ステップＳ３００と、時間比の最適な配分の値に基づいて、複数のスイッチ素子のスイッチング動作を制御する制御信号を生成する生成ステップＳ４００と、を包含し、電流獲得ステップ、推定ステップ、更新ステップおよび生成ステップを繰り返し実行する。

Description

インバータの制御方法、モータ駆動ユニット、モータモジュールおよび電動パワーステアリング装置
本開示は、インバータの制御方法、モータ駆動ユニット、モータモジュールおよび電動パワーステアリング装置に関する。
一般のベクトル制御によるモータ駆動では、電動モータ（以下、単に「モータ」と表記する。）の各相の巻線の相電圧を操作することにより、巻線に流れる相電流が制御される。インバータは、モータ駆動ユニットの構成要素の一つとして電圧源と見なすことができる。例えば、スイッチング電源では、スイッチ素子のオン・オフの時間平均と目標値を一致させるように、スイッチ素子のスイッチングパターンが決定される。ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御を行う場合、時間平均は、ＰＷＭの１周期に相当する。従って、ＰＷＭの１周期に含まれる幾つかのスイッチングパターンの時間配分を操作することにより、出力電圧を制御することが可能となる。　
特許文献１は、巻線同士がＹ結線されたモータを制御するモータ制御装置を開示し、さらに、３個のＨブリッジ回路を備えるモータ制御装置を開示している。３個のＨブリッジ回路は、三相の巻線にそれぞれ接続される。巻線を通電する通電制御期間と巻線を導通しない非導通制御期間とをＰＷＭの１周期に設けて、それらの比率を変更することにより、Ｈブリッジ回路の中の各ＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）の発熱を低減することが可能となる。
特開２００７－２２１８５７号公報
上述した従来の技術では、インバータにおける各スイッチ素子（典型的にはＦＥＴ）をバランスよく使用して負荷を分散させることが求められていた。より大きな電流をモータに流す場合、主にスイッチ素子の伝導損失に起因する電力損失、つまり発熱がボトルネックになり得る。大電流が流れ得るインバータでは、伝導損失がスイッチ素子の負荷の中で支配的となる。本明細書において、スイッチ素子の負荷は、主に伝導損失を指す。　
特に車載分野において、安全性の観点から高い品質保証が要求される。そのため、部品の一部が故障した場合でも安全動作を継続できる冗長設計が取り入れられている。冗長設計の一例として、１つのモータに対して２つのインバータを設けることが検討されている。３個のＨブリッジ回路を三相の巻線にそれぞれ接続する特許文献１の構成も冗長設計の一例と言える。冗長設計では、全く使用されない部品（例えばインバータのＦＥＴ）または他と比べて過剰に使用される部品がどうしても存在し、部品の間の使用頻度に偏りが生じ得る。そのため、各部品の使用頻度を可能な限り平滑することにより、部品の故障・異常の発生を減らすことができる制御手法が望まれる。　
本開示の実施形態は、発熱を適切に抑えてより多くの電流をインバータに流すことが可能となる、インバータの制御方法およびモータ駆動ユニット、ならびに、当該モータ駆動ユニットを備えるモータモジュールおよび当該モータモジュールを備える電動パワーステアリング装置を提供する。
本開示の例示的なインバータの制御方法は、ｎ相（ｎは３以上の整数）の巻線を有するモータに電力を供給するインバータの複数のスイッチ素子のスイッチング動作を制御する制御方法（典型的にはＰＷＭ制御方法）であって、前記スイッチング動作の１周期は、各々が独立した時間比を有する複数のスイッチングパターンの期間から構成され、前記複数のスイッチングパターンの各々の時間比の総和は１であり、前記時間比は、前記スイッチング動作の１周期毎に変化し得る値であり、前記ｎ相の巻線の相電流を獲得する電流獲得ステップと、前記複数のスイッチングパターンの時間比の最新の値と前記相電流とに基づいて、前記複数のスイッチ素子の各々に流れる前記１周期当たりの平均電流を推定する推定ステップと、前記平均電流の推定値に基づいて前記複数のスイッチングパターンの時間比の最適な配分を相毎に決定し、かつ、前記時間比の最新の値を前記最適な配分の値に変更することにより、前記複数のスイッチングパターンの時間比を更新する更新ステップと、前記複数のスイッチングパターンの時間比の更新値に基づいて、前記複数のスイッチ素子のスイッチング動作を制御する制御信号を生成する生成ステップと、を包含し、前記電流獲得ステップ、前記推定ステップ、前記更新ステップおよび前記生成ステップを繰り返し実行する。
本開示の例示的な実施形態によると、インバータにおける各スイッチ素子をバランスよく使用して負荷を分散させてインバータ全体の発熱限界を広げることにより、より多くの電流をインバータに流すことが可能となる、インバータの制御方法およびモータ駆動ユニット、ならびに、当該モータ駆動ユニットを備えるモータモジュールおよび当該モータモジュールを備える電動パワーステアリング装置を提供する。
図１は、例示的な実施形態１によるモータ駆動ユニット１０００の典型的なハードウェアブロック構成を模式的に示すブロック図である。 図２は、例示的な実施形態１によるインバータの制御方法の処理フローの概要を示すフローチャートである。 図３は、例示的な実施形態１によるインバータの制御方法の具体例を示すフローチャートである。 図４Ａは、第１スイッチングパターンＰ１を選択した場合にＨブリッジに流れる電流および相電圧の様子を示す模式図である。 図４Ｂは、第２スイッチングパターンＰ２を選択した場合にＨブリッジに流れる電流および相電圧の様子を示す模式図である。 図４Ｃは、第３スイッチングパターンＰ３を選択した場合にＨブリッジに流れる電流および相電圧の様子を示す模式図である。 図４Ｄは、第４スイッチングパターンＰ４を選択した場合にＨブリッジに流れる電流および相電圧の様子を示す模式図である。 図５Ａは、Ｈブリッジに対し、ＰＷＭ制御に基づいてスイッチングパターンを生成する論理を例示する模式図である。 図５Ｂは、ＰＷＭの１周期における第１から第４スイッチングパターンＰ１、Ｐ２、Ｐ３およびＰ４の、表１に対応したスイッチ素子の制御信号波形を例示する波形図である。 図６は、例示的な実施形態１によるＰＷＭ制御に従って電力変換装置１００を制御したときにモータ２００のＵ相、Ｖ相およびＷ相の各巻線に流れる電流値をプロットして得られる電流波形（正弦波）を例示するグラフである。 図７は、例示的な実施形態１によるインバータの制御方法の他の具体例を示すフローチャートである。 図８は、スイッチ素子の熱特性を考慮したインバータの制御方法の具体例を示すフローチャートである。 図９は、温度センサの測定結果に応じて各スイッチ素子に流れる電流量を調整するインバータの制御方法の具体例を示すフローチャートである。 図１０は、例示的な実施形態２によるモータモジュール２０００のハードウェアブロック構成を模式的に示し、主に、モータ駆動ユニット１０００のハードウェアブロック構成を模式的に示すブロック図である。 図１１は、例示的な実施形態２によるモータ駆動ユニット１０００の電力変換装置１００の回路構成例を示す回路図である。 図１２は、例示的な実施形態３による電動パワーステアリング装置３０００の典型的な構成を示す模式図である。
以下、添付の図面を参照しながら、本開示のインバータの制御方法、モータ駆動ユニット、モータモジュールおよび電動パワーステアリング装置の実施形態を詳細に説明する。但し、以下の説明が不必要に冗長になるのを避け、当業者の理解を容易にするため、必要以上に詳細な説明は省略する場合がある。例えば、既によく知られた事項の詳細説明や実質的に同一の構成に対する重複説明を省略する場合がある。　
本明細書において、電源からの電力を、三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の巻線を有する三相モータに供給する電力に変換する電力変換装置を制御するための制御手法を例にして、本開示の実施形態を説明する。ただし、電源からの電力を、四相または五相などのｎ相（ｎは４以上の整数）の巻線を有するｎ相モータに供給する電力に変換する電力変換装置を制御するための制御手法も本開示の範疇である。　
（実施形態１）　〔１．１．インバータの制御方法を利用できるシステム構成〕　先ず、本実施形態によるインバータの制御方法を好適に用いることが可能なモータ駆動ユニット１０００の典型的なハードウェアブロック構成を説明する。本開示によるインバータの制御方法は、以下で例示するモータ駆動ユニットに限られず、様々なモータ駆動ユニットに好適に利用され得る。　
図１は、モータ駆動ユニット１０００の典型的なハードウェアブロック構成を模式的に示している。モータ駆動ユニット１０００は、電力変換装置１００および制御回路３００を備える。モータ駆動ユニット１０００は、電源（不図示）およびモータ２００に接続される。モータ２００は、例えば、三相交流モータである。モータ２００は、Ｕ相の巻線Ｍ１、Ｖ相の巻線Ｍ２およびＷ相の巻線Ｍ３を備える。　
モータ駆動ユニット１０００は、電源からの電力を、モータ２００に供給する電力に変換することができる。例えば、モータ駆動ユニット１０００は、直流電力を、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の擬似正弦波である三相交流電力に変換することが可能である。　
電力変換装置１００は、例えば、第１インバータ１２０、第２インバータ１３０および電流センサ１５０を備える。電流センサ１５０は、モータの電流値（以下、「実電流値」と表記する。）、つまり、各相の巻線を流れる相電流を検出する。電力変換装置１００の第１インバータ１２０は、三相のレグを有し、モータ２００の各相の巻線の一端に接続される。第２インバータ１３０は、三相のレグを有し、各相の巻線の他端に接続される。本実施形態によるモータ２００のモータ結線は、いわゆるスター結線およびデルタ結線とは異なる。　
制御回路３００は、例えば、電源回路３１０と、角度センサ３２０と、入力回路３３０と、コントローラ３４０と、駆動回路３５０と、ＲＯＭ３６０とを備える。制御回路３００は、電力変換装置１００に接続され、電力変換装置１００を駆動することによりモータ２００の巻線Ｍ１、Ｍ２およびＭ３を通電する。　
制御回路３００の主にコントローラ３４０は、目的とするモータ２００のロータの位置、回転速度、および電流などを制御してクローズドループ制御を実現することができる。なお、制御回路３００は、角度センサ３２０に代えてトルクセンサを備えてもよい。その場合、制御回路３００は、目的とするモータトルクを制御することができる。　
電源回路３１０は、例えば、回路内の各ブロックに必要な電源電圧（例えば３Ｖ、５Ｖ）を、電源からの１２Ｖの電源電圧に基づいて生成する。角度センサ３２０は、例えばレゾルバまたはホールＩＣである。または、角度センサ３２０は、磁気抵抗（ＭＲ）素子を有するＭＲセンサとセンサマグネットとの組み合わせによっても実現される。角度センサ３２０は、モータ２００のロータの回転角（以下、「回転信号」と表記する。）を検出し、回転信号をコントローラ３４０に出力する。　
入力回路３３０は、電流センサ１５０によって検出された実電流値を受け取って、そのレベルをコントローラ３４０の入力レベルに必要に応じて変換し、実電流値をコントローラ３４０に出力する。入力回路３３０は、例えばアナログデジタル変換回路である。　
コントローラ３４０は、モータ駆動ユニット１０００の全体を
制御する集積回路であり、例えば、マイクロコントローラまたはＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）により実現される。コントローラ３４０は、電力変換装置１００の第１インバータ１２０および第２インバータ１３０における各スイッチ素子のスイッチング動作（ターンオンまたはターンオフ）を制御する。コントローラ３４０は、実電流値およびロータの回転信号などに従って目標電流値を設定してＰＷＭ信号を生成し、それを駆動回路３５０に出力することができる。　
駆動回路３５０は、典型的にはプリドライバである。プリドライバは、ゲートドライバとも称され得る。駆動回路３５０は、第１インバータ１２０および第２インバータ１３０における各スイッチ素子（典型的には半導体トランジスタ）のスイッチング動作を制御する制御信号（典型的にはゲート制御信号）を、コントローラ３４０からのＰＷＭ信号に従って生成し、各スイッチ素子に与える。　
ＲＯＭ３６０は、例えば書き込み可能なメモリ（例えばＰＲＯＭ）、書き換え可能なメモリ（例えばフラッシュメモリ）または読み出し専用のメモリである。ＲＯＭ３６０は、コントローラ３４０に電力変換装置１００を制御させるための命令群を含む制御プログラムを格納している。例えば、制御プログラムはブート時にＲＡＭ（不図示）に一旦展開される。　
〔１．２．インバータの制御方法〕　本実施形態によるインバータの制御方法は、第１インバータ１２０および第２インバータ１３０における複数のスイッチ素子のスイッチング動作を制御する制御手法に関する。スイッチ素子のスイッチング動作の制御は、典型的にはＰＷＭ制御を指す。本明細書では、ＰＷＭ制御を例に、インバータの制御方法を説明する。　
インバータの制御方法を具体的に説明する前に、本発明の基礎になった知見を説明する。　
Ｈブリッジを備えるインバータの回路構成は冗長性を有する。具体的に説明すると、モータ２００の巻線に同じ電流を流す場合、各インバータを流れる電流の経路、主として、スイッチ素子を選択する自由度が存在する。本明細書では、冗長性は、同じモータ出力を得るための通電パターンまたは電流経路が複数存在することを意味する。　
スイッチ素子の温度は、インバータに流せる最大電流を制限する要因の１つであり得る。ここで、スイッチ素子に流れた電流量は、その温度を決定する主要因の１つである。インバータの中の複数のスイッチ素子のうちの１個でも発熱限界に近づくと、それは、インバータ全体の発熱限界を招く結果となり得る。　
Ｈブリッジを備える回路構成では、自由度が存在し、巻線に同じ相電圧を与えるスイッチングパターンが複数存在する。複数のスイッチングパターンはＰＷＭの１周期に含まれる。スイッチ素子を流れる電流は、スイッチングパターンに応じて異なる。換言すると、電流経路は、スイッチングパターンによって決定される。決定したスイッチングパターンに従って、各スイッチ素子に流れる電流量を求めることができる。一例として、各スイッチ素子に流れた電流の総量をメモリに記録しておく。記録した値に基づいて電流経路を適切に選択することにより、各スイッチ素子の負荷のバランスをとることが可能となる。これが実現できれば、インバータ全体に平均的により大きな電流を流すことができる。　
本発明者は、インバータにおける各スイッチ素子をバランスよく使用することにより負荷を分散させ、インバータ全体の発熱限界を広げることを検討した。　
図２は、本開示によるインバータの制御方法の処理フローの概要を示している。　
本開示によるインバータの制御方法は、相電流を獲得するステップＳ１００と、Ｈブリッジにおける各スイッチ素子に流れる平均電流を推定するステップＳ２００と、ＰＷＭの１周期における複数のスイッチングパターンの時間比Ｒを更新するステップＳ３００と、更新した時間比Ｒに基づいてＰＷＭ制御を生成するステップＳ４００と、ＰＷＭ制御の停止を判断するステップＳ５００とを包含する。後述するように、複数のスイッチングパターンは、４つのスイッチングパターンを含んでいることが好ましい。　
ステップＳ１００からＳ４００は、１周期のＰＷＭ制御信号を生成するための一連の処理であり、１周期のＰＷＭ制御信号を生成する毎にその一連の処理は繰り返し実行される。例えば、これらの処理を記述した命令群を含む制御プログラムは、ＲＯＭ３６０（図１を参照）に格納される。例えば、コントローラ３４０（図１を参照）は、ＲＯＭ３６０からその制御プログラムを読み出して各処理を逐次実行することが可能である。　
本開示によるインバータの制御方法の概要は以下のとおりである。　
コントローラ３４０は、電流センサ１５０（図１を参照）によって測定された実電流値に基づいて三相の巻線Ｍ１、Ｍ２およびＭ３の相電流Ｉｕ、ＩＶおよびＩＷを獲得する（ステップＳ１００）。　
コントローラ３４０は、ＰＷＭの１周期における複数のスイッチングパターンの時間比Ｒの最新の値、相電流Ｉｕ、ＩＶおよびＩＷに基づいて、第１インバータ１２０および第２インバータ１３０の複数のスイッチ素子の各々に流れる１周期当たりの平均電流を推定する（ステップＳ２００）。コントローラ３４０は、平均電流ＩＡｖの推定値をメモリに書き込むことが好ましく、または、平均電流ＩＡｖの推定値の積算値を演算してメモリに書き込むことがより好ましい。コントローラ３４０は、平均電力の推定値をメモリに書き込むこと、または、平均電力の推定値の積算値を演算してメモリに書き込むことがさらに好ましい。　
コントローラ３４０は、平均電流ＩＡｖの推定値に基づいて、複数のスイッチ素子の各々に流れる電流のバランスを相毎に最適化する（ステップＳ３００）。具体的には、コントローラ３４０は、平均電流ＩＡｖの推定値に基づいて時間比Ｒの最適な配分を相毎に決定し、かつ、ステップＳ２００において平均電流の推定に用いた時間比Ｒの値を最適な配分の値に変更することにより、時間比Ｒを相毎に更新する。　
コントローラ３４０は、最適化した結果、すなわち、時間比Ｒの更新値に基づいて第１インバータ１２０および第２インバータ１３０の複数のスイッチ素子のスイッチング動作を制御するＰＷＭ制御信号を生成し、駆動回路３５０（図１を参照）に出力する（ステップＳ４００）。　
コントローラ３４０は、ＰＷＭ制御が継続している限り、ステップＳ１００からＳ４００の処理を繰り返し実行する（ステップＳ５００）。　
図３は、本実施形態によるインバータの制御方法の具体例を示すフローチャートである。以下、各ステップの処理を詳細に説明する。　
＜ステップＳ１００＞　コントローラ３４０は、例えば、電流センサ１５０（図１を参照）によって測定された実電流値に基づいて三相の巻線Ｍ１、Ｍ２およびＭ３の相電流Ｉｕ、ＩＶおよびＩＷを獲得する。後述するように、例えば、三相の相電流を検出する３個のシャント抵抗を各インバータに設け、コントローラ３４０は、３個のシャント抵抗に流れる電流を三相の相電流としてそれぞれ獲得することができる。電流センサを用いずに相電流を獲得する技術が提案されている。そのような技術を用いて三相の相電流を獲得することも本開示の一態様である。　
＜ステップＳ２１０＞　コントローラ３４０は、第１から第４スイッチングパターンＰ１、Ｐ２、Ｐ３およびＰ４の時間比ｒ１、ｒ２、ｒ３およびｒ４の最新の値と、相電流Ｉｕ、ＩＶおよびＩＷと、に基づいて、Ｈブリッジの中の各スイッチ素子に流れる１周期当たりの平均電流を相毎に推定する。　
図４Ａから図４Ｄを参照して、ＰＷＭの１周期に含まれる第１から第４スイッチングパターンＰ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４、その時間比ｒ１、ｒ２、ｒ３およびｒ４を説明する。本明細書では、複数のスイッチングパターンの時間比を「時間比Ｒ」と表記する。この具体例では、時間比Ｒは、「時間比ｒ１、ｒ２、ｒ３およびｒ４」を指す。　
図４Ａから図４Ｄは、第１から第４スイッチングパターンＰ１、Ｐ２、Ｐ３およびＰ４を選択した場合にＨブリッジに流れる電流および相電圧の様子を模式的にそれぞれ示している。表１は、第１から第４スイッチングパターンＰ１、Ｐ２、Ｐ３およびＰ４のそれぞれにおける各スイッチ素子のオン・オフ状態を示している。　
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000002
スイッチング動作の１周期は、各々が独立した時間比を有する複数のスイッチングパターンの期間から構成される。複数のスイッチングパターンの各々の時間比の総和は１であり、時間比は、ＰＷＭの１周期毎に変化し得る値である。　
本実施形態による複数のスイッチングパターンは、第１時間比ｒ１を有する第１スイッチングパターンＰ１、第２時間比ｒ２を有する第２スイッチングパターンＰ２、第３時間比ｒ３を有する第３スイッチングパターンＰ３および第４時間比ｒ４を有する第４スイッチングパターンＰ４を含む。第１から第４時間比ｒ１、ｒ２、ｒ３およびｒ４の総和は式（１）で表される。　　ｒ１＋ｒ２＋ｒ３＋ｒ４＝１　　　　式（１）　
第１インバータ１２０のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３個のレグ、第２インバータのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３個のレグ、三相の巻線Ｍ１、Ｍ２およびＭ３によって、３個のＨブリッジが構成される。図４Ａから図４Ｄには、典型的なＨブリッジの構成を例示している。紙面においてＨブリッジの左側レグのスイッチ素子Ｈ１は、第１インバータ１２０のレグのハイサイドスイッチ素子であり、スイッチ素子Ｌ１は、第１インバータ１２０のレグのローサイドスイッチ素子である。Ｈブリッジの右側レグのスイッチ素子Ｈ２は、第２インバータ１３０のレグのハイサイドスイッチ素子であり、スイッチ素子Ｌ２は、第２インバータ１３０のレグのローサイドスイッチ素子である。　
図４Ａから図４Ｄには、第１インバータ１２０から第２インバータ１３０に向けて（紙面の左から右に向けて）相電流が巻線に流れる様子を示している。特に図示しないが、以下で説明する第１から第４スイッチングパターンＰ１、Ｐ２、Ｐ３およびＰ４を利用して、第２インバータ１３０から第１インバータ１２０に向けて巻線に相電流を流すことも当然可能である。　
スイッチ素子Ｈ１に流れる電流を電流ＩＨ１で表している。スイッチ素子Ｈ２に流れる電流を電流ＩＨ２で表している。スイッチ素子Ｌ１に流れる電流を電流Ｉｌ１で表している。スイッチ素子Ｌ２に流れる電流を電流Ｉｌ２で表している。　
第１スイッチングパターンＰ１を選択すると、スイッチ素子Ｈ１、Ｈ２はオンし、スイッチ素子Ｌ１、Ｌ２はオフする。このとき、図４Ａに示すように、スイッチ素子Ｈ１からスイッチ素子Ｈ２に相電流Ｉは流れる。相電圧は、スイッチ素子Ｈ１、Ｈ２の両方がオンするために０Ｖとなる。　
第２スイッチングパターンＰ２を選択すると、スイッチ素子Ｌ１、Ｌ２はオンし、スイッチ素子Ｈ１、Ｈ２はオフする。このとき、図４Ｂに示すように、スイッチ素子Ｌ１からスイッチ素子Ｌ２に相電流Ｉは流れる。相電圧は、第１スイッチングパターンＰ１と同様に、スイッチ素子Ｌ１、Ｌ２の両方がオンするために０Ｖとなる。　
第３スイッチングパターンＰ３を選択すると、スイッチ素子Ｈ１、Ｌ２はオンし、スイッチ素子Ｌ１、Ｈ２はオフする。このとき、図４Ｃに示すように、スイッチ素子Ｈ１から
スイッチ素子Ｌ２に相電流Ｉは流れる。相電圧は、スイッチ素子Ｈ１、Ｌ２がオンするために電源電圧Ｖｄｃとなる。　
第４スイッチングパターンＰ４を選択すると、スイッチ素子Ｌ２、Ｈ２はオンし、スイッチ素子Ｈ１、Ｌ２はオフする。このとき、図４Ｄに示すように、スイッチ素子Ｌ１からスイッチ素子Ｈ２に相電流Ｉは流れる。相電圧は、スイッチ素子Ｌ１、Ｈ２がオンするために電源電圧Ｖｄｃの逆電圧（－Ｖｄｃ）となる。　
図５Ａは、Ｈブリッジに対し、ＰＷＭ制御に基づいてスイッチングパターンを生成する論理を模式的に例示している。図５Ｂは、ＰＷＭの１周期における第１から第４スイッチングパターンＰ１、Ｐ２、Ｐ３およびＰ４の、表１に対応したスイッチ素子の制御信号波形を例示している。図５Ｂのグラフの横軸は時間を示し、縦軸は、各スイッチ素子のオン・オフを制御する制御信号Ｌｅｇ１＿Ｌｏｇｉｃ、Ｌｅｇ２＿Ｌｏｇｉｃを示している。　
Ｈブリッジのスイッチ素子Ｈ１、Ｌ１を含むレグには制御信号Ｌｅｇ１＿Ｌｏｇｉｃが与えられ、スイッチ素子Ｈ２、Ｌ２を含むレグには制御信号Ｌｅｇ２＿Ｌｏｇｉｃが与えられる。インバータによって、レグの２つのスイッチ素子には極性の異なる制御信号が与えられる。図５Ｂには、デユーティ比５０％の信号波形を例示している。　
Ｈブリッジ毎のＰＷＭの１周期当たりの平均電圧ＶＡｖは、時間比ｒ１からｒ４を用いて式（２）で表すことができる。平均電圧ＶＡｖは、負荷つまり巻線に加わる。　ＶＡｖ＝ｒ１・０＋ｒ２・０＋ｒ３・Ｖｄｃ＋ｒ４・（－Ｖｄｃ）　　　　＝（ｒ３－ｒ４）・Ｖｄｃ　　　　　　　　　　　　　　　　　式（２）　
スイッチ素子Ｈ１、Ｌ１、Ｈ２およびＬ２のそれぞれに流れる電流ＩＨ１、ＩＬ１、ＩＨ２およびＩＬ２のＰＷＭの１周期当たりの平均電流ＩＡｖＨ１、ＩＡｖＬ１、ＩＡｖＨ２およびＩＡｖＬ２は、式（３）で表される。　ＩＡｖＨ１＝Ｉ・ｒ１＋Ｉ・ｒ３＝Ｉ・（ｒ１＋ｒ３）　ＩＡｖＨ２＝Ｉ・ｒ１＋Ｉ・ｒ４＝Ｉ・（ｒ１＋ｒ４）　ＩＡｖＬ１＝Ｉ・ｒ２＋Ｉ・ｒ４＝Ｉ・（ｒ２＋ｒ４）　　　　　式（３）　ＩＡｖＬ２＝Ｉ・ｒ２＋Ｉ・ｒ３＝Ｉ・（ｒ２＋ｒ３）　
ｖ＝ＶＡｖ／Ｖｄｃと置いて、０≦ｒ１、ｒ２、ｒ３、ｒ４≦１であることに注意する。その場合、１－｜ｖ｜≧ｒ１＋ｒ２を満足する任意のｒ１、ｒ２に対して、　　ｒ３＝〔（１＋ｖ）－（ｒ１＋ｒ２）〕／２　　ｒ４＝〔（１－ｖ）－（ｒ１＋ｒ２）〕／２と置けば、平均電力は、上述した式（２）のＶＡｖとなる。一方、式（３）の平均電流ＩＡｖＨ１、ＩＡｖＬ１、ＩＡｖＨ２およびＩＡｖＬ２は、式（４）の行列で表現できる。　　
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
コントローラ３４０は、式（４）を用いて、ステップＳ１００において取得した相電流Ｉおよび時間比Ｒ、つまり、時間比ｒ１からｒ４の組に基づいて、スイッチ素子Ｈ１、Ｌ１、Ｈ２およびＬ２のそれぞれに流れるＰＷＭの１周期当たりの平均電流ＩＡｖを推定することができる。　
コントローラ３４０は、さらに、式（４）に基づいて、ＰＷＭの１周期当たりの平均電力損失ＷＡｖを推定することができる。平均電力損失ＷＡｖは、上述したようにスイッチ素子（例えばＦＥＴ）の伝導損失を指し、平均電流ＩＡｖと電圧の積を用いて表される。より具体的には、平均電力損失ＷＡｖは、式（４）においてＩを（Ｒｏｎ・Ｉ２）で置き換えた行列で表現される。ここで、Ｒｏｎはスイッチ素子のオン抵抗である。　
平均電流の推定に用いる時間比Ｒは、最新の値である必要がある。最新の値とは、現在の１つ前のＰＷＭ信号を生成するための処理のステップＳ３３０において更新された時間比Ｒの値である。これについては後で詳細に説明する。例えば、コントローラ３４０は、ステップＳ３３０においてＲＯＭ３６０に書き込まれた時間比Ｒの更新値を最新の値として読み出し、式（４）を用いて平均電流ＩＡｖまたは平均電力損失ＷＡｖを推定する。　
再び図３を参照する。　
＜ステップＳ２２０＞　コントローラ３４０は、平均電流ＩＡｖまたは平均電力損失ＷＡｖの推定値をメモリに書き込むことができる。または、コントローラ３４０は、平均電流ＩＡｖまたは平均電力損失ＷＡｖの推定値をスイッチ素子毎に積算し、各スイッチ素子に流れた電流量（例えば、ある期間において流れた電流の総量）としてその積算値を例えばＲＯＭ３６０に書き込むことができる。具体的には、コントローラ３４０は、１周期前のＰＷＭ制御信号を生成するための処理のステップＳ２２０で取得した平均電流ＩＡｖまたは平均電力損失ＷＡｖの積算値をＲＯＭ３６０から読み出し、ステップＳ２１０で取得した平均電流ＩＡｖまたは平均電力損失ＷＡｖの推定値を、読み出した積算値に加算することによって、平均電流ＩＡｖまたは平均電力損失ＷＡｖの最新の積算値を取得する。ただし、Ｈブリッジにおいてスイッチ素子の負荷を分散させる観点から、コントローラ３４０は、熱量の推定値として、平均電力損失ＷＡｖの推定値またはその積算値をメモリに書き込んでおくことが好ましい。これにより、以降の処理ステップにおいて熱量の推定値に基づく各種の演算を効率よく行うことができる。　
＜ステップＳ３１０＞　ハイサイドのスイッチ素子Ｈ１、Ｈ２の平均電流ＩＡｖおよびローサイドのスイッチ素子Ｌ１、Ｌ２の平均電流ＩＡｖを調整できることが、式（４）から分かる。例えば、ｒ１＝１－ｖ、ｒ２＝０のときに、ハイサイドのスイッチ素子Ｈ１、Ｈ２の平均電流ＩＡｖまたは平均電力損失ＷＡｖは最小化され、ｒ１＝０、ｒ２＝１－ｖのときに、ローサイドのスイッチ素子Ｌ１、Ｌ２の平均電流ＩＡｖまたは平均電力損失ＷＡｖは最小化される。　
コントローラ３４０は、例えば、平均電力損失ＷＡｖの積算値をＲＯＭ３６０から読み出す。コントローラ３４０は、Ｈブリッジのハイサイドのスイッチ素子Ｈ１、Ｈ２の平均電力損失ＷＡｖの積算値を合算した値（「上側の積算値」と表記する。）と、Ｈブリッジのローサイドのスイッチ素子Ｌ１、Ｌ２の平均電力損失ＷＡｖの積算値を合算した値（「下側の積算値」と表記する。）を比較することができる。　
＜ステップＳ３２１＞　コントローラ３４０は、下側の積算値が上限の積算値よりも大きいと判定した場合、第１スイッチングパターンＰ１を積極的に選択することができる。換言すると、コントローラ３４０は、時間比ｒ３よりも時間比ｒ１を相対的に高く設定することができる。この選択により、ハイサイドのスイッチ素子Ｈ１、Ｈ２により多くの電流を流すことができる。　
＜ステップＳ３２２＞　コントローラ３４０は、下側の積算値が上限の積算値以下であると判定した場合、第２スイッチングパターンＰ２を積極的に選択することができる。換言すると、コントローラ３４０は、時間比ｒ４よりも時間比ｒ２を相対的に高く設定することができる。この選択により、ローサイドのスイッチ素子Ｌ１、Ｌ２により多くの電流を流すことができる。　
他の例として、コントローラ３４０は、閾値を用いた判定をスイッチ素子単位で行うことができる。閾値は、例えばＲＯＭ３６０に予め保持されている。その閾値は、スイッチ素子Ｈ１、Ｌ１、Ｈ２およびＬ２に共通に設定することができるし、または、例えばスイッチ素子の熱特性を考慮した個別の値をそれぞれのスイッチ素子に設定することができる。　
コントローラ３４０は、スイッチ素子Ｈ１、Ｌ１、Ｈ２およびＬ２の中で特定のスイッチ素子の平均電力損失ＷＡｖの積算値が閾値よりも大きいと判定した場合、相電圧がゼロとなる第１スイッチングパターンＰ１または第２スイッチングパターンＰ２を積極的に選択することができる。換言すると、コントローラ３４０は、時間比ｒ３、ｒ４よりも時間比ｒ１、ｒ２を相対的に高く設定することができる。このとき、コントローラ３４０は、時間比ｒ３またはｒ４をゼロに設定してもよい。　
例えば、スイッチ素子Ｈ１の平均電力損失ＷＡｖの積算値が閾値を超えた場合、スイッチ素子Ｈ１に電流を流さない第２スイッチングパターンＰ２または第４スイッチングパターンＰ４を選択することができる。換言すると、コントローラ３４０は、ＰＷＭの１周期における時間比ｒ２またはｒ４を相対的に高く設定することができる。このような選択により、スイッチ素子Ｈ１に流れる電流量を減らし、かつ、他のスイッチ素子Ｌ１、Ｈ２およびＬ２に流れる電流量を増やすなどの調整を行うことが可能となる。　
コントローラ３４０は、スイッチ素子Ｈ１、Ｌ１、Ｈ２およびＬ２の中で特定のスイッチ素子の平均電力損失ＷＡｖの積算値が閾値未満であると判定した場合、そのスイッチ素子により多くの電流を流す、相電圧がゼロとならない第３スイッチングパターンＰ３または第４スイッチングパターンＰ４を積極的に選択してもよい。換言すると、コントローラ３４０は、時間比ｒ１、ｒ２よりも時間比ｒ３、ｒ４を相対的に高く設定してもよい。　
＜ステップＳ３３０＞　コントローラ３４０は、ステップＳ３２１またはＳ３２２において選択された時間比Ｒを最適な配分の値としてＲＯＭ３６０に書き込むことにより、時間比Ｒを最新の値に更新する。　
＜ステップＳ４００＞　コントローラ３４０は、各相のＨブリッジの中のスイッチ素子Ｈ１、Ｌ１、Ｈ２およびＬ２のスイッチング動作を制御するＰＷＭ制御信号を時間比Ｒの更新値に基づいて生成し、駆動回路３５０（図１を参照）に出力する。　
＜ステップＳ５００＞　例えば、コントローラ３４０は、ＰＷＭ制御の停止を検知すると、当該インバータの制御を停止する。コントローラ３４０は、ＰＷＭ制御が継続しているときは、ステップＳ４００において１周期分のＰＷＭ制御信号を生成した後、ステップＳ１００に再び戻り、そのＰＷＭ制御信号に従ったスイッチ素子のスイッチング動作により巻線に流れる相電流を獲得する。　
図６は、本実施形態によるＰＷＭ制御に従って電力変換装置１００を制御したときにモータ２００のＵ相、Ｖ相およびＷ相の各巻線に流れる電流値をプロットして得られる電流波形（正弦波）を例示している。横軸は、モータ電気角（ｄｅｇ）を示し、縦軸は電流値（Ａ）を示す。図５の電流波形において、電気角３０°毎に電流値をプロットしている。Ｉｐｋは各相の最大電流値（ピーク電流値）を表す。例えば、図２に示す処理フローをＰＷＭの１周期毎に繰り返し実行して三相の巻線Ｍ１、Ｍ２およびＭ３を通電することにより、図６に示す電流波形を得ることができる。　
本実施形態によれば、Ｈブリッジにおいて各スイッチ素子を流れる電流量を適切に分散させることができる。４個のスイッチ素子Ｈ１、Ｌ１、Ｈ２およびＬ２の中で特定のスイッチ素子にのみ負荷をかけることなく、４個のスイッチ素子の全体に負荷を分散させることができる。例えば、ハイサイドのスイッチ素子Ｈ１、Ｈ２を流れる平均電流およびローサイドのスイッチ素子Ｌ１、Ｌ２を流れる平均電流のバランスを取ることができる。その結果、特定のスイッチ素子の温度上昇を抑制できる。従って、インバータ全体により多くの電流を流すことが可能となる。　
図７を参照して、本実施形態によるインバータの制御方法の他の具体例を説明する。　
図７は、本実施形態によるインバータの制御方法の他の具体例を示すフローチャートである。以下、図３に示す処理フローと異なる点を主として説明する。
モータ制御の手法に、一般にベクトル制御が広く用いられる。本開示によるインバータの制御方法は、ＰＷＭ制御に関連し、その概念を拡張してベクトル制御の一部に組み込むことが可能である。　
ベクトル制御において、巻線の相電圧を制御するため、通常、目標とする相電圧を示す相電圧指令値Ｖ＊が与えられる。相電圧指令値Ｖ＊を考慮する場合、ＰＷＭの１周期の時間比Ｒは、式（５）の行列を満たす必要がある。式（５）の左辺の行列の階数ｒａｎｋは２であることから、１次独立となる変数は２つ存在することが分かる。従って、式（５）は２つの変数ｒ１、ｒ２を用いて式（６）のように変形することができる。　　
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
式（６）を満足するように変数ｒ１、ｒ２を調整し、式（４）に代入することにより、Ｈブリッジのスイッチ素子Ｈ１、Ｌ１、Ｈ２およびＬ２のそれぞれにおける平均電流ＩＡｖＨ１、ＩＡｖＬ１、ＩＡｖＨ２およびＩＡｖＬ２を求めることができる。　
図７に示すインバータの制御方法は、ベクトル制御において相電圧指令値Ｖ＊を獲得するステップＳ１２０をさらに包含する。　
＜ステップＳ１２０＞　例えば、コントローラ３４０は、ベクトル制御を行う制御ブロック（不図示）から相電圧指令値Ｖ＊を獲得する。　
＜ステップＳ２１０＞　コントローラ３４０は、電源電圧Ｖｄｃ、相電圧指令値Ｖ＊、および、ステップＳ１１０において取得した相電流Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗに基づいて平均電流ＩＡｖを相毎に推定する。例えば、コントローラ３４０は、時間比Ｒの最新の値に代えて、変数ｒ１、ｒ２の最新の値をＲＯＭ３６０から読み出し、式（６）に基づいて平均電流ＩＡｖまたは平均電力損失ＷＡｖの推定値を相毎に算出する。変数ｒ１、ｒ２は、時間比Ｒと同様に、ステップＳ３４０において更新される。　
＜ステップＳ３３０＞　コントローラ３４０は、各素子の平均電力の比率を求める。例えば、各スイッチ素子（Ｈ１、Ｌ１、Ｈ２、Ｌ２）の平均電力の積算値をＪＨ１、ＪＬ１、ＪＨ２、ＪＬ２とすると、ハイサイド側のスイッチ素子Ｈ１、Ｈ２における平均電力の比率ρを、ρ＝（ＪＨ１＋ＪＨ２）／（ＪＨ１＋ＪＬ１＋ＪＨ２＋ＪＬ２）と表すことができる。ローサイド側のスイッチ素子Ｌ１、Ｌ２における平均電力の比率は、ρを用いて（ＪＬ１＋ＪＬ２）／（ＪＨ１＋ＪＬ１＋ＪＨ２＋ＪＬ２）＝１－ρと表すことができる。　
＜ステップＳ３４０＞　コントローラ３４０は、平均電力損失ＷＡｖの最新の積算値をＲＯＭ３６０から読み出す。コントローラ３４０は、最新の積算値を参照しながら、式（６）において変数ｒ１、ｒ２を調整することにより、時間比Ｒの最適な配分を相毎に決定することができる。例えば、ハイサイド側のスイッチ素子における平均電力の比率をρ＊に調整する場合、ρ≧ρ＊ならばｒ２を大きくし、ρ＜ρ＊ならばｒ１を大きくする。コントローラ３４０は、調整した変数ｒ１、ｒ２およびそれらに対応した時間比ＲをＲＯＭ３６０に書き込むことにより、変数ｒ１、ｒ２および時間比Ｒを最新の値に更新する。　
上述した具体例では、スイッチ素子Ｈ１、Ｌ１、Ｈ２およびＬ２の全ての負荷のバランスを取ることを目的としていたが、そのような制御は必ずしも必要とされない。例えば、特定のスイッチ素子の放熱性が悪い場合、そのスイッチ素子に流れる電流を減らす制御が必要とされ得る。また、スイッチ素子の熱特性などを示す他のパラメータを併用することによって、スイッチ素子を流れる電流値を調整することも可能である。　
図８および図９を参照して、本実施形態によるインバータの制御方法のさらなる他の具体例を説明する。　
図８は、スイッチ素子の熱特性を考慮したインバータの制御方法の具体例を示すフローチャートである。この具体例では、Ｈブリッジのローサイドのスイッチ素子Ｌ１、Ｌ２よりもハイサイドのスイッチ素子Ｈ１、Ｈ２の熱特性が良いことが、設計段階などにおいて事前に分かっている場合を想定している。熱特性は、パラメータｄによって表される。コントローラ３４０は、ハイサイドのスイッチ素子Ｈ１、Ｈ２により多くの電流を流すスイッチングパターンを決定する。　
この具体例では、コントローラ３４０は、上側の積算値に対する下側の積算値の比率Ｐ（＝下側の積算値／上側の積算値）と閾値とを比較する。閾値としてパラメータｄを用いることができる。コントローラ３４０は、下側の積算値と上側の積算値を一定に制御する。閾値、つまり、パラメータｄを１にすれば、ハイサイドのスイッチ素子Ｈ１、Ｈ２に流れる電流は、ローサイドのスイッチ素子Ｌ１、Ｌ２に流れる電流と同じになる。閾値ｄを１よりも大きく設定すると、ローサイドのスイッチ素子Ｌ１、Ｌ２により多くの電流を流し、閾値ｄを１未満に設定すると、ハイサイドのスイッチ素子Ｈ１、Ｈ２により多くの電流を流すことが可能となる。　
例えば、比率Ｐが閾値ｄ以上であるとき、コントローラ３４０は、第１スイッチングパターンＰ１を積極的に選択し、比率Ｐが閾値ｄ未満であるとき、コントローラ３４０は、第２スイッチングパターンＰ２を積極的に選択する。このように、コントローラ３４０は、パラメータｄをさらに利用して、時間比Ｒの最適な配分を相毎に決定することができる。　
図９は、ハイサイドのスイッチ素子Ｈ１、Ｈ２の実温度と、ローサイドのスイッチ素子Ｌ１、Ｌ２の実温度とを温度センサを用いて測定することにより、各スイッチ素子に流れる電流量を調整するインバータの制御方法の具体例を示すフローチャートである。　
温度センサは、例えばサーミスタである。Ｈブリッジは、例えばスイッチ素子毎にサーミスタ（不図示）を備えることができる。コントローラ３４０は、ハイサイドのスイッチ素子Ｈ１、Ｈ２およびローサイドのスイッチ素子Ｌ１、Ｌ２の間の温度差ΔＴに応じて、スイッチングパターンを決定することができる（ステップＳ３１０、３１１）。ステップＳ３１０では、温度差ΔＴ１は、ハイサイドのスイッチ素子Ｈ１、Ｈ２の温度からローサイドのスイッチ素子Ｌ１、Ｌ２の温度を差し引いた温度差を表す。ステップＳ３１１では、温度差ΔＴ２は、ローサイドのスイッチ素子Ｌ１、Ｌ２の温度からハイサイドのスイッチ素子Ｈ１、Ｈ２の温度を差し引いた温度差を表す。　
コントローラ３４０は、温度差ΔＴ１またはΔＴ２と閾値とを比較することにより、スイッチングパターンを決定する。例えば、温度に関する閾値として数Ｋ程度を設定することができる。温度差ΔＴ１が閾値以上である場合（ステップＳ３１０）、ハイサイドのスイッチ素子Ｈ１、Ｈ２には過剰な電流が流れている。その場合、コントローラ３４０は、第２スイッチングパターンＰ２を積極的に選択する（ステップＳ３２１）。この選択により、ローサイドのスイッチ素子Ｌ１、Ｌ２により多くの電流を流すことができる。　
温度差ΔＴ１が閾値未満であり、かつ、温度差ΔＴ２が閾値以上である場合（ステップＳ３１１）、ローサイドのスイッチ素子Ｌ１、Ｌ２には過剰な電流が流れている。その場合、コントローラ３４０は、第１スイッチングパターンＰ１を積極的に選択する（ステップＳ３２２）。この選択により、ハイサイドのスイッチ素子Ｈ１、Ｈ２により多くの電流を流すことができる。温度差ΔＴ２が閾値未満である場合、コントローラ３４０は、第１および第２スイッチングパターンＰ１、Ｐ２を同等に選択することができる（ステップＳ３２３）。このように、コントローラ３４０は、各スイッチ素子の温度の測定結果に基づいて、時間比Ｒの最適な配分を相毎に決定することが可能となる。　
コントローラ３４０は、例えばＲＯＭ３６０に記録された平均電流ＩＡｖの積算値を定期的に、例えば５分毎にリセットすることが好ましい。長時間において積算値を取得すると、その値は電流総量として扱えない値になり得る。リセットによりこれを回避することができる。　
本開示のインバータの制御方法は、１個のインバータを用いてモータを駆動する、いわゆるシングルインバータタイプの電力変換装置、または、例えば特開２０１６－３４２０４号公報に開示された、２個のインバータを備える電力変換装置にも好適に利用することができる。例えば、１個のレグが故障しても残りのレグを用いてモータ駆動を継続できるように、冗長設計を取り入れた電力変換装置が検討されている。　
冗長設計によると、例えばＹ結線された五相または四相モータを三相または二相などで駆動することが可能となる。このような電力変換装置では、冗長性が故に通電パターンまたは電流経路、すなわち、スイッチ素子の使用頻度に偏りが発生し得る。そのため、インバータ全体で各スイッチ素子の使用頻度を可能な限り平滑することにより、負荷を分散させることが望まれる。　
本開示のインバータの制御方法によれば、上述したような様々なタイプの電力変換装置において、各スイッチ素子をバランスよく使用して負荷を分散させてインバータ全体の発熱限界を広げることにより、より多くの電流をインバータに流すことが可能となる。　
（実施形態２）　図１０は、本実施形態によるモータモジュール２０００のハードウェアブロック構成を模式的に示し、主に、モータ駆動ユニット１０００のハードウェアブロック構成を模式的に示している。図１１は、モータ駆動ユニット１０００の電力変換装置１００の回路構成例を模式的に示している。以下、モータ駆動ユニット１０００の電力変換装置１００のより詳細な構造を主に説明する。　
モータモジュール２０００は、モータ２００およびモータ駆動ユニット１０００を備える。モータモジュール２０００は、モジュール化されて、例えば、モータ、センサ、プリドライバおよびコントローラを備える機電一体型モータとして製造および販売され得る。　
モータ駆動ユニット１０００は、電力変換装置１００および制御回路３００を備える。モータ駆動ユニット１０００は、モータ２００に接続され、かつ、コイル１０２を介して電源１０１に接続される。　
制御回路３００の構造および機能は、実施形態１で説明したとおりである。モータモジュール２０００において、制御回路３００の各部品は、例えば１枚の回路基板（典型的にはプリント基板）に実装される。例えば、制御回路３００のコントローラ３４０は、図１、図２または図３に例示するフローチャートに従ってＰＷＭ信号を生成し駆動回路３５０に出力することができる。または、例えば、コントローラ３４０は、図８または図９に例示するフローチャートに従ってＰＷＭ信号を生成し駆動回路３５０に出力することができる。　
電力変換装置１００は、例えば、切替回路１１０、第１インバータ１２０、第２インバータ１３０および電流センサ１５０を備える。　
第１インバータ１２０は、各相に対応した端子Ｕ＿Ｌ、Ｖ＿ＬおよびＷ＿Ｌを有する。第２インバータ１３０は、各相に対応した端子Ｕ＿Ｒ、Ｖ＿ＲおよびＷ＿Ｒを
有する。第１インバータ１２０の端子Ｕ＿Ｌは、Ｕ相の巻線Ｍ１の一端に接続され、端子Ｖ＿Ｌは、Ｖ相の巻線Ｍ２の一端に接続され、端子Ｗ＿Ｌは、Ｗ相の巻線Ｍ３の一端に接続される。第１インバータ１２０と同様に、第２インバータ１３０の端子Ｕ＿Ｒは、Ｕ相の巻線Ｍ１の他端に接続され、端子Ｖ＿Ｒは、Ｖ相の巻線Ｍ２の他端に接続され、端子Ｗ＿Ｒは、Ｗ相の巻線Ｍ３の他端に接続される。　
第１インバータ１２０は、各々がローサイドスイッチ素子およびハイサイドスイッチ素子を有する３個のレグを備える。Ｕ相用レグは、ローサイドスイッチ素子１２１Ｌおよびハイサイドスイッチ素子１２１Ｈを有する。Ｖ相用レグは、ローサイドスイッチ素子１２２Ｌおよびハイサイドスイッチ素子１２２Ｈを有する。Ｗ相用レグは、ローサイドスイッチ素子１２３Ｌおよびハイサイドスイッチ素子１２３Ｈを有する。　
スイッチ素子として、例えば、寄生ダイオードが内部に形成されたＭＯＳＦＥＴ、または、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）とそれに並列接続された還流ダイオードとの組み合わせを用いることができる。本実施形態では、スイッチ素子としてＭＯＳＦＥＴを用いる例を説明する。　
第１インバータ１２０は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各相の巻線に流れる電流を検出するための電流センサ１５０として、３個のシャント抵抗１２１Ｒ、１２２Ｒおよび１２３Ｒを備える。電流センサ１５０は、各シャント抵抗に流れる電流を検出する電流検出回路（不図示）を含む。図１１に示すように、例えば、３個のシャント抵抗１２１Ｒ、１２２Ｒおよび１２３Ｒは、第１インバータ１２０の３個のレグに含まれる３個のローサイドスイッチ素子１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３ＬとＧＮＤの間にそれぞれ接続され得る。　
第２インバータ１３０は、第１インバータ１２０と同様に、各々がローサイドスイッチ素子およびハイサイドスイッチ素子を有する３個のレグを備える。Ｕ相用レグは、ローサイドスイッチ素子１３１Ｌおよびハイサイドスイッチ素子１３１Ｈを有する。Ｖ相用レグは、ローサイドスイッチ素子１３２Ｌおよびハイサイドスイッチ素子１３２Ｈを有する。Ｗ相用レグは、ローサイドスイッチ素子１３３Ｌおよびハイサイドスイッチ素子１３３Ｈを有する。また、第２インバータ１３０は、３個のシャント抵抗１３１Ｒ、１３２Ｒおよび１３３Ｒを備える。それらのシャント抵抗は、３個のレグに含まれる３個のローサイドスイッチ素子１３１Ｌ、１３２Ｌ、１３３ＬとＧＮＤの間に接続され得る。　
各インバータに対し、シャント抵抗の数は３つに限られない。例えば、Ｕ相、Ｖ相用の２つのシャント抵抗、Ｖ相、Ｗ相用の２つのシャント抵抗、および、Ｕ相、Ｗ相用の２つのシャント抵抗を用いることが可能である。使用するシャント抵抗の数およびシャント抵抗の配置は、製品コストおよび設計仕様などを考慮して適宜決定される。　
切替回路１１０は、第１から第４スイッチ素子１１１、１１２、１１３および１１４を有する。電力変換装置１００において、第１および第２インバータ１２０、１３０は、切替回路１１０によって電源１０１とＧＮＤとに電気的にそれぞれ接続可能である。具体的に説明すると、第１スイッチ素子１１１は、第１インバータ１２０とＧＮＤとの接続・非接続を切替える。第２スイッチ素子１１２は、電源１０１と第１インバータ１２０との接続・非接続を切替える。第３スイッチ素子１１３は、第２インバータ１３０とＧＮＤとの接続・非接続を切替える。第４スイッチ素子１１４は、電源１０１と第２インバータ１３０との接続・非接続を切替える。　
第１から第４スイッチ素子１１１、１１２、１１３および１１４のオン・オフは、例えばコントローラ３４０（図１０を参照）または専用ドライバ（不図示）によって制御され得る。第１から第４スイッチ素子１１１、１１２、１１３および１１４は、双方向の電流を遮断することが可能である。第１から第４スイッチ素子１１１、１１２、１１３および１１４として、例えば、サイリスタ、アナログスイッチＩＣまたは寄生ダイオードが内部に形成されたＭＯＳＦＥＴなどの半導体スイッチ、および、メカニカルリレーなどを用いることができる。ダイオードおよびＩＧＢＴなどの組み合わせを用いても構わない。本実施形態では、第１から第４スイッチ素子１１１、１１２、１１３および１１４として、ＭＯＳＦＥＴを用いる。以降、第１から第４スイッチ素子１１１、１１２、１１３および１１４を、ＳＷ１１１、１１２、１１３および１１４とそれぞれ表記する。　
ＳＷ１１１は、内部の寄生ダイオードに順方向電流が第１インバータ１２０に向けて流れるよう配置される。ＳＷ１１２は、寄生ダイオードに順方向電流が電源１０１に向けて流れるよう配置される。ＳＷ１１３は、寄生ダイオードに順方向電流が第２インバータ１３０に向けて流れるよう配置される。ＳＷ１１４は、寄生ダイオードに順方向電流が電源１０１に向けて流れるよう配置される。　
切替回路１１０は、図１１に示すように、逆接続保護用の第５および第６スイッチ素子１１５、１１６をさらに有していてもよい。第５および第６スイッチ素子１１５、１１６は、典型的に、寄生ダイオードを有するＭＯＳＦＥＴの半導体スイッチである。第５スイッチ素子１１５は、ＳＷ１１２に直列に接続され、寄生ダイオードにおいて第１インバータ１２０に向けて順方向電流が流れるよう配置される。第６スイッチ素子１１６は、ＳＷ１１４に直列に接続され、寄生ダイオードにおいて第２インバータ１３０に向けて順方向電流が流れるよう配置される。電源１０１が逆向きに接続された場合でも、逆接続保護用の２つのスイッチ素子によって逆電流を遮断することができる。　
図示する例に限られず、使用するスイッチ素子の個数は、設計仕様などを考慮して適宜決定される。特に車載分野においては、安全性の観点から高い品質保証が要求されるので、各インバータ用として複数のスイッチ素子を設けておくことが好ましい。　
電源１０１は所定の電源電圧（例えば１２Ｖ）を生成する。電源１０１として、例えば直流電源が用いられる。ただし、電源１０１は、ＡＣ－ＤＣコンバータまたはＤＣ－ＤＣコンバータであってもよいし、バッテリー（蓄電池）であってもよい。　
電源１０１は、第１および第２インバータ１２０、１３０に共通の単一電源であってもよいし、第１インバータ１２０用の第１電源および第２インバータ１３０用の第２電源を個別に備えていてもよい。　
電源１０１と切替回路１１０の間にコイル１０２が設けられている。コイル１０２は、ノイズフィルタとして機能し、各インバータに供給する電圧波形に含まれる高周波ノイズ、または各インバータで発生する高周波ノイズを電源１０１側に流出させないように平滑化する。また、電源供給線に、コンデンサ１０３が接続されている。コンデンサ１０３は、いわゆるバイパスコンデンサであり、電圧リプルを抑制する。コンデンサ１０３は、例えば電解コンデンサであり、容量および使用する個数は設計仕様などによって適宜決定される。　
本実施形態では、２個のインバータを有する電力変換装置を備えるモータ駆動ユニットを説明した。しかしながら、本開示はこれに限定されず、上述したような冗長設計を取り入れた、１個のインバータを有する電力変換装置を備えるモータ駆動ユニットであり得る。　
（実施形態３）　図１２は、本実施形態による電動パワーステアリング装置３０００の典型的な構成を模式的に示している。　
自動車等の車両は一般に、電動パワーステアリング（ＥＰＳ）装置を有する。本実施形態による電動パワーステアリング装置３０００は、ステアリングシステム５２０、および補助トルクを生成する補助トルク機構５４０を有する。電動パワーステアリング装置３０００は、運転者がステアリングハンドルを操作することによって発生するステアリングシステムの操舵トルクを補助する補助トルクを生成する。補助トルクにより、運転者の操作の負担は軽減される。　
ステアリングシステム５２０は、例えば、ステアリングハンドル５２１、ステアリングシャフト５２２、自在軸継手５２３Ａ、５２３Ｂ、回転軸５２４、ラックアンドピニオン機構５２５、ラック軸５２６、左右のボールジョイント５５２Ａ、５５２Ｂ、タイロッド５２７Ａ、５２７Ｂ、ナックル５２８Ａ、５２８Ｂ、および左右の操舵車輪５２９Ａ、５２９Ｂを備える。　
補助トルク機構５４０は、例えば、操舵トルクセンサ５４１、自動車用電子制御ユニット（ＥＣＵ）５４２、モータ５４３および減速機構５４４を備える。操舵トルクセンサ５４１は、ステアリングシステム５２０における操舵トルクを検出する。ＥＣＵ（電子制御ユニット）５４２は、操舵トルクセンサ５４１の検出信号に基づいて駆動信号を生成する。モータ５４３は、駆動信号に基づいて操舵トルクに応じた補助トルクを生成する。モータ５４３は、減速機構５４４を介してステアリングシステム５２０に、生成した補助トルクを伝達する。　
ＥＣＵ５４２は、例えば、実施形態１によるコントローラ３４０および駆動回路３５０などを有する。自動車ではＥＣＵを核とした電子制御システムが構築される。電動パワーステアリング装置３０００では、例えば、ＥＣＵ５４２、モータ５４３およびインバータ５４５によって、モータ駆動ユニットが構築される。そのユニットに、実施形態２によるモータモジュール２０００を好適に用いることができる。
本開示の実施形態は、掃除機、ドライヤ、シーリングファン、洗濯機、冷蔵庫および電動パワーステアリング装置などの、各種モータを備える多様な機器に幅広く利用され得る。
１００　　：電力変換装置１０１　　：電源１０２　　：コイル１０３　　：コンデンサ１１０　　：切替回路１２０　　：第１インバータ１３０　　：第２インバータ１５０　　：電流センサ２００　　：モータ３００　　：制御回路３１０　　：電源回路３２０　　：角度センサ３３０　　：入力回路３４０　　：コントローラ３５０　　：駆動回路３６０　　：ＲＯＭ１０００　：モータ駆動ユニット２０００　　：モータモジュール３０００　　：電動パワーステアリング装置

Claims (19)

  1. ｎ相（ｎは３以上の整数）の巻線を有するモータに電力を供給するインバータの複数のスイッチ素子のスイッチング動作を制御するインバータの制御方法であって、前記スイッチング動作の１周期は、各々が独立した時間比を有する複数のスイッチングパターンの期間から構成され、前記複数のスイッチングパターンの各々の時間比の総和は１であり、前記時間比は、前記スイッチング動作の１周期毎に変化し得る値であり、

    　前記ｎ相の巻線の相電流を獲得する電流獲得ステップと、

    　前記複数のスイッチングパターンの時間比の最新の値と前記相電流とに基づいて、前記複数のスイッチ素子の各々に流れる前記１周期当たりの平均電流を推定する推定ステップと、

    　前記平均電流の推定値に基づいて前記複数のスイッチングパターンの時間比の最適な配分を相毎に決定し、かつ、前記時間比の最新の値を前記最適な配分の値に変更することにより、前記複数のスイッチングパターンの時間比を相毎に更新する更新ステップと、

    　前記複数のスイッチングパターンの時間比の更新値に基づいて、前記複数のスイッチ素子のスイッチング動作を制御する制御信号を生成する生成ステップと、を包含し、

    　前記電流獲得ステップ、前記推定ステップ、前記更新ステップおよび前記生成ステップを繰り返し実行する、制御方法。
  2. 前記推定ステップにおいて、前記平均電流または前記平均電流に基づき求まる平均電力損失の推定値をメモリに書き込む、請求項１に記載の制御方法。
  3. 前記推定ステップで取得した前記平均電流または前記平均電流に基づき求まる平均電力損失の推定値をスイッチ素子毎に積算し、積算値をメモリに書き込む積算ステップをさらに包含する、請求項１に記載の制御方法。
  4. 前記積算ステップにおいて、前記メモリに記録された前記積算値を定期的にリセットする、請求項３に記載の制御方法。
  5. ベクトル制御において相電圧指令値を獲得するステップをさらに包含し、

    　前記推定ステップにおいて、電源電圧、前記相電圧指令値および前記相電流に基づいて前記平均電流を相毎に推定する、請求項１から４のいずれかに記載の制御方法。
  6. 前記インバータは、前記モータの各相の巻線の一端に接続され、ｎ個のレグを有する第１インバータと、前記各相の巻線の他端に接続され、ｎ個のレグを有する第２インバータと、を備え、

    　前記複数のスイッチングパターンは、第１時間比を有する第１スイッチングパターン、第２時間比を有する第２スイッチングパターン、第３時間比を有する第３スイッチングパターンおよび第４時間比を有する第４スイッチングパターンを含み、前記第１から第４時間比の総和は１であり、

    　前記第１および第２スイッチングパターンは、巻線の相電圧を０Ｖとするパターンであり、前記第３スイッチングパターンは、巻線の相電圧を電源電圧とするパターンであり、

    前記第４スイッチングパターンは、巻線の相電圧を前記電源電圧の逆電圧とするパターンである、請求項３または４に記載の制御方法。
  7. 前記更新ステップにおいて、前記積算ステップで取得した最新の前記積算値と、前記メモリに予め保持された閾値とをスイッチ素子毎に比較し、前記積算値が前記閾値よりも大きい場合、前記第３および第４時間比よりも前記第１および第２時間比を高く設定することによって、前記第１から第４時間比の前記最適な配分を相毎に決定する、請求項６に記載の制御方法。
  8. 前記積算値が前記閾値よりも大きい場合、前記第３または第４時間比をゼロに設定する、請求項７に記載の制御方法。
  9. ベクトル制御において相電圧指令値を求めるステップをさらに包含し、

    　前記推定ステップにおいて、前記電源電圧、前記相電圧指令値および前記相電流に基づいて前記平均電流を相毎に推定する、請求項６から８のいずれかに記載の制御方法。
  10. 前記第１から第４スイッチングパターンの時間比は、式（１）によって決定され、ここで、ｒ１、ｒ２、ｒ３およびｒ４は、前記第１から第４時間比をそれぞれ表し、Ｖ＊は前記相電圧指令値を表し、Ｖｄｃは前記電源電圧を表し、

    　前記更新ステップにおいて、前記積算ステップで取得した最新の前記積算値を参照して、式（１）の変数ｒ１、ｒ２を調整することにより、前記第１から第４時間比の最適な配分を相毎に決定する、請求項９に記載の制御方法。　　
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
  11. 前記更新ステップにおいて、各スイッチ素子の熱特性を示すパラメータをさらに用いて前記複数のスイッチングパターンの時間比の前記最適な配分を相毎に決定する、請求項１から１０のいずれかに記載の制御方法。
  12. 温度センサを用いて各スイッチ素子の温度を測定するステップをさらに包含し、

    　前記更新ステップにおいて、各スイッチ素子の温度の測定結果に基づいて前記複数のスイッチングパターンの時間比の前記最適な配分を相毎に決定する、請求項１から１０のいずれかに記載の制御方法。
  13. 前記更新ステップにおいて、前記積算ステップで取得した最新の前記積算値のうち、前記第１インバータの前記ｎ個のレグ、前記第２インバータの前記ｎ個のレグおよび前記ｎ相の巻線から構成されるｎ個のＨブリッジの各相のブリッジにおいて、ハイサイド側の２個のスイッチ素子の積算値を合算した値である上側の積算値と、ローサイド側の２個のスイッチ素子の積算値を合算した値である下側の積算値とに基づいて、前記第１から第４時間比の前記最適な配分を相毎に決定する、請求項６に記載の制御方法。
  14. 前記下側の積算値は前記上側の積算値よりも大きい場合、前記第１パターンを積極的に選択し、

    　前記下側の積算値は前記上側の積算値以下である場合、前記第２パターンを積極的に選択する、請求項１３に記載の制御方法。
  15. 前記上側の積算値に対する前記下側の積算値の比率が、前記メモリに予め保持された閾値よりも大きい場合、前記第１パターンを積極的に選択し、

    　前記比率が、前記閾値以下である場合、前記第２パターンを積極的に選択する、請求項１３に記載の制御方法。
  16. ｎ相（ｎは３以上の整数）の巻線を有するモータに電力を供給するインバータの複数のスイッチ素子のスイッチング動作を制御する制御方法であって、　前記ｎ相の巻線の相電流を獲得し、

    　前記複数のスイッチ素子の各々に流れる、前記スイッチング動作の１周期当たりの平均電流を前記相電流に基づいて推定し、

    　前記平均電流の推定値に基づいて、前記複数のスイッチ素子の各々に流れる電流のバランスを相毎に最適化し、

    　前記複数のスイッチ素子のスイッチング動作を制御する制御信号を、最適化した結果に基づいて生成する、制御方法。
  17. ｎ相（ｎは３以上の整数）の巻線を有するモータに電力を供給し、複数のスイッチ素子を有するインバータと、

    　前記複数のスイッチ素子のスイッチング動作を制御する制御回路であって、前記スイッチング動作の１周期は、各々が独立した時間比を有する複数のスイッチングパターンの期間から構成され、前記複数のスイッチングパターンの各々の時間比の総和は１であり、前記時間比は、前記スイッチング動作の１周期毎に変化し得る値であり、

    　　前記ｎ相の巻線の相電流を獲得し、

    　　前記複数のスイッチングパターンの時間比の最新の値と前記相電流とに基づいて、前記複数のスイッチ素子の各々に流れる前記１周期当たりの平均電流を相毎に推定し、

    　　前記平均電流の推定値に基づいて前記複数のスイッチングパターンの時間比の最適な配分を相毎に決定し、かつ、前記時間比の最新の値を前記最適な配分の値に変更することにより、前記複数のスイッチングパターンの時間比を更新し、

    　　前記複数のスイッチングパターンの時間比の更新値に基づいて、前記複数のスイッチ素子のスイッチング動作を制御する制御信号を生成することを繰り返し実行する制御回路と、

    を備える、モータ駆動ユニット。
  18. モータと、

    　請求項１７に記載のモータ駆動ユニットと、

    を備えるモータモジュール。
  19. 請求項１８に記載のモータモジュールを備える電動パワーステアリング装置。
PCT/JP2018/022923 2017-09-07 2018-06-15 インバータの制御方法、モータ駆動ユニット、モータモジュールおよび電動パワーステアリング装置 WO2019049459A1 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201880053624.6A CN111034005B (zh) 2017-09-07 2018-06-15 逆变器的控制方法、马达驱动单元、马达模块以及电动助力转向装置

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2017172292 2017-09-07
JP2017-172292 2017-09-07

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2019049459A1 true WO2019049459A1 (ja) 2019-03-14

Family

ID=65635242

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2018/022923 WO2019049459A1 (ja) 2017-09-07 2018-06-15 インバータの制御方法、モータ駆動ユニット、モータモジュールおよび電動パワーステアリング装置

Country Status (2)

Country Link
CN (1) CN111034005B (ja)
WO (1) WO2019049459A1 (ja)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2021114826A (ja) * 2020-01-17 2021-08-05 株式会社デンソー モータ制御装置
CN113315502A (zh) * 2020-02-26 2021-08-27 Abb瑞士股份有限公司 功率开关控制

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH10337084A (ja) * 1997-05-30 1998-12-18 Aisin Seiki Co Ltd スイッチングモジュ−ルの過熱保護装置
JP2011045214A (ja) * 2009-08-24 2011-03-03 Daikin Industries Ltd インバータ装置
JP2014121129A (ja) * 2012-12-14 2014-06-30 Honda Motor Co Ltd 駆動制御装置及び該駆動制御装置を適用した電動パワーステアリング装置
JP2017022927A (ja) * 2015-07-14 2017-01-26 株式会社日本自動車部品総合研究所 電力変換装置

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007221857A (ja) * 2006-02-14 2007-08-30 Honda Motor Co Ltd モータ制御装置
JP6067105B2 (ja) * 2013-04-12 2017-01-25 三菱電機株式会社 電力変換装置、およびそれを備えたモータ駆動装置、およびそれを備えた送風機、圧縮機、およびそれらを備えた空気調和機、冷蔵庫、ならびに冷凍機
WO2015083244A1 (ja) * 2013-12-03 2015-06-11 三菱電機株式会社 電力変換装置、およびそれを備えたモータ駆動装置、およびそれを備えた送風機、圧縮機、およびそれらを備えた空気調和機、冷蔵庫、ならびに冷凍機

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH10337084A (ja) * 1997-05-30 1998-12-18 Aisin Seiki Co Ltd スイッチングモジュ−ルの過熱保護装置
JP2011045214A (ja) * 2009-08-24 2011-03-03 Daikin Industries Ltd インバータ装置
JP2014121129A (ja) * 2012-12-14 2014-06-30 Honda Motor Co Ltd 駆動制御装置及び該駆動制御装置を適用した電動パワーステアリング装置
JP2017022927A (ja) * 2015-07-14 2017-01-26 株式会社日本自動車部品総合研究所 電力変換装置

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2021114826A (ja) * 2020-01-17 2021-08-05 株式会社デンソー モータ制御装置
JP7283402B2 (ja) 2020-01-17 2023-05-30 株式会社デンソー モータ制御装置
CN113315502A (zh) * 2020-02-26 2021-08-27 Abb瑞士股份有限公司 功率开关控制
CN113315502B (zh) * 2020-02-26 2024-03-26 Abb瑞士股份有限公司 功率开关控制

Also Published As

Publication number Publication date
CN111034005A (zh) 2020-04-17
CN111034005B (zh) 2022-11-29

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2017150641A1 (ja) 電力変換装置、モータ駆動ユニットおよび電動パワーステアリング装置
WO2018173424A1 (ja) 電力変換装置、モータ駆動ユニットおよび電動パワーステアリング装置
JP7070420B2 (ja) 電力変換装置、モータ駆動ユニットおよび電動パワーステアリング装置
JP6361541B2 (ja) 回転電機の制御装置
JP7088200B2 (ja) モータ制御方法、電力変換装置、モータモジュールおよび電動パワーステアリング装置
JP6217554B2 (ja) インバータ装置
JP7070575B2 (ja) 電力変換装置、モータモジュールおよび電動パワーステアリング装置
JP7014183B2 (ja) 電力変換装置、モータ駆動ユニットおよび電動パワーステアリング装置
JPWO2019054026A1 (ja) 電力変換装置、モータモジュールおよび電動パワーステアリング装置
US11114969B2 (en) Power converter, motor driving unit, and electric power steering device
US20200274461A1 (en) Electric power conversion device, motor driver, and electric power steering device
US11031880B2 (en) Power converter, motor driving unit, and electric power steering device
US11095233B2 (en) Electric power conversion apparatus, motor drive unit and electric motion power steering apparatus
JPWO2018061818A1 (ja) 電力変換装置、モータ駆動ユニットおよび電動パワーステアリング装置
WO2019049459A1 (ja) インバータの制御方法、モータ駆動ユニット、モータモジュールおよび電動パワーステアリング装置
US11476777B2 (en) Power conversion device, driving device, and power steering device
JP7010282B2 (ja) 電力変換装置、モータ駆動ユニットおよび電動パワーステアリング装置
WO2019021647A1 (ja) 電力変換装置、モータモジュールおよび電動パワーステアリング装置
US11420672B2 (en) Power conversion device, motor drive unit, and electric power steering device
WO2019150911A1 (ja) 電力変換装置、駆動装置およびパワーステアリング装置
WO2019064725A1 (ja) 電力変換装置、モータモジュールおよび電動パワーステアリング装置
WO2019064830A1 (ja) 電力変換装置、モータモジュールおよび電動パワーステアリング装置
WO2019064829A1 (ja) 電力変換装置、モータモジュールおよび電動パワーステアリング装置
JP2021045012A (ja) 電力変換装置、駆動装置およびパワーステアリング装置

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 18854848

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 18854848

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: JP