CN111064371A - 混合五电平双向dc/dc变流器及其电压匹配调制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种混合五电平双向DC/DC变流器及其电压匹配调制方法，其中变流器包括第一输入滤波电容Cinp和第二输入滤波电容Cinn、输出滤波电容Co、直流电压源、原边混合五电平单元、原边两电平半桥、副边单相全桥H2、高频隔离变压器M1、高频电感Ls和控制器；其中：所述原边混合五电平单元的直流母线的正极分别与对应直流电压源的正极和输入滤波电容Cinp的正极相连，原边混合五电平单元的直流母线的负极分别与对应直流电压源的负极和输入滤波电容Cinn的负极相连，原边混合五电平单元一端与第一输入滤波电容Cinp和第二输入滤波电容Cinn的串联中点相连，原边混合五电平单元通过高频电感Ls与高频隔离变压器M1的原边相连，原边两电平半桥中点与高频变压器原边的另一端相连。

Description

混合五电平双向DC/DC变流器及其电压匹配调制方法
技术领域
本发明属于DC/DC高频隔离变换技术领域，具体涉及一种混合五电平双向DC/DC变流器及其电压匹配调制方法。
背景技术
基于移相控制技术的双有源全桥变流器(Dual Active Bridge-IsolatedBidirectional DC/DC Converter，DAB)具有功率密度高、动态响应快、容易实现软开关、功率能双向流动等优点，在不间断电源、电动汽车、固态变压器等场合广受欢迎。常见的DAB变流器控制方式为移相控制，在高频变压器的原边端口和副边端口产生具有相对相移的两电平或多电平电压方波，同时通过调节原副边方波的相对相移和各电平的占空比调节流经变流器的功率并控制流经高频变压器电流的波形。
在传统的两电平DAB变流器中，常用的调制方式有：单移相调制(Single phaseshift modulation，SPSM)、双重移相调制(Dual phase shift modulation，DPSM)、扩展移相调制(Extended phase shift modulation，EPSM)和三重移相调制(Triple phase shiftmodulation，TPSM)等。其中TPSM具有三个独立的控制量，是两电平DAB变流器中最灵活的调制方式。对于两电平DAB变换器而言，当电压传输比近似为1时，也就是输入输出电压近似匹配的情况下，电流有效值和电流应力较小，软开关范围宽，传输效率较高。其中电压传输比计算为输出电压乘变压器变比除以输入电压。而当变流器的端口电压发生大范围变化时，如车载的动力电池电压有时可在200V～450V宽范围内变化，面对这种应用场合，即使采用经过优化后的TPSM调制技术，两电平DAB变流器仍然存在部分工作区域电流应力和电流有效值较大，能量传输效率较低，综合性能仍然有待进一步提高。
为了使得变流器适应超宽的端口电压范围，混合五电平双向变流器可以通过增加一个五电平单元，从而获得额外可独立调节占空比的中间电平，分别为输入电压的四分之一、二分之一和四分之三。当电压传输比为四分之一到一的范围内时，可以通过优化调节中间电平的占空比，使得变换器工作在近似电压匹配的状态，显著降低运行时的电流应力和电流有效值，从而提高整个电压范围和功率范围内输入输出功率的转换效率，实现全局优化运行。
发明内容
鉴于以上存在的技术问题，本发明用于提供一种混合五电平双向DC/DC变流器及电压匹配调制方法，此种提供的混合五电平双向DC/DC变流器的拓扑结构能够适应端口电压超宽范围变化的工作场合，能有效降低变流器中隔离变压器的电流有效值和电流应力，提高DAB的运行性能。
为解决上述技术问题，本发明采用如下的技术方案：
本发明是一方面在于提供一种混合五电平双向DC/DC变流器，包括第一输入滤波电容Cinp和第二输入滤波电容Cinn、输出滤波电容Co、直流电压源、原边混合五电平单元、原边两电平半桥、副边单相全桥H2、高频隔离变压器M1、高频电感Ls和控制器；其中：
所述原边混合五电平单元的直流母线的正极分别与对应直流电压源的正极和输入滤波电容Cinp的正极相连，原边混合五电平单元的直流母线的负极分别与对应直流电压源的负极和输入滤波电容Cinn的负极相连，原边混合五电平单元一端与第一输入滤波电容Cinp和第二输入滤波电容Cinn的串联中点相连，原边混合五电平单元通过高频电感Ls与高频隔离变压器M1的原边相连，原边两电平半桥中点与高频变压器原边的另一端相连；
所述副边单相全桥H2的直流母线的正极分别与对应直流负载的正极以及输出滤波电容Co的正极相连，副边单相全桥H2的直流母线的负极分别与对应直流负载的负极以及输出滤波电容Co的负极相连，副边单相全桥H2的交流侧与高频隔离变压器的副边相连；
原边混合五电平单元的控制信号的输入端、原边两电平半桥的控制信号输入端、副边单相全桥的控制信号的输入端分别与所述控制器对应的开关信号的输出端相连。
优选地，所述高频隔离变压器M1的变比为N:1。
优选地，所述原边五电平单元的交流端口电压vp产生九种电平：±vin、
Figure BDA0002337756210000031
和0，vin为混合五电平双向DC/DC变流器的输入直流电压；所述副边单相全桥H2的交流端口电压vs产生三种电平：±vout和0，vout为混合五电平双向DC/DC变流器的输出电压。
优选地，所述控制器包括采样单元、PI控制器和调制单元，其中：
所述采样单元包括两个信号输入端，两个信号输入端分别测量输入电压vin和输出电压vout；
所述PI控制器包括由输出电压vout和其参考电压vref对比得到的误差作为输入，经过PI控制器后得到输出x作为调制信号；
所述调制单元以vin、vout、vref和x为输入信号，并根据输入电压vin、输出电压vout以及高频隔离变压器变比N得到电压传输比F和各个开关的驱动信号。
本发明的另一方面在于一种如上所述的混合五电平双向DC/DC变流器的电压匹配调制方法，包括如下步骤：
设置控制器的PI控制器参数，即设置控制器比例系数kp和积分系数ki，计算PI控制器输出x，作为调制信号；
在调制单元，通过电压传输比F和PI控制器的输出x分别输出至控制器的调制单元，计算控制量；
根据控制量，驱动原边混合五电平单元、原边两电平半桥和副边单相全桥的全控开关器件，控制全控开关器件的动作，实现优化运行。
优选地，所述电压传输比F为：
Figure BDA0002337756210000041
其中，高频隔离变压器变比N作为初值预先设定。
优选地，所述PI控制器输出x为：
x＝kp(vref-vout)+ki∫(vref-vout)dt
其中，0.1≤kp≤10，0.001≤ki≤1，vref为参考电压；PI控制器输出x的范围为[-0.5,1]。
优选地，所述控制量为6个，分别为Dp0、Dp2、Dp3、Dp4、Ds0和Dss；其中：
Dp0控制原边混合五电平单元的0电平；
Dp2控制原边混合五电平单元的1/2电平；
Dp3控制原边混合五电平单元的3/4电平；
Dp4控制原边混合五电平单元的±vin电平；
Ds0控制副边单相全桥H2的0电平；
Dss控制原边混合五电平单元与副边单相全桥H2之间的相对移相。
优选地，计算控制量的过程，包括：
根据电压传输比F的取值，将变流器分为五种运行工况，计算相应的六个控制量：
第一种运行工况：
Figure BDA0002337756210000042
即4×Nvout＜vin，各控制变量计算如下：
Dss＝x
Ds0＝0
Dp4＝0
Dp3＝0
Dp2＝0
Dp0＝1-4F
第二种运行工况：
Figure BDA0002337756210000043
即vin＜4×Nvout＜2vin，各控制变量计算如下：
Dss＝x
Ds0＝0
Dp4＝0
Dp3＝0
Dp2＝4F-1
Dp0＝0
第三种运行工况：
Figure BDA0002337756210000051
即2vin＜4×Nvout＜3vin，各控制变量计算如下：
Dss＝x
Ds0＝0
Dp4＝0
Dp3＝4F-2
Dp2＝3-4F
Dp0＝0
第四种运行工况：
Figure BDA0002337756210000052
即3vin＜4×Nvout＜4vin，各控制变量计算如下：
Dss＝x
Ds0＝0
Dp4＝4F-3
Dp3＝4(1-F)
Dp2＝0
Dp0＝0
第五种运行工况：1＜F，即vin＜Nvout，各控制变量计算如下：
Dss＝x
Figure BDA0002337756210000053
Dp4＝0
Dp3＝0
Dp2＝0
Dp0＝0
通过上述调制方法，可以满足如下条件，从而近似匹配输入输出电压：
Figure BDA0002337756210000054
其中vp为原边五电平单元的交流端口电压，vs为副边单相全桥H2的交流端口电压。
优选地，所述调制单元根据如下设定：
原边五电平单元的0电平的占空比为Dp0；
原边五电平单元的1/2电平的占空比为Dp2；
原边五电平单元的3/4电平的占空比为Dp3；
原边五电平单元的±vin电平的占空比为Dp4；
副边单相全桥H2的0电平的占空比为Ds0；
原边五电平单元与副边单相全桥H2之间的相对移相比为Dss；
形成驱动信号脉冲按时序输入并控制所述混合五电平单元和副边单相全桥H2的全控开关器件的工作，完成调制过程。
采用本发明具有如下的有益效果：
(1)本发明提供的混合五电平双向DC/DC变流器及其电压匹配调制方法，相比于全五电平双向DC/DC方案，混合五电平方案可以减少半导体器件的数目，降低成本，并增强系统的可靠性。
(2)本发明提供的混合五电平双向DC/DC变流器及其电压匹配调制方法，其控制目标为降低流经DAB变流器隔离变压器的电流有效值，从而降低系统损耗，提高功率转化效率。
(3)本发明提供的混合五电平双向DC/DC变流器及其电压匹配调制方法，基于混合五电平双向DC/DC变流器的原边零电平占空比、原边高电平占空比、原边1/2电平占空比、原边3/4电平占空比、副边零电平占空比以及原副边之间移相比六个控制量，实现六自由度全局优化控制，通过协调变流器的六个控制变量，降低电流有效值，提升变流器运行效率。
(4)本发明提供的混合五电平双向DC/DC变流器及其电压匹配调制方法，可以提升输入输出侧电压范围，降低导通损耗，提高了在超宽电压范围下的能量转换效率。
附图说明
图1为本发明实施例的混合五电平双向DC/DC变流器的原理框图；
图2为本发明实施例的混合五电平双向DC/DC变流器的控制器的原理框图；
图3为本发明实施例的混合五电平双向DC/DC变流器的一应用示例电路拓扑结构图；
图4为本发明实施例中混合五电平双向DC/DC变流器的控制器对应的开关信号实现方式图；
图5为本发明实施例中混合五电平双向DC/DC变流器的原副边交流电压电流典型波形图；
图6为本发明实施例中电压匹配(Voltage Match，VM)控制示意图；
图7至图16为本发明实施例的混合五电平双向DC/DC变流器各开关模态工作示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
参照图1，所示为本发明实施例的一种混合五电平双向DC/DC变流器，包括第一输入滤波电容Cinp和第二输入滤波电容Cinn、输出滤波电容Co、直流电压源、原边混合五电平单元、原边两电平半桥、副边单相全桥H2、高频隔离变压器M1、高频电感Ls和控制器；其中原边混合五电平单元的直流母线的正极分别与对应直流电压源的正极和输入滤波电容Cinp的正极相连，原边混合五电平单元的直流母线的负极分别与对应直流电压源的负极和输入滤波电容Cinn的负极相连，原边混合五电平单元一端与第一输入滤波电容Cinp和第二输入滤波电容Cinn的串联中点相连，原边混合五电平单元通过高频电感Ls与高频隔离变压器M1的原边相连，原边两电平半桥中点与高频变压器原边的另一端相连；副边单相全桥H2的直流母线的正极分别与对应直流负载的正极以及输出滤波电容Co的正极相连，副边单相全桥H2的直流母线的负极分别与对应直流负载的负极以及输出滤波电容Co的负极相连，副边单相全桥H2的交流侧与高频隔离变压器的副边相连；原边混合五电平单元的控制信号的输入端、原边两电平半桥的控制信号输入端、副边单相全桥的控制信号的输入端分别与所述控制器对应的开关信号的输出端相连。
进一步地，参考图2，控制器包括采样单元、PI控制器和调制单元，其中采样单元包括两个信号输入端，两个信号输入端分别测量输入电压vin和输出电压vout；PI控制器包括由输出电压vout和其参考电压vref对比得到的误差作为输入，经过PI控制器后得到输出x作为调制信号；所述调制单元以vin、vout、vref和x为输入信号，并根据输入电压vin、输出电压vout以及高频隔离变压器变比N得到电压传输比F和各个开关的驱动信号。
一具体应用实例中，参见图3，其中全控开关器件T1～T4、S1～S4与自耦变压器M2组成一个原边混合五电平单元，全控开关器件S5和S6组成一个两电平半桥；副边单相全桥H2包括全控开关器件Q1～Q4；原边混合五电平单元的直流母线的正极分别与对应直流电压源的正极和输入滤波电容Cinp的正极相连，原边五电平单元的直流母线的负极分别与对应直流电压源的负极和输入滤波电容Cinn的负极相连，全控开关器件T1～T4一端与输入滤波电容Cinp和Cinn的串联中点相连，另一端与自耦变压器M2两端相连，自耦变压器的中心抽头通过高频电感Ls与高频隔离变压器的原边相连；全控开关器件S5和S6组成两电平半桥中点与高频变压器原边的另一端相连；所述副边单相全桥H2的直流母线的正极分别与对应直流负载的正极以及输出滤波电容Co的正极相连，副边单相全桥H2的直流母线的负极分别与对应直流负载的负极以及输出滤波电容Co的负极相连，副边单相全桥H2的交流侧与高频隔离变压器的副边相连；所述全控开关器件S1～S6、T1～T4的控制信号的输入端和全控开关器件Q1～Q4的控制信号的输入端分别与所述控制器对应的开关信号的输出端相连。如图4和图5所示，为本实例中混合五电平双向DC/DC变流器的控制器对应的开关信号实现方式和原副边交流电压电流波形图。由图可知原边混合五电平单元的交流端口电压vp能够产生九种电平：±vin、
Figure BDA0002337756210000091
和0；副边单相全桥H2的交流端口电压vs能够产生三种电平：±vout和0。原边五电平单元的0电平的占空比为Dp0；原边五电平单元的1/2电平的占空比为Dp2；原边五电平单元的3/4电平的占空比为Dp3；原边五电平单元的±vin电平的占空比为Dp4；副边单相全桥H2的0电平的占空比为Ds0；原边五电平单元与副边单相全桥H2之间的相对移相比为Dss。
本发明的又一实施例，通过以上提供的混合五电平双向DC/DC变流器的电压匹配调制方法如下，包括如下步骤：
设置控制器的PI控制器参数，即设置控制器比例系数kp和积分系数ki，计算PI控制器的输出x，作为调制信号；
在调制单元，通过电压传输比F和PI控制器的输出x分别输出至控制器的调制单元，计算控制量；
根据控制量，驱动原边混合五电平单元、原边两电平半桥和副边单相全桥的全控开关器件，控制全控开关器件的动作，实现优化运行。
进一步的优选实施方式中，电压传输比F为：
Figure BDA0002337756210000092
其中，高频隔离变压器变比N作为初值预先设定。
进一步的优选实施方式中，PI控制器输出x为：
x＝kp(vref-vout)+ki∫(vref-vout)dt
其中，0.1≤kp≤10，0.001≤ki≤1，vref为参考电压；PI控制器输出x的范围为[-0.5,1]。
具体的，本实例提供的优化控制策略如下：计算控制量；根据电压传输比F的取值，将本发明实施例的混合五电平双向DC/DC变流器分为五种运行工况，计算相应的六个控制量使其满足如下条件，计算相应的六个控制量：
第一种运行工况：
Figure BDA0002337756210000101
即4×Nvout＜vin，各控制变量计算如下：
Dss＝x
Ds0＝0
Dp4＝0
Dp3＝0
Dp2＝0
Dp0＝1-4F
第二种运行工况：
Figure BDA0002337756210000102
即vin＜4×Nvout＜2vin，各控制变量计算如下：
Dss＝x
Ds0＝0
Dp4＝0
Dp3＝0
Dp2＝4F-1
Dp0＝0
第三种运行工况：
Figure BDA0002337756210000103
即2vin＜4×Nvout＜3vin，各控制变量计算如下：
Dss＝x
Ds0＝0
Dp4＝0
Dp3＝4F-2
Dp2＝3-4F
Dp0＝0
第四种运行工况：
Figure BDA0002337756210000104
即3vin＜4×Nvout＜4vin，各控制变量计算如下：
Dss＝x
Ds0＝0
Dp4＝4F-3
Dp3＝4(1-F)
Dp2＝0
Dp0＝0
第五种运行工况：1＜F，即vin＜Nvout，各控制变量计算如下：
Dss＝x
Figure BDA0002337756210000111
Dp4＝0
Dp3＝0
Dp2＝0
Dp0＝0
通过上述调制方法，可以满足如下条件，从而近似匹配输入输出电压：使图6中两个阴影部分的面积相等，SA1＝SA2，即
Figure BDA0002337756210000112
其中vp为原边五电平单元的交流端口电压，vs为副边单相全桥H2的交流端口电压。
其中调制单元根据如下设定：原边五电平单元的0电平的占空比为Dp0；原边五电平单元的1/2电平的占空比为Dp2；原边五电平单元的3/4电平的占空比为Dp3；原边五电平单元的±vin电平的占空比为Dp4；副边单相全桥H2的0电平的占空比为Ds0；原边五电平单元与副边单相全桥H2之间的相对移相比为Dss；形成驱动信号脉冲按时序输入并控制所述混合五电平单元和副边单相全桥H2的全控开关器件的工作，完成调制过程。
混合五电平双有源桥拓扑一般采用PWM+移相控制，可分为10个开关模态，因为变换器工作波形半周期对称，各开关模态的工作情况如下，波形图如图5所示：
开关模态1[t0,t1]，如图7所示，在t0-t1阶段，开关管S1、S3和S6导通，副边器件Q1、Q4导通，vp＝vin，vs＝Nvout，电感电流线性上升，电流上升率最大。
开关模态2[t1,t2]，如图8所示，在t1时刻，S1关断，T1、T2导通，副边器件Q1、Q4导通，在该时间段内，变压器两端电压为：vp＝3/4vin，vs＝Nvout，电感电流继续增加，电流上升率减小。
开关模态3[t2,t3]，如图9所示，在t2时刻，S3关断，T3、T4导通，副边器件Q1、Q4导通，在该时间段内，变压器两端电压为：vp＝1/2vin，vs＝Nvout，电感电流变化率由1/2vin-Nvout决定。
开关模态4[t3,t4]，如图10所示，在t3时刻，T3T4关断，S4导通，副边器件Q1、Q4导通，在该时间段内，变压器两端电压为：vp＝1/4vin，vs＝Nvout，电感电流线性下降。
开关模态5[t4,t5]，如图11所示，在t4时刻，T1、T2关断，S2导通，副边器件Q1、Q4导通，在该时间段内，变压器两端电压为：vp＝0，vs＝Nvout，电感电流线性下降。
开关模态6[t5,t6]，如图12所示，在t5-t6阶段，开关管S2、S4和S5导通，副边器件Q2、Q3导通，vp＝-vin，vs＝-Nvout，电感电流绝对值线性上升，电流上升率最大。
开关模态7[t6,t7]，如图13所示，在t6时刻，S4关断，T3、T4导通，副边器件Q2、Q3导通，在该时间段内，变压器两端电压为：vp＝-3/4vin，vs＝-Nvout，电感电流绝对值继续增加，电流上升率减小。
开关模态8[t7,t8]，如图14所示，在t7时刻，S2关断，T1、T2导通，副边器件Q2、Q3导通，在该时间段内，变压器两端电压为：vp＝-1/2vin，vs＝-Nvout，电感电流变化率由-1/2vin+Nvout决定。
开关模态9[t8,t9]，如图15所示，在t8时刻，T1、T2关断，S1导通，副边器件Q2、Q3导通，在该时间段内，变压器两端电压为：vp＝-1/4vin，vs＝-Nvout，电感电流绝对值线性下降。
开关模态10[t9,t10]，如图16所示，在t9时刻，T3、T4关断，S3导通，副边器件Q2、Q3导通，在该时间段内，变压器两端电压为：vp＝0，vs＝-Nvout，电感电流绝对值线性下降。
本发明提供的混合五电平双向DC/DC变流器及其电压匹配调制方法，基于混合五电平双向DC/DC变流器的原边零电平占空比、原边高电平占空比、原边1/2电平占空比、原边3/4电平占空比、副边零电平占空比以及原副边之间移相比六个控制量，实现六自由度全局优化控制，通过协调变流器的六个控制变量，降低电流有效值，提升变流器运行效率。同时可以提升输入输出侧电压范围，降低导通损耗，提高了在超宽电压范围下的能量转换效率。
在一具体应用实例中，各个参数可优选如下：电压传输比F＝0.5，输入电压vin＝400V，输出电压vout＝200V，开关频率fs＝200kHz，交流电感Ls＝20μH，变压器变比N＝1，输出滤波电容Co＝100μF，输入滤波电容Cinp＝40μF、Cinn＝40μF。
应当理解，本文所述的示例性实施例是说明性的而非限制性的。尽管结合附图描述了本发明的一个或多个实施例，本领域普通技术人员应当理解，在不脱离通过所附权利要求所限定的本发明的精神和范围的情况下，可以做出各种形式和细节的改变。

Claims (10)

1.一种混合五电平双向DC/DC变流器，其特征在于，包括第一输入滤波电容Cinp和第二输入滤波电容Cinn、输出滤波电容Co、直流电压源、原边混合五电平单元、原边两电平半桥、副边单相全桥H2、高频隔离变压器M1、高频电感Ls和控制器；其中：
所述原边混合五电平单元的直流母线的正极分别与对应直流电压源的正极和输入滤波电容Cinp的正极相连，原边混合五电平单元的直流母线的负极分别与对应直流电压源的负极和输入滤波电容Cinn的负极相连，原边混合五电平单元一端与第一输入滤波电容Cinp和第二输入滤波电容Cinn的串联中点相连，原边混合五电平单元通过高频电感Ls与高频隔离变压器M1的原边相连，原边两电平半桥中点与高频变压器原边的另一端相连；
所述副边单相全桥H2的直流母线的正极分别与对应直流负载的正极以及输出滤波电容Co的正极相连，副边单相全桥H2的直流母线的负极分别与对应直流负载的负极以及输出滤波电容Co的负极相连，副边单相全桥H2的交流侧与高频隔离变压器的副边相连；
原边混合五电平单元的控制信号的输入端、原边两电平半桥的控制信号输入端、副边单相全桥的控制信号的输入端分别与所述控制器对应的开关信号的输出端相连。
2.如权利要求1所述的混合五电平双向DC/DC变流器，其特征在于，所述高频隔离变压器M1的变比为N:1。
3.如权利要求1所述的混合五电平双向DC/DC变流器，其特征在于，所述原边五电平单元的交流端口电压vp产生九种电平：±vin、
Figure FDA0002337756200000011
和0，vin为混合五电平双向DC/DC变流器的输入直流电压；所述副边单相全桥H2的交流端口电压vs产生三种电平：vout和0，vout为混合五电平双向DC/DC变流器的输出电压。
4.如权利要求1至3中任一项所述的混合五电平双向DC/DC变流器，其特征在于，所述控制器包括采样单元、PI控制器和调制单元，其中：
所述采样单元包括两个信号输入端，两个信号输入端分别测量输入电压vin和输出电压vout；
所述PI控制器包括由输出电压vout和其参考电压vref对比得到的误差作为输入，经过PI控制器后得到输出x作为调制信号；
所述调制单元以vin、vout、vref和x为输入信号，并根据输入电压vin、输出电压vout以及高频隔离变压器变比N得到电压传输比F和各个开关的驱动信号。
5.一种如权利要求4所述的混合五电平双向DC/DC变流器的电压匹配调制方法，其特征在于，包括如下步骤：
设置控制器的PI控制器参数，即设置控制器比例系数kp和积分系数ki，计算PI控制器输出x，作为调制信号；
在调制单元，通过电压传输比F和PI控制器的输出x分别输出至控制器的调制单元，计算控制量；
根据控制量，驱动原边混合五电平单元、原边两电平半桥和副边单相全桥的全控开关器件，控制全控开关器件的动作，实现优化运行。
6.根据权利要求5所述的电压匹配调制方法，其特征在于，所述电压传输比F为：
Figure FDA0002337756200000021
其中，高频隔离变压器变比N作为初值预先设定。
7.根据权利要求5所述的电压匹配调制方法，其特征在于，所述PI控制器输出x为：
x＝kp(vref-vout)+ki∫(vref-vout)dt
其中，0.1≤kp≤10，0.001≤ki≤1，vref为参考电压；PI控制器输出x的范围为[-0.5,1]。
8.根据权利要求5所述的电压匹配调制方法，其特征在于，所述控制量为6个，分别为Dp0、Dp2、Dp3、Dp4、Ds0和Dss；其中：
Dp0控制原边混合五电平单元的0电平；
Dp2控制原边混合五电平单元的1/2电平；
Dp3控制原边混合五电平单元的3/4电平；
Dp4控制原边混合五电平单元的±vin电平；
Ds0控制副边单相全桥H2的0电平；
Dss控制原边混合五电平单元与副边单相全桥H2之间的相对移相。
9.根据权利要求8所述的电压匹配调制方法，其特征在于，计算控制量的过程，包括：
根据电压传输比F的取值，将变流器分为五种运行工况，计算相应的六个控制量：
第一种运行工况：
Figure FDA0002337756200000031
即4×Nvout＜vin，各控制变量计算如下：
Dss＝x
Ds0＝0
Dp4＝0
Dp3＝0
Dp2＝0
Dp0＝1-4F
第二种运行工况：
Figure FDA0002337756200000032
即vin＜4×Nvout＜2vin，各控制变量计算如下：
Dss＝x
Ds0＝0
Dp4＝0
Dp3＝0
Dp2＝4F-1
Dp0＝0
第三种运行工况：
Figure FDA0002337756200000033
即2vin＜4×Nvout＜3vin，各控制变量计算如下：
Dss＝x
Ds0＝0
Dp4＝0
Dp3＝4F-2
Dp2＝3-4F
Dp0＝0
第四种运行工况：
Figure FDA0002337756200000041
即3vin＜4×Nvout＜4vin，各控制变量计算如下：
Dss＝x
Ds0＝0
Dp4＝4F-3
Dp3＝4(1-F)
Dp2＝0
Dp0＝0
第五种运行工况：1＜F，即vin＜Nvout，各控制变量计算如下：
Dss＝x
Figure FDA0002337756200000042
Dp4＝0
Dp3＝0
Dp2＝0
Dp0＝0
通过上述调制方法，满足如下条件：
Figure FDA0002337756200000043
其中vp为原边五电平单元的交流端口电压，vs为副边单相全桥H2的交流端口电压。
10.根据权利要求9所述的电压匹配调制方法，其特征在于，所述调制单元根据如下设定：
原边五电平单元的0电平的占空比为Dp0；
原边五电平单元的1/2电平的占空比为Dp2；
原边五电平单元的3/4电平的占空比为Dp3；
原边五电平单元的±vin电平的占空比为Dp4；
副边单相全桥H2的0电平的占空比为Ds0；
原边五电平单元与副边单相全桥H2之间的相对移相比为Dss；
形成驱动信号脉冲按时序输入并控制所述混合五电平单元和副边单相全桥H2的全控开关器件的工作，完成调制过程。
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