CN107947585A - 一种双全桥dc/dc变换器的负荷前馈控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开一种双全桥DC/DC变换器的负荷前馈控制方法，控制方法包括：双全桥DC/DC变换器启动后，利用电压控制器以移相控制方式对双全桥DC/DC变换器进行控制；启动非线性扰动观测器估计双全桥DC/DC变换器的负荷电流；将所估计的负荷电流与电压控制器的输出相加，得到双全桥DC/DC变换器的输出电流参考值；以及基于双全桥DC/DC变换器的输出电流参考值计算电流控制器的输出，将双全桥DC/DC变换器的输出电流参考值转化为移相角，作为双全桥DC/DC变换器中开关的控制指令。

Description

一种双全桥DC/DC变换器的负荷前馈控制方法
技术领域
本发明涉及双全桥DC/DC变换器的控制方法。更具体地，涉及一种双全桥DC/DC变换器的负荷前馈控制方法。
背景技术
近年来，越来越多的研究关注于双全桥DC/DC(Dual Active Bridge，DAB) 变换器，对它的两种典型控制策略分别为单环控制策略和双环控制策略。双环控制策略能够同时调节直流母线电压和变换器的输出电流，具有更好的动态性能。但在实际采样输出电流时需要高速AD采样电路和高性能的传感器，这增加了电路成本和复杂度，且双环控制中的低通滤波器也限制了电流内环的带宽，消减了动态响应速度。
为了解决上述问题，现有技术提出了基于负荷电流的前馈控制、基于输出功率的前馈控制、功率指令的前馈控制，但这些方法均不能同时有效地克服上述两个问题。
因此，需要提供一种既解决了外加电流传感器而带来的复杂和冗余又解决了负荷精确前馈的DAB变换器控制方法。
发明内容
本发明的目的在于提供一种结构简单动态响应速度快的DAB变换器控制方法。
为达到上述目的，本发明采用下述技术方案：
一种DAB变换器的负荷前馈控制方法，该控制方法包括：DAB变换器启动后，利用电压控制器以移相控制方式对DAB变换器进行控制；启动非线性扰动观测器(nonlineardisturbance observer,NDO)估计DAB变换器的负荷电流；将所估计的负荷电流与电压控制器的输出相加，得到双全桥DC/DC变换器的输出电流参考值；基于双全桥DC/DC变换器的输出电流参考值计算电流控制器的输出，将双全桥DC/DC变换器的输出电流参考值转化为移相角，作为双全桥DC/DC变换器中开关的控制指令。
优选地，在控制方法中，以移相控制方法对DAB变换器进行控制的电压控制器采用比例积分控制(PI，Proportional Integrative)，用于稳定第一直流母线电压。
优选地，在估计步骤中，包括：计算DAB变换器的输出电流；以及利用所计算的输出电流来计算DAB的负荷电流。
优选地，DAB变换器的输出电流依照下式计算：
其中，io,e(k)表示输出电流，表示对开关的控制指令，V1(k)表示第一直流母线电压，Ts表示开关的开关频率，L表示DAB变换器第一直流侧的电感。
优选地，DAB的负荷电流依照以下两式来计算：
z(k)＝(1-k0)·z(k-1)+k0·l·v2(k-1)+k0·io,e(k-1)，
其中，表示负荷电流，z(k)表示中间变量，l表示NDO的参数，值为3至5，v2(k表示第二直流母线电压的交流小信号表达，k0＝l·Ts/C，C 表示DAB变换器的输出电容。
优选地，在将所估计的负荷电流与电压控制器的输出合并之前，对负荷电流进行滤波。
优选地，使用二倍频陷波器对负荷电流进行滤波。
优选地，在电压控制器与电流控制器之前均设置有限幅器，以使电压控制器和电流控制器获得稳定的输出。
优选地，计算电流控制器的输出的步骤中，根据下式进行计算：
其中，V1(k)表示第一直流母线电压，iref,lim(k)为双全桥DC/DC变换器的输出电流参考值经过限幅器后的限幅电流值，Ths为半开关周期，ε为常数参量。
本发明的有益效果如下：
本发明所述技术方案提供了一种改进了的单环控制方法，即，既解决了外加电流传感器而带来的复杂和冗余又解决了负荷精确前馈的DAB变换器控制方法。
附图说明
下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步详细的说明：
图1为DAB变换器的拓扑结构图；
图2为本公开的负荷前馈控制方法示意图；
图3为本公开的一个实施例在负荷波动情况下的实验波形图；
图4为本公开的一个实施例在输入电压波动情况下的实验波形图；以及
图5为本公开的一个实施例在二倍频功率波动情况下的实验波形图。
具体实施方式
为了更清楚地说明本发明，下面结合优选实施例和附图对本发明做进一步的说明。附图中相似的部件以相同的附图标记进行表示。本领域技术人员应当理解，下面所具体描述的内容是说明性的而非限制性的，不应以此限制本发明的保护范围。
应理解，说明书中所述的序数词第一、第二等只是为了描述的清楚，而不是为了限制元件、部件或组件等的顺序，即，描述为第一元件、部件和组件以及第二元件、部件或组件也可以表述为第二元件、部件和组件以及第一元件、部件或组件。
图1为DAB变换器的拓扑结构图。图2为本公开的负荷前馈控制方法示意图。
在电能变换中，DAB变换器必须与其他功能模块配合，组成完整的控制系统，因此需要采用负反馈对DAB变换器进行控制，以保证稳定的输出。
本领域技术人员应理解，在图1中仅示出了DAB变换器的主电路拓扑图，而其控制电路既可以通过模拟电路实现也可以通过数字电路实现，且均可以实现本公开的控制方法。
图2中的实施例示出了本公开的方法的步骤，由图可知，图中示出了电路小信号模型的频域模型，小写字母表示各分量的交流小信号表达方式，大写字母表示直流分量，其中以输出侧直流母线电压V2为反馈量形成电压控制环，以负荷电流为前置反馈形成虚拟电流内环，应理解，本公开的方法本质上仍为单环控制方法。
具体方法步骤如下：
步骤(1)，启动DAB变换器后，采用移相控制方式控制各开关的通断。
具体地，启动DAB变换器，令前馈函数Gf＝0，采用单环控制的方式将直流母线电压v2稳定控制到参考值Vref处。设控制周期等于开关周期为Ts，则控制方法在每个控制周期内的实施方法为：
计算第k周期电压误差Δv(k)：
Δv(k)＝Vref-v2(k) (1)
这一步需要直流母线电压v2(k)(即，第二直流母线电压)的测量值。
计算限幅后电压误差Δv,lim：
控制器G1采用PI控制器，计算其输出PIout(k)：
由于此时Gf＝0，所以有：
iref(k)＝PIout(k) (4)
计算限幅后的电流参考值iref,lim：
计算电流控制器G2的输出
这一步需要直流母线电压V1(即，第一直流母线电压)的测量值，iref,lim(k) 为所述双全桥DC/DC变换器的输出电流参考值经过限幅器后的限幅电流值， Ths为半开关周期，ε为常数参量。电流控制器G2的输出就是下一控制周期内的变换器开关的相移控制指令。
步骤(2)，启用NDO对负荷电流进行估计。
在步骤(1)的基础上，当变换器的直流母线电压v2已经稳定控制为Vref时，启用NDO对负载电流进行估计。
计算估计的DAB变换器的输出电流：
计算估计的DAB变换器的负荷电流：
z(k)＝(1-k0)·z(k-1)+k0·l·v2(k-1)+k0·io,e(k-1) (8)
其中，z(k)是NDO的中间变量，l是观测器参数一般取3～5，k0＝lTs/C.
步骤(3)，对估计的负荷电流进行滤波。
因为DAB变换器通常应用在大功率电源中，作为电源系统的一部分，负载通常接DC/AC变换器，负载中的二倍频(100Hz)分量影响DAB变换器的稳定。因此对估计的负荷电流进行滤波，滤除其中的二倍频(100Hz)分量是有必要的。
令Gf等于二倍频陷波器：
其中，ωN对应二倍频(100Hz)角频率，Q为陷波器的品质因数。
计算Gf的输出为：
计算电流参考值iref：
继续通过式(5)限幅以后，由式(6)计算得到下一控制周期内的相移指令
因为本公开提出了基于非线性扰动观测器估计的虚拟电流获得前馈控制，避免了双环控制方法需要电流传感器对系统的输出电流和负荷电流进行采样的问题，为说明本方法改进单环控制器的动态响应速度，下面结合实验进行对比说明。
图3为本公开的一个实施例在负荷波动情况下的实验波形图，图4为本公开的一个实施例在输入电压波动情况下的实验波形图，以及图5为本公开的一个实施例在二倍频功率波动情况下的实验波形图。
根据图1所示的DAB变换器主电路的拓扑结构，以下列参数制作样机进行实验：直流母线电压V1和V2的额定都为120V，变换器额定功率为Pn＝500W。变压器漏感值L＝63uH。直流母线电容C＝1000uF。
如图3所示。在传统单环控制策略下，当负荷从0阶跃变化至100％额定功率时，直流母线电压v2存在约2.3％的电压跌落幅度，如图3(a)所示。在本公开所提出的控制方法下，随着l的增大，电压跌落幅度逐渐减小，如图3(b) 到(d)所示。尤其是当l等于5时，电压跌落的幅度已经被削减至仅有0.67％。实验验证了本公开所提出的控制方法能够有效地提升系统的动态响应速度。
如图4所示，在传统单环控制策略下，当输入电压从90V阶跃变化至125V 时，直流总线电压v2存在约4％的电压波动幅度，如图4(a)所示。在本公开所提出的控制方法下，电压v2波动的幅度减小至仅有0.67％。实验验证了本公开所提出的控制方法能够有效地拒止因输入电压波动而带来的系统扰动。
如图5所示，当DAB变换器负载侧接单相H桥逆变器时，系统中将会出现二倍频的功率流动，导致直流母线电压和控制器中都会出现二倍频振荡分量。在传统单环控制策略下，当负荷从0阶跃变化至100％额定功率时，直流总线电压v2存在一定程度的电压跌落，如图5(a)所示。在本公开所提出的控制方法下，当l取为5时，电压跌落几乎被消除，如图5(b)所示。实验验证了本公开所提出的控制方法能够在二倍频功率流动的工况下，有效地提升系统的动态响应速度。
显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定，对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动，这里无法对所有的实施方式予以穷举，凡是属于本发明的技术方案所引伸出的显而易见的变化或变动仍处于本发明的保护范围之列。

Claims (9)

1.一种双全桥DC/DC变换器的负荷前馈控制方法，所述控制方法包括：
双全桥DC/DC变换器启动后，利用电压控制器以移相控制方式对所述双全桥DC/DC变换器进行控制；
启动非线性扰动观测器估计所述双全桥DC/DC变换器的负荷电流；将所估计的负荷电流与所述电压控制器的输出相加，得到所述双全桥DC/DC变换器的输出电流参考值；以及
基于所述双全桥DC/DC变换器的输出电流参考值计算电流控制器的输出，将所述双全桥DC/DC变换器的输出电流参考值转化为移相角，作为所述双全桥DC/DC变换器中开关的控制指令。
2.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，在所述控制方法中，以移相控制方法对所述双全桥DC/DC变换器进行控制的所述电压控制器采用比例积分控制，用于稳定第一直流母线电压。
3.如权利要求1所述的控制方法，在所述估计步骤中，包括：
计算所述双全桥DC/DC变换器的输出电流；以及
利用所计算的输出电流来计算所述双全桥DC/DC的负荷电流。
4.如权利要求3所述的控制方法，其特征在于，所述双全桥DC/DC变换器的输出电流依照下式计算：
其中，io,e(k)表示输出电流，表示对所述开关的控制指令，V1(k)表示第一直流母线电压，Ts表示所述开关的开关频率，L表示所述双全桥DC/DC变换器第一直流侧的电感。
5.如权利要求4所述的控制方法，其特征在于，所述双全桥DC/DC的负荷电流依照以下两式来计算：
<mrow> <msub> <mover> <mi>t</mi> <mo>^</mo> </mover> <mrow> <mi>l</mi> <mi>o</mi> <mi>a</mi> <mi>d</mi> </mrow> </msub> <mrow> <mo>(</mo> <mi>k</mi> <mo>)</mo> </mrow> <mo>=</mo> <mi>z</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mi>k</mi> <mo>)</mo> </mrow> <mo>-</mo> <mi>l</mi> <mo>&amp;CenterDot;</mo> <msub> <mi>v</mi> <mn>2</mn> </msub> <mrow> <mo>(</mo> <mi>k</mi> <mo>)</mo> </mrow> <mo>,</mo> </mrow>
z(k)＝(1-k0)·z(k-1)+k0·l·v2(k-1)+k0·io,e(k-1),
其中，表示所述负荷电流，z(k)表示中间变量，l表示所述非线性扰动观测器的参数，值为3至5，v2(k)表示第二直流母线电压的交流小信号表达，k0＝l·Ts/C，C表示所述双全桥DC/DC变换器的输出电容。
6.如权利要求3所述的控制方法，其特征在于，在将所估计的负荷电流与所述电压控制器的输出合并之前，对所述负荷电流进行滤波。
7.如权利要求6所述的控制方法，其特征在于，使用二倍频陷波器对所述负荷电流进行滤波。
8.如权利要求7所述的控制方法，其特征在于，在所述电压控制器与所述电流控制器之前均设置有限幅器，以使所述电压控制器和所述电流控制器获得稳定的输出。
9.如权利要求8所述的控制方法，其特征在于，所述计算电流控制器的输出的步骤中，根据下式进行计算：
其中，V1(k)表示第一直流母线电压，iref,lim(k)为所述双全桥DC/DC变换器的输出电流参考值经过限幅器后的限幅电流值，Ths为半开关周期，ε为常数参量。
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