CN107681886A - 自平衡非隔离型模块化多电平dc‑dc变换器 - Google Patents

自平衡非隔离型模块化多电平dc‑dc变换器 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种自平衡非隔离型模块化多电平DC‑DC变换器，其由相互连接的功率主回路和功率平衡回路构成；功率平衡回路由多个空气芯电感和二极管组成，空气芯电感和二极管依次串联，功率主回路由输入滤波电感、输出缓冲电感及多个子模块串联链依次串联构成，当子模块处于切除状态时，子模块的母线电容通过功率平衡回路和相邻子模块的母线电容进行能量传递。本发明避免贯穿变换器桥臂的交流电流，降低开关损耗，减小直流侧滤波电感。

Description

自平衡非隔离型模块化多电平DC-DC变换器
技术领域
本发明涉及新能源的直流汇聚与传输技术，具体地，涉及一种自平衡非隔离型模块化多电平DC-DC(直流-直流)变换器。
背景技术
随着能源危机与环境保护问题日益突出，开发和利用清洁可再生能源越来越重要。海上风电具有巨大的潜力。研究大规模海上风电的高效、可靠汇集与传输具有重要意义。以其损耗低、无需无功补偿设备等优势，高压直流输电在大规模新能源远距离传输中得到广泛应用。将直流概念进一步延伸到风场内网，采用中压直流汇聚方案，用功率密度更高的DC-DC变换器取代笨重的交流工频变压器，可以节省不必要的功率变换过程以及海上平台建设成本，同时提高系统可靠性和灵活性。
DC-DC变换器是中压汇聚网中匹配电压等级、接入直流设备、实现功率控制的关键设备。因开关耐压限制，常规用于开关电源领域的两电平DC-DC无法用于中压直流电网。若采用隔离型拓扑，兆瓦级大功率中频变压器设计成为瓶颈，需要在功率密度和效率间取舍。采用非隔离型模块化多电平(MMC，modular multilevel converter)DC-DC变换器既能克服上述缺点又能满足直流电网的功率控制能力要求。目前常用的非隔离型模块化多电平DC-DC变换器采用常规半桥子模块串联构建上下桥臂结构，为实现子模块之间以及上下桥臂间功率平衡，需要在桥臂间注入环流导致有较大的交流电路流过子模块的电容和开关，增加了开关应力和开关损耗。同时该交流流经直流侧形成较大纹波，需要装设电感量和体积巨大的滤波电感，降低了变换器的功率密度。应用于大变比的场合时，上述环流现象尤为显著。
发明内容
针对现有技术中的缺陷，本发明的目的是提供一种自平衡非隔离型模块化多电平DC-DC变换器，其在子模块间以及上下桥臂间构建功率传输回路，避免桥臂内交流电流增加，降低开关损耗，减小直流侧滤波电感。
根据本发明的一个方面，提供一种自平衡非隔离型模块化多电平DC-DC变换器，其特征在于，所述自平衡非隔离型模块化多电平DC-DC变换器由相互连接的功率主回路和功率平衡回路构成；功率平衡回路由多个空气芯电感和二极管组成，空气芯电感和二极管依次串联，功率主回路由输入滤波电感、输出缓冲电感及多个子模块串联链依次串联构成，每个子模块串联链包括一个切除开关、一个投入开关、一个母线电容，一个切除开关、一个投入开关、一个母线电容依次连接形成一个三角形结构，子模块串联链、一个空气芯电感和一个二极管构成子模块，当子模块处于切除状态时，子模块的母线电容通过功率平衡回路和相邻子模块的母线电容进行能量传递。
优选地，所述功率主回路的下面三个子模块串联链构成一个下桥臂，功率主回路的上面四个子模块串联链构成一个上桥臂；每个子模块串联链的平均电压为5kV，输入电压为7.5kV，输出电压为25kV。
优选地，所述输出缓冲电感与一个输出侧滤波电容、一个输出侧所接电阻连接，输出侧滤波电容和输出侧所接电阻并联；输出侧滤波电容抑制输出电压纹波，实现稳定直流输出；输出侧所接电阻用来模拟DC-DC变换器的负载，验证功率输出能力。
优选地，所述输入滤波电感用来对抑制输入电流纹波；输出缓冲电感用来缓冲桥臂电压纹波，抑制由子模块电容电压波动和开关过程所引起的脉动电流。
优选地，所述自平衡非隔离型模块化多电平DC-DC变换器采用电压平衡以及功率传递的交错投切调制方法，该方法包括以下步骤：
步骤一：在一个开关周期Ts中的区间[0,DTs]内，所有奇数编号的子模块投入主回路，所有偶数编号的子模块处于切除状态；
步骤二：在一个开关周期Ts中的区间[DTs,Ts]内，所有偶数编号的子模块投入主回路，所有奇数编号的子模块处于切除状态。
优选地，所述步骤一中，当偶数编号的子模块切除时，偶数编号的子模块的母线电容与相邻奇数编号的子模块的母线电容通过空气芯电感形成谐振回路，母线电容通过空气芯电感向相邻奇数编号子模块电容充电，同时自身存储能量降低。
优选地，所述步骤二中，当奇数编号子模块切除时，奇数编号子模块的母线电容与相邻偶数编号的子模块的母线电容通过空气芯电感形成谐振回路，母线电容通过空气芯电感向相邻偶数编号子模块电容充电，同时自身存储能量降低。
优选地，所述步骤一中区间[0,DTs]的时间间隔大于两个母线电容及空气芯电感构成平衡回路的谐振周期的一半，保证从步骤一切换到步骤二时，空气芯电感的电流为零。
优选地，所述步骤二中区间[DTs,Ts]的时间间隔大于两个母线电容及空气芯电感构成平衡回路的谐振周期的一半，保证从步骤二切换到步骤一时，空气芯电感的电流为零。
与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：本发明在非隔离型模块化多电平DC-DC变换器的模块间以及上下桥臂间引入功率平衡回路，以此避免了贯穿桥臂中和直流侧的交流环流，减少了开关应力、开关损耗和直流侧滤波需求。相邻子模块采用交错投切方式，在其母线电容间构建平衡回路，实现传递能量和电压的自动平衡，无需采样和控制。在所提供的交错调制方案中，可以实现子模块的切除和投入过程开关电流最小，降低了电磁干扰和开关损耗。综上，本发明提出的非隔离型模块化多电平DC-DC变换器，通过增加辅助回路，避免交流环流减少开关电流应力，具有更高的功率密度和效率，更适应于直流风机接入中压直流电网场合。
附图说明
通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：
图1为所提出的非隔离型模块化多电平DC-DC变换器及子模块的电路结构图；
图2为步骤一中所有奇数子模块投入同时所有偶数子模块切除时电流流通路径示意图(以下桥臂含三个子模块为例)；
图3为步骤二中所有偶数子模块投入同时所有奇数子模块切除时电流流通路径示意图(以下桥臂含三个子模块为例)；
图4为功率平衡回路中开关脉冲及电压电流波形图(以三号子模块为例)；(Sodd_out为三号其切除开关的驱动脉冲，vc3为其子模块母线电容电压，vc4为其相邻子模块母线电容电压。iD为平衡回路中二极管电流，iIGBT为切除开关中流过电流。)
图5为上下桥臂中所有子模块母线电容电压波形图(以下桥臂含三个子模块、下桥臂含五个子模块为例)；
图6为非隔离型模块化多电平DC-DC变换器输出侧电压波形图；
图7为非隔离型模块化多电平DC-DC变换器输入侧电压波形图。(Sodd_in奇数子模块的投入开关的驱动脉冲信号，Vdc1为输入侧电压波形，Vlower为下桥臂投入电压波形。)
图8为子模块的结构示意图。
具体实施方式
下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进。这些都属于本发明的保护范围。
将所提供的非隔离型模块化多电平DC-DC变换器应用于海上风场直流汇聚网，具体可用直流风机和中压电网的接口DC-DC变换器。在仿真软件中搭建图1所示本发明所提供的非隔离型模块化多电平DC-DC变换器主电路拓扑，并进行分析和验证。
如图1至图8所示，本发明自平衡非隔离型模块化多电平DC-DC变换器由相互连接的功率主回路S1和功率平衡回路S2构成；功率平衡回路由多个空气芯电感L1和二极管D1组成，空气芯电感和二极管依次串联，功率主回路由输入滤波电感Li、输出缓冲电感Lo及多个子模块串联链依次串联构成，每个子模块串联链包括一个切除开关T1、一个投入开关T2、一个母线电容C1，一个切除开关、一个投入开关、一个母线电容依次连接形成一个三角形结构，子模块串联链、一个空气芯电感和一个二极管构成子模块S13，当子模块处于切除状态时，子模块的母线电容通过功率平衡回路和相邻子模块的母线电容进行能量传递。
功率主回路的下面三个子模块串联链构成一个下桥臂S12，功率主回路的上面四个子模块串联链构成一个上桥臂S11；每个子模块串联链的平均电压为5kV，输入电压为7.5kV，输出电压为25kV。功率平衡回路实现上下桥臂间功率传递。在其输入侧设有mH级的电感以实现功率或电压控制，在其输出侧装设mH级的滤波电抗。
输出缓冲电感Lo与一个输出侧滤波电容Co、一个输出侧所接电阻Ro连接，输出侧滤波电容Co和输出侧所接电阻Ro并联；输出侧滤波电容Co抑制输出电压纹波，实现稳定直流输出；输出侧所接电阻Ro用来模拟DC-DC变换器的负载，验证功率输出能力。
输入电压源Vdc1用来模拟输入。输入滤波电感Li用来对抑制输入电流纹波；输出缓冲电感Lo用来缓冲桥臂电压纹波，抑制由子模块电容电压波动和开关过程所引起的脉动电流。
本发明自平衡非隔离型模块化多电平DC-DC变换器采用电压平衡以及功率传递的交错投切调制方法，该方法包括以下步骤：
步骤一：在一个开关周期Ts中的区间[0,DTs]内，所有奇数编号的子模块投入主回路，所有偶数编号的子模块处于切除状态；
步骤二：在一个开关周期Ts中的区间[DTs,Ts]内，所有偶数编号的子模块投入主回路，所有奇数编号的子模块处于切除状态。
步骤一中，当偶数编号的子模块切除时，偶数编号的子模块的母线电容与相邻奇数编号的子模块的母线电容通过空气芯电感形成谐振回路，母线电容通过空气芯电感向相邻奇数编号子模块电容充电，同时自身存储能量降低。
步骤二中，当奇数编号子模块切除时，奇数编号子模块的母线电容与相邻偶数编号的子模块的母线电容通过空气芯电感形成谐振回路，母线电容通过空气芯电感向相邻偶数编号子模块电容充电，同时自身存储能量降低。
步骤一中，下桥臂投入的子模块数量比步骤二中下桥臂投入的子模块数量多一个，在步骤一和步骤二及其切换过程中上桥臂和下桥臂投入的子模块数之和维持不变。
步骤一中区间[0,DTs]的时间间隔大于两个母线电容及空气芯电感构成平衡回路的谐振周期的一半，保证从步骤一切换到步骤二时，空气芯电感的电流为零。
步骤二中区间[DTs,Ts]的时间间隔大于两个母线电容及空气芯电感构成平衡回路的谐振周期的一半，保证从步骤二切换到步骤一时，空气芯电感的电流为零。
非隔离型模块化多电平DC-DC变换器的小桥臂子模块取奇数个，步骤一中下桥臂投入的子模块数量比步骤二中下桥臂投入的子模块数量多一个。在步骤一和步骤二循环切换过程中下桥臂的电压和为带直流偏置的方波，其占空比为D1，直流偏置为NLVc，其中Vc为子模块平均电压，NL为输入电压Vdc1除以Vc取得的整数。在步骤一和步骤二循环切换过程中上桥臂和下桥臂投入的子模块数之和维持不变，基于此，可使得非隔离型模块化多电平DC-DC变换器输出稳定直流电压。
对应于步骤一和步骤二，本发明所给出的非隔离型模块化多电平DC-DC变换器交错调制方案有两种工作模态，改变子模块切除开关和投入开关的导通状态可实现此两种工作模态的交替转换，两种工作模态中各子模块开关的动作情况分别如图2和图3所示。
如图2所示为第一种工作模态，在此工作模态中所有奇数编号子模块投入电路，其母线电容起到电压支撑作用。同时，所有偶数编号子模块从主回路切除，其子模块母线电容通过功率平衡回路连接相邻奇数编号子模块。
如图3所示为第二种工作模态，在此工作模态中所有偶数编号子模块投入电路，其母线电容起到电压支撑作用。同时，所有奇数编号子模块从主回路切除，其子模块母线电容通过功率平衡回路连接相邻偶数编号子模块。
对比图2和图3可知，将所有偶数子模块的切除开关关断、投入开关导通，同时将所有奇数子模块的投入开关关断、切除开关导通，可实现从第一种工作模态到第二种工作模态的转换。将所有奇数子模块的切除开关关断、投入开关导通，同时将所有偶数子模块的投入开关关断、切除开关导通，可实现从第二种工作模态到第一种工作模态的转换。定义一个开关周期Ts内发生一次切换过程，其中第一种工作模态维持的时间为DTs，第二种工作模态所维持的时间为(1-D)Ts，D为第一种工作模态的占空比。
如图4所示，以三号子模块为例，Sodd_out为其切除开关的驱动脉冲，vc3为其子模块母线电容电压，vc4为其相邻子模块母线电容电压。iD为平衡回路中二极管电流，iIGBT为切除开关中流过电流。子模块间能量传输和平衡过程如下：当三号子模块被切时(Sodd_out由0变为1)，其母线电容与4号子模块母线电容经电感和二极管形成回路，放电电流(等于流过二极管电流iD)从零开始增加。当两电容电压vc3、vc4相等时，放电电流达到峰值。当vc4、大于vc3时，放电电流开始下降，直至放电电流返回到0实现两电容的电压交换。基于二极管的单向导电特性，平衡回路中电流不可为负，在实现电容电压交互后此电流维持为零，直到下一次能量传输开始。在整个传输过程中，若子模块电容值为C,设的两电容电压差为⊿u，则传输的能量为C(⊿u)2；同时，二极管的导通和关断电流为零，切除开关的导通电流为零，关断电流很小，因此开关过程的电磁干扰和开关损耗很小。
图5为采用本发明提供的交错调制方案时非隔离型模块化多电平DC-DC变换器的所有子模块电容电压波形，实线为偶数编号子模块母线电容电压，虚线为奇数编号子模块母线电容电压。结合图4所示子模块间的能量传递机制，在交错调制方案中，奇数编号子模块和偶数编号子模块通过电容电压的互补消长实现了非隔离型模块化多电平DC-DC变换器上下桥臂的能量传递。同时，各个子模块电容电压在围绕其平均值上下波动过程中实现了自动平衡。
图6为非隔离型模块化多电平DC-DC变换器的输出侧电压波形，Vbranch上下桥臂投入电压之和，Vdc2为滤波后所得稳定直流输出。采用本发明提供的交错调制方案可维持上下桥臂投入子模块数保持不变，只有电容电压波动体现在Vbranch上，因此输出侧采用很小甚至不采用滤波电感即可满足滤波需求。
图7为非隔离型模块化多电平DC-DC变换器奇数子模块的投入脉冲Sodd_in，输入侧电压波形Vdc1，以及下桥臂投入电压Vlower。采用本发明提供的交错调制方案可实现下桥臂在步骤一中比步骤二中多投入一个子模块，据此在整个桥臂的输入侧产生带直流偏置的方波电压，类似于传统BOOST升压变换器，采用PI控制器调节奇数子模块的投入占空比即可实现对输入电流和输出电压的闭环控制。不同于BOOST升压变换器，采用本发明所提供的上下桥臂拓扑和交错调制方案，方波电压的幅值被限制在子模块电压等级而不是整个输出电压等级，因此输入滤波电感需求大大降低，克服了常规变换器应用在中压场合滤波需求大的问题。
本发明DC-DC变换器借助功率平衡回路实现子模块间以及上下桥臂间的功率传递和电压自平衡，避免了贯穿桥臂的交流电流及其带来的直流侧纹波。在功率平衡回路中，功率开关的开通和关断电流小，有效减少开关损耗和电磁干扰。本发明采用模块电压叠加实现升压，输入滤波电感上电压峰值被控制为一个子模块母线电压，有效降低了输入电流纹波和滤波电感大小。
以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变形或修改，这并不影响本发明的实质内容。

Claims (9)

1.一种自平衡非隔离型模块化多电平DC-DC变换器，其特征在于，所述自平衡非隔离型模块化多电平DC-DC变换器由相互连接的功率主回路和功率平衡回路构成；功率平衡回路由多个空气芯电感和二极管组成，空气芯电感和二极管依次串联，功率主回路由输入滤波电感、输出缓冲电感及多个子模块串联链依次串联构成，每个子模块串联链包括一个切除开关、一个投入开关、一个母线电容，一个切除开关、一个投入开关、一个母线电容依次连接形成一个三角形结构，子模块串联链、一个空气芯电感和一个二极管构成子模块，当子模块处于切除状态时，子模块的母线电容通过功率平衡回路和相邻子模块的母线电容进行能量传递。
2.根据权利要求1所述的自平衡非隔离型模块化多电平DC-DC变换器，其特征在于，所述功率主回路的下面三个子模块串联链构成一个下桥臂，功率主回路的上面四个子模块串联链构成一个上桥臂；每个子模块串联链的平均电压为5kV，输入电压为7.5kV，输出电压为25kV。
3.根据权利要求1所述的自平衡非隔离型模块化多电平DC-DC变换器，其特征在于，所述输出缓冲电感与一个输出侧滤波电容、一个输出侧所接电阻连接，输出侧滤波电容和输出侧所接电阻并联；输出侧滤波电容抑制输出电压纹波，实现稳定直流输出；输出侧所接电阻用来模拟DC-DC变换器的负载，验证功率输出能力。
4.根据权利要求1所述的自平衡非隔离型模块化多电平DC-DC变换器，其特征在于，所述输入滤波电感用来对抑制输入电流纹波；输出缓冲电感用来缓冲桥臂电压纹波，抑制由子模块电容电压波动和开关过程所引起的脉动电流。
5.根据权利要求1所述的自平衡非隔离型模块化多电平DC-DC变换器，其特征在于，所述自平衡非隔离型模块化多电平DC-DC变换器采用电压平衡以及功率传递的交错投切调制方法，该方法包括以下步骤：
步骤一：在一个开关周期Ts中的区间[0,DTs]内，所有奇数编号的子模块投入主回路，所有偶数编号的子模块处于切除状态；
步骤二：在一个开关周期Ts中的区间[DTs,Ts]内，所有偶数编号的子模块投入主回路，所有奇数编号的子模块处于切除状态。
6.根据权利要求5所述的自平衡非隔离型模块化多电平DC-DC变换器，其特征在于，所述步骤一中，当偶数编号的子模块切除时，偶数编号的子模块的母线电容与相邻奇数编号的子模块的母线电容通过空气芯电感形成谐振回路，母线电容通过空气芯电感向相邻奇数编号子模块电容充电，同时自身存储能量降低。
7.根据权利要求5所述的自平衡非隔离型模块化多电平DC-DC变换器，其特征在于，所述步骤二中，当奇数编号子模块切除时，奇数编号子模块的母线电容与相邻偶数编号的子模块的母线电容通过空气芯电感形成谐振回路，母线电容通过空气芯电感向相邻偶数编号子模块电容充电，同时自身存储能量降低。
8.根据权利要求5所述的自平衡非隔离型模块化多电平DC-DC变换器，其特征在于，所述步骤一中区间[0,DTs]的时间间隔大于两个母线电容及空气芯电感构成平衡回路的谐振周期的一半，保证从步骤一切换到步骤二时，空气芯电感的电流为零。
9.根据权利要求5所述的自平衡非隔离型模块化多电平DC-DC变换器，其特征在于，所述步骤二中区间[DTs,Ts]的时间间隔大于两个母线电容及空气芯电感构成平衡回路的谐振周期的一半，保证从步骤二切换到步骤一时，空气芯电感的电流为零。
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