CN103516196B - 开关电源装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种即使输入电压变动较大也能进行高效率的电压变换的开关电源装置。谐振转换器电路(20)通过FET(21、22)的切换而根据输入电压(Vi)产生输出电压(Vo)。后级SW控制电路(40)以固定导通占空比且固定开关频率对谐振转换器电路(20)的FET(21、22)交替地进行导通/截止控制。升压转换器电路(10)具有电感器(L1)、平滑电容器(C1)和切换向电感器(L1)的通电的FET(11)。前级SW控制电路(30)以所控制的导通占空比对升压转换器电路(10)的FET(11)进行导通/截止控制，并调整向谐振转换器电路(20)的输出电压。

Description

开关电源装置
技术领域
本发明涉及将转换器设为二级结构的开关电源装置。
背景技术
在专利文献1中公开了一种在前级具备电流输入型转换器、在后级具备串联谐振型转换器的结构的DC-DC转换器。前级的电流输入型转换器检测输出电压并执行控制以使向后级的串联谐振型转换器输入的输入电压变为恒定。后级的串联谐振型转换器以固定频率工作以使输入电压直接成为负载电压。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开昭64-43062号公报
发明内容
发明概要
发明要解决的课题
在专利文献1中，在前级的电流输入型转换器的输出上具有电容器。如果设该电容器的充电电压为Vc、输入电压为Vs，则与向后级的转换器输入的输入电压Vi之间的关系成为Vi＝Vs-Vc的关系。在该专利文献1中，在考虑了瞬时停电的情况下，需要使前级的电流输入型转换器所产生的电压变换比变大。
例如，在设后级的转换器的输入电压Vi为200V的情况下，通过在瞬时停电时使电容器的充电电压Vc降低，从而能工作到输入电压Vs降低至200V为止。另一方面，如果设稳定时的输入电压Vs为380V，则电流输入型转换器需要执行电压变换动作以使电容器的充电电压Vc成为180V。如上那样，在专利文献1所记载的DC-DC转换器中，在考虑了瞬时停电并增大了输入电压范围的情况下，存在稳定时的电压变换比变大从而变得不效率的问题。
因此，本发明的目的在于提供一种即便将输入电压范围设定得较大，在稳定时也能执行高效率的电压变换的开关电源装置。
用于解决课题的技术方案
本发明所涉及的开关电源装置的特征在于，具备：非绝缘型转换器，其对所输入的输入电源电压进行升压并输出直流电压；和绝缘型桥式转换器，其输入从上述非绝缘型转换器输出的直流电压并向负载输出直流电压，上述绝缘型桥式转换器具有：变压器，其具备初级绕组以及次级绕组；交流电压产生电路，其与上述初级绕组连接并包括第1开关元件和第2开关元件，通过上述第1开关元件以及上述第2开关元件的切换而根据所输入的直流电压产生交流电压并施加给上述初级绕组；和整流电路，其与上述次级绕组连接，对通过与上述初级绕组的磁场耦合而在上述次级绕组中感应出的电压进行整流并向负载输出，上述非绝缘型转换器具有：电感器；电容器；和第3开关元件，其切换向上述电感器的通电，上述开关电源装置还具备：开关控制电路，其以固定导通占空比且固定开关频率，隔着死区时间对上述第1开关元件以及上述第2开关元件交替地进行导通/截止控制；和PWM控制电路，其对上述第3开关元件进行导通/截止控制，并且控制上述第3开关元件的导通占空比来调整向上述绝缘型桥式转换器的输出电压。
在该构成中，由于对前级的非绝缘型转换器的导通占空比进行控制来调整输出电压，因此能以固定导通占空比以及固定开关频率对第1开关元件以及第2开关元件进行开关控制。例如，通过以大致50％的导通占空比对第1开关元件以及第2开关元件交替地进行导通/截止控制，从而能够使第1开关元件以及第2开关元件高效率地动作，可高效地执行电力变换。此外，通过固定第1开关元件以及第2开关元件的开关频率，从而能够设定为最合适的开关频率。而且，通过控制非绝缘型转换器的导通占空比，从而即使输入电压变动较大，也能应对这种情况。
优选如下结构，即：在上述输入电源电压为阈值以上的情况下，上述PWM控制电路停止上述第3开关元件的开关控制，上述开关控制电路控制上述第1开关元件以及上述第2开关元件的导通占空比以及/或者开关频率。
在该结构中，在输入电压为阈值以上的情况下，不使非绝缘型转换器动作，输入电压直接被输入到后级的绝缘型桥式转换器中。因此，也能应对于相对于稳定时输入电压增大的情况。
上述绝缘型桥式转换器也可为谐振转换器的结构。
在该结构中，由于流动正弦波状的电流，因此能够通过零电压开关和零电流开关减小开关损耗。
优选如下结构，即：上述交流电压产生电路具有：串联谐振电路，其包括谐振用电容器以及谐振用电感器；和励磁电感，其与上述初级绕组并联地形成，上述开关控制电路以与上述串联谐振电路的谐振频率一致的开关频率对上述第1开关元件以及上述第2开关元件进行导通/截止控制。
在该结构中，后级的绝缘型桥式转换器为LLC电路，第1开关元件以及第2开关元件被控制以使开关频率与没有考虑LLC电路的励磁电感的谐振频率一致。由此，能够抑制没有考虑变压器的绕组比时的绝缘型桥式转换器的输入输出电压比(增益)的频率特性根据负载而发生变动的情况。
优选如下结构，即：上述开关控制电路将上述固定导通占空比设为大致50％，来对上述第1开关元件以及上述第2开关元件进行导通/截止控制。
在该结构中，由于导通占空比大致为50％，因此能进行高效率的电力变换。
上述绝缘型桥式转换器也可为全桥式转换器。
在该结构中，由于次级侧的平滑电容器的电流脉动小，因此适用于低电压大电流输出的用途。
上述绝缘型桥式转换器也可为半桥式转换器。
在该结构中，能够使开关元件的数目比全桥式转换器减少。
发明效果
根据本发明，将转换器设为二级结构，通过对前级的转换器进行开关控制，从而能够控制向后级的转换器输入的输入电压变动，因此即使将输入电压的范围设定得较大，也能执行稳定时的高效率的电压变换。
附图说明
图1为实施方式1所涉及的开关电源装置的电路图。
图2为实施方式1所涉及的开关电源装置的控制相关的波形图。
图3为使开关频率fs比第1谐振频率fr低的情况下的波形图。
图4为使开关频率fs比第1谐振频率fr高的情况下的波形图。
图5为与实施方式2所涉及的开关电源装置的电路图。
图6(A)为表示以接近于50％的导通占空比进行动作的情况下的电流波形的图，(B)为表示以比(A)小的导通占空比进行动作的情况下的电流波形的图。
图7为实施方式3所涉及的开关电源装置的电路图。
图8为实施方式4所涉及的开关电源装置的电路图。
具体实施方式
(实施方式1)
图1为本实施方式所涉及的开关电源装置的电路图。开关电源装置101于输入端子Pi(+)、Pi(-)与输出端子Po(+)、Po(-)之间，在前级具备非绝缘型转换器，在后级具备绝缘型桥式转换器。在本实施方式中，非绝缘型转换器为升压转换器电路10，绝缘型桥式转换器为半桥式LLC谐振转换器电路(以下称作谐振转换器电路)20。从输入端子Pi(+)、Pi(-)输入直流输入电压Vi，从输出端子Po(+)、Po(-)输出输出电压Vo。输出端子Po(+)、Po(-)连接负载(未图示)，并向该负载提供输出电压Vo。
升压转换器电路10与输入端子Pi(+)、Pi(-)连接，输入输入电压Vi，输出输出电压(以下称作总线电压)Vbus。输入端子Pi(+)、Pi(-)还连接平滑电容器Ci。升压转换器电路10具备电感器L1、n型MOSFET(以下称作FET。)11、二极管D1以及平滑电容器C1。电感器L1的第1端与升压转换器电路10的输入部连接，第2端经由二极管D1而与升压转换器电路10的输出部连接。
二极管D1的阳极端子与电感器L1连接，阴极端子与升压转换器电路10的输出部连接。二极管D1的阴极端子连接平滑电容器C1。FET(本发明的第3开关元件)11的漏极端子被连接在电感器L1与二极管D1之间的连接点，源极端子与接地线连接。此外，FET11的栅极端子与前级开关控制电路(以下称作前级SW控制电路。)30连接，由前级SW控制电路30进行导通/截止控制。该前级SW控制电路30相当于本发明的PWM控制电路。
在前级SW控制电路30中，被输入与在后述的变压器T的次级侧所检测出的输出电压Vo相应的反馈电压Vfb。另外，在图1中只用一根线简单地表示反馈路径。例如能够采用光电耦合器或脉冲变压器等绝缘单元来进行反馈。具体地，在输出端子Po(+)-Po(-)间连接反馈电路，反馈电路通过输出端子Po(+)-Po(-)的电压的分压值与基准电压的比较而产生反馈信号，在绝缘状态下向前级SW控制电路30输入反馈电压Vfb。
前级SW控制电路30具备振荡器31、比较器32以及驱动器(Drv)33，以基于反馈电压Vfb所决定的导通占空比对FET11进行导通/截止控制。振荡器31与比较器32的非反相输入端子(+)连接，并将基准三角波电压(斜坡波电压)输出给比较器32。
在比较器32的反相输入端(-)输入反馈电压Vfb。比较器32比较所输入的三角波电压和反馈电压Vfb，生成与比较结果相应的占空比的PWM信号。即FET11的导通占空比由反馈电压Vfb设定，作为结果，通过前级SW控制电路30变更FET11的导通占空比来控制输出电压Vo。驱动器33基于来自比较器32的PWM信号来执行FET11的导通/截止控制。如上那样，开关电源装置101的输出电压Vo通过前级SW控制电路30控制FET11的导通占空比而被控制。
谐振转换器电路20被连接在升压转换器电路10的后级，具备包括初级绕组np以及次级绕组ns的变压器T。谐振转换器电路20在变压器T的初级侧具备FET(本发明的第1开关元件)21以及FET(本发明的第2开关元件)22。FET21、22均为n型FET。在变压器T的初级侧所形成的电路相当于本发明所涉及的交流电压产生电路。
FET21的漏极端子与升压转换器电路10的输出部连接，源极端子经由谐振用电容器Cr以及谐振用电感器Lr的串联谐振电路而与变压器T的初级绕组np的第1端连接。在图1中，与初级绕组np并联连接的电感器Lm为在变压器T中产生的励磁电感。
FET22的漏极端子经由谐振用电容器Cr以及谐振用电感器Lr的串联谐振电路而与变压器T的初级绕组np的第1端连接，源极端子与初级绕组np的第2端连接。
另外，谐振电感器Lr也可为变压器T的漏电感，也可为外置部件。
FET21、22各自的栅极端子与后级开关控制电路(以下称作后级SW控制电路。)40连接，通过后级SW控制电路40进行导通/截止控制。该后级SW控制电路40相当于本发明的开关控制电路。FET21、22详细而言隔着死区时间为大致50％的占空比、且将串联谐振电路的谐振频率作为开关频率交替地导通。开关电源装置101的输出电压Vo通过前级SW控制电路30控制FET11的导通占空比而被控制，因此FET21、22的导通占空比以及开关频率在设计范围内能任意地设定。
作为LLC谐振电路的谐振转换器电路20具有第1谐振频率f1和第2谐振频率f2。第1谐振频率f1为由谐振用电感器Lr以及谐振用电容器Cr决定的频率，成为1/(2π√(Lr·Cr))。此外，第2谐振频率f2为由谐振用电感器Lr、谐振用电容器Cr以及励磁电感Lm决定的频率，成为1/(2π√(Lr+Lm)Cr))。后级SW控制电路40控制FET21、22以使FET21、22的开关频率fs与第1谐振频率f1一致。
谐振转换器电路20在变压器T的次级侧具备二极管D21、D22以及平滑电容器Co。通过二极管D21、D22以及平滑电容器Co构成本发明的整流电路。变压器T的次级绕组ns的第1端与二极管D21的阳极端子连接，第2端与二极管D22的阳极端子连接。二极管D21、D22各自的阴极端子与输出端子Po(+)连接。平滑电容器Co与输出端子Po(+)、Po(-)连接。
此外，变压器T的次级绕组ns具有中间抽头，中间抽头与输出端子Po(-)连接。以下，为了便于说明，将第1端与中间抽头之间的次级绕组ns称作第1次级绕组ns1，将第2端与中间抽头之间的次级绕组ns称作第2次级绕组ns2。变压器T的次级侧构成中心抽头方式的全波整流电路。
接下来，说明后级SW控制电路40对FET21、22进行开关控制以使FET21、22的开关频率fs与第1谐振频率f1一致的情况下的电流波形。
图2为本实施方式所涉及的开关电源装置101的控制相关的波形图。
在图2中，将横轴作为时间轴。时间t0、t2为FET22断开、FET21接通的定时。此外，时间t1为FET21断开、FET22接通的定时。在图2中虽然省略了，但在断开与接通之间设置短的死区时间。
此外，图2分别表示向FET21、22的栅极端子施加的栅极电压Vgs21、Vgs22、谐振用电感器Lr中流动的谐振电流iLr、励磁电感Lm中流动的励磁电流iLm、变压器T的次级侧二极管D21、D22中流动的电流iD21、iD22的波形。另外，在初级侧中流动的电流将从谐振用电容器Cr流向初级绕组np方向的情况设为正值，将在逆方向上流动的情况设为负值。
在期间t0～t1内，在FET22刚断开之后，电流在励磁电感Lm→串联谐振电路(谐振用电感器Lr以及谐振用电容器Cr)→FET21的体二极管的路径中流动。因此，谐振电流iLr成为负值。此后，FET21接通，电流在FET21→串联谐振电路→励磁电感Lm的路径中流动，谐振电流iLr被切换为正值。谐振电流iLr的波形大致为正弦波状，该频率为第1谐振频率f1。另外，在FET21接通时，由于FET21的漏极电压为零，因此FET21成为ZVS(ZeroVoltageSwitch)。
此外，在期间t0～t1内，谐振电流iLr与励磁电流iLm的差分电流在变压器T的初级绕组np中流动，通过磁场耦合而在变压器T的次级绕组ns感应出电压。而且，在变压器T的次级侧，电流ID21在第1次级绕组ns1以及二极管D21的路径中流动。
另外，施加于励磁电感Lm的电压由于变压器T的磁场耦合而成为与输出电压Vo和匝数比成比例的电压，因此励磁电流iLm大致线性地增加。
在期间t1～t2内，在FET21刚断开之后，电流在FET22的体二极管→串联谐振电路→励磁电感Lm的路径中流动。因此，谐振电流iLr成为正值。此后，FET22接通，电流在励磁电感Lm→串联谐振电路→FET22的路径中流动，谐振电流iLr被切换为负值。另外，在FET22接通时，由于FET22的漏极电压为零，因此FET21成为ZVS。同样地，在励磁电感Lm中流动励磁电流iLm。
在期间t1～t2内，谐振电流iLr与励磁电流iLm的差分电流在变压器T的初级绕组np中流动，通过磁场耦合而在变压器T的次级绕组ns感应出电压。而且，在变压器T的次级侧，电流ID22在第2次级绕组ns2以及二极管D22的路径中流动。
在本实施方式中，使开关频率fs与第1谐振频率f1一致。在这种情况下，不考虑变压器T的匝数比时的谐振转换器电路20的输入输出电压比(增益)成为“1”，向变压器T的初级侧施加的电压在次级侧产生。即、如图2所示，谐振电流iLr为正弦波状，变压器T的次级侧的电流ID21+ID22也成为正弦波状。
以下，为了对比，在图3中示出使开关频率fs比第1谐振频率fr低的情况下的波形，在图4中示出使开关频率fs比第1谐振频率fr高的情况下的波形。
假设没有升压转换器电路10，例如在瞬时停电等情况下，如果输入电压Vi变低，则为将谐振转换器电路20的增益设为“1”以上，因此设fs＜f1。在这种情况下，由于励磁电流iLm的影响，如图3所示，在次级侧的输出电流中产生非导通期间td。该非导通期间td越长，则导通期间中的电流有效值越大，损耗增大。
此外，在输入电压Vi高的情况下，为将谐振转换器电路20的增益设为“1”以下，因此设fs＞f1。在这种情况下，次级侧的二极管D21、D22在流动电流的状态下断开。即、次级侧的二极管D21、D22成为硬开关，因此与电涌所引起的元件应力的增大或开关损耗的增大有关联。
根据以上内容，对FET21、22进行开关控制以使开关频率fs与第1谐振电路f1一致的效率变得最好。此外，在输入电压Vi产生了变动的情况下，通过升压转换器电路10能使总线电压Vbus稳定化，因此能始终设为fs＝f1。如上那样，在本实施方式中，能考虑输入电压的变动并高效地使开关电源装置101动作。
(实施方式2)
图5为本实施方式所涉及的开关电源装置的电路图。本实施方式与实施方式1不同之处在于后级的绝缘型桥式转换器。本实施方式所涉及的开关电源装置102在后级具备全桥式转换器电路50。
全桥式转换器电路50具备变压器T，在变压器T的初级侧具备FET51、52、53、54。FET51、52、53、54被桥式配置，在FET51、52的连接点以及FET53、54的连接点连接初级绕组np。详细而言，由FET51、初级绕组np以及FET54形成串联谐振电路，并与全桥式转换器电路50的输入部连接。此外，由FET53、初级绕组np以及FET52形成串联谐振电路，并与全桥式转换器电路50的输入部连接。
全桥式转换器电路50在变压器T的次级侧具备二极管D21、D22、扼流圈L2以及平滑电容器Co。通过二极管D21、D22、扼流圈L2以及平滑电容器Co构成本发明的整流电路。变压器T的次级绕组ns的第1端与二极管D21的阳极端子连接，第2端与二极管D22的阳极端子连接。二极管D21、D22各自的阴极端子经由扼流圈L2而与输出端子Po(+)连接。平滑电容器Co与输出端子Po(+)、Po(-)连接。
全桥式转换器电路50具备后级SW控制电路40。与实施方式1同样地，通过调整升压转换器电路10的FET11的导通占空比来控制输出电压Vo，后级SW控制电路40以接近于大致50％的固定导通占空比、且固定开关频率fs，对FET51、52、53、54进行开关控制。
以下，对与导通占空比接近于50％的情况下和比50％小的情况下的开关电源装置102所涉及的电流波形进行说明。以下，作为相对于输入电压Vi而输出与输入电压Vi相同值的输出电压Vo的条件进行说明。
图6(A)为表示以接近于50％的导通占空比进行动作的情况下的电流波形的图，图6(B)为表示以比图6(A)小的导通占空比进行动作的情况下的电流波形的图。在图6(A)的情况下，以大致50％的导通占空比对FET51、52以及FET53、54分别进行开关控制，并且将FET51、54、或者FET52、53成为导通的期间设定成间隔死区时间而大致接近于50％。在图6(B)的情况下，以大致50％的导通占空比对FET51、52以及FET53、54分别进行开关控制，并且对FET51、54以及FET52、53成为导通的期间进行移动(shift)。
在图6中，电流ip为在初级绕组np中流动的电流，电压Vgs51、Vgs52、Vgs53、Vgs54为FET51、52、53、54的栅极源极间电压。
全桥式转换器中的导通占空比成为由于FET51、54或者FET52、53变为导通而施加到由扼流圈L2以及平滑电容器Co构成的滤波器上的电压与输出电压Vo的比。即、FET的导通时间短的情况，对变压器T的次级绕组ns施加高的电压。
在假设没有升压转换器电路10的情况下，需要考虑输入电压Vi比额定动作时低的瞬时停电。也就是说，即使在输入电压Vi变低的情况下，也需要通过延长FET的导通时间来得到期望的输出。在如上那样进行了设计的情况下，在稳定时如图6(B)所示那样，导通占空比变低。此时，对次级侧施加高的电压。因此，二极管D21、D22中需要耐压较大的元件。
但是，在本实施方式中，在前级设置升压转换器电路10，通过调整向全桥式转换器电路50输入的输入电压(总线电压Vbus)，从而能够如图6(A)所示那样与输入电压Vi无关地将导通占空比固定得较高，不对次级侧的二极管D21、D22施加高的电压。
此外，如图6(A)以及图6(B)所示，通过增大导通占空比，从而能够减小次级侧的脉动电流。
也就是说，在总线电压Vbus产生变动的情况下，如果总线电压Vbus变高，则次级侧的电流脉动变大，因此优选总线电压Vbus为恒定，通过在前级设置升压转换器电路10，能够实现这种情况。
此外，全桥式转换器在FET51、53或者FET52、54成为导通、且对变压器T的初级绕组np不施加电压的截止期间，通过变压器T的漏电感的作用而继续流动以正导通的FET以及初级绕组np作为路径的电流。该循环电流对于向负载的供电没有贡献，产生不必要的损耗。通过提高导通占空比，从而截止期间变短，能够抑制循环电流流动的期间并能够减小损耗。
如以上那样，即使固定FET51、52、53、54的导通占空比以及开关频率，也能考虑瞬时停电并使开关电源装置102高效地动作。
(实施方式3)
图7为本实施方式所涉及的开关电源装置的电路图。本实施方式所涉及的开关电源装置103具备对输入电压Vi、升压转换器电路10的总线电压Vbus、以及输出电压Vo进行检测的检测电路60。检测电路60将所检测出的输入电压Vi、总线电压Vbus以及输出电压Vo输出给前级SW控制电路30以及后级SW控制电路40。
在输入电压Vi小于第1阈值的情况下，前级SW控制电路30按照输出电压Vo来控制FET11的导通占空比，以对FET11进行开关控制。后级SW控制电路40以预先设定的效率好的固定开关频率、并且隔着死区时间以大致50％的占空比，对FET21、22进行开关控制。以下，将该动作称作模式1。
在输入电压Vi为第1阈值以上且小于第2阈值的情况下，前级SW控制电路30停止FET11的开关控制。后级SW控制电路40通过对开关频率进行调整来对FET21、22进行开关控制。以下，将该动作称作模式2。
在输入电压Vi为第2阈值以上的情况下，前级SW控制电路30以及后级SW控制电路40停止FET11以及FET21、22的开关控制。以下，将该动作称作模式3。
关于上述各模式，具体地举出数值来进行说明。在设额定动作时的输入电压Vi为340V、动作输入电压为200～420V的情况下，额定动作时的总线电压Vbus成为380V程度。
(模式1)
在输入电压Vi为380V以下的情况下，开关电源装置103进行额定动作。此时，总线电压Vbus大致为380V。
(模式2)
在输入电压Vi为380V以上且小于420V的情况下，停止FET11的开关控制，总线电压Vbus与输入电压Vi变得大致相等。而且，通过控制谐振转换器电路20的各FET21、22的开关频率，从而控制输出电压Vo。具体而言，在负载电流变大时，开关频率变低。在负载电流变小时，开关频率变高。
(模式3)
在输入电压Vi成为420V以上的情况下判断为异常并停止。
如以上那样，在本实施方式中，在以阈值为基准而输入电压Vi变高的情况下，通过停止FET11的开关控制，从而能够提高升压转换器电路10的额定动作时的效率。
例如，在设计了升压转换器电路10以使仅以上述模式1对应的情况下，升压转换器电路不能输出比输入电压低的电压，因此以最高的输入电压作为基准进行设计。在设计上最高的输入电压与额定动作时的输入电压的差较大的情况下，额定动作时的效率降低。但是，在本发明中，在输入电压Vi变得比阈值高的情况下，即使停止升压转换器电路的FET11的开关控制，也能通过FET21、22的开关来控制输出电压Vo，因此如果将阈值与额定动作时的输入电压的差设定得较小，则能够提高升压转换器电路10的额定动作时的效率。由此，即使输入电压Vi的变动幅度变大，开关电源装置103也能在额定动作时实现高效的电源装置。
(实施方式4)
图8为本实施方式所涉及的开关电源装置的电路图。本实施方式所涉及的开关电源装置104具备升压转换器电路10、半桥式转换器电路70以及检测电路60。半桥式转换器电路70具备变压器T，在初级侧具备FET21、22和电容器C2。
详细而言，FET21的漏极端子与升压转换器电路10的输出部连接，源极端子与变压器T的初级绕组np的第1端连接。初级绕组np的第2端与电容器21连接，由FET21、初级绕组np以及电容器C2形成串联谐振电路。
FET22的漏极端子与初级绕组np的第1端连接，源极端子经由电容器C2而与初级绕组np的第2端连接。这些FET22、电容器C2以及初级绕组np形成闭环的电路。
FET21、22各自的栅极端子与后级SW控制电路40连接，通过后级SW控制电路40进行导通/截止控制。详细而言，FET21、22隔着死区时间以大致50％的占空比交替地被导通。
前级SW控制电路30以及后级SW控制电路40，也可如实施方式1所说明过的那样构成为基于输出电压Vo对FET11进行开关控制，以固定导通占空比且固定开关频率对FET21、22进行开关控制，也可如实施方式3所说明过的那样构成为按照相对阈值产生变动的输入电压Vi对FET11、21、22进行开关控制。
另外，开关电源装置的具体结构等能适当地设计变更，上述实施方式所记载的作用以及效果只不过是例举由本发明产生的最佳的作用以及效果，本发明所产生的作用以及效果并不限定于上述实施方式所记载的作用以及效果。
例如，后级SW控制电路40进行开关控制的FET的导通占空比以及开关频率也可适当地固定为最适合的值，并没有被特别地限定。此外，即便按照负载变更为最合适的频率，或者为了减小EMI而执行频率扩散，也能得到本发明的作用以及效果。实施方式3、4所涉及的开关电源装置具备独立的检测电路60，但前级SW控制电路30或者后级SW控制电路40也可具备对各电压进行检测的功能。在实施方式3中按照阈值来切换模式，但为了顺畅地执行动作的切换，也可在模式1与模式2之间设置同时执行FET11的开关控制和FET21、22的开关控制的模式。此外，在输入电压Vi变得与阈值大致相等的情况下，为了防止模式不确定而导致动作变得不稳定的情况，也可设置两个阈值M1、M2(M1＜M2)，设计磁滞来切换模式以使当比阈值M1小时成为模式1、当比阈值M2大时成为模式2。
符号说明
10-升压转换器电路
11-FET
20-谐振转换器电路
21、22-FET
30-前级SW控制电路
40-后级SW控制电路
101、102、103、104-开关电源装置
T-变压器
ns-初级绕组
np-次级绕组
Lm-励磁电感
Cr-谐振用电容器
Lr-谐振用电感器
D21、D2-二极管
Pi-输入端子
Po-输出端子
Vi-输入电压
Vo-输出电压
Vbus-总线电压

Claims (7)

1.一种开关电源装置，具备：非绝缘型转换器，其对所输入的输入电源电压进行升压并输出直流电压；和绝缘型桥式转换器，其输入从上述非绝缘型转换器输出的直流电压并向负载输出直流电压，
上述绝缘型桥式转换器具有：
变压器，其具备初级绕组以及次级绕组；
交流电压产生电路，其与上述初级绕组连接并包括第1开关元件和第2开关元件，通过上述第1开关元件以及上述第2开关元件的切换而根据所输入的直流电压产生交流电压并施加给上述初级绕组；和
整流电路，其与上述次级绕组连接，对通过与上述初级绕组的磁场耦合而在上述次级绕组中感应出的电压进行整流并向负载输出，
上述非绝缘型转换器具有：
电感器；
电容器；和
第3开关元件，其切换向上述电感器的通电，
上述开关电源装置还具备：
开关控制电路，其以固定导通占空比且固定开关频率，隔着死区时间对上述第1开关元件以及上述第2开关元件交替地进行导通/截止控制；和
PWM控制电路，其对上述第3开关元件进行导通/截止控制，并且控制上述第3开关元件的导通占空比来调整向上述绝缘型桥式转换器的输出电压，
在上述输入电源电压小于阈值的情况下，上述PWM控制电路以及上述开关控制电路进行额定动作，其中，该阈值以比额定动作时大且比动作范围的上限小的值来设定，
在上述输入电源电压为上述阈值以上的情况下，上述PWM控制电路停止上述第3开关元件的开关控制，上述开关控制电路控制上述第1开关元件以及上述第2开关元件的导通占空比或者开关频率的至少任一方。
2.根据权利要求1所述的开关电源装置，其中，
上述绝缘型桥式转换器为谐振转换器。
3.根据权利要求2所述的开关电源装置，其中，
上述交流电压产生电路具有：
串联谐振电路，其包括谐振用电容器以及谐振用电感器；和
励磁电感，其与上述初级绕组并联地形成，
上述开关控制电路以与上述串联谐振电路的谐振频率一致的开关频率，对上述第1开关元件以及上述第2开关元件进行导通/截止控制。
4.根据权利要求1所述的开关电源装置，其中，
上述绝缘型桥式转换器为全桥式转换器。
5.根据权利要求1～3中任一项所述的开关电源装置，其中，
上述绝缘型桥式转换器为半桥式转换器。
6.根据权利要求1～4中任一项所述的开关电源装置，其中，
上述开关控制电路将上述固定导通占空比设为大致50％，来对上述第1开关元件以及上述第2开关元件进行导通/截止控制。
7.根据权利要求5所述的开关电源装置，其中，
上述开关控制电路将上述固定导通占空比设为大致50％，来对上述第1开关元件以及上述第2开关元件进行导通/截止控制。
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