CN113746345A - 基于多绕组高频变压器的双有源桥变换器及控制方法 - Google Patents

基于多绕组高频变压器的双有源桥变换器及控制方法 Download PDF

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CN113746345A CN202111172707.7A CN202111172707A CN113746345A CN 113746345 A CN113746345 A CN 113746345A CN 202111172707 A CN202111172707 A CN 202111172707A CN 113746345 A CN113746345 A CN 113746345A
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覃列浓
李丽婷
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Abstract

本发明提供了一种基于多绕组高频变压器的双有源桥变换器及控制方法，包括：步骤1，对双有源桥变换器的输入电压和输出电压进行采样，得到双有源桥变换器的输入电压采样值和双有源桥变换器的输出电压采样值，根据双有源桥变换器的输入电压采样值、双有源桥变换器的输出电压采样值和三绕组高频变压器的匝数比计算电压增益；步骤2，设定双有源桥变换器输出电压的期望值Vref，将双有源桥变换器输出电压的期望值Vref与双有源桥变换器的输出电压采样值的差值输入数字PI调节器并通过限幅器进行限幅后，得到移相比。本发明在实现全负载范围软开关的前提下，得到最低的电流有效值，降低了双有源桥变换器的损耗，提高了双有源桥变换器的效率。

Description

基于多绕组高频变压器的双有源桥变换器及控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，特别涉及一种基于多绕组高频变压器的双有源桥变换器及控制方法。
背景技术
在能量转换、分布式发电系统、储能系统等工业场合中，高频隔离双向DC-DC变换器在充放电运行方面发挥着重要作用。在这些高频隔离双向DC-DC变换器中，双有源桥式(Dual active bridge,DAB)变换器容易实现零电压开通、功率容量大、结构对称和宽电压范围等优点受到学者的重视。全桥对全桥型DAB变换器开关管数量多，使之在低压大电流场合开关损耗大，导致效率低且可靠性降低。为此，学者提出了推挽式DAB变换器拓扑结构。然而，该推挽式DAB变换器同样存在在轻载中无法实现软开关的问题，此外，传统推挽变换器副边有源桥是半桥结构，限制了移相控制的使用，而用变频控制拓宽宽电压范围下的软开关区域，会使得控制变得复杂。
发明内容
本发明提供了一种基于多绕组高频变压器的双有源桥变换器及控制方法，其目的是为了解决传统推挽式DAB变换器在宽电压范围场合无法实现全负载范围软开关的问题。
为了达到上述目的，本发明的实施例提供了一种基于多绕组高频变压器的双有源桥变换器，包括：
输入电源；
输入电容，所述输入电容的第一端与所述输入电源的正极端电连接，所述输入电容的第二端与所述输入电源的负极端电连接；
第一开关管，所述第一开关管的漏极端与所述输入电容的第一端电连接；
钳位电容，所述钳位电容的负极端与所述第一开关管的源极端电连接；
第二开关管，所述第二开关管的漏极端与所述钳位电容的正极端电连接，所述第二开关管的源极端与所述输入电容的第二端电连接；
第一漏感，所述第一漏感的正极端与所述钳位电容的负极端电连接；
第二漏感，所述第二漏感的负极端与所述钳位电容的正极端电连接；
三绕组高频变压器，所述三绕组高频变压器原边的第一绕组的负极端与所述第二开关管的源极端电连接，所述三绕组高频变压器原边的第一绕组的正极端与所述第一漏感的负极端电连接，所述三绕组高频变压器原边的第二绕组的正极端与所述第二漏感的正极端电连接，所述三绕组高频变压器原边的第二绕组的负极端与所述第一开关管的漏极端电连接；
第三开关管，所述第三开关管的源极端与所述三绕组高频变压器副边的第一绕组的正极端电连接；
第四开关管，所述第四开关管的漏极端与所述第三开关管的源极端电连接；
第五开关管，所述第五开关管的漏极端与所述第三开关管的漏极端电连接，所述第五开关管的源极端与所述三绕组高频变压器副边的第一绕组的负极端电连接；
第六开关管，所述第六开关管的漏极端与所述第五开关管的源极端电连接，所述第六开关管的源极端与所述第四开关管的源极端电连接；
输出电容，所述输出电容的第一端与所述第五开关管的漏极端电连接，所述输出电容的第二端与所述第六开关管的源极端电连接；
输出电源，所述输出电源的正极端与所述输出电容的第一端电连接，所述输出电源的负极端与所述输出电容的第二端电连接。
本发明的实施例还提供了一种基于多绕组高频变压器的双有源桥变换器的控制方法，包括：
步骤1，对双有源桥变换器的输入电压和输出电压进行采样，得到双有源桥变换器的输入电压采样值和双有源桥变换器的输出电压采样值，根据双有源桥变换器的输入电压采样值、双有源桥变换器的输出电压采样值和三绕组高频变压器的匝数比计算电压增益；
步骤2，设定双有源桥变换器输出电压的期望值Vref，将双有源桥变换器输出电压的期望值Vref与双有源桥变换器的输出电压采样值的差值输入数字PI调节器并通过限幅器进行限幅后，得到移相比；
步骤3，设定工作模式切换阈值，判断移相比是否小于工作模式切换阈值，当移相比小于工作模式切换阈值时，进入第一工作模式计算占空比，当移相比大于工作模式切换阈值时，进入第二工作模式计算占空比；
步骤4，将所述移相比和所述占空比输入驱动信号产生单元，驱动信号产生单元产生六路驱动信号并将六路驱动信号分别输入双有源桥变换器的各个开关管的栅极端，通过六路驱动信号对双有源桥变换器的三绕组高频变压器副边桥臂中点电压ucd的占空比和三绕组高频变压器原边绕组电压uab与三绕组高频变压器副边桥臂中点电压ucd之间的移相比进行控制，使双有源桥式变换器在全负载范围内实现软开关，并得到最低的电流有效值。
其中，所述步骤1具体包括：
电压增益k的计算，如下所示：
Figure BDA0003293912880000031
其中，k表示电压增益，n表示双有源桥变换器中三绕组高频变压器的匝数比，v1表示双有源桥变换器的输入电压采样值，v2表示双有源桥变换器的输出电压采样值。
其中，所述步骤3具体包括：
当移相比
Figure BDA0003293912880000032
小于工作模式切换阈值
Figure BDA0003293912880000033
时，进入第一工作模式，通过以下公式计算占空比：
Figure BDA0003293912880000034
其中，D表示占空比，
Figure BDA0003293912880000035
表示移相比，k表示电压增益。
其中，所述步骤3还包括：
当移相比
Figure BDA0003293912880000036
大于工作模式切换阈值
Figure BDA0003293912880000037
时，进入第二工作模式，在第二工作模式中，判断移相比
Figure BDA0003293912880000041
是否大于工作模式切换阈值
Figure BDA0003293912880000042
且小于
Figure BDA0003293912880000043
当移相比
Figure BDA0003293912880000044
大于工作模式切换阈值
Figure BDA0003293912880000045
且小于
Figure BDA0003293912880000046
时，通过以下公式计算占空比：
Figure BDA0003293912880000047
当移相比
Figure BDA0003293912880000048
大于
Figure BDA0003293912880000049
时，
Figure BDA00032939128800000410
其中，所述步骤4具体包括：
步骤41，通过调节移相比和占空比进而控制双有源桥变换器的输出功率；
步骤42，当移相比
Figure BDA00032939128800000411
增大时，驱动信号产生单元产生六路驱动信号控制双有源桥变换器的三绕组高频变压器原边绕组电压uab与三绕组高频变压器副边桥臂中点电压ucd之间的移相角增大；
步骤43，判断增大后的移相比是否小于工作模式切换阈值
Figure BDA00032939128800000412
当增大后的移相比小于工作模式切换阈值
Figure BDA00032939128800000413
时，进入第一工作模式计算双有源桥变换器的三绕组高频变压器副边桥臂中点电压ucd的占空比；当增大后的移相比大于工作模式切换阈值
Figure BDA00032939128800000414
时，进入第二工作模式计算双有源桥变换器的三绕组高频变压器副边桥臂中点电压ucd的占空比；进而增大双有源桥变换器的输出功率。
其中，所述步骤4还包括：
步骤44，当移相比
Figure BDA00032939128800000415
减小时，驱动信号产生单元产生六路驱动信号控制双有源桥变换器的三绕组高频变压器原边绕组电压uab与三绕组高频变压器副边桥臂中点电压ucd之间的移相角减小；
步骤45，判断减小后的移相比是否小于工作模式切换阈值
Figure BDA00032939128800000416
当减小后的移相比小于工作模式切换阈值
Figure BDA0003293912880000051
时，进入第一工作模式计算双有源桥变换器的三绕组高频变压器副边桥臂中点电压ucd的占空比；当减小后的移相比大于工作模式切换阈值
Figure BDA0003293912880000052
时，进入第二工作模式计算双有源桥变换器的三绕组高频变压器副边桥臂中点电压ucd的占空比；进而减小双有源桥变换器的输出功率。
其中，所述步骤4还包括：
六路驱动信号为50％的方波信号；输入第一开关管的驱动信号与输入第二开关管的驱动信号互补，输入第三开关管的驱动信号与输入第四开关管的驱动信号互补，输入第五开关管的驱动信号与输入第六开关管的驱动信号互补；第一开关管的驱动信号超前第三开关管的驱动信号，第三开关管的驱动信号由移相比控制；第三开关管的驱动信号超前第六开关管的驱动信号，第六开关管的驱动信号由移相比和占空比同时进行控制。
本发明的上述方案有如下的有益效果：
本发明的上述实施例所述的基于多绕组高频变压器的双有源桥变换器及控制方法，得到的移相比和占空比使在全负载范围内实现软开关的前提下，得到的双有源桥变换器的电流有效值最低，从而降低了双有源桥变换器的损耗，提高了双有源桥变换器的效率和可靠性。
附图说明
图1为本发明的流程图；
图2为本发明的电路结构示意图；
图3为本发明的控制框图；
图4为本发明的第一工作模块的波形图；
图5为本发明的第二工作模块的波形图；
图6为本发明的控制率曲线和软开关区域示意图。
【附图标记说明】
1-输入电源；2-输入电容；3-第一开关管；4-钳位电容；5-第二开关管；6-第一漏感；7-第二漏感；8-三绕组高频变压器；9-三绕组高频变压器原边的第一绕组；10-三绕组高频变压器原边的第二绕组；11-三绕组高频变压器副边的第一绕组；12-第三开关管；13-第四开关管；14-第五开关管；15-第六开关管；16-输出电容；17-输出电源。
具体实施方式
为使本发明要解决的技术问题、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图及具体实施例进行详细描述。
本发明针对现有的推挽式DAB变换器在宽电压范围场合无法实现全负载范围软开关的问题，提供了一种基于多绕组高频变压器的双有源桥变换器及控制方法。
如图1至图6所示，本发明的实施例提供了一种基于多绕组高频变压器的双有源桥变换器，包括：输入电源1；输入电容2，所述输入电容2的第一端与所述输入电源1的正极端电连接，所述输入电容2的第二端与所述输入电源1的负极端电连接；第一开关管3，所述第一开关管3的漏极端与所述输入电容2的第一端电连接；钳位电容4，所述钳位电容4的负极端与所述第一开关管3的源极端电连接；第二开关管5，所述第二开关管5的漏极端与所述钳位电容4的正极端电连接，所述第二开关管5的源极端与所述输入电容2的第二端电连接；第一漏感6，所述第一漏感6的正极端与所述钳位电容4的负极端电连接；第二漏感7，所述第二漏感7的负极端与所述钳位电容4的正极端电连接；三绕组高频变压器8，所述三绕组高频变压器原边的第一绕组9的负极端与所述第二开关管5的源极端电连接，所述三绕组高频变压器原边的第一绕组9的正极端与所述第一漏感6的负极端电连接，所述三绕组高频变压器原边的第二绕组10的正极端与所述第二漏感7的正极端电连接，所述三绕组高频变压器原边的第二绕组10的负极端与所述第一开关管3的漏极端电连接；第三开关管12，所述第三开关管12的源极端与所述三绕组高频变压器副边的第一绕组11的正极端电连接；第四开关管13，所述第四开关管13的漏极端与所述第三开关管12的源极端电连接；第五开关管14，所述第五开关管14的漏极端与所述第三开关管13的漏极端电连接，所述第五开关管14的源极端与所述三绕组高频变压器副边的第一绕组11的负极端电连接；第六开关管15，所述第六开关管15的漏极端与所述第五开关管14的源极端电连接，所述第六开关管15的源极端与所述第四开关管13的源极端电连接；输出电容16，所述输出电容16的第一端与所述第五开关管14的漏极端电连接，所述输出电容16的第二端与所述第六开关管15的源极端电连接；输出电源17，所述输出电源17的正极端与所述输出电容16的第一端电连接，所述输出电源17的负极端与所述输出电容16的第二端电连接。
本发明的实施例还提供了一种基于多绕组高频变压器的双有源桥变换器的控制方法，包括：步骤1，对双有源桥变换器的输入电压和输出电压进行采样，得到双有源桥变换器的输入电压采样值和双有源桥变换器的输出电压采样值，根据双有源桥变换器的输入电压采样值、双有源桥变换器的输出电压采样值和三绕组高频变压器的匝数比计算电压增益；步骤2，设定双有源桥变换器输出电压的期望值Vref，将双有源桥变换器输出电压的期望值Vref与双有源桥变换器的输出电压采样值的差值输入数字PI调节器并通过限幅器进行限幅后，得到移相比；步骤3，设定工作模式切换阈值，判断移相比是否小于工作模式切换阈值，当移相比小于工作模式切换阈值时，进入第一工作模式计算占空比，当移相比大于工作模式切换阈值时，进入第二工作模式计算占空比；步骤4，将所述移相比和所述占空比输入驱动信号产生单元，驱动信号产生单元产生六路驱动信号并将六路驱动信号分别输入双有源桥变换器的各个开关管的栅极端，通过六路驱动信号对双有源桥变换器的三绕组高频变压器副边桥臂中点电压ucd的占空比和三绕组高频变压器原边绕组电压uab与三绕组高频变压器副边桥臂中点电压ucd之间的移相比进行控制，使双有源桥式变换器在全负载范围内实现软开关，并得到最低的电流有效值。
其中，所述步骤1具体包括：电压增益k的计算，如下所示：
Figure BDA0003293912880000071
其中，k表示电压增益，n表示双有源桥变换器中三绕组高频变压器的匝数比，v1表示双有源桥变换器的输入电压采样值，v2表示双有源桥变换器的输出电压采样值。
其中，所述步骤3具体包括：当移相比
Figure BDA0003293912880000081
小于工作模式切换阈值
Figure BDA0003293912880000082
时，进入第一工作模式，通过以下公式计算占空比：
Figure BDA0003293912880000083
其中，D表示占空比，
Figure BDA0003293912880000084
表示移相比，k表示电压增益。
其中，所述步骤3还包括：当移相比
Figure BDA0003293912880000085
大于工作模式切换阈值
Figure BDA0003293912880000086
时，进入第二工作模式，在第二工作模式中，判断移相比
Figure BDA0003293912880000087
是否大于工作模式切换阈值
Figure BDA0003293912880000088
且小于
Figure BDA0003293912880000089
当移相比
Figure BDA00032939128800000810
大于工作模式切换阈值
Figure BDA00032939128800000811
且小于
Figure BDA00032939128800000812
时，通过以下公式计算占空比：
Figure BDA00032939128800000813
当移相比
Figure BDA00032939128800000814
大于
Figure BDA00032939128800000815
时，
Figure BDA00032939128800000816
其中，所述步骤4具体包括：步骤41，通过调节移相比和占空比进而控制双有源桥变换器的输出功率；步骤42，当移相比
Figure BDA00032939128800000817
增大时，驱动信号产生单元产生六路驱动信号控制双有源桥变换器的三绕组高频变压器原边绕组电压uab与三绕组高频变压器副边桥臂中点电压ucd之间的移相角增大；步骤43，判断增大后的移相比是否小于工作模式切换阈值
Figure BDA00032939128800000818
当增大后的移相比小于工作模式切换阈值
Figure BDA00032939128800000819
时，进入第一工作模式计算双有源桥变换器的三绕组高频变压器副边桥臂中点电压ucd的占空比；当增大后的移相比大于工作模式切换阈值
Figure BDA00032939128800000820
时，进入第二工作模式计算双有源桥变换器的三绕组高频变压器副边桥臂中点电压ucd的占空比；进而增大双有源桥变换器的输出功率。
其中，所述步骤4还包括：步骤44，当移相比
Figure BDA0003293912880000091
减小时，驱动信号产生单元产生六路驱动信号控制双有源桥变换器的三绕组高频变压器原边绕组电压uab与三绕组高频变压器副边桥臂中点电压ucd之间的移相角减小；步骤45，判断减小后的移相比是否小于工作模式切换阈值
Figure BDA0003293912880000092
当减小后的移相比小于工作模式切换阈值
Figure BDA0003293912880000093
时，进入第一工作模式计算双有源桥变换器的三绕组高频变压器副边桥臂中点电压ucd的占空比；当减小后的移相比大于工作模式切换阈值
Figure BDA0003293912880000094
时，进入第二工作模式计算双有源桥变换器的三绕组高频变压器副边桥臂中点电压ucd的占空比；进而减小双有源桥变换器的输出功率。
其中，所述步骤4还包括：六路驱动信号为50％的方波信号；输入第一开关管的驱动信号与输入第二开关管的驱动信号互补，输入第三开关管的驱动信号与输入第四开关管的驱动信号互补，输入第五开关管的驱动信号与输入第六开关管的驱动信号互补；第一开关管的驱动信号超前第三开关管的驱动信号，第三开关管的驱动信号由移相比控制；第三开关管的驱动信号超前第六开关管的驱动信号，第六开关管的驱动信号由移相比和占空比同时进行控制。
本发明的上述实施例所述的基于多绕组高频变压器的双有源桥变换器及控制方法，如图3，所述基于多绕组高频变压器的双有源桥变换器开始上电工作后，数字控制器(DSP TMS320F28335)通过电压采样电路采集所述基于多绕组高频变压器的双有源桥变换器的副边直流电压的采样值v2作为反馈，v2是副边输出直流电压Vo的采样值，将预先设定的副边输出直流电压Vo的期望值Vref减去采集到的副边直流电压Vo的采样值v2后得到的值经过数字PI调节器和限幅器输出移相比
Figure BDA0003293912880000095
将得到的移相比
Figure BDA0003293912880000096
直接作为两个有源全桥电路之间的移相控制信号，将移相比
Figure BDA0003293912880000097
与设定的工作模式切换阈值进行比较，当移相比
Figure BDA0003293912880000098
小于工作模式切换阈值
Figure BDA0003293912880000099
时，所述基于三绕组变压器的双有源桥式变换器进入第一工作模式，占空比D通过公式(2)进行计算，当移相比
Figure BDA00032939128800000910
大于工作模式切换阈值
Figure BDA0003293912880000101
时，双有源桥式变换器进入第二工作模式计算占空比，当移相比
Figure BDA0003293912880000102
大于工作模式切换阈值
Figure BDA0003293912880000103
且小于
Figure BDA0003293912880000104
时，占空比D通过公式(3)进行计算；当移相比
Figure BDA0003293912880000105
大于
Figure BDA0003293912880000106
时，占空比D等于1；占空比D为双有源桥变换器的三绕组高频变压器副边桥臂中点电压ucd的占空比，移相比
Figure BDA0003293912880000107
为双有源桥变换器的三绕组高频变压器原边绕组电压uab与三绕组高频变压器副边桥臂中点电压ucd之间的移相比。
本发明的上述实施例所述的基于多绕组高频变压器的双有源桥变换器及控制方法，图6为所述基于三绕组变压器的双有源桥式变换器的控制方法的软开关区域图，图6中画出了能实现全负载范围软开关及最小电流有效值的控制率(Minimum RMS Current)，该控制率在标幺值功率P*为0到1.5时都在软开关(ZVS)区域里。
本发明的上述实施例所述的基于多绕组高频变压器的双有源桥变换器及控制方法，得到的移相比和占空比既可以在全负载范围内实现软开关，又可以使所述基于多绕组高频变压器的双有源桥变换器的电流有效值为最低，从而降低了所述基于多绕组高频变压器的双有源桥变换器的损耗，提高了所述基于多绕组高频变压器的双有源桥变换器的效率。
以上所述是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明所述原理的前提下，还可以作出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (8)

1.一种基于多绕组高频变压器的双有源桥变换器，其特征在于，包括：
输入电源；
输入电容，所述输入电容的第一端与所述输入电源的正极端电连接，所述输入电容的第二端与所述输入电源的负极端电连接；
第一开关管，所述第一开关管的漏极端与所述输入电容的第一端电连接；
钳位电容，所述钳位电容的负极端与所述第一开关管的源极端电连接；
第二开关管，所述第二开关管的漏极端与所述钳位电容的正极端电连接，所述第二开关管的源极端与所述输入电容的第二端电连接；
第一漏感，所述第一漏感的正极端与所述钳位电容的负极端电连接；
第二漏感，所述第二漏感的负极端与所述钳位电容的正极端电连接；
三绕组高频变压器，所述三绕组高频变压器原边的第一绕组的负极端与所述第二开关管的源极端电连接，所述三绕组高频变压器原边的第一绕组的正极端与所述第一漏感的负极端电连接，所述三绕组高频变压器原边的第二绕组的正极端与所述第二漏感的正极端电连接，所述三绕组高频变压器原边的第二绕组的负极端与所述第一开关管的漏极端电连接；
第三开关管，所述第三开关管的源极端与所述三绕组高频变压器副边的第一绕组的正极端电连接；
第四开关管，所述第四开关管的漏极端与所述第三开关管的源极端电连接；
第五开关管，所述第五开关管的漏极端与所述第三开关管的漏极端电连接，所述第五开关管的源极端与所述三绕组高频变压器副边的第一绕组的负极端电连接；
第六开关管，所述第六开关管的漏极端与所述第五开关管的源极端电连接，所述第六开关管的源极端与所述第四开关管的源极端电连接；
输出电容，所述输出电容的第一端与所述第五开关管的漏极端电连接，所述输出电容的第二端与所述第六开关管的源极端电连接；
输出电源，所述输出电源的正极端与所述输出电容的第一端电连接，所述输出电源的负极端与所述输出电容的第二端电连接。
2.一种基于多绕组高频变压器的双有源桥变换器的控制方法，应用于如权利要求1所述的基于多绕组高频变压器的双有源桥变换器，其特征在于，包括：
步骤1，对双有源桥变换器的输入电压和输出电压进行采样，得到双有源桥变换器的输入电压采样值和双有源桥变换器的输出电压采样值，根据双有源桥变换器的输入电压采样值、双有源桥变换器的输出电压采样值和三绕组高频变压器的匝数比计算电压增益；
步骤2，设定双有源桥变换器输出电压的期望值Vref，将双有源桥变换器输出电压的期望值Vref与双有源桥变换器的输出电压采样值的差值输入数字PI调节器并通过限幅器进行限幅后，得到移相比；
步骤3，设定工作模式切换阈值，判断移相比是否小于工作模式切换阈值，当移相比小于工作模式切换阈值时，进入第一工作模式计算占空比，当移相比大于工作模式切换阈值时，进入第二工作模式计算占空比；
步骤4，将所述移相比和所述占空比输入驱动信号产生单元，驱动信号产生单元产生六路驱动信号并将六路驱动信号分别输入双有源桥变换器的各个开关管的栅极端，通过六路驱动信号对双有源桥变换器的三绕组高频变压器副边桥臂中点电压ucd的占空比和三绕组高频变压器原边绕组电压uab与三绕组高频变压器副边桥臂中点电压ucd之间的移相比进行控制，使双有源桥式变换器在全负载范围内实现软开关，并得到最低的电流有效值。
3.根据权利要求2所述的基于多绕组高频变压器的双有源桥变换器的控制方法，其特征在于，所述步骤1具体包括：
电压增益k的计算，如下所示：
Figure FDA0003293912870000021
其中，k表示电压增益，n表示双有源桥变换器中三绕组高频变压器的匝数比，v1表示双有源桥变换器的输入电压采样值，v2表示双有源桥变换器的输出电压采样值。
4.根据权利要求3所述的基于多绕组高频变压器的双有源桥变换器的控制方法，其特征在于，所述步骤3具体包括：
当移相比
Figure FDA0003293912870000031
小于工作模式切换阈值
Figure FDA0003293912870000032
时，进入第一工作模式，通过以下公式计算占空比：
Figure FDA0003293912870000033
其中，D表示占空比，
Figure FDA0003293912870000034
表示移相比，k表示电压增益。
5.根据权利要求4所述的基于多绕组高频变压器的双有源桥变换器的控制方法，其特征在于，所述步骤3还包括：
当移相比
Figure FDA0003293912870000035
大于工作模式切换阈值
Figure FDA0003293912870000036
时，进入第二工作模式，在第二工作模式中，判断移相比
Figure FDA0003293912870000037
是否大于工作模式切换阈值
Figure FDA0003293912870000038
且小于
Figure FDA0003293912870000039
当移相比
Figure FDA00032939128700000310
大于工作模式切换阈值
Figure FDA00032939128700000311
且小于
Figure FDA00032939128700000312
时，通过以下公式计算占空比：
Figure FDA00032939128700000313
当移相比
Figure FDA00032939128700000314
大于
Figure FDA00032939128700000315
时，
Figure FDA00032939128700000316
6.根据权利要求5所述的基于多绕组高频变压器的双有源桥变换器的控制方法，其特征在于，所述步骤4具体包括：
步骤41，通过调节移相比和占空比进而控制双有源桥变换器的输出功率；
步骤42，当移相比
Figure FDA00032939128700000317
增大时，驱动信号产生单元产生六路驱动信号控制双有源桥变换器的三绕组高频变压器原边绕组电压uab与三绕组高频变压器副边桥臂中点电压ucd之间的移相角增大；
步骤43，判断增大后的移相比是否小于工作模式切换阈值
Figure FDA00032939128700000318
当增大后的移相比小于工作模式切换阈值
Figure FDA00032939128700000319
时，进入第一工作模式计算双有源桥变换器的三绕组高频变压器副边桥臂中点电压ucd的占空比；当增大后的移相比大于工作模式切换阈值
Figure FDA0003293912870000041
时，进入第二工作模式计算双有源桥变换器的三绕组高频变压器副边桥臂中点电压ucd的占空比；进而增大双有源桥变换器的输出功率。
7.根据权利要求6所述的基于多绕组高频变压器的双有源桥变换器的控制方法，其特征在于，所述步骤4还包括：
步骤44，当移相比
Figure FDA0003293912870000042
减小时，驱动信号产生单元产生六路驱动信号控制双有源桥变换器的三绕组高频变压器原边绕组电压uab与三绕组高频变压器副边桥臂中点电压ucd之间的移相角减小；
步骤45，判断减小后的移相比是否小于工作模式切换阈值
Figure FDA0003293912870000043
当减小后的移相比小于工作模式切换阈值
Figure FDA0003293912870000044
时，进入第一工作模式计算双有源桥变换器的三绕组高频变压器副边桥臂中点电压ucd的占空比；当减小后的移相比大于工作模式切换阈值
Figure FDA0003293912870000045
时，进入第二工作模式计算双有源桥变换器的三绕组高频变压器副边桥臂中点电压ucd的占空比；进而减小双有源桥变换器的输出功率。
8.根据权利要求7所述的基于多绕组高频变压器的双有源桥变换器的控制方法，其特征在于，所述步骤4还包括：
六路驱动信号为50％的方波信号；输入第一开关管的驱动信号与输入第二开关管的驱动信号互补，输入第三开关管的驱动信号与输入第四开关管的驱动信号互补，输入第五开关管的驱动信号与输入第六开关管的驱动信号互补；第一开关管的驱动信号超前第三开关管的驱动信号，第三开关管的驱动信号由移相比控制；第三开关管的驱动信号超前第六开关管的驱动信号，第六开关管的驱动信号由移相比和占空比同时进行控制。
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