CN107231099A - 一种三相四桥臂高频链矩阵式整流器拓扑及调制方法 - Google Patents

一种三相四桥臂高频链矩阵式整流器拓扑及调制方法 Download PDF

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Abstract

一种三相四桥臂高频链矩阵式整流器拓扑及调制方法，所述拓扑主要由三相电网电压，采样电阻Rs，输入滤波器L，三相四桥臂矩阵变换器，高频变压器T，二极管桥式不控整流电路、输出滤波器C以及负载R连接构成。所述调制方法为解结耦SAPWM调制方法，将三相四桥臂高频链矩阵式整流器解耦成正负两组普通的三相四桥臂PWM整流器。通过逻辑组合和变换生成“解耦”电路中各开关器件的驱动脉冲；SAPWM调制即鞍型脉宽调制，通过零轴注入与SAPWM调制波中谐波分量近似的三角波谐波来生成SAPWM调制波实现。三相SAPWM调制波与高频方波进行逻辑合成，分别驱动前三桥臂的可控开关管。本发明具有性能优良、输出电压稳定、降低元器件耐压等级、降低输入电流低次谐波的含量等优点。

Description

一种三相四桥臂高频链矩阵式整流器拓扑及调制方法
技术领域
本发明涉及电力电子功率变换器拓扑及调制领域，尤其是一种三相四桥臂高频链矩阵式整流器电路拓扑及调制方法。
背景技术
整流器是一种把交流电能转换成直流电能的拓扑装置。高频链整流技术与常规整流技术的最大不同在于其利用高频变压器实现能量传递及输入与输出的电器隔离，从而减小了变压器的体积和重量，降低了成本，提高了电能利用率，改善了整流器的工作特性。
高频链矩阵式整流器在矩阵变换器拓扑的基础上加入了高频变压器和后级桥式整流电路，可以实现网侧单位功率因数，恒定的直流电压输出和交流电流正弦化，能量可双向流动，有利于实现系统的高频化、轻量化，并且具有PWM整流器的优点，即解决了采用二极管的不控整流和采用晶闸管的相控整流所造成的电网无功和谐波污染。
目前，电压型三相高频链矩阵式整流器具有可输出正负电压，高功率密度，减小输入电流谐波含量等优点，在电压型三相高频链矩阵式整流器拓扑基础上，引入第四桥臂可构成三相四桥臂高频链矩阵式整流器拓扑。丰富了三相电压型高频链矩阵式整流器的拓扑结构。但当三相输入电源不平衡时，3P3W(three-phase three-wire)系统由于自身电路拓扑无法给输入不平衡电流提供零序电流通路，为了抑制输入电流的畸变度和保证系统功率因数通常需要增加额外控制策略以满足整流器性能要求，因此，选择合适的控制方法，可以使三相四桥臂高频链矩阵式整流器具有比三相三桥臂高频链矩阵式整流器更优良的工作性能。
发明内容
本发明目的在于提供一种当三相输入电源不平衡时控制灵活且工作性能优良的三相四桥臂高频链矩阵式整流器拓扑及调制方法。
为实现上述目的，采用了以下技术方案：本发明所述整流器拓扑由三相电网电压、采样电阻、输入滤波器、三相四桥臂矩阵变换器、高频变压器T、二极管桥式不控整流电路、输出滤波器C以及负载R连接构成；
三相电网电压ea的正极与采样电阻Rs1相连；三相电网电压eb的正极与采样电阻Rs2相连；三相电网电压ec的正极与采样电阻Rs3相连；采样电阻Rs1与输入滤波器La的一端相连；采样电阻Rs2与输入滤波器Lb的一端相连；采样电阻Rs3与输入滤波器Lc的一端相连；输入滤波器La的另一端与可控开关管Snua的集电极、可控开关管Spda的集电极相连；输入滤波器Lb的另一端与可控开关管Snub的集电极、可控开关管Spdb的集电极相连；输入滤波器Lc的另一端与可控开关管Snuc的集电极、可控开关管Spdc的集电极相连；三相电网电压ea、eb、ec的负极均与可控开关管Snud的集电极、可控开关管Spdd的集电极相连；可控开关管Snua的发射极与可控开关管Spua的发射极相连，可控开关管Spua的集电极与高频变压器T原边的一端相连；可控开关管Spda的发射极与可控开关管Snda的发射极相连，可控开关管Snda的集电极与高频变压器T原边的另一端相连；可控开关管Snub的发射极与可控开关管Spub的发射极相连，可控开关管Spub的集电极与高频变压器T原边的一端相连；可控开关管Spdb的发射极与可控开关管Sndb的发射极相连，可控开关管Sndb的集电极与高频变压器T原边的另一端相连；可控开关管Snuc的发射极与可控开关管Spuc的发射极相连，可控开关管Spuc的集电极与高频变压器T原边的一端相连；可控开关管Spdc的发射极与可控开关管Sndc的发射极相连，可控开关管Sndc的集电极与高频变压器T原边的另一端相连；可控开关管Snud的发射极与可控开关管Spud的发射极相连，可控开关管Spud的集电极与高频变压器T原边的一端相连；可控开关管Spdd的发射极与可控开关管Sndd的发射极相连，可控开关管Sndd的集电极与高频变压器T原边的另一端相连；高频变压器T副边的一端分别与二极管D1的阳极和二极管D2的阴极相连，高频变压器T副边的另一端分别于二极管D3的阳极和二极管D4的阴极相连；二极管D1的阴极与二极管D3的阴极相连后分别与输出滤波器C的一端和负载R的一端相连，二极管D2的阳极与二极管D4的阳极相连后分别与输出滤波器C的另一端和负载R的另一端相连。
本发明所述一种三相四桥臂高频链矩阵式整流器拓扑的解结耦SAPWM调制方法，将解结耦思想与三次谐波注入法的SAPWM控制策略相结合，“解结耦”包括“解耦”和“结耦”两部分内容；解耦即分解双向可控开关电路为单相可控开关电路，将三相四桥臂高频链矩阵式整流器解耦成正负两组普通的三相四桥臂PWM整流器；结耦即通过逻辑组合和变换生成“解耦”电路中各开关器件的驱动脉冲；SAPWM调制即鞍型脉宽调制，通过零轴注入与SAPWM调制波中谐波分量近似的三角波谐波来生成SAPWM调制波而实现；三相SAPWM调制波与高频方波进行逻辑合成，分别驱动前三桥臂的可控开关管；第四桥臂直接由3次谐波作为其调制信号。
工作过程如下：
三相电网电压经过输入滤波器L，滤除交流侧电流中的高次谐波成分，使网侧电流正弦化，接着经过四桥臂矩阵变换器，得到正负交替的高频交流电压信号，进而通过高频变压器T进行电气隔离，最后通过不控整流桥以及输出滤波电容将高频交流电压转变成恒定的直流电压。
与现有技术相比，本发明具有如下优点：在电路拓扑方面，通过引入第四桥臂，在电网电压不平衡工况下使高频链矩阵式整流器的性能更加优良，输出电压更加稳定。在控制策略方面，通过解结耦SAPWM调制方法的使用，直流母线电压利用率得到提升，有助于降低元器件耐压等级，实现了网侧单位功率因数，降低了输入电流低次谐波的含量。
附图说明
图1为本发明三相四桥臂高频链矩阵式整流器电路拓扑图。
图2为交错并联型双Buck-Boost变换器拓扑图。
图3为本发明中三次谐波电流生成以及SAPWM调制波实现电路示意图。
图4为三相四桥臂高频链矩阵式整流器驱动信号结耦逻辑图。
图5为三相四桥臂高频链矩阵式整流器在高频周期内的驱动波形图。
图6为本发明方法控制下的三相四桥臂高频链矩阵式整流器的正组变换器一个高频周期内的模态电路图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明做进一步说明：
本发明所述三相四桥臂高频链矩阵式整流器拓扑由三相电网电压，采样电阻Rs，输入滤波器L，三相四桥臂矩阵变换器，高频变压器T，二极管桥式不控整流电路、输出滤波器C以及负载R依次连接构成。变压器前级三相四桥臂矩阵式变换器产生高频交流电压信号，由高频变压器耦合到变压器副边，经变压器副边不控整流桥进行整流，再经过输出滤波电容C得到恒定的直流电压。
三相四桥臂矩阵变换器由可控开关管Spua、可控开关管Snua、可控开关管Spda、可控开关管Snda、可控开关管Spub、可控开关管Snub、可控开关管Spdb、可控开关管Sndb、可控开关管Spuc、可控开关管Snuc、可控开关管Spdc、可控开关管Sndc、可控开关管Spud、可控开关管Snud、可控开关管Spdd、可控开关管Sndd组成；二极管桥式不控整流电路由二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4组成。
如图1所示，三三相电网电压ea的正极与采样电阻Rs1相连；三相电网电压eb的正极与采样电阻Rs2相连；三相电网电压ec的正极与采样电阻Rs3相连；采样电阻Rs1与输入滤波器La的一端相连；采样电阻Rs2与输入滤波器Lb的一端相连；采样电阻Rs3与输入滤波器Lc的一端相连；输入滤波器La的另一端与可控开关管Snua的集电极、可控开关管Spda的集电极相连；输入滤波器Lb的另一端与可控开关管Snub的集电极、可控开关管Spdb的集电极相连；输入滤波器Lc的另一端与可控开关管Snuc的集电极、可控开关管Spdc的集电极相连；三相电网电压ea、eb、ec的负极均与可控开关管Snud的集电极、可控开关管Spdd的集电极相连；可控开关管Snua的发射极与可控开关管Spua的发射极相连，可控开关管Spua的集电极与高频变压器T原边的一端相连；可控开关管Spda的发射极与可控开关管Snda的发射极相连，可控开关管Snda的集电极与高频变压器T原边的另一端相连；可控开关管Snub的发射极与可控开关管Spub的发射极相连，可控开关管Spub的集电极与高频变压器T原边的一端相连；可控开关管Spdb的发射极与可控开关管Sndb的发射极相连，可控开关管Sndb的集电极与高频变压器T原边的另一端相连；可控开关管Snuc的发射极与可控开关管Spuc的发射极相连，可控开关管Spuc的集电极与高频变压器T原边的一端相连；可控开关管Spdc的发射极与可控开关管Sndc的发射极相连，可控开关管Sndc的集电极与高频变压器T原边的另一端相连；可控开关管Snud的发射极与可控开关管Spud的发射极相连，可控开关管Spud的集电极与高频变压器T原边的一端相连；可控开关管Spdd的发射极与可控开关管Sndd的发射极相连，可控开关管Sndd的集电极与高频变压器T原边的另一端相连；高频变压器T副边的一端分别与二极管D1的阳极和二极管D2的阴极相连，高频变压器T副边的另一端分别于二极管D3的阳极和二极管D4的阴极相连；二极管D1的阴极与二极管D3的阴极相连后分别与输出滤波器C的一端和负载R的一端相连，二极管D2的阳极与二极管D4的阳极相连后分别与输出滤波器C的另一端和负载R的另一端相连。
图2为三相四桥臂高频链矩阵式整流器解耦拓扑。三相电网电压，输入滤波器与单向可控开关组(Spua、Spub、Spuc、Spud、Spda、Spdb、Spdc和Spdd)以及高频变压器，二极管桥式不控整流电路，输出滤波器和负载构成正组三相四桥臂高频链整流器的主电路。同理另一单向可控开关组(Snua、Snub、Snuc、Snud、Snda、Sndb、Sndc和Sndd)所在部分构成了负组三相四桥臂高频链整流器的主电路。根据解耦思想，正组三相四桥臂高频链整流器工作时，负组整流器可控开关管处于全通状态，同理，负组三相四桥臂高频链整流器工作时，正组整流器可控开关管处于全通状态。正负两组三相四桥臂整流器交替进行工作，从而在高频变压器原边形成了正负交替的高频信号，再经后级的桥式整流电路实现三相四桥臂高频链矩阵式整流器的直流输出。
如图3所示，本发明中三次谐波电流生成以及SAPWM调制波实现电路如下：
三次谐波注入可以由图3所示的电路实现。首先将三相输入正弦电流采样Rs1iLA、Rs2iLB、Rs3iLC通过相互比较获得最大值和最小值，然后将所获得的两个极值相叠加并乘以增益系数-0.5获得对应输入三相正线电流采样的三次谐波电流信号，接着将该三次谐波电流信号与三相输入正弦电流采样相叠加即可获得对应各相SAPWM调制波，再将三相调制波与载波交截，得到脉冲Sa2、Sa1、Sb2、Sb1、Sc2、Sc1、Sd2、Sd1，其中Sa2、Sa1为三相四桥臂整流器中第一桥臂中上开关管和下开关管的驱动信号。这些驱动信号将与高频方波进行“结耦”逻辑处理，进而驱动各个桥臂上的可控开关管。
图4为三相四桥臂高频链矩阵式整流器驱动信号结耦逻辑图。图中引入两个互补的高频方波信号Vp和Vn来与整流器的驱动信号进行“结耦”逻辑处理，进而得到新的驱动信号来实现对矩阵变换器双向开关管的控制。其中Si1、Si2(i＝a,b,c,d)分别为三相四桥臂整流器同一桥臂中上开关管和下开关管的驱动信号，Spji(j＝u,d；i＝a,b,c,d)和Snji(j＝u,d；i＝a,b,c,d)分别为图2中经“解耦”后的正组和反组三相四桥臂整流器中的单相开关驱动信号，正组变换器的开关驱动信号Spji(j＝u,d；i＝a,b,c,d)由Vn与普通三相四桥臂整流器的两路互补驱动信号Si1、Si2(i＝a,b,c,d)进行或逻辑合成得到；负组变换器的开关驱动信号Snji(j＝u,d；i＝a,b,c,d)由Vp与普通三相四桥臂整流器的两路互补驱动信号Si1、Si2(i＝a,b,c,d)进行或逻辑合成得到。
图5为三相四桥臂高频链矩阵式整流器在高频周期内的驱动波形图。由三相四桥臂高频链矩阵式整流器驱动信号的结耦逻辑得到在高频周期内的驱动波形。由解耦逻辑得正组变换器工作时，负组变换器的开关管处于全通状态，故图中只画出了正组变换器的开关驱动信号Spji(j＝u,d；i＝a,b,c,d)的波形。
图6为本发明方法控制下的三相四桥臂高频链矩阵式整流器的正组变换器一个高频周期内的模态电路图。由于正组变换器工作时，负组变换器的开关管处于全通状态，故图6中只画出了一个周期内正组变换器工作时的工作模态，图6(a)～(h)分别为下述工作模态1～8。
定义矩阵变换器a、b、c、d四个桥臂的开关函数为：当正组整流器上桥臂开通时用1表示，关断时用0表示。假定拓扑中的所有元器件均为理想元器件，根据工作原理，在一个高频周期内存在8个工作状态，具体模态分析如下：
1)如图6(a)所示，工作模态1[t0-t1]，t0时刻正组变换器工作，负组变换器的开关管处于全通状态。在此之前负组变换器工作，正组变换器的开关管处于全通状态。该时段内，正组三相四桥臂整流器上桥臂的开关管开关状态为(1,1,1,1)，即上桥臂均处于开通状态，而其下桥臂的开关管开关状态为(0,0,0,0)，即均处于关断状态。由于电网电压处于不平衡状态，故中线会有电流流过，且通过第四桥臂进行传递。但此时系统不进行能量传递，后级电容C给负载R供电。
2)如图6(b)所示，工作模态2[t1-t2]，t1时刻正组变换器继续工作，负组变换器的开关管处于全通状态。该时段内，正组三相四桥臂整流器上桥臂的开关管开关状态为(1,0,1，1)，此时系统处于由前级向后级传输能量的状态。高频变压器原副边电压为正信号，后级经桥式整流电路的二极管D1、D4向电容充电，并向负载供电。
3)如图6(c)所示，工作模态3[t2-t3]，该时段内，正组变换器继续工作，负组变换器的开关管处于全通状态。正组三相四桥臂整流器上桥臂的开关管开关状态为(1,0,1,0)，前三桥臂开关状态与上一时段相同，第四桥臂开关状态相反，电流方向相反，三相电网电压通过矩阵变换器和高频变压器向后级传递能量，高频变压器原副边电压为正信号，经桥式整流电路中的D1、D4向电容充电并向负载供电。
4)如图6(d)所示，工作模态4[t3-t4]，该时段内，正组变换器工作，负组变换器的开关管处于全通状态。正组三相四桥臂整流器上桥臂的开关管开关状态为(1,0,0,0)，此时系统仍处于前级向后级传递能量的状态，高频变压器原副边电压上正下负，经桥式整流电路中的D1、D4向电容充电并向负载供电。
5)如图6(e)所示，工作模态5[t4-t5]，该时段内，正组变换器继续工作，其上桥臂开关管的开关状态为(0,0,0,0)，此工作模态与工作模态1相似，此时系统不进行能量传递，后级电容C给负载R供电。
6)如图6(f)所示，工作模态6[t5-t6]，该时段工作状态与工作模态4相同，正组变换器工作，能量由前级传递给后级，高频变压器原副边电压上正下负，经桥式整流电路中的D1、D4向电容充电并向负载供电。由于开关状态的对称分布，减少了开关动作次数，从而有效地降低了开关损耗。
7)如图6(g)所示，工作模态7[t6-t7]，该时段工作状态与工作模态3相同，正组变换器工作，三相电网电压通过矩阵变换器和高频变压器向后级传递能量，高频变压器原副边电压为正信号，经桥式整流电路中的D1、D4向电容充电并向负载供电。
8)如图6(h)所示，工作模态8[t7-t8]，该时段工作状态与工作模态2相同，正组变换器工作，此时系统处于由前级向后级传输能量的状态。高频变压器原副边电压为正信号，后级经桥式整流电路的二极管D1、D4向电容充电，并向负载供电。
上述工作模态仅针对于正组变换器工作时，负组变换器工作模态与之相同。由以上工作过程可以看出，通过解结耦SAPWM调制方法对四个桥臂开关管进行控制，使得工作模态对称分布，减少了开关管的动作次数，可以有效的降低开关损耗。由于第四桥臂的引入，当电网电压不平衡时，交流侧输入电流低次谐波含量低，相比三相三桥臂高频链矩阵式整流器，本发明具有更好的工作性能。
以上所述的实例仅仅是对本发明的优选实施方式进行描述，并非对本发明的范围进行限定，在不脱离本发明设计精神的前提下，本领域普通技术人员对本发明的技术方案做出的各种变形和改进，均应落入本发明权利要求书确定的保护范围内。

Claims (2)

1.一种三相四桥臂高频链矩阵式整流器拓扑，其特征在于：所述整流器拓扑由三相电网电压、采样电阻、输入滤波器、三相四桥臂矩阵变换器、高频变压器T、二极管桥式不控整流电路、输出滤波器C以及负载R连接构成；
三相电网电压ea的正极与采样电阻Rs1相连；三相电网电压eb的正极与采样电阻Rs2相连；三相电网电压ec的正极与采样电阻Rs3相连；采样电阻Rs1与输入滤波器La的一端相连；采样电阻Rs2与输入滤波器Lb的一端相连；采样电阻Rs3与输入滤波器Lc的一端相连；输入滤波器La的另一端与可控开关管Snua的集电极、可控开关管Spda的集电极相连；输入滤波器Lb的另一端与可控开关管Snub的集电极、可控开关管Spdb的集电极相连；输入滤波器Lc的另一端与可控开关管Snuc的集电极、可控开关管Spdc的集电极相连；三相电网电压ea、eb、ec的负极均与可控开关管Snud的集电极、可控开关管Spdd的集电极相连；可控开关管Snua的发射极与可控开关管Spua的发射极相连，可控开关管Spua的集电极与高频变压器T原边的一端相连；可控开关管Spda的发射极与可控开关管Snda的发射极相连，可控开关管Snda的集电极与高频变压器T原边的另一端相连；可控开关管Snub的发射极与可控开关管Spub的发射极相连，可控开关管Spub的集电极与高频变压器T原边的一端相连；可控开关管Spdb的发射极与可控开关管Sndb的发射极相连，可控开关管Sndb的集电极与高频变压器T原边的另一端相连；可控开关管Snuc的发射极与可控开关管Spuc的发射极相连，可控开关管Spuc的集电极与高频变压器T原边的一端相连；可控开关管Spdc的发射极与可控开关管Sndc的发射极相连，可控开关管Sndc的集电极与高频变压器T原边的另一端相连；可控开关管Snud的发射极与可控开关管Spud的发射极相连，可控开关管Spud的集电极与高频变压器T原边的一端相连；可控开关管Spdd的发射极与可控开关管Sndd的发射极相连，可控开关管Sndd的集电极与高频变压器T原边的另一端相连；高频变压器T副边的一端分别与二极管D1的阳极和二极管D2的阴极相连，高频变压器T副边的另一端分别于二极管D3的阳极和二极管D4的阴极相连；二极管D1的阴极与二极管D3的阴极相连后分别与输出滤波器C的一端和负载R的一端相连，二极管D2的阳极与二极管D4的阳极相连后分别与输出滤波器C的另一端和负载R的另一端相连。
2.一种基于权利要求1所述三相四桥臂高频链矩阵式整流器拓扑的解结耦SAPWM调制方法，所述调制方法将解结耦思想与三次谐波注入法的SAPWM控制策略相结合，其特征在于：“解结耦”包括“解耦”和“结耦”两部分内容；解耦即分解双向可控开关电路为单相可控开关电路，将三相四桥臂高频链矩阵式整流器解耦成正负两组普通的三相四桥臂PWM整流器；结耦即通过逻辑组合和变换生成“解耦”电路中各开关器件的驱动脉冲；SAPWM调制即鞍型脉宽调制，通过零轴注入与SAPWM调制波中谐波分量近似的三角波谐波来生成SAPWM调制波而实现；三相SAPWM调制波与高频方波进行逻辑合成，分别驱动前三桥臂的可控开关管；第四桥臂直接由3次谐波作为其调制信号。
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